JP3667015B2

JP3667015B2 - Power amplifier

Info

Publication number: JP3667015B2
Application number: JP34870896A
Authority: JP
Inventors: 光雄三留; 信貴徳田
Original assignee: 日本インター株式会社
Priority date: 1996-12-26
Filing date: 1996-12-26
Publication date: 2005-07-06
Anticipated expiration: 2016-12-26
Also published as: JPH10190370A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リニアモード／ＰＷＭモードの２つのモードで安定動作する電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、モーター等の負荷を駆動する際、高い位置決め精度や滑らかな駆動が要求される場合には、リニア制御型の電力増幅器を用いてリニア制御し、高い応答性と高効率が要求される場合には、ＰＷＭ方式（Palse Width Modulation方式；パルス幅変調方式）の電力増幅器を用いてＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）するのが一般的である。これは、ＰＷＭ駆動は、出力段の素子をスイッチング動作させて使用しているので出力電流（駆動電流）にリップルが発生し、モータに振動が発生してしまうので、高い位置決め精度や滑らかな駆動が要求される場合にはリニア駆動させ、粗動時など精度が要求されない場合には、ＰＷＭ駆動させて電力の効率化を計るためである。
【０００３】
従来の技術では、電力増幅器におけるリニア制御とＰＷＭ制御の切り替えは、リニア制御用とＰＷＭ制御用の２つの出力段回路を用意して入力信号電圧の値により入力する回路を切り換えることにより行ったり、リニア制御用の電源とは別にＰＷＭ制御用の電源を設け、ある値以上の入力信号電圧が入力されると出力段回路に供給される電源電圧を切り替えて、出力段回路の素子をスイッチング動作させることにより行われていた。
【０００４】
また、図２記載のように、モーター等の負荷をリニア／ＰＷＭの２領域で駆動する電力増幅器としてのリニア増幅器４０を使用する場合、従来よりのリニア増幅器４０は、最大出力よりも低い領域でのリニア動作を前提に設計されており、出力電圧Ｖoutの最大値は電源電圧Ｖsよりも、出力段にトランジスタを用いた場合には約２〜３Ｖ、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合には約５〜１０Ｖ低くなってしまうのが通常である。これは、出力段素子の内部抵抗による電圧降下が原因であり、この電圧降下は、図３に記載のように、リニア増幅器４０の出力段がトランジスタ４１，４２の場合にはコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅに相当し、Ｖｃｅ＝約２〜３Ｖもある状態では電力損失が大きく、リニア増幅器が飽和領域で動作しているとはいえない。また、最大出力電圧付近の動作では、出力電圧に歪みが発生する場合があり、良好な動作は期待できない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、モータ等の負荷をリニア／ＰＷＭの両駆動領域で動作させようとする場合、上記の様に、入力信号電圧の値により入力切り換えを行う様な方法だと、入力の切替時に、入力信号が不明確で出力段がリニアモード動作／ＰＷＭモード動作のどちらでもない期間であるデッドタイムが発生し、モータ制御を行う場合、デッドタイムにより発生する駆動電流のリップル分のためモータに微振動が発生する。また、入力の値に応じて出力段の素子に供給する電源電圧を変化させることにより、出力段の素子をスイッチング動作させるような方法だと、電源が別に必要となり、回路が複雑で大きくなりコストもかかってしまう。
【０００６】
一方、リニア増幅器をコンパレータ動作させてＰＷＭ駆動した場合には、出力段素子による電圧降下により電力損失が大きい（即ち、降下電圧と出力電流の積が素子の発熱等により損失される）という問題がある。
【０００７】
以上のような課題を鑑み、本発明の目的は、入力信号電圧を変化させるだけで自動的にリニア／ＰＷＭの２つの動作モードが切り替わる回路構成を持つ電力増幅器とし、リニア／ＰＷＭの２つの駆動領域の切替時にデッドタイムが発生することなく、コンパレータ動作時、即ちＰＷＭ駆動時に飽和領域で動作可能な電力増幅器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するために、
請求項１記載の発明は、
モータ等の負荷を駆動する電力増幅器において、
電力増幅器は、該電力増幅器への入力信号電圧を増幅する電圧増幅段、電圧増幅段からの出力電圧に応じて出力段を駆動するドライバ段、及び負荷を駆動する出力段から構成されるとともに、モータ等の負荷をリニア駆動するリニアモードとＰＷＭ駆動するＰＷＭモードの２つのモードで動作することが可能であり、
前記電力増幅器のＰＷＭモードでの動作は、リニアモード時と同一の動作回路で行われるとともに、入力信号電圧の値に応じて前記電力増幅器の電圧増幅段の出力電圧に制限が加えられることで、前記電力増幅器の出力段の素子に飽和領域で動作させるのに適した電圧が印加されることにより行われることを特徴とする。
【０００９】
この請求項１記載の発明によれば、
モータ等の負荷を駆動する電力増幅器において、リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで動作させるために、入力切り替えや別電源を設ける必要がなく、１系統の簡単な増幅回路で済むようになり、その結果、電力増幅器の設計が容易になるとともに、製造コストの削減及びデバイスとしての信頼性の向上が計れる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、
請求項１に記載の電力増幅器において、
電力増幅器における、リニアモードとＰＷＭモード間の動作モードの切替は、電力増幅器に入力される入力信号電圧を変化させるだけで自動的に行われることを特徴とする。
【００１１】
この請求項２記載の発明によれば、
電力増幅器におけるリニアモードとＰＷＭモード間の動作モードの切替は、入力信号を切り替えることなく行われるので、それに伴うデッドタイム（入力信号が不明確な状態）の発生がなく、出力電流に発生するリップル成分を小さくできる。その結果、例えば、モータを制御する場合に、モードの切り替えに伴う微振動の発生を抑えることができる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、
請求項１及び２に記載の電力増幅器において、
電力増幅器は、１つのデバイスにより構成されることを特徴とする。
【００１３】
ここで、１つのデバイスとは、オペアンプやモノリシックＩＣ等のワンパッケージ化されたデバイスのことである。
【００１４】
この請求項３記載の発明によれば、
リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで安定動作する電力増幅器をワンパッケージ化されたデバイスで提供できるので、精密かつ高効率なモータ等の負荷の制御が必要な場合に、システム設計が容易になるとともに、省スペース化が可能になる。また、ワンパッケージ化することで設置及び交換も容易になるので、メンテナンス性及びデバイスとしての信頼性も向上する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照しつつ本発明に係わるリニア／ＰＷＭデュアルモード電力増幅器の実施の形態の詳細を説明する。
【００１６】
先ず、本実施の形態の構成について説明する。
【００１７】
図１は、本実施の形態に係わる電力増幅器１の内部回路の概略構成を記載した図である。
【００１８】
電力増幅器１は、電圧増幅段１０、ドライバ段２０、出力段３０の３つのステージから構成されており、出力段３０の素子としてＭＯＳＦＥＴをドレインコモンで使用している。
【００１９】
いま、電力増幅器１への入力電圧をＶin、出力電圧をＶoutとする。また、電力増幅器１の入出力間には、ＮＦ（Negative Feedback）をかけるためのフィードバック抵抗３（抵抗値Ｒf）が接続され、入力抵抗２の抵抗値をＲinとすると、この電力増幅器のゲインはＲf／Ｒinとなる。
【００２０】
電圧増幅段１０は、反転増幅器１１の反転入力と出力の間にツェナダイオード１２とツェナダイオード１３を向きを逆にして図のように接続し、プラス側で片側接地した回路構成になっている。このとき、ツェナダイオード１２及びツェナダイオード１３のツェナー電圧をＶzdとすると、入力電圧Ｖinが、出力電圧Ｖ1＝Ｖzdを満たす値以上になると、電圧増幅段１０の出力電圧、即ち、ドライバ段の入力電圧Ｖ1がＶzdに制限される（実際には、ツェナダイオード１２とツェナダイオード１３は、逆向きに接続されているので、入力信号の正負に応じてどちらか一方のツェナダイオードの順方向バイアス電圧約０．６Ｖが加わり、制限電圧は、Ｖzd＋0.6（Ｖ）位になる）。
【００２１】
次に、ドライバ段２０は、ＮＰＮ型バイボーラトランジスタ２１とＰＮＰ型バイボーラトランジスタ２２の対称回路により構成され、バイボーラトランジスタ２１は抵抗値Ｒeのエミッタ抵抗２３により、バイボーラトランジスタ２２は抵抗値Ｒeのエミッタ抵抗２４により、それぞれエミッタ接地されている。ドライバ段２０において、各バイボーラトランジスタ２１，２２のベースには、入力電圧Ｖ１の値に応じてベース電流Ｉbが流れ込み、コレクタにはベース電流Ｉbのｈfe倍のコレクタ電流Ｉcが流れる。よって、バイボーラトランジスタ２１，２２のベースエミッタ間にはＩe＝Ｉb＋Ｉc＝（１＋ｈfe）×Ｉbの電流が流れる。このとき、ベースエミッタ間電圧をＶbeとすると、ＧＮＤに対するベース電圧、即ちドライバ段２０の入力電圧Ｖ1は、Ｖ1＝Ｖbe＋Ｉe×Ｒeとなる。
【００２２】
出力段３０は、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３１とＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２をドレインコモン接続した対称回路で構成され、それぞれのＭＯＳＦＥＴには、抵抗値Ｒgsのゲートソース間の抵抗２５，２６とドライバ段２０のトランジスタのコレクタ電流Ｉcによって定まるゲートソース間電圧Ｖgs＝Ｉc×Ｒgsが印加される。また、各ＭＯＳＦＥＴには、電源電圧Ｖｃの電源４,５から電源電圧が供給され、入力電圧に応じた出力電流を流して負荷を電流駆動する。
【００２３】
尚、出力段３０のＭＯＳＦＥＴをソースコモンやトーテムポール接続にて使用したり、出力段３０の素子としてＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴ（Inslated Gate Bipolar Transistor）を使用することも可能である。
【００２４】
次に、本実施の形態の作用について説明する。
【００２５】
図１記載の電力増幅器１の内部回路の動作について説明する。
【００２６】
先ず、電力増幅器１に入力信号電圧Ｖinが入力されると、電圧増幅段１０の反転増幅器１１の入力端子にＶinが印加される、反転増幅器１１は、出力電圧Ｖ１がツェナーダイオード１２,１３のツェナー電圧Ｖzd（実際には、Ｖzd+0.6位）になるまでは、入力電圧をリニアに増幅するが、出力電圧Ｖ１がＶzdになると、より大きな入力電圧を加えても出力電圧Ｖ１はＶzdに制限される。即ち、Ｖ１≦Ｖzdの範囲では、入力信号電圧Ｖinはリニアに増幅されるが、Ｖ１＝Ｖzdとなる入力電圧以上の入力信号電圧Ｖinが入力されてもＶzdまでしか増幅されない。
【００２７】
Ｖ１≦Ｖzdの範囲では、図１の回路は、単なる線形増幅回路となり、電源電圧Ｖｃに十分な値（Ｖ１=Ｖzdの時のＶinのＲf／Ｒin倍）があれば、入力信号電圧Ｖinは、リニアに増幅される（出力電圧Ｖout＝Ｖin×Ｒf／Ｒinとなる）。このとき、電力増幅器１はリニアモードで動作することになる。
【００２８】
よって、以下には、Ｖ１がＶzdに制限される場合（ＰＷＭモード動作時）について述べることにする。
【００２９】
電圧増幅段１０の出力電圧Ｖ１は、ドライバ段２０の入力電圧としてバイボーラトランジスタ２１及びバイボーラトランジスタ２２のベースに印加される。このとき、ドライバ段２０の入力電圧Ｖ１がＶzd以下に制限されており、また、Ｖ1＝Ｖｂe＋Ｉe×Ｒeであるから、Ｖbeをほぼ一定（約０．６Ｖ）とすると、Ｉe×Ｒe＝（Ｉb＋Ｉc）×Ｒe＝（１＋ｈfe）×Ｉb×Ｒeも制限される。即ち、ベース電流Ｉbが制限され、Ｉc＝ｈfe×Ｉbで定まるコレクタ電流Ｉｃも制限されることになる。その結果、出力段３０の素子のゲートソース間に接続された抵抗２５，２６の抵抗値をＲgsとすると、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２にかかるゲート電圧Ｖgs＝Ｉc×Ｒgsが制限されるので、ゲート電圧Ｖgsの最大値Ｖgs(max)が決定される。
【００３０】
ここで、ベース電流Ｉb＝（Ｖ1−Ｖbe）／Ｒe（１＋ｈfe）より、ゲート電圧Ｖgs=Ｉc×Ｒgs=ｈfe×Ｉb×Ｒgs=Ｒgs×ｈfe×（Ｖ1−Ｖbe）／Ｒe（１＋ｈfe）となり、また、Ｖ1はＶzdに制限されているのでＶ1=Ｖzdであるが、片方のツェナダイオードの順方向電圧（約０．６Ｖ）とベース電圧Ｖbe（約０．６Ｖ）をほぼ等しいと見て相殺するとＶ1−Ｖbe=Ｖzdとなる。
【００３１】
よって、ゲート電圧Ｖgsの最大値は、Ｖgs(max)=Ｒgs×ｈfe×Ｖzd／Ｒe（１＋ｈfe）と決定される。
【００３２】
例えば、具体例として、出力段３０の素子を１０Ｖで飽和動作させたい場合、Ｒgs＝５００（Ω）、Ｒe＝２５０（Ω）、ｈfe＝１００、Ｖzd＝５（Ｖ）とすると、出力段３０のＭＯＳＦＥＴにかかるゲート電圧の最大値は、Ｖgs(max)＝Ｒgs×ｈfe（Ｖ1−Ｖbe）／Ｒe（１＋ｈfe）＝約９．９（Ｖ）となる。
【００３３】
尚、実際には、使用するＭＯＳＦＥＴにより飽和領域で動作させるのに適した電圧が異なるので、出力段３０のＭＯＳＦＥＴにかかるゲート電圧の最大値Ｖgs(max)は、回路が安定動作するためのバランスを考慮しつつ、主に、Ｖzd、Ｒe、Ｒgs、ｈfeの値の組み合わせにより調整する。
【００３４】
結局、電圧増幅段１０のツェナダイオード１２，１３で出力電圧を制限することにより、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２のゲート電圧を一定値に制限でき、入力信号の値に応じて出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２はスイッチング動作を行い負荷を電流駆動する（即ち、ＰＷＭモードで動作する）。
【００３５】
以上のように、本実施の形態の電力増幅器１では、入力信号電圧Ｖinがある値（Ｖ1＝Ｖzdとなる値）以上になると、電圧増幅段１０の出力電圧Ｖ1がＶzd以下に制限され、ドライバ段２０のバイボーラトランジスター２１，２２のベース電流Ｉbが制限される。その結果、コレクタ電流Ｉc＝ｈfe×Ｉbが制限されて、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２のゲートソース間電圧Ｖgs＝Ｉc×Ｒcgの最大値Ｖgs(max)が決定される。このとき、ゲートソース間電圧の最大値Ｖgs(max)を、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２が飽和領域で動作させるのに適した電圧に設定することにより、入力信号電圧を変化させるだけで、リニアモード／ＰＷＭモードの２つのモードで安定動作させることが可能になる。
【００３６】
尚、上記実施例では、電圧増幅段１０の出力電圧を制限する方法としてツェナダイオードを使用しているが、他の素子を使用してもよいし、或いは他の構成の回路を用いて出力電圧を制限してもよい。
【００３７】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、
モータ等の負荷を駆動する電力増幅器において、リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで動作させるために、入力切り替えや別電源を設ける必要がなく、１系統の簡単な増幅回路で済むようになり、その結果、電力増幅器の設計が容易になるとともに、製造コストの削減及びデバイスとしての信頼性の向上が計れる。
【００３８】
請求項２記載の発明によれば、
電力増幅器におけるリニアモードとＰＷＭモード間の動作モードの切替は、入力信号を切り替えることなく行われるので、それに伴うデッドタイム（入力信号が不明確な状態）の発生がなく、出力電流に発生するリップル成分を小さくできる。その結果、例えば、モータを制御する場合に、モードの切り替えに伴う微振動の発生を抑えることができる。
【００３９】
請求項３記載の発明によれば、
リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで安定動作する電力増幅器をワンパッケージ化されたデバイスで提供できるので、精密かつ高効率なモータ等の負荷の制御が必要な場合に、システム設計が容易になるとともに、省スペース化が可能になる。また、ワンパッケージ化することで設置及び交換も容易になるので、メンテナンス性及びデバイスとしての信頼性も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に係わる電力増幅器１の内部回路の概略構成を記載した図である。
【図２】リニア増幅器４０の回路を記載した図である。
【図３】リニア増幅器４０内部の出力段を記載した図である。
【符号の説明】
１電力増幅器
２入力抵抗
３フィードバック抵抗
４出力段の電源
５出力段の電源
１０電圧増幅段
１１反転増幅器
１２ツェナダイオード
１３ツェナダイオード
２０ドライバ段
２１ＮＰＮ型バイボーラトランジスタ
２２ＰＮＰ型バイボーラトランジスタ
２３バイボーラトランジスタ２１のエミッタ抵抗
２４バイボーラトランジスタ２２のエミッタ抵抗
２５ゲートソース間抵抗
２６ゲートソース間抵抗
３０出力段
３１ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
３２ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power amplifier that stably operates in two modes, a linear mode and a PWM mode.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, when driving a load such as a motor, when high positioning accuracy and smooth driving are required, linear control is performed using a linear control type power amplifier, and high responsiveness and high efficiency are required. In this case, PWM control (pulse width modulation control) is generally performed using a PWM (Palse Width Modulation) power amplifier. This is because PWM drive uses the output stage element by switching operation, so ripples occur in the output current (drive current) and vibration occurs in the motor, so high positioning accuracy and smooth drive This is because linear driving is required when the power is required, and PWM is driven when accuracy is not required, such as during rough movement, in order to improve power efficiency.
[0003]
In the prior art, switching between linear control and PWM control in a power amplifier is performed by preparing two output stage circuits for linear control and PWM control and switching a circuit to be input according to the value of the input signal voltage, A power supply for PWM control is provided in addition to the power supply for linear control, and when an input signal voltage exceeding a certain value is input, the power supply voltage supplied to the output stage circuit is switched to switch the elements of the output stage circuit. It was done by that.
[0004]
Further, as shown in FIG. 2, when using a linear amplifier 40 as a power amplifier that drives a load such as a motor in two regions of linear / PWM, the conventional linear amplifier 40 has a lower region than the maximum output. The maximum value of the output voltage Vout is about 2 to 3 V when a transistor is used in the output stage, and about 5 to 10 V when a MOSFET is used, than the power supply voltage Vs. Usually it gets lower. This is caused by a voltage drop due to the internal resistance of the output stage element. This voltage drop occurs when the output stage of the linear amplifier 40 is transistors 41 and 42 as shown in FIG. In the state where Vce = about 2 to 3 V, the power loss is large, and it cannot be said that the linear amplifier operates in the saturation region. Further, in operation near the maximum output voltage, distortion may occur in the output voltage, and good operation cannot be expected.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, when a load such as a motor is to be operated in both linear / PWM drive regions, as described above, if the input is switched according to the value of the input signal voltage, the input signal Is unclear and the output stage is not in either the linear mode operation or PWM mode operation. When the motor control is performed, the motor has slight vibration due to the ripple of the drive current generated by the dead time. Occur. In addition, when the power supply voltage supplied to the output stage element is changed according to the input value, the output stage element is switched, so that a separate power supply is required, resulting in a complicated and large circuit. It will also take.
[0006]
On the other hand, when the linear amplifier is operated by the comparator and PWM driving, there is a problem that the power loss is large due to the voltage drop due to the output stage element (that is, the product of the drop voltage and the output current is lost due to the heat generation of the element). is there.
[0007]
In view of the problems as described above, an object of the present invention is to provide a power amplifier having a circuit configuration in which two linear / PWM operation modes are automatically switched only by changing an input signal voltage, and two linear / PWM drives. An object of the present invention is to provide a power amplifier that can operate in a saturation region during comparator operation, that is, during PWM driving without causing dead time when switching regions.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems,
The invention described in claim 1
In a power amplifier that drives a load such as a motor,
The power amplifier includes a voltage amplification stage that amplifies an input signal voltage to the power amplifier, a driver stage that drives the output stage according to the output voltage from the voltage amplification stage, and an output stage that drives the load. It is possible to operate in two modes, a linear mode for linearly driving a load such as a motor, and a PWM mode for PWM driving.
The operation of the power amplifier in the PWM mode is performed in the same operation circuit as in the linear mode, and the output voltage of the voltage amplification stage of the power amplifier is limited according to the value of the input signal voltage. This is performed by applying a voltage suitable for operating in the saturation region to the element of the output stage of the power amplifier.
[0009]
According to the invention of claim 1,
In a power amplifier that drives a load such as a motor, it is not necessary to provide input switching or a separate power source in order to operate in two modes, a linear mode and a PWM mode, and a simple amplifier circuit of one system can be used. As a result, the power amplifier can be easily designed, and the manufacturing cost can be reduced and the reliability of the device can be improved.
[0010]
The invention according to claim 2
The power amplifier according to claim 1, wherein
Switching of the operation mode between the linear mode and the PWM mode in the power amplifier is performed automatically only by changing the input signal voltage input to the power amplifier.
[0011]
According to the invention of claim 2,
Since the switching of the operation mode between the linear mode and the PWM mode in the power amplifier is performed without switching the input signal, there is no associated dead time (a state in which the input signal is unclear), and the ripple generated in the output current. Ingredients can be reduced. As a result, for example, when controlling a motor, it is possible to suppress the occurrence of micro vibrations associated with mode switching.
[0012]
The invention described in claim 3
The power amplifier according to claim 1 and 2,
The power amplifier is constituted by one device.
[0013]
Here, one device is a one-package device such as an operational amplifier or a monolithic IC.
[0014]
According to the invention of claim 3,
A power amplifier that operates stably in two modes, the linear mode and the PWM mode, can be provided with a single packaged device, facilitating system design when precise and highly efficient motor control is required. At the same time, space can be saved. In addition, installation and replacement can be facilitated by making a single package, so that maintainability and reliability as a device are also improved.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The details of the embodiment of the linear / PWM dual mode power amplifier according to the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0016]
First, the configuration of the present embodiment will be described.
[0017]
FIG. 1 is a diagram describing a schematic configuration of an internal circuit of a power amplifier 1 according to the present embodiment.
[0018]
The power amplifier 1 includes three stages, that is, a voltage amplification stage 10, a driver stage 20, and an output stage 30, and a MOSFET is used as a drain common as an element of the output stage 30.
[0019]
Now, the input voltage to the power amplifier 1 is Vin and the output voltage is Vout. Further, a feedback resistor 3 (resistance value Rf) for applying NF (Negative Feedback) is connected between the input and output of the power amplifier 1, and when the resistance value of the input resistor 2 is Rin, the gain of this power amplifier is Rf / Rin.
[0020]
The voltage amplification stage 10 has a circuit configuration in which a Zener diode 12 and a Zener diode 13 are connected in the opposite directions between the inverting input and output of the inverting amplifier 11 as shown in the figure, and one side is grounded on the plus side. At this time, when the Zener voltage of the Zener diode 12 and the Zener diode 13 is Vzd, when the input voltage Vin becomes equal to or higher than the value satisfying the output voltage V1 = Vzd, the output voltage of the voltage amplification stage 10, that is, the input voltage of the driver stage. V1 is limited to Vzd (actually, the Zener diode 12 and the Zener diode 13 are connected in the opposite direction, so that the forward bias voltage of one of the Zener diodes is about 0 depending on whether the input signal is positive or negative. .6V is added, and the limiting voltage is about Vzd + 0.6 (V)).
[0021]
Next, the driver stage 20 is constituted by a symmetrical circuit of an NPN-type bipolar transistor 21 and a PNP-type bipolar transistor 22, where the bipolar transistor 21 is an emitter resistor 23 having a resistance value Re, and the bipolar transistor 22 is a resistance value Re. The emitter resistors 24 are grounded at the respective emitters. In the driver stage 20, a base current Ib flows into the bases of the bipolar transistors 21 and 22 in accordance with the value of the input voltage V1, and a collector current Ic that is hfe times the base current Ib flows through the collector. Therefore, a current of Ie = Ib + Ic = (1 + hfe) × Ib flows between the base emitters of the bipolar transistors 21 and 22. At this time, if the base-emitter voltage is Vbe, the base voltage with respect to GND, that is, the input voltage V1 of the driver stage 20 is V1 = Vbe + Ie × Re.
[0022]
The output stage 30 is composed of a symmetric circuit in which a P-channel type MOSFET 31 and an N-channel type MOSFET 32 are connected in common to the drain, and each MOSFET has resistors 25 and 26 between the gate and source having a resistance value Rgs and transistors of the driver stage 20. A gate-source voltage Vgs = Ic × Rgs determined by the collector current Ic is applied. Each MOSFET is supplied with a power supply voltage from the power supplies 4 and 5 of the power supply voltage Vc, and an output current corresponding to the input voltage is supplied to drive the load.
[0023]
Note that the MOSFET of the output stage 30 can be used by source common or totem pole connection, or an IGBT (Inslated Gate Bipolar Transistor) can be used as an element of the output stage 30 instead of the MOSFET.
[0024]
Next, the operation of the present embodiment will be described.
[0025]
The operation of the internal circuit of the power amplifier 1 shown in FIG. 1 will be described.
[0026]
First, when the input signal voltage Vin is input to the power amplifier 1, Vin is applied to the input terminal of the inverting amplifier 11 of the voltage amplification stage 10. The inverting amplifier 11 has a Zener diode 12, 13 with an output voltage V 1. The input voltage is linearly amplified until it reaches the voltage Vzd (actually, Vzd + 0.6), but when the output voltage V1 becomes Vzd, the output voltage V1 is limited to Vzd even if a larger input voltage is applied. The That is, in the range of V1 ≦ Vzd, the input signal voltage Vin is linearly amplified. However, even if an input signal voltage Vin equal to or higher than the input voltage satisfying V1 = Vzd is input, the input signal voltage Vin is amplified only to Vzd.
[0027]
In the range of V1 ≦ Vzd, the circuit of FIG. 1 is a simple linear amplifier circuit. If the power supply voltage Vc has a sufficient value (Rf / Rin times Vin when V1 = Vzd), the input signal voltage Vin is It is amplified linearly (output voltage Vout = Vin × Rf / Rin). At this time, the power amplifier 1 operates in the linear mode.
[0028]
Therefore, hereinafter, a case where V1 is limited to Vzd (during PWM mode operation) will be described.
[0029]
The output voltage V1 of the voltage amplification stage 10 is applied to the bases of the bipolar transistor 21 and the bipolar transistor 22 as the input voltage of the driver stage 20. At this time, since the input voltage V1 of the driver stage 20 is limited to Vzd or less and V1 = Vbe + Ie × Re, assuming that Vbe is substantially constant (about 0.6 V), Ie × Re = (Ib + Ic) × Re = (1 + hfe) × Ib × Re is also limited. That is, the base current Ib is limited, and the collector current Ic determined by Ic = hfe × Ib is also limited. As a result, when the resistance value of the resistors 25 and 26 connected between the gate and source of the element of the output stage 30 is Rgs, the gate voltage Vgs = Ic × Rgs applied to the MOSFETs 31 and 32 of the output stage 30 is limited. A maximum value Vgs (max) of the gate voltage Vgs is determined.
[0030]
Here, from the base current Ib = (V1−Vbe) / Re (1 + hfe), the gate voltage Vgs = Ic × Rgs = hfe × Ib × Rgs = Rgs × hfe × (V1−Vbe) / Re (1 + hfe) , V1 is limited to Vzd, so V1 = Vzd. If the forward voltage (about 0.6V) of one zener diode and the base voltage Vbe (about 0.6V) are almost equal, V1 −Vbe = Vzd.
[0031]
Therefore, the maximum value of the gate voltage Vgs is determined as Vgs (max) = Rgs × hfe × Vzd / Re (1 + hfe).
[0032]
For example, as a specific example, when it is desired to saturate the elements of the output stage 30 at 10 V, assuming that Rgs = 500 (Ω), Re = 250 (Ω), hfe = 100, Vzd = 5 (V), the output stage 30 The maximum value of the gate voltage applied to the MOSFET is Vgs (max) = Rgs × hfe (V1−Vbe) / Re (1 + hfe) = about 9.9 (V).
[0033]
Actually, since the voltage suitable for operating in the saturation region differs depending on the MOSFET used, the maximum value Vgs (max) of the gate voltage applied to the MOSFET of the output stage 30 is a balance for stable operation of the circuit. Is adjusted mainly by a combination of the values of Vzd, Re, Rgs, and hfe.
[0034]
Eventually, by limiting the output voltage with the Zener diodes 12 and 13 of the voltage amplification stage 10, the gate voltages of the MOSFETs 31 and 32 of the output stage 30 can be limited to a constant value, and the MOSFET 31 of the output stage 30 according to the value of the input signal. , 32 perform a switching operation to drive the load with current (that is, operate in PWM mode).
[0035]
As described above, in the power amplifier 1 according to the present embodiment, when the input signal voltage Vin exceeds a certain value (a value that satisfies V1 = Vzd), the output voltage V1 of the voltage amplification stage 10 is limited to Vzd or less, and the driver The base current Ib of the bipolar transistors 21 and 22 in the stage 20 is limited. As a result, the collector current Ic = hfe × Ib is limited, and the maximum value Vgs (max) of the gate-source voltage Vgs = Ic × Rcg of the MOSFETs 31 and 32 of the output stage 30 is determined. At this time, the maximum value Vgs (max) of the gate-source voltage is set to a voltage suitable for causing the MOSFETs 31 and 32 of the output stage 30 to operate in the saturation region. It is possible to perform stable operation in two modes, mode / PWM mode.
[0036]
In the above embodiment, a Zener diode is used as a method for limiting the output voltage of the voltage amplification stage 10, but other elements may be used, or the output voltage may be obtained using a circuit having another configuration. May be restricted.
[0037]
【The invention's effect】
According to invention of Claim 1,
In a power amplifier that drives a load such as a motor, it is not necessary to provide input switching or a separate power source in order to operate in two modes, a linear mode and a PWM mode, and a simple amplifier circuit of one system can be used. As a result, the power amplifier can be easily designed, and the manufacturing cost can be reduced and the reliability of the device can be improved.
[0038]
According to invention of Claim 2,
Since the switching of the operation mode between the linear mode and the PWM mode in the power amplifier is performed without switching the input signal, there is no associated dead time (a state in which the input signal is unclear), and the ripple generated in the output current. Ingredients can be reduced. As a result, for example, when controlling a motor, it is possible to suppress the occurrence of micro vibrations associated with mode switching.
[0039]
According to invention of Claim 3,
A power amplifier that operates stably in two modes, the linear mode and the PWM mode, can be provided with a single packaged device, facilitating system design when precise and highly efficient motor control is required. At the same time, space can be saved. In addition, installation and replacement can be facilitated by making a single package, so that maintainability and reliability as a device are also improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram describing a schematic configuration of an internal circuit of a power amplifier 1 according to the present embodiment.
FIG. 2 is a diagram describing a circuit of a linear amplifier 40;
FIG. 3 is a diagram describing an output stage inside the linear amplifier 40;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power amplifier 2 Input resistance 3 Feedback resistance 4 Output stage power supply 5 Output stage power supply 10 Voltage amplification stage 11 Inverting amplifier 12 Zener diode 13 Zener diode 20 Driver stage 21 NPN type bipolar transistor 22 PNP type bipolar transistor 23 Emitter resistance 24 of transistor 21 Emitter resistance 25 of bipolar transistor 22 Gate-source resistance 26 Gate-source resistance 30 Output stage 31 P-channel MOSFET
32 N-channel MOSFET

Claims

In a power amplifier that drives a load such as a motor,
The power amplifier includes a voltage amplification stage for amplifying an input signal voltage to the power amplifier, a driver stage for driving the output stage according to an output voltage from the voltage amplification stage, and an output stage for driving a load. It is possible to operate in two modes, a linear mode for linearly driving a load such as a motor and a PWM mode for PWM driving,
The operation of the power amplifier in the PWM mode is performed in the same operation circuit as in the linear mode, and the output voltage of the voltage amplification stage of the power amplifier is limited according to the value of the input signal voltage. A power amplifier, wherein a voltage suitable for operating in a saturation region is applied to an output stage element of the power amplifier.

2. The operation mode switching between the linear mode and the PWM mode in the power amplifier is automatically performed only by changing an input signal voltage input to the power amplifier. Power amplifier.

3. The power amplifier according to claim 1, wherein the power amplifier is constituted by one device.