JP3710119B2 - Inverter device - Google Patents

Description

ここに、Ｖi：入力電圧、Ｉi：入力電流、η：効率、Ｒ：Ｖ_DC側よりみた等価負荷抵抗である。
【００１９】
したがって、誘導電動機へ供給する出力電圧Ｖ_DCを高くするためには、Ｒを大、すなわち出力周波数を大きくすればよい。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のインバータ装置において、上述した１省エネ、２同期切替、３昇圧の各技術については、それぞれ次の問題がある。
【００２１】
１ 省エネに関して
Ａインバータにおいて、誘導電動機におけるトルクを一定とすると、銅損Ｐcと鉄損Ｐiとは次の通りとなる。
【００２２】
Ｐc＝Ｋ₁・f²／{(１−Ｓ)²・(Ｖcosφ)²} (２)
Ｐi＝Ｋ₂・Ｖ² (３)
ここに、Ｋ₁，Ｋ₂：定数、Ｓ：すべり、cosφ：力率、Ｖ：電動機への印加電圧、f：周波数である。
【００２３】
(２)式より、銅損Ｐcは、(１−Ｓ)²(Ｖcosφ)²に反比例するので、力率cosφが小さくなると急激に銅損Ｐcが大きくなるため、Ａインバータでは、力率cosφを一定(０.８程度)にする。
【００２４】
しかし、通常、すべりＳは、Ａインバータの出力電圧の低下と共に大きくなるため、結果として(１−Ｓ)²が小さくなり、銅損Ｐcは負荷が小さい時には急激に高くなる。
【００２５】
前述のように、Ａインバータは、鉄損Ｐiと銅損Ｐcを等しくする電圧Ｖ₀(図６参照)を、電力Ｐと周波数fにより演算しているが、この電圧Ｖ₀を定める場合に、負荷変動があると定めにくく、不安定電圧となる。その理由は、Ａインバータでは、力率cosφを一定に設定していても、電動機のすべりＳが全く考慮されていないため、銅損Ｐcの値が定まらず、結果として、鉄損Ｐiと銅損Ｐcを等しくする電圧Ｖ₀が求まらず、最大効率になるように決められないからである。
【００２６】
したがって、Ａインバータの省エネ制御は、最小電力制御ではなくて、電動機の定速運転時の高効率制御となり、省エネ効果がＢインバータよりも小さい。
【００２７】
次に、Ｂインバータに関する問題点について説明する。
【００２８】
上記(２)式を負荷トルクＴを含む項で表示すると、
Ｐc＝Ｋ₃Ｔ²／{(１−Ｓ)²・(Ｖcosφ)²} (４)
(Ｋ₃：定数)となる。
【００２９】
また、このときの電力Ｐは、
【００３０】
【数２】

(但し、ω＝２πf，Ｉ＝電流)となる。
【００３１】
Ａインバータのように、力率cosφを一定として制御すると、あるトルク以下の軽負荷においては、電力Ｐも小さくなるため、電圧Ｖもしくは電流Ｉが下がりすぎてしまい、誘導電動機の安定運転条件を示す次の式、
dＴm／d(１−Ｓ)＜dＴ₁／d(１−Ｓ) (６)
(但し、Ｔm：電動機トルク、Ｔ₁：負荷トルク)を満足しなくなり、電動機は停止する。
【００３２】
これに対して、Ｂインバータは，Ａインバータとは異なり、力率cosφを一定値以下の範囲で可変にする。すなわち、負荷トルクＴが小さい時(負荷が小さい時)には、力率cosφを小さくして制御するので、誘導電動機の安定運転条件を示す(６)式を満たすように作用する。
【００３３】
しかしながら、Ｂインバータにおいて、軽負荷で力率cosφを小さくして制御した場合には、負荷の増減時に高調波電流が振動的となってその波高値が大きくなり、インバータがトリップしたり、主回路素子の定格電流を超過する恐れが生じるため、短時間の負荷変動には適さない(以下、負荷変動耐量が小さいと表現する)という不都合が生じる。
【００３４】
２ 同期切替に関して
商用電源とインバータの同期切替技術は、電力系統の系統連系や発電機の並列運転に従来より使用されてきたが、大がかりで高価なものになるため、大容量電流形インバータのような高価なものに用途が限られていた。
【００３５】
しかしながら、近年、カストマニーズが高まり、商用運転とインバータ運転の切替を誘導電動機を止めずに行う速度サーチ機能を有するものも出始めてきた。
【００３６】
この速度サーチとは、インバータを指定周波数から始動し、同期点を自動検出して運転周波数に引き込む機能であるが、複雑な回路構成となるため、いかに簡略化した回路構成て負荷変動時にも安定して同期切替えするかが課題として残されている。
【００３７】
３ 昇圧に関して
ＰＡＭインバータは、入力電圧よりも出力電圧が高くなるように昇圧が可能であるが、チョッパ部で脈流をチョッピングしてインバータの出力電圧を制御しているので、断続的なスイッチングで効率が低下する。
【００３８】
また、誘導電動機の起動時には、(１)式におけるＶ_DC側よりみた等価負荷抵抗Ｒが小さく(つまり出力周波数が低く)、したがって、誘導電動機への出力電圧Ｖ_DCも小さくて始動トルクが低くなる。
【００３９】
これに加えて、特に軽負荷時には電流が振動的になりその波高値が高くなり、誘導電動機の電流が歪波となるので、主回路素子の破損原因にもなりうる。
【００４０】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、前述した１省エネに関しては、Ｂインバータと同等で、かつ、負荷変動耐量がＢインバータより大きくて安定度に優れ、２同期切替に関しては、速度サーチ機能付インバータより簡単な回路構成で、負荷変動時にも安定して同期切替が行え、３昇圧に関しては、従来のＰＡＭインバータと異なる構成で、効率や起動トルクを大幅に改善でき、かつ軽負荷時にも安定した動作が行えるようにすることを課題とする。
【００４１】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るインバータ装置(以下、ＥＳＣ[Ｅnergy Ｓaving Ｃomponent]という)は、上記の課題を解決するため、次のようにしている。
【００４２】
このＥＳＣの特徴を総合的にまとめると次の３つになる。
【００４３】
(１) すべり制御
一般にベクトル制御では、最近では速度センサを必要としない“すべり周波数制御”が実用化されているが、これは、励磁電流Ｉm、一次電流Ｉ₁、トルク電流Ｉ₂を検出して演算処理してすべり周波数fsを、
fs＝(１／２πＴ₂)・Ｉ₂／Ｉm
(但し、Ｔ₂：二次回路時定数)を求め、電動機の回転速度(周渡数)f_nを、
f₁＝ｆ_s十ｆ_n
(但し、ｆ₁：−次周波数)より求めるものである。
【００４４】
しかし、ここで述べる“すべり制御”とは、このようなベクトル制御とは異なり、速度センサを用いないすべり検出の技術で、インバータ部の交流出力電力と交流出力電流より誘導電動機の回転時のすべりを演算する一方、誘導電動機の印加電圧を徐々に低減して誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小にする消費電力が最低となる電圧を見つけ、このときのすべりから誘導電動機の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで誘導電動機の印加電圧を上昇させて安定性を確保するものである。
【００４５】
このことで、Ｂインバータと同等の省エネを実現し、かつ、負荷変動耐量がＢインバータより大きくて安定度に優れたものとする。
【００４６】
そのために、本発明のＥＳＣでは、入力される商用の交流電源を順変換するコンバータ部と、このコンバータ部の直流電力を逆変換して誘導電動機に供給するインバータ部とを有するインバータ装置であって、前記インバータ部の交流出力電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ部の交流出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記交流出力電流と前記交流出力電圧より交流出力電力を演算する電力演算手段と、前記誘導電動機の負荷率および前記交流出力電力より求められる電力負荷係数と、前記誘導電動機の定格電力と、前記誘導電動機の定格電流と、前記交流出力電流とより前記誘導電動機の回転時のすべりを演算するすべり演算手段と、前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小ならしめるべく、前記コンバータ部もしくは前記インバータ部の出力電圧を制御して前記誘導電動機の印加電圧を低減する手段と、前記誘導電動機の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小にする誘導電動機のすべりを前記すべり演算手段より算出し、このすべりから前記誘導電動機の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで前記誘導電動機の印加電圧を上昇さす手段と、運転中の誘導電動機の入力周波数を誘導電動機の設定すべりの値に相当する割合だけ低減さす手段とを備えている。
【００４８】
(２) 同期切替
インバータの出力が商用の交流電源の周波数、電圧、位相に一致した時点でインバータから商用電源へ、逆に、商用電源からインバータヘ同期切替できるように、インバータ出力の周波数、電圧、位相制御を簡単な回路構成でもって実現する。
【００４９】
そのために、本発明のＥＳＣでは、前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、前記交流電源電圧と前記インバータ部の交流出力電圧との電圧差を検出する電圧差検出手段と、該電圧差検出手段で検出される電圧差に応じて基準電圧を変化させるよう構成した基準電圧発生手段からの基準電圧をその大きさに応じて前記インバータ部のスイッチング周波数を変換するＶ／Ｆ変換手段と、前記位相差検出手段で検出される位相差に応じて前記Ｖ／Ｆ変換手段の出力パルスの位相をシフトする移相手段と、前記位相差検出手段および電圧差検出手段で検出される位相差と電圧差が無いか、もしくは所定範囲内にある場合にのみ前記交流電源とインバータ部の出力とを切り替え動作する選択手段とを有している。
【００５０】
(３) 誘導電動機の起動時の昇圧
誘導電動機の起動時において、インバータ部の出力電圧を商用の交流電源の電圧以上に高効率で上昇させることにより、従来のＰＡＭインバータの欠点である始動トルク不足や電動機効率の低下を解決する。
【００５１】
そのために、本発明のＥＳＣでは、交流電源電圧を昇圧して一定期間だけインバータ部に供給する昇圧手段を有し、この昇圧手段は、変圧器またはコンデンサと、整流器とを用いて昇圧するようにしている。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００５３】
図１は、本発明の実施の形態におけるＥＳＣの制御回路の構成を示すブロック図である。なお、このブロック図は、ＥＳＣの動作を理解し易くするためのものであり、実際の各種演算は、Ａ／Ｄ変換した後、ＣＰＵで処理される。
【００５４】
１は交流電源、２はこの実施の形態のＥＳＣの制御対象となる誘導電動機である。３は交流を直流に変換するコンバータ部(順変換器)、５は直流を交流に変換するインバータ部(逆変換器)であり、コンバータ部３で直流に変化された出力は平滑回路４で平滑にされた後、インバータ部５において直流電力が可変電圧、可変周波数の交流電力に変換されて出力される。
【００５５】
６は基準電圧発生器で、ここで発生される基準電圧によって誘導電動機２へ供給する交流出力の電圧と周波数とが基本的に設定される。すなわち、基準電圧発生器６からの基準電圧は、第１電圧調整器１１に加わり、この第１電圧調整器１１よってコンバータ部３の出力電圧が基本的に決定され、これに伴い、インバータ部５の出力電圧もこれにより決定される。また、基準電圧発生器６からの基準電圧は、Ｖ／Ｆ変換器１３に加わり、このＶ／Ｆ変換器１３の出力パルスがパルス分配器１４で分配されてインバータ部５の出力周波数が基本的に決定される。なお、移相器１５については同期切替のために必要となるもので、これについては後述する。
【００５６】
次に、すべり制御の機能および動作について説明する。
【００５７】
インバータ部５の出力電流は電流検出器１６により、出力電圧は電圧検出器１７によりそれぞれ検出される。電力演算器２０は、両検出器１６，１７の出力から、ブロンデルの定理により電力を演算する。
【００５８】
２１は定数設定調整器で、誘導電動機の定格電力、定格電流、負荷率等の基本定数を設定する。
【００５９】
定数設定調整器２１にて初期値として設定する負荷率は、誘導電動機の商用運転時又は昇圧運転時電力を定格電力で除した値である。
【００６０】
しかし、負荷率（Ｋｗ）は誘導電動機の負荷の変動によって変化するため、インバータ装置にて運転中の誘導電動機に負荷変動が生じた場合、電力演算器２０の出力Ｐが変動するので、初期設定負荷率（Ｋｗ_o）を、電力変動分（△Ｐ）で調整する。
【００６１】
すなわち、負荷率Ｋｗ＝Ｋｗ_o±△Ｐとなる。ここで、正及び負符号はそれぞれ負荷の増加及び減少を表す。
【００６２】
選択条件回路２２には、電流検出器１６の出力電流Ｉと電力演算器２０の出力電力Ｐが入力されるが、ここで電流Ｉおよび電力Ｐの少なくとも一つを選択する。いま、電力Ｐを選択すると、選択条件回路２２の出力の一つはすべり演算器の入力Ｐ₂となる。
【００６３】
すべり演算器２３では、電流検出器１６の出力Ｉと電力演算器２０の出力Ｐ、および定数設定調整器２１の出力から誘導電動機２のすべりＳを次式によって算出する。
【００６４】
【数３】

ここで、Ｐ_c2：二次銅損、Ｐ₂：二次入力、Ｐ₀：定格電力、
Ｉ₀：定格電流、Ｖ₀：定格電圧、ｃｏｓφ₀：定格力率、
ｒ₂：二次抵抗
上式中の二次諸量Ｉ₂ ²／Ｐ₂を一次諸量で表すと次の通りとなる。
【００６５】
Ｉ₀ ²Ｉ₂ ²／Ｐ₂＝Ａ・Ｋ_v・Ｉ²
ここで、Ａ：定数、Ｋ_v：電力負荷係数、Ｉ：一次電流（入力電流）
また、電力負荷係数は次式で表される。
【００６６】
Ｋ_v＝（ａＰ²＋ｂＰ＋ｃ）／Ｐ
ここで、ａ＝−１、ｂ＝（Ｐ₀Ｋｗ＋１）、ｃ＝（１−Ｋ_w）
Ｐ：一次電力（入力電力）
また、Ｋｗ：負荷率（＝Ｐ_c／Ｐ₀）、Ｐ_c：商用時又は昇圧時の一次電力
従って、Ｓは次式により求まる。
【００６７】
Ｓ＝Ｋ・Ｋ_v・Ｉ²／Ｐ₀・Ｉ₀ （７）
ここで、Ｋは定数であるが、誘導電動機の設計値等より算出できる。
【００６８】
選択条件回路２２の出力Ｐ_1m、Ｐ₁はそれぞれすべり設定器２４および調整電圧発生器２７に入力されるが、ここでＰ_1mは誘導電動機２の入力電力が最小になった時に出力される信号である。このＰ_1mは次のようにして求める。
【００６９】
調整電圧発生器２７には、減算器２５の出力Ｓ_tと選択条件回路２２の出力Ｐ₁が入力されるが、誘導電動機２の入力電力の最小値が求まるまでは、減算器２５からの出力Ｓ_tは無出力となっている。すなわち、選択条件回路２２の出力Ｐ₁のみが調整電圧発生器２７に入力されると、その出力Ｖ_pは順序回路２８を経て、第２電圧調整器１２に電圧低減指令を与えることで誘導電動機２の入力電力の最小値が求まる。
【００７０】
すべり設定器２４は、誘導電動機の負荷変動耐量を大きくする目的で、電力最小点のすべりを所定分小さくする。この所定分のすべりを設定すべり（Ｓ₀）と呼ぶ。この設定すべりは負荷変動を勘案して予めすべり設定器２４で設定する。
【００７１】
このすべり設定器２４の出力Ｓ₀およびＳ_0fは、誘導電動機２の入力電力最小時における選択条件回路２２の出力Ｐ_1mがすべり設定器２４に入力された時に、それぞれ減算器２５および周波数調整用電圧発生器２６に入力される。
【００７２】
誘導電動機２の入力電力が最小になるすべりは、すべり演算器２３で演算され、その値Ｓから設定すべりＳ₀を減じる演算が減算器２５で実行され、すべりＳ_tを出力する。このすべりＳ_tが調整電圧発生器２７に入力されると、その出力Ｖ_pは順序回路２８を経て、第２電圧調整器１２に電圧上昇指令を与える。
【００７３】
以上の制御アルゴリズムを図７に示す。
【００７４】
先ず、計測１では、電流検出器１６および電圧検出器１７で、電流Ｉおよび電圧Ｖを検出し、電力演算器２０では、電力Ｐを演算するとともに、すべり演算器２３で、上述の（７）式によりすべりを算出する（ステップｎ１）。
【００７５】
調整電圧発生器２７は、最小電力点が見出されて減算器２５からすべりＳ_tが与えられるまで、一次電圧を低減させる（ステップｎ２）。
【００７６】
計測２では、電流および電圧を検出するとともに、電力およびすべりを算出し（ステップｎ３）、計測２で算出された電力Ｐ₂が、計測１で算出された電力Ｐ₁を上回ったか否かを判断し（ステップｎ４）は、上回っていないときには、電力Ｐ₂を電力Ｐ₁に置き換え（ステップｎ４２）、ステップｎ２に戻る。上回ったときには、最小電力点になったとして、ステップｎ５に移る。
【００７７】
ステップｎ５では、最小電力点となったときのすべりからすべり設定器２４で設定されたすべりを減算器２５で減算し、調整電圧発生器２７は、一次電圧を上昇させる（ステップｎ６）。
【００７８】
次に計測３では、電流および電圧を検出するとともに、電力およびすべりを算出し（ステップｎ７）、算出したすべりが、ステップｎ５で算出したすべりを下回ったか否かを判断し（ステップｎ８）、下回っていないときには、ステップｎ６に戻り、下回ったときには、終了する。
【００７９】
ここでは理解を容易にするために、コンバータ部３における電圧制御を行う場合について説明したが、インバータ部５のスイッチイング素子のベースドライブ制御によって出力電圧を制御するようにしてもよいのは勿論である。
【００８０】
順序回路２８は、調整電圧発生器２７の出力Ｖ_pを優先して処理し電圧制御を終了する。更に、逓減トルク負荷で省エネ効果を上げたい場合には、周波数調整用電圧発生器２６の出力Ｖ_fを処理してＶ／Ｆ変換器１３の入力を減じ、インバータ部５の出力周波数を低減さす。すなわち、例えば設定すべりを２％、誘導電動機が５４Ｈｚでインバータ運転中の場合は、周波数調整用電圧発生器２６の出力指令は、５４−（５４×０．０２）＝５２．９２（Ｈｚ）となり、この周波数で誘導電動機が運転することになる。
【００８１】
図２は誘導電動機２に対する入力電力と入力電圧の関係を示す特性図である。誘導電動機の入力電力と入力電圧の関係は鉄損Ｐ_Iの増加と、銅損Ｐ_cおよび機械的な負荷分の減少とが相互に働き合って最小の入力電力の値をもつような特質となる。したがって、誘導電動機２に対する入力電圧を下げていけば、誘導電動機２の入力電力が最小となる値（図中、Ｖ_aＶ_bＶ_c）が見つかるので、負荷変動のない理想的な場合は、この点を求めることが最適な最小電力制御となる。
【００８２】
図３はこのような最適な最小電力制御を行う場合の説明図である。
【００８３】
定格電圧Ｖn、定格周波数Ｆnの誘導電動機２を設定回転数に制御する場合を考えると、従来の通常のインバータ制御では、図３中の、Ｖ／Ｆ一定の直線上のある一点a(周波数Ｆr、電圧Ｖr)で運転する。
【００８４】
しかし、このa点は誘導電動機２の入力電力を最小にする点ではない。本発明のＥＳＣでは、コンバータ部３の出力電圧値を低減して負荷に見合った分だけの電圧値(図３中のb点)に自動調整して、誘導電動機２の不必要な損失を発生させないようにしている。これは負荷率によっては非常に有効な働きとなる。
【００８５】
また、この場合において、インバータ部５の出力周波数をほとんど下げないで、電圧値だけを低減させて最小電力制御を行うこともできる。これは負荷率が低い場合に有効で、十分な省エネ効果が得られる。
【００８６】
次に，本発明のＥＳＣにおける負荷変動に対する安定度について述べる。
【００８７】
いま、一定負荷で回転中の誘導電動機のすべりをＳとすると、負荷変動分γがあるときのすべりはＳ十γとなるが、これがＳにもどる回転力Ｔは、γが非常に小さいとき次式で表される。
【００８８】

ここに、Ｖ：端子電圧、Ｖ₀：内部電圧、ω：同期角速度、χ：リアクタンス、k＝(３ＶＶ₀／ωχ)cosＳである。
【００８９】
また、誘導電動機の制動係数をＤ、慣性モーメントをＪとすると、負荷変動による安定度特性方程式は次の通りとなる。
【００９０】
Ｊ(d²γ／dt²)＋Ｄ(dγ／dt)＋kγ＝０
この解は、
γ＝Ａεα^t＋Ｂεβ^t (８)
ただし、
【００９１】
【数４】

【００９２】
【数５】

(８)式の解より、判別式Ｄ²−４kＪ≧０なら安定、Ｄ²−４kＪ＜０なら不安定となる。
【００９３】
また、(８)式は、
γ＝ε^-{D/(2J)}t{Ａε^Jzt＋Ｂε^Jzt}
但し、
【００９４】
【数６】

と表記できるので、負荷変動による振動の周波数fは、次のようになる。
【００９５】
【数７】

また、固有振動周波数f₀は次のようになる。
【００９６】
【数８】

すなわち、誘導電動機を安定運転するには、負荷変動による強制振動の周期と誘導電動機の固有振動の周期とを遠ざける必要があるが(±２０％以上)、通常の誘導電動機の固有振動の周期は数秒以内のため、負荷変動が数秒以内の繰り返し周期となる場合には注意が必要である。
【００９７】
ここで、すべりとトルクとの関係を説明する。
【００９８】
誘導電動機（以下モータと記す）のトルクは、周知のように二次諸量で表せば次のようになる。
【００９９】
Ｔ＝ｍ₂Ｅ₂ ²Ｓｒ₂／ω₁・｛ｒ₂ ²＋（ｓｘ₂）²｝ ［Ｎ−ｍ］ （９）
ここでｍ₂：二次巻線の相数（かご形の場合 ｍ₂＝スロット数／極対数）
Ｅ₂：二次誘導起電力、Ｓ：すべり
ω₁：同期回転角速度、ｒ₂：二次回路抵抗
ｘ₂：二次回路リアクタンス
（９）式において最大トルクをＴ_m、その時のすべりをＳ_mとすれば、それぞれ次式で表されることはよく知られている。
【０１００】
Ｓ_m＝ｒ₂／ｘ₂ （１０）
Ｔ_m＝ｍ₂Ｅ₂ ²／ω₁・２ｘ₂ （１１）
ここで、Ｔ_mおよびＳ_mを用いて（９）式のトルクＴを表せば
Ｔ＝２Ｔ_m／｛（Ｓ_m／Ｓ）＋（Ｓ／Ｓ_m）｝ （１２）
となり、すべりとトルクとの関係がより一層明確になる。即ち、
（１）Ｓ＞Ｓ_mのときは、（Ｓ_m／Ｓ）《（Ｓ／Ｓ_m）となり、
Ｔ≒２Ｔ_mＳ_m／Ｓ （１３）
（２）Ｓ＜Ｓ_mのときは、（Ｓ_m／Ｓ）》（Ｓ／Ｓ_m）となり、
Ｔ≒２Ｔ_mＳ／Ｓ_m （１４）
（３）Ｓ≒Ｓ_mのときは、（Ｓ_m／Ｓ）≒（Ｓ／Ｓ_m）≒１となり、
Ｔ≒Ｔ_m （１５）
以上の簡略式はトルクの特徴をよく表している。
【０１０１】
ところで、（９）式を一次側換算値を用い、簡易等価回路によってトルクを表すと次式のようになる。
【０１０２】
Ｔ＝ｍ₁Ｖ₁ ²（ｒ₂’／Ｓ）／ω₁・｛（ｒ₂’／Ｓ）²＋ｘ’₂ ²｝ （１６）
ここで、ｍ₁：一次巻線の相数
Ｖ₁：一次供給電圧
（１６）式をもとに、一次供給電圧を変えた場合のトルク速度特性を描くと図８の実線の様になる。即ち、この実線はモータトルクＴ_Mであり、Ｖ_1nは電源電圧を表す。
【０１０３】
また、図８の破線は（１３）、（１４）、（１５）式を示したものである。即ち、例えばＶ₁＝３／４Ｖ_1n特性において、（１３）式は双曲線ａｂｃを表し、（１４）式は直線ｃｄｏを表す。両者の交点ｃでは、Ｓ＝Ｓ_m 、Ｔ＝２Ｔ_mである。また、（１５）式は横軸に平行な直線ｂｍｄを表し、曲線ａｂｃとの交点ｂではＳ＝２Ｓ_m、直線ｃｄｏの交点ｄではＳ＝Ｓ_m／２となる。従って、（１２）式の示すトルク速度曲線は、破線で示すａｂｍｄｏの近似曲線でその特性の概要を表すことができる。
【０１０４】
この図８をもとにモータの安定性（負荷変動耐量）を定性的に説明する。いま負荷トルクをＴ_Lのようなものとすると、省エネ効果を最大にするにはＶ₁＝１／２Ｖ_1nまで、モータへの一次供給電圧を下げればよい。このときのモータの安定運転点はＥ’_s点である。（最大トルクより５％低減点）。この時のすべり及び最大トルクはそれぞれＳ’及びＴ’_mとなるが、負荷変動（増加）時はＴ’_m−Ｅ’_sが非常に小さくストール現象を起こしモータは停止しやすくなる。そこで、この現象を回避し安定性を向上さすには、Ｖ₁＝１／３^1/2Ｖ_1nまで一次供給電圧を上昇さすとする。これは設定すべりＳ₁を１．０（％）とした場合に相当する。いま、このモータ（２．２ＫＷ）の停動トルク（ストーリングトルク）が定格トルクの２４０％と仮定すると（一般には２００〜２５０％の範囲で設計される）、このモータの負荷率は約６０％となる。従って、一次供給電圧上昇分を決めるすべりＳ_vは次のようになる。
【０１０５】
Ｓ_v＝Ｓ_r−Ｓ₁ （１７）
ここで、Ｓｒ：一次供給電圧が電力最小値になる時のすべり
Ｓ₁：設定すべり
いま、２．２ＫＷ，負荷率６０％のモータのＳ_vを（７）式および（１７）式により計算すると
Ｓ_v＝１．７４−１．０＝０．７４（％）
即ち、Ｓ_v値に相当する一次供給電圧は１１５Ｖ（２００Ｖ系において）であり、その時のモータの安定運転点は図８のＥ”_sとなる。負荷増量裕度はＴ”_m−Ｅ”_sとなり、すべりＳ時の裕度はＴ’_m−Ｅ’_sに比べ約２０倍の耐量アップとなる。本例は図にて分かりやすくするために設定すべりを１．０％とした場合であり、設定すべり０．２７％とした場合の負荷変動耐量は負荷トルクを図８のようなＴ_nと仮定すれば約５倍となるが、この耐量は負荷の種類、負荷率によっても変化する。
【０１０６】
いま一例として、負荷変動の周期を３秒、負荷率８０％(すベり４％)，すべりの減少を２％とした場合の負荷変動とＥＳＣの安定度特性を図４に示す。
【０１０７】
この場合の誘導電動機の固有振動周期は２.８秒で負荷変動の周期に近いが、負荷変動増量１９０％が安定限界となっており、負荷変動耐量を１５０％と規定した場合でも、この程度の急激な負荷変動には十分耐えうるものとなる。これにより、安定度が向上する。
【０１０８】
なお、モータ負荷が増加して不安定になると、消費電力が増える。よって、消費電力を検出しておき、これが一定割合以上増加すると、同期切り替えを行い商用運転とすることで安定性を向上させることができる。
【０１０９】
次に、昇圧機能の構成および動作について説明する。
【０１１０】
従来のＰＡＭインバータは、昇圧機能があるものの、特に、負荷の起動時には出力電圧が小さくて始動トルクが低い。また、コンバータ部の出力をチョッパ部でチョッピングして出力電圧を制御しているので、断続的なスイッチングで効率が低下するなどの問題がある。
【０１１１】
そこで、この実施の形態のＥＳＣでは、昇圧回路９と設定器１０とを設け、交流電源１の交流電圧が昇圧回路９から設定器１０を経て平滑回路４に印加されるようにしている。
【０１１２】
ここでの昇圧回路９は、たとえば変圧器、電流制限用抵抗、逆流防止用ダイオード(図示せず)などを組み合わせた整流回路より構成されており、コンバータ部３の出力をチョッピングすることなく昇圧する。なお、この昇圧回路９は、コンデンサと整流回路などを組み合わせて構成することも可能である。
【０１１３】
また、設定器１０は、昇圧時間を設定するタイマー、または外部信号により動作するスイッチにより構成され、誘導電動機２の起動時には昇圧回路９の出力を平滑回路４に供給するが、起動時から所定時間が経過して定常状態に移行した時点で昇圧回路９の出力を遮断して、コンバータ部３の出力が平滑回路４に供給されるように動作する。なお、この設定器１０は、昇圧回路９内に組み込むこともできる。
【０１１４】
次に、同期切替機能の構成および動作について説明する。
【０１１５】
同期切替のためには、インバータ部５の出力が、交流電源１に対して周波数、電圧、位相がいずれも一致するように制御を行う必要がある。
【０１１６】
そこで、インバータ部５の出力電圧Ｖivと交流電源１の出力電圧Ｖccは、それぞれ第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１に入力される。
【０１１７】
第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１は、交流信号がゼロ点を横切る時にパルスを発生し、方形波に変換する。
【０１１８】
第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１の各出力は、第１，第２整流回路３２，３３でそれぞれ整流されて正側の方形波の信号e_iv，e_ccのみが取り出される。
【０１１９】
位相比較器３４は、たとえばＥＸ−ＯＲ回路からなり、第１，第２ゼロクロス・コンパレータ３０，３１の両出力信号e_iv，e_ccの位相を比較し、両信号の位相差の情報を方形波の形で出力する。
【０１２０】
積分器３５は、この位相比較器３４の出力を積分し(三角波状)、そのピーク値がピークホールド回路３６で保持される。そして、このピークホールド回路３６の出力Ｅｃと第１整流回路３２の出力e_ivは、共に位相調整器３７に入力される。
【０１２１】
位相調整器３７は、たとえば三角波発生器、コンパレータ、ＰＬＬ回路(図示せず)で構成されている。
【０１２２】
ここで、ピークホ−ルド回路３６の出力は位相調整器３７に対してコントロール電圧Ｅcとして入力され、このコントロール電圧Ｅcの大きさにより第１整流回路３２の出力電圧e_ivに対する位相調整器３７の出力電圧e₄の位相が変化する。
【０１２３】
すなわち、位相調整器３７の出力e₄は、入力信号e_ivに対して９０°位相の進んだデューティ５０％の方形波であるが、両信号e_iv，e_ccの位相差に応じて位相調整器３７の出力信号e₄の位相が変化する。Ｅcとe₄の位相差の関係を図５に示す。
【０１２４】
位相調整器３７の出力信号e₄と第１整流回路３２の出力信号e_ivとが共に位相一致回路４１に入力される。
【０１２５】
位相一致回路４１は、両信号e₄，e_ivの位相差を比較して、位相差があればその位相差の情報をＤ／Ａコンバータ４５を介して移相器１５に与えるので、移相器１５は、インバータ部５に入力されるパルス分配器１４からのパルスを位相差がゼロになるようシフトさせる。
【０１２６】
そして、位相差ゼロ、すなわちインバータ部５の交流出力と交流電源１の交流出力との位相が一致すれば、位相一致回路４１はハイレベルの信号を出力し、これが論理積回路４２に与えられる。
【０１２７】
したがって、この実施の形態の場合には、誘導電動機２の起動時から定常状態、また同期切替のいずれの場合においても、インバータ部５の交流出力は、常に交流電源１の交流出力の位相に一致することになる。
【０１２８】
一方、電圧一致回路４０には、交流電源１の交流電圧Ｖccとインバータ部５の出力電圧Ｖivが共に図示しない検波回路で検波されて入力される。
【０１２９】
電圧一致回路４０は、両電圧Ｖcc，Ｖinの差を比較して電圧差ゼロ、すなわちインバータ部５の交流電圧Ｖivと交流電源１の交流電圧Ｖccとの電圧が一致すればハイレベルの信号を出力し、これが論理積回路４２に与えられる。なお、電圧一致回路４０における両電圧Ｖcc，Ｖinの差の情報は、同期切替のためのスイッチ４８がオンされた場合にのみＤ／Ａコンバータ４４を介して基準電圧発生器６に与えられて基準電圧が変化される。
【０１３０】
開閉器４３は、交流電源１の出力とインバータ部５の出力とを選択的に切り替えるもので、たとえばＳＳＣ(半導体接触器)で構成され、論理積回路４２からハイレベルの信号が出力されたときに、交流電源１からの交流電力が誘導電動機２に供給するように動作する。
【０１３１】
次に、図１に示したこの実施の形態におけるＥＳＣの全体的な動作について説明する。
【０１３２】
同期切替を行う場合の外は、操作部４６は操作されておらず、したがって同期切替用のスイッチ４７、４８は共にオフしている。したがって、このときには、論理積回路４２の出力が開閉器４３に加わらないため、開閉器４３はインバータ部５の出力が誘導電動機２に供給されるように接続が切り替わっている。
【０１３３】
そして、誘導電動機２の起動時においては、交流電源１からの交流電力が昇圧回路９、設定器１０、平滑回路４を介してインバータ部５に加わる。このとき、昇圧回路９によって、交流電源１の出力電圧が昇圧されているため、インバータ部５の出力電圧Ｖivも高くなり、これが開閉器４３を介して誘導電動機２に供給される。したがって、従来のＰＡＭインバータよりも誘導電動機２の始動トルクが十分に確保される。また、昇圧回路９は交流をチョッピングしていないため効率もよい。
【０１３４】
起動時から所定時間が経過して誘導電動機２が定常状態に移行した時点で、設定器１０によって昇圧回路９の出力が遮断されるため、今度は、交流電源１の交流電力がコンバータ部３および平滑回路４を介してインバータ部５に供給されるようになる。
【０１３５】
このとき、スイッチ４８はオフなので、基準電圧発生器６からは予め設定された所定の基準電圧が発生され、この基準電圧が第１電圧調整器１１に加わって、これに応じた電圧Ｖ１がコンバータ部３に供給される。
【０１３６】
また、すべり制御による第２調整器１２の出力Ｖ２もコンバータ部３に供給され、コンバータ部３は、誘導電動機２の印加電圧を徐々に低減して誘導電動機２の入力電力および入力電流の少なくとも一方を最小にし、このときのすべりから誘導電動機２の負荷に応じて予め定めた設定すべりの値を減じた運転点まで印加電圧を上昇させて安定性を確保して最適制御が行われる。その詳細は前述の通りである。
【０１３７】
また、基準電圧はＶ／Ｆ変換器１３に入力されて周波数変換され、これによってインバータ部５の出力周波数が決定される。
【０１３８】
次に、同期切替を行うために、操作部４６が操作されると、これに応じてスイッチ４７，４８が共にオンする。
【０１３９】
そこで、電圧一致回路４０は、交流電源１の電圧Ｖccとインバータ部５の出力電圧Ｖivとの波高差を測り、波高差の情報をスイッチ４８を介して基準電圧発生器６に出力する。
【０１４０】
基準電圧発生器６は、この波高差の情報に基づいて基準電圧が変化され、これによって、両電圧Ｖcc，Ｖinとの波高差がほぼゼロになるように第１電圧調整器１１の出力電圧Ｖ１が変更される。波高差ゼロ、すなわち両電圧Ｖcc，Ｖivが一致すれば、電圧一致回路４０よりハイレベルの信号が出力される。
【０１４１】
この場合、Ｖ／Ｆ変換器１３は、Ｖ／Ｆ＝一定の関係を保ってインバータ部５の出力周波数を変化させるので、交流電源１の周波数とインバータ部５の出力周波数も一致する。
【０１４２】
さらに、前述のように、位相一致回路４１は、両信号e₄，e_ivの位相差を比較して、位相差があればその位相差の情報をＤ／Ａコンバータ４５を介して移相器１５に与えるので、移相器１５は、インバータ部５に入力されるパルス分配器１４からのパルスを位相差がゼロになるようシフトする。
【０１４３】
そして、位相差ゼロ、すなわちインバータ部５の交流出力と交流電源１の交流出力との位相が一致すれば、位相一致回路４１はハイレベルの信号を出力し、これが論理積回路４２に与えられる。
【０１４４】
電圧一致回路４０の出力と位相一致回路４１の出力が共にハイレベルとなったとき、論理積回路４２の出力もハイレベルとなり、この信号がスイッチ４７を介して開閉器４３に入力される。
【０１４５】
これに応じて、開閉器４３は、インバータ部５の出力から交流電源１出力への同期切替を実行し、これによって、誘導電動機２は途中制止することなくショックレスに回転を続ける。
【０１４６】
なお、上記の説明は、インバータ部５の出力を交流電源１の出力に切り替える場合であるが、その逆に、交流電源１よりインバータ部５の出力に切り替える場合も基本的な動作は同じである。
【０１４７】
このような機能を有する本発明のＥＳＣを用いれば、負荷の変動幅の大きな機械、たとえば真空蒸着装置等を使用する場合にも省エネを図ることができるので好適である。
【０１４８】
すなわち、このような真空蒸着装置は起動より所定の真空度に到達する迄(数分〜数十分)は極めて重負荷で、その後は１／１０以下にまで負荷が減少する。
【０１４９】
そこで、このような用途にＥＳＣを適用するには、起動直後は、誘導電動機２の始動トルクを確保するために整流回路９を使用した運転を行い、次に、所定の真空度に短時間で到達させるために同期切替を行って商用の交流電源１を使用した運転に切替え、所定の真空度に到達した以後は、省エネを優先させるために、インバータ部５の出力を用いて周波数と電圧とを下げた運転をすることにより、大幅な省エネ化を図ることができる。
【０１５０】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置(ＥＳＣ)は、次のような効果を奏する。
【０１５１】
(１) 省エネ特性は、最近開発されているＢインバータと同等であるが、この発明のＥＳＣは、Ｂインバータより格段に高頻度な運転・停止や急激な負荷の変動に対して負荷変動耐量が大きく安定度に優れている。したがって、ポンプや送風機等の逓減トルク負荷は勿論のこと、負荷変動の激しいコンベア等の定トルク負荷に適用しても大きな省エネ化が図れる。
【０１５２】
(２) 同期切替および昇圧機能は従来のインバータ装置にないものであり、これにより高出力、高効率化が図れ、用途が大幅に広がる。特に、同期切替に関しては、速度サーチ機能付インバータより簡単な回路構成で負荷変動時にも安定して同期切替を行うことができる。また、昇圧に関しては、従来のＰＡＭインバータと異なる構成で、効率や起動トルクを大幅に改善でき、かつ軽負荷時にも安定した動作が行える。
【０１５３】
(３) すべり制御の安定度解析により、負荷変動耐量の概念を新しく導入でき、今後のインバータの標準仕様として信頼性の指標が確立できる。
【０１５４】
(４) このように、ＥＳＣは、省エネはもとより、工場ラインの生産性向上にも大きな効果を発揮できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係るインバータ装置の構成を示すブロック図
【図２】誘導電動機に対する入力電圧と入力電力との関係を示す特性図
【図３】誘導電動機の最小電力制御の説明図
【図４】本発明の実施の形態のインバータ装置の負荷変動に対する安定度を示す特性図
【図５】位相調整器に入力されるコントロール電圧と位相調整器から出力される位相調整用の出力信号の関係を示す特性図
【図６】誘導電動機に対して供給される電圧と損失との関係を示す特性図
【図７】動作説明に供するフローチャート
【図８】一次供給電圧を変えた場合のトルク速度特性を示す図
【符号の説明】
１…交流電源、２…誘導電動機、３…コンバータ部、４…平滑回路、５…インバータ部、６…基準電圧発生器、９…昇圧回路、１０…設定器、１１，１２…第１，第２電圧調整器、１３…Ｖ／Ｆ変換器、１４…パルス分配器、１５…移相器、１６…電流検出器、１７…電圧検出器、２０…電力演算器、２３…すべり演算器、３０，３１…第１、第２ゼロクロス・コンパレータ、３２，３３…第１、第２整流回路、３４…位相比較器、３５…積分器、３６…ピークホールド回路、３７…位相調整器、４０…電圧一致回路、４１…位相一致回路、４３…開閉器、４６…操作部、４７，４８…スイッチ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter device mainly used for an induction motor.
[0002]
[Prior art]
Conventional inverter devices for induction motors have technologies for the purpose of 1 energy saving (hereinafter referred to as energy saving), 2 synchronous switching, and 3 boosting, and each of items 1 to 3 will be described below.
[0003]
About 1 energy saving
The inverter device performs V / f (V: voltage, f: frequency)-constant control, so that a decreasing torque load (a load whose torque changes in proportion to the square of the speed) such as a fan or a pump is as follows. It is well known that energy can be saved. This removes the loss of the damper and the valve by controlling the rotational speed by the inverter device, and has a great effect.
[0004]
However, recently, inverter devices with an energy saving mode have appeared. This is intended to achieve more efficient energy-saving operation by using the voltage control function. Therefore, first, this efficient inverter device with an energy saving mode (hereinafter referred to as A inverter) will be described.
[0005]
In the loss of the induction motor, the copper loss Pc is proportional to the square of the current, and thus becomes small at light load. However, the iron loss Pi does not change because it does not depend on the current in proportion to the square of the voltage. Therefore, the efficiency decreases at light loads. The relationship between the iron loss Pi and the copper loss Pc with respect to the voltage applied to the induction motor at a constant load is as shown in FIG.
[0006]
From this, the voltage V at which the iron loss Pi and the copper loss Pc become equal₀The loss is minimized when Vn (where Vn is the rated voltage). If the load changes, the optimum voltage V₀Also changes.
[0007]
The A inverter operates to detect a load and supply an optimum voltage corresponding to each load to the induction motor. In other words, in the A inverter, the power is calculated from the output voltage and the output current, and the voltage V that achieves the maximum efficiency is obtained from the power and frequency under the condition that the power factor is constant.₀Is calculated. And this voltage V₀To control the switching of the transistor by changing the pulse width, and this voltage V is applied to the induction motor.₀Supply power with frequency and voltage corresponding to. As a result, the induction motor can be operated with maximum efficiency regardless of the supply frequency and load.
[0008]
Thus, this A inverter is based on the premise that the supply power factor to the induction motor is always controlled to be constant (usually 80%).
[0009]
Next, unlike the A inverter, the recently developed energy-saving control high-performance inverter device (hereinafter referred to as the B inverter) automatically changes the power factor in response to load fluctuations and saves energy in the entire load range. It has been improved so that the effect is always maximized.
[0010]
That is, since the input power to the induction motor decreases when the load factor is low, the optimum power factor decreases as the load decreases, and increases as the load increases. Therefore, for example, even when the induction motor is operated at a low load, the optimum power factor is at a low value, so that the motor voltage does not become too low, and stalling and gogging of the induction motor can be prevented. Moreover, since the motor voltage at this time is at an optimum level, the load current, active power, reactive power, and apparent power of the induction motor can be remarkably improved. Therefore, this B inverter has a greater energy saving effect than the A inverter.
[0011]
2 About synchronous switching
In energy-saving operation of a large-capacity induction motor, switching to commercial AC power supply operation is required without stopping the induction motor in order to reduce the loss of the inverter during high-speed operation. For this reason, during operation, it is necessary to switch from an inverter to a commercial AC power source, and conversely, from a commercial AC power source to an output of the inverter device in a shockless manner.
[0012]
In order to perform this synchronous switching, it is necessary to synchronize the frequency, phase, and voltage of the output of the inverter device and the commercial AC power source so that there is no disturbance. If there is a difference between them, transient torque may be generated in the induction motor, causing the machine to break.
[0013]
In the conventional inverter device, such a synchronous switching function is hardly employed in a general PWM inverter, and is often provided in a large-capacity current source inverter device.
[0014]
3 Boosting
Conventionally, there is a PAM inverter (Pulse Amplitude Modulation Inverter) as a boost type inverter device.
[0015]
In general PWM inverters, the maximum output voltage almost corresponds to the input voltage. However, in this PAM inverter, a variable DC voltage is created in the chopper section and the inverter output voltage is controlled. Can be high.
[0016]
This PAM inverter is indispensable for a high-frequency inverter (400 to 3000 Hz). Recently, an example of using a low output frequency (120 Hz or less) for the purpose of high output is increasing.
[0017]
Output voltage V of the chopper part of this PAM inverter_DCIs as follows.
[0018]
[Expression 1]

Where Vi: input voltage, Ii: input current, η: efficiency, R: V_DCEquivalent load resistance viewed from the side.
[0019]
Therefore, the output voltage V supplied to the induction motor_DCIn order to increase the value, R should be increased, that is, the output frequency should be increased.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional inverter device, the above-described technologies for 1 energy saving, 2 synchronization switching, and 3 boosting have the following problems.
[0021]
About 1 energy saving
In the A inverter, assuming that the torque in the induction motor is constant, the copper loss Pc and the iron loss Pi are as follows.
[0022]
Pc = K₁・ F²/ {(1-S)²・ (Vcosφ)²} (2)
Pi = K₂・ V²                                            (3)
Where K₁, K₂: Constant, S: slip, cosφ: power factor, V: voltage applied to the motor, f: frequency.
[0023]
From equation (2), the copper loss Pc is (1-S)²(Vcosφ)²Since the copper loss Pc rapidly increases as the power factor cosφ decreases, the power factor cosφ is constant (about 0.8) in the A inverter.
[0024]
However, since the slip S usually increases as the output voltage of the A inverter decreases, as a result, (1-S)²The copper loss Pc increases rapidly when the load is small.
[0025]
As described above, the A inverter has the voltage V that equalizes the iron loss Pi and the copper loss Pc.₀(See FIG. 6) is calculated from the power P and the frequency f.₀When it is determined that there is a load fluctuation, it is difficult to determine and an unstable voltage is obtained. The reason is that in the A inverter, even if the power factor cosφ is set to be constant, the slip S of the motor is not taken into consideration at all, so the value of the copper loss Pc is not determined. As a result, the iron loss Pi and the copper loss Voltage V to equalize Pc₀This is because the maximum efficiency is not determined.
[0026]
Therefore, the energy saving control of the A inverter is not minimum power control but high efficiency control during constant speed operation of the motor, and the energy saving effect is smaller than that of the B inverter.
[0027]
Next, problems related to the B inverter will be described.
[0028]
When the above equation (2) is expressed in terms including the load torque T,
Pc = K_ThreeT²/ {(1-S)²・ (Vcosφ)²} (4)
(K_Three: Constant).
[0029]
The power P at this time is
[0030]
[Expression 2]

(Where ω = 2πf, I = current).
[0031]
When the power factor cosφ is controlled to be constant as in the case of the A inverter, the electric power P becomes small at a light load of a certain torque or less, so that the voltage V or the current I decreases too much, indicating a stable operation condition of the induction motor The following formula:
dTm / d (1-S) <dT₁/ D (1-S) (6)
(However, Tm: Motor torque, T₁: Load torque) is not satisfied, and the motor stops.
[0032]
On the other hand, unlike the A inverter, the B inverter makes the power factor cosφ variable within a range below a certain value. That is, when the load torque T is small (when the load is small), the power factor cosφ is controlled to be small, so that it acts to satisfy the expression (6) indicating the stable operation condition of the induction motor.
[0033]
However, in the B inverter, when the power factor cosφ is controlled to be small with a light load, the harmonic current becomes oscillating when the load is increased or decreased, the peak value increases, the inverter trips, or the main circuit Since there is a possibility that the rated current of the element will be exceeded, there arises a disadvantage that it is not suitable for a short-time load fluctuation (hereinafter referred to as a low load fluctuation tolerance).
[0034]
2 About synchronous switching
Synchronous switching technology between commercial power supply and inverter has been used for grid connection of power systems and parallel operation of generators. However, since it is large and expensive, it is expensive like a large capacity current source inverter. The use was limited to things.
[0035]
However, in recent years, customer needs have increased, and some have a speed search function for switching between commercial operation and inverter operation without stopping the induction motor.
[0036]
This speed search is a function that starts the inverter from the specified frequency, automatically detects the synchronization point, and pulls it into the operating frequency. However, since it has a complicated circuit configuration, it can be stabilized even when the load fluctuates with a simplified circuit configuration. Thus, the issue of whether to switch synchronously remains.
[0037]
3 Regarding boosting
The PAM inverter can be boosted so that the output voltage is higher than the input voltage, but the efficiency is reduced by intermittent switching because the inverter output voltage is controlled by chopping the pulsating current in the chopper section. To do.
[0038]
When the induction motor is started, V in equation (1)_DCThe equivalent load resistance R seen from the side is small (that is, the output frequency is low), and therefore the output voltage V to the induction motor_DCAnd the starting torque is low.
[0039]
In addition to this, the current becomes oscillating and the peak value becomes high especially at light load, and the current of the induction motor becomes a distorted wave, which may cause damage to the main circuit element.
[0040]
The present invention has been made to solve the above-described problems. With regard to the above-described one energy saving, the present invention is equivalent to the B inverter, the load fluctuation tolerance is larger than that of the B inverter, and is excellent in stability. With a simpler circuit configuration than an inverter with a speed search function, synchronous switching can be performed stably even when the load fluctuates. With regard to 3 boosting, efficiency and start-up torque can be greatly improved with a configuration different from the conventional PAM inverter. In addition, an object is to enable stable operation even at light loads.
[0041]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, an inverter device according to the present invention (hereinafter referred to as ESC [Energy Saving Component]) is as follows.
[0042]
The features of this ESC can be summarized as follows.
[0043]
(1) Slip control
In general, in vector control, “slip frequency control” which does not require a speed sensor has recently been put into practical use. This is because excitation current Im and primary current I₁, Torque current I₂To detect and calculate the slip frequency fs,
fs = (1 / 2πT₂) ・ I₂/ Im
(However, T₂: Secondary circuit time constant), and the motor speed (circumference) f_nThe
f₁= F_s10f_n
(However, f₁:-Next frequency).
[0044]
However, the “slip control” described here is a slip detection technique that does not use a speed sensor, unlike the vector control described above, and is based on the AC output power and AC output current of the inverter, and the slip during the rotation of the induction motor. On the other hand, the voltage applied to the induction motor is gradually reduced to find the voltage that minimizes the power consumption that minimizes at least one of the input power and input current of the induction motor. Accordingly, the applied voltage of the induction motor is increased to an operating point obtained by subtracting a predetermined set slip value in accordance with the above to ensure stability.
[0045]
As a result, energy saving equivalent to that of the B inverter is realized, the load fluctuation tolerance is larger than that of the B inverter, and the stability is excellent.
[0046]
  Therefore, in the ESC of the present invention, an inverter device having a converter unit that forward-converts commercial AC power that is input, and an inverter unit that reversely converts the DC power of the converter unit and supplies it to the induction motor.BecauseCurrent detection means for detecting an AC output current of the inverter section; voltage detection means for detecting an AC output voltage of the inverter section; and power calculation means for calculating AC output power from the AC output current and the AC output voltage. ,From the load factor of the induction motor and the power load coefficient obtained from the AC output power, the rated power of the induction motor, the rated current of the induction motor, and the AC output currentSlip calculation means for calculating slip at the time of rotation of the induction motor, and the induction motor by controlling the output voltage of the converter unit or the inverter unit in order to minimize at least one of input power and input current of the induction motor The slip of the induction motor that minimizes at least one of the input power and the input current of the induction motor is calculated from the slip calculation means, and the slip is calculated in advance according to the load of the induction motor. Means for increasing the applied voltage of the induction motor to an operating point obtained by subtracting a set slip value;Means for reducing the input frequency of the induction motor during operation by a ratio corresponding to the set slip value of the induction motor;It has.
[0048]
(2) Synchronous switching
Simplified frequency, voltage, and phase control of inverter output so that the inverter output can be switched from commercial power source to commercial power source when the inverter output matches the frequency, voltage, and phase of commercial AC power source. Realized with a simple circuit configuration.
[0049]
  Therefore, in the ESC of the present invention, the phase difference detection means for detecting the phase difference between the AC power supply voltage and the AC output voltage of the inverter unit, and the voltage difference between the AC power supply voltage and the AC output voltage of the inverter unit. Voltage difference detecting means for detectingThe reference voltage is changed according to the voltage difference detected by the voltage difference detecting means.V / F conversion means for converting the switching frequency of the inverter unit according to the reference voltage from the reference voltage generation means, and V / F conversion according to the phase difference detected by the phase difference detection means A phase shift means for shifting the phase of the output pulse of the means, and the AC power source only when there is no phase difference and voltage difference detected by the phase difference detection means and the voltage difference detection means or within a predetermined range. Selection means for switching the output of the inverter uniting.
[0050]
(3) Boosting when starting the induction motor
At the time of starting the induction motor, the output voltage of the inverter is increased with high efficiency higher than the voltage of the commercial AC power supply, thereby solving the shortage of starting torque and the decrease in motor efficiency, which are the disadvantages of the conventional PAM inverter.
[0051]
For this purpose, the ESC of the present invention has a boosting means for boosting the AC power supply voltage and supplying the boosted voltage to the inverter unit for a certain period. This boosting means boosts the voltage using a transformer or a capacitor and a rectifier. ing.
[0052]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0053]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an ESC control circuit according to an embodiment of the present invention. This block diagram is for easy understanding of the operation of the ESC, and various actual operations are processed by the CPU after A / D conversion.
[0054]
Reference numeral 1 denotes an AC power source, and 2 denotes an induction motor to be controlled by the ESC of this embodiment. Reference numeral 3 denotes a converter unit (forward converter) that converts alternating current into direct current, and reference numeral 5 denotes an inverter unit (inverse converter) that converts direct current to alternating current. The output converted to direct current by the converter unit 3 is smoothed by the smoothing circuit 4. Then, the inverter unit 5 converts the DC power into variable voltage, variable frequency AC power and outputs it.
[0055]
6 is a reference voltage generator, and the voltage and frequency of the AC output supplied to the induction motor 2 are basically set by the reference voltage generated here. That is, the reference voltage from the reference voltage generator 6 is applied to the first voltage regulator 11, and the output voltage of the converter unit 3 is basically determined by the first voltage regulator 11, and accordingly, the inverter unit 5 This also determines the output voltage. The reference voltage from the reference voltage generator 6 is applied to the V / F converter 13, and the output pulse of the V / F converter 13 is distributed by the pulse distributor 14 so that the output frequency of the inverter unit 5 is basically the same. To be determined. The phase shifter 15 is necessary for synchronous switching, which will be described later.
[0056]
Next, the function and operation of the slip control will be described.
[0057]
The output current of the inverter unit 5 is detected by the current detector 16, and the output voltage is detected by the voltage detector 17. The power calculator 20 calculates the power from the outputs of the detectors 16 and 17 by the Blondel theorem.
[0058]
A constant setting adjuster 21 sets basic constants such as rated power, rated current, and load factor of the induction motor.
[0059]
The load factor set as the initial value by the constant setting adjuster 21 is a value obtained by dividing the electric power during commercial operation or boost operation of the induction motor by the rated power.
[0060]
However, since the load factor (Kw) changes depending on the fluctuation of the load of the induction motor, the output P of the power calculator 20 fluctuates when the load fluctuation occurs in the induction motor being operated by the inverter device. Load factor (Kw_o) Is adjusted by the power fluctuation (ΔP).
[0061]
That is, the load factor Kw = Kw_o± ΔP. Here, the positive and negative signs represent an increase and a decrease in load, respectively.
[0062]
The selection condition circuit 22 receives the output current I of the current detector 16 and the output power P of the power calculator 20, and selects at least one of the current I and the power P here. Now, when the power P is selected, one of the outputs of the selection condition circuit 22 is the input P of the slip calculator.₂It becomes.
[0063]
In the slip calculator 23, the slip S of the induction motor 2 is calculated from the output I of the current detector 16, the output P of the power calculator 20, and the output of the constant setting adjuster 21 by the following equation.
[0064]
[Equation 3]

Where P_c2: Secondary copper loss, P₂: Secondary input, P₀: Rated power,
I₀: Rated current, V₀: Rated voltage, cosφ₀: Rated power factor,
r₂: Secondary resistance
Secondary quantities in the above formula I₂ ²/ P₂Is expressed by primary quantities as follows.
[0065]
I₀ ²I₂ ²/ P₂= A ・ K_v・ I²
Where A: constant, K_v: Power load coefficient, I: Primary current (input current)
The power load coefficient is expressed by the following equation.
[0066]
K_v= (AP²+ BP + c) / P
Here, a = −1, b = (P₀Kw + 1), c = (1-K_w)
P: Primary power (input power)
Kw: load factor (= P_c/ P₀), P_c: Primary power during commercial use or boosting
Therefore, S is obtained by the following equation.
[0067]
S = K ・ K_v・ I²/ P₀・ I₀                  (7)
Here, K is a constant, but can be calculated from the design value of the induction motor or the like.
[0068]
Output P of selection condition circuit 22_1m, P₁Are respectively input to the slip setter 24 and the regulated voltage generator 27, where P_1mIs a signal output when the input power of the induction motor 2 is minimized. This P_1mIs obtained as follows.
[0069]
The adjustment voltage generator 27 has an output S of the subtracter 25._tAnd the output P of the selection condition circuit 22₁Until the minimum value of the input power of the induction motor 2 is obtained._tIs no output. That is, the output P of the selection condition circuit 22₁Is input to the regulated voltage generator 27, its output V_pThe minimum value of the input power of the induction motor 2 is obtained by giving a voltage reduction command to the second voltage regulator 12 through the sequential circuit 28.
[0070]
The slip setter 24 reduces the minimum power point slip by a predetermined amount for the purpose of increasing the load fluctuation tolerance of the induction motor. Set this predetermined amount of slip (S₀). This set slip is set in advance by the slip setter 24 in consideration of load fluctuations.
[0071]
Output S of this slip setting device 24₀And S_0fIs the output P of the selection condition circuit 22 when the input power of the induction motor 2 is minimum._1mAre input to the slip setter 24, the subtracter 25 and the frequency adjusting voltage generator 26 are input to the slip setter 24, respectively.
[0072]
The slip that minimizes the input power of the induction motor 2 is calculated by the slip calculator 23, and the set slip S is calculated from the value S.₀Is calculated by the subtractor 25, and the slip S_tIs output. This slip S_tIs input to the regulated voltage generator 27, its output V_pGives a voltage increase command to the second voltage regulator 12 via the sequential circuit 28.
[0073]
The above control algorithm is shown in FIG.
[0074]
First, in the measurement 1, the current detector 16 and the voltage detector 17 detect the current I and the voltage V, the power calculator 20 calculates the power P, and the slip calculator 23 calculates the above (7). The slip is calculated by the equation (step n1).
[0075]
The adjustment voltage generator 27 finds that the minimum power point is found and slips from the subtracter 25._tUntil the primary voltage is given (step n2).
[0076]
In measurement 2, current and voltage are detected, and power and slip are calculated (step n 3), and power P calculated in measurement 2 is calculated.₂Is the power P calculated in measurement 1₁Is exceeded (step n4), and if not, the power P₂Power P₁(Step n42), the process returns to step n2. If it exceeds, it is determined that the minimum power point has been reached, and the routine goes to Step n5.
[0077]
In step n5, the slip set by the slip setter 24 is subtracted by the subtractor 25 from the slip when the minimum power point is reached, and the adjustment voltage generator 27 increases the primary voltage (step n6).
[0078]
Next, in the measurement 3, the current and voltage are detected, and the power and slip are calculated (step n7). It is determined whether the calculated slip is less than the slip calculated in step n5 (step n8). If not, the process returns to step n6.
[0079]
Here, for ease of understanding, the case where the voltage control in the converter unit 3 is performed has been described, but the output voltage may be controlled by the base drive control of the switching element of the inverter unit 5. is there.
[0080]
The sequential circuit 28 outputs the output V of the adjustment voltage generator 27._pIs processed with priority, and the voltage control is terminated. Furthermore, when it is desired to increase the energy saving effect with a decreasing torque load, the output V of the frequency adjusting voltage generator 26 is_fTo reduce the input of the V / F converter 13 and reduce the output frequency of the inverter unit 5. That is, for example, when the set slip is 2% and the induction motor is operating at 54 Hz, the output command of the frequency adjusting voltage generator 26 is 54− (54 × 0.02) = 52.92 (Hz). The induction motor is operated at this frequency.
[0081]
FIG. 2 is a characteristic diagram showing the relationship between input power and input voltage for the induction motor 2. The relationship between the input power and the input voltage of the induction motor is iron loss P_IIncrease and copper loss P_cAnd the reduction of the mechanical load interacts with each other so that the characteristic has the minimum input power value. Therefore, if the input voltage to the induction motor 2 is lowered, the value at which the input power of the induction motor 2 is minimized (in the figure, V_aV_bV_c) Is found, and in the ideal case where there is no load fluctuation, obtaining this point is the optimum minimum power control.
[0082]
FIG. 3 is an explanatory diagram when such optimum minimum power control is performed.
[0083]
Considering the case where the induction motor 2 having the rated voltage Vn and the rated frequency Fn is controlled to the set rotational speed, the conventional normal inverter control has a certain point a (frequency Fr) on the straight line V / F in FIG. , Voltage Vr).
[0084]
However, this point a is not a point that minimizes the input power of the induction motor 2. In the ESC of the present invention, the output voltage value of the converter unit 3 is reduced and automatically adjusted to a voltage value corresponding to the load (point b in FIG. 3), and unnecessary loss of the induction motor 2 is generated. I try not to let you. This is a very effective function depending on the load factor.
[0085]
In this case, the minimum power control can be performed by reducing only the voltage value without substantially reducing the output frequency of the inverter unit 5. This is effective when the load factor is low, and a sufficient energy saving effect is obtained.
[0086]
Next, the stability against load fluctuations in the ESC of the present invention will be described.
[0087]
Assuming that the slip of the induction motor rotating at a constant load is S, the slip when there is a load fluctuation γ is S + γ, but this is the rotational force T that returns to S when γ is very small. It is expressed by a formula.
[0088]

Where V: terminal voltage, V₀: Internal voltage, ω: Synchronous angular velocity, χ: Reactance, k = (3VV₀/ Ωχ) cosS.
[0089]
Further, assuming that the braking coefficient of the induction motor is D and the moment of inertia is J, the stability characteristic equation due to load fluctuation is as follows.
[0090]
J (d²γ / dt²) + D (dγ / dt) + kγ = 0
This solution is
γ = Aεα^t+ Bεβ^t                                          (8)
However,
[0091]
[Expression 4]

[0092]
[Equation 5]

  From the solution of equation (8), discriminant D²Stable if -4kJ ≧ 0, D²If -4 kJ <0, it becomes unstable.
[0093]
Also, equation (8) is
γ = ε^{-{D / (2J)} t}{Aε^Jzt+ Bε^Jzt}
However,
[0094]
[Formula 6]

Therefore, the frequency f of vibration due to load fluctuation is as follows.
[0095]
[Expression 7]

The natural vibration frequency f₀Is as follows.
[0096]
[Equation 8]

That is, in order to stably operate an induction motor, it is necessary to keep the period of forced vibration due to load fluctuations and the period of natural vibration of the induction motor (± 20% or more), but the period of natural vibration of a normal induction motor is Since it is within a few seconds, care must be taken when the load fluctuation becomes a repetitive cycle within a few seconds.
[0097]
Here, the relationship between slip and torque will be described.
[0098]
As is well known, the torque of an induction motor (hereinafter referred to as a motor) is expressed as follows in terms of secondary quantities.
[0099]
T = m₂E₂ ²Sr₂/ Ω₁・ {R₂ ²+ (Sx₂)²} [Nm] (9)
Where m₂: Number of phases of secondary winding (cage type m₂= Number of slots / number of pole pairs)
E₂: Secondary induced electromotive force, S: Slip
ω₁: Synchronous rotation angular velocity, r₂: Secondary circuit resistance
x₂: Secondary circuit reactance
In equation (9), the maximum torque is T_m, S slip at that time_mThen, it is well known that each is expressed by the following equation.
[0100]
S_m= R₂/ X₂                                                (10)
T_m= M₂E₂ ²/ Ω₁・ 2x₂                                     (11)
Where T_mAnd S_mIf the torque T in equation (9) is expressed using
T = 2T_m/ {(S_m/ S) + (S / S_m)} (12)
Thus, the relationship between slip and torque becomes even clearer. That is,
(1) S> S_mWhen (S_m/ S) << (S / S_m)
T ≒ 2T_mS_m/ S (13)
(2) S <S_mWhen (S_m/ S) >> (S / S_m)
T ≒ 2T_mS / S_m                                             (14)
(3) S ≒ S_mWhen (S_m/ S) ≒ (S / S_m) ≒ 1
T ≒ T_m                                                      (15)
The above simplified formulas well represent the characteristics of torque.
[0101]
By the way, the equation (9) is expressed as follows when the torque is expressed by a simple equivalent circuit using the primary side converted value.
[0102]
T = m₁V₁ ²(R₂'/ S) / ω₁・ {(R₂’/ S)²+ X ’₂ ²} (16)
Where m₁: Number of phases of primary winding
V₁: Primary supply voltage
Based on the equation (16), the torque speed characteristic when the primary supply voltage is changed is shown as a solid line in FIG. That is, this solid line represents the motor torque T_MAnd V_1nRepresents the power supply voltage.
[0103]
Further, the broken lines in FIG. 8 indicate the expressions (13), (14), and (15). For example, V₁= 3 / 4V_1nIn the characteristics, the equation (13) represents a hyperbola abc, and the equation (14) represents a straight line cdo. At the intersection c between the two, S = S_m , T = 2T_mIt is. Equation (15) represents a straight line bmd parallel to the horizontal axis, and S = 2S at the intersection b with the curve abc._mS = S at the intersection d of the straight line cdo_m/ 2. Therefore, the torque speed curve represented by the equation (12) can be represented by an abmdo approximate curve indicated by a broken line.
[0104]
Based on FIG. 8, the stability (load fluctuation tolerance) of the motor will be described qualitatively. Now load torque is T_LIn order to maximize the energy saving effect, V₁= 1 / 2V_1nUntil then, the primary supply voltage to the motor may be lowered. The stable operating point of the motor at this time is E '_sIs a point. (5% reduction from maximum torque). The slip and maximum torque at this time are S 'and T', respectively._mHowever, when the load fluctuates (increases), T '_m-E ’_sIs very small, causing a stall phenomenon and the motor is likely to stop. Therefore, to avoid this phenomenon and improve stability, V₁= 1/3^1/2V_1nSuppose that the primary supply voltage is increased. This is a set slip S₁Is equivalent to 1.0 (%). Assuming that the stalling torque (storing torque) of this motor (2.2 KW) is 240% of the rated torque (generally designed in the range of 200 to 250%), the load factor of this motor is about 60 %. Therefore, the slip S that determines the primary supply voltage rise S_vIs as follows.
[0105]
S_v= S_r-S₁                                                (17)
Where Sr: slip when primary supply voltage reaches minimum power
S₁: Setting slip
Now, the motor S of 2.2KW, load factor 60%_vIs calculated by Equation (7) and Equation (17)
S_v= 1.74-1.0 = 0.74 (%)
That is, S_vThe primary supply voltage corresponding to the value is 115V (in the 200V system), and the stable operating point of the motor at that time is E "in FIG._sIt becomes. The load increase margin is T ”_m-E "_sAnd the margin for slip S is T '_m-E ’_sCompared to the above, the durability is increased by about 20 times. In this example, the set slip is set to 1.0% for easy understanding in the figure, and the load fluctuation tolerance when the set slip is set to 0.27% is the load torque as shown in FIG._nAssuming that, it will be about five times greater, but this withstand varies depending on the type of load and the load factor.
[0106]
As an example, FIG. 4 shows the load fluctuation and ESC stability characteristics when the load fluctuation period is 3 seconds, the load factor is 80% (slip 4%), and the slip reduction is 2%.
[0107]
In this case, the natural vibration period of the induction motor is 2.8 seconds, which is close to the load fluctuation period, but the load fluctuation increase 190% is the stability limit, and even when the load fluctuation tolerance is defined as 150%, this degree It will be able to withstand sudden load fluctuations. Thereby, the stability is improved.
[0108]
When the motor load increases and becomes unstable, power consumption increases. Therefore, if power consumption is detected and this increases by a certain percentage or more, the stability can be improved by performing synchronous switching and commercial operation.
[0109]
Next, the configuration and operation of the boost function will be described.
[0110]
Although the conventional PAM inverter has a boosting function, the output voltage is small and the starting torque is low particularly when the load is started. Further, since the output voltage is controlled by chopping the output of the converter unit by the chopper unit, there is a problem that efficiency is lowered by intermittent switching.
[0111]
Therefore, in the ESC of this embodiment, a booster circuit 9 and a setter 10 are provided so that the AC voltage of the AC power supply 1 is applied from the booster circuit 9 through the setter 10 to the smoothing circuit 4.
[0112]
The booster circuit 9 here is composed of a rectifier circuit that combines, for example, a transformer, a current limiting resistor, a backflow prevention diode (not shown), etc., and boosts the output of the converter unit 3 without chopping. . The booster circuit 9 can be configured by combining a capacitor and a rectifier circuit.
[0113]
The setter 10 is constituted by a timer for setting a boosting time or a switch operated by an external signal, and supplies the output of the boosting circuit 9 to the smoothing circuit 4 when the induction motor 2 is started. The operation of the booster circuit 9 is cut off at the point of time when a transition to a steady state occurs and the output of the converter unit 3 is supplied to the smoothing circuit 4. The setting device 10 can also be incorporated in the booster circuit 9.
[0114]
Next, the configuration and operation of the synchronization switching function will be described.
[0115]
In order to perform the synchronous switching, it is necessary to control the output of the inverter unit 5 so that the frequency, voltage, and phase of the output of the inverter unit 5 coincide with each other.
[0116]
Therefore, the output voltage Viv of the inverter unit 5 and the output voltage Vcc of the AC power supply 1 are input to the first and second zero cross comparators 30 and 31, respectively.
[0117]
The first and second zero cross comparators 30 and 31 generate a pulse when the AC signal crosses the zero point, and convert it into a square wave.
[0118]
The outputs of the first and second zero-cross comparators 30 and 31 are rectified by the first and second rectifier circuits 32 and 33, respectively, to generate a square wave signal e on the positive side._iv, E_ccOnly is taken out.
[0119]
The phase comparator 34 comprises, for example, an EX-OR circuit, and both output signals e of the first and second zero-cross comparators 30 and 31._iv, E_ccAnd the phase difference information of both signals is output in the form of a square wave.
[0120]
The integrator 35 integrates the output of the phase comparator 34 (triangular wave shape), and the peak value is held by the peak hold circuit 36. The output Ec of the peak hold circuit 36 and the output e of the first rectifier circuit 32_ivAre both input to the phase adjuster 37.
[0121]
The phase adjuster 37 includes, for example, a triangular wave generator, a comparator, and a PLL circuit (not shown).
[0122]
Here, the output of the peak hold circuit 36 is input to the phase adjuster 37 as the control voltage Ec, and the output voltage e of the first rectifier circuit 32 is determined by the magnitude of the control voltage Ec._ivOutput voltage e of phase adjuster 37 with respect to_FourThe phase of changes.
[0123]
That is, the output e of the phase adjuster 37_FourIs the input signal e_ivIs a square wave with a duty of 50%, which is 90 ° out of phase with respect to both signals e_iv, E_ccOutput signal e of the phase adjuster 37 in accordance with the phase difference of_FourThe phase of changes. Ec and e_FourFIG. 5 shows the relationship between the phase differences.
[0124]
Output signal e of phase adjuster 37_FourAnd the output signal e of the first rectifier circuit 32_ivAre input to the phase matching circuit 41.
[0125]
The phase matching circuit 41 receives both signals e_Four, E_ivIf there is a phase difference, information on the phase difference is provided to the phase shifter 15 via the D / A converter 45. Therefore, the phase shifter 15 distributes the pulse input to the inverter unit 5. The pulse from the device 14 is shifted so that the phase difference becomes zero.
[0126]
When the phase difference is zero, that is, when the AC output of the inverter unit 5 and the AC output of the AC power supply 1 match, the phase matching circuit 41 outputs a high level signal, which is given to the AND circuit 42.
[0127]
Therefore, in the case of this embodiment, the AC output of the inverter unit 5 always coincides with the phase of the AC output of the AC power source 1 regardless of whether the induction motor 2 is started up or in a steady state or synchronously switched. Will do.
[0128]
On the other hand, the AC voltage Vcc of the AC power source 1 and the output voltage Viv of the inverter unit 5 are both detected and input to the voltage matching circuit 40 by a detection circuit (not shown).
[0129]
The voltage matching circuit 40 compares the difference between the two voltages Vcc and Vin, and outputs a high level signal when the voltage difference is zero, that is, when the AC voltage Viv of the inverter unit 5 and the AC voltage Vcc of the AC power supply 1 match. This is given to the logical product circuit 42. The information on the difference between the two voltages Vcc and Vin in the voltage matching circuit 40 is given to the reference voltage generator 6 via the D / A converter 44 only when the switch 48 for synchronous switching is turned on. The voltage is changed.
[0130]
The switch 43 selectively switches between the output of the AC power source 1 and the output of the inverter unit 5. For example, the switch 43 is composed of an SSC (semiconductor contactor), and a high level signal is output from the AND circuit 42. In addition, the AC power from the AC power source 1 operates so as to be supplied to the induction motor 2.
[0131]
Next, the overall operation of the ESC in this embodiment shown in FIG. 1 will be described.
[0132]
Outside of the case of performing the synchronous switching, the operation unit 46 is not operated, and therefore the synchronous switching switches 47 and 48 are both turned off. Therefore, at this time, since the output of the AND circuit 42 is not applied to the switch 43, the connection of the switch 43 is switched so that the output of the inverter unit 5 is supplied to the induction motor 2.
[0133]
When the induction motor 2 is started, AC power from the AC power source 1 is applied to the inverter unit 5 through the booster circuit 9, the setting device 10, and the smoothing circuit 4. At this time, since the output voltage of the AC power supply 1 is boosted by the booster circuit 9, the output voltage Viv of the inverter unit 5 also increases and is supplied to the induction motor 2 via the switch 43. Therefore, the starting torque of the induction motor 2 is sufficiently secured as compared with the conventional PAM inverter. Further, the booster circuit 9 is efficient because it does not chop AC.
[0134]
Since the output of the booster circuit 9 is interrupted by the setting device 10 when the induction motor 2 shifts to a steady state after a predetermined time has elapsed since the start-up, the AC power of the AC power source 1 is now converted to the converter unit 3 and It is supplied to the inverter unit 5 through the smoothing circuit 4.
[0135]
At this time, since the switch 48 is off, a predetermined reference voltage set in advance is generated from the reference voltage generator 6, and this reference voltage is applied to the first voltage regulator 11, and the voltage V1 corresponding thereto is converted to the converter. Supplied to section 3.
[0136]
Further, the output V2 of the second regulator 12 by the slip control is also supplied to the converter unit 3, and the converter unit 3 gradually reduces the applied voltage of the induction motor 2 to at least one of the input power and the input current of the induction motor 2. The applied voltage is increased from the slip at this time to an operating point obtained by subtracting a predetermined set slip value in accordance with the load of the induction motor 2 to ensure stability and optimal control is performed. The details are as described above.
[0137]
The reference voltage is input to the V / F converter 13 and frequency-converted, whereby the output frequency of the inverter unit 5 is determined.
[0138]
Next, when the operation unit 46 is operated to perform synchronous switching, both the switches 47 and 48 are turned on accordingly.
[0139]
Therefore, the voltage matching circuit 40 measures the difference in the wave height between the voltage Vcc of the AC power supply 1 and the output voltage Viv of the inverter unit 5 and outputs information on the wave height difference to the reference voltage generator 6 via the switch 48.
[0140]
The reference voltage generator 6 changes the reference voltage on the basis of the information on the wave height difference, whereby the output voltage V1 of the first voltage regulator 11 is set so that the wave height difference between the two voltages Vcc and Vin becomes substantially zero. Is changed. When the wave height difference is zero, that is, when both voltages Vcc and Viv match, a high level signal is output from the voltage matching circuit 40.
[0141]
In this case, the V / F converter 13 changes the output frequency of the inverter unit 5 while maintaining V / F = a constant relationship, so that the frequency of the AC power supply 1 and the output frequency of the inverter unit 5 also match.
[0142]
Further, as described above, the phase matching circuit 41 is connected to both signals e._Four, E_ivIf there is a phase difference, information on the phase difference is provided to the phase shifter 15 via the D / A converter 45. Therefore, the phase shifter 15 distributes the pulse input to the inverter unit 5. The pulse from the device 14 is shifted so that the phase difference becomes zero.
[0143]
When the phase difference is zero, that is, when the AC output of the inverter unit 5 and the AC output of the AC power supply 1 match, the phase matching circuit 41 outputs a high level signal, which is given to the AND circuit 42.
[0144]
When both the output of the voltage matching circuit 40 and the output of the phase matching circuit 41 become high level, the output of the AND circuit 42 also becomes high level, and this signal is input to the switch 43 via the switch 47.
[0145]
In response to this, the switch 43 executes synchronous switching from the output of the inverter unit 5 to the output of the AC power supply 1, and thereby the induction motor 2 continues to rotate without shock without stopping.
[0146]
In addition, although said description is a case where the output of the inverter part 5 is switched to the output of the alternating current power supply 1, the basic operation | movement is the same also when switching to the output of the inverter part 5 from the alternating current power supply 1 conversely. .
[0147]
Use of the ESC of the present invention having such a function is preferable because energy can be saved even when a machine having a large load fluctuation range, such as a vacuum vapor deposition apparatus, is used.
[0148]
That is, such a vacuum vapor deposition apparatus is extremely heavy until it reaches a predetermined degree of vacuum after startup (several minutes to several tens of minutes), and thereafter the load decreases to 1/10 or less.
[0149]
Therefore, in order to apply the ESC to such an application, immediately after startup, an operation using the rectifier circuit 9 is performed in order to secure the starting torque of the induction motor 2, and then the predetermined degree of vacuum is quickly reached. In order to reach the target, the operation is switched to the operation using the commercial AC power supply 1 and, after reaching a predetermined degree of vacuum, in order to give priority to energy saving, the frequency and voltage By reducing the operation, it is possible to achieve significant energy savings.
[0150]
【The invention's effect】
The inverter device (ESC) of the present invention has the following effects.
[0151]
(1) The energy-saving characteristics are equivalent to the recently developed B inverter, but the ESC of the present invention has a load fluctuation tolerance for operation / stop and sudden load fluctuations that are much higher frequency than the B inverter. Large and excellent in stability. Therefore, not only a gradually decreasing torque load such as a pump or a blower but also a large torque saving can be achieved even when applied to a constant torque load such as a conveyor having a heavy load fluctuation.
[0152]
(2) Synchronous switching and boosting functions are not available in conventional inverter devices, and as a result, higher output and higher efficiency can be achieved, and the use is greatly expanded. In particular, with regard to synchronous switching, it is possible to perform synchronous switching stably even when the load fluctuates with a simpler circuit configuration than an inverter with a speed search function. Further, with respect to boosting, the configuration and the starting torque can be significantly improved with a configuration different from that of the conventional PAM inverter, and stable operation can be performed even at light loads.
[0153]
(3) By analyzing the stability of slip control, the concept of load fluctuation tolerance can be newly introduced, and a reliability index can be established as a standard specification for future inverters.
[0154]
(4) In this way, ESC can be very effective not only for energy saving but also for improving the productivity of factory lines.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an inverter device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram showing the relationship between input voltage and input power for an induction motor.
FIG. 3 is an explanatory diagram of minimum power control of an induction motor.
FIG. 4 is a characteristic diagram showing stability with respect to load fluctuations of the inverter device according to the embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a characteristic diagram showing the relationship between a control voltage input to the phase adjuster and an output signal for phase adjustment output from the phase adjuster.
FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the voltage supplied to the induction motor and the loss.
FIG. 7 is a flowchart for explaining the operation.
FIG. 8 is a graph showing torque speed characteristics when the primary supply voltage is changed.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC power source, 2 ... Induction motor, 3 ... Converter part, 4 ... Smoothing circuit, 5 ... Inverter part, 6 ... Reference voltage generator, 9 ... Booster circuit, 10 ... Setter, 11, 12 ... 1st, 1st 2 voltage regulator, 13 ... V / F converter, 14 ... pulse distributor, 15 ... phase shifter, 16 ... current detector, 17 ... voltage detector, 20 ... power calculator, 23 ... slip calculator, 30 , 31 ... first and second zero cross comparators, 32, 33 ... first and second rectifier circuits, 34 ... phase comparator, 35 ... integrator, 36 ... peak hold circuit, 37 ... phase adjuster, 40 ... voltage Match circuit 41... Phase match circuit 43 43 Switch 46 Operation unit 47 48 Switch

Claims (1)

An inverter device having a converter unit that forward-converts commercial AC power that is input, and an inverter unit that reversely converts DC power of the converter unit and supplies it to an induction motor ,
Current detecting means for detecting an AC output current of the inverter unit;
Voltage detecting means for detecting an AC output voltage of the inverter unit;
Power calculating means for calculating AC output power from the AC output current and the AC output voltage;
The slip during rotation of the induction motor is calculated from the load factor of the induction motor and the power load coefficient obtained from the AC output power, the rated power of the induction motor, the rated current of the induction motor, and the AC output current. Slip calculating means for calculating,
Means for reducing the applied voltage of the induction motor by controlling the output voltage of the converter unit or the inverter unit in order to minimize at least one of input power and input current of the induction motor;
The slip of the induction motor that minimizes at least one of the input power and the input current of the induction motor is calculated from the slip calculation means, and the value of the preset slip determined in accordance with the load of the induction motor is subtracted from this slip Means for increasing the applied voltage of the induction motor to an operating point;
Means for reducing the input frequency of the induction motor by a ratio corresponding to the value of the set slip of the induction motor;
Phase difference detection means for detecting a phase difference between the AC power supply voltage and the AC output voltage of the inverter unit;
Voltage difference detecting means for detecting a voltage difference between the AC power supply voltage and the AC output voltage of the inverter unit;
V / F conversion for converting the reference voltage from the reference voltage generating means configured to change the reference voltage according to the voltage difference detected by the voltage difference detecting means to convert the switching frequency of the inverter unit according to the magnitude of the reference voltage. Means,
Phase shifting means for shifting the phase of the output pulse of the V / F conversion means in accordance with the phase difference detected by the phase difference detection means;
Selection means for switching between the AC power supply and the output of the inverter unit only when there is no phase difference and voltage difference detected by the phase difference detection means and the voltage difference detection means, or within a predetermined range;
Boosting means for boosting the AC power supply voltage using a transformer or a capacitor and a rectifier, and supplying the boosted voltage to the inverter unit for a certain period;
An inverter device comprising:

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