JP3680230B2 - Magnetic bearing device - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、磁気軸受装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気軸受装置を使用した工作機械用スピンドル装置などの高速回転機械として、主軸などの回転体の軸方向（アキシアル方向）の２箇所がラジアル磁気軸受装置によって径方向（ラジアル方向）に非接触支持され、軸方向の１箇所がアキシアル磁気軸受装置によって軸方向に非接触支持されたものが知られている。
【０００３】
上記のような高速回転機械に使用されるラジアル磁気軸受装置の１例が図１および図２に示されている。図１はラジアル磁気軸受装置の機械的部分の横断面図、図２はその制御部分のブロック図である。なお、以下の説明において、軸方向の軸をＺ軸、Ｚ軸と直交するとともに互いに直交する２つの径方向の軸をＸ軸およびＹ軸とする。ラジアル磁気軸受装置は回転体の軸方向の１箇所をＸ軸方向およびＹ軸方向に非接触支持するものであるが、図２にはＸ軸方向の制御部分だけが示されている。
【０００４】
図１に示すように、ラジアル磁気軸受装置は、回転体(1) をＸ軸方向およびＹ軸方向に非接触支持する１組のラジアル磁気軸受(2) を備えている。磁気軸受(2) は、回転体(1) をＸ軸方向の両側から挟んで外向きに吸引する１対のＸ軸電磁石(2xa)(2xb)と、回転体(1) をＹ軸方向の両側から挟んで外向きに吸引する１対のＹ軸電磁石(2ya)(2yb)とを備えている。各Ｘ軸電磁石(2xa)(2xb)の近傍に、回転体(2) をＸ軸方向の両側から挟んで回転体(2) とのＸ軸方向の空隙の大きさを検出する１対のＸ軸変位センサ(3xa)(3xb)が設けられ、各Ｙ軸電磁石(2ya)(2yb)の近傍に、回転体(2) をＹ軸方向の両側から挟んで回転体(2) との空隙の大きさを検出する１対のＹ軸変位センサ(3ya)(3yb)が設けられている。
【０００５】
図２に示すように、ラジアル磁気軸受装置のＸ軸方向の制御部分は、Ｘ軸変位検出装置(4x)、電磁石制御装置(5x)および電力増幅器(6xa)(6xb)を備えている。変位検出装置(4x)は、上記の２個のＸ軸変位センサ(3xa)(3xb)と、演算部(7x)とを備えており、演算部(7x)が、センサ(3xa)(3xb)の出力から回転体(1) のＸ軸方向の変位を求めて、Ｘ軸変位信号Ｖx'を出力する。Ｘ軸変位信号Ｖx'は、そのまま制御装置入力信号Ｖx として電磁石制御装置(5x)に入力する。電磁石制御装置(5x)は、変位検出装置(4x)の出力信号である入力信号Ｖx に基づいて各Ｘ軸電磁石(2xa)(2xb)の駆動電流をそれぞれ制御するための位置制御信号Ｖcxa'、Ｖcxb'を出力する。各位置制御信号Ｖcxa'、Ｖcxb'は、そのまま電磁石制御信号Ｖcxa 、Ｖcxb として対応する各電力増幅器(6xa)(6xb)に入力する。各電力増幅器(6xa)(6xb)は、電磁石制御信号Ｖcxa 、Ｖcxb を増幅して各Ｘ軸電磁石(2xa)(2xb)にそれぞれ駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb を供給する。そして、２個の電磁石(2xa)(2xb)にそれぞれ駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb が供給されることにより、各電磁石(2xa)(2xb)にＸ軸方向外向きの磁気吸引力が発生して、回転体(1) にＸ軸方向の磁気力Ｆcxが作用し、これにより回転体(1) がＸ軸方向の所定位置に非接触支持される。
【０００６】
ラジアル磁気軸受装置のＹ軸方向の制御部分も、図２のＸ軸方向の制御部分と同様の構成を有する。
【０００７】
上記のような高速回転機械に使用されるアキシアル磁気軸受装置の１例が図３および図４に示されている。図３はアキシアル磁気軸受装置の機械的部分の縦断面図、図４はその制御部分のブロック図である。
【０００８】
図３に示すように、アキシアル磁気軸受装置は、回転体(1) をＺ軸方向に非接触支持する１組のアキシアル磁気軸受(8) を備えている。磁気軸受(8) は、回転体(1) のフランジ部(1a)をＺ軸方向の両側から挟んで反対向きに吸引する１対のＺ軸電磁石(8za)(8zb)を備えている。回転体(1) の端面の近傍に、この端面とのＺ軸方向の空隙の大きさを検出する１個のＺ軸変位センサ(3z)が設けられている。
【０００９】
図４に示すように、アキシアル磁気軸受装置の制御部分は、Ｚ軸変位検出装置(4z)、電磁石制御装置(5z)および電力増幅器(6za)(6zb)を備えている。変位検出装置(4z)は、上記の１個のＺ軸変位センサ(3z)と、演算部(7z)とを備えており、演算部(7z)が、センサ(3z)の出力から回転体(1) のＺ軸方向の変位を求めて、Ｚ軸変位信号Ｖz'を出力する。Ｚ軸変位信号Ｖz'は、そのまま制御装置入力信号Ｖz として電磁石制御装置(5z)に入力する。電磁石制御装置(5z)は、変位検出装置(4z)の出力信号である変位信号Ｖz に基づいて各Ｚ軸電磁石(8za)(8zb)の駆動電流をそれぞれ制御するための位置制御信号Ｖcza'、Ｖczb'を出力する。各位置制御信号Ｖcza'、Ｖczb'は、そのまま電磁石制御信号Ｖcza 、Ｖczb として対応する各電力増幅器(6za)(6zb)に入力する。各電力増幅器(6za)(6zb)は、電磁石制御信号Ｖcza 、Ｖczb を増幅して各Ｚ軸電磁石(8za)(8zb)にそれぞれ駆動電流Ｉcza 、Ｉczb を供給する。そして、２個の電磁石(8za)(8zb)にそれぞれ駆動電流Ｉcza 、Ｉczb が供給されることにより、各電磁石(8za)(8zb)にＺ軸方向反対向きの磁気吸引力が発生して、回転体(1) にＺ軸方向の磁気力Ｆczが作用し、これにより回転体(1) がＺ軸方向の所定位置に保持される。
【００１０】
上記のようなラジアル磁気軸受装置およびアキシアル磁気軸受装置を備えた高速回転機械において、回転中の回転体(1) には、各磁気軸受装置による磁気力の他に外乱が作用する。図２において、外乱のＸ軸成分をＦdxで示し、図４において、外乱のＺ軸成分をＦdzで示している。Ｘ軸方向については、磁気力Ｆcxと外乱のＸ軸成分Ｆdxを合わせた力Ｆx が回転体(1) に作用する。Ｙ軸方向についても同様である。Ｚ軸方向については、磁気力Ｆczと外乱のＺ軸成分Ｆdzを合わせた力Ｆz が回転体(1) に作用する。
【００１１】
外乱には種々のものがあるが、周期性を持つものが多い。
【００１２】
径方向の外乱として、たとえば、回転体(1) のアンバランスによるものがある。この場合、定格回転時の回転体にそのアンバランス量に比例した振れ回りが発生し、これが回転精度や制御の安定性に悪影響を及ぼすことが多い。アンバランスによる回転体の振れ回りを低減させる方法として、たとえば、回転センサにより回転数に比例した参照信号を発生させ、この参照信号を基に、回転数に同期した周波数成分を制御せずに、回転体をその慣性主軸回りに回転させるいわゆる慣性中心制御が知られている。ところが、この場合は、エンコーダなどの回転センサが別に必要になり、回転体をその慣性主軸回りに回転させても、アンバランスに比例した振れ回り量そのものを十分に小さくすることはできない。また、一定の周波数（回転数）についてのみ軸受剛性を大きくするいわゆるピークオブゲイン制御も知られているが、この場合も、他の回転数領域で使用したときには外乱を抑制することができない。
【００１３】
一方、回転体が高速になると、回転体の固有振動数（剛性モード、１次曲げモード、２次曲げモード）は回転数の上昇とともに変化しかつ分岐するという特性すなわちジャイロ作用を有する。そして、各固有振動数に相当する回転数において、外乱などによるジャイロ振動が発生する。このため、ある状態における固有振動数に対する補償を行なったとしても、他の状態における固有振動数に相当する振動数においてジャイロ振動が発生する。高速回転する回転体については、実際の回転数と固有振動数との差をできるだけ大きくする必要があるが、上記のような事情より、回転数を高くすることは困難である。
【００１４】
軸方向の外乱として、たとえば、磁気軸受装置を研削盤などの工作機械のスピンドル装置に使用する場合が考えられる。研削盤のスピンドル装置では、主軸（回転体）に軸方向に一定周波数のオシレーション（振動）を与えて加工を行なう場合が多いが、オシレーション周波数が軸受剛性の低い領域に設定されることがあり、その場合、軸受の剛性不足により主軸が軸方向に大きく振動し、加工精度に悪影響を及ぼすことがある。その対策として、前記のピークオブゲイン制御が知られているが、この場合は、前記のように、他の回転数領域で使用したときには外乱を抑制することができない。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
この発明の目的は、上記の問題を解決し、周期性外乱の周波数が変化しても常にその影響を軽減でき、どの回転数領域においても安定性の高い運転が可能で、高速回転が可能になる磁気軸受装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
この発明による磁気軸受装置は、回転体を非接触支持する複数の電磁石を有する磁気軸受と、電磁石制御信号に基づいて前記電磁石に駆動電流を供給する電力増幅器と、前記回転体の変位を検出する変位検出手段と、前記変位検出手段の出力信号に基づいて前記電磁石の駆動電流を制御するための位置制御信号を出力する電磁石制御手段と、前記電磁石の駆動電流から周期性外乱の周波数を推定してこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号を出力する外乱抑制制御手段と、前記位置制御信号と前記外乱抑制信号を加算して電磁石制御信号を前記電力増幅器に供給する加算手段とを備えており、前記外乱抑制制御手段が、推定した周期性外乱の周波数ωおよび誤差信号ｅを処理して式（ C1 ）および（ C2 ）によりｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) を計算する同期エネルギ計算手段と、前記ｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) から式（ C3 ）および（ C4 ）により制御入力ｒのフーリエ係数α ( ｋ＋１ ) およびβ ( ｋ＋１ ) を計算するフーリエ係数計算手段と、前記フーリエ係数から式（ C5 ）により制御入力ｒを求めて外乱抑制信号を生成する信号生成手段とを備えていることを特徴とするものである。
ｎ 1( ｔ ) ＝０．５〔Ａαｃｏｓ ( θ ) ＋α d −Ａβｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C1 ）
ｎ 2( ｔ ) ＝０．５〔Ａβｃｏｓ ( θ ) ＋β d −Ａαｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C2 ）
α ( ｋ＋１ ) ＝α ( ｋ ) −μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ……（ C3 ）
β ( ｋ＋１ ) ＝β ( ｋ ) −μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ……（ C4 ）
ｒ＝α ( ｋ＋１ ) ｓｉｎ ( ωｔ ) ＋β ( ｋ＋１ ) ｃｏｓ ( ωｔ ) ……（ C5 ）
ただし、式（ C1 ）および（ C2 ）において、θは位相角である。
式（ C3 ）および（ C4 ）において、μ i はステップサイズである。また、ｎ 1( ｋ＋１ ) およびｎ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C6 ）および（ C7 ）で表わされる。
ｎ 1( ｋ＋１ ) ＝ｎ 1( ｋ )
＋０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｓｉｎ ( θ )
−μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｃｏｓ ( θ ) 〕……（ C6 ）
ｎ 2( ｋ＋１ ) ＝ｎ 2( ｋ )
−０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｃｏｓ ( θ )
＋μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C7 ）
式（ C6 ）および（ C7 ）において、μ 1( ｋ＋１ ) およびμ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C8 ）および（ C9 ）で表わされる。
μ 1( ｋ＋１ ) ＝μ 1( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 1 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 1 ２ ( ｋ ) 〕……（ C8 ）
μ 2( ｋ＋１ ) ＝μ 2( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 2 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 2 ２ ( ｋ ) 〕……（ C9 ）
【００１７】
電磁石の駆動電流から周期性外乱の周波数を推定し、上記のような同期エネルギ計算手段、フーリエ係数計算手段および信号生成手段によりこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号を生成して出力し、これを位置制御信号に加算して電磁石制御信号として電力増幅器に供給するため、外乱の周波数が変化しても、常にその影響を低減することができる。このため、どの回転数領域においても、外乱による回転体の振動を抑制して、安定性の高い制御ができ、高速回転が可能になる。
【００１８】
この発明による磁気軸受は、また、回転体を非接触支持する複数の電磁石を有する磁気軸受と、電磁石制御信号に基づいて前記電磁石に駆動電流を供給する電力増幅器と、前記回転体の変位を検出する変位検出手段と、前記変位検出手段の出力信号に基づいて前記電磁石の駆動電流を制御するための電磁石制御信号を出力する電磁石制御手段と、前記電磁石制御信号から周期性外乱の周波数を推定してこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号を出力する外乱抑制制御手段と、前記変位検出手段の出力と前記外乱抑制信号を加算した信号を前記電磁石制御手段に供給する加算手段とを備えており、前記外乱抑制制御手段が、推定した周期性外乱の周波数ωおよび誤差信号ｅを処理して式（ C1 ）および（ C2 ）によりｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) を計算する同期エネルギ計算手段と、前記ｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) から式（ C3 ）および（ C4 ）により制御入力ｒのフーリエ係数α ( ｋ＋１ ) およびβ ( ｋ＋１ ) を計算するフーリエ係数計算手段と、前記フーリエ係数から式（ C5 ）により制御入力ｒを求めて外乱抑制信号を生成する信号生成手段とを備えていることを特徴とするものである。
ｎ 1( ｔ ) ＝０．５〔Ａαｃｏｓ ( θ ) ＋α d −Ａβｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C1 ）
ｎ 2( ｔ ) ＝０．５〔Ａβｃｏｓ ( θ ) ＋β d −Ａαｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C2 ）
α ( ｋ＋１ ) ＝α ( ｋ ) −μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ……（ C3 ）
β ( ｋ＋１ ) ＝β ( ｋ ) −μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ……（ C4 ）
ｒ＝α ( ｋ＋１ ) ｓｉｎ ( ωｔ ) ＋β ( ｋ＋１ ) ｃｏｓ ( ωｔ ) ……（ C5 ）
ただし、式（ C1 ）および（ C2 ）において、θは位相角である。
式（ C3 ）および（ C4 ）において、μ i はステップサイズである。また、ｎ 1( ｋ＋１ ) およびｎ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C6 ）および（ C7 ）で表わされる。
ｎ 1( ｋ＋１ ) ＝ｎ 1( ｋ )
＋０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｓｉｎ ( θ )
−μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｃｏｓ ( θ ) 〕……（ C6 ）
ｎ 2( ｋ＋１ ) ＝ｎ 2( ｋ )
−０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｃｏｓ ( θ )
＋μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C7 ）
式（ C6 ）および（ C7 ）において、μ 1( ｋ＋１ ) およびμ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C8 ）および（ C9 ）で表わされる。
μ 1( ｋ＋１ ) ＝μ 1( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 1 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 1 ２ ( ｋ ) 〕……（ C8 ）
μ 2( ｋ＋１ ) ＝μ 2( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 2 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 2 ２ ( ｋ ) 〕……（ C9 ）
【００１９】
電磁石制御信号から周期性外乱の周波数を推定し、上記のような同期エネルギ計算手段、フーリエ係数計算手段および信号生成手段によりこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号を生成して出力し、これを変位検出手段の出力と加算して電磁石制御手段に供給するため、外乱の周波数が変化しても、常にその影響を低減することができる。このため、どの回転数領域においても、外乱による回転体の振動を抑制して、安定性の高い制御ができ、高速回転が可能になる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図５〜図１３を参照して、この発明の実施形態について説明する。
【００２１】
図５は、この発明をラジアル磁気軸受装置に適用した第１実施形態を示している。図５は従来技術を示す図２に相当するものであり、図２のものと同じ部分には同一の符号を付している。また、第１実施形態におけるラジアル磁気軸受装置の機械的部分の構成は、図１に示す従来技術と同じである。
【００２２】
第１実施形態において、Ｘ軸変位検出装置(4x)は回転体(1) のＸ軸方向の変位を検出するＸ軸変位検出手段を、電磁石制御装置(5x)は変位検出装置(4x)の出力信号である変位信号Ｖx'に基づいて各Ｘ軸電磁石(2xa)(2xb)の駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb をそれぞれ制御するための位置制御信号Ｖcxa'、Ｖcxb'を出力するＸ軸電磁石制御手段をそれぞれ構成している。
【００２３】
第１実施形態の場合、ラジアル磁気軸受装置のＸ軸方向の制御部分において、外乱抑制制御手段としての外乱抑制制御装置(9x)が電力増幅器(6xa)(6xb)と並列に設けられている。外乱抑制制御装置(9x)は、後に詳しく説明するように、駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb から周期性外乱の周波数を推定し、この周期性外乱を抑制するための外乱抑制制御信号Ｖrxa 、Ｖrxb を出力する。外乱抑制制御装置(9x)は、ＤＳＰ（ディジタル信号処理プロセッサ）を備えている。ディジタル信号処理プロセッサ（Digital Signal Processor）とは、ディジタル信号を入力してディジタル信号を出力し、ソフトウェアプログラムが可能で、高速実時間処理が可能な専用ハードウェアを指す。そして、後に説明する外乱抑制制御装置(9x)における処理は、ＤＳＰのプログラムを実行することにより行なわれる。電磁石制御装置(5x)からの一方の位置制御信号Ｖcxa'と外乱抑制制御装置(9x)からの一方の外乱抑制制御信号Ｖrxa とは、加算手段を構成する一方の加算器(10xa)により加算され、電磁石制御信号Ｖcxa として一方の電力増幅器(6xa) に供給される。電磁石制御装置(5x)からの他方の位置制御信号Ｖcxb'と外乱抑制制御装置(9x)からの他方の外乱抑制制御信号Ｖrxb とは、加算手段を構成する他方の加算器(10xb)により加算され、電磁石制御信号Ｖcxb として他方の電力増幅器(6xb) に供給される。他は、図１および図２の従来技術の場合と同様である。
【００２４】
次に、図６および図７のフローチャートを参照して、外乱抑制制御装置(9x)の動作の１例を説明する。
【００２５】
図６において、まず、駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb のサンプリングを所定時間行う（ステップ101 ）。そして、このサンプリング結果に基づいて、周期性外乱の周波数ωの推定を行う（ステップ102 ）。
【００２６】
次に、ωの推定アルゴリズムの１例について説明する。
【００２７】
このアルゴリズムは、周期がτ* である信号ｄ（ｔ）を考え、次の式(1) で表わされる評価関数Ｊ（τ）の勾配最小化法に基づいた方法である。
【００２８】
【数１】
【００２９】
【数２】
【００３０】
Ｔmax ＝ＬΔＴ，τ＝ηΔＴ …… (3)
ただし、Ｌは整数で、ηは実数である。実数ηの整数部分を｜η｜と定義すると、ηと隣接の両整数は｜η｜と（｜η｜＋１）である。
【００３１】
サンプリング時間がΔＴである離散データ（ｄ1 ，・・・・，ｄL ，・・・・，ｄ2L+2）に対して、η＝τ／ΔＴは整数ではないので、点τにおいて評価関数を次の式(4) および式(5) のように近似できる。
【００３２】
【数３】
【００３３】
【数４】
【００３４】
【数５】
【００３５】
【数６】
【００３６】
図７において、まず、前記の式(1) で表わされる評価関数Ｊについて、前記の式(6) および式(7) を用いて、点｜η｜ΔＴと点（｜η｜＋１）ΔＴにおける偏微分を計算する（ステップ201 ）。次に、これらの偏微分の計算値と前記の式(8) を用いて、線形補間により、点ηδＴにおけるＪの偏微分を計算する（ステップ202 ）。次に、前記の式(9) を用いて、η（ｔ）の更新値η（ｔ＋１）を計算する（ステップ203 ）。次に、Ｊと微小値εとを比較し（ステップ204 ）、Ｊがε以上であれば、ステップ201 に戻り、ステップ201 〜204 を繰返す。ステップ204 において、Ｊがεより小さければ、ステップ205 に進み、次の式(10)を用いて、周期τを計算する。そして、このτを周波数ωに換算し（ステップ206 ）、処理を終了する。
【００３７】
図６において、ステップ102 の周波数ωの推定が終了したならば、外乱抑制信号を生成するために、ステップ103 以下の処理を行う。この処理について説明する前に、図８〜図１０を参照して、外乱抑制信号生成の原理について説明する。
【００３８】
図８は、制御系の全体構成を概略的に示している。図８において、(11)は制御対象であり、第１実施形態のラジアル磁気軸受(2) に相当する。(12)は、第１実施形態の外乱抑制制御装置(9x)に相当する外乱抑制制御装置である。ｄは、第１実施形態の外乱Ｆdxに相当する外乱である。ｅは制御対象(11)の出力である誤差信号であり、第１実施形態の駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb に相当する。ｒは外乱抑制制御装置(12)の出力信号すなわち制御対象(11)への制御入力であり、第１実施形態の外乱抑制制御信号Ｖrxa 、Ｖrxb に相当する。
【００３９】
図９は外乱抑制制御装置(12)においてＤＳＰのプログラムを実行することにより行われている処理をブロック図で表わしたものであり、制御装置(12)における処理は同期エネルギ計算手段(13)、フーリエ係数計算手段(14)および信号生成手段(15)より構成されている。
【００４０】
図１０は同期エネルギ計算手段(13)における処理をブロック図で表わしたものであり、この手段(13)における処理は２つの乗算器(16)(17)と２つの低域通過フィルタ(18)(19)より構成されている。
【００４１】
外乱ｄを次の式(10)にように与え、制御対象(11)の伝達関数Ｇ（ｓ）が次の式(11)のようであるとする。
【００４２】
ｄ＝αd ｓｉｎ（ωｔ）＋βd ｃｏｓ（ωｔ） …… (10)
Ｇ（ｊｗ）＝Ａｅj θ …… (11)
すると、制御対象(11)への制御入力ｒは次の式(12)にように与えられる。
【００４３】
ｒ＝α（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）＋β（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ） …… (12)
制御入力ｒに対して、制御対象(11)の定常出力ｙと誤差信号ｅは次の式(13)および式(14)のようになる。
【００４４】
ｙ＝Ａ〔α（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＋β（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ＋θ）〕…… (13)
ｅ＝Ａ〔α（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋θ）＋β（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ＋θ）〕＋αd ｓｉｎ（ωｔ）＋βd ｃｏｓ（ωｔ） …… (14)
同期エネルギ計算手段(13)は、誤差信号ｅを処理して、ｎ1 （ｔ）およびｎ2 （ｔ）を生成する。一方の乗算器(16)において、ｅ（ｔ）とｓｉｎ（ωｔ）との積が演算され、この積ｅ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ）が一方のフィルタ(18)に通されて、その出力としてｎ1 （ｔ）が生成される。同様に、他方の乗算器(17)において、ｅ（ｔ）とｃｏｓ（ωｔ）との積が演算され、この積ｅ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ）が他方のフィルタ(19)に通されて、その出力としてｎ2 （ｔ）が生成される。フィルタ(18)(19)のカットオフ周波数ωB は、ωB ＜＜２ωの関係を満たすように選ばれる。ここで、ゲインの非常に小さい高周波成分を無視すると、定常状態のフィルタ(18)(19)の出力は近似的に次の式(15)および式(16)にように表わされる。
【００４５】
ｎ1 （ｔ）＝０．５〔Ａαｃｏｓ（θ）＋αd −Ａβｓｉｎ（θ）〕…… (15)
ｎ2 （ｔ）＝０．５〔Ａβｃｏｓ（θ）＋βd −Ａαｓｉｎ（θ）〕…… (16)
一般に、位相角θは未知であるから、制御入力ｒのフーリエ係数α（ｋ）とβ（ｋ）は次の式(17)および式(18)のようになる。
【００４６】
α（ｋ＋１）＝α（ｋ）−μ1 （ｋ＋１）ｎ1 （ｋ） …… (17)
β（ｋ＋１）＝β（ｋ）−μ2 （ｋ＋１）ｎ2 （ｋ） …… (18)
ここで、μi はステップサイズである。また、ｎ1 （ｋ＋１）およびｎ2 （ｋ＋１）は、次の式(19)および式(20)のようになる。
【００４７】
【００４８】
μ1 （ｋ＋１）＝μ1 （ｋ）ｓｇｎ〔ｎ1 2 （ｋ−１）−ｎ1 2 （ｋ）〕…… (21)
μ2 （ｋ＋１）＝μ2 （ｋ）ｓｇｎ〔ｎ2 2 （ｋ−１）−ｎ2 2 （ｋ）〕…… (22)
上式は非線形系であるが、一定の条件下でこの非線形系が漸近安定であることがわかっている。また、前記の式(15)、式(16)および式(14)より、ｎ1 （ｔ）とｎ2 （ｔ）が０に収束すると、誤差信号ｅ（ｔ）は０に収束することがわかる。
【００４９】
図６において、ステップ103 で、ｓｉｎ（ωｔ）の計算が行われる。次に、Ｖx とｓｉｎ（ωｔ）の積が演算され（ステップ104 ）、この積Ｖx ｓｉｎ（ωｔ）が低域通過フィルタ(18)に通されて、ｎ1 （ｔ）、ｎ1 （ｋ）が求められる（ステップ105 ）。次に、ｎ1 2 が演算されて、これがＹ1 とされる（ステップ106 ）。次に、Ｙ1 （ｋ）とＹ1 （ｋ−１）とが比較され（ステップ107 ）、Ｙ1 （ｋ）がＹ1 （ｋ−１）より大きければ、ステップ108 に進み、そうでなければ、ステップ109 に進む。ステップ108 では、次の式(23)によりμ1 （ｋ＋１）を求め、ステップ110 に進む。
【００５０】
μ1 （ｋ＋１）＝−μ1 （ｋ） …… (23)
ステップ109 では、次の式(24)によりμ1 （ｋ＋１）を求め、ステップ110 に進む。
【００５１】
μ1 （ｋ＋１）＝μ1 （ｋ） …… (24)
上記のステップ103 〜ステップ109 が実行されている間に、同時に、同様のステップ111 〜ステップ117 が実行される。
【００５２】
ステップ111 では、ｃｏｓ（ωｔ）の計算が行われる。次に、Ｖx とｃｏｓ（ωｔ）の積が演算され（ステップ112 ）、この積Ｖx ｃｏｓ（ωｔ）が低域通過フィルタ(19)に通されて、ｎ2 （ｔ）、ｎ2 （ｋ）が求められる（ステップ113 ）。次に、ｎ2 2 が演算されて、これがＹ2 とされる（ステップ114 ）。次に、Ｙ2 （ｋ）とＹ2 （ｋ−１）とが比較され（ステップ115 ）、Ｙ2 （ｋ）がＹ2 （ｋ−１）より大きければ、ステップ116 に進み、そうでなければ、ステップ117 に進む。ステップ116 では、次の式(25)によりμ2 （ｋ＋１）を求め、ステップ110 に進む。
【００５３】
μ2 （ｋ＋１）＝−μ2 （ｋ） …… (25)
ステップ117 では、次の式(26)によりμ2 （ｋ＋１）を求め、ステップ110 に進む。
【００５４】
μ2 （ｋ＋１）＝μ2 （ｋ） …… (26)
ステップ110 では、前記の式(17)および式(18)によりα（ｋ＋１）およびβ（ｋ＋１）が求められ、これらを用いて、次の式(27)により制御入力ｒが計算される（ステップ111 ）。
【００５５】
ｒ＝α（ｋ＋１）ｓｉｎ（ωｔ）＋β（ｋ＋１）ｃｏｓ（ωｔ） …… (27)
そして、このｒから外乱抑制制御信号Ｖrxa 、Ｖrxb が生成され、加算器(10xa)(10xb)に供給される。
【００５６】
第１実施形態では、外乱抑制制御装置(9x)において、駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb から周期性外乱の周波数を推定してこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号Ｖrxa 、Ｖrxb を出力し、加算器(10xa)(10xb)において、外乱抑制信号Ｖrxa 、Ｖrxb を位置制御信号Ｖcxa'、Ｖcxb'に加算し、それを電磁石制御信号Ｖcxa 、Ｖcxb として電力増幅器(6xa)(6xb)に供給し、これにより電磁石(2xa)(2xb)の駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb を制御しているため、外乱の周波数が変化しても、常にその影響を低減することができる。このため、どの回転数領域においても、外乱による回転体(1) の振動を抑制して、安定性の高い制御ができ、高速回転が可能になる。
【００５７】
図１１は、この発明をラジアル磁気軸受装置に適用した第２実施形態を示している。図１１は第１実施形態の図５に相当するものであり、図５のものと同じ部分には同一の符号を付している。また、第２実施形態におけるラジアル磁気軸受装置の機械的部分の構成も、図１に示す従来技術と同じである。
【００５８】
第２実施形態の場合、ラジアル磁気軸受装置のＸ軸方向の制御部分において、外乱抑制制御装置(9x)が電磁石制御装置(5x)と並列に設けられている。電磁石制御装置(5x)の出力である位置制御信号Ｖcxa'、Ｖcxb'は、そのまま電磁石制御信号Ｖcxa 、Ｖcxb として電力増幅器(6xa)(6xb)に入力する。外乱抑制制御装置(9x)は、第１実施形態における外乱抑制制御装置(9x)と同様の構成を有し、前記同様に、電磁石制御信号Ｖcxa 、Ｖcxb から周期性外乱の周波数ωを推定し、この周期性外乱を抑制するための外乱抑制制御信号Ｖrxを出力する。Ｘ軸変位検出装置(4x)の出力である位置検出信号Ｖx'と外乱抑制制御装置(9x)からの外乱抑制制御信号Ｖrxとは、加算手段を構成する加算器(10x) により加算され、制御装置入力信号Ｖx として電磁石制御装置(5x)に供給される。他は、第１実施形態の場合と同様である。
【００５９】
第２実施形態でも、外乱抑制制御装置(9x)において、電磁石制御信号Ｖcxa 、Ｖcxb から周期性外乱の周波数を推定してこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号Ｖrxを出力し、加算器(10x) において、外乱抑制信号Ｖrxを変位検出信号Ｖx'に加算し、それを制御装置入力信号Ｖx として電磁石制御装置(5x)に供給し、これにより電磁石(2xa)(2xb)の駆動電流Ｉcxa 、Ｉcxb を制御しているため、外乱の周波数が変化しても、常にその影響を低減することができる。このため、どの回転数領域においても、外乱による回転体(1) の振動を抑制して、安定性の高い制御ができ、高速回転が可能になる。
【００６０】
図１２は、この発明をアキシアル磁気軸受装置に適用した第３実施形態を示している。図１２は従来技術を示す図４に相当するものであり、図４のものと同じ部分には同一の符号を付している。また、第３実施形態におけるアキシアル磁気軸受装置の機械的部分の構成は、図３に示す従来技術と同じである。
【００６１】
第３実施形態において、Ｚ軸変位検出装置(4z)は回転体(1) のＺ軸方向の変位を検出するＺ軸変位検出手段を、電磁石制御装置(5z)は変位検出装置(4z)の出力信号である変位信号Ｖz'に基づいて各Ｚ軸電磁石(8za)(8zb)の駆動電流Ｉcza 、Ｉczb をそれぞれ制御するための位置制御信号Ｖcza'、Ｖczb'を出力するＺ軸電磁石制御手段をそれぞれ構成している。
【００６２】
第３実施形態の場合、アキシアル磁気軸受装置の制御部分において、外乱抑制制御手段としての外乱抑制制御装置(9z)が電力増幅器(6za)(6zb)と並列に設けられている。外乱抑制制御装置(9z)は、第１実施形態における外乱抑制制御装置(9x)と同様の構成を有し、前記同様に、駆動電流Ｉcza 、Ｉczb から周期性外乱の周波数ωを推定し、この周期性外乱を抑制するための外乱抑制制御信号Ｖrza 、Ｖrzb を出力する。電磁石制御装置(5z)からの一方の位置制御信号Ｖcza'と外乱抑制制御装置(9z)からの一方の外乱抑制制御信号Ｖrza とは、加算手段を構成する一方の加算器(10za)により加算され、電磁石制御信号Ｖcza として一方の電力増幅器(6za) に供給される。電磁石制御装置(5z)からの他方の位置制御信号Ｖczb'と外乱抑制制御装置(9z)からの他方の外乱抑制制御信号Ｖrzb とは、加算手段を構成する他方の加算器(10zb)により加算され、電磁石制御信号Ｖczb として他方の電力増幅器(6xb) に供給される。他は、図３および図４の従来技術ならびに第１実施形態の場合と同様である。
【００６３】
第３実施形態でも、外乱抑制制御装置(9z)において、駆動電流Ｉcza 、Ｉczb から周期性外乱の周波数を推定してこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号Ｖrza 、Ｖrzb を出力し、加算器(10za)(10zb)において、外乱抑制信号Ｖrza 、Ｖrzb を位置制御信号Ｖcza'、Ｖczb'に加算し、それを電磁石制御信号Ｖcza 、Ｖczb として電力増幅器(6za)(6zb)に供給し、これにより電磁石(8za)(8zb)の駆動電流Ｉcza 、Ｉczb を制御しているため、外乱の周波数が変化しても、常にその影響を低減することができる。このため、どの回転数領域においても、外乱による回転体(1) の振動を抑制して、安定性の高い制御ができ、高速回転が可能になる。
【００６４】
図１３は、この発明をアキシアル磁気軸受装置に適用した第４実施形態を示している。図１３は第３実施形態の図１２に相当するものであり、図１２のものと同じ部分には同一の符号を付している。また、第４実施形態におけるアキシアル磁気軸受装置の機械的部分の構成も、図３に示す従来技術と同じである。
【００６５】
第４実施形態の場合、アキシアル磁気軸受装置の制御部分において、外乱抑制制御装置(9z)が電磁石制御装置(5z)と並列に設けられている。外乱抑制制御装置(9z)は、第１実施形態における外乱抑制制御装置(9x)と同様の構成を有し、前記同様に、電磁石制御信号Ｖcza 、Ｖczb から周期性外乱の周波数ωを推定し、この周期性外乱を抑制するための外乱抑制制御信号Ｖrzを出力する。Ｚ軸変位検出装置(4z)の出力である位置検出信号Ｖz'と外乱抑制制御装置(9z)からの外乱抑制制御信号Ｖrzとは、加算手段を構成する加算器(10z) により加算され、制御装置入力信号Ｖz として一方の電磁石制御装置(5z)に供給される。他は、第３実施形態の場合と同様である。
【００６６】
第４実施形態でも、外乱抑制制御装置(9z)において、電磁石制御信号Ｖcza 、Ｖczb から周期性外乱の周波数を推定してこの周期性外乱を抑制するための外乱抑制信号Ｖrzを出力し、加算器(10z) において、外乱抑制信号Ｖrzを変位検出信号Ｖz'に加算し、それを制御装置入力信号Ｖz として電磁石制御装置(5z)に供給し、これにより電磁石(8za)(8zb)の駆動電流Ｉcza 、Ｉczb を制御しているため、外乱の周波数が変化しても、常にその影響を低減することができる。このため、どの回転数領域においても、外乱による回転体(1) の振動を抑制して、安定性の高い制御ができ、高速回転が可能になる。
【００６７】
回転体が２組のラジアル磁気軸受装置と１組のアキシアル磁気軸受装置で非接触支持されて高速回転させられる高速回転機械にこの発明を適用する場合、回転体のアンバランスなどによる径方向の振れ回りだけが問題になるときは、２組のラジアル磁気軸受装置を第１実施形態あるいは第２実施形態のように構成すればよい。このようにすれば、どの回転数領域においても、外乱による回転体の径方向の振動を抑制することができる。そして、従来の慣性中心制御の場合のようなエンコーダなどの回転センサを必要としない。また、外乱によりいくつかの固有振動数においてジャイロ振動が現われても、これが短時間で抑制され、安定回転、高速回転が可能となる。また、回転体（主軸）に軸方向に一定周波数のオシレーションを与えて加工を行う研削盤のスピンドル装置に適用するときは、アキシアル磁気軸受装置を第３実施形態あるいは第４実施形態のように構成すればよい。このようにすれば、オシレーション周波数にかかわらずに、オシレーションによる回転体の軸方向の振動を抑制することができ、高精度の加工が可能になる。その場合、ラジアル磁気軸受装置は従来のものでもよいが、ラジアル磁気軸受装置も第１実施形態あるいはのように構成して径方向の外乱による振動も抑制するようにするのが望ましい。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、ラジアル磁気軸受装置の機械的構成の１例を示す横断面図である。
【図２】図２は、従来のラジアル磁気軸受装置のＸ軸方向の制御部分の構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、アキシアル磁気軸受装置の機械的構成の１例を示す縦断面図である。
【図４】図４は、従来のアキシアル磁気軸受装置の制御部分の構成を示すブロック図である。
【図５】図５は、この発明の第１実施形態を示すラジアル磁気軸受装置のＸ軸方向の制御部分のブロック図である。
【図６】図６は、外乱抑制制御装置の処理の１例を示すフローチャートである。
【図７】図７は、図６の周期性外乱の周波数の推定の部分の処理の１例を示すフローチャートである。
【図８】図８は、外乱抑制制御装置の処理を説明するための制御系のブロック図である。
【図９】図９は、外乱抑制制御装置における処理を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、図９の同期エネルギ計算手段における処理を示すブロック図である。
【図１１】図１１は、この発明の第２実施形態を示すラジアル磁気軸受装置の制御部分のブロック図である。
【図１２】図１２は、本願発明の第３実施形態を示すアキシアル磁気軸受装置の制御部分のブロック図である。
【図１３】図１３は、本願発明の第４実施形態を示すアキシアル磁気軸受装置の制御部分のブロック図である。
【符号の説明】
(1) 回転体
(2) ラジアル磁気軸受
(2xa)(2xb) Ｘ軸電磁石
(2ya)(2yb) Ｙ軸電磁石
(4x) Ｘ軸変位検出装置（Ｘ軸変位検出手段）
(4z) Ｚ軸変位検出装置（Ｚ軸変位検出手段）
(5x) Ｘ軸電磁石制御装置（Ｘ軸電磁石制御手段）
(5z) Ｚ軸電磁石制御装置（Ｚ軸電磁石制御手段）
(6xa)(6xb) Ｘ軸電力増幅器
(6za)(6zb) Ｚ軸電力増幅器
(8) アキシアル磁気軸受
(8za)(8zb) Ｚ軸電磁石
(9x) Ｘ軸外乱抑制制御装置（Ｘ軸外乱抑制制御手段）
(9z) Ｚ軸外乱抑制制御装置（Ｚ軸外乱抑制制御手段）
(10xa)(10xb) 加算器（加算手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a magnetic bearing device.
[0002]
[Prior art]
As a high-speed rotating machine such as a spindle device for machine tools using a magnetic bearing device, two axial positions (axial direction) of a rotating body such as a main shaft are supported in a non-contact manner in a radial direction (radial direction) by a radial magnetic bearing device. It is known that one axial position is supported in an axial non-contact manner by an axial magnetic bearing device.
[0003]
An example of a radial magnetic bearing device used in the high-speed rotating machine as described above is shown in FIGS. FIG. 1 is a cross-sectional view of a mechanical part of a radial magnetic bearing device, and FIG. 2 is a block diagram of its control part. In the following description, an axial axis is a Z axis, and two radial axes that are orthogonal to the Z axis and orthogonal to each other are an X axis and a Y axis. The radial magnetic bearing device supports one portion in the axial direction of the rotating body in a non-contact manner in the X-axis direction and the Y-axis direction. FIG. 2 shows only a control portion in the X-axis direction.
[0004]
As shown in FIG. 1, the radial magnetic bearing device includes a set of radial magnetic bearings (2) for supporting the rotating body (1) in a non-contact manner in the X-axis direction and the Y-axis direction. The magnetic bearing (2) consists of a pair of X-axis electromagnets (2xa) (2xb) that attract the rotating body (1) from both sides in the X-axis direction and the rotating body (1) in the Y-axis direction. It has a pair of Y-axis electromagnets (2ya) (2yb) that attract outward from both sides. In the vicinity of each X-axis electromagnet (2xa) (2xb), a pair of Xs for detecting the size of the gap in the X-axis direction with the rotating body (2) by sandwiching the rotating body (2) from both sides in the X-axis direction Axial displacement sensors (3xa) and (3xb) are provided, and in the vicinity of each Y-axis electromagnet (2ya) and (2yb), the rotator (2) is sandwiched from both sides in the Y-axis direction and the gap between the rotator (2) A pair of Y-axis displacement sensors (3ya) (3yb) for detecting the size are provided.
[0005]
As shown in FIG. 2, the control portion in the X-axis direction of the radial magnetic bearing device includes an X-axis displacement detector (4x), an electromagnet controller (5x), and power amplifiers (6xa) (6xb). The displacement detection device (4x) includes the above two X-axis displacement sensors (3xa) (3xb) and a calculation unit (7x), and the calculation unit (7x) includes the sensors (3xa) (3xb) The displacement in the X-axis direction of the rotating body (1) is obtained from the output of, and an X-axis displacement signal Vx ′ is output. The X-axis displacement signal Vx ′ is directly input to the electromagnet controller (5x) as the controller input signal Vx. The electromagnet controller (5x) is a position control signal Vcxa ′ for controlling the drive current of each X-axis electromagnet (2xa) (2xb) based on the input signal Vx which is an output signal of the displacement detector (4x). Vcxb 'is output. The position control signals Vcxa ′ and Vcxb ′ are input to the corresponding power amplifiers (6xa) and (6xb) as electromagnet control signals Vcxa and Vcxb as they are. The power amplifiers (6xa) and (6xb) amplify the electromagnet control signals Vcxa and Vcxb and supply drive currents Icxa and Icxb to the X-axis electromagnets (2xa) and (2xb), respectively. Then, the drive currents Icxa and Icxb are supplied to the two electromagnets (2xa) and (2xb), respectively, so that an outward magnetic attraction force in the X-axis direction is generated in each electromagnet (2xa) and (2xb). A magnetic force Fcx in the X-axis direction acts on the body (1), whereby the rotating body (1) is supported in a non-contact manner at a predetermined position in the X-axis direction.
[0006]
The control part in the Y-axis direction of the radial magnetic bearing device has the same configuration as the control part in the X-axis direction in FIG.
[0007]
An example of an axial magnetic bearing device used in the high-speed rotating machine as described above is shown in FIGS. FIG. 3 is a longitudinal sectional view of a mechanical portion of the axial magnetic bearing device, and FIG. 4 is a block diagram of a control portion thereof.
[0008]
As shown in FIG. 3, the axial magnetic bearing device includes a pair of axial magnetic bearings (8) for supporting the rotating body (1) in a non-contact manner in the Z-axis direction. The magnetic bearing (8) includes a pair of Z-axis electromagnets (8za) (8zb) that attracts the rotating body (1) in the opposite direction with the flange portion (1a) sandwiched from both sides in the Z-axis direction. One Z-axis displacement sensor (3z) for detecting the size of the gap in the Z-axis direction with the end surface is provided in the vicinity of the end surface of the rotating body (1).
[0009]
As shown in FIG. 4, the control part of the axial magnetic bearing device includes a Z-axis displacement detection device (4z), an electromagnet control device (5z), and power amplifiers (6za) (6zb). The displacement detection device (4z) includes the one Z-axis displacement sensor (3z) and the calculation unit (7z), and the calculation unit (7z) receives a rotating body (from the output of the sensor (3z)). 1) The displacement in the Z-axis direction is obtained and a Z-axis displacement signal Vz ′ is output. The Z-axis displacement signal Vz ′ is directly input to the electromagnet controller (5z) as the controller input signal Vz. The electromagnet controller (5z) is a position control signal Vcza ′ for controlling the drive current of each Z-axis electromagnet (8za) (8zb) based on the displacement signal Vz which is an output signal of the displacement detector (4z). Vczb 'is output. The position control signals Vcza ′ and Vczb ′ are directly input to the corresponding power amplifiers (6za) and (6zb) as electromagnet control signals Vcza and Vczb. The power amplifiers (6za) and (6zb) amplify the electromagnet control signals Vcza and Vczb and supply drive currents Icza and Iczb to the Z-axis electromagnets (8za and 8zb), respectively. Then, by supplying drive currents Icza and Iczb to the two electromagnets (8za) and (8zb), respectively, a magnetic attraction force opposite to the Z-axis direction is generated in each electromagnet (8za) and (8zb). A magnetic force Fcz in the Z-axis direction acts on the body (1), whereby the rotating body (1) is held at a predetermined position in the Z-axis direction.
[0010]
In the high-speed rotating machine equipped with the radial magnetic bearing device and the axial magnetic bearing device as described above, disturbances in addition to the magnetic force generated by each magnetic bearing device act on the rotating body (1) that is rotating. In FIG. 2, the X-axis component of the disturbance is indicated by Fdx, and in FIG. 4, the Z-axis component of the disturbance is indicated by Fdz. In the X-axis direction, a force Fx that combines the magnetic force Fcx and the X-axis component Fdx of the disturbance acts on the rotating body (1). The same applies to the Y-axis direction. In the Z-axis direction, a force Fz that combines the magnetic force Fcz and the Z-axis component Fdz of the disturbance acts on the rotating body (1).
[0011]
There are various disturbances, but many have periodicity.
[0012]
As a disturbance in the radial direction, for example, there is a disturbance due to the unbalance of the rotating body (1). In this case, a swaying proportional to the amount of unbalance occurs in the rotating body during rated rotation, which often adversely affects the rotation accuracy and control stability. As a method of reducing the swing of the rotating body due to unbalance, for example, a reference signal proportional to the rotation speed is generated by a rotation sensor, and based on this reference signal, without controlling the frequency component synchronized with the rotation speed, So-called inertia center control is known in which a rotating body is rotated about its principal axis of inertia. However, in this case, an additional rotation sensor such as an encoder is required, and even if the rotating body is rotated around its inertia main axis, the amount of swing itself in proportion to the unbalance cannot be sufficiently reduced. In addition, so-called peak-of-gain control is also known in which the bearing rigidity is increased only for a certain frequency (rotation speed), but in this case as well, disturbances cannot be suppressed when used in other rotation speed regions.
[0013]
On the other hand, when the rotating body becomes high-speed, the natural frequency (rigid mode, primary bending mode, secondary bending mode) of the rotating body changes and branches as the rotational speed increases, that is, has a gyro effect. Then, a gyro vibration due to a disturbance or the like is generated at a rotational speed corresponding to each natural frequency. For this reason, even if compensation for the natural frequency in a certain state is performed, gyro vibration is generated at a frequency corresponding to the natural frequency in another state. For a rotating body that rotates at high speed, it is necessary to make the difference between the actual rotational frequency and the natural frequency as large as possible, but it is difficult to increase the rotational frequency because of the above circumstances.
[0014]
As an axial disturbance, for example, a magnetic bearing device may be used for a spindle device of a machine tool such as a grinding machine. In a spindle device of a grinding machine, machining is often performed by applying a constant frequency oscillation (vibration) to the main shaft (rotating body) in the axial direction. However, the oscillation frequency may be set in a region where the bearing rigidity is low. In this case, the main shaft may vibrate greatly in the axial direction due to insufficient rigidity of the bearing, which may adversely affect machining accuracy. As a countermeasure, the peak-of-gain control is known, but in this case, as described above, disturbance cannot be suppressed when used in other rotational speed regions.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
The object of the present invention is to solve the above-mentioned problem, and even if the frequency of the periodic disturbance changes, the influence can always be reduced, and a highly stable operation is possible in any rotation speed range, enabling high-speed rotation. An object of the present invention is to provide a magnetic bearing device.
[0016]
[Means for Solving the Problems and Effects of the Invention]
A magnetic bearing device according to the present invention includes a magnetic bearing having a plurality of electromagnets that support a rotating body in a non-contact manner, a power amplifier that supplies a driving current to the electromagnet based on an electromagnet control signal, and detects displacement of the rotating body. A displacement detection means; an electromagnet control means for outputting a position control signal for controlling the drive current of the electromagnet based on an output signal of the displacement detection means; and a frequency of periodic disturbance is estimated from the drive current of the electromagnet. Disturbance suppression control means for outputting a disturbance suppression signal for suppressing the periodic disturbance, and addition means for adding the position control signal and the disturbance suppression signal and supplying an electromagnet control signal to the power amplifier. The disturbance suppression control means processes the estimated periodic disturbance frequency ω and the error signal e to obtain n 1 ( t ) and n 2 ( t ) according to equations ( C1 ) and ( C2 ). A synchronous energy calculating means for calculating, and a Fourier coefficient for calculating Fourier coefficients α ( k + 1 ) and β ( k + 1 ) of the control input r from the n 1 ( t ) and n 2 ( t ) by the equations ( C3 ) and ( C4 ) It is characterized by comprising a calculation means and a signal generation means for obtaining a control input r from the Fourier coefficient by the equation ( C5 ) and generating a disturbance suppression signal .
n 1 (t) = 0.5 [Aαcos (θ) + α d -Aβsin (θ) ] ...... (C1)
n 2 (t) = 0.5 [Aβcos (θ) + β d -Aαsin (θ) ] ...... (C2)
α ( k + 1 ) = α ( k ) −μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) ( C3 )
β (k + 1) = β (k) -μ 2 (k + 1) n 2 (k) ...... (C4)
r = α ( k + 1 ) sin ( ωt ) + β ( k + 1 ) cos ( ωt ) ( C5 )
However, in the equations ( C1 ) and ( C2 ), θ is a phase angle.
In equations ( C3 ) and ( C4 ), μ i is the step size. N 1 ( k + 1 ) and n 2 ( k + 1 ) are expressed by the following equations ( C6 ) and ( C7 ).
n 1 ( k + 1 ) = n 1 ( k )
+0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) sin ( θ )
-Μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) cos ( θ ) ] …… ( C6 )
n 2 ( k + 1 ) = n 2 ( k )
−0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) cos ( θ )
+ Μ 1 ( k + 1 ) n 1 ( k ) sin ( θ ) ] …… ( C7 )
In the expressions ( C6 ) and ( C7 ), μ 1 ( k + 1 ) and μ 2 ( k + 1 ) are represented by the following expressions ( C8 ) and ( C9 ).
μ 1 ( k + 1 ) = μ 1 ( k ) sgn [n 1 2 ( k−1 ) −n 1 2 ( k ) ] ( C8 )
μ 2 ( k + 1 ) = μ 2 ( k ) sgn [n 2 2 ( k−1 ) −n 2 2 ( k ) ] ( C9 )
[0017]
The frequency of the periodic disturbance is estimated from the driving current of the electromagnet, and a disturbance suppression signal for suppressing this periodic disturbance is generated and output by the synchronous energy calculation means, the Fourier coefficient calculation means and the signal generation means as described above. Since this is added to the position control signal and supplied to the power amplifier as an electromagnet control signal, the influence can always be reduced even if the disturbance frequency changes. For this reason, in any rotation speed region, the vibration of the rotating body due to disturbance can be suppressed, highly stable control can be performed, and high-speed rotation is possible.
[0018]
The magnetic bearing according to the present invention also includes a magnetic bearing having a plurality of electromagnets that support the rotating body in a non-contact manner, a power amplifier that supplies a driving current to the electromagnet based on an electromagnet control signal, and detects displacement of the rotating body. A displacement detecting means for outputting, an electromagnet control means for outputting an electromagnet control signal for controlling the drive current of the electromagnet based on an output signal of the displacement detecting means, and estimating a frequency of periodic disturbance from the electromagnet control signal. Disturbance suppression control means for outputting a disturbance suppression signal for suppressing the periodic disturbance of the lever, and addition means for supplying a signal obtained by adding the output of the displacement detection means and the disturbance suppression signal to the electromagnet control means. The disturbance suppression control means processes the estimated periodic disturbance frequency ω and the error signal e to obtain n 1 ( t ) and n 2 ( t ) according to equations ( C1 ) and ( C2 ). And synchronizing the energy calculating means for calculating a Fourier calculating the n 1 (t) and
n 1 (t) = 0.5 [Aαcos (θ) + α d -Aβsin (θ) ] ...... (C1)
n 2 (t) = 0.5 [Aβcos (θ) + β d -Aαsin (θ) ] ...... (C2)
α ( k + 1 ) = α ( k ) −μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) ( C3 )
β (k + 1) = β (k) -μ 2 (k + 1) n 2 (k) ...... (C4)
r = α ( k + 1 ) sin ( ωt ) + β ( k + 1 ) cos ( ωt ) ( C5 )
However, in the equations ( C1 ) and ( C2 ), θ is a phase angle.
In equations ( C3 ) and ( C4 ), μ i is the step size. N 1 ( k + 1 ) and n 2 ( k + 1 ) are expressed by the following equations ( C6 ) and ( C7 ).
n 1 ( k + 1 ) = n 1 ( k )
+0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) sin ( θ )
-Μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) cos ( θ ) ] …… ( C6 )
n 2 ( k + 1 ) = n 2 ( k )
−0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) cos ( θ )
+ Μ 1 ( k + 1 ) n 1 ( k ) sin ( θ ) ] …… ( C7 )
In the expressions ( C6 ) and ( C7 ), μ 1 ( k + 1 ) and μ 2 ( k + 1 ) are represented by the following expressions ( C8 ) and ( C9 ).
μ 1 ( k + 1 ) = μ 1 ( k ) sgn [n 1 2 ( k−1 ) −n 1 2 ( k ) ] ( C8 )
μ 2 ( k + 1 ) = μ 2 ( k ) sgn [n 2 2 ( k−1 ) −n 2 2 ( k ) ] ( C9 )
[0019]
Estimating the frequency of the periodic disturbance from the electromagnet control signal, generating and outputting a disturbance suppression signal for suppressing this periodic disturbance by the synchronous energy calculation means, the Fourier coefficient calculation means and the signal generation means as described above , Since this is added to the output of the displacement detection means and supplied to the electromagnet control means, even if the frequency of the disturbance changes, the influence can always be reduced. For this reason, in any rotation speed region, the vibration of the rotating body due to disturbance can be suppressed, highly stable control can be performed, and high-speed rotation is possible.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0021]
FIG. 5 shows a first embodiment in which the present invention is applied to a radial magnetic bearing device. FIG. 5 corresponds to FIG. 2 showing the prior art, and the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals. Moreover, the structure of the mechanical part of the radial magnetic bearing apparatus in 1st Embodiment is the same as the prior art shown in FIG.
[0022]
In the first embodiment, the X-axis displacement detector (4x) is an X-axis displacement detector that detects the displacement of the rotating body (1) in the X-axis direction, and the electromagnet controller (5x) is the displacement detector (4x). X-axis electromagnet control means for outputting position control signals Vcxa ′ and Vcxb ′ for controlling the drive currents Icxa and Icxb of the X-axis electromagnets (2xa) and (2xb) based on the displacement signal Vx ′ that is an output signal Each is composed.
[0023]
In the case of the first embodiment, in the control part in the X-axis direction of the radial magnetic bearing device, a disturbance suppression control device (9x) as a disturbance suppression control means is provided in parallel with the power amplifiers (6xa) (6xb). The disturbance suppression control device (9x) estimates the frequency of the periodic disturbance from the drive currents Icxa and Icxb and outputs disturbance suppression control signals Vrxa and Vrxb for suppressing this periodic disturbance, as will be described in detail later. . The disturbance suppression control device (9x) includes a DSP (digital signal processor). A digital signal processor refers to dedicated hardware that inputs a digital signal, outputs a digital signal, can be software-programmed, and can perform high-speed real-time processing. Processing in the disturbance suppression control device (9x) described later is performed by executing a DSP program. One position control signal Vcxa 'from the electromagnet control device (5x) and one disturbance suppression control signal Vrxa from the disturbance suppression control device (9x) are added by one adder (10xa) constituting the adding means. The electromagnet control signal Vcxa is supplied to one power amplifier (6xa). The other position control signal Vcxb ′ from the electromagnet control device (5x) and the other disturbance suppression control signal Vrxb from the disturbance suppression control device (9x) are added by the other adder (10xb) constituting the adding means. The electromagnet control signal Vcxb is supplied to the other power amplifier (6xb). The rest is the same as in the case of the prior art in FIGS.
[0024]
Next, an example of the operation of the disturbance suppression control device (9x) will be described with reference to the flowcharts of FIGS.
[0025]
In FIG. 6, first, the drive currents Icxa and Icxb are sampled for a predetermined time (step 101). Based on the sampling result, the frequency ω of the periodic disturbance is estimated (step 102).
[0026]
Next, an example of an estimation algorithm for ω will be described.
[0027]
This algorithm is a method based on the gradient minimization method of the evaluation function J (τ) expressed by the following equation (1), considering the signal d (t) whose period is τ * .
[0028]
[Expression 1]
[0029]
[Expression 2]
[0030]
T max = LΔT, τ = ηΔT (3)
However, L is an integer and η is a real number. If the integer part of the real number η is defined as | η |, both integers adjacent to η are | η | and (| η | +1).
[0031]
For discrete data (d 1 ,..., D L ,..., D 2L + 2 ) whose sampling time is ΔT, since η = τ / ΔT is not an integer, the evaluation function at the point τ Can be approximated by the following equations (4) and (5).
[0032]
[Equation 3]
[0033]
[Expression 4]
[0034]
[Equation 5]
[0035]
[Formula 6]
[0036]
In FIG. 7, first, with respect to the evaluation function J represented by the above equation (1), using the above equations (6) and (7), the points | η | ΔT and (| η | +1) ΔT The partial derivative is calculated (step 201). Next, the partial differential of J at the point ηδT is calculated by linear interpolation using the calculated value of the partial differential and the above equation (8) (step 202). Next, an updated value η (t + 1) of η (t) is calculated using the above equation (9) (step 203). Next, J is compared with the minute value ε (step 204). If J is equal to or larger than ε, the process returns to step 201 and
[0037]
In FIG. 6, when the estimation of the frequency ω in
[0038]
FIG. 8 schematically shows the overall configuration of the control system. In FIG. 8, (11) is an object to be controlled and corresponds to the radial magnetic bearing (2) of the first embodiment. (12) is a disturbance suppression control device corresponding to the disturbance suppression control device (9x) of the first embodiment. d is a disturbance corresponding to the disturbance Fdx of the first embodiment. e is an error signal which is an output of the control object (11) and corresponds to the drive currents Icxa and Icxb of the first embodiment. r is an output signal of the disturbance suppression control device (12), that is, a control input to the controlled object (11), and corresponds to the disturbance suppression control signals Vrxa and Vrxb of the first embodiment.
[0039]
FIG. 9 is a block diagram showing processing performed by executing a DSP program in the disturbance suppression control device (12). The processing in the control device (12) is a synchronous energy calculation means (13), It comprises Fourier coefficient calculation means (14) and signal generation means (15).
[0040]
FIG. 10 is a block diagram showing the processing in the synchronous energy calculation means (13). The processing in this means (13) includes two multipliers (16) and (17) and two low-pass filters (18). (19).
[0041]
It is assumed that the disturbance d is given as in the following equation (10), and the transfer function G (s) of the controlled object (11) is as in the following equation (11).
[0042]
d = α d sin (ωt) + β d cos (ωt) (10)
G (jw) = Ae j θ (11)
Then, the control input r to the controlled object (11) is given as in the following equation (12).
[0043]
r = α (t) sin (ωt) + β (t) cos (ωt) (12)
With respect to the control input r, the steady output y and the error signal e of the controlled object (11) are expressed by the following equations (13) and (14).
[0044]
y = A [α (t) sin (ωt + θ) + β (t) cos (ωt + θ)] (13)
e = A [α (t) sin (ωt + θ) + β (t) cos (ωt + θ)] + α d sin (ωt) + β d cos (ωt) (14)
The synchronous energy calculation means (13) processes the error signal e to generate n 1 (t) and n 2 (t). In one multiplier (16), the product of e (t) and sin (ωt) is calculated, and this product e (t) sin (ωt) is passed through one filter (18) as an output. n 1 (t) is generated. Similarly, in the other multiplier (17), the product of e (t) and cos (ωt) is calculated, and this product e (t) cos (ωt) is passed through the other filter (19), N 2 (t) is generated as the output. The cut-off frequency ω B of the filters (18) and (19) is selected so as to satisfy the relationship of ω B << 2ω. Here, ignoring the high-frequency component with a very small gain, the outputs of the steady-state filters (18) and (19) are approximately expressed as the following equations (15) and (16).
[0045]
n 1 (t) = 0.5 [Aα cos (θ) + α d −Aβ sin (θ)] (15)
n 2 (t) = 0.5 [Aβcos (θ) + β d −Aαsin (θ)] (16)
In general, since the phase angle θ is unknown, the Fourier coefficients α (k) and β (k) of the control input r are expressed by the following equations (17) and (18).
[0046]
α (k + 1) = α (k) −μ 1 (k + 1) n 1 (k) (17)
β (k + 1) = β (k) −μ 2 (k + 1) n 2 (k) (18)
Here, μ i is a step size. Further, n 1 (k + 1) and n 2 (k + 1) are expressed by the following equations (19) and (20).
[0047]
[0048]
μ 1 (k + 1) = μ 1 (k) sgn [n 1 2 (k−1) −n 1 2 (k)] (21)
μ 2 (k + 1) = μ 2 (k) sgn [n 2 2 (k−1) −n 2 2 (k)] (22)
Although the above equation is a nonlinear system, it is known that this nonlinear system is asymptotically stable under certain conditions. Further, from the above equations (15), (16), and (14), when n 1 (t) and n 2 (t) converge to 0, the error signal e (t) converges to 0. Understand.
[0049]
In FIG. 6, at
[0050]
μ 1 (k + 1) = − μ 1 (k) (23)
In
[0051]
μ 1 (k + 1) = μ 1 (k) (24)
While
[0052]
In
[0053]
μ 2 (k + 1) = − μ 2 (k) (25)
In
[0054]
μ 2 (k + 1) = μ 2 (k) (26)
In
[0055]
r = α (k + 1) sin (ωt) + β (k + 1) cos (ωt) (27)
Then, disturbance suppression control signals Vrxa and Vrxb are generated from this r and supplied to the adders (10xa) and (10xb).
[0056]
In the first embodiment, the disturbance suppression control device (9x) outputs the disturbance suppression signals Vrxa and Vrxb for estimating the frequency of the periodic disturbance from the drive currents Icxa and Icxb and suppressing the periodic disturbance. The disturbance suppression signals Vrxa and Vrxb are added to the position control signals Vcxa 'and Vcxb' in the units (10xa) and (10xb), and the resultant signals are supplied to the power amplifiers (6xa) and (6xb) as electromagnetic control signals Vcxa and Vcxb. Thus, since the drive currents Icxa and Icxb of the electromagnets (2xa) and (2xb) are controlled, the influence can always be reduced even if the disturbance frequency changes. For this reason, in any rotation speed region, vibration of the rotating body (1) due to disturbance can be suppressed, highly stable control can be performed, and high-speed rotation can be achieved.
[0057]
FIG. 11 shows a second embodiment in which the present invention is applied to a radial magnetic bearing device. FIG. 11 corresponds to FIG. 5 of the first embodiment, and the same parts as those of FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. Moreover, the structure of the mechanical part of the radial magnetic bearing apparatus in 2nd Embodiment is also the same as the prior art shown in FIG.
[0058]
In the case of the second embodiment, the disturbance suppression control device (9x) is provided in parallel with the electromagnet control device (5x) in the control portion in the X-axis direction of the radial magnetic bearing device. The position control signals Vcxa ′ and Vcxb ′, which are the outputs of the electromagnet controller (5x), are directly input to the power amplifiers (6xa) and (6xb) as electromagnet control signals Vcxa and Vcxb. The disturbance suppression control device (9x) has the same configuration as the disturbance suppression control device (9x) in the first embodiment, and similarly estimates the frequency ω of the periodic disturbance from the electromagnet control signals Vcxa and Vcxb, A disturbance suppression control signal Vrx for suppressing this periodic disturbance is output. The position detection signal Vx ′, which is the output of the X-axis displacement detection device (4x), and the disturbance suppression control signal Vrx from the disturbance suppression control device (9x) are added by the adder (10x) that constitutes the adding means and controlled. The device input signal Vx is supplied to the electromagnet controller (5x). Others are the same as those in the first embodiment.
[0059]
Also in the second embodiment, in the disturbance suppression control device (9x), the frequency of the periodic disturbance is estimated from the electromagnet control signals Vcxa and Vcxb, and the disturbance suppression signal Vrx for suppressing the periodic disturbance is output, and the adder In (10x), the disturbance suppression signal Vrx is added to the displacement detection signal Vx ′, which is supplied to the electromagnet control device (5x) as the control device input signal Vx, whereby the drive current Icxa of the electromagnets (2xa) (2xb) is supplied. Since Icxb is controlled, even if the disturbance frequency changes, the influence can always be reduced. For this reason, in any rotation speed region, vibration of the rotating body (1) due to disturbance can be suppressed, highly stable control can be performed, and high-speed rotation can be achieved.
[0060]
FIG. 12 shows a third embodiment in which the present invention is applied to an axial magnetic bearing device. FIG. 12 corresponds to FIG. 4 showing the prior art, and the same parts as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals. Moreover, the structure of the mechanical part of the axial magnetic bearing apparatus in 3rd Embodiment is the same as the prior art shown in FIG.
[0061]
In the third embodiment, the Z-axis displacement detection device (4z) is Z-axis displacement detection means for detecting the displacement of the rotating body (1) in the Z-axis direction, and the electromagnet control device (5z) is the displacement detection device (4z). Z-axis electromagnet control means for outputting position control signals Vcza 'and Vczb' for controlling the drive currents Icza and Iczb of the Z-axis electromagnets (8za and 8zb) based on the displacement signal Vz 'which is an output signal, respectively. Each is composed.
[0062]
In the case of the third embodiment, a disturbance suppression control device (9z) as a disturbance suppression control means is provided in parallel with the power amplifiers (6za) (6zb) in the control part of the axial magnetic bearing device. The disturbance suppression control device (9z) has the same configuration as the disturbance suppression control device (9x) in the first embodiment, and similarly to the above, estimates the frequency ω of the periodic disturbance from the drive currents Icza and Iczb. Disturbance suppression control signals Vrza and Vrzb for suppressing periodic disturbance are output. One position control signal Vcza ′ from the electromagnet control device (5z) and one disturbance suppression control signal Vrza from the disturbance suppression control device (9z) are added by one adder (10za) constituting the adding means. , And is supplied as an electromagnet control signal Vcza to one of the power amplifiers (6za). The other position control signal Vczb ′ from the electromagnet control device (5z) and the other disturbance suppression control signal Vrzb from the disturbance suppression control device (9z) are added by the other adder (10zb) constituting the adding means. The electromagnet control signal Vczb is supplied to the other power amplifier (6xb). Others are the same as those of the prior art of FIGS. 3 and 4 and the first embodiment.
[0063]
Also in the third embodiment, the disturbance suppression control device (9z) outputs the disturbance suppression signals Vrza and Vrzb for estimating the frequency of the periodic disturbance from the drive currents Icza and Iczb and suppressing the periodic disturbance. The disturbance suppression signals Vrza and Vrzb are added to the position control signals Vcza 'and Vczb' in the units (10za) and (10zb), and are supplied to the power amplifiers (6za) and (6zb) as electromagnetic control signals Vcza and Vczb. Thus, since the drive currents Icza and Iczb of the electromagnets (8za) and (8zb) are controlled, the influence can always be reduced even if the disturbance frequency changes. For this reason, in any rotation speed region, vibration of the rotating body (1) due to disturbance can be suppressed, highly stable control can be performed, and high-speed rotation can be achieved.
[0064]
FIG. 13 shows a fourth embodiment in which the present invention is applied to an axial magnetic bearing device. FIG. 13 corresponds to FIG. 12 of the third embodiment, and the same parts as those of FIG. 12 are denoted by the same reference numerals. The configuration of the mechanical part of the axial magnetic bearing device in the fourth embodiment is also the same as that of the prior art shown in FIG.
[0065]
In the case of the fourth embodiment, the disturbance suppression control device (9z) is provided in parallel with the electromagnet control device (5z) in the control part of the axial magnetic bearing device. The disturbance suppression control device (9z) has the same configuration as the disturbance suppression control device (9x) in the first embodiment, and similarly estimates the frequency ω of periodic disturbance from the electromagnet control signals Vcza and Vczb, A disturbance suppression control signal Vrz for suppressing this periodic disturbance is output. The position detection signal Vz ′, which is the output of the Z-axis displacement detection device (4z), and the disturbance suppression control signal Vrz from the disturbance suppression control device (9z) are added by the adder (10z) that constitutes the adding means, and controlled. A device input signal Vz is supplied to one electromagnet controller (5z). Others are the same as the case of 3rd Embodiment.
[0066]
Also in the fourth embodiment, in the disturbance suppression control device (9z), the frequency of the periodic disturbance is estimated from the electromagnet control signals Vcza and Vczb, and the disturbance suppression signal Vrz for suppressing the periodic disturbance is output, and the adder In (10z), the disturbance suppression signal Vrz is added to the displacement detection signal Vz ′ and is supplied to the electromagnet control device (5z) as the control device input signal Vz, whereby the drive current Icza of the electromagnets (8za) (8zb) is supplied. Since Iczb is controlled, the influence can always be reduced even if the disturbance frequency changes. For this reason, in any rotation speed region, vibration of the rotating body (1) due to disturbance can be suppressed, highly stable control can be performed, and high-speed rotation can be achieved.
[0067]
When the present invention is applied to a high-speed rotating machine in which a rotating body is supported in a non-contact manner by two sets of radial magnetic bearing devices and a set of axial magnetic bearing devices and is rotated at high speed, the radial run-out due to unbalance of the rotating bodies, etc. When only turning is a problem, two sets of radial magnetic bearing devices may be configured as in the first embodiment or the second embodiment. In this way, it is possible to suppress vibration in the radial direction of the rotating body due to disturbance in any rotation speed region. Further, there is no need for a rotation sensor such as an encoder as in the case of conventional inertial center control. Further, even if gyro vibration appears at several natural frequencies due to disturbance, this is suppressed in a short time, and stable rotation and high speed rotation are possible. In addition, when applied to a spindle device of a grinding machine that performs machining by giving an oscillation of a constant frequency in the axial direction to the rotating body (main shaft), the axial magnetic bearing device is as in the third embodiment or the fourth embodiment. What is necessary is just to comprise. In this way, the vibration in the axial direction of the rotating body due to the oscillation can be suppressed regardless of the oscillation frequency, and high-precision machining is possible. In this case, the radial magnetic bearing device may be a conventional one. However, it is desirable that the radial magnetic bearing device is also configured as in the first embodiment or the like so as to suppress vibration due to radial disturbance.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a cross-sectional view showing an example of a mechanical configuration of a radial magnetic bearing device.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a control portion in the X-axis direction of a conventional radial magnetic bearing device.
FIG. 3 is a longitudinal sectional view showing an example of a mechanical configuration of an axial magnetic bearing device.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a control portion of a conventional axial magnetic bearing device.
FIG. 5 is a block diagram of a control portion in the X-axis direction of the radial magnetic bearing device showing the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a flowchart illustrating an example of processing of the disturbance suppression control device.
FIG. 7 is a flowchart illustrating an example of processing of a frequency disturbance estimation part in FIG. 6;
FIG. 8 is a block diagram of a control system for explaining processing of the disturbance suppression control device.
FIG. 9 is a block diagram illustrating processing in the disturbance suppression control device.
FIG. 10 is a block diagram showing processing in the synchronous energy calculation means of FIG. 9;
FIG. 11 is a block diagram of a control portion of a radial magnetic bearing device showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram of a control portion of an axial magnetic bearing device showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram of a control portion of an axial magnetic bearing device showing a fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
(1) Rotating body
(2) Radial magnetic bearing
(2xa) (2xb) X-axis electromagnet
(2ya) (2yb) Y-axis electromagnet
(4x) X-axis displacement detector (X-axis displacement detector)
(4z) Z-axis displacement detector (Z-axis displacement detector)
(5x) X-axis electromagnet control device (X-axis electromagnet control means)
(5z) Z-axis electromagnet control device (Z-axis electromagnet control means)
(6xa) (6xb) X-axis power amplifier
(6za) (6zb) Z-axis power amplifier
(8) Axial magnetic bearing
(8za) (8zb) Z-axis electromagnet
(9x) X-axis disturbance suppression control device (X-axis disturbance suppression control means)
(9z) Z-axis disturbance suppression control device (Z-axis disturbance suppression control means)
(10xa) (10xb) Adder (addition means)
Claims (2)
前記外乱抑制制御手段が、推定した周期性外乱の周波数ωおよび誤差信号ｅを処理して式（ C1 ）および（ C2 ）によりｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) を計算する同期エネルギ計算手段と、前記ｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) から式（ C3 ）および（ C4 ）により制御入力ｒのフーリエ係数α ( ｋ＋１ ) およびβ ( ｋ＋１ ) を計算するフーリエ係数計算手段と、前記フーリエ係数から式（ C5 ）により制御入力ｒを求めて外乱抑制信号を生成する信号生成手段とを備えていることを特徴とする磁気軸受装置。
ｎ 1( ｔ ) ＝０．５〔Ａαｃｏｓ ( θ ) ＋α d −Ａβｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C1 ）
ｎ 2( ｔ ) ＝０．５〔Ａβｃｏｓ ( θ ) ＋β d −Ａαｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C2 ）
α ( ｋ＋１ ) ＝α ( ｋ ) −μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ……（ C3 ）
β ( ｋ＋１ ) ＝β ( ｋ ) −μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ……（ C4 ）
ｒ＝α ( ｋ＋１ ) ｓｉｎ ( ωｔ ) ＋β ( ｋ＋１ ) ｃｏｓ ( ωｔ ) ……（ C5 ）
ただし、式（ C1 ）および（ C2 ）において、θは位相角である。
式（ C3 ）および（ C4 ）において、μ i はステップサイズである。また、ｎ 1( ｋ＋１ ) およびｎ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C6 ）および（ C7 ）で表わされる。
ｎ 1( ｋ＋１ ) ＝ｎ 1( ｋ )
＋０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｓｉｎ ( θ )
−μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｃｏｓ ( θ ) 〕……（ C6 ）
ｎ 2( ｋ＋１ ) ＝ｎ 2( ｋ )
−０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｃｏｓ ( θ )
＋μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C7 ）
式（ C6 ）および（ C7 ）において、μ 1( ｋ＋１ ) およびμ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C8 ）および（ C9 ）で表わされる。
μ 1( ｋ＋１ ) ＝μ 1( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 1 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 1 ２ ( ｋ ) 〕……（ C8 ）
μ 2( ｋ＋１ ) ＝μ 2( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 2 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 2 ２ ( ｋ ) 〕……（ C9 ） A magnetic bearing having a plurality of electromagnets that support the rotating body in a non-contact manner, a power amplifier that supplies a driving current to the electromagnet based on an electromagnet control signal, a displacement detection means that detects a displacement of the rotating body, and the displacement detection Electromagnet control means for outputting a position control signal for controlling the driving current of the electromagnet based on the output signal of the means, and estimating the frequency of the periodic disturbance from the driving current of the electromagnet to suppress the periodic disturbance Disturbance suppression control means for outputting a disturbance suppression signal for adding, and addition means for adding the position control signal and the disturbance suppression signal to supply an electromagnet control signal to the power amplifier ,
The disturbance suppression control means processes the estimated periodic disturbance frequency ω and the error signal e, and calculates n 1 ( t ) and n 2 ( t ) according to the equations ( C1 ) and ( C2 ). Fourier coefficient calculation means for calculating Fourier coefficients α ( k + 1 ) and β ( k + 1 ) of the control input r from the n 1 ( t ) and n 2 ( t ) by the equations ( C3 ) and ( C4 ), and the Fourier A magnetic bearing device comprising: signal generation means for determining a control input r from the coefficient by the formula ( C5 ) and generating a disturbance suppression signal .
n 1 (t) = 0.5 [Aαcos (θ) + α d -Aβsin (θ) ] ...... (C1)
n 2 (t) = 0.5 [Aβcos (θ) + β d -Aαsin (θ) ] ...... (C2)
α ( k + 1 ) = α ( k ) −μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) ( C3 )
β (k + 1) = β (k) -μ 2 (k + 1) n 2 (k) ...... (C4)
r = α ( k + 1 ) sin ( ωt ) + β ( k + 1 ) cos ( ωt ) ( C5 )
However, in the equations ( C1 ) and ( C2 ), θ is a phase angle.
In equations ( C3 ) and ( C4 ), μ i is the step size. N 1 ( k + 1 ) and n 2 ( k + 1 ) are expressed by the following equations ( C6 ) and ( C7 ).
n 1 ( k + 1 ) = n 1 ( k )
+0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) sin ( θ )
-Μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) cos ( θ ) ] …… ( C6 )
n 2 ( k + 1 ) = n 2 ( k )
−0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) cos ( θ )
+ Μ 1 ( k + 1 ) n 1 ( k ) sin ( θ ) ] …… ( C7 )
In the expressions ( C6 ) and ( C7 ), μ 1 ( k + 1 ) and μ 2 ( k + 1 ) are represented by the following expressions ( C8 ) and ( C9 ).
μ 1 ( k + 1 ) = μ 1 ( k ) sgn [n 1 2 ( k−1 ) −n 1 2 ( k ) ] ( C8 )
μ 2 ( k + 1 ) = μ 2 ( k ) sgn [n 2 2 ( k−1 ) −n 2 2 ( k ) ] ( C9 )
前記外乱抑制制御手段が、推定した周期性外乱の周波数ωおよび誤差信号ｅを処理して式（ C1 ）および（ C2 ）によりｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) を計算する同期エネルギ計算手段と、前記ｎ 1( ｔ ) およびｎ 2( ｔ ) から式（ C3 ）および（ C4 ）により制御入力ｒのフーリエ係数α ( ｋ＋１ ) およびβ ( ｋ＋１ ) を計算するフーリエ係数計算手段と、前記フーリエ係数から式（ C5 ）により制御入力ｒを求めて外乱抑制信号を生成する信号生成手段とを備えていることを特徴とする磁気軸受装置。
ｎ 1( ｔ ) ＝０．５〔Ａαｃｏｓ ( θ ) ＋α d −Ａβｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C1 ）
ｎ 2( ｔ ) ＝０．５〔Ａβｃｏｓ ( θ ) ＋β d −Ａαｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C2 ）
α ( ｋ＋１ ) ＝α ( ｋ ) −μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ……（ C3 ）
β ( ｋ＋１ ) ＝β ( ｋ ) −μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ……（ C4 ）
ｒ＝α ( ｋ＋１ ) ｓｉｎ ( ωｔ ) ＋β ( ｋ＋１ ) ｃｏｓ ( ωｔ ) ……（ C5 ）
ただし、式（ C1 ）および（ C2 ）において、θは位相角である。
式（ C3 ）および（ C4 ）において、μ i はステップサイズである。また、ｎ 1( ｋ＋１ ) およびｎ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C6 ）および（ C7 ）で表わされる。
ｎ 1( ｋ＋１ ) ＝ｎ 1( ｋ )
＋０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｓｉｎ ( θ )
−μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｃｏｓ ( θ ) 〕……（ C6 ）
ｎ 2( ｋ＋１ ) ＝ｎ 2( ｋ )
−０．５Ａ〔μ 2( ｋ＋１ ) ｎ 2( ｋ ) ｃｏｓ ( θ )
＋μ 1( ｋ＋１ ) ｎ 1( ｋ ) ｓｉｎ ( θ ) 〕……（ C7 ）
式（ C6 ）および（ C7 ）において、μ 1( ｋ＋１ ) およびμ 2( ｋ＋１ ) は、次の式（ C8 ）および（ C9 ）で表わされる。
μ 1( ｋ＋１ ) ＝μ 1( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 1 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 1 ２ ( ｋ ) 〕……（ C8 ）
μ 2( ｋ＋１ ) ＝μ 2( ｋ ) ｓｇｎ〔ｎ 2 ２ ( ｋ−１ ) −ｎ 2 ２ ( ｋ ) 〕……（ C9 ） A magnetic bearing having a plurality of electromagnets that support the rotating body in a non-contact manner, a power amplifier that supplies a driving current to the electromagnet based on an electromagnet control signal, a displacement detection means that detects a displacement of the rotating body, and the displacement detection Electromagnet control means for outputting an electromagnet control signal for controlling the drive current of the electromagnet based on the output signal of the means, and for estimating the frequency of the periodic disturbance from the electromagnet control signal and suppressing the periodic disturbance Disturbance suppression control means for outputting the disturbance suppression signal, and addition means for supplying the electromagnet control means with a signal obtained by adding the output of the displacement detection means and the disturbance suppression signal ,
The disturbance suppression control means processes the estimated periodic disturbance frequency ω and the error signal e, and calculates n 1 ( t ) and n 2 ( t ) according to the equations ( C1 ) and ( C2 ). Fourier coefficient calculation means for calculating Fourier coefficients α ( k + 1 ) and β ( k + 1 ) of the control input r from the n 1 ( t ) and n 2 ( t ) by the equations ( C3 ) and ( C4 ), and the Fourier A magnetic bearing device comprising: signal generation means for determining a control input r from the coefficient by the formula ( C5 ) and generating a disturbance suppression signal .
n 1 (t) = 0.5 [Aαcos (θ) + α d -Aβsin (θ) ] ...... (C1)
n 2 (t) = 0.5 [Aβcos (θ) + β d -Aαsin (θ) ] ...... (C2)
α ( k + 1 ) = α ( k ) −μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) ( C3 )
β (k + 1) = β (k) -μ 2 (k + 1) n 2 (k) ...... (C4)
r = α ( k + 1 ) sin ( ωt ) + β ( k + 1 ) cos ( ωt ) ( C5 )
However, in the equations ( C1 ) and ( C2 ), θ is a phase angle.
In equations ( C3 ) and ( C4 ), μ i is the step size. N 1 ( k + 1 ) and n 2 ( k + 1 ) are expressed by the following equations ( C6 ) and ( C7 ).
n 1 ( k + 1 ) = n 1 ( k )
+0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) sin ( θ )
-Μ1 ( k + 1 ) n1 ( k ) cos ( θ ) ] …… ( C6 )
n 2 ( k + 1 ) = n 2 ( k )
−0.5 A [μ 2 ( k + 1 ) n 2 ( k ) cos ( θ )
+ Μ 1 ( k + 1 ) n 1 ( k ) sin ( θ ) ] …… ( C7 )
In the expressions ( C6 ) and ( C7 ), μ 1 ( k + 1 ) and μ 2 ( k + 1 ) are represented by the following expressions ( C8 ) and ( C9 ).
μ 1 ( k + 1 ) = μ 1 ( k ) sgn [n 1 2 ( k−1 ) −n 1 2 ( k ) ] ( C8 )
μ 2 ( k + 1 ) = μ 2 ( k ) sgn [n 2 2 ( k−1 ) −n 2 2 ( k ) ] ( C9 )
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