JP3728575B2 - Switching power supply with low loss snubber circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、スイッチ素子のターンオフ時に生じるサージ電圧を吸収する回路として、図4に示した回路がよく知られている。スイッチ素子14がターンオフすると、リセット巻線11Cに生じる電圧が直流電源19の両端の電圧によってクランプされるため、間接的に1次巻線11Aの電圧に生じるサージ電圧も抑えられる。電圧クランプによって吸収されるエネルギーは、直流電源19に回生されるのでサージ電圧の吸収による損失は小さい。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
図4に示したスナバ回路は、スイッチ素子14のターンオフ時に生じるサージ電圧を吸収することはできるが、1次巻線11Aを流れる電流の速い変化によって生じるノイズを抑えることはできない。そこで、スイッチ素子14の両端にはコンデンサ13が接続されており、これでノイズを減衰させている。スイッチ素子14が高速でターンオフしても、1次巻線11Aを流れる電流はコンデンサ13を充電する時間だけゆっくりゼロになるのでノイズが小さくなる。しかし、スイッチ素子14がターンオンするときに、コンデンサ13に充電された電荷がスイッチ素子14を流れて放電するので電力損失を生じる。
【0004】
そこで本発明は、ノイズを小さくするこのコンデンサの放電による電力損失をゼロにすることによって、サージ電圧とノイズの両方を電力損失を伴わないで減衰する回路を提供することを目的としている。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明はリセット巻線とダイオードの直列回路を、1次巻線とスイッチ素子の直列回路の両端に、ダイオード側の端が1次巻線側の端に、またリセット巻線側の端がスイッチ素子側の端に各々結ばれるように接続し、かつ、リセット巻線とダイオードの接続点と1次巻線とスイッチ素子の接続点の間にコンデンサを接続した。
【0006】
【作用】
本発明において、1次巻線とリセット巻線の極性は、いずれもコンデンサ側端子が一致するようになっており、リセット巻線に発生するフライバック電圧が入力電圧より高くなればダイオードが導通するので、その上限の電圧は入力電圧の値でクランプされ、1次巻線のフライバック電圧もクランプされるので、スイッチ素子に加わるサージ電圧も制限される。
【0007】
説明を容易にするために、1次巻線とリセット巻線の巻数比が1:1であると仮定すると、スイッチ素子がオン状態のときにリセット巻線に生じる電圧は入力電圧に等しくなり、コンデンサのスイッチ素子側の電圧がほぼゼロであることから、反対側は負の入力電圧の値になる。また、スイッチ素子がオフ状態のときに、コンデンサのスイッチ素子側の電圧は入力電圧にフライバック電圧を足した値になり、反対側はフライバック電圧の値になるので、コンデンサ両端の電圧は入力電圧に等しい。すなわち、コンデンサ両端の電圧は理論的には常に一定であることから、スイッチ素子がターンオンする瞬間でもコンデンサの電荷が放電して電力損失を生じることはない。
【0008】
電流不連続モードで発振するフライバックコンバータやデットタイムを持つフォワードコンバータの場合に、オン状態でもオフ状態でもない期間が生じる。この期間においては、コンデンサと1次巻線とリセット巻線の直列回路で共振を起こすが、1次巻線とリセット巻線の極性が互いに反対向きとなるため、インダクタンスが打ち消され、リーケージインダクタンスのみが残り、共振周期はコンデンサの容量とリーケージインダクタンスによって決まる。リーケージインダクタンスは1次巻線のインダクタンスに比べて小さな値なので、コンデンサを十分大きくしても共振周期はそれ程長くならない。
【0009】
スイッチ素子のターンオフ時に1次巻線を流れる電流の立ち下がりの傾きは、コンデンサの容量とリーケージインダクタンスによって決まるので、コンデンサの容量を大きくする程傾きはゆるくなって、ノイズが小さくなる。
【0010】
請求項2記載の発明において、1次巻線にインダクタを直列に接続することに
れる固有インピーダンスが大きくなることから、コンデンサを流れる共振電流のピーク値が下がり、コンデンサの内部直列抵抗成分による電力損失を小さくすることができる。
【0011】
【実施例】
図1は請求項1記載の発明の実施例に係る低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置を示す回路図である。
【0012】
図2は請求項2記載の発明の実施例に係る低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置を示す回路図である。
【0013】
図3は図1の回路の主要部の波形を示した波形図である。
【0014】
図1の回路において、スイッチングトランジスタ4両端の電圧は図3(A)に示した波形のように変化し、またリセット巻線1C両端の電圧は図3(B)に示した波形のように変化している。コンデンサ3両端の電圧はスイッチングトランス4両端の電圧とリセット巻線1C両端の電圧の差であり、その値は図3(C)に示した波形となる。また、コンデンサ3に流れる電流は図3(D)に示した波形となる。
【0015】
図3(D)に示したように、コンデンサ3にはスイッチングトランジスタ4がターンオフした瞬間に電流が流れ、これがスイッチングトランジスタ4に加わるサージ電圧を吸収すると同時に、1次巻線1Aに流れる電流の変化率を小さくしてノイズの発生を抑えている。また、このターンオフ時にコンデンサに充電された電荷は、その後に生じる共振によって入力側の直流電源9に戻され、スイッチングトランジスタ4がターンオンするときに、このスイッチングトランジスタ4を通って放電することはない。すなわち、電力損失は生じない。
【0016】
図1及び図2に示した回路は、フライバックコンバータに本発明を実施した例を示しているが、フォワードコンバータにおいて実施することもできる。また、自励方式と他励方式のどちらも応用できる。スイッチングトランジスタ4の代わりにMOSFETやIGBT等の他のスイッチ素子を応用することも可能である。
【0017】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、従来のリセット巻線によるスナバ回路の接続を少し変えることによって、ノイズの発生をより効率よく抑えることができるので応用範囲は広い。
【図面の簡単な説明】
【図1】請求項1記載の発明の実施例に係る低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図2】請求項2記載の発明の実施例に係る低損失スナバ回路付きスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図3】図1の回路図の主要部の波形を示す波形図である。
【図4】従来方式の例を示す回路図である。
【符号の説明】
1、11 トランス
2、12 ダイオード
3、13 コンデンサ
4、14 スイッチ素子
5、15 発振制御回路
6、16 ダイオード
7、17 コンデンサ
8、18 負荷
9、19 直流電源
10 インダクタ
1A、11A 1次巻線
1B、11B 2次巻線
1C、11C リセット巻線[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to a switching power supply device.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, the circuit shown in FIG. 4 is well known as a circuit that absorbs a surge voltage generated when the switch element is turned off. When the
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
The snubber circuit shown in FIG. 4 can absorb the surge voltage generated when the
[0004]
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a circuit that attenuates both surge voltage and noise without causing power loss by reducing power loss due to discharge of the capacitor, which reduces noise, to zero.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a reset winding and diode series circuit at both ends of the primary winding and switch element series circuit, the diode end at the primary winding end, and reset. The winding side ends were connected so as to be connected to the switching element side ends, and a capacitor was connected between the connection point of the reset winding and the diode and the connection point of the primary winding and the switching element.
[0006]
[Action]
In the present invention, the polarities of the primary winding and the reset winding are the same at the capacitor side terminals, and the diode becomes conductive when the flyback voltage generated at the reset winding is higher than the input voltage. Therefore, the upper limit voltage is clamped by the value of the input voltage, and the flyback voltage of the primary winding is also clamped, so that the surge voltage applied to the switch element is also limited.
[0007]
For ease of explanation, assuming that the turns ratio of the primary winding and the reset winding is 1: 1, the voltage generated in the reset winding when the switch element is on is equal to the input voltage, Since the voltage on the switch element side of the capacitor is almost zero, the opposite side has a negative input voltage value. Also, when the switch element is off, the voltage on the switch element side of the capacitor is the input voltage plus the flyback voltage, and the other side is the flyback voltage value. Equal to voltage. That is, the voltage across the capacitor is theoretically always constant, so that even when the switch element is turned on, the capacitor charge is not discharged and no power loss occurs.
[0008]
In the case of a flyback converter that oscillates in a current discontinuous mode or a forward converter that has a dead time, a period that is neither an on state nor an off state occurs. During this period, resonance occurs in the series circuit of the capacitor, primary winding, and reset winding, but the polarity of the primary winding and reset winding are opposite to each other, so the inductance is canceled out and only the leakage inductance is The resonance period is determined by the capacitance of the capacitor and the leakage inductance. Since the leakage inductance is a small value compared to the inductance of the primary winding, the resonance period does not become so long even if the capacitor is made sufficiently large.
[0009]
Since the falling slope of the current flowing through the primary winding when the switch element is turned off is determined by the capacitance of the capacitor and the leakage inductance, the slope becomes gentler and the noise becomes smaller as the capacitance of the capacitor is increased.
[0010]
In the invention according to
Since the inherent impedance of the capacitor increases, the peak value of the resonance current flowing through the capacitor decreases, and the power loss due to the internal series resistance component of the capacitor can be reduced.
[0011]
【Example】
FIG. 1 is a circuit diagram showing a switching power supply device with a low loss snubber circuit according to an embodiment of the present invention.
[0012]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a switching power supply device with a low loss snubber circuit according to an embodiment of the present invention.
[0013]
FIG. 3 is a waveform diagram showing waveforms of main parts of the circuit of FIG.
[0014]
In the circuit of FIG. 1, the voltage across the
[0015]
As shown in FIG. 3D, a current flows through the
[0016]
The circuit shown in FIGS. 1 and 2 shows an example in which the present invention is implemented in a flyback converter, but it can also be implemented in a forward converter. In addition, both the self-excitation method and the separate excitation method can be applied. Instead of the switching
[0017]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the generation of noise can be more efficiently suppressed by slightly changing the connection of the snubber circuit by the conventional reset winding, the application range is wide.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a switching power supply device with a low loss snubber circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a switching power supply device with a low loss snubber circuit according to an embodiment of the invention as set forth in
3 is a waveform diagram showing waveforms of main parts of the circuit diagram of FIG. 1. FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional method.
[Explanation of symbols]
1, 11
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