JP3744541B2

JP3744541B2 - Subcarrier generator amplitude and phase error normalization

Info

Publication number: JP3744541B2
Application number: JP52494696A
Authority: JP
Inventors: ディー．イングリッシュ，ジェームズ
Original assignee: セイコーコミュニケーションズシステムズインコーポレイテッド
Priority date: 1995-02-16
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 2006-02-15
Anticipated expiration: 2016-01-11
Also published as: EP0809880A1; CA2212831C; WO1996025789A1; AU4898096A; CA2212831A1; US5489879A; JPH11500280A

Description

発明の背景
本発明は、一般的には無線信号放送装置に関し、より詳細には副搬送波信号発生装置に関する。
ある種のＦＭ無線放送信号は副搬送波信号を含む。この副搬送波信号は、例えば各々が副搬送波信号をモニタしている多数のページングデバイスに対しページングメッセージを送信するページングシステムを実現するにあたり、例えばページングデータを送る。こうしてページングシステムは現在のＦＭ信号放送設備を利用している。ＦＭ放送設備は、例えばＦＭ放送設備とページングシステムクリアリングハウスを結合する高速モデムを通してページングシステムからのデジタルページングメッセージを受信する。ＦＭ送信設備は副搬送波発生器を含み、副搬送波発生器はデジタルページングメッセージ情報を受信し、その出力である副搬送波信号にこのページングメッセージ情報を組み込む。副搬送波発生器はこの出力をエキサイタおよびその後のＦＭ信号放送デバイスに加え、送信されるＦＭ無線信号の副搬送波部分にページングメッセージを与えるようになっている。
副搬送波信号の質は代表的な副搬送波発生デバイスのアナログ回路において劣化するアナログデバイス、例えば副搬送波発生デバイスの出力ステージにおける増幅器およびローパスフィルタの周波数によって決まる属性は、発生される信号により周波数に従属した非線形の位相のずれをコンボルブ（convolve）する。これにより副搬送波信号にひずみが加えられ、副搬送波信号によって提供される情報の全体の質を劣化する。
代表的な副搬送波発生器はシンボル発生器においてデジタルデータストリームを受信し、この結果得られる波形シンボルシーケンスをバンドパス有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタに加える。このＦＩＲフィルタは波形シンボルシーケンスを適当に整形し、最終的に送信される副搬送波信号において所望のバンドパス形状および基準周波数、すなわち中心周波数を発生させる。ＦＩＲフィルタ係数の一組は、この結果得られるバンドパス形状、従って副搬送波信号の中心周波数を定める。よって、代表的な副搬送波信号発生器では、所望の副搬送波信号の形状および中心周波数に従い、設計時においてＦＩＲ係数が設定される。換言すれば、理想的な形状および中心周波数が選択され、かかる形状および中心周波数を得るように、ＦＩＲ係数が計算される。
ＦＩＲフィルタは、その出力を一連の出力ステージデバイス、すなわちデジタル／アナログコンバータ、増幅器、ローパスフィルタおよび最終出力ステージ増幅器へ加える。最終的に出力ステージデバイスは副搬送波信号において理想的副搬送波信号の形状および中心周波数において周波数に従属した振幅および位相ひずみを生じさせる。かかる副搬送波発生デバイスは信頼性が高く、使用可能な副搬送波信号を発生するが、発生される副搬送波信号を改善する必要性と、その余地が残されている。群遅延訂正をしたアナログフィルタは、生じた非線形の位相のずれを補償できるが、かかるフィルタは高価であり、設計および取り付けが困難であり、遅れ訂正部分に起因して物理的に大きくなる。
従って、周波数に従属する特性を補償し、かつ高品位の副搬送波信号を提供しながら、比較的出費の少ない副搬送波信号発生器を提供することが好ましい。
発明の概要
本発明の好ましい形態の副搬送波発生器は、ＦＩＲ係数の組により決定されるバンドパス有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを含む。本発明によれば、ＦＩＲ係数の第１の組は理想的な副搬送波信号の形状および中心周波数に対応する。副搬送波発生器は当初ＦＩＲ係数のこの第１の組により作動し、副搬送波信号を発生する。較正デバイスは副搬送波信号をモニタし、ＦＩＲ係数の第２の組を計算し、アナログフィルタおよびその他の周波数に従属した振幅および位相ひずみデバイスの出力をデコンボルブする。これにより副搬送波発生器のアナログ出力ステージの周波数に従属した特性に応じ、バンドパスＦＩＲフィルタの出力をあらかじめひずませることにより、副搬送波信号発生器の出力ステージで生じたひずみが訂正される。この結果、発生される副搬送波信号は所望する形状および中心周波数より近似して一致する。本発明による較正は副搬送波発生器の出力ステージ装置の周波数に従属した特性が変わる程度に、副搬送波発生装置の製造時または設置時に少なくとも１回、更にその後、間欠的または必要な際に実行できる。
本発明の要旨を特に指摘し、本明細書の終了部分においてその要旨を明確に請求する。しかしながら、同様な参照番号は同様な要素を示す添付図面を共に、次の説明を参照することにより、本発明の別の利点および課題を共に本発明の構造および作動の方法について最良に理解できよう。
【図面の簡単な説明】
本発明を最良に理解し、本発明をどのように実施できるかを示すため、次に添付図面を例として説明する。
図１は、本発明により製造され、較正され、作動される副搬送波発生器を使用したページングシステムを示す。
図２は、図１のページングシステムで使用される副搬送波発生デバイスを示す。
図３は、較正方法中の副搬送波発生器の作動をフローチャートで示す。
図４Ａおよび４Ｂは、理想的な特性、測定される特性および本発明により訂正される特性に従った副搬送波信号の特性を示す。
図５は、本発明による副搬送波発生器およびその較正を利用した、図１の無線局をブロック図で示す。
図６は、図１および５の無線局内のエキサイタを駆動するベースバンド複合信号のスペクトルを示す。
図７は、発生される副搬送波信号で示される、あるシーケンスのページングメッセージのデータパケットを示す。
好ましい実施例の詳細な説明
図１は、本発明によって製造され、較正される副搬送波発生器を使用するページングシステム１０を示す。ページングシステム１０を参照して本発明について説明するが、本発明は一般に種々の用途における副搬送波発生器に使用できると理解されよう。
図１において、ページングシステム１０はクリアリングハウス１２を含む。このクリアリングハウス１２は電話機１６を使って発呼者により発生されたページングメッセージ１５を公衆交換電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）１４から集める。クリアリングハウス１２はページングデータ１８をＦＭ無線局２０へ送る。後により完全に説明するように、無線局２０はページングデータ１８を副搬送波発生器（図２）へ加え、このページングデータ１８をＦＭ放送信号２２に組み入れる。図１に示される腕時計式ページングデバイス２４のような多数のページングデバイス２４は、ＦＭ信号２２の副搬送波部分をモニタし、これよりディスプレイするためのページングメッセージを抽出する。
本発明に関し、ページングシステム１０は本発明に従い製造され、較正され、作動される副搬送波発生器を無線局２０で使用する。副搬送波信号を改善することにより、ページングデバイス２４はこれに向けられたページングメッセージを良好に受信する。更に、本発明は比較的高価でない出力ステージデバイス、特にローパスフィルタを副搬送波発生器で使用できるようにするものである。設計により周波数に従属したひずみが大きくなる比較的高価でないデバイスを使用しているにも拘わらず、本発明は発生される副搬送波信号で周波数に従属したひずみをほとんど発生しない、高品位の副搬送波信号を信頼性高く発生できるようにする。
図２は、ページングデータ１８を副搬送波信号３２に変換する無線局２０の副搬送波発生器３０を示す。この副搬送波信号３２はＦＭ放送信号２２（図１）に生じる図２においても較正デバイス３４は較正工程中に副搬送波信号３２をモニタし、その後の副搬送波発生器３０の作動を変え、副搬送波信号３２の質を改善する。すなわち副搬送波信号３２を所望する形状および中心周波数により近似して一致させる。
副搬送波発生器３０はシンボル発生器３６においてページングデータ１８、すなわち毎秒１９キロビットのレートのビットストリームを受信する。シンボル発生器３６は一連の正の位相のサイン波形に対応するページングデータ１８における１のビットおよび一連の負の位相のサイン波形シンボルに対応するゼロのビットを６６．５キロヘルツで作動するサイン波形と共に発生する。
シンボル発生器３６は波形シンボルシーケンス３８をデジタル式バンドパス有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ４０に加える。このフィルタ４０は所望の形状および中心周波数の副搬送波の形状をデジタル式に表わす予備的副搬送波信号４２を発生するよう、公知の態様で作動する。より詳細には、ＦＩＲフィルタ４０は副搬送波信号３２において所望の形状および中心周波数を設定するよう計算された一組のＦＩＲ係数をホールドする係数レジスタ４４を含む。図示した特定の実施例では、予備的副搬送波信号４２は６６．５キロヘルツを中心とし、この６６．５キロヘルツに対し±９．５キロヘルツでゼロとなるコサインの平方根のバンドパス形状をデジタル式に表している。デジタルデバイスであるフィルタ４０は、固有の平らな群遅延および周波数に対してほぼ線形な位相応答により、信号４２における所望の形状および中心周波数を有する信号を確実に発生する。
不幸なことに、信号４２は副搬送波信号３２として直接加えることはできず、デジタル−アナログコンバータ５０、増幅器５２、ローパスフィルタ５４およびコネクタ５８を駆動する最終出力増幅器６６にシリーズに加えなければならず、他方、副搬送波信号３２は利用できないフォームで取り込まれる。デジタル−アナログコンバータ５０は信号４２の中心周波数の４倍、すなわち２６０キロヘルツでサンプリングする。コンバータ５０はその出力においてサイン状のＸ／Ｘロールオフを生じさせるので、信号４２に示されるような副搬送波信号をひずませる。増幅器５２およびローパスフィルタ５４も信号４２に対する周波数に従属したひずみを生じさせる。当該バンド幅、すなわち６６．５キロヘルツの中心周波数に対し±９．５キロヘルツのバンド幅に対し平担な群遅延特性を有するローパスフィルタ５４を製造することができるが、かかるローパスフィルタは高価である。いずれの場合においても、発生器３０の出力ステージすなわちコンバータ５０、増幅器５２、ローパスフィルタ５４および増幅器６６は必ずアナログデバイスであり、予備的副搬送波信号４２に示されるような所望の形状および中心周波数に対して副搬送波信号３２の形状および中心周波数の周波数に従属したひずみをある程度不可避的に発生させる。
副搬送波発生器３０の出力ステージで生じる特定のひずみは、一般に予測不能である。デジタル−アナログコンバータ５０で生じるひずみはある程度予測可能であるが、残りのデバイスイ５２、５４および５６は使用される出力ステージの部品の個々のセットに固有のひずみを生じさせる。アナログデバイスの各々は別個のひずみ効果を個々に発生し、副搬送波発生器３０の設計の際にかかるひずみ効果を補償することが困難となる。これまでかかる周波数に従属したひずみは、副搬送波発生器のアナログ出力ステージで使用する際に不可避的なものとして認められてきた。出力ステージにおける周波数に従属したひずみに関する訂正手段は、より高価なローパスフィルタ５４の形態となっていた。
しかしながら本発明では、較正デバイス３４がその較正中に所定の不可避搬送波発生器３０で生じる周波数に従属したひずみを考慮している。特に、較正デバイス３４が予備的副搬送波信号４２をあらかじめひずませるようＦＩＲ係数レジスタ４４を変更するようになっている。デバイス５０、５２、５４で発生するその後のひずみは現実に発生される副搬送波信号３２の形状および中心周波数を改善するものである。すなわちあらかじめひずまされた予備的副搬送波信号４２によって示される信号に対して形状および中心周波数を改善する。
一般に、レジスタ４４にロードされる第１の組のＦＩＲ係数は、信号３２に対する理想的なバンドパス形状および中心周波数を示す。すなわち６６．５キロヘルツを中心とするコサインの平方根のバンドパス形状を示す。較正デバイス３４はページングデータ１８をテストデータ７０に置換し、その結果生じる副搬送波信号３２をモニタする。信号３２において選択された周波数サンプルポイントで取り込まれた振幅および位相情報はこれらサンプルポイントにおいて、予想される振幅および位相情報と比較される。測定される振幅および位相と位相振幅および位相との差はひずみエラーを定める。このひずみエラーは、予備的副搬送波信号４２においてデジタル式に表示される形状および中心周波数を変えるための基礎を提供する。すなわち信号４２をあらかじめひずませるための基礎を提供する。較正デバイス３４があらかじめひずまされた信号４２で表示すべき形状および中心周波数を決定すると、この較正デバイス３４は新しいＦＩＲ係数を計算し、これをＦＩＲフィルタ４０のレジスタ４４へロードする。このように、信号４２によって表示される副搬送波信号は理想的な形状および中心周波数に対してあらかじめひずまされる。
重要なことは、理想的形状および中心周波数に対する信号４２に導入される予備的ひずみは発生器３０の出力ステージで生じるひずみの相補的ひずみとなっていることである。従って、理想的バンドパス形状および中心周波数に対する信号４２内の予備的ひずみは、アナログ出力デバイスで発生されるひずみを否定するものである。この結果生じる副搬送波信号３２は、発生器３０の出力ステージで生じる周波数に従属した大きなひずみに拘わらず、理想的な形状および中心周波数により近似して一致する。
較正デバイス３４はデジタル信号８２を離散的フーリエ変換ブロック８４へ送るアナログ−デジタルコンバータ８０において副搬送波信号３２を受信する。変換ブロック８４はサンプリング時において副搬送波信号３２を表示する振幅値８６および位相値８８を発生する。較正デバイス３４は振幅および位相値を収集し、理想的形状および中心周波数に対し副搬送波信号３２を特徴づける。より詳細には、当該周波数バンドにおける各周波数サンプル点に対し、較正デバイス３４はテストデータ７０を介し、対応するトーンを注入し、注入された各トーンに対する振幅値８６および位相値８８を収集する。較正デバイス３４は測定された振幅値８６および位相値８８と、予想すなわち理想的振幅および位相値と比較することにより、較正デバイス３４は理想的形状および中心周波数に対する信号３２の偏差を評価する。本明細書に使用されているように、これら振幅および位相値は副搬送波信号の特性を決めるのに使用される。しかしながら、かかる特性は振幅と位相の実数の対または複素数の対として実現できることが理解できよう。説明のため、図２は振幅値８２および位相値８８（極座標形式）の集合を示すが、一般に離散的フーリエ変換で発生される値は複素数（直角座標形式）として表示される。
図３は、較正デバイス３４で実行される較正方法１００をフローチャートで示している。図３における図解に使用されているように、副搬送波の波形形状および中心周波数は各位置において複素数の対をホールドする単一次元のアレイとして示される。アレイにおける位置の数は、アレイの表示に使用されるサンプルポイント数を示す。この説明では、かかる各データ構造はｎ個の記憶位置を参照する。サンプルポイント数は変えることができる。すなわちｎの値は設計基準に応じて変わり得ることが理解できよう。更に各複素数の対は次の式

（ここで、Ｉは実数部分を示し、Ｑは虚数部分を示す）に従い、振幅Ｍおよび位相φに変換できることも理解できよう。
図３において、ブロック１０２はバンドパスＦＩＲフィルタ４０（図２）に対する理想的ＦＩＲ係数を計算する。ブロック１０２はデバイス３０の較正時におけるかかる理想的ＦＩＲ係数の計算またはあらかじめ計算された理想的ＦＩＲ係数への基準を示す。いずれのケースにおいても、所定の副搬送波信号形状および中心周波数の表示はＦＩＲ係数を計算するための基礎を提供する。
ブロック１０２で得られた理想的ＦＩＲ係数はブロック１０４においてバンドパスＦＩＲフィルタ４０のレジスタ４４にロードされる。副搬送波発生器３０は選択された形状および中心周波数の理想的副搬送波信号を表示する予備的副搬送波信号４２を発生する。ブロック１０６では、較正デバイス３４がインデックス変数すなわちSample_Indexを値０に初期化する。次にループ１０８に入り、ここで較正デバイス３４は副搬送波発生器３０における周波数従属ひずみ後に発生される実際の副搬送波を示す複素数アレイMEASUREDを発生する。すなわち実際の副搬送波３２を示す。ブロック１１０では較正デバイス３４がテストデータ７０によりシンボル発生器３６内へトーンを注入する。このトーンはインデックス可変サンプルポイントに応じて選択されたものである。注入トーンを処理し、信号３２の表示をするのに充分な時間の後に、較正デバイス３４はインデックス可変Sample_Indexに対応するロケーションにおいて複素数アレイMEASUREDへ組み入れるための振幅値８６および位相値８８を収集する。ブロック１１４において、較正デバイス３４はインデックス可変Sample_Indexをインクリメントし、判別ブロック１１６へ進み、ここでSample_Indexをターミナル値ｎと比較する。別のサンプルを取り込む場合、デバイス３４が複素数アレイMEASUREDにおける次のサンプルを得て記憶するループ１０８を繰り返す。
一旦、アレイMEASUREDがサンプルで満たされ、理想的ＦＩＲ係数で作動する副搬送波信号３２のための形状および中心周波数が表示されると、信号３２におけるひずみの度合いが計算される。特にブロック１１８において、アレイERRORはサンプルポイントに対し測定された、振幅と理想的振幅の差、および測定された位相と理想的位相との差の表示を記憶する。ブロック１２０ではアレイIDEALおよびERRORを加算することにより、あらかじめひずまされる副搬送波信号バンドパス形状および中心周波数が生じる。特にサンプルポイントごとに理想的振幅および位相にERROR振幅およびERROR位相が加算される。この結果は、アレイNEWに表示される。
ブロック１２２に進み、デバイス３４はアレイNEWを使って、すなわちあらかじめひずまされた副搬送波の形状および中心周波数の表示を利用して新しいＦＩＲ係数を計算する。次に、較正デバイス３４はブロック１２４において新しいＦＩＲ係数をＦＩＲフィルタ４０のレジスタ４４にロードする。次に、副搬送波発生器３０はあらかじめひずまされた副搬送波信号の形状および中心周波数を表わす予備的副搬送波信号４２を発生するよう、新しいＦＩＲ係数のもとで作動する。信号４２の表現における予備的ひずみは、副搬送波発生器３０の出力ステージで生じる、測定されるひずみの相補的ひずみとなっているので、この結果生じる副搬送波信号３２は所望する副搬送波の形状および中心周波数により近似して一致する。
図４Ａおよび４Ｂは理想的な形状および位相に対する副搬送波信号の形状および位相の予備的ひずみをグラフで示す。図４Ａにおいて、理想的副搬送波の形状２００は所望するコサインの平方根のバンドパス形状、すなわちほぼベル形状の波形に従う。測定された形状２０２はバンドパスＦＩＲフィルタ４０における一組の理想的ＦＩＲ係数で作動する副搬送波信号３２の波形を示す。あらかじめひずまされた波形２０４は各サンプルポイントにおける波形２０２と波形２００との間の振幅の差のコンプリメント（compliment）を理想的波形２００に加えたものを示す。あらかじめひずまされた波形２０４に対応する一組のＦＩＲ係数を計算することにより、副搬送波発生器３０の出力ステージで生じるひずみが相殺される。
図４Ｂは理想的位相２１０を各サンプルポイントでとられた位相の値８８を示す測定された位相２１２と共に対角線として示す。あらかじめひずまされた位相２１４は理想的位相２１０と測定された位相２１２との間のエラーを示し、このエラーは理想的位相２１０にその後加えられる。あらかじめひずまされた位相２１４に基づき、ＦＩＲ係数を計算することにより副搬送波発生器３０の出力ステージで生じた位相ひずみが相殺される。
図５は、本明細書に説明したような副搬送波発生器３０を含む無線局２０と、本発明の別の実施例をより詳細に示す。図５では、ステレオ発生器３００がオーディオソース３０４からの主要オーディオ信号３０２の左右チャンネルを受信する。ステレオ発生器３００では左側チャンネル信号と右側チャンネル信号とを加えた信号３０６を発生するように左右の信号３０２が結合され、左側チャンネル信号から右側チャンネル信号を減算した信号３０８を発生するように双方の信号が減算される。パイロット発生器３１０は１９キロヘルツのパイロット信号３１２と、乗算器３１４を介して３８キロヘルツの信号３１６を利用可能にする。信号３０８と３１６は乗算器３１８へ結合され、信号３２０が発生される。次に、信号３０６およびパイロット信号３１２に信号３２０が加算され、ステレオの多重化信号３２２が発生される。エキサイタ３２６は上記のようにステレオ多重化された信号３２２および副搬送波信号３２を受け、これらステレオ多重化された信号３２２と副搬送波信号３２を複合信号３２８となるように加算する。
図６は、信号３２８に対して複合されたベースバンドのスペクトルを示す。パイロット信号３１２に隣接して左右のチャンネルを加算した信号３０６と、左側チャンネル信号から右側チャンネル信号を減算した信号３０８が生じる。６６．５キロヘルツを中心周波数とする左側チャンネル信号から右側チャンネル信号を減算した信号３０８に隣接して副搬送波信号３２が生じる。信号３２８はエキサイタ３２６のエキサイタ回路３３６を駆動する。エキサイタ３２６の出力３２７は増幅器３３０を駆動し、増幅器３３０はアンテナ３３２を駆動する。従って、送信信号２２に信号３０６と、３１２と、３０８と、３２の複合信号が生じる。
ページングデバイス２４は副搬送波信号３２内のページング情報を送信信号２２から抽出し、その情報がページングデバイス２４にアドレス指定されている場合、ディスプレイおよび記憶のためにページングメッセージを収集する。
図７は、ビットストリーム１８内で得られるあるシーケンスのページングメッセージデータパケットを示す。発呼者がクリアリングハウス１２にページングリクエストを送ると、クリアリングハウス１２はデータパケット４００を組み立てる。各パケットは少なくとも１つのアドレスフィールド４００ａおよびデータフィールド４００ｂを含む。フィールド４００ａおよび４００ｂはページングメッセージ１５を示す。すなわちフィールド４００ａにおいて、選択されたページングデバイス２４を識別し、フィールド４００ｂにおいて、ディスプレイすべきメッセージを提供する。クリアリングハウス１２はあるシーケンスのデータパケット４００を組み立て、モデムにより無線局２０にデータパケットをビットストリーム１８として送る。
図５に戻ると、副搬送波発生器３０は本発明の１つの特徴により副搬送波信号３２をモニタすることにより上記のように較正される。かかる較正により副搬送波発生器３０で生じた周波数に従属したひずみはＦＩＲ係数を適当に計算することにより正規化される。本発明の別の形態は、エキサイタ回路３３６および増幅器３３７で生じた周波数に従属するひずみの正規化を行うことも意図している。特に副搬送波受信機４２０はタップすなわち“スニッファー（sniffer）”４２２においてアンテナ３３２の供給信号を集める。すなわちアンテナ３３２へ送られる信号のごく小さい部分を取り出す。次に副搬送波受信機４２０は副搬送波信号４３２を利用可能にする。信号４３２は副搬送波信号３２のフォーマットと同一フォーマットでよいので、較正デバイス３４’はスイッチ４３３を操作することにより副搬送波信号３２または４３２の１つを選択的にモニタするように改造する必要はない。いずれのケースにおいても、較正デバイス３４’は本明細書に説明したように正規化を行うために副搬送波信号を受信する。すなわち副搬送波発生器３０の出力をあらかじめひずませるよう新しいＦＩＲ係数を計算する。このように、較正デバイス３４’は副搬送波発生器３０の較正時に、すなわち周波数に従属したひずみをデコンボルブするために副搬送波信号３２または副搬送波信号４３２を選択的にモニタする。
従って、以上で副搬送波発生器の改善された製造方法および作動について説明し、示した。本発明は、例えば副搬送波発生器の出力ステージで生じるひずみを補償するよう、副搬送波信号内で予備的ひずみを発生させる。各副搬送波発生ユニットにおいて周波数に従属したひずみを別々に測定することにより、ＦＩＲフィルタにおいて別々に計算されたＦＩＲ係数を使用し、特定の副搬送波発生ユニットまたは放送設備の特定の周波数に従属したひずみをあらかじめひずませる。すなわちあらかじめ補償する。副搬送波発生器の出力ステージに設けられる高価で複雑なフィルタデバイスは使用する必要がなくなる。この代わりに周波数に従属したひずみが認められ、較正工程はかかるひずみを測定し、その補償の際に新しいＦＩＲ係数を計算する。従って、発生される副搬送波信号の質と妥協することなく安価な副搬送波発生器が得られる。
本明細書に説明した較正工程は、製造時に最初に実行できる。すなわち副搬送波信号３２を発生するため、所定の副搬送波発生ユニットを充分に組み立てた後に実行してもよい。
このユニットのためのユニークな組のＦＩＲ係数が製造時に計算され、ロードされる。本発明による較正はオンデマンドでダイナミックに、または初期化ルーチン中に実行してもよい。ＦＩＲレジスタ４４として示されているがＦＩＲ係数は多数の記憶デバイス、例えばプロセッサ用デバイス、ディスクドライブデータ構造体およびメモリロケーションに記憶してもよいことが理解できよう。本発明による較正は計算された予備的ひずみを設定するよう、かかるＦＩＲ係数が変更できるものであることを要求するにすぎない。
本発明はこれまで説明し、図示した特定の実施例に限定されるものでなく、かつ添付された請求の範囲およびその同等物として判る本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の範囲内で変更を行うことが可能である。Background of the Invention
The present invention generally relates to a radio signal broadcasting apparatus, and more particularly to a subcarrier signal generating apparatus.
Some FM radio broadcast signals include subcarrier signals. This subcarrier signal is used, for example, to transmit paging data when implementing a paging system that transmits a paging message to a number of paging devices each monitoring the subcarrier signal. Thus, the paging system uses the current FM signal broadcasting equipment. The FM broadcast facility receives digital paging messages from the paging system, for example through a high speed modem that couples the FM broadcast facility and the paging system clearinghouse. The FM transmission facility includes a subcarrier generator, which receives the digital paging message information and incorporates this paging message information into the output subcarrier signal. The subcarrier generator adds this output to the exciter and subsequent FM signal broadcast device to provide a paging message to the subcarrier portion of the transmitted FM radio signal.
The quality of the subcarrier signal is degraded in the analog circuit of a typical subcarrier generation device, for example, the attributes determined by the frequency of the amplifier and low-pass filter at the output stage of the subcarrier generation device depend on the frequency of the generated signal. Convolve the non-linear phase shift. This distorts the subcarrier signal and degrades the overall quality of information provided by the subcarrier signal.
A typical subcarrier generator receives a digital data stream at a symbol generator and applies the resulting waveform symbol sequence to a bandpass finite impulse response (FIR) filter. The FIR filter appropriately shapes the waveform symbol sequence and generates a desired bandpass shape and reference frequency, that is, a center frequency in the finally transmitted subcarrier signal. A set of FIR filter coefficients defines the resulting bandpass shape and thus the center frequency of the subcarrier signal. Thus, in a typical subcarrier signal generator, the FIR coefficient is set at the time of design according to the desired subcarrier signal shape and center frequency. In other words, an ideal shape and center frequency are selected, and FIR coefficients are calculated to obtain such shape and center frequency.
The FIR filter applies its output to a series of output stage devices: a digital / analog converter, an amplifier, a low pass filter and a final output stage amplifier. Eventually, the output stage device produces frequency dependent amplitude and phase distortion at the ideal subcarrier signal shape and center frequency in the subcarrier signal. Such sub-carrier generation devices are reliable and generate usable sub-carrier signals, but there remains a need and room for improving the generated sub-carrier signals. An analog filter with group delay correction can compensate for the non-linear phase shift that has occurred, but such a filter is expensive, difficult to design and install, and is physically large due to the delay correction portion.
Accordingly, it is desirable to provide a subcarrier signal generator that is relatively inexpensive, while compensating for frequency dependent characteristics and providing a high quality subcarrier signal.
Summary of the Invention
A preferred form of subcarrier generator of the present invention includes a bandpass finite impulse response (FIR) filter determined by a set of FIR coefficients. According to the present invention, the first set of FIR coefficients corresponds to the ideal subcarrier signal shape and center frequency. The subcarrier generator initially operates with this first set of FIR coefficients to generate a subcarrier signal. The calibration device monitors the subcarrier signal, calculates a second set of FIR coefficients, and deconvolutes the output of the analog filter and other frequency dependent amplitude and phase distortion devices. Thus, distortion generated at the output stage of the subcarrier signal generator is corrected by predistorting the output of the bandpass FIR filter in accordance with the frequency dependent characteristic of the analog output stage of the subcarrier generator. As a result, the generated subcarrier signals are more closely matched to the desired shape and center frequency. Calibration according to the present invention can be performed at least once during manufacture or installation of the subcarrier generator, and then intermittently or as needed, to the extent that the frequency dependent characteristics of the output stage device of the subcarrier generator change. .
The subject matter of the present invention is particularly pointed out, and the subject matter is clearly claimed at the end of the description. However, by reference to the following description, taken in conjunction with the accompanying drawings, in which like reference numerals designate like elements, both the advantages and problems of the present invention will be best understood for the structure and method of operation of the present invention. .
[Brief description of the drawings]
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS In order to best understand the invention and illustrate how the invention can be implemented, reference will now be made, by way of example, to the accompanying drawings in which: FIG.
FIG. 1 shows a paging system using a subcarrier generator manufactured, calibrated and operated according to the present invention.
FIG. 2 shows a subcarrier generation device used in the paging system of FIG.
FIG. 3 shows in a flowchart the operation of the subcarrier generator during the calibration method.
4A and 4B show the characteristics of the subcarrier signal according to ideal characteristics, measured characteristics and characteristics corrected by the present invention.
FIG. 5 illustrates in block diagram form the radio station of FIG. 1 utilizing the subcarrier generator and its calibration according to the present invention.
FIG. 6 shows the spectrum of the baseband composite signal that drives the exciter in the radio station of FIGS.
FIG. 7 shows a sequence of paging message data packets as indicated by the generated subcarrier signal.
Detailed Description of the Preferred Embodiment
FIG. 1 illustrates a paging system 10 that uses a subcarrier generator manufactured and calibrated in accordance with the present invention. Although the present invention will be described with reference to paging system 10, it will be understood that the present invention can generally be used with subcarrier generators in a variety of applications.
In FIG. 1, the paging system 10 includes a clearing house 12. The clearinghouse 12 uses a telephone 16 to collect a paging message 15 generated by a caller from a public switched telephone network (PSTN) 14. The clearinghouse 12 sends the paging data 18 to the FM radio station 20. As will be explained more fully later, the radio station 20 adds paging data 18 to a subcarrier generator (FIG. 2) and incorporates this paging data 18 into the FM broadcast signal 22. A number of paging devices 24, such as the watch-type paging device 24 shown in FIG. 1, monitor the subcarrier portion of the FM signal 22 and extract paging messages for display therefrom.
In connection with the present invention, the paging system 10 uses a subcarrier generator at the radio station 20 that is manufactured, calibrated, and operated in accordance with the present invention. By improving the subcarrier signal, the paging device 24 better receives paging messages directed to it. In addition, the present invention allows a relatively inexpensive output stage device, particularly a low pass filter, to be used in the subcarrier generator. Despite the use of a relatively inexpensive device whose design increases the frequency dependent distortion, the present invention produces a high quality subcarrier that generates little frequency dependent distortion in the generated subcarrier signal. Ensure that signals can be generated reliably.
FIG. 2 shows a subcarrier generator 30 of the radio station 20 that converts the paging data 18 into a subcarrier signal 32. This sub-carrier signal 32 occurs in the FM broadcast signal 22 (FIG. 1). In FIG. 2, the calibration device 34 also monitors the sub-carrier signal 32 during the calibration process and changes the operation of the sub-carrier generator 30 thereafter. Improve the quality of the signal 32. That is, the subcarrier signal 32 is approximated and matched with a desired shape and center frequency.
The subcarrier generator 30 receives at the symbol generator 36 the paging data 18, i.e. the bit stream at a rate of 19 kilobits per second. The symbol generator 36 has one bit in the paging data 18 corresponding to a series of positive phase sine waveforms and a zero bit corresponding to a series of negative phase sine waveform symbols, with a sine waveform operating at 66.5 kilohertz. appear.
The symbol generator 36 applies a waveform symbol sequence 38 to a digital bandpass finite impulse response (FIR) filter 40. The filter 40 operates in a known manner to generate a preliminary subcarrier signal 42 that digitally represents the desired shape and the shape of the center frequency subcarrier. More specifically, FIR filter 40 includes a coefficient register 44 that holds a set of FIR coefficients calculated to set a desired shape and center frequency in subcarrier signal 32. In the particular embodiment shown, the preliminary subcarrier signal 42 is centered around 66.5 kilohertz, and the cosine square root bandpass shape is zero digitally at ± 9.5 kilohertz for this 66.5 kilohertz. Represents. Filter 40, a digital device, reliably generates a signal having the desired shape and center frequency in signal 42 with a substantially linear phase response to the inherent flat group delay and frequency.
Unfortunately, the signal 42 cannot be applied directly as the subcarrier signal 32 and must be added to the series to the final output amplifier 66 that drives the digital-to-analog converter 50, amplifier 52, low pass filter 54 and connector 58. On the other hand, the subcarrier signal 32 is captured in an unavailable form. The digital-to-analog converter 50 samples at 4 times the center frequency of the signal 42, ie 260 kilohertz. Converter 50 causes a sine-like X / X roll-off at its output, thus distorting the subcarrier signal as shown in signal 42. Amplifier 52 and low pass filter 54 also cause frequency dependent distortion for signal 42. A low-pass filter 54 having a group delay characteristic flat with respect to the bandwidth, that is, a bandwidth of ± 9.5 kilohertz with respect to a center frequency of 66.5 kilohertz can be manufactured, but such a low-pass filter is expensive. . In any case, the output stage of generator 30, ie converter 50, amplifier 52, low pass filter 54 and amplifier 66, is always an analog device and has the desired shape and center frequency as shown in preliminary subcarrier signal 42. On the other hand, distortion dependent on the shape of the subcarrier signal 32 and the frequency of the center frequency is inevitably generated to some extent.
The specific distortion that occurs at the output stage of the subcarrier generator 30 is generally unpredictable. Although the distortion produced by the digital-to-analog converter 50 is somewhat predictable, the remaining

devices

52, 54, and 56 produce inherent distortion in the particular set of components of the output stage used. Each analog device individually generates a separate distortion effect, which makes it difficult to compensate for such distortion effects when designing the subcarrier generator 30. In the past, such frequency dependent distortion has been recognized as unavoidable when used in the analog output stage of a subcarrier generator. The correction means for the distortion dependent on the frequency in the output stage is in the form of a more expensive low-pass filter 54.
However, in the present invention, the calibration device 34 takes into account the frequency dependent distortion that occurs in a given inevitable carrier generator 30 during its calibration. In particular, the FIR coefficient register 44 is modified so that the calibration device 34 predistorts the preliminary subcarrier signal 42. Subsequent distortion that occurs in the

devices

50, 52, 54 improves the shape and center frequency of the subcarrier signal 32 that is actually generated. That is, improve the shape and center frequency relative to the signal indicated by the pre-distorted preliminary subcarrier signal 42.
In general, the first set of FIR coefficients loaded into register 44 indicates the ideal bandpass shape and center frequency for signal 32. That is, it shows a bandpass shape of a square root of cosine centered on 66.5 kilohertz. Calibration device 34 replaces paging data 18 with test data 70 and monitors the resulting subcarrier signal 32. The amplitude and phase information captured at selected frequency sample points in the signal 32 is compared with the expected amplitude and phase information at these sample points. The difference between the measured amplitude and phase and the phase amplitude and phase defines the distortion error. This distortion error provides the basis for changing the shape and center frequency displayed digitally in the preliminary subcarrier signal 42. That is, it provides a basis for predistorting the signal 42. Once the calibration device 34 determines the shape and center frequency to be displayed with the predistorted signal 42, the calibration device 34 calculates a new FIR coefficient and loads it into the register 44 of the FIR filter 40. Thus, the subcarrier signal displayed by signal 42 is pre-distorted with respect to the ideal shape and center frequency.
Importantly, the preliminary distortion introduced into the signal 42 for the ideal shape and center frequency is a complementary distortion to that generated at the output stage of the generator 30. Thus, the preliminary distortion in signal 42 relative to the ideal bandpass shape and center frequency negates the distortion generated by the analog output device. The resulting subcarrier signal 32 is more closely matched to the ideal shape and center frequency, despite the large frequency dependent distortion that occurs at the output stage of the generator 30.
The calibration device 34 receives the subcarrier signal 32 at an analog to digital converter 80 that sends the digital signal 82 to a discrete Fourier transform block 84. Transform block 84 generates an amplitude value 86 and a phase value 88 that represent subcarrier signal 32 during sampling. The calibration device 34 collects the amplitude and phase values and characterizes the subcarrier signal 32 with respect to the ideal shape and center frequency. More specifically, for each frequency sample point in the frequency band, calibration device 34 injects a corresponding tone via test data 70 and collects an amplitude value 86 and a phase value 88 for each injected tone. Calibration device 34 evaluates the deviation of signal 32 relative to the ideal shape and center frequency by comparing measured amplitude value 86 and phase value 88 with the expected or ideal amplitude and phase values. As used herein, these amplitude and phase values are used to characterize the subcarrier signal. However, it will be appreciated that such characteristics can be realized as real and complex pairs of amplitude and phase. For illustration purposes, FIG. 2 shows a set of amplitude values 82 and phase values 88 (polar coordinate format), but generally the values generated by the discrete Fourier transform are displayed as complex numbers (rectangular coordinate format).
FIG. 3 shows a flowchart of the calibration method 100 performed by the calibration device 34. As used in the illustration in FIG. 3, the subcarrier waveform shape and center frequency are shown as a single dimensional array holding complex pairs at each location. The number of positions in the array indicates the number of sample points used to display the array. In this description, each such data structure refers to n storage locations. The number of sample points can be changed. That is, it will be understood that the value of n can vary depending on the design criteria. Furthermore, each complex pair is given by

It can also be understood that it can be converted into an amplitude M and a phase φ according to (where I represents a real part and Q represents an imaginary part).
In FIG. 3, block 102 calculates ideal FIR coefficients for the bandpass FIR filter 40 (FIG. 2). Block 102 shows the calculation of such ideal FIR coefficients during calibration of device 30 or a reference to the pre-calculated ideal FIR coefficients. In either case, the display of the predetermined subcarrier signal shape and center frequency provides the basis for calculating the FIR coefficients.
The ideal FIR coefficients obtained at block 102 are loaded into the register 44 of the bandpass FIR filter 40 at block 104. Subcarrier generator 30 generates a preliminary subcarrier signal 42 that represents an ideal subcarrier signal of a selected shape and center frequency. At block 106, the calibration device 34 initializes an index variable, Sample_Index, to a value of zero. Next, loop 108 is entered, where calibration device 34 generates a complex array MEASURED indicating the actual subcarriers generated after frequency dependent distortion in subcarrier generator 30. That is, the actual subcarrier 32 is shown. At block 110, the calibration device 34 injects a tone into the symbol generator 36 with the test data 70. This tone is selected according to the index variable sample point. After sufficient time to process the injection tone and display the signal 32, the calibration device 34 collects an amplitude value 86 and a phase value 88 for incorporation into the complex array MEASURED at the location corresponding to the index variable Sample_Index. In block 114, the calibration device 34 increments the index variable Sample_Index and proceeds to decision block 116 where it compares Sample_Index with the terminal value n. If another sample is to be acquired, the loop 34 is repeated where the device 34 obtains and stores the next sample in the complex array MEASURED.
Once the array MEASURED is filled with samples and the shape and center frequency for the subcarrier signal 32 operating with ideal FIR coefficients is displayed, the degree of distortion in the signal 32 is calculated. In particular, at block 118, the array ERROR stores an indication of the difference between the measured amplitude and the ideal amplitude and the difference between the measured phase and the ideal phase for the sample point. Block 120 adds the arrays IDEAL and ERROR to produce a pre-distorted subcarrier signal bandpass shape and center frequency. In particular, the ERROR amplitude and ERROR phase are added to the ideal amplitude and phase for each sample point. This result is displayed in the array NEW.
Proceeding to block 122, the device 34 calculates a new FIR coefficient using the array NEW, ie, utilizing the pre-distorted subcarrier shape and center frequency representation. The calibration device 34 then loads the new FIR coefficients into the register 44 of the FIR filter 40 at block 124. The subcarrier generator 30 then operates under the new FIR coefficients to generate a preliminary subcarrier signal 42 that represents the predistorted subcarrier signal shape and center frequency. Since the preliminary distortion in the representation of the signal 42 is a complementary distortion of the measured distortion that occurs at the output stage of the subcarrier generator 30, the resulting subcarrier signal 32 has the desired subcarrier shape and Approximate and match by center frequency.
FIGS. 4A and 4B graphically illustrate subcarrier signal shape and phase predistortion versus ideal shape and phase. In FIG. 4A, the ideal subcarrier shape 200 follows a desired cosine square root bandpass shape, ie, a substantially bell-shaped waveform. The measured shape 202 shows the waveform of the subcarrier signal 32 operating with a set of ideal FIR coefficients in the bandpass FIR filter 40. Pre-distorted waveform 204 shows the ideal waveform 200 plus a difference in amplitude between waveform 202 and waveform 200 at each sample point. By calculating a set of FIR coefficients corresponding to the pre-distorted waveform 204, the distortion that occurs at the output stage of the subcarrier generator 30 is cancelled.
FIG. 4B shows the ideal phase 210 as a diagonal line with the measured phase 212 indicating the phase value 88 taken at each sample point. The pre-distorted phase 214 indicates an error between the ideal phase 210 and the measured phase 212, which is then added to the ideal phase 210. By calculating the FIR coefficient based on the pre-distorted phase 214, the phase distortion generated at the output stage of the subcarrier generator 30 is canceled.
FIG. 5 illustrates in more detail another embodiment of the present invention and a radio station 20 that includes a subcarrier generator 30 as described herein. In FIG. 5, stereo generator 300 receives the left and right channels of main audio signal 302 from audio source 304. The stereo generator 300 combines the left and right signals 302 to generate a signal 306 obtained by adding the left channel signal and the right channel signal, and generates both signals 308 by subtracting the right channel signal from the left channel signal. The signal is subtracted. The pilot generator 310 makes a 19 kilohertz pilot signal 312 and a 38 kilohertz signal 316 available through a multiplier 314.

Signals

308 and 316 are coupled to multiplier 318 to generate signal 320. Next, the signal 320 is added to the signal 306 and the pilot signal 312, and a stereo multiplexed signal 322 is generated. The exciter 326 receives the stereo multiplexed signal 322 and the subcarrier signal 32 as described above, and adds the stereo multiplexed signal 322 and the subcarrier signal 32 so as to become a composite signal 328.
FIG. 6 shows the baseband spectrum combined for signal 328. A signal 306 obtained by adding the left and right channels adjacent to the pilot signal 312 and a signal 308 obtained by subtracting the right channel signal from the left channel signal are generated. A subcarrier signal 32 is produced adjacent to the signal 308 obtained by subtracting the right channel signal from the left channel signal having a center frequency of 66.5 kilohertz. Signal 328 drives exciter circuit 336 of exciter 326. The output 327 of the exciter 326 drives the amplifier 330, which drives the antenna 332. Therefore, the composite signal of the

signals

306, 312, 308, and 32 is generated in the transmission signal 22.
Paging device 24 extracts paging information in subcarrier signal 32 from transmission signal 22 and collects paging messages for display and storage when that information is addressed to paging device 24.
FIG. 7 shows a sequence of paging message data packets obtained in the bitstream 18. When the caller sends a paging request to the clearinghouse 12, the clearinghouse 12 assembles the data packet 400. Each packet includes at least one address field 400a and data field 400b. Fields 400a and 400b show the paging message 15. That is, the selected paging device 24 is identified in field 400a and the message to be displayed is provided in field 400b. The clearinghouse 12 assembles a sequence of data packets 400 and sends the data packets as a bitstream 18 to the radio station 20 by a modem.
Returning to FIG. 5, the subcarrier generator 30 is calibrated as described above by monitoring the subcarrier signal 32 according to one aspect of the present invention. The frequency dependent distortion produced by the subcarrier generator 30 due to such calibration is normalized by appropriately calculating the FIR coefficients. Another form of the invention also contemplates normalizing the frequency dependent distortion produced by the exciter circuit 336 and the amplifier 337. In particular, subcarrier receiver 420 collects the feed signal of antenna 332 at a tap or “sniffer” 422. That is, a very small portion of the signal sent to the antenna 332 is taken out. Subcarrier receiver 420 then makes subcarrier signal 432 available. Since the signal 432 may be in the same format as the subcarrier signal 32, the calibration device 34 ′ need not be modified to selectively monitor one of the subcarrier signals 32 or 432 by operating the switch 433. . In either case, calibration device 34 'receives the subcarrier signal for normalization as described herein. That is, a new FIR coefficient is calculated so as to distort the output of the subcarrier generator 30 in advance. Thus, calibration device 34 'selectively monitors subcarrier signal 32 or subcarrier signal 432 during calibration of subcarrier generator 30, i.e., to deconvolute frequency dependent distortion.
Thus, an improved manufacturing method and operation of a subcarrier generator has been described and illustrated above. The present invention generates preliminary distortion in the subcarrier signal, for example, to compensate for distortion that occurs at the output stage of the subcarrier generator. By separately measuring the frequency dependent distortion at each subcarrier generation unit, using the FIR coefficients calculated separately in the FIR filter, the distortion dependent on the specific frequency of a specific subcarrier generation unit or broadcast facility. Distort in advance. That is, it compensates beforehand. There is no need to use expensive and complex filter devices provided at the output stage of the subcarrier generator. Instead, frequency dependent distortion is observed, and the calibration process measures such distortion and calculates a new FIR coefficient upon compensation. Thus, an inexpensive subcarrier generator is obtained without compromising the quality of the generated subcarrier signal.
The calibration process described herein can be performed initially at the time of manufacture. That is, in order to generate the subcarrier signal 32, it may be executed after a predetermined subcarrier generation unit is sufficiently assembled.
A unique set of FIR coefficients for this unit is calculated and loaded during manufacture. Calibration according to the present invention may be performed dynamically on demand or during an initialization routine. It will be appreciated that although shown as FIR register 44, the FIR coefficients may be stored in a number of storage devices, such as a processor device, a disk drive data structure, and a memory location. Calibration according to the present invention only requires that such FIR coefficients can be changed to set the calculated preliminary strain.
The present invention is not limited to the specific embodiments described and illustrated above, but is within the scope of the present invention without departing from the scope of the invention as seen in the appended claims and their equivalents. You can make changes at

Claims

A subcarrier generator calibration method comprising:
The subcarrier generator generates a subcarrier signal of a selected shape and phase and is responsive to the signal shaping input stage responsive to a set of parameters defining the input signal and signal shape of the data signal, and responsive to the signal shaping input stage And an output stage for generating the subcarrier signal,
The subcarrier generator calibration method comprises:
Calculating a first set of parameters designed to generate a subcarrier having a selected shape and phase;
Applying the first set of parameters to the subcarrier signal generator;
Activating the subcarrier signal generator simultaneously with monitoring the subcarrier signal;
Calculating an error in the monitored subcarrier signal for the selected shape and phase and calculating a set of error parameters corresponding to the error;
Calculating a new parameter set that is the sum of the first parameter set and the error parameter set;
Applying the new set of parameters to the subcarrier generator upon subsequent operation of the subcarrier generator to generate a subcarrier having the selected shape and phase;
The signal shaping input stage includes a finite impulse response filter, the set of parameters is applied to the finite impulse response filter, and the set of parameters is a set of finite impulse response coefficients that determine the output of the finite impulse response filter Subcarrier generator calibration method.

The method of claim 1, wherein the output stage includes at least one of a low pass filter and an amplifier having a frequency dependent characteristic that is reflected in the calculated error.

The method of claim 1, wherein the calculated error corresponds to a frequency dependent distortion in the subcarrier signal for the selected shape and phase.

A system including a subcarrier signal generator and a calibration device,
The subcarrier signal generator receives a data sequence, generates a subcarrier signal of a selected shape and phase that carries the data sequence, and sets parameters for establishing the selected shape and phase of the subcarrier. Refer to the pair,
The calibration device measures an error in the subcarrier signal and sums a first set of parameters calculated in an ideal state and a set of error parameters calculated in response to the measured error. Calculate the corresponding new set of parameters,
The new set of parameters is referenced by the subcarrier signal generator to generate a signal of the selected shape and phase;
The subcarrier signal generator includes a finite impulse response filter, the set of parameters is applied to the finite impulse response filter, and the set of parameters is a set of finite impulse response coefficients that determine the output of the finite impulse response filter. is there,
system.

The system of claim 4 , wherein the error-measured subcarrier signal is taken directly from the subcarrier signal generator as an output.

The system of claim 4 , wherein the error-measured subcarrier signal is retrieved from a subcarrier receiver that monitors a transmitted signal that includes the subcarrier signal.