JP3723284B2

JP3723284B2 - High frequency filter

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Publication number: JP3723284B2
Application number: JP16727196A
Authority: JP
Inventors: 哲大和田; 英征大橋; 尚史米田; 守▲やす▼ 宮▲ざき▼
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-06-27
Filing date: 1996-06-27
Publication date: 2005-12-07
Anticipated expiration: 2016-06-27
Also published as: JPH1013105A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は高周波フィルタに関し、主としてマイクロ波帯で、またその他の周波数帯としては、ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、ミリ波帯等で使用される高周波フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
先ず、この発明において対象となるコプレーナ線路について説明する。図２１は、コプレーナ線路の形状を示す斜視図であり、図中、１は誘電体基板、２は地導体であり、２ａ、２ｂはその部分、３は中心導体であり、誘電体基板１の同一面に中心導体３と地導体２を備える。そして、地導体２ａ，２ｂは中心導体３の両側に中心導体３から定められた間隔（ｗ）をもって配置される。このコプレーナ線路の特性インピーダンスは、地導体２ａ，２ｂの間隔が、伝搬する高周波の波長に対して十分小さい場合には、図２２に示すように、中心導体幅（ｓ）と地導体間隔（ｓ＋２ｗ）の比で決まる。図２２は、誘電体基板１の比誘電率εｒをパラメータとしてコプレーナ線路の特性インピーダンスを示した図である。このように、上記のコプレーナ線路では、中心導体幅（ｓ）および地導体間隔（ｓ＋２ｗ）は特性インピーダンスにより一意に決定されず、その設定は自由度をもつ。
【０００３】
上記のようなコプレーナ線路を用いた高周波フィルタの従来例について説明する。図２３および図２４は、Dylan F. Williams and S.E. Schwarz, "Design and Performance of Coplanar Waveguide Bandpass Filters", IEEE Trans. Vol.MTT-31. No.7, 1983 に掲載されている従来の一高周波フィルタの回路基板を表すもので、図２３はその上面図、図２４は図２３中の中心線ＸＶIII−ＸＶIII図である。図に示すように、この高周波フィルタはシリーズに接続された３個の共振器３０とその両端に結合された入出力線路４０からなっている。図において、１は誘電体基板、２は地導体であり、２ａ，２はその部分である。そして３は共振器３０の中心導体、４は入出力線路４０の中心導体である。さらに５は共振器３０の間の結合部、６は共振器３０と入出力線路４０との間の入出力結合部である。ここで、共振器３０の中心導体３の長さは、高周波フィルタの中心周波数における約１／２波長となっている。
【０００４】
次に動作について説明する。前述の３つの１／２波長共振器３０および入出力線路４０は、隣接するもの相互が結合部５または入出力結合部６において電界結合されている。その結合量は、基本的に、結合部５または入出力結合部６における中心導体３、４の端部の間隔で調整される。
【０００５】
今、前述の３つの１／２波長共振器３０が、ほぼ同一の周波数、すなわち、フィルタの中心周波数にて共振しているとすれば、中心周波数においては共振器は相互に強く結合し、入出力線路４０から入射した高周波は共振器３０を伝わり、もう一方の入出力線路４０へと出力される。しかし、中心周波数から離れた周波数においては、共振器相互の結合は非常に弱く、入出力線路４０から入射する高周波はそのほとんどが反射される。このように、本フィルタは、帯域通過形の通過特性を有する高周波フィルタとして機能する。
【０００６】
翻って、上記の従来の高周波フィルタの結合部５および入出力結合部６には、図２５に示すような静電容量が各部に存在する。ここで、図中のＣｇは中心導体３０の間、または中心導体３０と４０の間の結合容量であり、Ｃｓは中心導体３０、４０と地導体２との間のフリンジング容量である。一般に、帯域通過形の高周波フィルタでは、共振器間結合部５における結合は疎になり、入出力結合部６での結合は密となる。
【０００７】
このため、図２３の高周波フィルタでは、結合部５、６において向かい合った中心導体３、４の端部の間隔が、結合部５では広く、入出力結合部６では狭くなっている。すなわち静電容量については、結合部５では結合容量Ｃｇは小であり、フリンジング容量Ｃｓは大、入出力結合部６では結合容量Ｃｇが大、フリンジング容量Ｃｓは小となる関係がある。図２６に中心導体端部の間隔と結合容量Ｃｇまたはフリンジング容量Ｃｓの関係を示す。なお、図中の容量値は、中心導体３、４の端部の間隔と中心導体幅（ｓ）が等しい時の容量値で規格化した値としている。図２６から分かるように、結合容量Ｃｇは中心導体３、４の端部の間隔の大きさに反比例し、結合容量Ｃｇは基本的に、中心導体３または４の断面を向かい合わせた平行平板がもつ静電容量として近似的に考えることができる。また、フリンジング容量Ｃｓは、中心導体端部３、４の間隔が大きくなるに従って増加する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の高周波フィルタにおいては、入出力結合部６においては中心導体３、４の端部の間隔が狭くなる。図２６からわかるように、中心導体３、４の端部の間隔が小さい場合には、間隔の変化量に対する結合容量Ｃｇの変化量が大きいので、中心導体３、４の端部の間隔がパターニング誤差などの加工上の誤差により設計寸法から変化した場合、フィルタの通過特性が大きく劣化するという問題がある。また、帯域幅の広いフィルタは、より大きな結合量が必要となるため、実現が困難になる。
【０００９】
また、結合部５はフィルタの長さ方向に大きいので、フィルタ寸法が大きくなるとともにフリンジング容量Ｃｓが大きくなるという問題がある。フリンジング容量Ｃｓは結合部５において回路に並列に入る容量なので、共振器３０の共振周波数に影響を与える。しかし、フリンジング容量Ｃｓの値を正確に求めるのは容易ではなく、設計においてはＣｓを近似的に求めてその効果を考慮し、共振器３０の物理長を決定する。この近似値は値が大きくなるほど誤差が大きくなるので、フリンジング容量Ｃｓの値が大きくなるに従って共振器３０の共振周波数の誤差が増加し、この結果、通過特性が劣化することになる。この問題は、特に、設計するフィルタが狭帯域である場合に顕著である。
【００１０】
上記の問題点の解決策としては、コプレーナ線路の中心導体幅および地導体間隔を拡大または縮小することが考えられる。しかし、中心導体幅および地導体間隔を拡大した場合、入出力結合部６での中心導体端部の間隔を確保できるが、結合部５での中心導体端部の間隔は増大する。また、逆に、コプレーナ線路の幅を縮小した場合には、結合部５での問題点は軽減されるが入出力結合部６では中心導体端部が接近してしまう。さらに、中心導体上の電流の集中により線路の損失が増加するので、共振器の無負荷Ｑ値が低下し、フィルタの通過損失が増大する。
【００１１】
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたもので、良好な特性を有する高周波フィルタを得ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の高周波フィルタは、誘電体基板の一方の面に配設された中心導体とこの中心導体の両側に配置された地導体とを有する１個または複数個の共振器および１対の入出力線路と、上記共振器間を相互に結合させる共振器結合部と、上記共振器と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合部とを備え、上記共振器および入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、上記共振器および／または入出力線路の特性インピーダンスを実質的に一定に維持しながら上記中心導体の幅および上記地導体の間隔が上記共振器結合部とその近傍において狭くなるように上記中心導体の幅および上記地導体の間隔を穏やかに縮小させるとともに上記中心導体端部の間隔を小さくしたことを特徴とするものである。
【００１３】
また、この発明の高周波フィルタは、誘電体基板の一方の面に配設された中心導体とこの中心導体の両側に配置された地導体とを有する１個または複数個の共振器および１対の入出力線路と、上記共振器間を相互に結合させる共振器結合部と、上記共振器と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合部とを備え、上記共振器および入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、上記共振器および／または入出力線路の特性インピーダンスを実質的に一定に維持しながら上記中心導体の幅および上記地導体の間隔が上記入出力結合部とその近傍において広くなるように上記中心導体の幅および上記地導体の間隔を穏やかに拡大させるとともに上記中心導体端部の接近を抑制したことを特徴とするものである。
【００１４】
また、この発明の高周波フィルタは、誘電体基板の一方の面に配設された中心導体とこの中心導体の両側に配置された地導体とを有する１個または複数個の共振器および１対の入出力線路と、上記共振器間を相互に結合させる共振器結合部と、上記共振器と入出力線路とを相互に結合させる入出力結合部とを備え、上記共振器および入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、上記共振器および／または入出力線路の特性インピーダンスを実質的に一定に維持しながら、
上記中心導体の幅および上記地導体の間隔が上記共振器結合部とその近傍において狭くなるように上記中心導体の幅および上記地導体の間隔を穏やかに縮小させるとともに上記中心導体端部の間隔を小さくし、上記中心導体の幅および上記地導体の間隔が上記入出力結合部とその近傍において広くなるように上記中心導体の幅および上記地導体の間隔を穏やかに拡大させるとともに上記中心導体端部の接近を抑制したことを特徴とするものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１および図２は、この発明の実施の形態１による高周波フィルタの構造を示す図である。図１は、誘電体基板の一方の面に導体薄膜で形成した中心導体及び地導体を備えたコプレーナ線路を用いて構成した３極の高周波フィルタ基板の上面図、図２は図１の基板の中心線 II−II における断面図を示す。図に示すようにこの実施の形態１の高周波フィルタは、縦続結合された複数の共振器３０とその両端に結合された一対の入出力線路４０を備えている。図１および図２において、１は誘電体基板、２は地導体であり２ａ，２ｂはその部分、３は共振器の中心導体、４は入出力線路の中心導体、５は共振器３０間の共振器結合部、６は共振器３０と入出力線路４０との間の入出力結合部である。
【００２６】
上記の実施の形態１においては、図に示しているように、中心導体３、４の幅および地導体２ａ，２ｂの間隔は、回路全体に亙って線路の特性インピーダンスを一定に保ちながら、入出力結合部６近傍においては広く、共振器結合部５近傍においては狭くなるよう、緩やかに変化させている。このため、密な結合が必要になる入出力結合部６では、中心導体３、４が必要以上に接近することを避けることができ、パターン誤差など、加工上の問題による寸法誤差が通過特性に与える影響を抑えることができる。さらに、疎な結合が必要になる共振器結合部５では、中心導体３の端部の間隔を小さくできるのでフィルタが小形化され、また、フリンジング容量が小さくなるので、共振器の共振周波数の誤差による通過特性劣化を抑制できる。
【００２７】
また、中心導体３の幅の縮小および地導体２ａ，２ｂの間隔の縮小は、疎な結合が必要となる共振器結合部５の近傍でのみ行っているので、共振器の無負荷Ｑ値の低下が少ない。このため、通過損失の増加が少なく、良好な特性が維持される。
その他、上記のフィルタでは、このような中心導体幅および地導体間隔の変更を行っているが、特性インピーダンスが一定に保たれているので、特別な設計手段を必要とせず、また、中心導体幅および地導体間隔の変化を緩やかにしているので、この変化が共振器の共振周波数に与える影響もほとんど無い。従って、この実施の形態のフィルタでは良好な通過特性が得られる。
【００２８】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、コプレーナ線路で成る１個または複数個の共振器と入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、個々の結合部に於ける所要の結合量に応じ、結合部近傍から結合部に亙って中心導体幅および地導体間隔を線路の特性インピーダンスを一定に維持しながら変化させている。このため、結合容量の大きな結合部においては、中心導体幅および地導体間隔が拡大されるので中心導体端部の接近を抑制でき、パターニング誤差などの加工上の寸法誤差による通過特性の劣化を少なくすることができるという効果がある。また、結合容量の小さな結合部においては、中心導体幅および地導体間隔が縮小されるので、中心導体端部の間隔を小さくでき、フィルタが小形になるとともに、フリンジング容量を小さくできるので、共振器の共振周波数の誤差を小さくできるという効果がある。また、中心導体幅および地導体間隔の縮小は、疎な結合が必要となる共振器結合部５の近傍でのみ行っているので、共振器の無負荷Ｑ値の低下が少なく、良好な通過特性が維持される。
【００２９】
実施の形態２．
図３および図４は、この発明の実施の形態２による高周波フィルタの構造を示す図である。図３は、誘電体基板の一方の面に導体薄膜で形成した中心導体及び地導体を備えたコプレーナ線路を用いて構成した３極の高周波フィルタ基板の上面図、図４は図３の基板の中心線 IＶ−IＶにおける断面図を示す。図に示すようにこの実施の形態２の高周波フィルタは、縦続結合された複数の共振器３０とその両端に結合された一対の入出力線路４０を備えている。図３および図４において、１は誘電体基板、２は地導体であり２ａ，２ｂはその部分、３は共振器の中心導体、４は入出力線路の中心導体、５は共振器３０間の共振器結合部、６は共振器３０と入出力線路４０の間の入出力結合部である。また、７は結合部５の中心に設けた、地導体２ａと２ｂを接続する導体ストリップを示す。
【００３０】
上記の実施の形態２においては、共振器間の共振器結合部５に地導体２ａと２ｂを接続する導体ストリップ７を設けている。この導体ストリップ７により、２つの中心導体３の間の結合が妨げられて結合容量Ｃｇが減少するので、中心導体３の端部の間隔を導体ストリップ７が無い場合に比べ短くでき、フィルタが小形化できる。
【００３１】
また、導体ストリップ７が地導体２ａ，２ｂを接続して短絡するので、地導体２ａと２ｂの間で電位差を持つような不要モードの発生および伝搬を抑制できる。この結果、不要モード抑制のための地導体接続用ワイヤの数を減らすことができるなど、不要モード抑制のための手段が簡素化される。
【００３２】
なお、図３の共振器３０の地導体２ａ，２ｂの間隔を、図１と同様に、共振器の結合部近傍から結合部に亙って中心導体幅および地導体間隔を線路の特性インピーダンスを一定に維持しながら変化させることもできる。このようにすると、実施の形態１と２の両方の効果を有する高周波フィルタが得られる。
【００３３】
以上のように、この発明の実施の形態２によれば、コプレーナ線路で成る、少なくとも１つの開放端部を有する１個または複数個の共振器と入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、上記結合部のうち開放端部が向かい合った結合部に、中心導体の両側の地導体を接続する導体ストリップを備えている。このため、導体ストリップが２つの中心導体端部間の結合を妨げて結合容量が減少するので、中心導体端部の間隔を導体ストリップが無い場合に比べ短くできるという効果がある。また、導体ストリップが地導体を接続して短絡するので、中心導体を挟んで地導体の間で電位差を持つような不要モードの発生および伝搬を抑制するとともに、これらの不要モード抑制のための金ワイヤの数を減らすことができるという効果がある。
【００３４】
実施の形態３．
図５および図６は、この発明の実施の形態３による高周波フィルタの構造を示す図である。図５は、誘電体基板の一方の面に導体薄膜で形成した中心導体及び地導体を備えたコプレーナ線路を用いて構成した３極の高周波フィルタ基板の上面図、図６は図１の基板の中心線ＶI−ＶI における断面図を示す。図に示すようにこの実施の形態１の高周波フィルタは、縦続結合された複数の共振器３０とその両端に結合された一対の入出力線路４０を備えている。図５および図６において、１は誘電体基板、２は地導体であり２ａ，２ｂはその部分、３は共振器の中心導体、４は入出力線路の中心導体、５は共振器３０間の共振器結合部、６は共振器３０と入出力線路４０の間の入出力結合部である。以上は、実施の形態１と同様である。また、８は、結合部５または入出力結合部６における地導体２ａおよび２ｂに設けた切り欠き部を示す。
【００３５】
上記の実施の形態３においては、実施の形態１と同様に、中心導体３、４の幅および地導体２ａ，２ｂの間隔は、回路全体に亙って線路の特性インピーダンスを一定に保ちながら、入出力結合部６近傍においては広く、共振器結合部５近傍においては狭くなるよう、緩やかにを変化させている。このため、まず実施の形態１と同様な作用および効果を有する。さらに、この実施の形態３では、共振器３０間の共振器結合部５および共振器３０と入出力線路４０との間の入出力線路結合部６において、地導体２ａ，２ｂに切り欠き８を備えたものとなっている。このため、結合部５、６における地導体２ａ，２ｂの間隔は、結合部近傍での間隔よりも拡大しており、結合部５、６における中心導体３、４の端部と地導体２ａ，２ｂとの距離が大きくなっている。この結果、結合部５または６に於けるフリンジング容量Ｃｓが、切り欠き８を設けない場合に比べ小さくなり、フリンジング容量Ｃｓによる共振器の共振周波数の誤差を抑制することができる。
【００３６】
なお、図５の高周波フィルタでは、共振器結合部５の近傍から結合部５に亙って中心導体幅および地導体間隔を線路の特性インピーダンスを一定に維持しながら変化させているが、図３のように共振器５の近傍での中心導体幅および地導体間隔を変化させないで、共振器結合部５での地導体に切り欠きを備え地導体間隔を大きくすることもできる。さらにまた、図５の高周波フィルタに、図３に示すように、共振器結合部５に、中心導体の両側の地導体を接続する導体ストリップを備えることもできる。このようにすると、それぞれ両者のもつ効果を合わせもつことができる。
【００３７】
以上のように、この発明の実施の形態３によれば、コプレーナ線路で成り少なくとも１つの開放端部を有する１個または複数個の共振器と入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、結合部での地導体間隔を隣接する線路部の地導体間隔に対して拡大して地導体に切り欠きを備えたものとなっている。このため、結合部においては中心導体と地導体の距離が大きくなっているので、結合部に於けるフリンジング容量が切り欠きを設けない場合に比べ小さくなり、フリンジング容量による共振器の共振周波数の誤差を抑制できるという効果がある。
【００３８】
また、この発明の実施の形態３によれば、コプレーナ線路で成り少なくとも１つの開放端部を有する１個または複数個の共振器と入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、個々の結合部に於ける所要の結合量に応じ、結合部近傍から結合部に亙って中心導体幅および地導体間隔を線路の特性インピーダンスを一定に維持しながら変化させている。さらに、結合部での地導体間隔を隣接する線路部の地導体間隔に対して拡大した切り欠きを備えたものとなっている。このため、実施の形態１および実施の形態３で得られる効果の双方が得られ、より良好な通過特性を有する高周波フィルタが得られるという効果がある。また、中心導体幅および地導体間隔の縮小は、疎な結合が必要となる結合部５の近傍でのみ行っているので、共振器の無負荷Ｑ値の低下が少なく、良好な通過特性が維持される。
【００３９】
実施の形態４．
図７、図８および図９は、この発明の実施の形態４による高周波フィルタの構造を示す図である。図７は、誘電体小基板を２枚用い、これらの一方の面に導体薄膜で形成した中心導体及び地導体を備えたコプレーナ線路を用いて構成した４極の高周波フィルタ基板の上面図、図８は図７の中心線ＶIII−ＶIII における断面図を示す。また、図９は図７における２枚の誘電体小基板の密着部の拡大上面図である。
【００４０】
これらの図に示すように、この実施の形態４の高周波フィルタは、縦続結合された複数の共振器３０とその両端に結合された一対の入出力線路４０を備えている。これらの図において、１Ａ，１Ｂは誘電体小基板、２は地導体であり２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄはその部分、３は共振器３０の中心導体、４は入出力線路４０の中心導体、５は共振器３０間の共振器結合部、６は共振器３０と入出力線路４０との間の入出力結合部、８は、結合部５または入出力結合部６における地導体２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄに設けた切り欠き部である。また、図８に示すように、９は誘電体小基板１Ａと１Ｂの密着部である。
【００４１】
さらに図７および図９に示すように、１０Ａ，１０Ｂは誘電体小基板１Ａ，１Ｂの端部を示し、１１は誘電体小基板１Ａの端部１０Ａに設けた地導体除去部、１２は上記の地導体除去部１１から延在する約１／４波長の先端短絡スロット線路である。
【００４２】
図９に示すように、地導体除去部１１と先端短絡線路１２および基板端部１０Ｂの地導体２ｃまたは２ｄとは、スロット線路先端短絡スタブを構成しており、図９中の地導体切り欠き部８からスロット線路１２の先端まで約１／２波長の長さとなっている。
【００４３】
このように構成した実施の形態４においては、実施の形態１と同様に、中心導体３、４の幅および地導体２ａ，２ｂの間隔は、回路全体に亙って線路の特性インピーダンスを一定に保ちながら、入出力結合部６近傍においては広く、共振器結合部５近傍においては狭くなるよう、緩やかにを変化させている。このため、まず実施の形態１と同様な作用および効果を有する。また、実施の形態３と同様に、共振器３０間の共振器結合部５および共振器３０と入出力線路４０との間の入出力線路結合部６において、地導体２ａ，２ｂに切り欠き８を備えたものとなっている。このため、実施の形態３と同様の作用および効果をも有する。さらに、この実施の形態４では、誘電体小基板１Ａの端部１０Ａに、誘電体小基板１Ｂの端部１０Ｂに対応してスロット線路先端短絡スタブを設けている。このスタブは先端にて短絡されているとともに長さが約１／２波長なので、フィルタの中心周波数の近傍では、スロット線路のもう一方の端部となる地導体切り欠き部８の位置で電流が最大となる。従って、切り欠き部８の位置では、基板１Ａ上の地導体２ａ，２ｂと基板１Ｂ上の地導体２ｃ，２ｄとは電気的に短絡された状態となる。これにより、２枚の誘電体小基板１Ａ，１Ｂに亙った地導体の電気的な接続の手段が簡素化できる。このスタブの効果はフィルタが狭帯域である場合に特に有効である。
【００４４】
なお、図７の高周波フィルタは、中心導体３、４および地導体２ａ，２ｂが図５のような形状をしているが、この実施の形態４の特徴、すなわち基板を誘電体小基板を結合して構成し、その結合部にスロット線路先端短絡スタブを設ける構成は、中心導体３、４および地導体２ａ，２ｂが図５のような形状でなくても有効なものである。
【００４５】
以上のように、この発明の実施の形態４によれば、コプレーナ線路で成り少なくとも１つの開放端部を有する１個または複数個の共振器と入出力線路を縦続接続して構成されるとともに、複数枚の誘電体小基板に亙って構成したコプレーナ線路形高周波フィルタにおいて、上記小基板の密着部に於ける対向する上記誘電体小基板端部の少なくとも一方に、上記中心導体側から上記端部に沿って地導体除去部と、上記除去部から延在して先端短絡スロット線路とを設け、上記除去部と上記先端短絡スロット線路と上記対向する他の基板端部の地導体とで略１／２波長の線路長を有するスロット線路先端短絡スタブを形成している。このため、中心周波数近傍の周波数において、対向する誘電体小基板上の地導体が中心導体の近傍で相互に電気的に短絡された状態となる。これにより、地導体の電気的な接続の手段が簡素化できるという効果がある。
【００４６】
実施の形態５．
図１０、図１１および図１２は、この発明の実施の形態５による高周波フィルタの構造を示す図である。図１０は、誘電体小基板を２枚用い、これらの一方の面に導体薄膜で形成した中心導体及び地導体を備えたコプレーナ線路を用いて構成した４極の高周波フィルタ基板の上面図、図１１は図１０の中心線ＸI−ＸI における断面図を示す。また、図１２は図１０における２枚の誘電体小基板の密着部の拡大上面図である。また、図９は図７における２枚の誘電体小基板の密着部の拡大上面図である。
【００４７】
これらの図に示すように、この実施の形態５の高周波フィルタは、縦続結合された複数の共振器３０とその両端に結合された一対の入出力線路４０を備えている。これらの図において、１Ａ，１Ｂは誘電体小基板、２は地導体であり２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄはその部分、３は共振器３０の中心導体、４は入出力線路４０の中心導体、５は共振器３０間の共振器結合部、６は共振器３０と入出力線路４０との間の入出力結合部、８は、共振器結合部５または入出力結合部６における地導体２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄに設けた切り欠き部である。また、図１１示すように、９は誘電体小基板１Ａと１Ｂの密着部である。
【００４８】
さらに図１０および図１２に示すように、１０Ａ，１０Ｂは誘電体小基板１Ａ，１Ｂの端部を示し、１１は誘電体小基板１Ａの端部１０Ａに設けた地導体除去部、１２ａ，１２ｂ，１２ｃは上記の地導体除去部１１から延在する約１／４波長の先端短絡スロット線路で、この実施の形態５では３つの先端短絡スロット線路を有する。図１２に示すように、上記先端短絡線路１２ａ、１２ｂ、１２ｃと地導体除去部１１、および基板端部１０Ｂの地導体２ｃまたは２ｄとでスロット線路先端短絡スタブを構成している。このスタブの長さは、図１２中の地導体切り欠き部８から、スロット線路１２ａの先端までが中心周波数の約１／２波長、スロット線路１２ｂの先端までが低域側カットオフ周波数と中心周波数の中間の周波数における約１／２波長、そして、スロット線路１２ｃの先端までが高域側カットオフ周波数と中心周波数の中間の周波数における約１／２波長となっている。
【００４９】
このように構成した実施の形態５においては、先ず実施の形態１と同様に、中心導体３、４の幅および地導体２ａ，２ｂの間隔は、回路全体に亙って線路の特性インピーダンスを一定に保ちながら、入出力結合部６近傍においては広く、共振器結合部５近傍においては狭くなるよう、緩やかにを変化させている。このため、まず実施の形態１と同様な作用および効果を有する。また、実施の形態３と同様に、共振器３０間の共振器結合部５および共振器３０と入出力線路４０との間の入出力線路結合部６において、地導体２ａ，２ｂに切り欠き８を備えたものとなっている。このため、実施の形態３と同様の作用および効果をも有する。さらに、この実施の形態５では、誘電体小基板１Ａの端部１０Ａに、誘電体小基板１Ｂの端部１０Ｂに対応してスロット線路先端短絡スタブを複数（３つ）設けている。こららのスタブは、３つのスロット１２の先端にて短絡されているので、スタブの全長に対応する３つの周波数の近傍では、切り欠き部８の位置で電流が最大となる。従って、スタブが１本のみの場合に比べ、より広い周数帯域に亙ってスロットの両側の地導体２ａ，２ｂと２ｃ，２ｄはそれぞれ電気的にほぼ短絡された状態となる。これにより、２枚の誘電体基板１Ａ，１Ｂに亙った地導体の電気的な接続の手段が不要、または簡素化される。
【００５０】
以上のように、この発明の実施の形態５によれば、コプレーナ線路で成り少なくとも１つの開放端部を有する１個または複数個の共振器と入出力線路を縦続接続して構成されるとともに、複数枚の誘電体小基板に亙って構成したコプレーナ線路形高周波フィルタにおいて、上記小基板の密着部に於ける対向する上記誘電体小基板端部の少なくとも一方に、上記中心導体側から上記端部に沿って地導体除去部と、上記除去部から延在して先端短絡スロット線路とを設け、上記除去部と上記先端短絡スロット線路と上記対向する他の基板端部の地導体とで略１／２波長の線路長を有するスロット線路先端短絡スタブを２つ以上形成している。ここで、個々のスタブの線路長が異なるようにしている。これにより、この実施の形態５は実施の形態４と同様な効果をより広い周波数帯域に亙って得られるという効果がある。
【００５１】
実施の形態６．
図１３および図１４は、この発明の実施の形態６による高周波フィルタの構造を示す図である。図１３は、誘電体基板の一方の面に超伝導薄膜で形成した中心導体及び地導体を備えたコプレーナ線路を用いて構成した３極の高周波フィルタ基板の上面図、図１４は図１３の基板の中心線ＸIＶ−ＸIＶにおける断面図を示す。図に示すようにこの実施の形態６の高周波フィルタは、縦続結合された複数の共振器３０とその両端に結合された一対の入出力線路４０を備えている。
【００５２】
図１３および図１４において、１は誘電体基板、２は超伝導体薄膜で成る地導体であり２ａ，２ｂはその部分、３は超伝導体薄膜で成る共振器３０の中心導体、４は超伝導体薄膜で成る入出力線路４０の中心導体、５は共振器間３０間の共振器結合部、６は共振器３０と入出力線路４０との間の入出力結合部である。また、１３は誘電体基板１の周辺部において超伝導薄膜の地導体２ａ，２ｂの上に配置した金（Ａｕ）電極、１４は中心導体３，４を挟んで超伝導薄膜の地導体２ａ，２ｂ上に配置され（地導体２ａ，２ｂを接続するワイヤを配置するための）金（Ａｕ）膜で成るランドである。金電極１３は、外部回路やケース（パッケージ）との電気的接続のために用いられる。金ランド１４は、中心導体３，４を挟んで対向する二つのランド間を金ワイヤなどを用いて接続するために用いられる。これは、地導体２ａ，２ｂの電位を同電位にして不要なモードが線路を伝播するのを抑えるためである。
【００５３】
この実施の形態６では、実施の形態１と同様に、中心導体３、４の幅および地導体２ａ，２ｂの間隔は、回路全体に亙って線路の特性インピーダンスを一定に保ちながら、入出力結合部６近傍においては広く、共振器結合部５近傍においては狭くなるよう、緩やかにを変化させている。このため、まず実施の形態１と同様な作用および効果を有する。さらにこの実施の形態６では、共振器３０ならびに入出力線路４０の導体膜を超伝導薄膜を用いて形成したので、超伝導体の低損失性により、共振器の無負荷Ｑ値が増大する。従って、通過損失の少ない高周波フィルタが得られる。
【００５４】
また、超伝導薄膜、特に酸化物超伝導薄膜のような臨界温度の高い高温超伝導薄膜では、一般に、膜を広い面積の基板上に均質に形成するのが難しい。このため、図１３、図１４のような構造のほか、実施の形態４および５で示したような、誘電体小基板を用いて分割構成したフィルタに超伝導薄膜を適用することもできる。そのようにした場合、形成すべき超伝導薄膜の面積が小さくできるので均質な膜が得られ易く、分割しない場合に比べ良好な特性の超伝導フィルタを得易い効果がある。
【００５５】
以上のように、この発明の実施の形態６によれば、上記の実施の形態１から実施の形態６で得られるコプレーナ線路形高周波フィルタの中心導体および地導体の導体膜を超伝導体膜で構成している。このため、通常の導体膜で得られる効果に加え、超伝導体の低損失性により通過損失の少ない高周波フィルタが得られるという効果がある。
【００５６】
実施の形態７．
図１６、図１７、および図１８は、この発明の実施の形態７による高周波フィルタの構造を示す図である。図１６は、実施の形態６で示した高周波フィルタ基板１を導体ケース（シャーシ）に実装した高周波フィルタのー部分の上面図、図１７は図１６の高周波フィルタの中心線ＸＶII−ＸＶII における断面図、また、図１８は、図１６の高周波フィルタのＸＶIII−ＸＶIII 線における断面図を示す。
【００５７】
これらの図において、１５は高周波フィルタ基板を実装する導体ケース（シャーシ）、１６は、導体ケース１５に設けた溝であり、１７は導体ケース１５に実装した外部回路基板である。さらに、１８は、高周波フィルタ基板の各部を電気的に接続する金（Ａｕ）ワイヤを示す。その他の符号で、実施の形態６の図１３および図１４で示したものと同一のものは、それぞれ同一または相当部分を示し、同様の機能を有する。これらについては、重複をさけるため説明を省略する。
【００５８】
この実施の形態７では、先ず実施の形態６と同様な作用および効果を有する。さらに、この実施の形態７では、基板１に超伝導体薄膜で形成された中心導体３、４および地導体２ａ，２ｂを備え、この基板１を実装する導体ケース１５に地導体２ａ，２ｂの間隔よりも大きな幅を有する溝を設けている。このため、高周波フィルタ基板１を溝のない導体ケース上に実装した場合にくらべてコプレーナ線路から線路以外の導体が距離的に離れているので、コプレーナ線路の電磁界が導体ケースの影響を受けにくくなっている。すなわち、導体ケース１５上を流れる電流が非常に少なくなるとともに、ほとんどの電流はコプレーナ線路を構成している超伝導体の部分を流れることになり、導体ケース１５への実装による共振器の無負荷Ｑ値の低下が抑制される。このため、高周波フィルタ基板が本来有している特性の劣化が少なく、良好な特性の高周波フィルタが得られる。この現象は、コプレーナ線路の地導体間隔が基板厚さに比べて大きくなる場合に顕著である。
【００５９】
また、実施の形態６のところでも述べたように、地導体２ａ，２ｂと導体ケース１５を金ワイヤ１８あるいは金リボン１８で接続しているので、両者の電位差により発生する不要モードは抑制されるが、一方で、この接続により地導体２ａ，２ｂと導体ケース１５の間の空間がキャビティとなる場合がある。このキャピティは誘電体が内部に詰まった空胴共振器として機能するため、最低次の共振モードの共振周波数が低くフィルタの通過帯城に接近する場合には、フィルタの特性に悪影響を与える。この問題に対し、導体ケース１５に設けられた溝１６は空胴内部の実効的な誘電率を下げる作用を為し、これによりキャピティの共振周波数をより高い周波数へシフトすることとなり、不要なモードによるフィルタ特性の劣化が防止されるという効果がある。
【００６０】
なお、以上の説明においては、実施の形態６の高周波フィルタ基板を、地導体間隔よりも大きな幅を有する溝を設けた導体上に、中心導体が溝の中心線に略平行にかつ溝の略中心に位置するように配置した例について述べた。しかし、コプレーナ線路形高周波フィルタの中心導体および地導体の導体膜を超伝導体膜で構成する形態は、実施の形態６の構造に限られず、既に述べた各実施の形態の構造のものにも適用できるものであり、本実施の形態のような導体ケースを適用する構造についても同様である。
【００６１】
実施の形態８．
図１８、図１９、および図２０は、この発明の実施の形態８による高周波フィルタの構造を示す図である。図１８は、実施の形態６で示した高周波フィルタ基板１を導体ケース（シャーシ）に実装した高周波フィルタのー部分の上面図（上部のフタを除いた図）、図１９は図１８の高周波フィルタの中心線ＸIＸ−ＸIＸにおける断面図を示す。また、図２０は、図１８のＸＸ−ＸＸ線における断面図を示す。
【００６２】
これらの図において、１５は高周波フィルタ基板１を実装する導体ケース（シャーシ）、１６は導体ケース１５に設けた下部の溝であり、１６Ｂは導体ケース５に設けた上部の溝である。また、１７は導体ケース１５に実装した外部回路基板、１８は高周波フィルタ基板の各部を電気的に接続する金（Ａｕ）ワイヤを示す。さらに１９は、導体ケース１５の上部の溝１６Ｂを塞ぐ導体フタである。その他の符号で、実施の形態６の図１３および図１４で示したものと同一のものは、それぞれ同一または相当部分を示し、同様の機能を有する。これらについては、重複をさけるため説明を省略する。以上のように、本実施の形態の高周波フィルタは、実施の形態６で示した高周波フィルタを導体ケースおよび導体フタによりパッケージした構造となっている。また、実施の形態７の高周波フィルタと比較すれば、本実施の形態では、高周波フィルタ基板１が上部の溝１６Ｂの中に収納され導体フタ１９で遮蔽されていることが異なる。なお、図１８は導体フタ１９を省略した図となっている。
【００６３】
上記の実施の形態８の高周波フィルタでは、先ず実施の形態６および７と同様な作用および効果を有する。次に、本実施の形態では、導体ケース１５と導体フタ１９により、コプレーナ線路地導体２ａ，２ｂおよび中心導体３、４の上側に導体で囲まれたキャビティが構成され、このキャビティが空胴共振器として機能する場合がある。この点を考慮し、ここでは、想定される空胴共振器のもっとも低い共振周波数がフィルタ回路の周波数帯城よりも十分高くなり、且つ、コプレーナ線路の電磁界にほとんど影響を与えない大きさの空胴となるよう、導体ケース１５および導体フタ１９の寸法が設定されている。これにより、フタ１９を装着したことによるフィルタ特性の劣化を生じることなく、フィルタからの電磁波の放射が抑えられるとともに、フィルタ特性を環境の影響から遮蔽することができる。
なお、以上述べた導体ケースと導体フタの適用は、実施の形態６の構造の高周波フィルタに限られず、他の各実施の形態のものについても適用できるものである。
【００６４】
【発明の効果】
以上のようにこの発明によれば、コプレーナ線路で成る１個または複数個の共振器と入出力線路を縦続接続して構成される高周波フィルタにおいて、共振器および／または入出力線路の特性インピーダンスを実質的に一定に維持しながら中心導体の幅および地導体の間隔を共振器結合部および／または入出力結合部とその近傍において変化させているので、結合容量の大きな結合部においては、中心導体幅および地導体間隔が拡大されて中心導体端部の接近が抑制され、パターニング誤差などの加工上の寸法誤差による通過特性の劣化を少なくすることができるという効果がある。また、結合容量の小さな結合部においては、中心導体幅および地導体間隔が縮小されて、中心導体端部の間隔を小さくでき、フィルタが小形になるとともに、フリンジング容量を小さくできるので、共振器の共振周波数の誤差を小さくできるという効果がある。また、中心導体幅および地導体間隔の縮小は、疎な結合が必要となる共振器結合部の近傍でのみ行っているので、共振器の無負荷Ｑ値の低下が少なく、良好な通過特性が維持される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による高周波フィルタの回路基板の上面図である。
【図２】この発明の実施の形態１による高周波フィルタの回路基板の断面図である。
【図３】この発明の実施の形態２による高周波フィルタの回路基板の上面図である。
【図４】この発明の実施の形態２による高周波フィルタの回路基板の断面図である。
【図５】この発明の実施の形態３による高周波フィルタの回路基板の上面図である。
【図６】この発明の実施の形態３による高周波フィルタの回路基板の断面図である。
【図７】この発明の実施の形態４による高周波フィルタの回路基板の上面図である。
【図８】この発明の実施の形態４による高周波フィルタの回路基板の断面図である。
【図９】この発明の実施の形態４による高周波フィルタの誘電体小基板密着部の拡大上面図である。
【図１０】この発明の実施の形態５による高周波フィルタの回路基板の上面図である。
【図１１】この発明の実施の形態５による高周波フィルタの回路基板の断面図である。
【図１２】この発明の実施の形態５による高周波フィルタの誘電体小基板密着部の拡大上面図である。
【図１３】この発明の実施の形態６による高周波フィルタの回路基板の上面図である。
【図１４】この発明の実施の形態６による高周波フィルタの回路基板の断面図である。
【図１５】この発明の実施の形態７による高周波フィルタの回路基板の上面図である。
【図１６】この発明の実施の形態７による高周波フィルタの回路基板の長さ方向の断面図である。
【図１７】この発明の実施の形態７による高周波フィルタの回路基板の幅方向の断面図である。
【図１８】この発明の実施の形態８による高周波フィルタのフィルタの回路基板の上面図である。
【図１９】この発明の実施の形態８による高周波フィルタの回路基板の長さ方向の断面図である。
【図２０】この発明の実施の形態８による高周波フィルタの回路基板の幅方向の断面図である。
【図２１】この発明で扱うコプレーナ線路を表す図である。
【図２２】コプレーナ線路の特性インピーダンスと、線路の断面寸法の関係を表すグラフである。
【図２３】従来の高周波フィルタ基板の上面図である。
【図２４】従来の高周波フィルタ基板の断面図である。
【図２５】従来の高周波フィルタの結合部に於ける静電容量を示す図である。
【図２６】高周波フィルタの結合部に於ける静電容量と中心導体端部間隔の関係を表すグラフである。
【符号の説明】
１誘電体基板、２地導体、３共振器の中心導体、４入出力線路の中心導体、５共振器結合部、６入出力結合部、７導体ストリップ、８切り欠き部、９基板密着部、１０誘電体小基板の端部、１１地導体除去部、１２スロット線路先端短絡スタブ、１５導体ケース（シャーシ）、１６、１６Ｂ溝、１８金ワイヤ、１９導体フタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency filter, and more particularly to a high-frequency filter used in the microwave band, and other frequency bands used in the VHF band, UHF band, millimeter wave band, and the like.
[0002]
[Prior art]
First, a coplanar line that is an object in the present invention will be described. FIG. 21 is a perspective view showing the shape of a coplanar line, in which 1 is a dielectric substrate, 2 is a ground conductor, 2a and 2b are portions thereof, 3 is a central conductor, The central conductor 3 and the ground conductor 2 are provided on the same surface. The ground conductors 2 a and 2 b are arranged on both sides of the center conductor 3 with a space (w) determined from the center conductor 3. When the distance between the ground conductors 2a and 2b is sufficiently small with respect to the propagating high-frequency wavelength, the characteristic impedance of the coplanar line is as shown in FIG. 22, with the center conductor width (s) and the ground conductor spacing (s + 2w). ) Ratio. FIG. 22 is a diagram showing the characteristic impedance of the coplanar line using the relative dielectric constant εr of the dielectric substrate 1 as a parameter. Thus, in the above coplanar line, the center conductor width (s) and the ground conductor interval (s + 2w) are not uniquely determined by the characteristic impedance, and the setting has a degree of freedom.
[0003]
A conventional example of a high-frequency filter using the above-described coplanar line will be described. FIG. 23 and FIG. 24 show a conventional high frequency filter published in Dylan F. Williams and SE Schwarz, “Design and Performance of Coplanar Waveguide Bandpass Filters”, IEEE Trans. Vol. MTT-31. No. 7, 1983. FIG. 23 is a top view of the circuit board, and FIG. 24 is a center line XVIII-XVIII diagram in FIG. As shown in the figure, the high-frequency filter includes three resonators 30 connected in series and an input / output line 40 coupled to both ends thereof. In the figure, 1 is a dielectric substrate, 2 is a ground conductor, and 2a and 2 are the portions. Reference numeral 3 denotes a center conductor of the resonator 30, and 4 denotes a center conductor of the input / output line 40. Further, 5 is a coupling portion between the resonators 30, and 6 is an input / output coupling portion between the resonator 30 and the input / output line 40. Here, the length of the center conductor 3 of the resonator 30 is about ½ wavelength at the center frequency of the high frequency filter.
[0004]
Next, the operation will be described. Adjacent ones of the three half-wave resonators 30 and the input / output lines 40 described above are electric field coupled at the coupling portion 5 or the input / output coupling portion 6. The coupling amount is basically adjusted by the distance between the end portions of the central conductors 3 and 4 in the coupling portion 5 or the input / output coupling portion 6.
[0005]
Assuming that the three half-wave resonators 30 are resonating at substantially the same frequency, that is, the center frequency of the filter, the resonators are strongly coupled to each other at the center frequency. The high frequency incident from the output line 40 travels through the resonator 30 and is output to the other input / output line 40. However, at frequencies away from the center frequency, the coupling between the resonators is very weak, and most of the high frequency incident from the input / output line 40 is reflected. Thus, this filter functions as a high-frequency filter having a band-pass type pass characteristic.
[0006]
In turn, the coupling part 5 and the input / output coupling part 6 of the conventional high-frequency filter have capacitances as shown in FIG. Here, Cg in the figure is a coupling capacitance between the central conductors 30 or between the central conductors 30 and 40, and Cs is a fringing capacitance between the central conductors 30 and 40 and the ground conductor 2. In general, in the band-pass type high frequency filter, the coupling in the inter-resonator coupling unit 5 is sparse and the coupling in the input / output coupling unit 6 is dense.
[0007]
For this reason, in the high frequency filter of FIG. 23, the interval between the ends of the center conductors 3 and 4 facing each other in the coupling portions 5 and 6 is wide in the coupling portion 5 and narrow in the input / output coupling portion 6. That is, regarding the capacitance, the coupling portion Cg is small in the coupling portion 5, the fringing capacitance Cs is large, the coupling capacitance Cg is large in the input / output coupling portion 6, and the fringing capacitance Cs is small. FIG. 26 shows the relationship between the distance between the end portions of the central conductor and the coupling capacitance Cg or the fringing capacitance Cs. The capacitance value in the figure is a value normalized by the capacitance value when the distance between the ends of the center conductors 3 and 4 and the center conductor width (s) are equal. As can be seen from FIG. 26, the coupling capacitance Cg is inversely proportional to the distance between the ends of the center conductors 3 and 4, and the coupling capacitance Cg is basically a parallel plate with the cross sections of the center conductors 3 and 4 facing each other. It can be approximated as an electrostatic capacity. Further, the fringing capacity Cs increases as the distance between the center conductor end portions 3 and 4 increases.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional high frequency filter as described above, the interval between the end portions of the central conductors 3 and 4 becomes narrow in the input / output coupling portion 6. As can be seen from FIG. 26, when the distance between the ends of the center conductors 3 and 4 is small, the amount of change in the coupling capacitance Cg with respect to the amount of change in the distance is large. When the design dimension is changed due to a processing error such as an error, there is a problem that the pass characteristic of the filter is greatly deteriorated. In addition, a filter with a wide bandwidth is difficult to realize because a larger amount of coupling is required.
[0009]
Further, since the coupling portion 5 is large in the length direction of the filter, there is a problem that the filter size increases and the fringing capacity Cs increases. The fringing capacitance Cs is a capacitance that enters the circuit in parallel at the coupling unit 5, and thus affects the resonance frequency of the resonator 30. However, it is not easy to accurately obtain the value of the fringing capacitance Cs. In designing, the physical length of the resonator 30 is determined by obtaining Cs approximately and considering its effect. Since this approximate value increases as the value increases, the error in the resonance frequency of the resonator 30 increases as the value of the fringing capacitance Cs increases, and as a result, the pass characteristics deteriorate. This problem is particularly noticeable when the designed filter has a narrow band.
[0010]
As a solution to the above problem, it is conceivable to enlarge or reduce the center conductor width and the ground conductor interval of the coplanar line. However, when the center conductor width and the ground conductor spacing are enlarged, the spacing between the center conductor ends at the input / output coupling portion 6 can be secured, but the spacing between the center conductor ends at the coupling portion 5 increases. On the other hand, when the width of the coplanar line is reduced, the problem in the coupling portion 5 is reduced, but the end portion of the central conductor approaches in the input / output coupling portion 6. Furthermore, since the loss of the line increases due to the current concentration on the center conductor, the unloaded Q value of the resonator is lowered and the passing loss of the filter is increased.
[0011]
The present invention has been made to solve such problems, and an object thereof is to obtain a high-frequency filter having good characteristics.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
A high frequency filter according to the present invention includes one or more resonators having a central conductor disposed on one surface of a dielectric substrate and ground conductors disposed on both sides of the central conductor, and a pair of input / outputs. A line, a resonator coupling unit that couples the resonators to each other, and an input / output coupling unit that couples the resonator and the input / output line to each other, and cascades the resonators and the input / output line. In the high frequency filter configured as described above, the width of the center conductor and the distance between the ground conductors are maintained while maintaining the characteristic impedance of the resonator and / or the input / output line substantially constant The width of the center conductor and the distance between the ground conductors are gently reduced so that the gap between the resonator and the vicinity of the resonator is narrow, and the distance between the ends of the center conductor is reduced. It is characterized by this.
[0013]
The high frequency filter according to the present invention includes one or more resonators having a center conductor disposed on one surface of a dielectric substrate and ground conductors disposed on both sides of the center conductor, and a pair of resonators. An input / output line; a resonator coupling unit that couples the resonators to each other; and an input / output coupling unit that couples the resonator and the input / output line to each other. In a high-frequency filter configured to be connected, the width of the central conductor and the distance between the ground conductors while maintaining the characteristic impedance of the resonator and / or the input / output line substantially constant The width of the central conductor and the distance between the ground conductors are gently increased so that the width of the input / output coupling portion is wide in the vicinity of the input / output coupling portion and the approach of the end portion of the central conductor is suppressed. It is characterized by this.
[0014]
The high frequency filter according to the present invention includes one or more resonators having a center conductor disposed on one surface of a dielectric substrate and ground conductors disposed on both sides of the center conductor, and a pair of resonators. An input / output line; a resonator coupling unit that couples the resonators to each other; and an input / output coupling unit that couples the resonator and the input / output line to each other. In a high frequency filter configured to be connected, while maintaining the characteristic impedance of the resonator and / or the input / output line substantially constant,
The width of the central conductor and the distance between the ground conductors Gently reduce the width of the central conductor and the space between the ground conductors so as to be narrow in the resonator coupling portion and the vicinity thereof, and reduce the space between the end portions of the central conductor, The width of the central conductor and the distance between the ground conductors The width of the central conductor and the distance between the ground conductors are gently increased so that the width of the input / output coupling portion is wide in the vicinity of the input / output coupling portion and the approach of the end portion of the central conductor is suppressed. It is characterized by this.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
1 and 2 are diagrams showing the structure of a high-frequency filter according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. 1 is a top view of a three-pole high-frequency filter substrate configured using a coplanar line having a central conductor and a ground conductor formed of a conductive thin film on one surface of a dielectric substrate. FIG. 2 is a plan view of the substrate of FIG. A cross-sectional view along the center line II-II is shown. As shown in the figure, the high-frequency filter according to the first embodiment includes a plurality of resonators 30 connected in cascade and a pair of input / output lines 40 connected to both ends thereof. 1 and 2, 1 is a dielectric substrate, 2 is a ground conductor, 2a and 2b are parts thereof, 3 is a center conductor of the resonator, 4 is a center conductor of the input / output line, and 5 is between the resonators 30. A resonator coupling unit 6 is an input / output coupling unit between the resonator 30 and the input / output line 40.
[0026]
In the first embodiment, as shown in the figure, the widths of the central conductors 3 and 4 and the distance between the ground conductors 2a and 2b are maintained while maintaining the characteristic impedance of the line constant throughout the circuit. It is gradually changed so that it is wide in the vicinity of the input / output coupling unit 6 and narrow in the vicinity of the resonator coupling unit 5. For this reason, in the input / output coupling unit 6 that requires tight coupling, it is possible to avoid the central conductors 3 and 4 from approaching more than necessary, and dimensional errors due to processing problems such as pattern errors are caused to pass characteristics. The influence that it has can be suppressed. Further, in the resonator coupling unit 5 that requires sparse coupling, the distance between the ends of the center conductor 3 can be reduced, so that the filter is miniaturized and the fringing capacity is reduced, so that the resonance frequency of the resonator is reduced. It is possible to suppress the passage characteristic deterioration due to an error.
[0027]
Further, since the reduction of the width of the central conductor 3 and the reduction of the distance between the ground conductors 2a and 2b are performed only in the vicinity of the resonator coupling portion 5 that requires loose coupling, the unloaded Q value of the resonator is reduced. There is little decrease. For this reason, there is little increase in passage loss and good characteristics are maintained.
In addition, in the above filter, the center conductor width and the ground conductor interval are changed as described above. However, since the characteristic impedance is kept constant, no special design means is required, and the center conductor width is not limited. Since the change in the distance between the ground conductors is gradual, the change has little influence on the resonance frequency of the resonator. Therefore, good pass characteristics can be obtained with the filter of this embodiment.
[0028]
As described above, according to the first embodiment of the present invention, in each high frequency filter configured by cascading one or a plurality of resonators composed of a coplanar line and an input / output line, Depending on the required coupling amount, the center conductor width and the ground conductor interval are changed from the vicinity of the coupling portion to the coupling portion while maintaining the characteristic impedance of the line constant. For this reason, in the coupling portion having a large coupling capacity, the center conductor width and the ground conductor spacing are enlarged, so that the approach of the end portion of the center conductor can be suppressed, and the deterioration of the passage characteristics due to the processing dimension error such as the patterning error is reduced. There is an effect that can be done. Also, in the coupling part with a small coupling capacity, the center conductor width and the ground conductor interval are reduced, so that the distance between the ends of the center conductor can be reduced, the filter can be downsized, and the fringing capacity can be reduced. There is an effect that the error of the resonance frequency of the vessel can be reduced. Further, since the reduction of the center conductor width and the ground conductor interval is performed only in the vicinity of the resonator coupling portion 5 where sparse coupling is required, the decrease in the unloaded Q value of the resonator is small, and good passing characteristics are obtained. Is maintained.
[0029]
Embodiment 2. FIG.
3 and 4 are diagrams showing the structure of a high-frequency filter according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 3 is a top view of a three-pole high-frequency filter substrate configured using a coplanar line having a central conductor and a ground conductor formed of a conductive thin film on one surface of a dielectric substrate, and FIG. 4 is a plan view of the substrate of FIG. A sectional view taken along the center line IV-IV is shown. As shown in the figure, the high frequency filter of the second embodiment includes a plurality of cascaded resonators 30 and a pair of input / output lines 40 coupled to both ends thereof. 3 and 4, 1 is a dielectric substrate, 2 is a ground conductor, 2 a and 2 b are parts thereof, 3 is a center conductor of the resonator, 4 is a center conductor of the input / output line, and 5 is between the resonators 30. A resonator coupling unit 6 is an input / output coupling unit between the resonator 30 and the input / output line 40. Reference numeral 7 denotes a conductor strip that connects the ground conductors 2a and 2b provided at the center of the coupling portion 5.
[0030]
In the second embodiment, the conductor strip 7 for connecting the ground conductors 2a and 2b is provided in the resonator coupling portion 5 between the resonators. Since the coupling between the two central conductors 3 is hindered by the conductor strip 7 and the coupling capacitance Cg is reduced, the distance between the ends of the central conductor 3 can be shortened as compared with the case without the conductor strip 7, and the filter is small. Can be
[0031]
In addition, since the conductor strip 7 connects the ground conductors 2a and 2b and short-circuits, generation and propagation of unnecessary modes having a potential difference between the ground conductors 2a and 2b can be suppressed. As a result, the means for suppressing unnecessary modes can be simplified, for example, the number of ground conductor connecting wires for suppressing unnecessary modes can be reduced.
[0032]
As in FIG. 1, the distance between the ground conductors 2a and 2b of the resonator 30 in FIG. 3 is determined by changing the center conductor width and ground conductor distance from the vicinity of the coupling portion of the resonator to the coupling portion, and the characteristic impedance of the line. It can also be changed while maintaining constant. In this way, a high frequency filter having the effects of both Embodiments 1 and 2 can be obtained.
[0033]
As described above, according to the second embodiment of the present invention, one or more resonators each having at least one open end, which is a coplanar line, and an input / output line are connected in cascade. In the filter, a conductor strip that connects ground conductors on both sides of the central conductor is provided in a joint portion of the joint portion, the open ends of which face each other. For this reason, since the conductor strip prevents the coupling between the two central conductor end portions and the coupling capacity is reduced, there is an effect that the interval between the central conductor end portions can be shortened as compared with the case without the conductor strip. In addition, since the conductor strip connects the ground conductors and short-circuits, generation and propagation of unnecessary modes having a potential difference between the ground conductors with the center conductor interposed therebetween are suppressed, and a metal for suppressing these unnecessary modes is also suppressed. There is an effect that the number of wires can be reduced.
[0034]
Embodiment 3 FIG.
5 and 6 are diagrams showing the structure of a high-frequency filter according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 5 is a top view of a three-pole high-frequency filter substrate configured using a coplanar line having a central conductor and a ground conductor formed of a conductive thin film on one surface of a dielectric substrate, and FIG. 6 is a plan view of the substrate of FIG. Sectional drawing in centerline VI-VI is shown. As shown in the figure, the high-frequency filter according to the first embodiment includes a plurality of resonators 30 connected in cascade and a pair of input / output lines 40 connected to both ends thereof. 5 and 6, 1 is a dielectric substrate, 2 is a ground conductor, 2 a and 2 b are parts thereof, 3 is a center conductor of the resonator, 4 is a center conductor of the input / output line, and 5 is between the resonators 30. A resonator coupling unit 6 is an input / output coupling unit between the resonator 30 and the input / output line 40. The above is the same as in the first embodiment. Reference numeral 8 denotes a notch provided in the ground conductors 2 a and 2 b in the coupling portion 5 or the input / output coupling portion 6.
[0035]
In the third embodiment, as in the first embodiment, the width of the center conductors 3 and 4 and the distance between the ground conductors 2a and 2b are maintained while maintaining the characteristic impedance of the line constant throughout the circuit. The gradual change is made so that it is wide in the vicinity of the input / output coupling unit 6 and narrow in the vicinity of the resonator coupling unit 5. For this reason, first, it has the same operation and effect as the first embodiment. Further, in the third embodiment, in the resonator coupling portion 5 between the resonators 30 and the input / output line coupling portion 6 between the resonator 30 and the input / output line 40, the notches 8 are formed in the ground conductors 2a and 2b. It has become a preparation. For this reason, the space | interval of the ground conductors 2a and 2b in the coupling | bond part 5 and 6 is expanded rather than the space | interval in the vicinity of a coupling | bond part, and the edge part of the center conductors 3 and 4 in the coupling | bond part 5 and 6 and ground conductor 2a, The distance from 2b is increased. As a result, the fringing capacity Cs in the coupling portion 5 or 6 becomes smaller than that in the case where the notch 8 is not provided, and an error in the resonance frequency of the resonator due to the fringing capacity Cs can be suppressed.
[0036]
In the high frequency filter of FIG. 5, the center conductor width and the ground conductor interval are changed from the vicinity of the resonator coupling portion 5 to the coupling portion 5 while maintaining the characteristic impedance of the line constant. Thus, without changing the center conductor width and the ground conductor spacing in the vicinity of the resonator 5, the ground conductor at the resonator coupling portion 5 can be provided with a notch to increase the ground conductor spacing. Furthermore, as shown in FIG. 3, the high-frequency filter of FIG. 5 can be provided with a conductor strip that connects the ground conductors on both sides of the center conductor to the resonator coupling portion 5. In this way, the effects of both can be combined.
[0037]
As described above, according to the third embodiment of the present invention, a high frequency filter configured by cascading one or a plurality of resonators and at least one open end portion which are formed of a coplanar line and an input / output line. , The ground conductor interval at the coupling portion is enlarged with respect to the ground conductor interval of the adjacent line portion, and the ground conductor is provided with a notch. For this reason, since the distance between the center conductor and the ground conductor is large at the coupling portion, the fringing capacity at the coupling portion is smaller than when notch is not provided, and the resonance frequency of the resonator due to the fringing capacitance is reduced. There is an effect that the error can be suppressed.
[0038]
Further, according to the third embodiment of the present invention, in a high frequency filter configured by cascading one or a plurality of resonators which are composed of coplanar lines and have at least one open end, and input / output lines, The center conductor width and the ground conductor interval are changed from the vicinity of the coupling portion to the coupling portion while maintaining the characteristic impedance of the line constant in accordance with the required coupling amount at the coupling portion. Furthermore, the notch which expanded the ground conductor space | interval in a connection part with respect to the ground conductor space | interval of an adjacent track | line part is provided. For this reason, both the effects obtained in the first and third embodiments are obtained, and there is an effect that a high-frequency filter having better pass characteristics can be obtained. In addition, since the reduction of the center conductor width and the ground conductor spacing is performed only in the vicinity of the coupling portion 5 that requires loose coupling, the decrease in the unloaded Q value of the resonator is small, and good pass characteristics are maintained. Is done.
[0039]
Embodiment 4 FIG.
7, 8 and 9 are diagrams showing the structure of a high frequency filter according to Embodiment 4 of the present invention. FIG. 7 is a top view of a four-pole high-frequency filter substrate configured by using two dielectric small substrates and using a coplanar line having a central conductor and a ground conductor formed on one surface of each of them with a conductive thin film. 8 shows a sectional view taken along the center line VIII-VIII in FIG. FIG. 9 is an enlarged top view of the contact portion of the two small dielectric substrates in FIG.
[0040]
As shown in these drawings, the high frequency filter according to the fourth embodiment includes a plurality of resonators 30 connected in cascade and a pair of input / output lines 40 connected to both ends thereof. In these drawings, 1A and 1B are dielectric small substrates, 2 is a ground conductor, 2a, 2b, 2c and 2d are parts thereof, 3 is a central conductor of the resonator 30, 4 is a central conductor of the input / output line 40, 5 is a resonator coupling part between the resonators 30, 6 is an input / output coupling part between the resonator 30 and the input / output line 40, and 8 is a ground conductor 2 a, 2 b, 2 in the coupling part 5 or the input / output coupling part 6. It is a notch provided in 2c and 2d. Further, as shown in FIG. 8, 9 is a close contact portion between the small dielectric substrates 1A and 1B.
[0041]
Further, as shown in FIGS. 7 and 9, 10A and 10B denote end portions of the small dielectric substrates 1A and 1B, 11 denotes a ground conductor removing portion provided at the end portion 10A of the small dielectric substrate 1A, and 12 denotes the above This is a tip short-circuited slot line of about ¼ wavelength extending from the ground conductor removing portion 11.
[0042]
As shown in FIG. 9, the ground conductor removal portion 11, the tip short-circuit line 12, and the ground conductor 2 c or 2 d on the substrate end 10 </ b> B constitute a slot-line tip short-circuit stub, and the ground conductor notch in FIG. The length from the portion 8 to the tip of the slot line 12 is about ½ wavelength.
[0043]
In the fourth embodiment configured as described above, as in the first embodiment, the width of the central conductors 3 and 4 and the distance between the ground conductors 2a and 2b make the characteristic impedance of the line constant over the entire circuit. While maintaining, it is gradually changed so that it is wide in the vicinity of the input / output coupling portion 6 and narrow in the vicinity of the resonator coupling portion 5. For this reason, first, it has the same operation and effect as the first embodiment. Similarly to the third embodiment, in the resonator coupling portion 5 between the resonators 30 and the input / output line coupling portion 6 between the resonator 30 and the input / output line 40, the ground conductors 2a and 2b are notched 8. It has become. For this reason, it has the same operation and effect as the third embodiment. Further, in the fourth embodiment, a slot line tip short-circuit stub is provided at the end portion 10A of the small dielectric substrate 1A corresponding to the end portion 10B of the small dielectric substrate 1B. This stub is short-circuited at the tip and has a length of about ½ wavelength. Therefore, near the center frequency of the filter, the current flows at the position of the ground conductor notch 8 that is the other end of the slot line. Maximum. Accordingly, at the position of the notch 8, the ground conductors 2a and 2b on the substrate 1A and the ground conductors 2c and 2d on the substrate 1B are electrically short-circuited. As a result, the means for electrically connecting the ground conductors across the two small dielectric substrates 1A and 1B can be simplified. This stub effect is particularly effective when the filter has a narrow band.
[0044]
In the high-frequency filter of FIG. 7, the center conductors 3 and 4 and the ground conductors 2a and 2b have the shape as shown in FIG. 5, but the feature of the fourth embodiment, that is, the substrate is coupled to the small dielectric substrate. The configuration in which the slot line tip short-circuit stub is provided at the coupling portion is effective even if the central conductors 3 and 4 and the ground conductors 2a and 2b do not have the shape as shown in FIG.
[0045]
As described above, according to the fourth embodiment of the present invention, one or a plurality of resonators which are made of a coplanar line and have at least one open end and an input / output line are connected in cascade, In the coplanar line type high frequency filter configured over a plurality of dielectric small substrates, at least one of the opposing dielectric small substrate ends in the close contact portion of the small substrate is connected to the end from the central conductor side. A ground conductor removing portion along the portion and a tip short-circuited slot line extending from the removal portion are provided, and the removed portion, the tip short-circuited slot line, and the ground conductor at the other opposing substrate end are substantially A slot line end short-circuit stub having a line length of ½ wavelength is formed. For this reason, at the frequency near the center frequency, the ground conductors on the opposing dielectric small substrate are electrically short-circuited with each other in the vicinity of the center conductor. Thereby, there exists an effect that the means of electrical connection of a ground conductor can be simplified.
[0046]
Embodiment 5 FIG.
10, FIG. 11 and FIG. 12 are diagrams showing the structure of a high-frequency filter according to Embodiment 5 of the present invention. FIG. 10 is a top view of a four-pole high-frequency filter substrate constructed by using two dielectric small substrates and using a coplanar line having a central conductor and a ground conductor formed on one surface of these with a conductive thin film. 11 shows a cross-sectional view taken along the center line XI-XI in FIG. FIG. 12 is an enlarged top view of the contact portion of the two small dielectric substrates in FIG. FIG. 9 is an enlarged top view of the contact portion of the two small dielectric substrates in FIG.
[0047]
As shown in these drawings, the high-frequency filter of the fifth embodiment includes a plurality of cascaded resonators 30 and a pair of input / output lines 40 coupled to both ends thereof. In these drawings, 1A and 1B are dielectric small substrates, 2 is a ground conductor, 2a, 2b, 2c and 2d are parts thereof, 3 is a central conductor of the resonator 30, 4 is a central conductor of the input / output line 40, 5 is a resonator coupling portion between the resonators 30, 6 is an input / output coupling portion between the resonator 30 and the input / output line 40, and 8 is a ground conductor 2 a in the resonator coupling portion 5 or the input / output coupling portion 6. It is a notch provided in 2b, 2c, 2d. Further, as shown in FIG. 11, 9 is a close contact portion between the small dielectric substrates 1A and 1B.
[0048]
Further, as shown in FIGS. 10 and 12, reference numerals 10A and 10B denote end portions of the small dielectric substrates 1A and 1B, and reference numeral 11 denotes a ground conductor removing portion provided at the end portion 10A of the small dielectric substrate 1A, 12a and 12b. , 12c are tip quarter short-circuited slot lines of about ¼ wavelength extending from the ground conductor removing portion 11, and in the fifth embodiment, there are three tip short-circuited slot lines. As shown in FIG. 12, the tip short circuit lines 12a, 12b, 12c, the ground conductor removal portion 11, and the ground conductor 2c or 2d of the substrate end portion 10B constitute a slot line tip short circuit stub. The length of this stub is about half the center frequency from the ground conductor cutout 8 in FIG. 12 to the tip of the slot line 12a, and from the center of the low frequency side cutoff frequency to the tip of the slot line 12b. About 1/2 wavelength at an intermediate frequency, and about 1/2 wavelength at an intermediate frequency between the high-frequency cutoff frequency and the center frequency, up to the tip of the slot line 12c.
[0049]
In the fifth embodiment configured as described above, first, as in the first embodiment, the width of the central conductors 3 and 4 and the distance between the ground conductors 2a and 2b are set so that the characteristic impedance of the line is constant over the entire circuit. In this manner, the current is gradually changed so as to be wide in the vicinity of the input / output coupling portion 6 and narrow in the vicinity of the resonator coupling portion 5. For this reason, first, it has the same operation and effect as the first embodiment. Similarly to the third embodiment, in the resonator coupling portion 5 between the resonators 30 and the input / output line coupling portion 6 between the resonator 30 and the input / output line 40, the ground conductors 2a and 2b are notched 8. It has become. For this reason, it has the same operation and effect as the third embodiment. Further, in the fifth embodiment, a plurality (three) of slot line tip short-circuit stubs are provided at the end portion 10A of the small dielectric substrate 1A corresponding to the end portion 10B of the small dielectric substrate 1B. Since these stubs are short-circuited at the tips of the three slots 12, the current is maximized at the position of the notch 8 in the vicinity of the three frequencies corresponding to the entire length of the stub. Accordingly, compared to the case where only one stub is provided, the ground conductors 2a, 2b and 2c, 2d on both sides of the slot are electrically short-circuited over a wider frequency band. As a result, means for electrically connecting the ground conductors across the two dielectric substrates 1A and 1B is unnecessary or simplified.
[0050]
As described above, according to the fifth embodiment of the present invention, one or a plurality of resonators which are made of a coplanar line and have at least one open end and an input / output line are connected in cascade, In the coplanar line type high frequency filter configured over a plurality of dielectric small substrates, at least one of the opposing dielectric small substrate ends in the close contact portion of the small substrate is connected to the end from the central conductor side. A ground conductor removing portion along the portion and a tip short-circuited slot line extending from the removal portion are provided, and the removed portion, the tip short-circuited slot line, and the ground conductor at the other opposing substrate end are substantially Two or more slot line end short-circuit stubs having a line length of ½ wavelength are formed. Here, the line lengths of the individual stubs are made different. Thus, the fifth embodiment has an effect that the same effect as the fourth embodiment can be obtained over a wider frequency band.
[0051]
Embodiment 6 FIG.
13 and 14 are diagrams showing the structure of a high-frequency filter according to Embodiment 6 of the present invention. 13 is a top view of a three-pole high-frequency filter substrate configured using a coplanar line having a central conductor and a ground conductor formed of a superconducting thin film on one surface of a dielectric substrate, and FIG. 14 is a substrate of FIG. Sectional drawing in centerline XIV-XIV of is shown. As shown in the figure, the high frequency filter of the sixth embodiment includes a plurality of resonators 30 connected in cascade and a pair of input / output lines 40 connected to both ends thereof.
[0052]
13 and 14, 1 is a dielectric substrate, 2 is a ground conductor made of a superconductor thin film, 2a and 2b are parts thereof, 3 is a central conductor of a resonator 30 made of a superconductor thin film, and 4 is a superconductor. A central conductor of the input / output line 40 made of a conductive thin film, 5 is a resonator coupling portion between the resonators 30, and 6 is an input / output coupling portion between the resonator 30 and the input / output line 40. Reference numeral 13 denotes a gold (Au) electrode disposed on the superconductor thin film ground conductors 2a and 2b in the periphery of the dielectric substrate 1, and 14 denotes the superconductor thin film ground conductors 2a and 2b with the central conductors 3 and 4 interposed therebetween. This is a land made of a gold (Au) film (for arranging wires for connecting the ground conductors 2a and 2b) disposed on 2b. The gold electrode 13 is used for electrical connection with an external circuit or a case (package). The gold land 14 is used to connect two lands facing each other with the central conductors 3 and 4 interposed therebetween using a gold wire or the like. This is to prevent the unnecessary modes from propagating through the line by setting the ground conductors 2a and 2b to the same potential.
[0053]
In the sixth embodiment, as in the first embodiment, the widths of the center conductors 3 and 4 and the distance between the ground conductors 2a and 2b are adjusted while maintaining the characteristic impedance of the line constant throughout the circuit. It is changed gradually so that it is wide in the vicinity of the coupling portion 6 and narrow in the vicinity of the resonator coupling portion 5. For this reason, first, it has the same operation and effect as the first embodiment. Furthermore, in the sixth embodiment, since the conductor film of the resonator 30 and the input / output line 40 is formed using a superconducting thin film, the unloaded Q value of the resonator increases due to the low loss property of the superconductor. Therefore, a high frequency filter with little passage loss can be obtained.
[0054]
In addition, in a superconducting thin film, particularly a high-temperature superconducting thin film having a high critical temperature such as an oxide superconducting thin film, it is generally difficult to form the film uniformly on a substrate having a large area. For this reason, in addition to the structures shown in FIGS. 13 and 14, a superconducting thin film can be applied to a filter divided and configured using a small dielectric substrate as shown in the fourth and fifth embodiments. In such a case, since the area of the superconducting thin film to be formed can be reduced, it is easy to obtain a uniform film, and there is an effect that it is easy to obtain a superconducting filter having good characteristics as compared with the case where it is not divided.
[0055]
As described above, according to the sixth embodiment of the present invention, the conductor films of the central conductor and the ground conductor of the coplanar line type high frequency filter obtained in the first to sixth embodiments are superconductor films. It is composed. For this reason, in addition to the effect obtained with a normal conductor film, there is an effect that a high-frequency filter with low passage loss can be obtained due to the low loss property of the superconductor.
[0056]
Embodiment 7 FIG.
16, FIG. 17, and FIG. 18 are diagrams showing the structure of a high-frequency filter according to Embodiment 7 of the present invention. 16 is a top view of a portion of the high-frequency filter in which the high-frequency filter substrate 1 shown in Embodiment 6 is mounted on a conductor case (chassis), and FIG. 17 is a cross-sectional view taken along the center line XVII-XVII of the high-frequency filter in FIG. FIG. 18 is a cross-sectional view taken along line XVIII-XVIII of the high frequency filter of FIG.
[0057]
In these drawings, 15 is a conductor case (chassis) for mounting a high-frequency filter substrate, 16 is a groove provided in the conductor case 15, and 17 is an external circuit substrate mounted on the conductor case 15. Reference numeral 18 denotes a gold (Au) wire that electrically connects each part of the high-frequency filter substrate. Other reference numerals that are the same as those shown in FIGS. 13 and 14 of the sixth embodiment denote the same or corresponding parts, and have the same functions. Description of these will be omitted to avoid duplication.
[0058]
The seventh embodiment has the same operations and effects as the sixth embodiment. Further, in the seventh embodiment, the substrate 1 is provided with the center conductors 3 and 4 and the ground conductors 2a and 2b formed of a superconductor thin film, and the conductor case 15 on which the substrate 1 is mounted has the ground conductors 2a and 2b. A groove having a width larger than the interval is provided. For this reason, compared to the case where the high frequency filter substrate 1 is mounted on a conductor case without a groove, the conductor other than the line is separated from the coplanar line by a distance. It has become. That is, the current flowing on the conductor case 15 becomes very small, and most of the current flows in the portion of the superconductor constituting the coplanar line. A decrease in the Q value is suppressed. For this reason, there is little deterioration of the characteristic that the high frequency filter substrate originally has, and a high frequency filter with good characteristics can be obtained. This phenomenon is remarkable when the ground conductor spacing of the coplanar lines is larger than the substrate thickness.
[0059]
Further, as described in the sixth embodiment, since the ground conductors 2a and 2b and the conductor case 15 are connected by the gold wire 18 or the gold ribbon 18, unnecessary modes generated due to the potential difference between the two are suppressed. However, on the other hand, the space between the ground conductors 2a and 2b and the conductor case 15 may become a cavity due to this connection. Since this capacity functions as a cavity resonator filled with a dielectric, when the resonance frequency of the lowest order resonance mode is low and approaches the pass band of the filter, the characteristics of the filter are adversely affected. In response to this problem, the groove 16 provided in the conductor case 15 acts to lower the effective dielectric constant inside the cavity, thereby shifting the resonance frequency of the capacity to a higher frequency, which is an unnecessary mode. There is an effect that the deterioration of the filter characteristics due to is prevented.
[0060]
In the above description, the high frequency filter substrate of the sixth embodiment is formed on a conductor provided with a groove having a width larger than the ground conductor interval, and the center conductor is substantially parallel to the center line of the groove and the groove is substantially omitted. The example where it is arranged so as to be located at the center has been described. However, the configuration in which the central conductor and the ground conductor film of the coplanar line type high frequency filter are composed of the superconductor film is not limited to the structure of the sixth embodiment, and the structure of each of the embodiments described above is also applicable. The same applies to the structure to which the conductor case as in the present embodiment is applied.
[0061]
Embodiment 8 FIG.
18, 19 and 20 are diagrams showing the structure of the high frequency filter according to the eighth embodiment of the present invention. 18 is a top view of a high-frequency filter portion in which the high-frequency filter substrate 1 shown in the sixth embodiment is mounted on a conductor case (chassis) (a view excluding an upper lid), and FIG. 19 is a high-frequency filter of FIG. Sectional drawing in the center line XIX-XIX is shown. FIG. 20 is a sectional view taken along line XX-XX in FIG.
[0062]
In these drawings, 15 is a conductor case (chassis) for mounting the high frequency filter substrate 1, 16 is a lower groove provided in the conductor case 15, and 16 B is an upper groove provided in the conductor case 5. Reference numeral 17 denotes an external circuit board mounted on the conductor case 15, and 18 denotes a gold (Au) wire for electrically connecting each part of the high-frequency filter board. Reference numeral 19 denotes a conductor lid that closes the groove 16 </ b> B at the top of the conductor case 15. Other reference numerals that are the same as those shown in FIGS. 13 and 14 of the sixth embodiment denote the same or corresponding parts, and have the same functions. Description of these will be omitted to avoid duplication. As described above, the high-frequency filter according to the present embodiment has a structure in which the high-frequency filter shown in the sixth embodiment is packaged with the conductor case and the conductor lid. Further, compared with the high frequency filter of the seventh embodiment, the present embodiment is different in that the high frequency filter substrate 1 is housed in the upper groove 16B and shielded by the conductor lid 19. In FIG. 18, the conductor lid 19 is omitted.
[0063]
The high frequency filter of the above eighth embodiment has the same operation and effect as those of the sixth and seventh embodiments. Next, in the present embodiment, the conductor case 15 and the conductor lid 19 constitute a cavity surrounded by a conductor above the coplanar line ground conductors 2a and 2b and the center conductors 3 and 4, and this cavity is cavity resonance. May function as a container. Considering this point, here, the lowest resonance frequency of the assumed cavity resonator is sufficiently higher than the frequency band of the filter circuit and has a size that hardly affects the electromagnetic field of the coplanar line. The dimensions of the conductor case 15 and the conductor lid 19 are set so as to form a cavity. Accordingly, the emission of electromagnetic waves from the filter can be suppressed and the filter characteristic can be shielded from the influence of the environment without causing deterioration of the filter characteristic due to the attachment of the lid 19.
The application of the conductor case and the conductor lid described above is not limited to the high frequency filter having the structure of the sixth embodiment, and can be applied to the other embodiments.
[0064]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the high frequency filter configured by cascading one or a plurality of resonators composed of a coplanar line and the input / output line, the characteristic impedance of the resonator and / or the input / output line is reduced. Since the width of the center conductor and the distance between the ground conductors are changed in the resonator coupling portion and / or the input / output coupling portion and the vicinity thereof while maintaining substantially constant, the central conductor is not used in the coupling portion having a large coupling capacity. The width and the distance between the ground conductors are enlarged, and the approach of the end portion of the center conductor is suppressed, so that there is an effect that the deterioration of the passage characteristics due to the processing dimensional error such as the patterning error can be reduced. In the coupling portion having a small coupling capacitance, the center conductor width and the ground conductor interval are reduced, the interval between the center conductor ends can be reduced, the filter can be downsized, and the fringing capacitance can be reduced. There is an effect that the error of the resonance frequency can be reduced. In addition, the reduction of the center conductor width and the ground conductor spacing is performed only in the vicinity of the resonator coupling portion where sparse coupling is required, so that there is little decrease in the unloaded Q value of the resonator, and good pass characteristics are obtained. Maintained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a top view of a circuit board of a high frequency filter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view of a circuit board of a high frequency filter according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a top view of a circuit board of a high frequency filter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a sectional view of a circuit board of a high frequency filter according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a top view of a circuit board of a high frequency filter according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 6 is a cross-sectional view of a circuit board of a high frequency filter according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 7 is a top view of a circuit board of a high frequency filter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a sectional view of a circuit board of a high frequency filter according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an enlarged top view of a dielectric small substrate contact portion of a high frequency filter according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 10 is a top view of a circuit board of a high frequency filter according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a sectional view of a circuit board of a high frequency filter according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is an enlarged top view of a dielectric small substrate contact portion of a high frequency filter according to Embodiment 5 of the present invention.
FIG. 13 is a top view of a circuit board of a high frequency filter according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a sectional view of a circuit board of a high frequency filter according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a top view of a circuit board of a high frequency filter according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a longitudinal sectional view of a circuit board of a high frequency filter according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a cross-sectional view in the width direction of a circuit board of a high frequency filter according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a top view of a circuit board of a filter of a high frequency filter according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a sectional view in the length direction of a circuit board of a high frequency filter according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a sectional view in the width direction of a circuit board of a high frequency filter according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a diagram showing a coplanar line handled in the present invention.
FIG. 22 is a graph showing the relationship between the characteristic impedance of a coplanar line and the cross-sectional dimension of the line.
FIG. 23 is a top view of a conventional high-frequency filter substrate.
FIG. 24 is a cross-sectional view of a conventional high frequency filter substrate.
FIG. 25 is a diagram showing capacitance at a coupling portion of a conventional high frequency filter.
FIG. 26 is a graph showing the relationship between the capacitance at the coupling portion of the high frequency filter and the distance between the ends of the central conductor.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Dielectric substrate, 2 Ground conductor, 3 Resonator center conductor, 4 Input / output line center conductor, 5 Resonator coupling part, 6 Input / output coupling part, 7 Conductor strip, 8 Notch part, 9 Substrate adhesion part, DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 End part of dielectric small board, 11 Ground conductor removal part, 12 Slot line front end short-circuit stub, 15 Conductor case (chassis), 16, 16B Groove, 18 Gold wire, 19 Conductor lid

Claims

One or a plurality of resonators and a pair of input / output lines each having a central conductor disposed on one surface of the dielectric substrate and ground conductors disposed on both sides of the central conductor, and between the resonators In a high-frequency filter comprising a resonator coupling unit that couples the resonator and the input / output line to each other, and a cascade connection of the resonator and the input / output line ,
While maintaining the characteristic impedance of the resonator and / or the input / output line substantially constant, the width of the center conductor and the distance between the ground conductors are reduced in the resonator coupling portion and the vicinity thereof. A high-frequency filter characterized in that the width and the distance between the ground conductors are gently reduced and the distance between the end portions of the center conductor is reduced .

One or a plurality of resonators and a pair of input / output lines each having a central conductor disposed on one surface of the dielectric substrate and ground conductors disposed on both sides of the central conductor, and between the resonators In a high-frequency filter comprising a resonator coupling unit that couples the resonator and the input / output line to each other, and a cascade connection of the resonator and the input / output line ,
While maintaining the characteristic impedance of the resonator and / or the input / output line substantially constant, the width of the center conductor and the space between the ground conductors are widened in the input / output coupling portion and in the vicinity thereof. A high frequency filter characterized by gently expanding the width and the distance between the ground conductors and suppressing the approach of the end portions of the center conductor .

One or a plurality of resonators and a pair of input / output lines each having a central conductor disposed on one surface of the dielectric substrate and ground conductors disposed on both sides of the central conductor, and between the resonators In a high-frequency filter comprising a resonator coupling unit that couples the resonator and the input / output line to each other, and a cascade connection of the resonator and the input / output line ,
While maintaining the characteristic impedance of the resonator and / or the input / output line substantially constant,
The width of the center conductor and the distance between the ground conductors are gently reduced so that the width of the center conductor and the distance between the ground conductors become narrow in the resonator coupling portion and the vicinity thereof, and the distance between the center conductor ends is reduced. Make it smaller
The proximity of the center conductor end portion with spacing in the width and the ground conductor of the center conductor to gently expand the interval width and the ground conductor of the center conductor to be wider in the vicinity and the input-output coupling part A high frequency filter characterized by being suppressed .