JP3676629B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期モータ、誘導モータ等のモータ駆動制御を、PWM方式により駆動されるトランジスタインバータから構成されているパワー変換器を用いて行なう形式のモータ制御装置に関するものである。
【0002】
さらに詳しくは、複数台のモータをこのようなパワー変換器を用いて駆動する場合に発生する高周波モータリーク電流を低減して、周辺機器に対する電磁障害等の弊害を防止可能なモータ制御装置に関するものである。
【0003】
【従来の技術】
同期モータ、誘導モータ等のACサーボモータの制御装置としては、その各相駆動コイルに対する通電制御を、PWM方式により駆動されるトランジスタインバータから構成されるパワー変換器を用いて行う形式のものが知られている。かかる制御形式のモータにおいては、PWMインバータのスイッチング周波数の高周波数化に伴い、当該インバータのスイッチングにより発生する高周波振動電流が問題となってきている。
【0004】
このような高周波数振動電流はインバータとモータ間の電力線を流れると共に、モータリーク電流としてモータ接地線に流れ、インバータの電流制御に悪影響を及ぼしたり、放射雑音を発生して周辺機器等に悪影響を及ぼすおそれがある。
【0005】
図9を参照して高周波振動モータリーク電流について説明する。PWMインバータを用いた三相同期モータの駆動制御ユニットは、良く知られているように、位置制御部、速度制御部、電流制御部、およびパワー変換部を備えている。図においてはインバータを備えたパワー変換部およびモータコイルのみを示してある。駆動制御ユニット200では、三相交流電源201からの交流を、コンバータ202によって直流に変換して、平滑コンデンサ203を介して、電圧形インバータ204に供給する。
【0006】
インバータ204は、各相毎に上下一対のスイッチングトランジスタUAとDA、UBとDB、およびUCとDCを備えており、これらのトランジスタのオン・オフは、電流制御部(図示せず)から出力される電圧指令に基づき動作するPWM制御部205によって生成されるゲート信号(ベースドライブ信号)によって制御される。PWM制御部205では、三角波形の搬送波(キャリア)206に基づきパルス幅変調を行って、各ゲート信号を生成している。
【0007】
ここで、スイッチングトランジスタの上下のアーム間における短絡を防止するために、オンディレイ回路207が設けられている。オンディレイ時間は、トランジスタのオフ時間よりも長くなるように設定されている。この結果、入出力特性は不感帯を持つことになる。
【0008】
すなわち、図10に示すように、各トランジスタUAないしDCが同一時点でオンオフにそれぞれ切り換わる。かかるオンオフの切り換わりに起因して、モータコイルLu、LvおよびLwには高周波数振動電流Imが流れる。この高周波振動電流は、途中に介在させたフィルタコンデンサのみでは吸収できず、モータ接地線を介して、高周波振動リーク電流IsとしてAC電源201に戻ってしまう。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、単一のモータ制御装置においては、このようなリーク電流による弊害はそれほど大きいものではない。しかしながら、複数のモータを同時に制御するモータ制御装置においては、各モータからほぼ同一位相のリーク電流が発生し、これらが加算されて高レベルのリーク電流となるので、それに起因する弊害を無視することができない。
【0010】
例えば、図11に示すように、6台のACモータM1ないしM6の駆動制御を行うための制御装置300は、そのパワー変換部として、交流電源201と、交流電流を直流電流に変換するコンバータ202と、コンバータ202から直流電流が供給される各モータに付設したインバータ204(1)ないし204(6)を備えた構成とされる。この場合、共通の搬送波発生部210から三角波形の搬送波206が、各モータのPWM制御部205(1)ないし205(6)に供給される。
【0011】
この結果、各モータM1ないしM6では、共通搬送波の零クロス点に同期してオンオフするゲート信号によってインバータ204(1)ないし204(6)のトランジスタがオンオフ制御される。従って、図12(a)に示すように、各モータM1ないしM6で発生するリーク電流I1ないしI6の位相がほぼ一致したものとなり、モータ接地線を介してAC電源側に戻る合成リーク電流Isは振幅の大きな電流となってしまう。このような大きなリーク電流Isが発生すると、周辺機器等に誤動作を引き起こす等の弊害が発生する。
【0012】
本発明の課題は、この点に鑑みて、複数のACモータの駆動を制御するモータの制御装置において、簡単な構成により、モータリーク電流を大幅に低減可能にすることにある。
【0016】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明は、複数のモータのそれぞれを駆動制御する駆動制御ユニットと、各駆動制御ユニットで用いるPWM用の三角波形の搬送波を発生する搬送波発生部とを有し、各駆動制御ユニットは、各モータに駆動電力を供給するトランジスタインバータと、電圧指令および前記搬送波に基づき、前記トランジスタインバータをPWM方式で駆動するPWM制御部と、各モータの電流フィードバック量およびトルク指令に基づき前記電圧指令を生成して前記PWM制御部に供給する電流制御部とを有するモータ制御装置において、少なくとも1つの前記駆動制御ユニットは、前記トルク指令の符号を反転して前記電流制御部に供給するトルク指令符号反転部と、前記電流フィードバック量の符号を反転して前記電流制御部に供給する電流フィードバック量符号反転部とを有していることを特徴としている。
【0017】
本発明のモータ制御装置において、トルク指令符号反転部および電流フィードバック量符号反転部を備えた駆動制御ユニットでは、トランジスタインバータの各トランジスタの駆動制御は、その他の駆動制御ユニットにおけるインバータの各トランジスタの駆動制御とは逆位相で行われる。この結果、当該モータのリーク電流の位相も、他のモータのリーク電流とはほぼ逆となるので、全体としてのリーク電流を低減できる。
【0018】
ここで、モータの台数をn個(nは正の偶数)とし、換言すると、前記駆動制御ユニットをn個とし、n個(nは正の偶数)の前記駆動制御ユニットを有し、これらのうちの半数の駆動制御ユニットのそれぞれを、前記トルク指令の符号を反転して前記電流制御部に供給するトルク指令符号反転部と、前記電流フィードバック量の符号を反転して前記電流制御部に供給する電流フィードバック量符号反転部とを備えたものとすれば、リーク電流を大幅に低減することができる。
【0019】
【発明の実施の形態】
以下に、図面を参照して、本発明を適用したモータ制御装置の実施例を説明する。
【0020】
図1は、6台の三相同期モータを駆動制御する場合のモータ制御装置のシステム構成図であり、本発明を適用したモータ制御装置の実施例を説明するための参考例である。本例では、各モータのリーク電流を低減するために、各駆動制御ユニットに供給する搬送波の一部の極性を反転制御する。この図に示すように、本例のモータ制御装置1は、三相交流電源2と、ここから供給される交流電流を直流電流に変換するコンバータ3と、コンバータ3から供給される直流によって駆動する6つの駆動制御ユニット4(1)ないし4(6)と、各駆動制御ユニット4(1)ないし4(6)によって駆動制御される同期モータM1ないしM6とを有している。
【0021】
各駆動制御ユニット4(1)ないし4(6)は同一構成であり、それぞれ、後述するように、インバータと、当該インバータを駆動制御するためのPWM制御部とを備えている。各駆動制御ユニット4(1)ないし4(6)には、パルス幅変調のために用いる三角波形の搬送波5S(1)ないし5S(6)が供給される。これらの搬送波は、搬送波発生部5および符号反転部6を介して得られるものである。
【0022】
図2は駆動制御ユニット4(1)の主要構成を示す概略ブロック図である。その他の駆動制御ユニット4(2)ないし4(6)も当該駆動制御ユニット4(1)と同一構成であるので、それらの説明は省略する。
【0023】
駆動制御ユニット4(1)では、上位装置(図示せず)からの位置指令Pcomと、モータM1のロータ位置フィードバック情報との偏差を比較部31において求める。位置制御部12では当該位置偏差量に基づき速度指令を発生する。当該速度指令と、速度フィードフォーワード部11を介して得られる制御変数と、ロータ位置フィードバック情報に基づき速度検出部13で検出された速度フィードバック情報とが比較部32において比較されて、速度制御用偏差が求められる。
【0024】
速度制御部14では、当該速度制御用偏差に基づき、トルク指令Tcomを生成して、電流制御部16に出力する。電流制御部16には、磁極位置検出部17を介して、ロータ磁極位置情報がフィードバックされていると共に、電流センサ22aおよび22bで検出されたモータのU相駆動コイルおよびV相駆動コイルの駆動電流が、電流フィードバック量として供給されている。電流制御部16では、これらのフィードバック量と、トルク指令Tcomとを比較して、3相の電圧指令を生成する。
【0025】
電圧指令はPWM制御部18に供給される。PWM制御部18では、当該電圧指令に基づき、搬送波発生部5から符号反転部6を介して供給される搬送波5S(1)を用いて、各相一対ずつの矩形波状のゲート信号を生成する。これらのゲート信号は電圧形インバータ19に供給され、当該インバータ19を構成している各相上下一対のパワートランジスタをオンオフ制御する。この結果、コンバータ3を介して当該インバータ19に供給されている直流電圧から、3相の駆動電流Iu、IvおよびIwが生成され、これらが同期モータM1の各相の駆動コイルに供給される。
【0026】
同期モータM1のロータ回転位置はロータリーエンコーダ21によって検出され、エンコーダ出力に基づき、磁極位置検出部17においてロータ磁極位置が検出され、また、位置検出部15においてロータ位置が検出される。
【0027】
図3は上記の電流制御部16の概略ブロック図であり、この図に示すように、電流制御部16では、トルク指令Tcomと、正弦波用参照テーブル33から供給されるU相およびV相の電流分配信号とを、それぞれ、乗算器25a、25bで乗算し、乗算値を比較部33a、33bにおいて比較し、比較結果を電流増幅器からなる電流制御回路24a、24bに供給して、U相およびV相の電流指令を生成する。また、各比較部33a、33bの比較結果を比較部33cにおいて比較し、当該比較部33cの出力を電流増幅器からなる電流制御回路24cに供給してW相の電流指令を生成する。
【0028】
図4は上記のPWM制御部18の概略ブロック図であり、この図に示すように、PWM制御部18では、各比較回路26a、26b、26cにそれぞれ、各相の電圧指令が供給されると共に、符号反転部6を介して、搬送波発生回路5から搬送波5S(1)が供給される。各比較回路26a、26b、26cからは電圧指令に基づくデューティ比の矩形波信号100a、100b、100cが生成し、これらは、それぞれオンディレイ回路(アーム短絡防止時間作成部)27a、27b、27cに供給されて、それぞれ位相が反転した一対のゲート信号(ベースドライブ信号)101aと102a、101bと102bと、101cと102cが生成される。
【0029】
図5には、U相用の出力信号100a、一対のゲート信号101a、102aを示してある。このタイミングチャートから分かるように、オンディレイ回路27aによって、各ゲート信号の立ち上がり時点がTdだけ遅延された状態となっている。
【0030】
ここにおいて、本例のモータ制御装置1の符号反転部6から駆動制御ユニット4(1)、4(3)および4(5)に供給される搬送波5S(1)、5S(3)および5S(5)は、搬送波発生部5から発生した搬送波5Sと同一のものである。これに対して、残り半分の駆動制御ユニット4(2)、4(4)および4(6)に供給される搬送波5S(2)、5S(4)および5S(6)は、搬送波発生部5から発生した搬送波5Sの正負の符号を符号反転部6において反転させて、逆位相の三角波形の搬送波とされている。
【0031】
この結果、駆動制御ユニット4(1)、4(3)、4(5)におけるインバータに対して、駆動制御ユニット4(2)、4(4)および4(6)のインバータの駆動制御は逆位相となる。よって、本例において各同期モータM1ないしM6におけるインバータのオンオフ切り換え制御に起因して発生する高周波振動リーク電流は、図11(b)に示すように、同期モータM1、M3およびM5のリーク電流I1、I3およびI5の位相がほぼ一致する。同様に、同期モータM2、M4およびM6のリーク電流I2、I4およびI6の位相も一致する。しかしながら、これらリーク電流I1、I3、I5の位相と、リーク電流I2,I4,I6の位相はほぼ逆の状態になる。この結果、これらのリーク電流の合計は、相互に相殺されて、きわめて小さな電流Isになり、周辺機器等への悪影響を抑制あるいは回避することができる。
【0032】
なお、本例においては、共通の搬送波発生部5を設けてあるが、各駆動制御ユニット4(1)ないし4(6)のそれぞれに搬送波発生部5を付設し、それぞれの搬送波が同位相となるように同期をとり、それぞれの駆動制御ユニットにおいて搬送波の符号を反転制御するようにしてもよい。
【0033】
(実施例)
次に、本発明の実施例を説明する。本例では、各モータM1ないしM6のリーク電流を低減するために、各駆動制御ユニットに供給する搬送波の一部の極性を反転制御する代わりに、駆動制御ユニットとして図6に示す構成のものを採用する。
【0034】
図6に示す駆動制御ユニット4Aにおいて、上記の駆動制御ユニット4(1)の各部分に対応する部分には同一符号を付し、それらの説明は省略するものとする。本例の駆動制御ユニット4Aでは、速度制御部14と電流制御部16の間にトルク指令符号反転部23bを配置し、トルク指令の符号を反転して電流制御部16に供給している。また、電流センサ22a、22bから得られる電流フィードバック量を電流フィードバック量符号反転部23f、23gを介して正負を反転させて電流制御部16に供給している。さらに、PWM制御部18から出力される各相のゲート信号101aと102a、101bと102b、および101cと102cを、それぞれ、インバータ19における上下逆の各相のパワートランジスタのベースに供給するようにしている。
【0035】
図7には、この構成の駆動制御ユニットを含む6台の同期モータを駆動制御するためのモータ制御装置の例を示してある。このモータ制御装置1Aにおいては、モータM1、M3およびM5の駆動制御ユニットとして上記の駆動制御ユニット4Aを採用し、それ以外のモータM2、M4およびM6の駆動制御ユニットとして前述した駆動制御ユニット4(1)を採用している。各駆動制御ユニットには共通の搬送波が供給されるようになっている。
【0036】
この構成のモータ制御装置1Aにおいても、モータM1、M3およびM5の駆動制御ユニットにおけるインバータの駆動制御は、符号反転部23b、23f、23gを設けることにより、残りのモータM2、M4およびM6の駆動制御ユニットにおけるインバータの駆動制御とは逆位相で行われる。よって、発生する各モータのリーク電流は、上記のモータ制御ユニット1の場合と同様に、モータM1、3、5とモータM2、4、6とではほぼ逆位相となり、2組のリーク電流が相互に相殺しあって、全体としてのリーク電流が大幅に低減される。
【0037】
(その他の実施の形態)
上記の各例では、半数ずつインバータの駆動制御の位相を逆となるようにしているが、半数に限らず、1台分、あるいは2台分、または4台分あるいは5台分の駆動制御ユニットを逆位相となるように駆動してもよい。さらに、本発明のモータ制御装置による制御対象のモータ台数は6台に限定されるものではなく、5台以下でもよいし、あるいは7台以上であってもよい。
【0038】
また、電流制御部は図2のような構成の制御部16に限定されるものではなく、磁極位置、電流フィードバック量、トルク指令を用いて電圧指令を生成する機能を有していればよいことは勿論である。例えば、図8に示すような座標変換部を備えた電流制御部を用いることができることは勿論である。
【0039】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、各モータをPWM方式により駆動するインバータを備えた駆動制御ユニットを有するモータ制御装置において、少なくとも1台のモータの駆動制御ユニットにおけるインバータの駆動制御を、他の駆動制御ユニットにおけるインバータの駆動制御とは逆位相となるようにしている。従って、本発明によれば、逆位相で制御されるインバータを備えたモータのリーク電流の位相も逆位相となる。よって、全体としてのモータリーク電流を逆位相のリーク電流によって低減できる。このように、本発明によれば、簡単な回路構成を付加するのみで、モータリーク電流の発生を実用上弊害の無いレベルまで低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 参考例のモータ制御装置の概略ブロック図である。
【図2】 図1の駆動制御ユニットの概略ブロック図である。
【図3】 図2の電流制御部の概略ブロック図である。
【図4】 図2のPWM制御部の概略ブロック図である。
【図5】 ゲート信号のタイミングチャートである。
【図6】 実施例のモータ制御装置の駆動制御ユニットを示す概略ブロック図である。
【図7】 図6の駆動制御ユニットを備えたモータ制御装置の概略ブロック図である。
【図8】 図3に示す電流制御部の別の回路例を示す概略ブロック図である。
【図9】 従来のモータ制御装置の概略ブロック図である。
【図10】 図9の装置における搬送波、ゲート信号およびリーク電流のタイミングチャートである。
【図11】 複数台のモータを制御するための制御装置の従来例を示す概略ブロック図である。
【図12】 (a)は従来におけるモータ制御装置から発生するモータリーク電流を示すタイミングチャートであり、(b)は本発明によるモータ制御装置において発生するモータリーク電流を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
1 モータ制御装置
2 交流電源
3 コンバータ
4,4A,4(1)ないし4(6) 駆動制御ユニット
5 搬送波発生部
5S(1)ないし5S(6) 搬送波
6 搬送波符号反転部
16 電流制御部
18 PWM制御部
19 電圧形インバータ
M1ないしM6 モータ
23b トルク指令符号反転部
23f、23g 電流フィードバック量符号反転部
I1ないしI6 各モータからのリーク電流
Is 合成リーク電流[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device of a type in which motor drive control of a synchronous motor, an induction motor or the like is performed using a power converter composed of a transistor inverter driven by a PWM method.
[0002]
More particularly, the present invention relates to a motor control device capable of reducing high frequency motor leakage current generated when a plurality of motors are driven using such a power converter and preventing harmful effects such as electromagnetic interference on peripheral devices. It is.
[0003]
[Prior art]
As a control device for AC servo motors such as synchronous motors and induction motors, there is known a type in which energization control for each phase drive coil is performed using a power converter composed of a transistor inverter driven by a PWM method. It has been. In such a control type motor, as the switching frequency of the PWM inverter increases, high-frequency oscillating current generated by switching of the inverter has become a problem.
[0004]
Such high-frequency vibration current flows in the power line between the inverter and the motor, and also flows in the motor ground line as a motor leakage current, which adversely affects the current control of the inverter and generates radiated noise that adversely affects peripheral devices. There is a risk.
[0005]
The high frequency vibration motor leakage current will be described with reference to FIG. As is well known, a drive control unit for a three-phase synchronous motor using a PWM inverter includes a position control unit, a speed control unit, a current control unit, and a power conversion unit. In the figure, only the power conversion unit and the motor coil provided with the inverter are shown. In the
[0006]
The
[0007]
Here, an on-
[0008]
That is, as shown in FIG. 10, each of the transistors UA to DC is turned on and off at the same time. Due to such on / off switching, the high-frequency vibration current Im flows through the motor coils Lu, Lv and Lw. This high-frequency vibration current cannot be absorbed only by a filter capacitor interposed in the middle, and returns to the
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
Here, in a single motor control device, the adverse effect due to such a leakage current is not so great. However, in a motor control device that controls a plurality of motors at the same time, leakage currents of substantially the same phase are generated from the motors, and these are added to form a high level leakage current. I can't.
[0010]
For example, as shown in FIG. 11, a
[0011]
As a result, in each of the motors M1 to M6, the transistors of the inverters 204 (1) to 204 (6) are on / off controlled by a gate signal that is turned on / off in synchronization with the zero cross point of the common carrier wave. Accordingly, as shown in FIG. 12 (a), the phases of the leakage currents I1 to I6 generated in the motors M1 to M6 are substantially matched, and the combined leakage current Is that returns to the AC power supply side via the motor ground line is It becomes a current with a large amplitude. When such a large leakage current Is occurs, a bad effect such as causing a malfunction in a peripheral device or the like occurs.
[0012]
In view of this point, an object of the present invention is to make it possible to significantly reduce motor leakage current with a simple configuration in a motor control device that controls driving of a plurality of AC motors.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, the present invention includes a drive control unit that drives and controls each of a plurality of motors, and a carrier wave generator that generates a triangular waveform carrier wave for PWM used in each drive control unit. Each drive control unit includes a transistor inverter that supplies drive power to each motor, a PWM control unit that drives the transistor inverter in a PWM system based on a voltage command and the carrier wave, a current feedback amount and a torque command for each motor. And a current control unit that generates the voltage command and supplies the voltage command to the PWM control unit, at least one of the drive control units inverts the sign of the torque command to the current control unit. A torque command sign inverting unit to be supplied and the current feedback amount by inverting the sign of the current feedback amount; Is characterized by having a current feedback amount sign inversion unit supplies the parts.
[0017]
In the motor control device of the present invention, in the drive control unit including the torque command code inverting unit and the current feedback amount code inverting unit, the drive control of each transistor of the transistor inverter is performed by driving each transistor of the inverter in the other drive control unit. Control is performed in an opposite phase. As a result, the leakage current phase of the motor is almost opposite to the leakage current of the other motors, so that the leakage current as a whole can be reduced.
[0018]
Here, the number of motors is n (n is a positive even number), in other words, the drive control unit is n, and there are n (n is a positive even number) the drive control units. Each of the half of the drive control units is supplied to the current control unit by inverting the sign of the torque command and inverting the sign of the current feedback amount. If the current feedback amount sign inverting unit is provided, the leakage current can be greatly reduced.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a motor control apparatus to which the present invention is applied will be described below with reference to the drawings.
[0020]
1, Ri system configuration diagram der of the motor control device in the case of driving and controlling the six three-phase synchronous motor, a reference example for explaining the embodiment of the applied motor controller of the present invention. In this example, in order to reduce the leakage current of each motor, the polarity of a part of the carrier wave supplied to each drive control unit is inverted and controlled. As shown in this figure, the
[0021]
Each drive control unit 4 (1) to 4 (6) has the same configuration, and includes an inverter and a PWM control unit for controlling the drive of the inverter, as will be described later. Each drive control unit 4 (1) to 4 (6) is supplied with triangular-shaped
[0022]
FIG. 2 is a schematic block diagram showing the main configuration of the drive control unit 4 (1). The other drive control units 4 (2) to 4 (6) have the same configuration as that of the drive control unit 4 (1), and a description thereof will be omitted.
[0023]
In the drive control unit 4 (1), the
[0024]
The
[0025]
The voltage command is supplied to the
[0026]
The rotor rotational position of the synchronous motor M1 is detected by the
[0027]
FIG. 3 is a schematic block diagram of the
[0028]
FIG. 4 is a schematic block diagram of the above-described
[0029]
FIG. 5 shows an
[0030]
Here, the
[0031]
As a result, the drive control of the inverters in the drive control units 4 (2), 4 (4) and 4 (6) is opposite to the inverters in the drive control units 4 (1), 4 (3) and 4 (5). It becomes a phase. Therefore, in this example, the high-frequency vibration leakage current generated due to the inverter on / off switching control in each of the synchronous motors M1 to M6 is the leakage current I1 of the synchronous motors M1, M3, and M5 as shown in FIG. , I3 and I5 are substantially in phase. Similarly, the phases of the leak currents I2, I4, and I6 of the synchronous motors M2, M4, and M6 also match. However, the phases of the leak currents I1, I3, and I5 are almost opposite to the phases of the leak currents I2, I4, and I6. As a result, the sum of these leak currents cancels each other out to a very small current Is, and adverse effects on peripheral devices and the like can be suppressed or avoided.
[0032]
In this example, a common
[0033]
( Example )
Next, examples of the present invention will be described. In this example, in order to reduce the leakage current of the motors M1 to M6, instead of the inversion control portion of the polarity of the carrier supplied to the drive control unit, what the configuration shown in FIG. 6 as a drive control unit Adopt .
[0034]
In the
[0035]
FIG. 7 shows an example of a motor control device for driving and controlling six synchronous motors including the drive control unit having this configuration. In this
[0036]
Also in the
[0037]
(Other embodiments)
In each of the above examples, the drive control phases of the inverters are reversed by half, but the drive control unit is not limited to half and is equivalent to one, two, four, or five. May be driven so as to have an opposite phase. Furthermore, the number of motors to be controlled by the motor control device of the present invention is not limited to six, and may be five or less, or may be seven or more.
[0038]
Further, the current control unit is not limited to the
[0039]
【The invention's effect】
As described above, the present invention provides a motor control device having a drive control unit including an inverter that drives each motor by the PWM method. The drive control of the inverter in the drive control unit of at least one motor The phase is opposite to that of the drive control of the inverter in the drive control unit. Therefore, according to the present invention, the phase of the leakage current of the motor provided with the inverter controlled in the opposite phase is also in the opposite phase. Therefore, the motor leakage current as a whole can be reduced by the leakage current having the opposite phase. As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the generation of the motor leakage current to a level that does not cause a practical problem by simply adding a simple circuit configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic block diagram of a motor control apparatus according to a reference example .
FIG. 2 is a schematic block diagram of the drive control unit of FIG.
3 is a schematic block diagram of a current control unit in FIG. 2;
4 is a schematic block diagram of a PWM control unit in FIG. 2;
FIG. 5 is a timing chart of gate signals.
FIG. 6 is a schematic block diagram illustrating a drive control unit of the motor control device according to the embodiment .
7 is a schematic block diagram of a motor control device including the drive control unit of FIG.
FIG. 8 is a schematic block diagram illustrating another circuit example of the current control unit illustrated in FIG. 3;
FIG. 9 is a schematic block diagram of a conventional motor control device.
10 is a timing chart of a carrier wave, a gate signal, and a leakage current in the apparatus of FIG.
FIG. 11 is a schematic block diagram showing a conventional example of a control device for controlling a plurality of motors.
12A is a timing chart showing motor leakage current generated from a conventional motor control apparatus, and FIG. 12B is a timing chart showing motor leakage current generated in the motor control apparatus according to the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (2)
少なくとも1つの前記駆動制御ユニットは、前記トルク指令の符号を反転して前記電流制御部に供給するトルク指令符号反転部と、前記電流フィードバック量の符号を反転して前記電流制御部に供給する電流フィードバック量符号反転部とを有していることを特徴とするモータ制御装置。At least one of the drive control units reverses the sign of the torque command and supplies it to the current control unit, and reverses the sign of the current feedback amount and supplies current to the current control unit A motor control device having a feedback amount code inverting unit.
n個(nは正の偶数)の前記駆動制御ユニットを有し、これらのうち半数の駆動制御ユニットのそれぞれは、前記トルク指令の符号を反転して前記電流制御部に供給するトルク指令符号反転部と、前記電流フィードバック量の符号を反転して前記電流制御部に供給する電流フィードバック量符号反転部とを有していることを特徴とするモータ制御装置。n (n is a positive even number) of the drive control units, and half of these drive control units invert torque command code inversion of the torque command code and supply it to the current control unit And a current feedback amount sign inverting unit that inverts the sign of the current feedback amount and supplies it to the current control unit.
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