JP3699517B2 - Semiconductor switch control circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体素子で構成されるスイッチ回路の開閉動作を制御する制御回路に関するものである。
【0002】
近年、電磁バルブ等の負荷に供給する電力を開閉するためのスイッチ回路に半導体素子が使用されるようになり、その使用範囲もますます拡大されている。このため、高電圧で駆動される負荷に対して、十分な電力を供給し得る半導体スイッチ回路及びそのスイッチ回路を開閉制御する制御回路が必要となっている。
【0003】
【従来の技術】
図5は、従来の半導体スイッチ制御回路を示す。NチャネルMOSトランジスタで構成される出力トランジスタTr1のドレインには電源VA が供給され、その出力トランジスタTr1のソースは、負荷Lに接続される。
【0004】
能動素子としてバイポーラトランジスタが使用されるチャージポンプ1には前記電源VA が供給される。そのチャージポンプ1は、クロック信号CLKの入力に基づいて、電源VA を昇圧した出力信号POを前記出力トランジスタTr1のゲートに出力する。従って、出力トランジスタTr1のゲートには、前記電源VA より高い電圧が入力される。
【0005】
前記出力トランジスタTr1のゲートには、NPNトランジスタTr2のコレクタが接続され、同トランジスタTr2のエミッタはグランドGNDに接続され、ベースには制御信号CSが入力される。
【0006】
前記トランジスタTr2の電流駆動能力は、チャージポンプ1の負荷駆動能力に優り、同トランジスタTr2がオンされると、出力トランジスタTr1のゲート電位はほぼグランドGNDレベルとなるように設定される。
【0007】
このように構成された半導体スイッチ制御回路では、電源VA が供給されて、制御信号CSによりトランジスタTr2がオフされると、チャージポンプ1の出力信号に基づいて出力トランジスタTr1がオンされる。
【0008】
このとき、出力トランジスタTr1のゲート電圧は電源VA より同トランジスタTr1のしきい値分以上高くなるので、出力トランジスタTr1のソースから出力される出力電圧は、電源VA レベルとなる。
【0009】
また、制御信号CSによりトランジスタTr2がオンされると、出力トランジスタTr1のゲート電圧がほぼグランドGNDレベルまで低下して、出力トランジスタTr1がオフされる。従って、負荷Lへの電力供給が停止される。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような半導体スイッチ制御回路では、負荷Lを駆動するために高電圧が必要となると、電源VA として所要の高電圧が供給される。すると、チャージポンプ1は電源VA をさらに昇圧した出力電圧を出力する必要があるとともに、トランジスタTr2のコレクタにはチャージポンプ1の昇圧出力電圧が印加される。
【0011】
従って、チャージポンプ1を構成するトランジスタ及びトランジスタTr2には十分な耐圧を確保する必要があるが、半導体装置上に形成されるチャージポンプ1及びトランジスタTr2の耐圧を十分に確保することは困難である。
【0012】
また、出力トランジスタをPチャネルMOSトランジスタで構成すると、そのトランジスタのゲート電圧を電源VA より昇圧する必要はないので、チャージポンプは不要となり、その出力トランジスタの動作を制御する回路に電源VA の電圧レベル以上の耐圧を確保する必要はない。
【0013】
ところが、PチャネルMOSトランジスタはNチャネルMOSトランジスタに比べてオン抵抗が高く、また十分な耐圧も確保し難い。従って、PチャネルMOSトランジスタは、十分な耐圧を確保しながら、負荷Lに十分な電力を供給するためのスイッチング素子としてはNチャネルMOSトランジスタより特性が劣るという問題点がある。
【0014】
この発明の目的は、負荷に十分な電圧と、十分な電力を供給し得る半導体スイッチ制御回路を提供することにある。
【0015】
【課題を解決するための手段】
請求項1では、第一及び第二のパルス信号生成回路15,16は、第一の電源VB の供給に基づいて、パルス信号を出力する。前記第一及び第二のパルス信号生成回路15,16は、制御信号CSに基づいていずれか一方が活性化される。出力トランジスタTr11 は、前記第一の電源VB より高電圧の第二の電源VA がドレインに供給され、ソースが出力端子To に接続されるNチャネルMOSトランジスタで構成される。第一の制御回路17は、アノードが第一の容量C1を介して前記第一のパルス信号生成回路15に接続されるとともにカソードが前記出力トランジスタのゲートに接続される第一のダイオード、及びアノードが前記出力トランジスタのソースに接続されるとともにカソードが前記第一のダイオードのアノードに接続される第二のダイオードにより構成されており、前記出力端子T o から出力される出力電圧を、前記第一のパルス信号生成回路15から出力されるパルス信号と前記第一の容量C1の容量結合とに基づいて昇圧し、その昇圧電圧を、前記出力トランジスタTr11 のゲートに出力して該出力トランジスタTr11 をオンさせる。第二の制御回路18は、前記第二のパルス信号生成回路16から第二の容量C2を介して出力されるパルス信号に基づいて、前記出力トランジスタTr11 のゲートを前記出力端子To に接続して該出力トランジスタT r11 のゲート電圧を低下させることにより、前記出力トランジスタTr11 をオフさせる。
【0016】
請求項2では、前記第二の制御回路は、容量結合を介した前記第二のパルス信号生成回路からの入力信号に基づいて、前記出力トランジスタのゲートとソースとを断続的に接続する第一のスイッチング素子と、前記出力トランジスタのオン動作に基づいて、前記出力トランジスタのゲート及び前記第一のスイッチング素子の制御端子を接続することにより該制御端子の電位を前記第一のスイッチング素子におけるエミッタの電位よりも低くして前記第一のスイッチング素子をオフさせる第二のスイッチング素子とから構成されており、前記第二のスイッチング素子における制御端子が前記第一のスイッチング素子におけるエミッタと接続されている。
【0017】
請求項3では、前記第一及び第二のスイッチング素子は、第一及び第二のNPNトランジスタで構成され、前記第二のNPNトランジスタのベースとコレクタとで前記第二のダイオードが構成される。
【0018】
請求項4では、前記第一及び第二のスイッチング素子は、第一及び第二のNチャネルMOSトランジスタで構成される。
請求項5では、前記第二のスイッチング素子は、ダイオードで構成される。
【0019】
(作用)
請求項1では、第一のパルス信号生成回路15からパルス信号が出力されると、該パルス信号は第一の容量C1及び第一のダイオードD2を介して出力トランジスタT r11 のゲートに入力される。すると、出力トランジスタTr11 のゲート電圧が第二の電源電圧VA より昇圧されて、出力トランジスタTr11 がオンされるので、出力端子To から第二の電源電圧VA が出力される。第二のパルス信号生成回路16からパルス信号が出力されると、出力トランジスタTr11 のゲート電圧がソース電圧と同電位となって、出力トランジスタTr11 がオフされる。
【0020】
請求項2では、第二のスイッチング素子により、第一のスイッチング素子の制御端子に接続される第二の容量が充電される。第二のパルス信号生成回路からパルス信号が出力されると、第一の制御回路での昇圧動作が停止され、第一のスイッチング素子で出力トランジスタのゲートとソースとが断続的に接続されて、出力トランジスタがオフされる。
【0021】
請求項3では、第二のNPNトランジスタのベースとコレクタが第二のダイオードとして動作する。
請求項4では、第一及び第二のスイッチング素子がNチャネルMOSトランジスタで構成されて、耐圧の確保が容易となる。
【0022】
請求項5では、出力トランジスタのゲート電圧が昇圧されると、ダイオードを介して第一のスイッチング素子の制御端子に接続された容量が充電される。
【0023】
【発明の実施の形態】
(第一の実施の形態)
図2は、この発明を具体化した半導体スイッチ制御回路の第一の実施の形態を示す。発振回路11は、電源VB の供給に基づいて、一定周波数のパルス信号をAND回路12a,12bに出力する。
【0024】
前記AND回路12aには、制御信号CSが入力され、前記AND回路12bには、前記制御信号CSがインバータ回路13を介して入力される。
前記AND回路12aの出力信号は、容量C1を介してダイオードD2のアノードに出力される。前記ダイオードD2のアノードは、ダイオードD1のカソードに接続され、そのダイオードD1のアノードは、出力端子To に接続される。前記出力端子To には、負荷RL が接続される。
【0025】
前記ダイオードD2のカソードは、NチャネルMOSトランジスタで構成される出力トランジスタTr11 のゲートに接続され、その出力トランジスタTr11 のドレインには電源VA が供給され、ソースは前記出力端子To に接続される。
【0026】
前記AND回路12bの出力信号は、容量C2を介してNPNトランジスタTr12 のベースに入力され、同トランジスタTr12 のコレクタは、前記出力トランジスタTr11 のゲートに接続され、エミッタは前記出力端子To に接続される。
【0027】
また、出力トランジスタTr11 のゲートには、NPNトランジスタTr13 のコレクタが接続され、同トランジスタTr13 のエミッタは前記トランジスタTr12 のベースに接続され、同トランジスタTr13 のベースは出力端子To に接続される。
【0028】
このように構成された半導体スイッチ制御回路では、制御信号CSがHレベルとなると、AND回路12aの出力信号は、発振回路11の出力信号に基づくパルス信号となる。また、AND回路12bの出力信号は、Lレベルに固定され、トランジスタTr12 はオフされる。
【0029】
AND回路12aからのパルス信号の出力に基づいて、出力トランジスタTr11 のゲート電圧は徐々に上昇し、出力トランジスタTr11 がオンされると、出力端子To から負荷RL に電源VA が供給される。
【0030】
すると、負荷RL への供給電圧が、ダイオードD1を介してダイオードD2のアノードに供給されるため、AND回路12aから出力されるパルス信号と容量C1による容量結合に基づいて、ダイオードD2のアノード電位は電源VA の電圧以上に昇圧される。その昇圧電圧は、電源VA よりほぼAND回路12aから出力されるパルス信号の振幅分高くなる。
【0031】
このとき、トランジスタTr13 はオンされて、容量C2が充電され、トランジスタTr12 のベース電位は、負荷RL への供給電圧からトランジスタTr13 のベース・エミッタ間電圧降下分低下した電位となる。また、トランジスタTr12 はベース電位よりエミッタ電位の方が高くなるので、オンされない。
【0032】
このような動作により、出力トランジスタTr11 のゲート電圧は電源VA より同トランジスタTr11 のしきい値分以上高くなるため、負荷RL には電源VA の電圧レベルが供給される。
【0033】
また、制御信号CSがLレベルとなると、AND回路12aの出力信号はLレベルに固定され、AND回路12bの出力信号は発振回路11の出力信号に基づくパルス信号となる。
【0034】
すると、トランジスタTr12 のベース電位は、負荷RL への供給電圧からトランジスタTr13 のベース・エミッタ間電圧降下分低下した電位に維持されていたので、トランジスタTr12 のベースには、容量C2による容量結合により、その電位を下限値としたパルス信号が入力される。
【0035】
従って、トランジスタTr12 が断続的にオンされて、出力トランジスタTr11 のゲート電位が低下し、出力トランジスタTr11 がオフされる。この結果、負荷RL への電源VA の供給が停止される。
【0036】
以上のような半導体スイッチ制御回路では、次のような作用効果を得ることができる。
(イ)制御信号CSをHレベルとすれば、出力トランジスタTr11 のゲート電位を、電源VA より出力トランジスタTr11 のしきい値分以上高く昇圧することができるので、負荷RL に電源VA の電圧レベルを供給することができる。また、出力トランジスタTr11 はNチャネルMOSトランジスタで構成されるので、耐圧の確保が容易であるとともに、オン抵抗が小さいので、負荷RL に十分な電力を供給することができる。
(ロ)出力トランジスタTr11 のゲートへの昇圧電圧の供給は、AND回路12aから出力されるパルス信号と、容量C1による容量結合と、ダイオードD1,D2による整流作用により行われるので、AND回路12a及びそのAND回路12aにパルス信号を供給する発振回路11の電源VB は、電源VA より低電圧の電源でよい。また、AND回路12b及びインバータ回路13の電源も、電源VB でよい。
【0037】
従って、電源VA が高電圧化されても、AND回路12a及び発振回路11の耐圧を高くする必要はない。
(ハ)トランジスタTr12 ,Tr13 のコレクタ・エミッタ間には、昇圧電圧とグランドGNDとの電圧差が印加されることはなく、昇圧電圧と、負荷RL への供給電圧との電位差分が印加される。従って、トランジスタTr12 ,Tr13 の耐圧を高くする必要はない。同様に、ダイオードD1,D2の耐圧を高くする必要もない。
(ニ)容量C1,C2には、電源VA とグランドGNDレベルとの電位差が印加されるので、十分な耐圧が必要となるが、その容量C1,C2を外付け素子とすれば、耐圧を確保することも容易である。
(ホ)電源VA で動作する回路と、電源VB で動作する回路とは、容量C1,C2を介して接続されて、互いの回路が直流的に遮断されているので、電源電圧の相違による互いの回路の干渉はない。
(第二の実施の形態)
図3は、第二の実施の形態を示す。この実施の形態は、前記第一の実施の形態のトランジスタTr12 ,Tr13 をNチャネルMOSトランジスタTr14 ,Tr15 で構成したものである。
【0038】
このような構成により、前記実施の形態と同様な作用効果を得ることができる。また、トランジスタTr14 ,Tr15 がNチャネルMOSトランジスタで構成されるので、耐圧の確保も容易となる。特に、出力トランジスタTr11 がオフされたとき、トランジスタTr14 のドレイン・ソース間には昇圧電圧とグランドGNDとの電位差が瞬間的に印加されるため、その電位差に対する耐圧を確保する事が容易となる。
(第三の実施の形態)
図4は、第三の実施の形態を示す。この実施の形態は、前記第一の実施の形態のダイオードD1を削除し、トランジスタTr13 のコレクタをダイオードD2のアノードに接続したものである。
【0039】
このような構成により、AND回路12aからパルス信号が出力されると、出力トランジスタTr11 の電位が上昇して、その出力トランジスタTr11 がオンされる。
【0040】
そして、負荷RL への供給電圧が上昇して、トランジスタTr13 のベース電位がそのコレクタ電位より高くなると、その供給電圧が同トランジスタTr13 のベースからコレクタに供給される。
【0041】
従って、トランジスタTr13 のベース・コレクタが前記第一の実施の形態のダイオードD1と等価となる。このような構成により、前記第一の実施の形態よりダイオードを一つ削減することができる。
【0042】
また、第一及び第二の実施の形態の前記トランジスタTr13 , Tr15 をダイオードに置換してもよい。
前記実施の形態から把握できる請求項以外の技術思想を以下にその効果とともに述べる。
(1)請求項2において、第一のスイッチング素子をNチャネルMOSトランジスタで構成した。第一のスイッチング素子の耐圧を確保することが容易となる。
【0043】
【発明の効果】
以上詳述したように、この発明は負荷に十分な電圧と、十分な電力を供給し得る半導体スイッチ制御回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の原理説明図である。
【図2】 第一の実施の形態を示す回路図である。
【図3】 第二の実施の形態を示す回路図である。
【図4】 第三の実施の形態を示す回路図である。
【図5】 従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
15 第一のパルス信号生成回路
16 第二のパルス信号生成回路
17 第一の制御回路
18 第二の制御回路
VB 第一の電源
VA 第二の電源
CS 制御信号
To 出力端子
Tr11 出力トランジスタ
C1,C2 容量[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control circuit for controlling an opening / closing operation of a switch circuit composed of semiconductor elements.
[0002]
In recent years, semiconductor elements have been used in switch circuits for opening and closing power supplied to a load such as an electromagnetic valve, and the range of use has been expanded. For this reason, a semiconductor switch circuit that can supply sufficient power to a load driven by a high voltage and a control circuit that controls opening and closing of the switch circuit are required.
[0003]
[Prior art]
FIG. 5 shows a conventional semiconductor switch control circuit. The power supply VA is supplied to the drain of the output transistor Tr1 formed of an N-channel MOS transistor, and the source of the output transistor Tr1 is connected to the load L.
[0004]
The power source VA is supplied to a
[0005]
The collector of the NPN transistor Tr2 is connected to the gate of the output transistor Tr1, the emitter of the transistor Tr2 is connected to the ground GND, and the control signal CS is input to the base.
[0006]
The current drive capability of the transistor Tr2 is superior to the load drive capability of the
[0007]
In the semiconductor switch control circuit configured as described above, when the power supply VA is supplied and the transistor Tr2 is turned off by the control signal CS, the output transistor Tr1 is turned on based on the output signal of the
[0008]
At this time, since the gate voltage of the output transistor Tr1 is higher than the power supply VA by the threshold value of the transistor Tr1, the output voltage output from the source of the output transistor Tr1 is at the power supply VA level.
[0009]
Further, when the transistor Tr2 is turned on by the control signal CS, the gate voltage of the output transistor Tr1 is lowered to almost the ground GND level, and the output transistor Tr1 is turned off. Accordingly, power supply to the load L is stopped.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In the semiconductor switch control circuit as described above, when a high voltage is required to drive the load L, a required high voltage is supplied as the power source VA. Then, the
[0011]
Accordingly, it is necessary to secure a sufficient breakdown voltage for the transistor and the transistor Tr2 constituting the
[0012]
If the output transistor is composed of a P-channel MOS transistor, it is not necessary to boost the gate voltage of the transistor from the power source VA. It is not necessary to ensure the above breakdown voltage.
[0013]
However, the P-channel MOS transistor has a higher on-resistance than the N-channel MOS transistor, and it is difficult to ensure a sufficient breakdown voltage. Therefore, the P-channel MOS transistor has a problem that its characteristics are inferior to that of the N-channel MOS transistor as a switching element for supplying sufficient power to the load L while ensuring a sufficient breakdown voltage.
[0014]
An object of the present invention is to provide a semiconductor switch control circuit capable of supplying a sufficient voltage and sufficient power to a load.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In the first aspect, the first and second pulse
[0016]
According to a second aspect of the present invention, the second control circuit intermittently connects the gate and the source of the output transistor based on an input signal from the second pulse signal generation circuit via capacitive coupling. Based on the ON operation of the output transistor, the gate of the output transistor and the control terminal of the first switching element are connected to thereby control the potential of the control terminal to the emitter of the first switching element. And a second switching element that turns off the first switching element by lowering the potential, and a control terminal of the second switching element is connected to an emitter of the first switching element. .
[0017]
According to a third aspect of the present invention, the first and second switching elements are constituted by first and second NPN transistors, and the second diode is constituted by a base and a collector of the second NPN transistor.
[0018]
According to a fourth aspect of the present invention, the first and second switching elements are composed of first and second N-channel MOS transistors.
In the present invention, the second switching element is formed of a diode.
[0019]
(Function)
According to the first aspect, when a pulse signal is output from the first pulse
[0020]
According to claim 2, the second switching element, a second capacitor connected to the control terminal of the first switching element is charged. When the pulse signal is output from the second pulse signal generation circuit, the boost operation in the first control circuit is stopped, and the gate and source of the output transistor are intermittently connected by the first switching element, The output transistor is turned off.
[0021]
According to another aspect of the present invention, the base and collector of the second NPN transistor operate as a second diode.
According to a fourth aspect of the present invention, the first and second switching elements are composed of N-channel MOS transistors, so that it is easy to ensure a breakdown voltage.
[0022]
According to the fifth aspect, when the gate voltage of the output transistor is boosted, the capacitor connected to the control terminal of the first switching element via the diode is charged.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(First embodiment)
FIG. 2 shows a first embodiment of a semiconductor switch control circuit embodying the present invention. The
[0024]
A control signal CS is input to the AND
The output signal of the AND
[0025]
The cathode of the diode D2 is connected to the gate of an output transistor Tr11 composed of an N-channel MOS transistor, the power transistor VA is supplied to the drain of the output transistor Tr11, and the source is connected to the output terminal To.
[0026]
The output signal of the AND
[0027]
The collector of the NPN transistor Tr13 is connected to the gate of the output transistor Tr11, the emitter of the transistor Tr13 is connected to the base of the transistor Tr12, and the base of the transistor Tr13 is connected to the output terminal To.
[0028]
In the semiconductor switch control circuit configured as described above, when the control signal CS becomes H level, the output signal of the AND
[0029]
Based on the output of the pulse signal from the AND
[0030]
Then, since the supply voltage to the load RL is supplied to the anode of the diode D2 via the diode D1, the anode potential of the diode D2 is based on the pulse signal output from the AND
[0031]
At this time, the transistor Tr13 is turned on, the capacitor C2 is charged, and the base potential of the transistor Tr12 becomes a potential that is reduced by the voltage drop between the base and emitter of the transistor Tr13 from the supply voltage to the load RL. Further, the transistor Tr12 is not turned on because the emitter potential is higher than the base potential.
[0032]
By such an operation, the gate voltage of the output transistor Tr11 becomes higher than the power supply VA by the threshold value of the transistor Tr11, so that the voltage level of the power supply VA is supplied to the load RL.
[0033]
When the control signal CS becomes L level, the output signal of the AND
[0034]
Then, since the base potential of the transistor Tr12 was maintained at a potential lower than the supply voltage to the load RL by the voltage drop between the base and the emitter of the transistor Tr13, the base of the transistor Tr12 is capacitively coupled to the base by the capacitor C2. A pulse signal having the potential as the lower limit is input.
[0035]
Accordingly, the transistor Tr12 is intermittently turned on, the gate potential of the output transistor Tr11 is lowered, and the output transistor Tr11 is turned off. As a result, the supply of the power source VA to the load RL is stopped.
[0036]
In the semiconductor switch control circuit as described above, the following operational effects can be obtained.
(A) If the control signal CS is set to H level, the gate potential of the output transistor Tr11 can be boosted higher than the power supply VA by the threshold value of the output transistor Tr11. Can be supplied. Further, since the output transistor Tr11 is composed of an N-channel MOS transistor, it is easy to secure a withstand voltage, and since the on-resistance is small, sufficient power can be supplied to the load RL.
(B) Since the boosted voltage is supplied to the gate of the output transistor Tr11 by the pulse signal output from the AND
[0037]
Therefore, even if the power supply VA is increased in voltage, it is not necessary to increase the breakdown voltage of the AND
(C) A voltage difference between the boosted voltage and the ground GND is not applied between the collectors and emitters of the transistors Tr12 and Tr13, and a potential difference between the boosted voltage and the supply voltage to the load RL is applied. . Therefore, it is not necessary to increase the breakdown voltage of the transistors Tr12 and Tr13. Similarly, it is not necessary to increase the breakdown voltage of the diodes D1 and D2.
(D) Since the potential difference between the power supply VA and the ground GND level is applied to the capacitors C1 and C2, a sufficient breakdown voltage is required. However, if the capacitors C1 and C2 are external elements, the breakdown voltage is secured. It is also easy to do.
(E) The circuit operating with the power source VA and the circuit operating with the power source VB are connected via the capacitors C1 and C2 and the circuits are cut off in a direct current manner. There is no interference of the circuit.
(Second embodiment)
FIG. 3 shows a second embodiment. In this embodiment, the transistors Tr12 and Tr13 of the first embodiment are constituted by N-channel MOS transistors Tr14 and Tr15.
[0038]
With such a configuration, it is possible to obtain the same effects as those of the above-described embodiment. Further, since the transistors Tr14 and Tr15 are composed of N-channel MOS transistors, it is easy to secure a breakdown voltage. In particular, when the output transistor Tr11 is turned off, a potential difference between the boosted voltage and the ground GND is instantaneously applied between the drain and source of the transistor Tr14, so that it is easy to secure a withstand voltage against the potential difference.
(Third embodiment)
FIG. 4 shows a third embodiment. In this embodiment, the diode D1 of the first embodiment is deleted, and the collector of the transistor Tr13 is connected to the anode of the diode D2.
[0039]
With this configuration, when a pulse signal is output from the AND
[0040]
When the supply voltage to the load RL rises and the base potential of the transistor Tr13 becomes higher than its collector potential, the supply voltage is supplied from the base of the transistor Tr13 to the collector.
[0041]
Accordingly, the base / collector of the transistor Tr13 is equivalent to the diode D1 of the first embodiment. With such a configuration, one diode can be reduced from the first embodiment.
[0042]
The transistors Tr13 and Tr15 in the first and second embodiments may be replaced with diodes.
The technical ideas other than the claims that can be grasped from the embodiment will be described below together with the effects thereof.
(1) In Claim 2, the first switching element is formed of an N-channel MOS transistor. It becomes easy to ensure the withstand voltage of the first switching element.
[0043]
【The invention's effect】
As described above in detail, the present invention can provide a semiconductor switch control circuit capable of supplying a sufficient voltage and sufficient power to a load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
15 first pulse
Claims (5)
前記第一の電源より高電圧の第二の電源がドレインに供給され、ソースが出力端子に接続されるNチャネルMOSトランジスタで構成された出力トランジスタと、
アノードが第一の容量を介して前記第一のパルス信号生成回路に接続されるとともにカソードが前記出力トランジスタのゲートに接続される第一のダイオード、及びアノードが前記出力トランジスタのソースに接続されるとともにカソードが前記第一のダイオードのアノードに接続される第二のダイオードにより構成されており、前記出力端子から出力される出力電圧を、前記第一のパルス信号生成回路から出力されるパルス信号と前記第一の容量の容量結合とに基づいて昇圧させ、その昇圧電圧を前記出力トランジスタのゲートに出力して該出力トランジスタをオンさせる第一の制御回路と、
前記第二のパルス信号生成回路から第二の容量を介して出力されるパルス信号に基づいて、前記出力トランジスタのゲートを前記出力端子に接続して該出力トランジスタのゲート電圧を低下させることにより、前記出力トランジスタをオフさせる第二の制御回路と
を備え、前記第一及び第二のパルス信号生成回路のうちいずれか一方が制御信号に基づいて活性化される半導体スイッチ制御回路。First and second pulse signal generation circuits for outputting a pulse signal based on the supply of the first power supply ;
An output transistor composed of an N-channel MOS transistor in which a second power source having a voltage higher than that of the first power source is supplied to a drain and a source is connected to an output terminal;
The anode is connected to the first pulse signal generation circuit through a first capacitor, the cathode is connected to the gate of the output transistor, and the anode is connected to the source of the output transistor. is constituted by a second diode having a cathode connected to the anode of the first diode with the output voltage output from the output terminal, a pulse signal outputted from the first pulse signal generator circuit and the first boosts on the basis of the capacitive coupling of the capacitor, and a first control circuit for turning on the output transistor and outputs the boosted voltage to the gate of said output transistor,
The second on the basis of the pulse signal generation circuit to the second pulse signal that is output via the capacitor, by lowering the gate voltage of the output transistor and connecting the gate of the output transistor to the output terminal And a second control circuit for turning off the output transistor , wherein one of the first and second pulse signal generation circuits is activated based on a control signal .
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