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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高電圧パルスを発生させるパルス発生装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
高圧ナトリウム灯、メタルハライド灯等の高圧放電灯(HIDランプ)を点灯させるためには、放電を開始させる高電圧を該放電灯に印加する必要がある。このための回路方式は多数知られている。図28,図29は、従来の放電灯点灯装置の一例を示すもので、図28に示す回路は例えば、実開昭59−52599号公報に示されたものと略同様の回路を有する放電灯点灯装置であり、この放電灯点灯装置1は負荷としての高圧放電灯2を始動又は再始動させるために、高電圧を発生させるイグナイタとしてのパルス発生装置3を有するものである。
【0003】
放電灯点灯装置1は、交流電源Vs1に接続され、高圧ナトリウム灯、メタルハライド灯等の高圧放電灯2に電力を供給すると共に、点灯を維持するための安定器4と高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3からなる。安定器4の出力側には、バイパスコンデンサCpが並列に接続され、そのバイパスコンデンサCpと高圧放電灯2で形成される閉ループ内に後述のパルストランスPTの二次巻線PT2が接続されている。
【0004】
パルス発生装置3は、放電ギャップGを有し、交流電源Vs2に接続されて、放電ギャップGに電力を供給する直流高圧発生回路5と、該直流高圧発生回路5の出力に接続されたコンデンサC1とパルストランスPTにより構成されている。直流高圧発生回路5は、例えば、交流電源Vs2を昇圧、整流するもので、その出力が前記コンデンサC1に接続されており、、またコンデンサC1の両端にはパルストランスPTの1次巻線PT1と放電ギャップGの直列回路が接続されている。
【0005】
この従来例の動作を以下に説明する。まず交流電源Vs1をオンすると、安定器4を介してその二次電圧が高圧放電灯2の両端に印加される。次にパルス発生装置3の交流電源Vs2をオンすると、直流高圧発生回路5が動作して、コンデンサC1を充電し、コンデンサC1の両端電圧Vc1は、図29(a)に示すように徐々に上昇する。
【0006】
コンデンサC1の両端電圧Vc1が放電ギャップGの放電開始電圧VG1に達すると、放電ギャップGは絶縁破壊し、その際、コンデンサC1に蓄えられた電荷がパルストランスPTの1次巻線PT1を介して急峻に放電され、電圧Vc1が急激に低下する。この時、パルストランスPT1の両端の1次巻線PT1には高電圧が発生し、更に二次巻線PT2にはその巻線比に応じて高圧のパルス電圧が発生する。
【0007】
この高圧パルスをバイパスコンデンサCpを介して高圧放電灯2の両端に印加して該高圧放電灯2の両端に印加して始動させる。1回目のパルスで始動しない場合は、コンデンサC1の充放電灯を繰り返し、連続的にパルス電圧を発生させ、放電灯2が点灯すれば、パルス発生装置3の動作を呈し、パルス電圧の発生を停止する。
【0008】
例えば、高圧パルスをバイパスコンデンサCpを介して高圧放電灯2の両端に印加して始動させる。1回目のパルスで始動しない場合は、コデンサC1の充放電を繰り返し、連続的にパルス電圧を発生させ、放電灯2が点灯すれば、パルス発生装置3の動作を停止し、パルス電圧の発生を停止する。
【0009】
例えば、図28に示す回路において、放電ギャップGの放電開始電圧VG1を数千ボルト、パルストランスPTの巻数比を10倍程度に設定すれば、二次巻線PTには数万ボルトの非常に高いパルス電圧が発生し、高圧放電灯2が消灯直後の非常に再始動しにくい状態であっても、瞬時に再始動が可能である。図30、図31は別の従来の高圧放電灯点灯装置におけるイグナイタとしてのパルス発生装置3が交流電源Vs2を昇圧トランスTrで昇圧して放電ギャップGを駆動させる構成とした点であり、コンデンサC1の両端電圧Vc1は図31(a)乃至(c)に示すように交流電源Vs2の半サイクルに何回も放電ギャップGが放電を繰り返し、パルス本数が多く得られるものである。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、高圧放電灯は一般に安定点灯した後、一度消灯して比較的早い消灯期間で再始動させようとすると(高圧放電灯の発光管が高温状態の時;ホット・リスタート)、通常の初始動(高圧放電灯の発光管が常温状態;コールド・スタート)に比べてより高いパルス電圧を印加しなければならない。このため、斯かるパルス発生装置3のスイッチ手段としては、エアーギャップ等の高電圧でスイッチングでき、大電流を流す事が可能な素子が有効であり、ー般に用いられてきた。これはトライアックやサイリスタ等の3端子制御型半導体スイッチ素子では、このような高電圧、大電流を取り扱う事が難しく、仮に実現したとしても該素子は大型で高価な物になるためである。
【0011】
また、高温再始動を行わない比較的電圧の低いパルスで十分な場合は、トライアックやサイリスタ等の3端子制御型半導体スイッチング素子を用いて、安定なパルス発生を可能とできるが、価格面からは例えばSSS等の2端子電圧応答型スイッチング素子を用いた方が有効である。しかし上記のように放電ギャップであるギャップ素子を用いた場合、ギャップ素子には、空隙間放電開始電圧、すなわちギャップのオン電圧が安定しないと言う欠点がある。これは、ギャップ素子の封入ガスあるいは空気の温度、イオンの状態残留電子の有無、電極の温度、電極形状の違い、経年使用による電極の摩耗、ガスの化学的変化、同一仕様での製造バラツキ等の各種の要因がある。
【0012】
この結果、一般的にはギャップのオン電圧は設計値に対して±数10%の変動がある。一例として、SIEMNS社のSSG1X−1型ガス封入ギャップ素子は好適に設計・製造されているが、経年年使用等を考慮したギャップオン電圧は800〜1400V程度の変動である(1100V±27%)。
【0013】
従って、ギャップ素子を用いたイグナイタを設計する場合、斯かるギャップのオン電圧変動を十分考慮する必要がある。イグナイタは、放電灯を始動するために必要最低限のパルス電圧Vp−minが確保できるように設計されなければならない。従って、ギャップのオン電圧変動下限値Vsw−minにおいて、イグナイタがVp−min以上のパルスを発生するように設計される。
【0014】
この結果、ギャップのオン電圧変動上限値Vsw−maxにおいては、従来回路ではイグナイタのパルス電圧は最高値Vp−maxを発生する。従来のイグナイタの発生するパルス電圧Vpは、当然の事ながらギャップのオン電圧Vswに比例する。例えぱ始動に必要な電圧が8000Vの放電灯であれば、前述のギャップ素子を用いれば、Vsw−mi n=800Vの時に、Vp−min=8000Vと10倍の昇圧となり、ギャップオン電圧変動を見込むと、Vsw−max=1400Vであるから、Vp−max=14000Vにも達する(1.75倍)。
【0015】
このように、本来必要なパルス電圧に比べて相当高い電圧が発生する可能性があるため、イグナイタ及びこれを含む装置全体(放電灯、放電灯ソケット、照明器具、配線、取り付け部等)の耐電圧設計をVp−maxで行う必要がある。そのため、部品の耐電圧特性を高くする、絶縁距離の拡幅、等装置の大型化あるいは部材費の上昇などの非常に無駄の多い設計になる。また、起動時のランプへの印加電圧上昇によるランプ電極早期摩耗等の不具合が生じる可能性がある。尚、これはSSS等の2端子電圧応答型の半導体スイッチ素子を用いた場合でも発生する課題である。
【0016】
要するに上記課題はギャップ素子或いはSSS等の2端子電圧応答型スイッチ素子のように2端子電圧応答型スイッチ素子が持つ不安定なオン電圧により引き起こされる。
【0017】
本発明は、上記の課題に鑑みて為されたもので、請求項1乃至請求項19記載の発明の目的とするところは、ギャップ素子や半導体スイッチ素子からなる2端子電圧応答型のスイッチ素子を用いても高圧パルス電圧が安定となるパルス発生装置を提供するにある。
【0018】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項1の発明では、両端電圧が所定の応答電圧に達すると導通する二端子電圧応答型のスイッチ素子と、該スイッチ素子の両端に電圧を印加することで該スイッチ素子を導通させるためのトリガ電源手段と、前記スイッチ素子が導通した時に、該スイッチ素子と該スイッチ素子に直列接続された負荷回路とに、エネルギを供給するエネルギ供給源手段とを備え、前記トリガ電源手段と直列に第1のインピーダンス素子を接続し、該第1のインピーダンス素子のインピーダンスが前記負荷回路のインピーダンスよりも高いことを特徴とする。
【0019】
請求項2の発明では、請求項1の発明において、前記トリガ電源手段と、前記エネルギ供給源手段とを等価的に並列接続するとともに、前記スイッチ素子及び負荷回路に接続し、前記スイッチ素子の応答電圧がトリガ電源手段が発生する電圧より低く且つエネルギ供給源手段の発生する電圧よりも高いことを特徴とする。
【0020】
請求項3の発明では、請求項1の発明において、前記トリガ電源手段と、前記エネルギ供給源手段とを等価的に直列接続するとともに、前記スイッチ素子及び負荷回路に接続し、前記スイッチ素子の応答電圧がトリガ電源手段が発生する電圧とエネルギ供給源手段の発生する電圧との和より低く、エネルギ供給源手段の発生する電圧よりも高いことを特徴とする。
【0021】
請求項4の発明では、請求項1乃至3いずれかの発明において、前記第1のインピーダンス素子の一部が前記トリガ電源手段に含まれることを特徴とする。
【0022】
請求項5の発明では、請求項1乃至4いずれかの発明において、前記エネルギ供給源手段と直列に第2のインピーダンス素子及び順方向のダイオード、又は順方向のダイオードが接続され、前記第2のインピーダンス素子及び前記ダイオード、又は前記ダイオードが、前記トリガ電源手段と第1のインピーダンス素子との直列回路と等価的に並列に接続されたことを特徴とする。
【0023】
請求項6の発明では、請求項5の発明において、第2のインピーダンス素子の一部が、前記負荷回路及び前記エネルギ供給源手段、又は前記エネルギ供給源手段に含まれていることを特徴とする。
【0024】
請求項7の発明では、請求項1乃至6いずれかの発明において、前記スイッチ素子は、空隙素子又はガス封入空隙素子であることを特徴とする。
【0025】
請求項8の発明では、請求項1乃至6いずれかの発明において、前記スイッチ素子は、該スイッチ素子の両端電圧が所定の動作電圧値に達すると導通して素子両端電圧が低下し、素子電流が所定値以下に低下すると非導通状態に戻る、2端子電圧応答型半導体スイッチ素子であることを特徴とする。
【0026】
請求項9の発明では、請求項1乃至8いずれかの発明において、前記負荷回路が少なくともパルストランスを含んで、前記エネルギ供給源手段と前記スイッチ素子と前記パルストランスの1次巻線が等価的に直列接続されていることを特徴とする。
【0027】
請求項10の発明では、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記エネルギ供給源手段は商用交流電源であることを特徴とする。
【0028】
請求項11の発明では、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記エネルギ供給源手段は直流電源であることを特徴とする。
【0029】
請求項12の発明では、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記エネルギ供給源手段はパルス状電圧であることを特徴とする。
【0030】
請求項13の発明では、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記トリガ電源手段は少なくとも直流電源とスイッチング手段の直列回路で構成されることを特徴とする。
【0031】
請求項14の発明では、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記トリガ電源手段は商用交流電源であることを特徴とする。
【0032】
請求項15の発明では、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記トリガ電源手段はパルス状電圧であることを特徴とする。
【0033】
請求項16の発明では、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記トリガ電源手段は時間の経過と共に略連続的に上昇する電圧であることを特徴とする。
【0034】
請求項17の発明では、請求項1乃至16いずれかの発明において、前記エネルギ供給源手段の電圧が前記負荷回路に必要なエネルギを与えるための所定電圧に達したことを検出して、前記スイッチ素子を前記トリガ電源手段でトリガすることを特徴とする。
【0035】
請求項18の発明では、請求項1乃至9、17いずれかの発明において、請求項1乃至12記載の何れかの前記エネルギ供給源手段と、請求項13乃至請求項16記載の何れかの前記トリガ電源手段とを備えたことを特徴する。
【0036】
【発明の実施の形態】
まず本発明を実施形態により説明する前に、本発明の基本的な概念とその基本構成を説明する。図18は本発明のパルス発生装置の基本的な概念を示す構成図であり、エネルギ供給源手段5と、2端子電圧応答型スイッチ素子Sと、該スイッチ素子Sをトリガしてオンさせるためのトリガ電源手段9と、スイッチ素子Sがオンした時に、エネルギ供給源手段5から供給されるエネルギでパルスを発生する負荷回路10とで構成される。
【0037】
このような構成を用いるとスイッチ素子Sは、トリガ電源手段9によりオンして、エネルギ供給源手段9によって負荷回路10にエネルギが供給されるので、発生するパルス電圧はエネルギ供給源手段9によって決定されることになる。すなわち、スイッチ素子Sのオン電圧が変動してもエネルギ供給源手段9によって供給されるエネルギが所定値であれぱ、所定のパルス電圧を発生することができ、従来例の課題を解決することができる。
【0038】
ここでスイッチ素子Sとしては、一対の対面する電極を有し、空気あるいは放電補助のための気体が封入されて構成される、ギャップ素子あるいはガス封入ギャップ素子(エアーギャッブ、ガスギャップ)あるいは、半導体により構成された2端子電圧応答型の半導体スイッチ素子が用いられ、両端電圧が所定の応答電圧に達するとオンして素子両端のインピーダンスが低下、その結果両端電圧が低下して、電流を継続的に通電可能となり、該電流が所定の導通状態保持電流以下になると、オフすると言う特性を有するもので、半導体スイッチ素子としては例えば、2方向性2端子サイリスタ(Bi−directionaI Diode Thyristor)あるいは、SSS(Silicon SymmetricaI Switch)と呼ぱれるPNPNP接合半導体(例えば、新電元社製サイダック)や、ショックレーダイオード等がある。
【0039】
ここで具体的な基本構成としては並列構成と直列構成がある。図19に並列の基本構成例を示す。エネルギ供給源手段5とインピーダンスZ1の直列回路、トリガ電源手段9とインピーダンスZ2の直列回路が、スイッチ素子S及び負荷回路10と並列に接続されている。
【0040】
ここで、スイッチ素子Sのオン電圧をVsとすると、エネルギ供給源手段5の電圧Ve1、トリガ電源手段9の電圧Ve2の関係を、Ve1<Vs<Ve2に設定する。すなわち、Ve1ではスイッチ素子Sがオンできないが、Ve2が発生するとスイッチ素子Sがオンするのでエネルギ供給源手段5のエネルギがスイッチ素子Sと負荷回路10の回路に供給される。
【0041】
インピーダンスZ1とZ2はこの回路を適切に動作させるために設定されるものである。すなわち、Ve2がスイッチ素子Sをオンさせた時、トリガ電源手段9からの電流がスイッチ素子Sと負荷回路10に流れるが、負荷回路10で発生するパルス電圧が該電流に支配的になるとパルス電圧は安定しないので、通常インピーダンスZ2は負荷回路10のインピーダンスよりも大きく設定する。
【0042】
ここでインピーダンスZ2には抵抗素子、コンデンサ素子、インダクタンス素子、あるいは非線型特性のインピーダンス素子等を用いることができる。また、見かけ上トリガ電源手段9にインピーダンスZ2の一部又は全てを含むことができる。一方、Ve2が発生してスイッチ素子Sに印加する時、インピーダンスZ1が無けれぱトリガ電源手段9によって発生した電圧がエネルギ供給源手段9に吸収され、結果的にスイッチ素子Sをトリガできなくなるので、負荷回路10で発生するパルス電圧に大きな影響を与えない範囲でインピーダンスZ1を設定する。
【0043】
ここでインピーダンスZ1には抵抗素子、コンデンサ素子、インダクタンス素子、あるいは非線型時性のインピーダンス素子等を用いることができる。また、見かけ上エネルギ供給源手段9にインピーダンスZ1の一部または全てが含むことができる。更にまたインピーダンスZ1はエネルギ供給源手段5と順方向に接続されるダイオード等のスイッチ手段を含んでいても良い。これは、Ve2が発生する前にはスイッチ素子Sがオフであるから、当然該ダイオードは非導通であり、負荷回路10にエネルギ供給源手段5からのエネルギが供給されず、Ve2が発生しても、Ve1<Ve2であるから、ダイオードは非導通であり、従って、Ve2はスイッチ素子Sに印加され、スイッチ素子Sがオンする。よってスイッチ素子Sがオンすると同時に負荷回路10とスイッチ素子Sの直列回路のインピーダンスが低下するので、ダイオードが導通し、エネルギ供給源手段5のエネルギが負荷回路10に供給される。図20は電圧Ve1、Vs及びVe2の関係を示す。
【0044】
更に、具体的には負荷回路としてパルストランスPTを用いることができる。図21に示すようにパルストランスPTの1次巻線と直列にスイッチ素子Sを接続し、エネルギ供給源手段5のエネルギがPTの1次巻線に供給されるようにし、パルストランスPTの2次巻線に所定の高電圧パルスを発生することができる。
【0045】
図22に示すようにトリガ電源手段9とインピーダンスZ2の直列回路をパルストランスPTを介さずに直接スイッチ素子Sと並列接続しても良い。
【0046】
次に直列構成について説明する。図23は直列の構成例を示しており、エネルギ供給源手段5とインピーダンスZ1の直列回路が、スイッチ素子S及び負荷回路10と並列に接続され、インピーダンスZ1と並列に、トリガ電源手段9とインピーダンスZ2の直列回路が接続されている。
【0047】
ここで、スイッチ素子Sのオン電圧をVsとすると、エネルギ供給源手段5の電圧Ve1、トリガ電源手段9の電圧Ve2の関係を、図24に示すようにVe1<Vs<Ve1+Ve2に設定する。すなわち、電圧Ve1ではスイッチ素子Sがオンできないが、Ve1に加えてVe2が発生するとスイッチ素子Sがオンするのでエネルギ供給源手段5のエネルギがスイッチ素子Sと負荷回路10の回路に供給される。この構成いよると、電圧Ve2は並列構成よりも低く出来る。
【0048】
また、インピーダンスZ1はトリガ電源手段9及びインピーダンスZ2によって、エネルギ供給源手段5から負荷回路10に供給されるエネルギの経路に影響を及ばさないために、図23のようにトリガ電源手段9とインピーダンスZ2の直列回路と等価的に並列に接続される。インピーダンスZ1、インピーダンスZ2は並列構成の場合と同等のものが使用できる。
【0049】
図25は、負荷回路としてパルストランスPTを用いた具体的な本構成を示した例である。ここでエネルギ供給源手段5としては、図26(a)乃至(c)に示すような構成のものがある。同図(a)の場合には直流電源電圧を、同図(b)は商用交流電源電圧を、同図(c)はパルス電源電圧を用いた例である。
【0050】
勿論所望のパルスを発生するために必要な電圧Ve1とエネルギが得られる手段であれば如何なるものでもよい。例えぱ、図26(b)や(c)では瞬間的に必要なVe1を通過すれぱ用いることができる。すなわち、必要な電圧Ve1に達した時に電圧Ve2を発生させスイッチ素子Sをオンすれぱ良い。尚、図26中インピーダンスZ1とエネルギ供給源手段5の細み合わせは必然的なものではなく、適宜組み合わせて良い。更に、先に延べたトリガ電源手段9やインピーダンスZ2との直列・並列の関係も同様に適宜選択して良い。 一方トリガ電源手段9としては、図27(a)乃至(c)に示すような構成のものがある。同図(a)の場合には直流電源電圧を、同図(b)は商用交流電源電圧を、同図(c)はパルス電源電圧を、同図(d)は三角波電圧(Ramp波の電圧、鋸歯状波の電圧)を用いた例である。すなわちトリガ電源手段9はスイッチ素子Sをオンさせるために必要な電圧Ve2が得られ、時間的に変化する要素をもっているものなら如何なる手段でも良い。例えぱ、もしトリガ電源手段9が単に電圧Ve2を発生する直流電源であれば、スイッチ素子Sは常にオンした状態になるため、パルスを発生することができない。したがって、トリガ電源手段9は任意にあるいは時間に応じて電圧Ve2を発生できる手段を用いる。尚、図中インピーダンスZ2とトリガ電源手段9の組み合わせは必然的なものでなく、適宜組み合わせて良い。更に、先に延べたエネルギ供給源手段5やインピーダンスZ1との直列・並列の関係も同様に適宜選択して良い。
【0051】
上記の基本構成を用いたパルス発生装置及びそれを用いた放電灯点灯装置の実施形態により本発明を詳説する。
【0052】
(実施形態1)
本実施形態は、図1に示すように、商用交流電源のような交流電源Vsと、交流電源Vsに接続され、高圧放電灯2に電力を供給する安定器4と、高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3とからなる。
【0053】
安定器4は交流電源Vsに並列に接続した力率改善用のコンデンサCfと、高圧放電灯2と交流電源Vsとの間に挿入したチョークコイルLとからなる。一方パルス発生装置3は、安定器4のチョークコイルLの巻線の任意の位置に中間タップを設けて1次巻線N1と2次巻線N2とを有するパルストランス(上述した負荷回路10に相当)として用いており、コンデンサC1と2端子電圧応答型のスイッチ素子(上記スイッチ素子Sに相当)としての放電ギャップGの直列回路を前記中間タップと、交流電源Vsとの一端との間に接続し、上述のトリガ電源手段9を構成する直流電源E2とスイッチング素子SWとの直列回路をインピーダンス素子(上述のインピーダンスZ2に相当)としての抵抗R1を介して放電ギャップGに並列に接続し、スイッチング素子SWの制御回路6と、コンデンサCfに並列接続した2つの抵抗の直列回路からなる電圧検出回路7とを設けて構成され、制御回路6は電圧検出回路7の検出電圧に基づいてスイッチング素子SWを制御するようになっている。
【0054】
次に本実施形態の動作を図2に示す波形図を用いて説明する。今図2(a)に示す交流電源Vs電圧を印加すると、高圧放電灯2の両端には安定器2を介して交流電源Vsと略同一の電圧が印加されるとともに、放電ギャップGの両端に、コンデンサC1の電圧と、交流電源Vsの電圧との合成電圧が印加されるが、電源投入開始時には放電ギャップGの放電開始電圧VGON(上述の電圧Vsに相当)に達しないため、放電ギャップGは動作せず、始動用のパルス電圧が高圧放電灯2に印加されないため高圧放電灯2は始動しない。
【0055】
ここで、電圧検出回路7が交流電源Vs電圧が所定電圧(例えば零クロス付近)を検出しているときに、制御回路6によりスイッチング素子SWをオンし、放電ギャップGの放電開始電圧VGONより高いパルス状の電圧(上述のVe2に相当)をトリガ電源手段たる直流電源E2(図2(b))より抵抗R1を介して印加する。
【0056】
これにより、放電ギャップGは図2(c)に示すようにオンし、交流電源VsとチョークコイルLの1次巻線N1とコンデンサC1とを介して流して安定器4のチョークコイルLをパルストランスとして働かせて始動用の高圧パルスを2次巻線N2に発生させ、高圧放電灯2に印加する。ここで交流電源VsとコンデンサC1によりエネルギ供給源手段5となる。
【0057】
高圧放電灯2は始動用の高圧パルスが印加されることにより始動して、交流電源Vsより安定器4を介して電力が供給され、点灯を維持する。本実施形態では以上のように構成したので、放電ギャップGが寿命等により放電開始電圧が変化しても、パルスを発生させるためのエネルギは一定に保たれるので、パルス電圧を一定にすることが可能となる。またパルス発生装置3のパルストランスを安定器4のチョークコイルLと兼用させたので、装置の小型化を図ることができる。上述のインピーダンスZ1はチョークコイルLの1次巻線N1のインダクタンスにより構成される。
【0058】
(実施形態2)
本実施形態は、図3に示すように、交流電源Vsと、交流電源Vsに接続され、高圧放電灯2に電力を供給する安定器4と、高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3とからなる。安定器4は交流電源Vsに並列に接続した力率改善用のコンデンサCfと、高圧放電灯2と交流電源Vsとの間に挿入したチョークコイルLとからなり、安定器4の出力側にはバイパスコンデンサCpが接続され、該バイパスコンデンサCpと並列に、高圧放電灯2とパルス発生装置3のパルストランスPTの2次巻線PT2との直列回路を接続してある。
【0059】
パルス発生装置3は、安定器4の出力側に接続され、安定器4の出力電圧を巻数比倍に昇圧するトランスTの2次出力側にパルストランスPTの1次巻線PT1を放電ギャップGを介して並列接続するとともに、コンデンサC1を並列に接続し、直流電源E2をスイッチング素子SWとインピーダンス素子としての抵抗R1との直列回路を介して放電ギャップGに並列接続し、トランスTの2次電圧を検出する電圧検出回路7と、該電圧検出回路7の検出電圧に基づいてスイッチング素子SWを制御する制御回路6とを設けて構成される。ここでトランスTはエネルギ供給源手段5を構成し、直流電源E2はスイッチング素子SWとともにトリガ電源手段を構成する。
【0060】
尚トランスTの2次出力電圧E1を放電ギャップGの放電開始電圧VGON以下、直流電源E2の電圧を放電開始電圧VGON以上としてある。次に本実施形態の動作を図4に示す波形図を用いて説明する。今交流電源Vs電圧を印加すると、高圧放電灯2の両端には安定器2、パルストランスPTの2次巻線PT2を介して図4(a)に示す交流電源Vsと略同一の電圧が印加される。同時にトランスTにより巻数比倍に昇圧された電圧E1が放電ギャップGの両端に印加されるが、電源投入開始時には放電ギャップGの放電開始電圧VGONに達しないため、放電ギャップGは動作せず、始動用のパルス電圧が高圧放電灯2に印加されないため高圧放電灯2は始動しない。ここで、電圧検出回路7がトランスTの2次電圧E1が所定電圧に達したことを検出すると、制御回路6によりスイッチング素子SWをオンし、放電ギャップGの放電開始電圧VGONより高い電圧が抵抗R1を介して直流電源E2(図4(b))より印加される。
【0061】
すると、放電ギャップGは両端にはトランスTの2次電圧E1と、直流電源E2の電圧とが並列的に印加され、図4(c)に示す電圧VGが印加されることになる。この場合放電ギャップGが放電しないと想定した時の電圧VGのイメージを示す。これにより、両端電圧VGが放電開始電圧VGONを越えると、放電ギャップGはオンしてインピーダンスが略0となり、放電電流が0となると、オフする。
【0062】
従って、図4(c)に示す電圧が印加され、放電開始電圧VGONに達した時点でオンして急峻な放電電流IPが流れ、放電電流IPが0となるとオフし、放電ギャップGの両端電圧は図4(d)に示すようになる。放電ギャップGがオンし、パルストランスPTの1次巻線PT1にトランスTの2次巻線から電流IPが流れると、2次巻線PT2に高圧パルスが発生して高圧放電灯2に印加され、高圧放電灯2は始動し、安定器4から電力が供給され、点灯を維持する。エネルギ供給源手段5に直列接続されるインピーダンスはトランスTの2次巻線やパルストランスPTの1次巻線のインダクタンスにより得る。
【0063】
本実施形態は、上述のように構成したことにより、放電ギャップGの放電開始電圧VGONが変化しても発生するパルス電圧を保つことができると共に、パルス発生に寄与するトランスTの2次出力電圧E1を容易に得ることが可能である。
【0064】
(実施形態3)
本実施形態は、図5に示すように、交流電源Vsと、交流電源Vsに接続され、高圧放電灯2に電力を供給する安定器4と、高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3とからなる。
【0065】
安定器4は交流電源Vsに並列に接続した力率改善用のコンデンサCfと、高圧放電灯2と交流電源Vsとの間に挿入したチョークコイルLと、チョークコイルLに設けた中間タップと交流電源Vsの一端との間に接続したコンデンサC3とトライアックからなるスイッチング素子Q1との直列回路と、からなり、安定器4の出力側にはバイパスコンデンサCpが接続され、該バイパスコンデンサCpと並列に、高圧放電灯2とパルス発生装置3のパルストランスPTの2次巻線PT2との直列回路を接続してある。
【0066】
パルス発生装置3は、安定器4の出力側に接続され、パルストランスPTの1次巻線PT1と放電ギャップGとの直列回路を安定器4に並列に接続し、直列電源E2をスイッチング素子SWとインピーダンスとしての抵抗R1との直列回路を介して放電ギャップGに並列接続し、安定器4の出力側の電圧を検出する電圧検出回路7と、該電圧検出回路7の検出電圧に基づいてスイッチング素子SW及びスイッチング素子Q1を制御する制御回路6とを設け、スイッチング素子SWと直流電源E2とでトリガ電源手段を構成する。
【0067】
尚直流電源E2の電圧を放電開始電圧VGON以上としてある。次に本実施形態の動作を図6に示す波形図を用いて説明する。今交流電源Vs電圧を印加すると、高圧放電灯2の両端には安定器2、パルストランスPTの2次巻線PT2を介して交流電源Vsと略同一の電圧が印加される。同時に電圧検出回路7により安定器4の出力側電圧を検出し、該検出する電圧が所定電圧に達すると、制御回路6により安定器4のスイッチング素Q1をオンする。
【0068】
すると、交流電源Vs→チョークコイルLの1次巻線N1→コンデンサC3→スイッチング素子Q1→交流電源Vsの閉ループで急峻な電流IP1が流れ、安定器4の出力電圧E1は図6(a)に示すようにパルス電圧が重畳された電圧となる。つまりチョークコイルL、コンデンサC3、スイッチング素子Q1とでエネルギ供給源手段5を構成し、チョークコイルLがインピーダンスを構成する。
【0069】
この重畳したパルス電圧のピーク値部位にはパルス発生装置3の放電ギャップGの放電開始電圧VGONより高い図6(b)に示す直流電源E2の電圧が印加される。すると、放電ギャップGには安定器4の出力電圧E1と直流電源E2の電圧とが並列的に印加される。この時の印加電圧をイメージ的に示したのが図6(c)である。
【0070】
さて放電ギャップGの両端電圧VGが放電開始電圧VGONに達すると、放電ギャップGはオンしてそのインピーダンスは略0となるので、放電ギャップGの両端電圧VGは図6(d)のようになり、安定器4の出力に発生したパルスのエネルギが、パルス発生装置3のパルストランスPTの1次巻線PT1と放電ギャップGの直列回路を急峻な電流IPとして流れ、パルストランスPTの2次巻線PT2に高圧パルスを発生して高圧放電灯2に印加され、高圧放電灯2は始動し、安定器4から電力が供給され、点灯を維持する。
【0071】
本実施形態は、上述のように構成したことにより、放電ギャップGの放電開始電圧VGONが変化しても発生するパルス電圧を安定化することができる。また高圧放電灯2が高圧パルスにより絶縁破壊した後、安定器の出力電圧に重畳されたパルスによりエネルギが供給されるため、高圧放電灯2の始動性を向上させることが可能となる。
【0072】
(実施形態4)
本実施形態は、図7に示すように、交流電源Vsと、交流電源Vsに接続され、高圧放電灯2に電力を供給する安定器4と、高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3とからなる。安定器4は交流電源Vsに並列に接続した力率改善用のコンデンサCfと、高圧放電灯2と交流電源Vsとの間に挿入したチョークコイルLとからなり、安定器4の出力側にはバイパスコンデンサCpが接続され、該バイパスコンデンサCpと並列に、高圧放電灯2とパルス発生装置3のパルストランスPTの2次巻線PT2との直列回路を接続してある。
【0073】
パルス発生装置3は、安定器4の出力側に接続され、安定器4の出力電圧を巻数比倍に昇圧するトランスTの2次出力側にコンデンサCdを介して放電ギャップGを接続するとともに、放電ギャップGにダイオードDとパルストランPTの1次巻線PT1とを介して直流電源E1を並列接続して構成されるもので、トランスTがトリガ電源手段を構成し、コンデンサCdがトリガ電源手段に直列に接続されるインピーダンスとなる、また直流電源E1がエネルギ供給源手段5を構成し、パルストランスPTの1次巻線PT1のインダクタンスがエネルギ供給源手段5に直列接続されるインピーダンスとなる。
【0074】
尚直流電源E1の電圧を放電ギャップGの放電開始電圧VGON以下とし、直流電源E1とトランスTの2次電圧E2の最大値の2倍の電圧(VP−P)の和を放電開始電圧VGON以上としてある。次に本実施形態の動作を図8に示す波形図を用いて説明する。今交流電源Vs電圧を印加すると、安定器4の2次電圧がパルス発生装置3のパルストランスPTの2次巻線PT2を介して高圧放電灯2に印加される。それと同時に、パルス発生装置3において、直流電源E1とトランスTの2次電圧E2が重畳されて図8(a)に示す電圧VGが放電ギャップGの両端に印加される。
【0075】
放電ギャップGは放電開始電圧VGONに達した時点でオンし、インピーダンスが略0となり、放電電流が0となるとオフし、インピーダンスが再び無限大となる。従って放電ギャップGの両端電圧は図8(b)に示す電圧となる。放電ギャップGがオンすると、インピーダンスが略0となるため、直流電源E1より急峻な電流IPが直流電源E1→ダイオードD→パルストランスPTの1次巻線PT1→放電ギャップG→直流電源E1のループで流れ、パルストランスPTの2次巻線PT2に高圧パルスを発生し、この高圧パルスが高圧放電灯2に印加され、高圧放電灯2は始動し、安定器4から電力が供給され、点灯を維持する。
【0076】
本実施形態は、上述のように構成したことにより、放電ギャップGの放電開始電圧VGONが変化しても発生するパルス電圧を安定化することができる。またパルス発生に寄与する電圧を直流電源E1で得ることにより、より安定し易く、また直流電源E1の電圧が一定であるため、パルス発生のタイミングを任意に選べ、設計の自由度を増すことができる。
【0077】
(実施形態5)
本実施形態は、図9に示すように、交流電源Vsと、交流電源Vsに接続され、高圧放電灯2に電力を供給する安定器4と、高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3とからなる。安定器4は交流電源Vsに並列に接続した力率改善用のコンデンサや高圧放電灯2と交流電源Vsとの間に挿入されるチョークコイル等からなり、安定器4の出力側にはバイパスコンデンサCpが接続され、該バイパスコンデンサCpと並列に、高圧放電灯2とパルス発生装置3のパルストランスPTの2次巻線PT2との直列回路を接続してある。
【0078】
パルス発生装置3は、エネルギ供給源手段5を構成する直流電源E1にパルストランスPTの1次巻線PT1と放電ギャップGとの直列回路を接続し、放電ギャップGにインピーダンス素子となる抵抗R1を介してトリガ電源手段を構成するフライバックコンバータ8が接続されている。フライバックコンバータ8は直流電源80にフライバックトランス81の1次巻線とスイッチング素子82を接続し、フライバックトランス81の2次巻線にダイオード83とコンデンサ84との直列回路を接続し、コンデンサ84の両端をフライバックコンバータ8の出力端としているもので、スイッチング素子82は制御回路85により制御される。
【0079】
次に本実施形態の動作を図10に示す波形図を用いて説明する。今交流電源Vs電圧を印加すると、安定器4の2次電圧がパルス発生装置3のパルストランスPTの2次巻線PT2を介して高圧放電灯2に印加される。それと同時に、パルス発生装置3が動作を開始し、放電ギャップGにはパルストランスPTの1次巻線PT1を介して直流電源E1の電圧が印加されるが、図10(a)に示す直流電源E1の電圧を、放電ギャップGの放電開始電圧VGON以下とすることにより、放電ギャップGは動作せず、始動用パルスは発生しない。
【0080】
しかし制御回路85が所定周期でスイッチング素子85をオン、オフさせると、直流電源80からフライバックトランス81の1次巻線に間欠的に電流が流れフライバックトランス81のトランス作用により2次巻線には交流電圧が発生しこの交流電圧はダイオード83により整流されコンデンサ84を充電する。この充電電圧E2はインピーダンス要素である抵抗R1を介して放電ギャップGに印加されることになる。充電電圧E2(放電ギャップGの両端電圧VG)は徐々に上昇して直流電源E1の電圧を越え、更に放電ギャップGの放電開始電圧VGONに達することになり、その時点で放電ギャップGは図10(b)に示すようにオンしてインピーダンスが略0となり、放電ギャップGの両端電圧は0となる。
【0081】
このとき直流電源E1より急峻な電流IPが直流電源E1→パルストランスPTの1次巻線PT1→放電ギャップG→直流電源E1の閉ループで流れ、パルストランスPTの2次巻線PT2には高圧パルスが発生して高圧放電灯2に印加され、高圧放電灯2は始動し、安定器4から電力が供給され、点灯を維持する。尚パルストランスPTの1次巻線PT1のインダクタンスがエネルギ供給源手段5に直列に接続されるインピーダンスとなる。
【0082】
本実施形態は、上述のように構成したことにより、放電ギャップGの放電開始電圧VGONが変化しても発生するパルス電圧を安定化することができる。またパルス発生に寄与する電圧を直流電源E1で得ることにより、より安定し易くなり、またフライバックコンバータ8の設計により任意にパルス発生のタイミングを選択でき、設計の自由度を増やすことができる。
【0083】
(実施形態6)
本実施形態は、図11に示すように、交流電源Vsと、交流電源Vsに接続され、高圧放電灯2に電力を供給する安定器4と、高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3とからなる。安定器4は交流電源Vsに並列に接続した力率改善用のコンデンサCfや高圧放電灯2と交流電源Vsとの間に挿入されるチョークコイルLからなり、安定器4の出力側にはバイパスコンデンサCpが接続され、該バイパスコンデンサCpと並列に、高圧放電灯2とパルス発生装置3のパルストランスPTの2次巻線PT2との直列回路を接続してある。
【0084】
パルス発生装置3は、安定器4の出力側に接続され、安定器4の出力電圧を巻数比倍に昇圧するトランスTの2次出力側にパルストランスPTの1次巻線PT1とトリガ用のパルストランスPT’の2次巻線PT2’との直列回路を放電ギャップGを介して並列接続するとともに、コンデンサC1を並列に接続し、直流電源EbにパルストランスPT’の1次巻線PT’とトライアックからなるスイッチング素子Q2との直列回路を接続し、トランスTの2次電圧を検出する電圧検出回路7と、該電圧検出回路7の検出電圧に基づいてスイッチング素子Q2を制御する制御回路6とを設けて構成される。
【0085】
ここでトランスTがエネルギ供給源手段5を構成し、直流電源Eb、パルストランスPT’、スイッチング素子Q2でトリガ電源手段を構成し、エネルギ供給源手段5に直列に接続されるインピーダンスをトランスTの2次巻線、パルストランスPT’の1次巻線PT1’のインダクタンスにより構成され、トリガ電源手段に直列に接続されるインピーダンスはパルストランスPT’の1次巻線PT1’のインダクタンスにより構成される。
【0086】
尚トランスTの2次出力電圧E1の最大値を放電ギャップGの放電開始電圧VGON以下、2次出力電圧E1の最大値付近の値とパルストランスPT’の2次出力電圧E2とが重畳された電圧を放電ギャップGの放電開始電圧VGON以上としてある。次に本実施形態の動作を図12に示す波形図を用いて説明する。
【0087】
今交流電源Vs電圧を印加すると、高圧放電灯2の両端には安定器2、パルストランスPTの2次巻線PT2を介して交流電源Vsと略同一の電圧が印加される。同時にトランスTにより巻数比倍に昇圧された図12(a)に示す電圧E1が放電ギャップGの両端に印加されるが、この時の放電ギャップGの両端電圧VGは放電ギャップGの放電開始電圧VGONに達しないため、放電ギャップGはオンしない。
【0088】
ここで、電圧検出回路7がトランスTの2次電圧E1が所定電圧に達したことを検出すると、制御回路6によりスイッチング素子Q2をオンする。すると、直流電源Eb→パルストランスPT’の1次巻線PT1’→スイッチング素子Q2→直流電源Ebの閉ループで急峻な電流IP’が流れ、パルストランスPT’の2次巻線PT2’には図12(b)に示すようようなパルス電圧E2が発生する。
【0089】
パルストランスPT’の2次巻線PT2’は放電ギャップGと直列に接続してあるため、放電ギャップGの両端電圧VGは電圧E1とE2とが重畳した電圧となる(図12(c)は放電ギャップGがオンしていない状態をイメージした波形である。)。そして放電ギャップGの両端電圧VGが放電開始電圧VGONに達すると、放電ギャップGはオンして、そのインピーダンスが0となり、放電電流が0となるとオフし、インピーダンスが無限大となる。
【0090】
従って、図12(c)に示す電圧VGが印加されて放電開始電圧VGONを越えると、放電ギャップGはオンして急峻な放電電流IPがパルストランスPTの1次巻線PT1に流れ、その結果2次巻線PT2に高圧パルスが発生し、放電電流IPが0となると、放電ギャップGがオフし、以下動作を繰り返す。この時の放電ギャップGの両端電圧VGは図12(d)に示すようになる。
【0091】
以上の動作によりパルストランスPTの2次巻線PT2に発生した高圧パルスが高圧放電灯2に印加され、高圧放電灯2は始動し、安定器4から電力が供給され、点灯を維持する。本実施形態は、上述のように構成したことにより、放電ギャップGの放電開始電圧VGONが変化しても発生するパルス電圧を一定に保つことができ、また電圧E1とE2とが重畳されて放電ギャップGに印加されるので、電圧E2を低く抑えることができる。
【0092】
ところで、上記放電灯点灯装置の各実施形態で示したパルス発生装置8の他にパルス発生装置8としては以下に説明するものが本発明の実施形態としてある。
【0093】
(実施形態7)
本実施形態は、図13に示すように、エネルギ供給源手段5には抵抗R10を介してコンデンサC1を並列接続し、該コンデンサC1にはパルストランスPTの1次巻線PT1と、トリガ用パルストランスPT’の2次巻線PT2’とを介して放電ギャップGを並列接続するとともに、抵抗R11とコンデンサC4との直列回路を接続している。
【0094】
コンデンサC4にはパルストランスPT’の1次巻線PT1’とスイッチング素子Q2との直列回路を接続するとともに、スイッチング素子Q2を制御する制御回路6を接続してある。またパルストランスPT’の2次巻線PT2’と放電ギャップGとの直列回路にはコンデンサC5を並列接続してある。
【0095】
ここで、コンデンサC5の容量をコンデンサC1よりも小さくしてある。パルストラランスPT’の2次巻線PT2’とコンデンサC5によって、トリガ電源手段を構成している。而してコンデンサC5はエネルギ供給源手段5から抵抗R10、パルストランスPTの1次巻線PT1を通じて充電され、その電圧はパルストランスPT’の2次巻線PT2’を介して放電ギャップGの両端に印加されている。この時の電圧は放電ギャップGはオンしない電圧となっている。
【0096】
次にスイッチング素子Q2がオンすると、パルストランスPT’の2次巻線PT2’にパルス電圧が発生し、このパルス電圧がコンデンサC5の電圧に重畳して放電ギャップGの両端電圧VGが放電開始電圧VGONに達することになる。従って、この時コンデンサC5から電流が流れるがパルストランスPTには電流が流れないため、エネルギ供給源手段5からパルストランスPTの1次巻線PT1に流れてパルストランスPTからパルス電圧を発生する際に与える影響が少ない。
【0097】
(実施形態8)
本実施形態は図14に示すように、コンデンサC5をトリガ用のパルストランスPT’の2次巻線PT2’に直列に接続して該直列回路を放電ギャップGに並列接続した点で実施形態7のパルス発生装置3と相違する。コンデンサC5の容量はコンデンサC1より小さくて良い。
【0098】
而してスイッチング素子Q2がオンしてパルストランスPT’の2次巻線PT2’にパルス電圧を発生するまでに、コンデンサC5の電圧はコンデンサC1と略等しく充電されている。パルストランスPT’の2次巻線PT2’にパルス電圧が発生すると、このパルス電圧とコンデンサC5の電圧が重畳されて、放電ギャップGに印加され、放電ギャップGがオンする。
【0099】
ここで本実施形態では、エネルギ供給源手段5からパルストランスPTの1次巻線PT1及び放電ギャップGへの電流経路に、トリガ用パルストランスPT’の2次巻線PT2’が介在しないため、パルストランスPTの1次側により高いエネルギを供給でき、出力パルス電圧を高める事が出釆る。
【0100】
(実施形態9)
本実施形態は図15に示すようにパルストランスPTに3次巻線PT3を設けこの3次巻線PT3と抵抗R12とスイッチング素子9との直列回路をエネルギ供給源手段5に接続してあり、スイッチング素子9を制御回路6によりオンさせ、このオン時に3次巻線PT3に電流を流してトランス作用により1次巻線PT1にトリガ電圧を発生させる。この電圧はコンデンサC1の電圧に重畳されて放電ギャップGに印加され、放電ギャップGをオンさせる。すなわち、コンデンサC1とパルストランスPTの1次巻線PT1に、3次巻線PT3に電流が流れることによって発生する電圧が実質的にはトリガ電源手段になる。
【0101】
本実施形態によれば、トリガ用パルストランスを別に設ける必要が無い。
【0102】
(実施形態10)
本実施形態は図16に示すように、コンデンサC1に並列にパルストランスPT1の1次巻線PT1を介して放電ギャップGを接続し、放電ギャップGにサイリスタからなるスイッチング素子Q3とコンデンサC6との直列回路を接続したもので、スイッチング素子Q3を制御する制御回路6をコンデンサC1に並列に接続してある。
【0103】
而して制御回路6によりスイッチング素子Q3をオンさせると、エネルギ供給源手段5から抵抗R10とパルストランスPTの1次巻線PT1を介してコンデンサC6に電流が流れる。この電流はパルストランスPT1の1次巻線PT1のインダクタンスとコンデンサC6による共振電流であり、コンデンサC6にはエネッルギ供給源手段5の電圧の略2倍の電圧が発生する。この電圧で放電ギャップGをオンさせる。つまりこの共振回路がトリガ電源手段を構成する。
【0104】
ここで、コンデンサC6とパルストランスPTの1次巻線PT1のインダクタンスの共振にコンデンサC1の容量が関与しないように、コンデンサC1はコンデンサC6よりも十分大きい容量に設定してある。本実施形態は上記実施形態7乃至9に比べて更に部品点数の削減が可能となるという特徴がある。
【0105】
(実施形態11)
本実施形態は、図17に示すように、交流電源Vsと、交流電源Vsに接続され、高圧放電灯2に電力を供給する安定器4と、高圧放電灯2の始動器であるイグナイタとしてのパルス発生装置3とからなる。安定器4は交流電源Vsに並列に接続した力率改善用のコンデンサCfや高圧放電灯2と交流電源Vsとの間に挿入されるチョークコイルL等からなり、安定器4の出力側にはパルストランスPTの第1の2次巻線PT21と高圧放電灯2と2次巻線PT22との直列回路をパルス発生装置3の点灯検出手段ODTを介して接続するとともに、コンデンサC10を接続してある。
【0106】
パルス発生装置3は、パルストランスPTと、コンデンサC10には全波整流器DBと平滑コンデンサC11とからなる整流平滑回路と、この整流平滑回路を電源として動作するエネルギ供給源手段5と、エネルギ供給源手段5の出力側にパルストランスPTの1次巻線PT1を介して接続された放電ギャップGと、前記整流平滑回路を電源として動作し、その出力側を放電ギャップGに接続しているトリガ電源手段9と、高圧放電灯2と安定器4の出力側の一端との間に挿入され、高圧放電灯2のランプ電流Ilaを検出することにより点灯/不点灯を検出する点灯検出手段ODと、上記エネルギ供給源手段5の出力電圧を検出する電圧検出手段VDTから構成される。
【0107】
ここでエネルギ供給源手段5はフライバックトランスFT1と、IGBT等の高速用のスイッチング素子Q11と、ダイオードD11と、コンデンサC20と、スイッチング素子Q11の高速駆動信号列を発生する駆動回路DR11とで構成され、スイッチング素子Q11は平滑コンデンサC11にフライバックトランスFT1の1次巻線を介して接続され、コンデンサC20はダイオードD11を介してフライバックトランスFT1の2次巻線に接続され、駆動回路DR11は電圧検出手段DVT及び点灯検出手段ODの検出出力により動作が制御される。コンデンサC20の両端がエネルギ供給源手段5の出力端となり、フライバックトランスPTの1次巻線PT1と放電ギャップGの直列回路が接続される。
【0108】
トリガ電源手段9は、昇圧用トランスT1と、IGBT等の高速用のスイッチング素子Q12と、コンデンサC21と、スイッチング素子Q12の高速駆動信号列発生用の駆動回路DR12と、抵抗R10とで構成され、スイッチング素子Q12は平滑コンデンサC11に抵抗R10とトランスT1の1次巻線とを介して接続され、コンデンサC21はトランスFT1の2次巻線に直列接続され、駆動回路DR12は電圧検出手段DVTの検出出力により動作が制御される。トランスT1の2次巻線とコンデンサC21との直列回路の両端がトリガ電源手段Gの出力端になり、この出力端に放電ギャップ9が接続される。
【0109】
次に本実施形態の動作を説明する。而して、交流電源Vsを投入すると、安定器4と、パルストランスPTの2次巻線PT21,PT22及び点灯検出手段ODTを介して高圧放電灯2の両端に交流電源Vsが印加されることになる。また安定器4を介してコンデンサC10に交流電圧が発生する。これを全波整流器DBで整流し平滑コンデンサC11で平滑して直流電圧を得る。コンデンサC11の電圧から、エネルギ供給源手段5ではスイッチング素子Q11をスイッチングさせてフライバックトランスFT1に交流電圧を発生させダイオードD10で整流することによりコンデンサC20に所望の最終パルス発生用エネルギを蓄積する。
【0110】
ここでエネルギ供給源手段5は通常のフライバックコンバータを構成する。このようにして、コンデンサC20に最終パルス発生用エネルギを蓄積して電圧Ve1を発生する。この時、コンデンサC20の両端電圧Ve1は、パルストランスPTの1次巻線PT1とトリガ電源手段9の昇圧用トランスT1の2次巻線を介してコンデンサC21にも蓄積されるが、本実施形態ではコンデンサC20の容量をコンデンサC21の容量より大きく設定し、コンデンサC21の蓄積エネルギはコンデンサC20の蓄積エネルギよりも十分小さくしてある。
【0111】
コンデンサC20の電圧E1が所望の電圧に達すると、電圧検出手段VDTにより検出され、駆動回路DR11の動作を停止する。これにより、コンデンサC20の電圧Ve1が所望以上に達する事を防止する。上記、電圧検出手段VDTの検出信号は駆動回路DR11を停止するのと同時あるいは遅延して、トリガ電源手段9に信号を与える。すなわち、該信号がトリガ電源手段9の駆動回路DR12に送られ、スイッチング素子Q12をオンさせる。すると平滑コンデンサC11から抵抗R10を介して昇圧用トランスT1の1次巻線側に平滑コンデンサC11の電圧と略等しい電圧が印加される。これにより、昇圧用トランスT1の2次巻線側にVt2なる電圧が発生する。
【0112】
コンデンサC21には略Ve1の電圧が蓄積されており、これにVt2を加えた電圧がVe2として放電ギャップGの両端に印加される。而して、この電圧Ve2が放電ギャップGの放電開始電圧VGONに達すると放電ギャップGがオンし、コンデンサC20のエネルギがパルストランスPTの1次巻線PT1に供給され、パルストランスPTの2次巻線PT21,PT22の間に、高圧放電灯2を始動するために必要な高電圧パルスVPが発生する。
【0113】
よって、高圧放電灯2は放電を開始し、VIよりBを介して高圧放電灯2に電流1laが流れ、高圧放電灯2は点灯する。尚、点灯検出手段ODTは高圧放電灯2のランプ電流Ilaを検出し、高圧放電灯2が点灯状態であると、駆動回路DR11を停止するように働くので、高圧放電灯2が点灯している時に不要なパルスの発生を防止することができる。
【0114】
本実施形態におけるエネルギ供給源手段5及びトリガ電源手段9、直列に接続されるインピーダンス(上述のインピーダンスZ1、Z2に相当)の構成は基本構成で言うところの並列型である。本実施形態によれば、放電ギャッブGを用いた放電灯用イグナイタでも、出力パルス電圧を非常に高安定にすることが可能になり、結果的に装置の安全性を向上しながら低価格化、小型化を可能とする事ができるものである。
【0115】
このように、適切なエネルギ供給源手段5、トリガ電源手段9、インピーダンスを用いる事により、本実施形態は如何様にも構成し実施することが可能なものであり、上記基本構成乃至実施形態にかかる記載以外の構成あるいは使用部品であっても、本実施形態と同等の動作を行い得るものは全て本発明に含まれるものである。
【0116】
【発明の効果】
請求項1の発明乃至請求項18の発明は上述のように構成してあるので、両端電圧が所定の応答電圧に達すると導通する二端子電圧応答型のスイッチ素子と、該スイッチ素子の両端に電圧を印加することで該スイッチ素子を導通させるためのトリガ電源手段と、前記スイッチ素子が導通した時に、該スイッチ素子と該スイッチ素子に直列接続された負荷回路とに、エネルギを供給するエネルギ供給源手段とを備え、前記トリガ電源手段と直列に第1のインピーダンス素子を接続し、該第1のインピーダンス素子のインピーダンスが前記負荷回路のインピーダンスよりも高いので、エアーギャップやガスギャップ、あるいはSSS等、応答電圧のバラツキが大きい2端子電圧応答型スイッチ素子を用いても、安定した高圧パルス電圧を発生させることができるという効果がある。
【0117】
特に請求項3の発明は、請求項1の発明において、前記トリガ電源手段と、前記エネルギ供給源手段とを等価的に直列接続するとともに、前記スイッチ素子及び負荷回路に接続し、前記スイッチ素子の応答電圧がトリガ電源手段が発生する電圧とエネルギ供給源手段の発生する電圧との和より低く、エネルギ供給源手段の発生する電圧よりも高いので、トリガ電源手段の電圧を低く抑えることができるという効果がある。
【0118】
また請求項11の発明は、請求項1乃至9いずれかの発明において、前記エネルギ供給源手段が直流電源であるから、パルス発生のタイミングを任意に選べて設計の自由度を増すことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施形態1の回路図である。
【図2】 同上の動作説明用波形図である。
【図3】 本発明の実施形態2の回路図である。
【図4】 同上の動作説明用波形図である。
【図5】 本発明の実施形態3の回路図である。
【図6】 同上の動作説明用波形図である。
【図7】 本発明の実施形態4の回路図である。
【図8】 同上の動作説明用波形図である。
【図9】 本発明の実施形態5の回路図である。
【図10】 同上の動作説明用波形図である。
【図11】 本発明の実施形態5の回路図である。
【図12】 同上の動作説明用波形図である。
【図13】 本発明の実施形態6の回路図である。
【図14】 本発明の実施形態7の回路図である。
【図15】 本発明の実施形態8の回路図である。
【図16】 本発明の実施形態9の回路図である。
【図17】 本発明の実施形態10の回路図である。
【図18】 本発明のパルス発生装置の基本概念の構成図である。
【図19】 本発明のパルス発生装置の並列方式の基本構成を示す構成図である。
【図20】 同上の動作説明図である。
【図21】 本発明のパルス発生装置の並列方式の基本構成を示す具体例の構成図である。
【図22】 本発明のパルス発生装置の並列方式の基本構成を示す別の具体例の構成図である。
【図23】 本発明のパルス発生装置の直列方式の基本構成を示す構成図である。
【図24】 同上の動作説明図である。
【図25】 本発明のパルス発生装置の直列方式の基本構成を示す具体例の構成図である。
【図26】 同上のエネルギ供給源手段の構成例図である。
【図27】 同上のトリガ電源手段の構成例図である。
【図28】 従来例の放電灯点灯装置の回路構成図である。
【図29】 同上の動作説明用波形図である。
【図30】 別の従来例のパルス発生装置の回路図である。
【図31】 同上の動作説明用波形図である。
【符号の説明】
Vs 商用交流電源
G 放電ギャップ
E2 直流電源
SW スイッチング素子
Cf 力率改善用コンデンサ
C1 コンデンサ
R1 抵抗
L チョークコイル
N1 1次巻線
N2 2次巻線
2 高圧放電灯
3 パルス発生装置
4 安定器
5 エネルギ供給源
6 制御回路
7 電圧検出回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a pulse generator for generating a high voltage pulse.In placeIt is related.
[0002]
[Prior art]
In order to light a high pressure discharge lamp (HID lamp) such as a high pressure sodium lamp or a metal halide lamp, it is necessary to apply a high voltage to start the discharge to the discharge lamp. Many circuit systems for this purpose are known. 28 and 29 show an example of a conventional discharge lamp lighting device. The circuit shown in FIG. 28 is, for example, a discharge lamp having a circuit substantially similar to that shown in Japanese Utility Model Publication No. 59-52599. The discharge lamp lighting device 1 includes a
[0003]
The discharge lamp lighting device 1 is an AC power source Vs.1To the high
[0004]
The
[0005]
The operation of this conventional example will be described below. First, AC power supply Vs1Is turned on, the secondary voltage is applied to both ends of the high-
[0006]
Capacitor C1Voltage Vc across1Is the discharge start voltage V of the discharge gap GG1The discharge gap G breaks down and the capacitor C1Is stored in the primary winding PT of the pulse transformer PT.1Is suddenly discharged through the voltage Vc1Decreases rapidly. At this time, pulse transformer PT1Primary winding PT at both ends of1High voltage is generated at the secondary winding PT2A high voltage pulse voltage is generated in accordance with the winding ratio.
[0007]
This high-pressure pulse is applied to both ends of the high-
[0008]
For example, a high-pressure pulse is applied to both ends of the high-
[0009]
For example, in the circuit shown in FIG.G1Is set to several thousand volts and the turn ratio of the pulse transformer PT is set to about 10 times, a very high pulse voltage of tens of thousands of volts is generated in the secondary winding PT, and the high-
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, after a high pressure discharge lamp is generally steadily lit, it is turned off once and then restarted in a relatively fast turn-off period (when the arc tube of the high pressure discharge lamp is in a high temperature state; hot restart) A higher pulse voltage must be applied compared to starting (the arc tube of the high-pressure discharge lamp is at room temperature; cold starting). For this reason, as a switching means of such a
[0011]
In addition, when a relatively low voltage pulse without restarting at a high temperature is sufficient, a stable pulse can be generated using a three-terminal controlled semiconductor switching element such as a triac or thyristor. For example, it is more effective to use a two-terminal voltage responsive switching element such as SSS. However, when a gap element that is a discharge gap as described above is used, the gap element has a drawback that the air gap discharge start voltage, that is, the ON voltage of the gap is not stable. This includes the temperature of the gas or air in the gap element, the presence or absence of residual electrons in the ion state, the temperature of the electrode, the difference in electrode shape, electrode wear due to ageing, chemical changes in gas, manufacturing variations with the same specifications, etc. There are various factors.
[0012]
As a result, in general, the on-voltage of the gap fluctuates by ± several 10% with respect to the design value. As an example, the SISGNS SSG1X-1 type gas-filled gap element is suitably designed and manufactured, but the gap-on voltage considering the use over time is about 800 to 1400V (1100V ± 27%) .
[0013]
Therefore, when designing an igniter using a gap element, it is necessary to sufficiently consider the on-voltage fluctuation of the gap. The igniter is the minimum pulse voltage V required to start the discharge lamp.p-minMust be designed to ensure that Therefore, the ON voltage fluctuation lower limit V of the gapsw-minIgniter is Vp-minDesigned to generate the above pulses.
[0014]
As a result, the ON voltage fluctuation upper limit V of the gapsw-maxIn the conventional circuit, the pulse voltage of the igniter is the maximum value V in the conventional circuit.p-maxIs generated. The pulse voltage Vp generated by the conventional igniter is naturally the on-voltage V of the gap.swIs proportional to For example, if the voltage required for starting is a discharge lamp of 8000 V, if the gap element described above is used, Vsw-mi nWhen V = 800V, Vp-min= 8000V, which is a 10-fold boost, and considering the gap-on voltage fluctuation, Vsw-max= 1400V, so Vp-max= 14000V (1.75 times).
[0015]
In this way, since a voltage considerably higher than the originally required pulse voltage may be generated, the igniter and the entire apparatus including the igniter (discharge lamp, discharge lamp socket, lighting fixture, wiring, mounting portion, etc.) Voltage design to Vp-maxIt is necessary to do in. For this reason, the design is very wasteful, such as increasing the withstand voltage characteristics of the parts, widening the insulation distance, increasing the size of the device, or increasing the material cost. In addition, there is a possibility that problems such as early wear of the lamp electrode due to an increase in the voltage applied to the lamp at the start-up may occur. This is a problem that occurs even when a two-terminal voltage response type semiconductor switching element such as SSS is used.
[0016]
In short, the above-described problem is caused by an unstable ON voltage of a two-terminal voltage response type switching element such as a gap element or a two-terminal voltage response type switching element such as SSS.
[0017]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a two-terminal voltage responsive switch element including a gap element and a semiconductor switch element. It is an object of the present invention to provide a pulse generator in which a high voltage pulse voltage is stable even if it is used.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, there is provided a two-terminal voltage responsive switch element that conducts when the voltage across the terminal reaches a predetermined response voltage, and the switch by applying a voltage across the switch element. Trigger power supply means for conducting the element, and energy supply source means for supplying energy to the switch element and a load circuit connected in series to the switch element when the switch element is conducted.The first impedance element is connected in series with the trigger power supply means, and the impedance of the first impedance element is higher than the impedance of the load circuitIt is characterized by that.
[0019]
In the invention of
[0020]
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the trigger power supply means and the energy supply source means are equivalently connected in series, connected to the switch element and the load circuit, and the response of the switch element. The voltage is lower than the sum of the voltage generated by the trigger power supply means and the voltage generated by the energy supply means, and higher than the voltage generated by the energy supply means.
[0021]
Claim4In the invention of claim1 to 3In the invention, a part of the first impedance element is included in the trigger power supply means.
[0022]
Claim5In the present invention, claims 1 to4 eitherIn the invention, a second impedance element and a forward diode or a forward diode are connected in series with the energy supply means, and the second impedance element and the diode or the diode are connected to the trigger power source. It is equivalently connected in parallel with a series circuit of the means and the first impedance element.
[0023]
Claim6In the invention of claim5In the invention, a part of the second impedance element is included in the load circuit and the energy supply source means or the energy supply source means.
[0024]
Claim7In the present invention, claims 1 to6 eitherIn the invention, the switch element is a gap element or a gas-filled gap element.
[0025]
Claim8In the present invention, claims 1 to6 eitherInventionInThe switch element is turned on when the voltage across the switch element reaches a predetermined operating voltage value, the voltage across the element decreases, and returns to a non-conductive state when the element current falls below a predetermined value. It is a type semiconductor switch element.
[0026]
Claim9In the present invention, claims 1 to8 eitherInventionInThe load circuit includes at least a pulse transformer, and the energy supply source means, the switch element, and the primary winding of the pulse transformer are equivalently connected in series.
[0027]
Claim10In the present invention, claims 1 to9 eitherIn the invention, the energy supply source means is a commercial AC power source.
[0028]
Claim11In the present invention, claims 1 to9 eitherIn the present invention, the energy supply source means is a DC power source.
[0029]
Claim12In the present invention, claims 1 to9 eitherIn the invention, the energy supply means is a pulse voltage.
[0030]
Claim13In the present invention, claims 1 to9 eitherIn the invention, the trigger power supply means is constituted by a series circuit of at least a DC power supply and switching means.
[0031]
Claim14In the present invention, claims 1 to9 eitherIn the invention, the trigger power supply means is a commercial AC power supply.
[0032]
Claim15In the present invention, claims 1 to9 eitherIn the invention, the trigger power supply means is a pulse voltage.
[0033]
Claim16In the present invention, claims 1 to9 eitherIn the invention, the trigger power supply means is a voltage that rises substantially continuously over time.
[0034]
Claim17In the present invention, claims 1 to16 eitherAccording to the invention, the switch element is triggered by the trigger power supply means by detecting that the voltage of the energy supply source means has reached a predetermined voltage for applying the energy required for the load circuit. .
[0035]
Claim18In the present invention, claims 1 to9,17 eitherIn the present invention, claims 1 to12The energy supply means of any of the claims, and13To claims16And any one of the trigger power supply means described above.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
First, before describing the present invention by embodiments, the basic concept of the present invention and its basic configuration will be described. FIG. 18 is a block diagram showing the basic concept of the pulse generator of the present invention. The energy supply means 5, the two-terminal voltage responsive switch element S, and the switch element S are triggered and turned on. The trigger power supply means 9 and a
[0037]
When such a configuration is used, the switch element S is turned on by the trigger power source means 9 and energy is supplied to the
[0038]
Here, as the switch element S, a gap element or a gas-filled gap element (air gap, gas gap) or a semiconductor having a pair of facing electrodes and filled with air or a gas for assisting discharge is used. A configured two-terminal voltage response type semiconductor switching element is used, and when the voltage at both ends reaches a predetermined response voltage, it is turned on and the impedance at both ends of the element is decreased. The semiconductor switch element has a characteristic of being turned off when the current becomes equal to or lower than a predetermined conduction state holding current. As the semiconductor switch element, for example, a bi-directional two-terminal thyristor (Bi-directiona diode thyristor) or SSS ( (Silicon Symmetrica I Switch) Call path is PNPNP junction semiconductor (e.g., new electrostatic Motosha made SIDAC) and, there is a Shockley diode.
[0039]
Here, a specific basic configuration includes a parallel configuration and a serial configuration. FIG. 19 shows an example of a parallel basic configuration. Energy supply means 5 and impedance Z1Series circuit, trigger power supply means 9 and impedance Z2Are connected in parallel with the switch element S and the
[0040]
Here, when the ON voltage of the switch element S is Vs, the voltage Ve of the energy supply source means 51The voltage Ve of the trigger power supply means 92The relationship of Ve1<Vs <Ve2Set to. That is, Ve1Then, the switch element S cannot be turned on, but Ve2When this occurs, the switch element S is turned on, so that the energy of the energy supply means 5 is supplied to the circuit of the switch element S and the
[0041]
Impedance Z1And Z2Is set for proper operation of this circuit. That is, Ve2When the switch element S is turned on, the current from the trigger power supply means 9 flows to the switch element S and the
[0042]
Where impedance Z2A resistor element, a capacitor element, an inductance element, an impedance element having a non-linear characteristic, or the like can be used. Also, the apparent trigger power supply means 9 has an impedance Z2May be included in part or all. On the other hand, Ve2Is generated and applied to the switch element S, the impedance Z1Since the voltage generated by the trigger power supply means 9 is absorbed by the energy supply source means 9 and the switch element S cannot be triggered as a result, the impedance does not significantly affect the pulse voltage generated in the
[0043]
Where impedance Z1A resistor element, a capacitor element, an inductance element, a non-linear temporal impedance element, or the like can be used. Also, apparently the energy supply means 9 has an impedance Z1Can be included in part or all. Furthermore, impedance Z1May include a switch means such as a diode connected to the energy supply means 5 in the forward direction. This is Ve2Since the switch element S is turned off before the occurrence of, the diode is naturally non-conductive, the energy from the energy supply means 5 is not supplied to the
[0044]
More specifically, a pulse transformer PT can be used as a load circuit. As shown in FIG. 21, a switch element S is connected in series with the primary winding of the pulse transformer PT so that the energy of the energy supply means 5 is supplied to the primary winding of the PT. A predetermined high voltage pulse can be generated in the next winding.
[0045]
As shown in FIG. 22, the trigger power supply means 9 and the impedance Z2May be directly connected in parallel with the switch element S without passing through the pulse transformer PT.
[0046]
Next, the serial configuration will be described. FIG. 23 shows a configuration example in series, and the energy supply source means 5 and the impedance Z1Is connected in parallel with the switch element S and the
[0047]
Here, when the ON voltage of the switch element S is Vs, the voltage Ve of the energy supply source means 51The voltage Ve of the trigger power supply means 92As shown in FIG.1<Vs <Ve1+ Ve2Set to. That is, the voltage Ve1Then, the switch element S cannot be turned on, but Ve1In addition to Ve2When this occurs, the switch element S is turned on, so that the energy of the energy supply means 5 is supplied to the circuit of the switch element S and the
[0048]
Impedance Z1Is the trigger power supply means 9 and the impedance Z2In order not to affect the path of the energy supplied from the energy supply source means 5 to the
[0049]
FIG. 25 shows an example of this specific configuration using a pulse transformer PT as a load circuit. Here, as the energy supply source means 5, there is a structure as shown in FIGS. 26 (a) to (c). In the case of (a) in the figure, a DC power supply voltage is used, in FIG. (B) is an example using a commercial AC power supply voltage, and (c) is an example using a pulse power supply voltage.
[0050]
Of course, the voltage Ve required to generate the desired pulse1Any means can be used as long as it provides energy. For example, in FIGS. 26B and 26C, Ve which is instantaneously necessary1Can be used. That is, the required voltage Ve1When the voltage reaches2And the switch element S is turned on. In FIG. 26, impedance Z1And the energy supply means 5 are not necessarily intricate and may be combined as appropriate. Furthermore, the trigger power supply means 9 and the impedance Z2Similarly, the serial / parallel relationship may be appropriately selected. On the other hand, the trigger power supply means 9 has a configuration as shown in FIGS. In the case of (a) in the figure, the DC power supply voltage is shown, in FIG. (B) is the commercial AC power supply voltage, in FIG. (C) is the pulse power supply voltage, and in FIG. , The voltage of the sawtooth wave). That is, the trigger power supply means 9 has a voltage Ve necessary for turning on the switch element S.2Any means can be used as long as it has an element that changes over time. For example, if the trigger power supply means 9 is simply the voltage Ve2Since the switching element S is always in the on state, a pulse cannot be generated. Therefore, the trigger power supply means 9 can be set to the voltage Ve arbitrarily or according to time.2Use means that can generate In the figure, impedance Z2And the trigger power supply means 9 are not necessarily combined, and may be combined as appropriate. Furthermore, the energy supply source means 5 and the impedance Z1Similarly, the serial / parallel relationship may be appropriately selected.
[0051]
The present invention will be described in detail by embodiments of the pulse generator using the above basic configuration and the discharge lamp lighting device using the same.
[0052]
(Embodiment 1)
In the present embodiment, as shown in FIG. 1, an AC power source Vs such as a commercial AC power source, a
[0053]
The
[0054]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG. When the voltage of the AC power supply Vs shown in FIG. 2A is applied, a voltage substantially the same as that of the AC power supply Vs is applied to both ends of the high-
[0055]
Here, when the voltage detection circuit 7 detects the AC power supply Vs voltage at a predetermined voltage (for example, near zero cross), the
[0056]
Thereby, the discharge gap G is turned on as shown in FIG. 2C, and the primary winding N of the AC power source Vs and the choke coil L is turned on.1And capacitor C1And the choke coil L of the
[0057]
The high-
[0058]
(Embodiment 2)
In the present embodiment, as shown in FIG. 3, an AC power source Vs, a
[0059]
The
[0060]
The secondary output voltage E of the transformer T1The discharge start voltage V of the discharge gap GGONDC power supply E2Is the discharge start voltage VGONAs above. Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG. Now, when the AC power supply Vs voltage is applied, the
[0061]
Then, the discharge gap G has a secondary voltage E of the transformer T at both ends.1DC power supply E2Is applied in parallel, and the voltage V shown in FIG.GWill be applied. In this case, the voltage V when the discharge gap G is assumed not to discharge.GThe image of is shown. As a result, the voltage VGIs the discharge start voltage VGONThe discharge gap G is turned on and the impedance becomes substantially 0, and when the discharge current becomes 0, the discharge gap G is turned off.
[0062]
Therefore, the voltage shown in FIG. 4C is applied, and the discharge start voltage VGONWhen it reaches the point, it turns on and has a steep discharge current IPFlows and discharge
[0063]
In the present embodiment, the discharge start voltage V of the discharge gap G is configured as described above.GONThe generated pulse voltage can be maintained even if the voltage changes, and the secondary output voltage E of the transformer T that contributes to the pulse generation.1Can be easily obtained.
[0064]
(Embodiment 3)
As shown in FIG. 5, the present embodiment includes an AC power source Vs, a
[0065]
The
[0066]
The
[0067]
DC power supply E2Is the discharge start voltage VGONAs above. Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG. Now, when the AC power supply Vs voltage is applied, the
[0068]
Then, the AC power supply Vs → the primary winding N of the choke coil L1→ Capacitor C3→ Switching element Q1→ Steep current I in closed loop of AC power supply VsP1Flows, and the output voltage E of the
[0069]
The peak value portion of the superimposed pulse voltage has a discharge start voltage V of the discharge gap G of the pulse generator 3.GONDC power supply E shown in FIG.2Is applied. Then, the discharge gap G has an output voltage E of the ballast 4.1And DC power supply E2Are applied in parallel. FIG. 6C shows an image of the applied voltage at this time.
[0070]
Now, the voltage V across the discharge gap GGIs the discharge start voltage VGON, The discharge gap G is turned on and its impedance becomes substantially zero.G6 (d), the energy of the pulse generated at the output of the
[0071]
In the present embodiment, the discharge start voltage V of the discharge gap G is configured as described above.GONIt is possible to stabilize the pulse voltage generated even when the value of f is changed. Further, after the high
[0072]
(Embodiment 4)
In the present embodiment, as shown in FIG. 7, an AC power source Vs, a
[0073]
The
[0074]
DC power supply E1Is the discharge start voltage V of the discharge gap GGONDC power supply E1And secondary voltage E of transformer T2Twice the maximum value of voltage (VPP) Is the discharge start voltage VGONAs above. Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG. Now, when the AC power supply Vs voltage is applied, the secondary voltage of the
[0075]
The discharge gap G is the discharge start voltage VGONIs turned on when the current reaches the value, the impedance becomes substantially 0, and when the discharge current becomes 0, the power is turned off and the impedance becomes infinite again. Therefore, the voltage across the discharge gap G is the voltage shown in FIG. When the discharge gap G is turned on, the impedance becomes substantially zero.1Steeper current IPDC power supply E1→ Diode D → Primary winding PT of pulse transformer PT1→ Discharge gap G → DC power supply E1The secondary winding PT of the pulse transformer PT2A high-pressure pulse is generated, and this high-pressure pulse is applied to the high-
[0076]
In the present embodiment, the discharge start voltage V of the discharge gap G is configured as described above.GONIt is possible to stabilize the pulse voltage generated even when the value of f is changed. The voltage that contributes to the generation of pulses1It is easier to stabilize by obtaining the1Therefore, the pulse generation timing can be arbitrarily selected, and the degree of design freedom can be increased.
[0077]
(Embodiment 5)
In the present embodiment, as shown in FIG. 9, an AC power source Vs, a
[0078]
The
[0079]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG. Now, when the AC power supply Vs voltage is applied, the secondary voltage of the
[0080]
However, when the
[0081]
At this time, DC power supply E1Steeper current IPDC power supply E1→ Primary winding PT of pulse transformer PT1→ Discharge gap G → DC power supply E1The secondary winding PT of the pulse transformer PT2A high-pressure pulse is generated and applied to the high-
[0082]
In the present embodiment, the discharge start voltage V of the discharge gap G is configured as described above.GONIt is possible to stabilize the pulse voltage generated even when the value of f is changed. The voltage that contributes to the generation of pulses1Thus, it becomes easier to stabilize, and the timing of pulse generation can be arbitrarily selected by the design of the
[0083]
(Embodiment 6)
As shown in FIG. 11, the present embodiment includes an AC power source Vs, a
[0084]
The
[0085]
Here, the transformer T constitutes the energy supply source means 5, and includes a DC power source Eb, a pulse transformer PT ', and a switching element Q.2The trigger power supply means is constituted by the impedance, and the impedance connected in series to the energy supply means means 5 is the secondary winding of the transformer T and the primary winding PT of the pulse transformer PT '.1The impedance connected to the trigger power supply means in series is the primary winding PT of the pulse transformer PT '.1It is comprised by '' inductance.
[0086]
The secondary output voltage E of the transformer T1Is the discharge start voltage V of the discharge gap GGONHereinafter, secondary output voltage E1And a secondary output voltage E of the pulse transformer PT '2Is the discharge start voltage V of the discharge gap G.GONAs above. Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.
[0087]
Now, when the AC power supply Vs voltage is applied, the
[0088]
Here, the voltage detection circuit 7 is connected to the secondary voltage E of the transformer T.1Is detected by the
[0089]
Secondary winding PT of pulse transformer PT '2′ Is connected in series with the discharge gap G, the voltage V across the discharge gap GGIs the voltage E1And E2(FIG. 12 (c) shows a waveform in which the discharge gap G is not turned on). And the voltage V across the discharge gap GGIs the discharge start voltage VGONIs reached, the discharge gap G is turned on and its impedance becomes 0, and when the discharge current becomes 0, it is turned off and the impedance becomes infinite.
[0090]
Therefore, the voltage V shown in FIG.GIs applied to the discharge start voltage VGONExceeds the discharge gap G, the steep discharge current I is turned on.PIs the primary winding PT of the pulse transformer PT1Resulting in secondary winding PT2A high voltage pulse is generated in the discharge current IPWhen becomes zero, the discharge gap G is turned off, and the following operation is repeated. The voltage V across the discharge gap G at this timeGIs as shown in FIG.
[0091]
With the above operation, the secondary winding PT of the pulse transformer PT2Is applied to the high-
[0092]
By the way, in addition to the
[0093]
(Embodiment 7)
In the present embodiment, as shown in FIG.10Capacitor C through1Are connected in parallel, and the capacitor C1Is the primary winding PT of the pulse transformer PT1And secondary winding PT of trigger pulse transformer PT '2′ And the discharge gap G in parallel, and the resistance R11And capacitor C4A series circuit with is connected.
[0094]
Capacitor C4Includes the primary winding PT of the pulse transformer PT '.1'And switching element Q2And a switching element Q2
[0095]
Where capacitor C5The capacity of the capacitor C1Smaller than Secondary winding PT of pulse tolerance PT '2'And capacitor C5Thus, the trigger power supply means is configured. Thus, the capacitor C5Is the resistance R from the energy source means 510, Primary winding PT of pulse transformer PT1Through the secondary winding PT of the pulse transformer PT '.2It is applied to both ends of the discharge gap G via '. The voltage at this time is a voltage that does not turn on the discharge gap G.
[0096]
Next, switching element Q2Is turned on, the secondary winding PT of the pulse transformer PT '2′ Generates a pulse voltage, and this pulse voltage is5The voltage V across the discharge gap G is superimposed on the voltage VGIs the discharge start voltage VGONWill be reached. Therefore, at this time, the capacitor C5Since current flows from the pulse transformer PT but no current flows to the pulse transformer PT, the energy supply source means 5 supplies the primary winding PT of the pulse transformer PT.1Is less affected when generating a pulse voltage from the pulse transformer PT.
[0097]
(Embodiment 8)
In this embodiment, as shown in FIG.5The secondary winding PT of the pulse transformer PT 'for triggering2It differs from the
[0098]
Thus, switching element Q2Turns on and the secondary winding PT of the pulse transformer PT '2Before generating a pulse voltage on the capacitor C5Is the capacitor C1Are charged almost equally. Secondary winding PT of pulse transformer PT '2When a pulse voltage is generated at ', this pulse voltage and the capacitor C5Is applied to the discharge gap G, and the discharge gap G is turned on.
[0099]
Here, in the present embodiment, the primary winding PT of the pulse transformer PT is supplied from the energy supply source means 5.1And the secondary winding PT of the trigger pulse transformer PT 'in the current path to the discharge gap G.2Since 'is not present, higher energy can be supplied to the primary side of the pulse transformer PT, and the output pulse voltage can be increased.
[0100]
(Embodiment 9)
In the present embodiment, as shown in FIG. 15, the tertiary winding PT is connected to the pulse transformer PT.3This tertiary winding PT3And resistance R12Is connected to the energy supply means 5, and the
[0101]
According to this embodiment, it is not necessary to provide a trigger pulse transformer separately.
[0102]
(Embodiment 10)
In the present embodiment, as shown in FIG.1In parallel with the pulse transformer PT1Primary winding PT1Is connected to the discharge gap G, and the switching element Q comprising a thyristor is connected to the discharge gap G3And capacitor C6Connected to a series circuit with the switching element Q3
[0103]
Thus, the switching element Q is controlled by the control circuit 6.3Is turned on, the resistance R from the energy supply means 510And the primary winding PT of the pulse transformer PT1Capacitor C through6Current flows through This current is pulse transformer PT1Primary winding PT1Inductance and capacitor C6Is the resonance current due to capacitor C6A voltage approximately twice the voltage of the energy source means 5 is generated. The discharge gap G is turned on with this voltage. That is, this resonance circuit constitutes the trigger power supply means.
[0104]
Where capacitor C6And the primary winding PT of the pulse transformer PT1Capacitor C to resonance of inductance1Capacitor C so that the capacitance of1Is the capacitor C6The capacity is set sufficiently larger than that. This embodiment is characterized in that the number of parts can be further reduced as compared with the seventh to ninth embodiments.
[0105]
(Embodiment 11)
In this embodiment, as shown in FIG. 17, an AC power source Vs, a
[0106]
The
[0107]
Here, the energy supply means 5 is a flyback transformer FT.1Switching element Q for high speed such as IGBT11And diode D11And capacitor C20And switching element Q11Drive circuit DR for generating a high-speed drive signal train11And switching element Q11Is the smoothing capacitor C11Flyback transformer FT1Connected through the primary winding of the capacitor C20Is the diode D11Via flyback transformer FT1Connected to the secondary winding of the drive circuit DR11The operation is controlled by the detection outputs of the voltage detection means DVT and the lighting detection means OD. Capacitor C20Are the output ends of the energy supply means 5, and the primary winding PT of the flyback transformer PT.1And a series circuit of the discharge gap G are connected.
[0108]
The trigger power supply means 9 includes a step-up transformer T1Switching element Q for high speed such as IGBT12And capacitor C21And switching element Q12Drive circuit DR for generating a high-speed drive signal train12And resistance R10And switching element Q12Is the smoothing capacitor C11Resistance R10And transformer T1Connected to the primary winding of the capacitor C21Is Trans FT1Connected in series to the secondary winding of the drive circuit DR12The operation is controlled by the detection output of the voltage detection means DVT. Transformer T1Secondary winding and capacitor C21Both ends of the series circuit are the output ends of the trigger power supply means G, and the
[0109]
Next, the operation of this embodiment will be described. Thus, when the AC power source Vs is turned on, the
[0110]
Here, the energy supply means 5 constitutes a normal flyback converter. In this way, the capacitor C20The energy for generating the final pulse is stored in the voltage Ve1Is generated. At this time, capacitor C20The voltage Ve across1Is the primary winding PT of the pulse transformer PT1And the step-up transformer T of the trigger power supply means 91Capacitor C through secondary winding21In this embodiment, the capacitor C20The capacity of the capacitor C21Set larger than the capacity of capacitor C21Stored energy is capacitor C20Is sufficiently smaller than the stored energy.
[0111]
Capacitor C20Voltage E1Is detected by the voltage detecting means VDT and the drive circuit DR11Stop the operation. Thereby, the capacitor C20Voltage Ve1Is prevented from reaching more than desired. The detection signal of the voltage detection means VDT is the drive circuit DR.11A signal is given to the trigger power supply means 9 at the same time as or after the stop of the operation. That is, the signal is applied to the drive circuit DR of the trigger power supply means 9.12To the switching element Q12Turn on. Then smoothing capacitor C11To resistance R10Through the transformer T1Smoothing capacitor C on the primary winding side11A voltage substantially equal to the voltage is applied. As a result, the step-up transformer T1Vt on the secondary winding side2A voltage is generated.
[0112]
Capacitor C21Is almost Ve1Is stored, and Vt2Is the voltage plus Ve2Applied to both ends of the discharge gap G. Thus, this voltage Ve2Is the discharge start voltage V of the discharge gap GGONThe discharge gap G is turned on and the capacitor C20Energy of the primary winding PT of the pulse transformer PT1To the secondary winding PT of the pulse transformer PT21, PT22The high voltage pulse V required to start the high-
[0113]
Therefore, the high
[0114]
In this embodiment, the energy supply source means 5 and the trigger power supply means 9 are connected in series (impedance Z described above).1, Z2Is equivalent to the basic configuration. According to the present embodiment, even with a discharge lamp igniter using the discharge gab G, it becomes possible to make the output pulse voltage very stable, resulting in lower costs while improving the safety of the device. The size can be reduced.
[0115]
As described above, the present embodiment can be configured and implemented in any manner by using the appropriate energy supply means 5, trigger power supply means 9, and impedance. Even configurations other than those described or parts used are included in the present invention, and can operate in the same manner as in the present embodiment.
[0116]
【The invention's effect】
Invention of Claim 1 thru | or Claim18Since the invention is configured as described above, a two-terminal voltage responsive switch element that conducts when the voltage at both ends reaches a predetermined response voltage, and the switch element by applying a voltage to both ends of the switch element. Trigger power supply means for conducting the power supply, and energy supply source means for supplying energy to the switch element and a load circuit connected in series to the switch element when the switch element is conducted.The first impedance element is connected in series with the trigger power supply means, and the impedance of the first impedance element is higher than the impedance of the load circuitTherefore, there is an effect that a stable high voltage pulse voltage can be generated even when a two-terminal voltage response type switching element having a large variation in response voltage such as an air gap, a gas gap, or SSS is used.
[0117]
In particular, the invention according to
[0118]
And claims11The invention of claim 1 to claim9 eitherIn this invention, since the energy supply means is a DC power source, there is an effect that the timing of pulse generation can be arbitrarily selected and the degree of freedom in design can be increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 3 is a circuit diagram of
FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 5 is a circuit diagram of
FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 7 is a circuit diagram of
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 9 is a circuit diagram of
FIG. 10 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 11 is a circuit diagram of
FIG. 12 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 13 is a circuit diagram of
FIG. 14 is a circuit diagram of Embodiment 7 of the present invention.
FIG. 15 is a circuit diagram of an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a circuit diagram of
FIG. 17 is a circuit diagram of
FIG. 18 is a configuration diagram of the basic concept of the pulse generator of the present invention.
FIG. 19 is a configuration diagram showing a basic configuration of a parallel system of the pulse generator of the present invention.
FIG. 20 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 21 is a configuration diagram of a specific example showing the basic configuration of the parallel system of the pulse generator of the present invention.
FIG. 22 is a configuration diagram of another specific example showing the basic configuration of the parallel system of the pulse generator of the present invention.
FIG. 23 is a configuration diagram showing a basic configuration of a series system of the pulse generator of the present invention.
FIG. 24 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 25 is a configuration diagram of a specific example showing the basic configuration of the series system of the pulse generator of the present invention.
FIG. 26 is a structural example diagram of the energy supply source means.
FIG. 27 is a structural example diagram of the trigger power supply means.
FIG. 28 is a circuit configuration diagram of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 29 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
FIG. 30 is a circuit diagram of another conventional pulse generator.
FIG. 31 is a waveform diagram for explaining the operation of the above.
[Explanation of symbols]
Vs Commercial AC power supply
G Discharge gap
E2 DC power supply
SW switching element
Cf Power factor improving capacitor
C1 Capacitor
R1 resistance
L Choke coil
N1 Primary winding
N2 Secondary winding
2 High pressure discharge lamp
3 Pulse generator
4 Ballast
5 Energy supply sources
6 Control circuit
7 Voltage detection circuit
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