JP3743059B2 - Direct conversion receiver - Google Patents
Direct conversion receiver Download PDFInfo
- Publication number
- JP3743059B2 JP3743059B2 JP16919196A JP16919196A JP3743059B2 JP 3743059 B2 JP3743059 B2 JP 3743059B2 JP 16919196 A JP16919196 A JP 16919196A JP 16919196 A JP16919196 A JP 16919196A JP 3743059 B2 JP3743059 B2 JP 3743059B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- mixer
- output
- distributor
- local
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、選択呼出受信機やコードレスリモコン、コードレス電話機等の無線通信装置に係わり、特に受信復調方式として直接変換受信方式、すなわちホモダイン方式を用いた受信機に関する。
【0002】
【従来の技術】
直接変換方式の受信機は、ヘテロダイン方式と比較して多くの利点をもっている。ヘテロダイン方式では、受信した高周波信号を中間周波数に変換してから処理するために、イメージ成分を除去するためのフィルタが必要である。このフィルターとしては通常、セラミックフィルタまたは水晶フィルタが使用されるが、これらのフィルタはコストが高く、形状も大きい。直接変換受信機は、受信した高周波信号を直接ベースバンド付近の低周波信号へ変換するため、イメージ成分の発生がない。従って上記のようなフィルタは不要である。一般的には隣接チャンネルの成分を除去するフィルタが必要であるが、処理する信号が低周波であるためローパス特性のアクティブフィルタ等を用いることができ、IC化も容易である。つまり、高価で形状の大きなフィルタが不要なために直接変換受信機では低コストかつ小型化が実現できる。
【0003】
図7は、従来の直接変換受信機の構成を示すブロック図である。図7において、1はRF信号入力端子、2はローカル信号入力端子、11は復調器、12はデータ出力端子、71は移相分配器、201は分配器、202は第1のミキサ、203は第2のミキサ、204は分配器201の第1の出力、205は分配器201の第2の出力、206は第1のローカル信号、207は第2のローカル信号、208は第1のミキサのIF信号、209は第2のミキサのIF信号である。RF入力端子1に入力されたRF信号は分配器201で2分配される。またローカル信号入力端子2に入力されたローカル信号は移相分配器71で互いに位相差が90度である第1のローカル信号206と第2のローカル信号207に分配される。分配器201の第1の出力204と第1のローカル信号206が第1のミキサ202に入力され、分配器201の第2の出力205と第2のローカル信号207が第2のミキサ203に入力される。ここでローカル信号の周波数がRF信号の中心周波数と同じに設定されており、そのためRF信号はミキサ202および203でそれぞれベースバンド周波数の第1のIF信号208および第2のIF信号209に周波数変換される。2つのIF信号は復調器11へ入力される。復調器11ではチャンネル選択のために帯域制限フィルタをかけられた後に復調が行われ、復調データがデータ出力端子12から出力される。以上が直接変換受信機の基本動作である。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、直接変換受信機では、上記のようにIF信号の周波数がベースバンド周波数であるために妨害に対して弱点を持っている。すなわち、ベースバンド周波数は、0Hzから数十kHz程度の範囲で設定される。ここで、入力されるRF信号が振幅変調を受けている場合には、ミキサのひずみ特性により、IF信号への周波数変換時に振幅変調周波数またはその2倍の周波数の信号成分が発生し、この成分がIF信号に含まれてしまう。振幅変調周波数は一般的に数kHz程度となる場合が多く、この変調周波数成分と上記のベースバンド周波数のIF信号とがほぼ同一の周波数帯に存在することになり、受信妨害の原因となる。RF信号の振幅変調は、送信時には振幅変調を受けていない場合でも、空間伝搬でのフェージングにより大きな振幅変動を受けることがある。また、希望波以外のRF信号がミキサに入力されて、この信号が振幅変動を受けている場合でも同様の妨害を引き起こす。さらには、複数のRF信号が同時にミキサに入力されてた場合には、振幅変調を受けていなくても妨害を生じる場合がある。
【0005】
本発明は上記の課題を解決するものであり、ミキサに入力されるRF信号の振幅変調成分による受信妨害を抑えて安定した受信特性が得られる直接変換受信機を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
この目的を解決するために、本発明は2つのミキサに互いに位相差180度のローカル信号をそれぞれ入力し、それぞれのIF出力信号の差をとる構成としている。
【0007】
上記発明によればIF信号の差をとることによりそれぞれのミキサで生じた振幅変調周波数成分をキャンセルするものである。このとき、必要なIF信号成分(RF信号とローカル信号の差の周波数)はキャンセルされずに、上記の振幅変調周波数成分がキャンセルされる。
【0008】
【発明の実施の形態】
RF信号を4分配する分配器と、前記分配器の第1の出力と第1のローカル信号を入力する第1のミキサと、前記分配器の第2の出力と第2のローカル信号を入力する第2のミキサと、前記分配器の第3の出力と第3のローカル信号を入力する第3のミキサと、前記分配器の第4の出力と第4のローカル信号を入力する第4のミキサと、前記第1のミキサのIF信号と前記第2のミキサのIF信号の電圧の差を出力する第1の引き算器と、前記第3のミキサのIF信号と前記第4のミキサのIF信号の電圧の差を出力する第2の引き算器と、前記第1の引き算器の出力と前記第2の引き算器の出力を入力する復調器を備え、前記第2、第3および第4のローカル信号の位相が前記第1のローカル信号の位相に対してそれぞれ180度、90度および270度である構成とするものである。
【0009】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
(実施例1)
図1は本発明の実施例1の直接変換受信機を示すブロック図である。図1において、1はRF信号入力端子、2はローカル信号入力端子、3は分配器、4は移相分配器、5は第1のミキサ、6は第2のミキサ、7は第3のミキサ、8は第4のミキサ、9は第1の引き算器、10は第2の引き算器、11は復調器、12はデータ出力端子、13は分配器3の第1の出力、14は分配器3の第2の出力、15は分配器3の第3の出力、16は分配器3の第4の出力、17は第1のローカル信号、18は第2のローカル信号、19は第3のローカル信号、20は第4のローカル信号、21は第1のIF信号、22は第2のIF信号、23は第3のIF信号、24は第4のIF信号、25は引き算器9の出力、26は引き算器10の出力である。
【0010】
まず、本実施例の直接変換受信機の動作について説明する。RF入力端子1に入力されたRF信号は分配器3で第1、第2、第3および第4の出力13、14、15、16に4分配される。またローカル信号入力端子2に入力されたローカル信号は移相分配器4で第1、第2、第3および第4のローカル信号17、18、19、20に4分配される。ここで、第2、第3および第4のローカル信号の位相は第1のローカル信号の位相に対してそれぞれ180度、90度、270度の位相差を持っている。分配器3の第1の出力13と第1のローカル信号17が第1のミキサ5に入力され、分配器3の第2の出力14と第2のローカル信号18が第2のミキサ6に入力され、分配器3の第3の出力15と第3のローカル信号19が第3のミキサ7に入力され、分配器3の第4の出力16と第4のローカル信号20が第4のミキサ8に入力される。ここで、ローカル信号の周波数はRF信号の中心周波数と同じに設定されており、そのためRF信号はミキサでベースバンド周波数のIF信号に周波数変換される。第1のIF信号21と第2のIF信号22が第1の引き算器9に入力され、第3のIF信号23と第4のIF信号24が第2の引き算器10に入力される。
【0011】
そして、引き算器9および10はそれぞれ2つのIF信号の電圧の差として、出力25と26を出力する。引き算器の出力25および26は復調器11へ入力される。この復調器11で復調が行われ、復調データがデータ出力端子12から出力される。
【0012】
次に、RF信号の振幅変調周波数成分による妨害が抑えられる理由を説明する。第1のミキサ5と第2のミキサ6に注目すると、両ミキサに入力されるRF信号の位相は同位相であり、2つのローカル信号すなわち第1のローカル信号17と第2のローカル信号18の位相が180度の位相差となっている。このとき両ミキサから出力されるIF信号21と22の信号成分のうち必要なIF信号成分(RF信号とローカル信号の差の周波数成分)は互いに180度の位相差をもっている。しかし、ベースバンドに発生する振幅変調周波数成分の位相は両者で同位相となる。そこで、引き算器9で2つのIF信号の電圧の差をとると、振幅変調周波数成分はキャンセルされる。このとき、必要なIF成分(RF信号とローカル信号の差の周波数成分)は加算されるためキャンセルされることはない。
【0013】
第3のミキサ7と第4のミキサ8についても、上記と同様の動作が行われている。つまり、第3のIF信号24と第4のIF信号25を引き算器10で振幅の差をとることにより振幅変調周波数成分がキャンセルされる。
【0014】
なお、本実施例で用いた移相分配器は、たとえば図5に示す構成により実現できる。図5において101は90度移相分配器、102はバラン変成器である。このような構成により入力信号をそれぞれ、0度、180度、90度、270度の位相をもった4つの信号に分配できる。
【0015】
(実施例2)
図2は本発明の実施例2の直接変換受信機を示すブロック図である。図2において、31は移相分配器、32は移相分配器、33は移相分配器31の第1の出力、34は移相分配器31の第2の出力、35は第1のローカル信号、36は第2のローカル信号である。また、実施例1と同じ構成要素については同じ番号を表記している。
【0016】
本実施例と実施例1との違いは、RF信号とローカル信号の入力の方法にある。本実施例においては、RF信号入力端子1に入力されたRF信号は移相分配器31により互いに位相差が90度の二つの出力33および34に分配される。1方、ローカル信号入力端子2への入力は移相分配器32により互いに位相差180度の第1のローカル信号35および第2のローカル信号36に分配される。移相分配器31の第1の出力は第1のミキサ5および第2のミキサ6に入力され、移相分配器31の第2の出力は第3のミキサ7および第4のミキサ8に入力される。また、第1のローカル信号35は、第1のミキサ5および第3のミキサ7に入力され、第2のローカル信号36は、第2のミキサ6および第4のミキサ8に入力される。
【0017】
ここでも、第1のミキサ5と第2のミキサ6に入力される各RF信号とIF信号の位相関係をみると、上述の実施例1の場合と同様となっていることがわかる。これにより振幅変調周波数成分をキャンセルすることができる。第3のミキサ7と第4のミキサ8についても同様に動作するにので振幅変調周波数成分がキャンセルされる。
【0018】
本実施例の構成とする利点は、2出力の移相分配器で構成できることである。つまり、移相分配器31は位相差90度の2信号出力であり、移相分配器32は位相差180度の2信号出力である。実施例1の場合には4出力の位相分配器が必要であったが、本実施例では、このように簡単な分配器により構成できるという利点がある。また、移相、分配の機能を2つの分配器に分けて持たせることができるので位相および振幅の精度を上げることができる。
【0019】
なお、本実施例でRF信号側の移相分配器31を位相差180度の出力とし、ローカル信号側の移相分配器32を位相差90度の出力としても構成が可能である。この場合、移相分配器31の第1の出力は第1のミキサ5および第3のミキサ7に入力され、移相分配器31の第2の出力は第2のミキサ6および第4のミキサ8に入力される。そして、第1のローカル信号35は、第1のミキサ5および第2のミキサ6に入力され、第2のローカル信号36は、第3のミキサ7および第4のミキサ8に入力されることにより同様の効果を得ることができる。
【0020】
(実施例3)
図3は本発明の実施例3の直接変換受信機を示すブロック図である。図3において、41は1st.ローカル信号入力端子、42は2nd.ローカル信号入力端子、43は第1のミキサ、44は第2のミキサ、45は第3のミキサ、46は第4のミキサ、47は第5のミキサ、48は分配器3の第1の出力、49は分配器3の第2の出力、50は分配器3の第3の出力、51は分配器3の第4の出力、52は第1のローカル信号、53は第2のローカル信号、54は第3のローカル信号、55は第4のローカル信号、56は第1の2nd.IF信号、57は第2の2nd.IF信号、58は第3の2nd.IF信号、59は第4の2nd.IF信号、60は1st.IF信号である。また、実施例1と同じ構成要素については同じ番号を表記している。
【0021】
本実施例と実施例1および実施例2との大きな違いは、第1のミキサ43を追加したことにある。本実施例ではRF信号入力端子1に入力されたRF信号は、第1のミキサ43で1st.ローカル信号入力端子41へ入力されたローカル信号とミキシングされる。ここで、ローカル信号の周波数はRF信号より高い周波数かまたは低い周波数に設定される。第1のミキサ43より出力される1st.IF信号60には、上記のRF信号とIF信号の周波数の差の周波数成分が含まれている。これにより希望信号の周波数を低い周波数の変換している。以降の処理は実施例1とほぼ同様である。つまり、1st.IF信号60が分配器3により4分配され、分配器の出力48、49、50、51はそれぞれ第2、第3、第4および第5のミキサ44、45、46、47に入力される。一方、2nd.ローカル信号入力端子42へ入力されたローカル信号は移相分配器4で位相の異なった4つの信号つまり第1、第2、第3および第4の2nd.ローカル信号52、53、54、55に分配される。これらはそれぞれ第2、第3、第4、第5のミキサ44、45、46、47に入力される。ここで、第2、第3、第4の2nd.ローカル信号の位相は第1のローカル信号の位相に対して位相差がそれぞれ180度、90度、270度に設定されている。そして、第1および第2の2nd.IF信号56、57の電圧の差が第1の引き算器9から出力され、第3および第4の2nd.IF信号58、59の電圧の差が第2の引き算器9から出力され、第1および第2の引き算器の出力26および27は復調器11に入力される。
【0022】
本実施例では、上記のように第1のミキサにより、予め周波数変換を行い、希望信号の周波数を低くしていることが特徴である。本実施例では、各ミキサで生じるひずみ特性が同じ場合に最大の効果を得ることができる。しかし、RF信号の周波数は、数GHzないしは数百MHzといった高周波帯であるため、各ミキサのひずみ特性にばらつきが生じてしまう。また、移相分配器の各出力の位相差および振幅も正確に設定されている必要があるが、上記のような高い周波数では誤差が大きくなってしまう。この場合、十分な振幅変調周波数成分のキャンセルが出来ないことになる。しかし、数MHzまたは数百kHzといった比較的低い周波数ではミキサの特性を揃えやすく、また移相分配器も正確に設定することが比較的容易である。そこで、本実施例のように、予め希望波を低い周波数に変換してから直接変換を行うことにより妨害となる振幅変調周波数成分のキャンセル量を大きくすることが出来る。
【0023】
(実施例4)
図4は本発明の実施例4の直接変換受信機を示すブロック図である。図4において、71は移相分配器、72は第1のミキサ、73は第1の1st.IF信号、74は第2の1st.IF信号、75は第1のローカル信号、76は第2のローカル信号である。また、実施例1および3と同じ構成要素については同じ番号を表記している。
【0024】
本実施例と実施例3との違いは、第1のミキサ72がバランス型のIF信号を出力することである。このため、2nd.ローカル信号の移相分配器71は位相差90度の2分配構成とする事が出来る。ただし、第1の1st.IF信号73は第2および第4のミキサ44、46に、また第2の1st.IF信号74は第3および第5のミキサ45、47に入力され、さらに第1のローカル信号75は第2および第3のミキサ44、45に、また第2のローカル信号76は第4および第5のミキサ46、47に入力されている。
【0025】
バランス型のIF信号出力を得るためには、たとえば図6に示す回路で実現出来る。つまり、トランジスタのベースにRF信号とローカル信号が入力され、コレクタとエミッタから2つのIF信号がそれぞれ出力される。ここで、コレクタ電源とコレクタとの間に抵抗R1が挿入され、エミッタとグランドの間に抵抗R2が挿入されている。そして、R1およびR2の抵抗値を適当に選ぶことにより、互いに位相が反転して同振幅の2つのIF信号を得ることが出来る。このようにIF信号がバランス出力型のミキサを用いることにより分配器が不要になり、移相分配器75も2出力でよいため、回路規模を大幅に小さくすることが出来る。
【0026】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように本発明の直接変換受信機によれば、次の効果が得られる。
【0027】
2つのミキサに互いに位相差180度のローカル信号をそれぞれ入力し、それぞれのIF出力信号の差をとることにより2つのミキサでベースバンド周波数帯に生じた振幅変調周波数成分をキャンセルできる。
【0029】
また、ミキサをさらに1つ追加し、予めRF信号の周波数変換を行い、希望信号の周波数を低してから直接変換を行い復調することにより、ミキサの特性を揃えやすく、また移相分配器も正確に構成できるので妨害となる振幅変調周波数成分のキャンセル量を大きくすることができる。
【0030】
また、IF信号がバランス出力型のミキサを用いることにより分配器が不要になり、移相分配器も2出力構成でよいため、回路規模を大幅に小さくすることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例1の直接変換受信機を示すブロック図
【図2】本発明の実施例2の直接変換受信機を示すブロック図
【図3】本発明の実施例3の直接変換受信機を示すブロック図
【図4】本発明の実施例4の直接変換受信機を示すブロック図
【図5】同受信機の移相分5配器の回路図
【図6】同受信機のバランス型IF信号出力のミキサの回路図
【図7】従来の直接変換受信機の構成を示すブロック図
【符号の説明】
1 RF信号入力端子
2 ローカル信号入力端子
3、31 分配器
4、32、71 移相分配器
5、43、72 ミキサ
6、44 第2のミキサ
7、45 第3のミキサ
8、46 第4のミキサ
9 第1の引き算器
10 第2の引き算器
11 復調器
12 データ出力端子
13、48 分配器3の第1の出力
14、49 分配器3の第2の出力
15、50 分配器3の第3の出力
16、51 分配器3の第4の出力
17、35、52、75 第1のローカル信号
18、36、53、76 第2のローカル信号
19、54 第3のローカル信号
20、55 第4のローカル信号
21 第1のIF信号
22 第2のIF信号
23 第3のIF信号
24 第4のIF信号
25 引き算器9の出力
26 引き算器10の出力
33 分配器31の第1の出力
34 分配器31の第2の出力
41 1st.ローカル信号入力端子
42 2nd.ローカル信号入力端子
47 第5のミキサ
56 第1の2nd.IF信号
57 第2の2nd.IF信号
58 第3の2nd.IF信号
59 第4の2nd.IF信号
60 1st.IF信号
73 第1の1st.IF信号
74 第2の1st.IF信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio communication apparatus such as a selective call receiver, a cordless remote controller, and a cordless telephone, and more particularly to a receiver using a direct conversion reception system, that is, a homodyne system as a reception demodulation system.
[0002]
[Prior art]
Direct conversion receivers have many advantages over heterodyne systems. In the heterodyne method, a filter for removing image components is necessary to process a received high-frequency signal after converting it to an intermediate frequency. As this filter, a ceramic filter or a crystal filter is usually used, but these filters are expensive and have a large shape. The direct conversion receiver directly converts the received high-frequency signal into a low-frequency signal near the baseband, so that no image component is generated. Therefore, the above filter is unnecessary. In general, a filter that removes adjacent channel components is required. However, since a signal to be processed has a low frequency, an active filter having a low-pass characteristic can be used, and an IC can be easily formed. That is, since an expensive and large filter is unnecessary, the direct conversion receiver can be realized at a low cost and a small size.
[0003]
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional direct conversion receiver. In FIG. 7, 1 is an RF signal input terminal, 2 is a local signal input terminal, 11 is a demodulator, 12 is a data output terminal, 71 is a phase shift distributor, 201 is a distributor, 202 is a first mixer, and 203 is The second mixer, 204 is the first output of
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, the direct conversion receiver has a weak point against interference because the frequency of the IF signal is the baseband frequency as described above. That is, the baseband frequency is set in the range of about 0 Hz to several tens of kHz. Here, when the input RF signal is subjected to amplitude modulation, due to the distortion characteristics of the mixer, a signal component of the amplitude modulation frequency or twice the frequency is generated during frequency conversion to the IF signal. Is included in the IF signal. The amplitude modulation frequency is generally about several kHz, and this modulation frequency component and the IF signal of the baseband frequency are present in substantially the same frequency band, which causes reception interference. Amplitude modulation of an RF signal may be subject to large amplitude fluctuations due to fading in spatial propagation even when it is not subjected to amplitude modulation during transmission. Further, even when an RF signal other than the desired wave is input to the mixer and this signal is subjected to amplitude fluctuation, the same interference is caused. Furthermore, when a plurality of RF signals are simultaneously input to the mixer, interference may occur even if the signal is not subjected to amplitude modulation.
[0005]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a direct conversion receiver that can suppress reception interference due to an amplitude modulation component of an RF signal input to a mixer and obtain stable reception characteristics.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this object, the present invention has a configuration in which local signals having a phase difference of 180 degrees are input to two mixers, and the difference between the IF output signals is obtained.
[0007]
According to the above invention, the amplitude modulation frequency component generated in each mixer is canceled by taking the difference between the IF signals. At this time, the necessary amplitude signal component (the frequency of the difference between the RF signal and the local signal) is not canceled, and the amplitude modulation frequency component is canceled.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A distributor that divides the RF signal into four, a first mixer that inputs a first output of the distributor and a first local signal, a second output of the distributor and a second local signal that are input A second mixer; a third mixer for inputting a third output of the distributor and a third local signal; and a fourth mixer for inputting a fourth output of the distributor and a fourth local signal. A first subtractor that outputs a voltage difference between the IF signal of the first mixer and the IF signal of the second mixer, the IF signal of the third mixer, and the IF signal of the fourth mixer A second subtractor that outputs a voltage difference between the first subtractor and a demodulator that receives the output of the first subtractor and the output of the second subtractor, and the second, third, and fourth local The phase of the signal is 180 degrees and 90 degrees with respect to the phase of the first local signal, respectively. One in which a structure is a spare 270 degrees.
[0009]
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
Example 1
FIG. 1 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is an RF signal input terminal, 2 is a local signal input terminal, 3 is a distributor, 4 is a phase shift distributor, 5 is a first mixer, 6 is a second mixer, and 7 is a third mixer. , 8 is a fourth mixer, 9 is a first subtractor, 10 is a second subtractor, 11 is a demodulator, 12 is a data output terminal, 13 is a first output of the
[0010]
First, the operation of the direct conversion receiver of this embodiment will be described. The RF signal input to the
[0011]
The
[0012]
Next, the reason why the interference due to the amplitude modulation frequency component of the RF signal can be suppressed will be described. When attention is paid to the
[0013]
The third mixer 7 and the
[0014]
The phase shift distributor used in the present embodiment can be realized by the configuration shown in FIG. 5, for example. In FIG. 5, 101 is a 90-degree phase shift distributor, and 102 is a balun transformer. With this configuration, the input signal can be distributed into four signals having phases of 0 degrees, 180 degrees, 90 degrees, and 270 degrees, respectively.
[0015]
(Example 2)
2 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 2, 31 is a phase shift distributor, 32 is a phase shift distributor, 33 is a first output of the
[0016]
The difference between the present embodiment and the first embodiment is in the method of inputting the RF signal and the local signal. In this embodiment, the RF signal input to the RF
[0017]
Here again, the phase relationship between each RF signal and IF signal input to the
[0018]
The advantage of the configuration of this embodiment is that it can be configured with a two-output phase shift distributor. That is, the
[0019]
In the present embodiment, the
[0020]
Example 3
FIG. 3 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to a third embodiment of the present invention. In FIG. Local
[0021]
A major difference between the present embodiment and the first and second embodiments is that a first mixer 43 is added. In the present embodiment, the RF signal input to the RF
[0022]
This embodiment is characterized in that the frequency of the desired signal is lowered by performing frequency conversion in advance by the first mixer as described above. In the present embodiment, the maximum effect can be obtained when the distortion characteristics generated in each mixer are the same. However, since the frequency of the RF signal is a high frequency band such as several GHz or several hundred MHz, the distortion characteristics of the mixers vary. Further, the phase difference and the amplitude of each output of the phase shift distributor must be set accurately, but the error becomes large at the above high frequency. In this case, sufficient amplitude modulation frequency components cannot be canceled. However, at a relatively low frequency such as several MHz or several hundred kHz, it is easy to align the characteristics of the mixer, and it is relatively easy to set the phase shift distributor accurately. Therefore, as in the present embodiment, the amount of cancellation of the amplitude modulation frequency component that becomes an interference can be increased by directly converting the desired wave to a low frequency and then performing the direct conversion.
[0023]
(Example 4)
FIG. 4 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to a fourth embodiment of the present invention. 4, 71 is a phase shift distributor, 72 is a first mixer, 73 is a first 1st. IF
[0024]
The difference between the present embodiment and the third embodiment is that the
[0025]
In order to obtain a balanced IF signal output, for example, the circuit shown in FIG. 6 can be used. That is, an RF signal and a local signal are input to the base of the transistor, and two IF signals are output from the collector and the emitter, respectively. Here, a resistor R1 is inserted between the collector power supply and the collector, and a resistor R2 is inserted between the emitter and the ground. Then, by appropriately selecting the resistance values of R1 and R2, it is possible to obtain two IF signals having the same amplitude with the phases reversed. Thus, by using a mixer with a balanced output IF signal, a distributor is not necessary, and the
[0026]
【The invention's effect】
As is clear from the above description, according to the direct conversion receiver of the present invention, the following effects can be obtained.
[0027]
By inputting local signals with a phase difference of 180 degrees into the two mixers and taking the difference between the IF output signals, the amplitude modulation frequency components generated in the baseband frequency band can be canceled by the two mixers.
[0029]
Also, by adding one more mixer, converting the frequency of the RF signal in advance, lowering the frequency of the desired signal and then directly converting and demodulating, it is easy to align the characteristics of the mixer. Since it can be configured accurately, the amount of cancellation of the amplitude modulation frequency component which becomes an obstacle can be increased.
[0030]
Further, the use of a mixer with a balanced output type IF signal eliminates the need for a distributor, and the phase shift distributor may have a two-output configuration, so that the circuit scale can be greatly reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a direct conversion receiver according to
1 RF
Claims (2)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16919196A JP3743059B2 (en) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | Direct conversion receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16919196A JP3743059B2 (en) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | Direct conversion receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1022858A JPH1022858A (en) | 1998-01-23 |
JP3743059B2 true JP3743059B2 (en) | 2006-02-08 |
Family
ID=15881922
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16919196A Expired - Fee Related JP3743059B2 (en) | 1996-06-28 | 1996-06-28 | Direct conversion receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3743059B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19500379A1 (en) * | 1995-01-09 | 1996-07-11 | Basf Ag | Fluorinated pyrimidines as herbicides |
-
1996
- 1996-06-28 JP JP16919196A patent/JP3743059B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH1022858A (en) | 1998-01-23 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100466471B1 (en) | Integrated receiver | |
Mirabbasi et al. | Classical and modern receiver architectures | |
US6775530B2 (en) | Direct conversion of narrow-band RF signals | |
CN100421485C (en) | Direct change-over receiver for directly clearing deviation (DC) | |
US6625436B1 (en) | Radio receivers | |
EP1764926A2 (en) | Analog signal processing circuit and communication device therewith | |
JP2002512471A (en) | Direct conversion receiver | |
JP2008523734A (en) | Harmonic rejection receiver architecture and mixer | |
US6449471B1 (en) | Wireless terminal device | |
JP2003509909A (en) | Phase interpolation receiver for angle modulated RF signals | |
US6714604B1 (en) | Receiver | |
JP3866290B2 (en) | Method and circuit device for reducing signal offset voltage | |
US20040147238A1 (en) | Analog demodulator in a low-if receiver | |
US6507627B1 (en) | Direct conversion receiving apparatus with DC component cut function | |
JP3480492B2 (en) | Wireless receiver | |
US7224997B2 (en) | Apparatus and method for radio signal parallel processing | |
JP3743059B2 (en) | Direct conversion receiver | |
US6995595B2 (en) | Direct conversion receiver having a DC offset eliminating function | |
JPH088775A (en) | Radio equipment | |
JPH07231273A (en) | Tuner for receiving satellite broadcast | |
CN100486122C (en) | Analog demodulator and method for reducing local oscillation leakage and eliminating high order harmonic | |
JP2006515971A (en) | Regenerative divider for up-conversion and down-conversion of radio frequency (RF) signals | |
CN100505525C (en) | Filter circuit | |
JP3743046B2 (en) | Direct conversion receiver | |
US20030091128A1 (en) | Digital demodulator, a telecommunications receiver, and a method of digital demodulation |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050331 |
|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050623 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050712 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050908 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20051025 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20051107 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091125 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091125 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101125 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111125 Year of fee payment: 6 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |