JP3678923B2 - Magnetic disk unit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気ディスクを記録媒体として情報のリードライトを可能とする磁気ディスク装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
磁気ディスク装置においては、円板状の記録媒体(磁気ディスク)が複数枚設けられ、この記録媒体への情報の書き込み及び情報の読み出しが複数のヘッドを介して行われるようになっている。
【0003】
ヘッドの出力信号は差動アンプで増幅される。差動アンプの入力容量を低減する技術として、「ISSCC94/SESSION17/DISK-DRIVE ELECTRONICS/PAPER FA 17.6 A Low-Power 3V-5.5V Read/Write Preamplifier for Rigid-Drives」に記載されているように、入力トランジスタのベース・コレクタ間のミラー容量を低減するため、入力トランジスタのコレクタ電極に接続されるベース接地トランジスタのベース電極に正帰還をかける方式が知られている。この方式において、正帰還をかけるレベルは差動アンプの負荷抵抗によって作られる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
差動アンプの入力容量は、入力トランジスタのベース・エミッタ間容量とベース・コレクタ間容量の和になるが、ミラー容量(CM)のため、次式に示されるように、素子のベース・コレクタ間容量(CJC)より大きくなる。
【0005】
CM=(1+Av)CJC
ここで、Avは、入力トランジスタのベース入力電圧に対するコレクタ出力電圧のゲインである。通常、ミラー容量を低減するため、入力トランジスタのコレクタレベルが変動しないよう、コレクタ電極にベース接地回路を接続する。しかし、ベース接地トランジスタのエミッタ動作抵抗reやエミッタ寄生抵抗REによるミラー抵抗は残る。また、コレクタ電極の配線抵抗によってもミラー効果があり、ミラー効果を十分に低減することができない。ミラー容量が大きく、入力容量が大きくなると、差動アンプの帯域が悪くなってしまう。上記した文献に示される回路は、ベース接地回路のベース電極に正帰還をかけ、ミラー効果を無くし、ミラー容量CMを素子のベース・コレクタ間容量CJC以下にするものであるが、差動アンプの帯域は負荷抵抗とその周りの寄生容量によるCR時定数で決まるため、寄生容量を小さくしたほうが、差動アンプの帯域をのばすことができる。上記文献記載の回路では、負荷抵抗に正帰還のレベルを作るためのトランジスタを接続するようにしており、そうすると寄生容量が増加してアンプの広帯域化を阻害するおそれがある。
【0006】
差動アンプの入力容量が大きいと、差動アンプの帯域が狭くなり、そのような差動アンプを備えた磁気ディスク装置においては高速読み出しが困難になる。
【0007】
本発明の目的は、磁気ディスク装置において、差動アンプの広帯域化を妨げることなく、入力容量を低減することにより、高速読み出しを可能とするための技術を提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。
【0009】
すなわち、磁気ディスクへの情報の書き込み及び磁気ディスクからの情報の読み出しを行うためのヘッド(103a)と、第1トランジスタ(Q1)と、それに差動結合された第2トランジスタ(Q2)とを含み、上記ヘッドによって検出された信号を増幅可能な差動段(Q1,Q2)と、上記差動段によって増幅された信号を後段回路に伝達するための出力アンプ(23)とを含む磁気ディスク装置において、ベース接地された第3トランジスタ(Q5)と、ベース接地された第4トランジスタ(Q6)とを含み、上記出力アンプの前段に配置された第1ベース接地トランジスタ回路(Q5,Q6)と、上記第3トランジスタと上記第1トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第5トランジスタ(Q3)と、上記第4トランジスタと上記第2トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第6トランジスタ(Q4)とを含む第2ベース接地トランジスタ回路(12a)と、上記第5トランジスタのコレクタ電位を上記第6トランジスタに正帰還させるための第1エミッタフォロワ(Q9)と、上記第6トランジスタのコレクタ電位を上記第5トランジスタに正帰還させるための第2エミッタフォロワ(Q10)とを設ける。
【0010】
上記の手段によれば、上記第2ベース接地トランジスタ回路は、正帰還により上記差動段のミラー効果をキャンセルするように作用し、このことが、差動段のミラー容量の低減化、さらにはアンプの広帯域化により、磁気ディスク装置における読み出し動作の高速化を達成する。このとき上記第1エミッタフォロワ及び上記第2エミッタフォロワは、上記第2ベース接地トランジスタ回路に十分なベース電流を供給するように作用する。
【0011】
このとき、上記第1ベース接地トランジスタ回路と上記第2ベース接地トランジスタ回路との間の配線抵抗と、上記第2ベース接地トランジスタ回路と上記差動段との間の配線抵抗の比を利用して上記正帰還の量を調整することができる。
【0012】
また、磁気ディスクへの情報の書き込み及び磁気ディスクからの情報の読み出しを行うためのヘッド(103a)と、第1トランジスタ(Q1)と、それに差動結合された第2トランジスタ(Q2)とを含み、上記ヘッドによって検出された信号を増幅可能な差動段(Q1,Q2)と、上記差動段によって増幅された信号を後段回路に伝達するための出力アンプ(23)とを含む磁気ディスク装置において、ベース接地された第3トランジスタ(Q5)と、ベース接地された第4トランジスタ(Q6)とを含み、上記出力アンプの前段に配置された第1ベース接地トランジスタ回路(Q3,Q4)と、上記第1トランジスタと上記第3トランジスタとの間に介在されるとともに、上記第1トランジスタに直列接続された第5トランジスタ(Q3)と、上記第2トランジスタと上記第4トランジスタとの間に介在されるとともに、上記第2トランジスタに直列接続された第6トランジスタ(Q4)とを含む第2ベース接地トランジスタ回路(12a)と、上記第3トランジスタと上記第5トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第7トランジスタ(Q11)と、上記第4トランジスタと上記第6トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第8トランジスタ(Q12)とを含む第3ベース接地トランジスタ回路(Q11,Q12)と、上記第7トランジスタのコレクタ電位を上記第6トランジスタ及び上記第8トランジスタに正帰還させるための第1エミッタフォロワ(Q9)と、上記第8トランジスタのコレクタ電位を上記第5トランジスタ及び上記第7トランジスタに正帰還させるための第2エミッタフォロワ(Q10)とを設けることができる。
【0013】
このとき、上記第3ベース接地トランジスタ回路は、寄生容量へのチャージ、ディスチャージ電流を減少させることにより、高周波でのアンプノイズの増加を防止するように作用する。
【0014】
上記差動対及び上記第2ベース接地トランジスタ回路を含んで一つの半導体基板に形成された第1チップと、上記第1ベース接地トランジスタ及び上記出力段を含んで一つの半導体基板に形成された第2チップとを含むとき、上記第1チップと上記ヘッドとの距離を可能な限り短くしてそこでの寄生インダクタンスの低減を図るため、上記第1チップを上記第2チップよりも上記ヘッドの近傍に配置することができる。
【0015】
【発明の実施の形態】
図7には本発明にかかる磁気ディスク装置の構成例が示される。
【0016】
磁気ディスク装置は、記憶媒体である磁気ディスク部とMRヘッドアセンブリとの組合せが固定されている。
【0017】
図7では省略されているが、磁気ディスク装置においては、円板状の記録媒体(磁気ディスク)が複数枚設けられ、この記録媒体への情報の書き込み、及び情報の読み出しが、複数のMRヘッド103a,103b,…を介して行われるようになっている。特に制限されないが、MRヘッド103a,103b,…は、それぞれリード用MRヘッドと、ライト用インダクティブヘッドとを含む。このMRヘッドには、特に制限されないが、パーマロイのものが適用される。MRヘッドディスク面にMRヘッドがコンタクトされた状態でスタート/ストップが行われる。ディスクが定速回転に達すると空気流によりMRヘッドが0.4〜1.5μmディスク面より浮上され、ディスク面との間にギャップが形成される。そのようなギャップに微細なゴミが入るとMRヘッドクラッシュの原因となるため、MRヘッドアッセンブリは厳重に密封されている。MRヘッド103a,103bはリードライト回路50に結合される。このリードライト回路50は、それぞれMRヘッド103a,103bに対応して設けられたリードアンプ群105及びライトアンプ群106や、MRヘッド切換えのためのMRヘッド選択回路52、増幅回路53、フリップフロップ54などを含み、特に制限されないが、公知の半導体集積回路製造技術により単結晶シリコン基板などの一つの半導体基板に形成されている。そのようなリードライト回路50は、ノイズの影響を低減するため、MRヘッド103a,103bを支持する腕部材などに取付けられ、各種信号線によってメインボード60に結合されている。
【0018】
上記メインボード60には、本実施例装置全体の制御を司るためのコントローラ55や、磁気ディスクへの書き込み信号及び読み出し信号の処理を行う信号処理回路56、MRヘッド103a,103bの位置決めのためのサーボデータ処理を行うサーボデータ処理回路111、このサーボデータ処理回路111の処理出力信号に基づいて、MRヘッドアクチュエータ113の動作を制御するためのMRヘッドアクチュエータ制御回路112などが搭載されている。上記コントローラ55は、マイクロコンピュータなどによって構成される。また、上記信号処理回路56において、書き込みのための2進データは、所定の記録方式に従って変調される。それに対して、データ読み出し時には、増幅回路53からの出力信号に対してピーク検出処理や、復調によりタイミングパルスとデータとの分離処理が行われる。
【0019】
上記リードアンプ群105は、上記MRヘッド103a,103b,…に対応して配置された複数のリードアンプ105a,105b,…を含んで成り、上記ライトアンプ群106は、上記MRヘッド103a,103b,…に対応して配置された複数のライトアンプ106a,106b,…を含んで成る。
【0020】
MRヘッド103a,103bからの読み出し情報は、対応するリードアンプ105a,105bによって増幅されるようになっている。また、MRヘッド103a,103bには、対応するライトアンプ106a,106bを介して書き込み電流が供給されるようになっている。リードアンプ105a,105bの出力信号は、後段に配置された増幅回路53によって増幅された後にメインボード60の信号処理回路56に伝達される。また、この信号処理回路56からの書き込み用データは、フリップフロップ54及びMRヘッド選択回路52を介してライトアンプ106a,106bに伝達される。
【0021】
MRヘッド103a,103bの目標トラックへの位置決めは、MRヘッドアクチュエータ113や、サーボデータ処理回路111、MRヘッドアクチュエータ制御回路112などによって形成されるMRヘッド位置決め系によって行われる。特に制限されないが、このMRヘッド位置決め系は、記録媒体面のサーボデータをトラック位置検出に利用したトラック追従型とされる。
【0022】
図2には上記リードアンプ群105の構成例が示される。
【0023】
リードアンプ群105は、上記MRヘッド103a,103b,…に対応して配置された複数のリードアンプ105a,105b,…を含むが、構成部品点数の減少を図るため、複数のリードアンプ間で共通化されている箇所がある。リードアンプ群105は、基本的には負荷及びアンプ部11、ベース接地部12a〜12d、入力初段部13a〜13h、電流源部14とを含んで成り、入力初段部13a〜13hについてはMRヘッド毎に設けられるが、ベース接地部12a〜12dは、上記入力初段部12a〜12dの二つに一つの割合で配置される。また、負荷及びアンプ部11及び電流源部14についてはそれぞれ一つとされる。
【0024】
入力初段部13a〜13hは、それぞれ対応するMRヘッドからの微弱な信号を差動増幅するための増幅回路であって、その増幅動作に使用される電流や上記MRヘッドのバイアス電流は、電流源部14から供給される。負荷及びアンプ部11は、上記入力初段部13a〜13hの共通の負荷であり、ベース接地部12a〜12dは、この負荷及びアンプ部11における寄生容量を最小化するために設けられており、それが、このリードアンプ群105の特徴点の一つとされる。
【0025】
各部の詳細な構成について説明する。
【0026】
図1には負荷及びアンプ部11、ベース接地部12a、入力初段部13a、及び電流源部14の構成例が示される。
【0027】
入力初段部13aは、MRヘッド103aに流れるバイアス電流を切り換えるためのpnp型バイポーラトランジスタQ7、及びnpn型バイポーラトランジスタQ8と、差動対を形成するnpn型バイポーラトランジスタQ1,Q2とを含む。上記pnp型バイポーラトランジスタQ7は、MRヘッド103aの一方の端子に結合され、制御信号VSW*(*はローアクティブ又は信号反転を示す)によって動作制御され、npn型バイポーラトランジスタQ8は制御信号VSWによって動作制御される。MRヘッド103aの一方の端子がnpn型バイポーラトランジスタQ1のベース電極に結合され、MRヘッド103aの他方の端子がnpn型バイポーラトランジスタQ2のベース電極に結合される。
【0028】
上記電流源部14は、上記npn型バイポーラトランジスタQ1に定電流I1を流すための定電流源16、上記npn型バイポーラトランジスタQ2に定電流I1を流すための定電流源Q2、及び上記MRヘッド103aに所定のバイアス電流Imrを供給するための定電流源18,19を含む。上記pnp型バイポーラトランジスタQ7は定電流源18を介して高電位側電源Vccに結合され、npn型バイポーラトランジスタQ8は定電流源19を介して低電位側電源Veeに結合される。また、上記npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2はそれぞれ定電流源16,17を介して低電位側電源Veeに結合される。そして、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のエミッタ電極間を容量結合させるために、キャパシタC1が設けられている。
【0029】
負荷及びアンプ部11は、ベース接地部12aを介して上記npn型バイポーラトランジスタQ1のコレクタ電極に結合されるnpn型バイポーラトランジスタQ5、ベース接地部12aを介して上記npn型バイポーラトランジスタQ2のコレクタ電極に結合されるnpn型バイポーラトランジスタQ6と、このトランジスタQ5,Q6のベース電極に所定のバイアス電圧V1を供給するためのバイアス電源20、及び抵抗R1,R2を有する。npn型バイポーラトランジスタQ5,Q6のコレクタ電極は、それぞれ抵抗R1,R2を介して高電位側電源Vccに結合される。また、このバイポーラトランジスタQ5,Q6のコレクタ電極の電位差を増幅するための出力アンプ23が設けられる。この出力アンプ23の出力はOUTX,OUTYとされる。
【0030】
ベース接地部12aは、npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4を含んで成る。npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4のコレクタ電極は、負荷及びアンプ部11におけるnpn型バイポーラトランジスタQ5,Q6のエミッタ電極に結合される。npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4のエミッタ電極は入力初段部13aにおけるnpn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のコレクタ電極に結合される。そして、npn型バイポーラトランジスタQ3のベース電極はnpn型バイポーラトランジスタQ4のコレクタ電極に、また、npn型バイポーラトランジスタQ4のベース電極はnpn型バイポーラトランジスタQ3のコレクタ電極に、それぞれ結合されている。
【0031】
上記構成の動作を説明する。
【0032】
入力初段部13a〜13hのいずれかが選択されて、pnp型バイポーラトランジスタQ7,NPN型バイポーラトランジスタQ8がオンされる。それにより、電流源部14からMRヘッド103aに所定のバイアス電流Imrが供給されることで、MRヘッド103aがカレントバイアスされる。信号読み出しには、磁界により抵抗値が変化する磁気抵抗効果が利用される。ディスクに書き込まれたデータに応じてMRヘッド103aの抵抗値が変化される。抵抗値がΔRMRだけ変化すると、MRヘッド103aの端子間には、次式で示されるΔVが生じる。
【0033】
ΔV=Imr×ΔRMR
この電圧ΔVは、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のベース電極に伝達される。npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のエミッタ電極は、キャパシタC1により容量結合されており、直流的にはオープン状態であるが、信号帯域ではショート状態とされる。
【0034】
npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2は互いに等しい電流I1によってバイアスされ、抵抗R1,R2のロー側のレベルは直流的に等しくなる。信号帯域では一般の差動アンプとして動作し、そのゲインGは、
G=R1/re
となる。ここで、reは、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のエミッタ動作抵抗である。
【0035】
入力初段部13aで増幅された信号は、後段に配置されたアンプ23でさらに増幅されてから、出力端子OUTX,OUTYを介して出力される。
【0036】
入力初段部13aの入力容量は、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のベース・エミッタ間容量(CJE)と、ベース・コレクタ間で生じるミラー容量(CM=CJC(1+Av))と、周辺回路の容量(Q7,Q8)の和になる。ここで、Avは、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のベース電極から信号を入力し、そのコレクタ電極から出力を得る場合の利得である。入力容量が大きいとアンプに入力される信号が低周波から減衰するため、アンプ帯域が劣化してしまう。アンプ広帯域化のためには低入力容量化が必要とされる。
【0037】
npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のベース・エミッタ間容量(CJE)や周辺回路の容量(Q7,Q8)はトランジスタセルの大きさで決まる。npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2はアンプノイズ低減のため、ベース抵抗を小さくする必要があり、比較的大きなセルとなる。npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2はアンプノイズと入力容量の最適設計により決められる。pnp型バイポーラトランジスタQ7及びnpn形バイポーラトランジスタQ8のサイズは電流容量により決定される。
【0038】
次に、ベース接地部12aの作用について説明する。
【0039】
ここで、図1の回路構成において、ベース接地部12aを省略し、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のコレクタ電極が抵抗R1,R2に直接つながっている場合を考える。
【0040】
もし、npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4、Q5,Q6が存在しないと、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のベース電極から信号を入力し、そのコレクタ電極から出力を得る場合の利得Avは、
Av=R1/re
となり、ミラー容量が非常に大きくなる。これに対してnpn型バイポーラトランジスタQ5,Q6を設けることにより(Q3、Q4はなし)、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のコレクタレベルの変動が抑えられ、ミラー容量の増大が抑えられる。npn型バイポーラトランジスタQ5,Q6にはエミッタ動作抵抗re1、エミッタ寄生抵抗RE1があり、
Av=(re1+RE1)/re
に応じたミラー容量が発生する。さらに、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2と、npn型バイポーラトランジスタQ5,Q6との間の配線抵抗(RAL)が無視できない場合、
Av=(re+RE1+RAL)/re
となり、ミラー容量がさらに大きくなる。
【0041】
それに対して、ベース接地部12aが設けられている場合、次のように入力容量を低減することができる。
【0042】
ここで、説明の便宜上、npn型バイポーラトランジスタQ3〜Q6のエミッタ動作抵抗re1とエミッタ寄生抵抗REとは互いに等しいものとする。
【0043】
MRヘッド103aの抵抗が変化され、npn型バイポーラトランジスタQ1,Q2のベース間にΔVが入力され、npn型バイポーラトランジスタQ1のコレクタ電流が+Δiだけ変化し、npn型バイポーラトランジスタQ2のコレクタ電流が−Δiだけ変化したとする。この場合、npn型バイポーラトランジスタQ5のエミッタレベル、すなわち、npn型バイポーラトランジスタQ4のベースレベルは、−Δi×(re+RE1)変化し、npn型バイポーラトランジスタQ6のエミッタレベル、すなわち、npn型バイポーラトランジスタQ3のベースレベルは、+Δi×(re1+RE1)変化する。
【0044】
したがって、npn型バイポーラトランジスタQ3のエミッタレベルは、当該トランジスタQ3のre1、RE1で降下しようとする分とnpn型バイポーラトランジスタQ3のベース電位が上昇する分とでキャンセルされ、変化しない。npn型バイポーラトランジスタQ4のエミッタレベルも同様に変化しない。
【0045】
上記の場合、Av=0であり、CM=CJCであり、ミラー効果が無くなるため、その分入力容量を低減することができる。
【0046】
次に、npn型バイポーラトランジスタQ5,Q6とnpn型バイポーラトランジスタQ3,Q4との間の配線抵抗(RAL1)と、npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4とnpn型バイポーラトランジスタQ1,Q2との間の配線抵抗(RAL2)が無視できない場合、その配線抵抗をミラー容量の低減に使えることを説明する。
【0047】
上記ΔVが入力されたとき、npn型バイポーラトランジスタQ4のベースレベルは、−Δi×(re1+RE1+RAL1)変化し、npn型バイポーラトランジスタQ3のベースレベルは、+Δi×(re1+RE1+RAL1)だけ変化する。
【0048】
npn型バイポーラトランジスタQ3のエミッタレベルは、−Δi×(re1+RE1+RAL2)+Δi×(re1+RE1+RAL1)だけ変化する。そして、RAL1=RAL2のとき、エミッタレベルの変動がゼロになる。
【0049】
RAL1>RAL2となるように配置し、正帰還量を増やすと、ミラー容量CMをさらに小さくすることができる。
【0050】
図2に示されるように、ベース接地部12a〜12dが複数個ある場合、それぞれ負荷及びアンプ部11と、入力初段部13a〜13hまでの配線長が異なり、RAL1+RAL2の値が異なる場合でも、それぞれの配線において、RAL1:RAL2の比を一定にすれば、正帰還の量は互いに等しくなる。このように比を等しくすることにより、ミラー容量が等しくなるため、MRヘッド間で入力容量のばらつきが無くなる。
【0051】
尚、ベース接地部12a、入力初段部13aの内部構成について代表的に説明したが、他のベース接地部12b〜12dや、入力初段部13b〜13gも、それぞれベース接地部12a、入力初段部13aと同様に構成される。
【0052】
次に、リードアンプ部105の配置について説明する。
【0053】
図3にはMRヘッド103aを支持するためのアーム40が示される。
【0054】
アーム40の先端はICSと称される平板状のヘッド支持部が設けられ、このICSにMRヘッド103aが取付けられている。アーム40の中央部にはFPC(フレキシブル・プリンテッド・サーキット)が設けられ、そこに第1チップ搭載領域34が形成されている。また、アーム40においてMRヘッド103aが取付けられていないほうの端部32はキャリッジと称され、そこに第2チップ搭載領域35が形成されている。リードアンプ群105は、特に制限されないが、第1チップ搭載領域34と、第2チップ搭載領域35とに分けて搭載される。
【0055】
第1チップ搭載領域34にはベース接地部12a〜12d、及び入力初段部13a〜13hとが搭載される。また第1チップ搭載領域34に搭載される回路は、1回路ごと、または複数回路ごとに分割されて複数チップとされる。第2チップ搭載領域35には、負荷及びアンプ部11と電流源部14とが搭載される。第2チップ搭載領域35に搭載される回路も、1回路ごと、または複数回路ごとに分割されて複数チップとされる。第2チップ搭載領域35に搭載されたチップはFPC33を介して、信号処理LSIが搭載された基板60に結合される。
【0056】
このようにすると、負荷及びアンプ部11、ベース接地部12a〜12d、入力初段部13a〜13h、及び電流源部14を一つの半導体基板に形成して、それを第2チップ形成領域35に設けるのに比べて、寄生インダクタンスの影響を低減する上で有効とされる。つまり、ベース接地部12a〜12d、及び入力初段部13a〜13hがMRヘッドの取付け位置に近くなり、ベース接地部12a〜12d、及び入力初段部13a〜13hと、MRヘッドとの間の距離が短くなり、信号伝達に寄生するインダクタンスの量を少なくすることができ、それの影響を低減することができる。
【0057】
上記した例によれば、以下の作用効果を得ることができる。
【0058】
(1)第2ベース接地トランジスタ回路としてのnpn型バイポーラトランジスタQ3,Q4は、正帰還により差動段のミラー効果をキャンセルするように作用し、このことが、差動段のミラー容量の低減化、さらにはアンプの広帯域化により、磁気ディスク装置における読み出し動作の高速化を図ることができる。
【0059】
(2)第1ベース接地トランジスタ回路であるnpn型バイポーラトランジスタQ5,Q6と第2ベース接地トランジスタ回路であるnpn型バイポーラトランジスタQ3,Q4との間の配線抵抗と、上記第2ベース接地トランジスタ回路と上記差動段との間の配線抵抗の比を利用して上記正帰還の量を調整することができる。
【0060】
(3)第1チップにはベース接地部12a〜12d、及び入力初段部13a〜13hとが含まれ、第2チップには負荷及びアンプ部11と電流源部14とが含まれる。そして、第1チップは第1チップ搭載領域31に設けられ、第2チップは第2チップ搭載領域32に設けられる。このようにすると、負荷及びアンプ部11、ベース接地部12a〜12d、入力初段部13a〜13h、及び電流源部14を一つの半導体基板に形成して、それを第2チップ形成領域35に設けるのに比べて、寄生インダクタンスの影響を低減する上で有効とされる。
【0061】
図4には、磁気ディスク装置における主要部の別の構成例が示される。
【0062】
図4に示される構成では、npn型バイポーラトランジスタQ9,Q10のエミッタフォロワを介してベース接地部12aへの正帰還を行うようにしている。
【0063】
負荷及びアンプ部11にnpn型バイポーラトランジスタQ9,Q10が設けられる。npn型バイポーラトランジスタQ9,Q10のコレクタ電極は高電位側電源Vccに結合され、エミッタ電極は、それぞれ定電流I2を流すための定電流源21,22を介して低電位側電源Veeに結合される。npn型バイポーラトランジスタQ9のエミッタ電極にnpn型バイポーラトランジスタQ4のベース電極が結合され、npn型バイポーラトランジスタQ10のエミッタ電極にnpn型バイポーラトランジスタQ3のベース電極が結合されることによって、npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4への正帰還がかかるようになっている。このようにnpn型バイポーラトランジスタQ9,Q10のエミッタフォロワを介してベース接地部12aへの正帰還を行うようにしても、図1に示される場合と同様の作用効果を得ることができる。また、npn型バイポーラトランジスタQ9,Q10のエミッタフォロワが介在されることにより、npn型バイポーラトランジスタQ4,Q3に十分なベース電流を供給することができる。
【0064】
図5には、磁気ディスク装置における主要部のさらに別の構成例が示される。
【0065】
図5に示される構成は、図4に示される構成に対して、npn型バイポーラトランジスタQ11,Q12によるベース接地回路を追加したものである。
【0066】
図4に示される回路では、npn型バイポーラトランジスタQ5,Q6と、Q3,Q4との間の配線が比較的長くなり、配線容量が大きくなる。npn型バイポーラトランジスタQ5のエミッタ電極につく配線容量と、npn型バイポーラトランジスタQ6のエミッタ電極につく配線容量とに相対誤差があると、高周波においてnpn型バイポーラトランジスタQ5,Q6から配線容量にチャージ、ディスチャージする電流量が異なり、それがアンプノイズの原因となる。また、PSRR(電源電圧変動比)も悪化する。チャージ、ディスチャージ電流を減少させるには、配線の電位を一定とすればよい。そこで、npn型バイポーラトランジスタQ11,Q12により、ブロック間の配線の電位を一定とし、チャージ、ディスチャージ電流の減少を図るようにしている。
【0067】
npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4のベース電極は直流電位配分上、npn型バイポーラトランジスタQ9,Q10のエミッタ電極にダイオードD1,D2を介して信号入力されるが、回路動作的には、図4に示される回路と同様とされる。入力初段部13aに電圧ΔVが入力されたとき、npn型バイポーラトランジスタQ5のエミッタレベルは、−Δi×(re+RE1)だけ変化する。図5に示される回路構成では、npn型バイポーラトランジスタQ11のエミッタ配線が長いが、npn型バイポーラトランジスタQ11のベース電極にはnpn型バイポーラトランジスタQ6のエミッタ電極のレベルに依存したレベルが入力される。入力初段部13aに電圧ΔVが入力されたときのnpn型バイポーラトランジスタQ6エミッタレベルは+Δi×(re1+RE1)だけ変化し、npn型バイポーラトランジスタQ11のエミッタでは、re1とRE1とにより−Δi×(re1+RE1)だけ降下しようとするため、二つが打ち消しあってnpn型バイポーラトランジスタQ11のエミッタレベルは変化しない。このようにエミッタレベルが変化しないため、配線容量からのチャージ、ディスチャージ電流は無く、アンプノイズもPSRRも悪化しない。
【0068】
図6には、磁気ディスク装置における主要部のさらに別の構成例が示される。
【0069】
図6に示される構成が、図5に示される構成と大きく異なるのは、ベース接地回路を構成するnpn型バイポーラトランジスタQ3,Q4のベース電極が、npn型バイポーラトランジスタQ12,Q11のエミッタ電極に結合されている点である。この場合、図5に示されるダイオードD1,D2は不要とされる。ミラー容量を打ち消す正帰還の量は、npn型バイポーラトランジスタQ11,Q12、とQ3,Q4間と、npn型バイポーラトランジスタQ3,Q4とQ1,Q2間の配線抵抗により設定する。
【0070】
以上本発明者によってなされた発明を具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【0071】
例えば、第2ベース接地トランジスタとしてのnpn型バイポーラトランジスタQ3,Q4は、素子数の低減を図るため、全てのMRヘッドに対して共通化することもできる。バイポーラトランジスタで説明したが、MOSトランジスタに置き換えてもよい。
【0072】
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるMRヘッドを使った磁気ディスク装置に適用した場合について説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、各種磁気ディスク装置に広く適用することができる。
【0073】
本発明は、少なくとも磁気ディスクへの情報の書き込み及び情報の読み出しを行うためのヘッドを備えることを条件に適用することができる。
【0074】
【発明の効果】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【0075】
すなわち、第2ベース接地トランジスタ回路は、正帰還により上記差動段のミラー効果をキャンセルするように作用し、それにより、差動段のミラー容量の低減化、さらにはアンプの広帯域化により、磁気ディスク装置における読み出し動作の高速化を図ることができる。
【0076】
このとき、上記第1ベース接地トランジスタ回路と上記第2ベース接地トランジスタ回路との間の配線抵抗と、上記第2ベース接地トランジスタ回路と上記差動段との間の配線抵抗の比を利用して上記正帰還の量を増やすことで、差動段の入力容量をさらに低減することができる。また、第1ベース接地トランジスタ回路のエミッタ動作抵抗及びエミッタ寄生抵抗を含む合成抵抗に基づいて形成される信号を第2ベース接地トランジスタ回路に正帰還する経路にエミッタフォロワが介在されることにより、第2ベース接地トランジスタ回路に十分なベース電流を供給することができる。
【0077】
さらに、上記第1ベース接地トランジスタ回路と上記第2ベース接地トランジスタ回路との間に、第3ベース接地トランジスタ回路を設けることにより、寄生容量が大きい配線の電位変動を抑えることができ、また、寄生容量へのチャージ、ディスチャージ電流の減少により高周波でのアンプノイズの増加を防ぐことができる。
【0078】
上記差動対及び上記第2ベース接地トランジスタ回路を含んで複数に分割されて半導体基板に形成された第1チップと、上記第1ベース接地トランジスタ及び上記出力段を含んで一つの半導体基板に形成された第2チップとを含むとき、上記第1チップを上記第2チップよりも上記ヘッドの近傍に配置することにより、上記第1チップと上記ヘッドとの距離を可能な限り短くしてそこでの寄生インダクタンスの低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明にかかる磁気ディスク装置における主要部の構成例回路図である。
【図2】上記磁気ディスク装置におけるリードアンプ群の構成例ブロック図である。
【図3】上記磁気ディスク装置に含まれるアームと上記リードアンプ群の配置位置の説明図である。
【図4】上記磁気ディスク装置における主要部の別の構成例回路図である。
【図5】上記磁気ディスク装置における主要部のさらに別の構成例回路図である。
【図6】上記磁気ディスク装置における主要部のさらに別の構成例回路図である。
【図7】上記磁気ディスク装置の全体的な構成例ブロック図である。
【符号の説明】
11 負荷及びアンプ部
12a〜12d ベース接地部
13a〜13h 入力初段部
14 電流源部
23 出力アンプ
34 第1チップ搭載領域
35 第2チップ搭載領域
40 アーム
Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6,Q9,Q10 npn型バイポーラトランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a magnetic disk device capable of reading and writing information using a magnetic disk as a recording medium.
[0002]
[Prior art]
In a magnetic disk device, a plurality of disk-shaped recording media (magnetic disks) are provided, and information is written to and read from the recording medium through a plurality of heads.
[0003]
The head output signal is amplified by a differential amplifier. As described in `` ISSCC94 / SESSION17 / DISK-DRIVE ELECTRONICS / PAPER FA 17.6 A Low-Power 3V-5.5V Read / Write Preamplifier for Rigid-Drives '' as a technology to reduce the input capacity of the differential amplifier, In order to reduce the mirror capacitance between the base and the collector of the input transistor, a method of applying positive feedback to the base electrode of the grounded base transistor connected to the collector electrode of the input transistor is known. In this method, the level for applying positive feedback is created by the load resistance of the differential amplifier.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The input capacity of the differential amplifier is the sum of the base-emitter capacity and the base-collector capacity of the input transistor, but because of the Miller capacity (CM), as shown in the following equation, the base-collector capacity of the element It becomes larger than the capacity (CJC).
[0005]
CM = (1 + Av) CJC
Here, Av is the gain of the collector output voltage with respect to the base input voltage of the input transistor. Usually, in order to reduce the mirror capacitance, a base ground circuit is connected to the collector electrode so that the collector level of the input transistor does not fluctuate. However, the mirror resistance due to the emitter operating resistance re and the emitter parasitic resistance RE of the common base transistor remains. Further, the mirror effect is also caused by the wiring resistance of the collector electrode, and the mirror effect cannot be sufficiently reduced. When the mirror capacitance is large and the input capacitance is large, the bandwidth of the differential amplifier is deteriorated. The circuit shown in the above-mentioned document applies positive feedback to the base electrode of the grounded base circuit, eliminates the mirror effect, and makes the mirror capacitance CM equal to or lower than the base-collector capacitance CJC of the element. Since the bandwidth is determined by the CR time constant of the load resistance and the surrounding parasitic capacitance, the bandwidth of the differential amplifier can be increased by reducing the parasitic capacitance. In the circuit described in the above document, a transistor for creating a positive feedback level is connected to the load resistance, which may increase the parasitic capacitance and hinder the widening of the amplifier.
[0006]
When the input capacity of the differential amplifier is large, the bandwidth of the differential amplifier is narrowed, and high-speed reading becomes difficult in a magnetic disk device equipped with such a differential amplifier.
[0007]
An object of the present invention is to provide a technique for enabling high-speed reading by reducing an input capacitance without hindering a wide band of a differential amplifier in a magnetic disk device.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The following is a brief description of an outline of typical inventions disclosed in the present application.
[0009]
That is, it includes a head (103a) for writing information to the magnetic disk and reading information from the magnetic disk, a first transistor (Q1), and a second transistor (Q2) differentially coupled thereto. A magnetic disk device including a differential stage (Q1, Q2) capable of amplifying a signal detected by the head and an output amplifier (23) for transmitting the signal amplified by the differential stage to a subsequent circuit , A first grounded transistor circuit (Q5, Q6) including a third transistor (Q5) grounded at the base and a fourth transistor (Q6) grounded at the base, and disposed at the preceding stage of the output amplifier; A fifth transistor (Q3) interposed between the third transistor and the first transistor and connected in series to the third transistor; A second base grounded transistor circuit (12a) including a sixth transistor (Q4) interposed between the fourth transistor and the second transistor and connected in series thereto, and a collector potential of the fifth transistor Is provided with a first emitter follower (Q9) for positive feedback to the sixth transistor and a second emitter follower (Q10) for positive feedback of the collector potential of the sixth transistor to the fifth transistor.
[0010]
the aboveofAccording to the means, the second grounded-base transistor circuit acts to cancel the mirror effect of the differential stage by positive feedback, which reduces the mirror capacitance of the differential stage, and further the amplifier. By increasing the bandwidth, the read operation in the magnetic disk device can be speeded up.At this time, the first emitter follower and the second emitter follower operate to supply a sufficient base current to the second base grounded transistor circuit.
[0011]
At this time, the wiring resistance between the first base grounded transistor circuit and the second base grounded transistor circuit and the wiring resistance ratio between the second base grounded transistor circuit and the differential stage are utilized. The amount of positive feedback can be adjusted.
[0012]
Also,A head (103a) for writing information to and reading information from the magnetic disk; a first transistor (Q1); and a second transistor (Q2) differentially coupled to the head (103a), In a magnetic disk device including a differential stage (Q1, Q2) capable of amplifying a signal detected by a head and an output amplifier (23) for transmitting a signal amplified by the differential stage to a subsequent circuit, A first grounded transistor circuit (Q3, Q4) disposed in front of the output amplifier, including a third grounded transistor (Q5) and a fourth grounded transistor (Q6); A fifth transistor (Q3) interposed between one transistor and the third transistor and connected in series to the first transistor; A second grounded transistor circuit (12a) including a sixth transistor (Q4) interposed between the second transistor and the fourth transistor and connected in series to the second transistor; A seventh transistor (Q11) is interposed between the transistor and the fifth transistor, and is connected in series to the seventh transistor (Q11), and is interposed between the fourth transistor and the sixth transistor. A third base grounded transistor circuit (Q11, Q12) including an eighth transistor (Q12) connected to the first transistor for positive feedback of the collector potential of the seventh transistor to the sixth transistor and the eighth transistor. The collector potential of the emitter follower (Q9) and the eighth transistor is set to the fifth transistor. It can be provided and a second emitter follower (Q10) for causing positive feedback to static and the seventh transistor.
[0013]
At this time, the third base grounded transistor circuit acts to prevent an increase in amplifier noise at a high frequency by reducing the charge and discharge currents to the parasitic capacitance.
[0014]
A first chip formed on one semiconductor substrate including the differential pair and the second grounded base transistor circuit, and a first chip formed on one semiconductor substrate including the first grounded base transistor and the output stage. When two chips are included, the first chip is placed closer to the head than the second chip in order to shorten the distance between the first chip and the head as much as possible to reduce parasitic inductance there. Can be arranged.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 7 shows a configuration example of a magnetic disk device according to the present invention.
[0016]
In the magnetic disk device, a combination of a magnetic disk portion which is a storage medium and an MR head assembly is fixed.
[0017]
Although omitted in FIG. 7, in the magnetic disk device, a plurality of disk-shaped recording media (magnetic disks) are provided, and information is written to and read from the recording medium by a plurality of MR heads. 103a, 103b,... Although not particularly limited, each of the
[0018]
The
[0019]
The
[0020]
Information read from the MR heads 103a and 103b is amplified by the corresponding
[0021]
The MR heads 103a and 103b are positioned on the target track by an MR head positioning system formed by the
[0022]
FIG. 2 shows a configuration example of the read
[0023]
The
[0024]
The input
[0025]
The detailed configuration of each part will be described.
[0026]
FIG. 1 shows a configuration example of a load and
[0027]
Input
[0028]
The
[0029]
The load and
[0030]
[0031]
The operation of the above configuration will be described.
[0032]
Any one of the input
[0033]
ΔV = Imr × ΔRMR
This voltage ΔV is transmitted to the base electrodes of npn-type bipolar transistors Q1, Q2. The emitter electrodes of the npn-type bipolar transistors Q1 and Q2 are capacitively coupled by the capacitor C1 and are open in terms of DC, but are short-circuited in the signal band.
[0034]
The npn-type bipolar transistors Q1 and Q2 are biased by the same current I1, and the low-side levels of the resistors R1 and R2 are equal in direct current. It operates as a general differential amplifier in the signal band, and its gain G is
G = R1 / re
It becomes. Here, re is the emitter operating resistance of the npn-type bipolar transistors Q1 and Q2.
[0035]
The signal amplified by the input
[0036]
The input capacitance of the input
[0037]
The base-emitter capacitances (CJE) of the npn bipolar transistors Q1 and Q2 and the peripheral circuit capacitances (Q7 and Q8) are determined by the size of the transistor cell. The npn bipolar transistors Q1 and Q2 need to have a small base resistance in order to reduce amplifier noise, resulting in a relatively large cell. The npn bipolar transistors Q1 and Q2 are determined by the optimum design of amplifier noise and input capacitance. The sizes of the pnp bipolar transistor Q7 and the npn bipolar transistor Q8 are determined by the current capacity.
[0038]
Next, the operation of the
[0039]
Here, in the circuit configuration of FIG. 1, a case where the
[0040]
If npn-type bipolar transistors Q3, Q4, Q5, and Q6 do not exist, gain Av when a signal is input from the base electrode of npn-type bipolar transistors Q1 and Q2 and an output is obtained from the collector electrode is
Av = R1 / re
Therefore, the mirror capacity becomes very large. On the other hand, by providing npn type bipolar transistors Q5 and Q6 (without Q3 and Q4), fluctuations in the collector level of npn type bipolar transistors Q1 and Q2 are suppressed, and an increase in mirror capacitance is suppressed. The npn-type bipolar transistors Q5 and Q6 have an emitter operating resistance re1 and an emitter parasitic resistance RE1,
Av = (re1 + RE1) / re
The mirror capacity corresponding to Further, when the wiring resistance (RAL) between the npn bipolar transistors Q1 and Q2 and the npn bipolar transistors Q5 and Q6 cannot be ignored,
Av = (re + RE1 + RAL) / re
Thus, the mirror capacity is further increased.
[0041]
On the other hand, when the
[0042]
Here, for convenience of explanation, it is assumed that the emitter operating resistance re1 and the emitter parasitic resistance RE of the npn bipolar transistors Q3 to Q6 are equal to each other.
[0043]
The resistance of the
[0044]
Therefore, the emitter level of the npn-type bipolar transistor Q3 is canceled and does not change between the amount that the transistor Q3 tries to decrease at re1 and RE1 and the amount that the base potential of the npn-type bipolar transistor Q3 increases. Similarly, the emitter level of the npn-type bipolar transistor Q4 does not change.
[0045]
In the above case, Av = 0 and CM = CJC, and the mirror effect is eliminated, so that the input capacitance can be reduced accordingly.
[0046]
Next, the wiring resistance (RAL1) between the npn bipolar transistors Q5 and Q6 and the npn bipolar transistors Q3 and Q4, and the wiring resistance between the npn bipolar transistors Q3 and Q4 and the npn bipolar transistors Q1 and Q2 When (RAL2) cannot be ignored, it will be explained that the wiring resistance can be used to reduce the mirror capacitance.
[0047]
When the ΔV is input, the base level of the npn bipolar transistor Q4 changes by −Δi × (re1 + RE1 + RAL1), and the base level of the npn bipolar transistor Q3 changes by + Δi × (re1 + RE1 + RAL1).
[0048]
The emitter level of the npn-type bipolar transistor Q3 changes by −Δi × (re1 + RE1 + RAL2) + Δi × (re1 + RE1 + RAL1). When RAL1 = RAL2, the variation of the emitter level becomes zero.
[0049]
If the arrangement is made so that RAL1> RAL2 and the positive feedback amount is increased, the mirror capacitance CM can be further reduced.
[0050]
As shown in FIG. 2, when there are a plurality of
[0051]
The internal configurations of the
[0052]
Next, the arrangement of the read
[0053]
FIG. 3 shows an arm 40 for supporting the
[0054]
The tip of the arm 40 is provided with a flat head support called ICS, and the
[0055]
In the first
[0056]
In this case, the load and
[0057]
According to the above example, the following effects can be obtained.
[0058]
(1) The npn-type bipolar transistors Q3 and Q4 as the second base-grounded transistor circuit act so as to cancel the mirror effect of the differential stage by positive feedback, which reduces the mirror capacitance of the differential stage. Furthermore, the read operation in the magnetic disk device can be speeded up by widening the amplifier.
[0059]
(2) Wiring resistance between npn-type bipolar transistors Q5 and Q6 which are first base-grounded transistor circuits and npn-type bipolar transistors Q3 and Q4 which are second-base-grounded transistor circuits, and the second base-grounded transistor circuit The amount of positive feedback can be adjusted using the ratio of the wiring resistance to the differential stage.
[0060]
(3) The first chip includes
[0061]
FIG. 4 shows another configuration example of the main part of the magnetic disk device.
[0062]
In the configuration shown in FIG. 4, positive feedback is performed to the grounded
[0063]
The load and
[0064]
FIG. 5 shows still another configuration example of the main part of the magnetic disk device.
[0065]
The configuration shown in FIG. 5 is obtained by adding a grounded base circuit using npn-type bipolar transistors Q11 and Q12 to the configuration shown in FIG.
[0066]
In the circuit shown in FIG. 4, the wiring between the npn-type bipolar transistors Q5 and Q6 and Q3 and Q4 becomes relatively long and the wiring capacitance increases. If there is a relative error between the wiring capacitance on the emitter electrode of npn bipolar transistor Q5 and the wiring capacitance on the emitter electrode of npn bipolar transistor Q6, the wiring capacitance is charged and discharged from npn bipolar transistors Q5 and Q6 at high frequency. The amount of current is different, which causes amplifier noise. In addition, PSRR (power supply voltage fluctuation ratio) also deteriorates. In order to reduce the charge and discharge currents, the wiring potential may be kept constant. Therefore, the npn-type bipolar transistors Q11 and Q12 keep the wiring potential between the blocks constant so as to reduce the charging and discharging currents.
[0067]
The base electrodes of npn-type bipolar transistors Q3 and Q4 are input to the emitter electrodes of npn-type bipolar transistors Q9 and Q10 via diodes D1 and D2 in terms of DC potential distribution. The circuit operation is shown in FIG. The circuit is the same as that described. When voltage ΔV is input to input
[0068]
FIG. 6 shows still another configuration example of the main part of the magnetic disk device.
[0069]
The configuration shown in FIG. 6 is significantly different from the configuration shown in FIG. 5 in that the base electrodes of npn-type bipolar transistors Q3 and Q4 constituting the grounded base circuit are coupled to the emitter electrodes of npn-type bipolar transistors Q12 and Q11. It is a point that has been. In this case, the diodes D1 and D2 shown in FIG. 5 are unnecessary. The amount of positive feedback for canceling the mirror capacitance is set by the wiring resistance between the npn-type bipolar transistors Q11, Q12 and Q3, Q4 and between the npn-type bipolar transistors Q3, Q4 and Q1, Q2.
[0070]
Although the invention made by the present inventor has been specifically described above, the present invention is not limited thereto, and it goes without saying that various changes can be made without departing from the scope of the invention.
[0071]
For example, npn bipolar transistors Q3 and Q4 as the second base grounded transistor can be shared by all MR heads in order to reduce the number of elements. Although the bipolar transistor has been described, it may be replaced with a MOS transistor.
[0072]
In the above description, the case where the invention made by the present inventor is applied to a magnetic disk device using an MR head, which is the field of use behind the invention, has been described. However, the present invention is not limited thereto. The present invention can be widely applied to various magnetic disk devices.
[0073]
The present invention can be applied on condition that at least a head for writing information to and reading information from a magnetic disk is provided.
[0074]
【The invention's effect】
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
[0075]
In other words, the second base grounded transistor circuit acts to cancel the mirror effect of the differential stage by positive feedback, thereby reducing the mirror capacitance of the differential stage and further increasing the bandwidth of the amplifier, thereby reducing the magnetic field. The reading operation in the disk device can be speeded up.
[0076]
At this time, the wiring resistance between the first base grounded transistor circuit and the second base grounded transistor circuit and the wiring resistance ratio between the second base grounded transistor circuit and the differential stage are utilized. By increasing the amount of positive feedback, the input capacity of the differential stage can be further reduced. Further, the emitter follower is interposed in the path for positively feeding back the signal formed based on the combined resistance including the emitter operating resistance and the emitter parasitic resistance of the first base grounded transistor circuit to the second base grounded transistor circuit. A sufficient base current can be supplied to the 2-base grounded transistor circuit.
[0077]
Further, by providing the third base ground transistor circuit between the first base ground transistor circuit and the second base ground transistor circuit, it is possible to suppress the potential fluctuation of the wiring having a large parasitic capacitance, The increase in amplifier noise at high frequencies can be prevented by reducing the charge and discharge current to the capacitor.
[0078]
A first chip formed on a semiconductor substrate including the differential pair and the second grounded base transistor circuit and formed on a semiconductor substrate, and formed on a single semiconductor substrate including the first grounded transistor and the output stage. The first chip is arranged closer to the head than the second chip, thereby reducing the distance between the first chip and the head as much as possible. The parasitic inductance can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a configuration example of a main part in a magnetic disk device according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a read amplifier group in the magnetic disk device.
FIG. 3 is an explanatory diagram of an arrangement position of an arm and the read amplifier group included in the magnetic disk device.
FIG. 4 is a circuit diagram showing another configuration example of the main part of the magnetic disk device.
FIG. 5 is a circuit diagram of still another configuration example of the main part of the magnetic disk device.
FIG. 6 is a circuit diagram of still another configuration example of the main part of the magnetic disk device.
FIG. 7 is a block diagram showing an example of the overall configuration of the magnetic disk device.
[Explanation of symbols]
11 Load and amplifier
12a-12d Base grounding part
13a-13h Input first stage
14 Current source
23 Output amplifier
34 First chip mounting area
35 Second chip mounting area
40 arms
Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q9, Q10 npn type bipolar transistor
Claims (4)
第1トランジスタと、それに差動結合された第2トランジスタとを含み、上記ヘッドによって検出された信号を増幅可能な差動段と、
上記差動段によって増幅された信号を後段回路に伝達するための出力アンプとを含む磁気ディスク装置であって、
ベース接地された第3トランジスタと、ベース接地された第4トランジスタとを含み、上記出力アンプの前段に配置された第1ベース接地トランジスタ回路と、
上記第3トランジスタと上記第1トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第5トランジスタと、上記第4トランジスタと上記第2トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第6トランジスタとを含む第2ベース接地トランジスタ回路と、
上記第5トランジスタのコレクタ電位を上記第6トランジスタに正帰還させるための第1エミッタフォロワと、
上記第6トランジスタのコレクタ電位を上記第5トランジスタに正帰還させるための第2エミッタフォロワと、を含む磁気ディスク装置。A head for writing information to the magnetic disk and reading information from the magnetic disk;
A differential stage including a first transistor and a second transistor differentially coupled thereto, and capable of amplifying a signal detected by the head;
An output amplifier for transmitting a signal amplified by the differential stage to a subsequent circuit;
A first base-grounded transistor circuit including a third transistor grounded at the base and a fourth transistor grounded at the base, and disposed in a stage preceding the output amplifier;
A fifth transistor connected in series with the third transistor and the first transistor, a fifth transistor connected in series to the third transistor, and a fourth transistor and the second transistor. A second base grounded transistor circuit including a sixth transistor connected;
A first emitter follower for positive feedback of the collector potential of the fifth transistor to the sixth transistor;
And a second emitter follower for positively feeding back the collector potential of the sixth transistor to the fifth transistor.
第1トランジスタと、それに差動結合された第2トランジスタとを含み、上記ヘッドによって検出された信号を増幅可能な差動段と、
上記差動段によって増幅された信号を後段回路に伝達するための出力アンプとを含む磁気ディスク装置であって、
ベース接地された第3トランジスタと、ベース接地された第4トランジスタとを含み、上記出力アンプの前段に配置された第1ベース接地トランジスタ回路と、
上記第1トランジスタと上記第3トランジスタとの間に介在されるとともに、上記第1トランジスタに直列接続された第5トランジスタと、上記第2トランジスタと上記第4トランジスタとの間に介在されるとともに、上記第2トランジスタに直列接続された第6トランジスタとを含む第2ベース接地トランジスタ回路と、
上記第3トランジスタと上記第5トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第7トランジスタと、上記第4トランジスタと上記第6トランジスタとの間に介在されるとともに、それらに直列接続された第8トランジスタとを含む第3ベース接地トランジスタ回路と、
上記第7トランジスタのコレクタ電位を上記第6トランジスタ及び上記第8トランジスタに正帰還させるための第1エミッタフォロワと、
上記第8トランジスタのコレクタ電位を上記第5トランジスタ及び上記第7トランジスタに正帰還させるための第2エミッタフォロワと、を含む磁気ディスク装置。A head for writing information to the magnetic disk and reading information from the magnetic disk;
A differential stage including a first transistor and a second transistor differentially coupled thereto, and capable of amplifying a signal detected by the head;
An output amplifier for transmitting a signal amplified by the differential stage to a subsequent circuit;
A first base-grounded transistor circuit including a third transistor grounded at the base and a fourth transistor grounded at the base, and disposed in a stage preceding the output amplifier;
While being interposed between the first transistor and the third transistor, being interposed between the fifth transistor connected in series to the first transistor, the second transistor and the fourth transistor, A second base-grounded transistor circuit including a sixth transistor connected in series to the second transistor;
The seventh transistor is interposed between the third transistor and the fifth transistor, and is connected in series to the seventh transistor. The fourth transistor is interposed between the fourth transistor and the sixth transistor. A third base grounded transistor circuit including an eighth transistor connected;
A first emitter follower for positively feeding back the collector potential of the seventh transistor to the sixth transistor and the eighth transistor;
And a second emitter follower for positively feeding back the collector potential of the eighth transistor to the fifth transistor and the seventh transistor.
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