JP3726732B2 - Power supply - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に直流電力を供給する電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
ダイオードを利用した種々の整流方式が知られていた。
【0003】
図4〜図7は従来の電源装置構成を示している。各図に示した電源装置は、4つのダイオード2〜5で形成されたブリッジ整流回路6と、交流電源1とを備えている。交流電源1とブリッジ整流回路6の交流入力端との間にはリアクタ8が、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間にはコンデンサ10が接続されている。
【0004】
図4、図5に示した構成図では、コンデンサ10はブリッジ整流回路6の交流入力端6aまたは6bと、負の直流出力端6cとの間に双方向スイッチ9を介して接続されており、図6、図7に示した構成図では、コンデンサ10はブリッジ整流回路6の交流入力端6aまたは6bと、正の直流出力端6dとの間に接続されている。
【0005】
また、ブリッジ整流回路6の正の直流出力端6dと、負の直流出力端6cとの間には、平滑コンデンサ7が接続されている。この平滑コンデンサ7により、ブリッジ整流回路6によって得られた変化の激しい直流を滑らかな直流にすることができる。
【0006】
さらに、交流電源1の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段12と、前記ゼロクロス検出手段12の出力に基づき、双方向スイッチ9の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段13と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段13の出力に基づき双方向スイッチ9の駆動を行う双方向スイッチ駆動手段14と、前記平滑コンデンサ7の両端の直流出力電圧を検出する直流出力電圧検出手段15と、前記直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルOV1を超えると前記OV1より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回るまで双方向スイッチ9をOFFする過電圧保護第1手段17とを有している。
【0007】
なお、図4〜図7ではゼロクロス検出手段12、双方向スイッチ駆動信号生成手段13、双方向スイッチ駆動手段14、直流出力電圧検出手段15、過電圧保護第1手段17の記載を省略している。
【0008】
以下、図8〜図11を用いて、図4に示した電源装置の動作について説明する。図8、図9は、交流入力電圧Viが正の半周期の間を示し、図10、図11は、負の半周期の間を示している。
【0009】
図8に示した全波整流回路は、4つのダイオード2〜5で構成されたブリッジ整流回路6を備えている。11は負荷を示している。
【0010】
図9は、交流電源1からの交流が正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード2、平滑コンデンサ7、ダイオード5の順に流れるので、正の電圧Voを取り出すことができる。
【0011】
図10は、交流電源1からの交流が負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード4、平滑コンデンサ7、ダイオード3の順に流れるので、正の電圧Voを取り出すことができる。すなわち、交流電源1からの交流入力は全波整流され、正の直流電圧が得られることになる。
【0012】
また、図12、図13は図4に示した電源装置についてViを200V、Lを10mH、Cを300μF、Coを1800μFとした場合の実施例の各波形を示したものである。
【0013】
図12は、交流入力電圧Vi、リアクタ8を流れる電流(交流入力電流)IL、直流出力電圧Vo、および双方向スイッチ9の駆動信号Vgの各波形を、図13は、交流入力電圧Vi、コンデンサ10を流れる電流Ic、およびコンデンサ10の両端間電圧Vcの各波形を示している。
【0014】
以上の構成において、交流入力電圧Viの、正の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ9はオフされており、直流出力電圧Voが交流入力電圧Viより高く、ダイオード2、5が逆バイアスされているため入力電流は流れない。なお、この時コンデンサ10は前周期で充電された結果、図示の極性で電圧Vc1を有する。交流入力電圧Viの負から正へのゼロクロス点から時間Δd後に双方向スイッチ駆動信号生成手段13は双方向スイッチ9のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段14により双方向スイッチ9がオンされると、図5の矢印に示すように電流が流れる。
【0015】
すなわち交流電源1から順に、リアクタ8、ダイオード2、平滑コンデンサ7、コンデンサ10に電流が流れ、コンデンサ10は放電してその電圧はVc1より低下する。なお、この双方向スイッチ9のオン時点で交流入力電圧Viとコンデンサ10の電圧Vc1の和が平滑コンデンサ7の電圧Voより大きくなるようにΔdを選ぶものとする。
【0016】
そして、双方向スイッチ9のオン時点から時間Δt後に双方向スイッチ駆動信号生成手段13は双方向スイッチ9のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段14により双方向スイッチ9がオフされると、コンデンサ10はその時点の電圧Vc2を保持しながら、電流は図6に示すように交流電源1からリアクタ8、ダイオード2、平滑コンデンサ7、ダイオード5の順に流れ、交流入力電圧Viの低下によりやがてゼロとなる。
【0017】
交流入力電圧Viの、負の交流半周期のゼロクロス直後では、双方向スイッチ9はオフされており、直流出力電圧Voが交流入力電圧Viより高く、ダイオード3、4が逆バイアスされているため入力電流は流れない。交流入力電圧Viの正から負へのゼロクロス点からΔd後に双方向スイッチ駆動信号生成手段13は双方向スイッチ9のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段14により双方向スイッチ9がオンされると、図7の矢印に示すように電流が流れる。
【0018】
すなわち交流電源1から順に、コンデンサ10、ダイオード3、リアクタ8と電流が流れ、コンデンサ10は充電される。そして、双方向スイッチ9のオン時点からΔt後に双方向スイッチ駆動信号生成手段13は双方向スイッチ9のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段14により双方向スイッチ9がオフされると、コンデンサ10は電圧Vc1まで充電された状態でその電圧を保持し、電流は図8に示すように交流電源1から、ダイオード4、平滑コンデンサ7、ダイオード3、リアクタ8の順に流れ、交流入力電圧Viの低下によりやがてゼロとなる。
【0019】
以上のようにコンデンサ10を充放電させることにより、入力電圧のゼロクロスに近いところから入力電流を流せることとなるため、高力率化が図っていた。
【0020】
また、Δtを増加することによりリアクタ8への磁気エネルギー蓄積量およびコンデンサ10への充電量を増加させ、直流出力電圧Voを増加することができる。同様にΔtを減少させることにより出力電圧Voを減少させることができ、Δtの増減により直流出力電圧Voを可変できることとなる。Δtの可変範囲は、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅Δto以下に制限するものである。
【0021】
従来の電源装置は図10に示した通り、交流入力電圧Viの負の半周期における双方向スイッチ9の導通期間Δtに、リアクタ8、コンデンサ10にエネルギーを蓄積し、交流入力電圧Viの正の半周期でそれらのエネルギーを平滑コンデンサ7に放出する、いわゆる昇圧作用を有している。
【0022】
このΔtと直流出力電圧Voの関係は図15に示すように、Δtが大きくなるほど直流出力電圧Voが増加するが、その値は負荷の大きさに依存し、負荷が小さいほど同じΔtに対する直流出力電圧Voが高くなる。従って、軽負荷時にΔtを大きくしすぎると直流出力電圧Voが異常に高くなり、平滑コンデンサ7の耐圧を超える恐れがある。
【0023】
以上の現象を避けるためにΔtの最大値を前述の通り、最大負荷時に必要な直流出力電圧Voを生成する導通幅Δto以下に制限しており、これによって軽負荷時にも双方向スイッチ9の導通幅がΔto以下に制限され、直流出力電圧Voが異常に上昇することを防止することができる。
【0024】
さらに、電流はリアクタ8と、コンデンサ10または平滑コンデンサ7との直列共振電流となるため、昇圧回路で一般的に用いられるリアクタの電源短絡方式と比較し電流の急増が抑制でき、リアクタ8のうなりを抑制できることとなる。さらに電流はリアクタ8と、コンデンサ10または平滑コンデンサ7との直列共振電流となり、高周波のリンギング成分を含まないため、リアクタ8のインダクタンスLとコンデンサ10のキャパシタンスC、Δd、Δtを適当に選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができる。図14に入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドライン15との比較の一例を示している。本図では、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値を示している。
【0025】
なお、図4に示した電源装置の動作について説明したが、図5〜図7に示したいずれの電源装置についても動作は同様である。
【0026】
しかしながら、前記のような従来の電源装置では、交流電源1の電圧が直流出力電圧より高い期間しか入力電流が流れないため力率が低く、電源高調波も大きくなるという課題があった。
【0027】
通常これらの改善策として交流電源1とブリッジ整流回路6との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では高調波を抑制できても力率が約70%程度しか得られないため、中容量から大容量の電源としてはそれに用いる素子の大型化、ひいては装置の大型化を招くと共に、電源系統にも負担をかけるという課題があった。
【0028】
従来のこのような課題を解決するために、高力率と高調波抑制とが両立でき、かつ過電圧や過電流の保護が可能となる電源装置として、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサとを設けた電源装置がある。
【0029】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのような電源装置では、双方向スイッチが破壊して短絡した時に過電流により、電源装置の構成部品を破壊してしまうという課題があった。
本発明の電源装置はこのような課題を解決するものであり、構成要素の双方向スイッチが破壊して短絡しても、電源装置の構成部品の保護が可能となることを目的とする。
【0030】
【課題を解決するための手段】
双方向スイッチが破壊し短絡した時に、双方向スイッチとブリッジ整流回路を接続する連絡路に流れる過電流を検知し、この連絡路に設けた開閉スイッチを開とする、過電流時の保護動作を行う過電流保護手段を設ける。
【0031】
前記の過電流保護手段を設けることにより、連絡路に流れる電流を遮断して電源装置の構成部品を過電流から防止する。
【0032】
【発明の実施の形態】
上記課題を解決するための請求項記載の発明は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する4個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段とを備えたものである。
【0033】
このような構成により前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることで、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られる。
【0034】
以上の本発明に係わる電源装置で、双方向スイッチ短絡による故障時、電源装置の回路の破壊を防止するために、過電流検出手段が過電流を検知した場合、過電流保護手段により開閉スイッチを開とする過電流保護制御を設ける。
【0035】
以下本発明の実施例について図面を参照して説明する。従来例と同一構成のものは、同一番号を付して説明する。
【0036】
(実施の形態1)
図1は本発明に係わる電源装置の過電流保護制御の動作を示している。双方向スイッチ9が破壊し短絡されると過電流検出手段16から過電流検知信号を、過電流保護第1手段17に出力する。この過電流検知信号を受けて開閉スイッチ15を開とする信号を出力する。
【0037】
よって双方向スイッチ9とブリッジ整流回路6を接続する連絡路は遮断して電流が流れなくなるので、電源装置の構成部品を破壊するのを防止する。
【0038】
そして、過電流状態が収まっても開閉スイッチ15は開を継続するため安全性が確保できる。
(実施の形態2)
図2は本発明に係わる電源装置の過電流保護回路を示している。なお、図4と同じ構成の箇所は同じ番号を付し説明を省略する。
【0039】
図2に示すように、過電流保護手段2として、双方向スイッチ9が破壊し短絡された時、過電流基準値19と過電流検出手段16から出力された電流値を過電流判定部20が比較する。
【0040】
そして前記過電流判定部20が過電流検知の信号を送り開閉スイッチ制御部21が開閉スイッチ15を開とし、電流を遮断することにより電源装置の回路を破壊するのを防止する。
(実施の形態3)
図3は本発明に係わる電源装置の過電流保護回路を示している。なお、図4と同じ構成の箇所は同じ番号を付し説明を省略する。
【0041】
図3に示すように、双方向スイッチ9が破壊し短絡された時、過電流検出手段16の出力が、過電流レベルを設定している過電流基準値(OC1)19を超え過電流保護第3手段22が反転すると開閉スイッチ制御手段23が、双方向スイッチ9と直列に接続された開閉スイッチ15を開とし、電流を遮断することにより電源装置の回路を破壊するのを防止する。
【0042】
【発明の効果】
以上のように本発明の電源装置によれば、双方向スイッチとブリッジ整流回路を接続する連絡路に過電流が発生しても、連絡路を開閉する開閉スイッチが開とするような過電流保護手段を設けることによって、過電流による電源装置の構成部品の破壊を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態1に係る電源装置の構成図
【図2】本発明の実施の形態2に係る電源装置の構成図
【図3】本発明の実施の形態3に係る電源装置の構成図
【図4】従来の電源装置の構成図
【図5】従来の電源装置の構成図
【図6】従来の電源装置の構成図
【図7】従来の電源装置の構成図
【図8】従来の電源装置の動作説明図
【図9】従来の電源装置の動作説明図
【図10】従来の電源装置の動作説明図
【図11】従来の電源装置の動作説明図
【図12】従来の電源装置における波形図
【図13】従来の電源装置における波形図
【図14】従来の電源装置における特性図
【図15】従来の電源装置における特性図
【符号の説明】
1 交流電源
2、3、4、5 ダイオード
6 ブリッジ整流回路
7 平滑コンデンサ
8 リアクタ
9 双方向スイッチ
10 コンデンサ
11 負荷
12 ゼロクロス検出手段
13 双方向スイッチ駆動信号生成手段
14 双方向スイッチ駆動手段
15 開閉スイッチ
16 過電流検出手段
17 過電流保護第1手段
18 過電流保護第2手段
19 過電流基準値
20 過電流判定部
21 開閉スイッチ制御部
22 過電流保護第3手段
23 開閉スイッチ制御手段
24 OC1[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply apparatus that uses a rectification method using a bridge rectifier circuit to supply DC power to an apparatus, a system, or the like.
[0002]
[Prior art]
Various rectification methods using diodes have been known.
[0003]
4 to 7 show a conventional power supply configuration. The power supply device shown in each figure includes a
[0004]
4 and 5, the
[0005]
A
[0006]
Further, a zero-
[0007]
4 to 7, the description of the zero cross detection means 12, the bidirectional switch drive signal generation means 13, the bidirectional switch drive means 14, the DC output voltage detection means 15, and the overvoltage protection first means 17 is omitted.
[0008]
Hereinafter, the operation of the power supply apparatus shown in FIG. 4 will be described with reference to FIGS. 8 and 9 show the AC input voltage Vi during the positive half cycle, and FIGS. 10 and 11 show the negative half cycle.
[0009]
The full-wave rectifier circuit shown in FIG. 8 includes a
[0010]
FIG. 9 shows the flow of current during the period in which the AC from the
[0011]
FIG. 10 shows a current flow during a half cycle in which the AC from the
[0012]
FIGS. 12 and 13 show the waveforms of the embodiment when Vi is 200 V, L is 10 mH, C is 300 μF, and Co is 1800 μF for the power supply device shown in FIG.
[0013]
12 shows the waveforms of the AC input voltage Vi, the current flowing through the reactor 8 (AC input current) IL, the DC output voltage Vo, and the drive signal Vg of the
[0014]
In the above configuration, immediately after the zero crossing of the positive AC half cycle of the AC input voltage Vi, the
[0015]
That is, in order from the
[0016]
Then, the bidirectional switch drive signal generation means 13 generates an OFF signal of the
[0017]
Immediately after the zero crossing of the negative AC half cycle of the AC input voltage Vi, the
[0018]
That is, in order from the
[0019]
By charging / discharging the
[0020]
Further, by increasing Δt, the amount of magnetic energy stored in the
[0021]
As shown in FIG. 10, the conventional power supply device accumulates energy in the
[0022]
As shown in FIG. 15, the relationship between Δt and the DC output voltage Vo increases as the Δt increases, the DC output voltage Vo increases. The value depends on the load, and the DC output for the same Δt decreases as the load decreases. The voltage Vo increases. Therefore, if Δt is excessively increased at light load, the DC output voltage Vo becomes abnormally high, and the withstand voltage of the smoothing
[0023]
In order to avoid the above phenomenon, the maximum value of Δt is limited to a conduction width Δto that generates the DC output voltage Vo required at the maximum load as described above. The width is limited to Δto or less, and the DC output voltage Vo can be prevented from rising abnormally.
[0024]
Furthermore, since the current becomes a series resonance current between the
[0025]
Although the operation of the power supply device shown in FIG. 4 has been described, the operation is the same for any of the power supply devices shown in FIGS.
[0026]
However, in the conventional power supply apparatus as described above, there is a problem that the power factor is low and the power supply harmonics are large because the input current flows only during a period in which the voltage of the
[0027]
Usually, a method of connecting a reactor between the
[0028]
In order to solve such conventional problems, as a power supply device that can achieve both high power factor and harmonic suppression and can protect against overvoltage and overcurrent, the AC power supply and the AC input of the bridge rectifier circuit There is a power supply device provided with a reactor connected between the two ends and a capacitor connected via a bidirectional switch between the AC input end and the DC output end of the bridge rectifier circuit.
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
However, such a power supply device has a problem that the components of the power supply device are destroyed due to overcurrent when the bidirectional switch is broken and short-circuited.
The power supply device of the present invention solves such a problem, and it is an object of the present invention to protect the components of the power supply device even if the bidirectional switch of the component is broken and short-circuited.
[0030]
[Means for Solving the Problems]
When the bidirectional switch breaks and is short-circuited, the overcurrent flowing through the connection path connecting the bidirectional switch and the bridge rectifier circuit is detected, and the open / close switch provided in this connection path is opened to perform protective operation in the event of an overcurrent. Provide overcurrent protection means to perform.
[0031]
By providing the above-described overcurrent protection means, the current flowing through the communication path is interrupted to prevent the components of the power supply apparatus from being overcurrent.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The invention according to the claim for solving the above-mentioned problems includes an AC power source, a bridge rectifier circuit formed by four diodes for full-wave rectification of AC from the AC power source, and a DC output terminal of the bridge rectifier circuit. A smoothing capacitor connected to the AC power source and a reactor connected between the AC input terminal of the bridge rectifier circuit, and a bidirectional switch between the AC input terminal and the DC output terminal of the bridge rectifier circuit. A capacitor connected through the zero-crossing means, zero-cross detection means for detecting a zero point of the voltage of the AC power supply, and bidirectional switch drive signal generation means for generating a drive signal for the bidirectional switch based on the output of the zero-cross detection means And bi-directional switch driving means for driving the bi-directional switch based on a signal from the bi-directional switch driving signal generating means.
[0033]
By making the bidirectional switch conductive with an appropriate phase and conduction width with such a configuration, it is possible to achieve both suppression of harmonics of the input current and high power factor, and a DC output voltage equal to or higher than the voltage peak value of the AC power supply. Is obtained.
[0034]
In the power supply apparatus according to the present invention described above, when an overcurrent is detected by the overcurrent detection means in order to prevent destruction of the circuit of the power supply apparatus when a failure occurs due to a short circuit of the bidirectional switch, the open / close switch is turned on by the overcurrent protection means. Provide overcurrent protection control to open.
[0035]
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. Components having the same configurations as those of the conventional example will be described with the same numbers.
[0036]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows the operation of overcurrent protection control of a power supply apparatus according to the present invention. When the
[0037]
Therefore, since the communication path connecting the
[0038]
Even when the overcurrent state is settled, the open /
(Embodiment 2)
FIG. 2 shows an overcurrent protection circuit of a power supply device according to the present invention. In addition, the same number is attached | subjected to the location of the same structure as FIG.
[0039]
As shown in FIG. 2, when the
[0040]
The
(Embodiment 3)
FIG. 3 shows an overcurrent protection circuit of a power supply device according to the present invention. Note that parts having the same configuration as in FIG.
[0041]
As shown in FIG. 3, when the
[0042]
【The invention's effect】
As described above, according to the power supply device of the present invention, even if an overcurrent is generated in the connection path connecting the bidirectional switch and the bridge rectifier circuit, the overcurrent protection that opens the open / close switch that opens and closes the connection path is provided. By providing the means, it is possible to prevent destruction of the components of the power supply device due to overcurrent.
[Brief description of the drawings]
1 is a configuration diagram of a power supply apparatus according to
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Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2001300613A JP3726732B2 (en) | 2001-09-28 | 2001-09-28 | Power supply |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2001300613A JP3726732B2 (en) | 2001-09-28 | 2001-09-28 | Power supply |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003111422A JP2003111422A (en) | 2003-04-11 |
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---|---|---|---|
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1610134B1 (en) * | 2004-06-25 | 2006-03-29 | Alcatel | Controlled inverter for LED signalling device |
WO2013088652A1 (en) * | 2011-12-14 | 2013-06-20 | パナソニック株式会社 | Dc power supply device |
-
2001
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2003111422A (en) | 2003-04-11 |
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Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
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RD01 | Notification of change of attorney |
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A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050829 |
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TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3726732 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091007 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091007 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101007 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111007 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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