JP3646623B2 - Power supply device and electronic device using the same - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は各種OA機器などの電子機器に用いられる電源装置とそれを用いた電子機器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、この種電源装置の構成は、図9に示す構成となっていた。すなわち、図9に示す如く直流電源1にはトランス2の1次側巻線2Pが接続されている。この1次側巻線2Pにはスイッチング素子3とその制御用にスイッチング制御部7が接続されている。前記トランス2の2次側巻線2S1には整流素子4、平滑回路5を介して、出力端子6が接続され、平滑回路5の出力電圧をスイッチング制御部7に入力し基準電圧7aと誤差増幅器7bで電圧比較しその出力に応じてPWM制御回路7cでPWM(パルス巾変調)信号を作りスイッチング素子3を駆動するスイッチング電源装置を構成する。例えば、この出力端子6からは24Vが得られるようになっている。また、出力端子6に接続する負荷が無い時、出力電圧が規定より跳ね上がったり不安定にならないようにブリーダ抵抗16が接続されている。
【0003】
次に、上記スイッチング電源装置から第2の出力を得るには、上記トランス2の別の2次側巻線2S2から整流素子8と平滑用コンデンサ9を経て、トランジスタ10と平滑コンデンサ14を介して出力端子15から例えば12Vの出力を得る。そして、この出力端子15に接続される負荷の変動に対し電圧を安定させるためにその出力電圧と基準電圧13とを誤差増幅器12で電圧比較しその出力を上記トランジスタ10のベース端子に印加し、トランジスタ10に流れる電流を制御し出力端子15の電圧を安定化する。
【0004】
しかし、トランジスタ10の発熱により素子を破壊から守るために放熱の良い大きなトランジスタ10と大きな放熱板11が必要になっていた。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような従来の回路では、第2の出力端子からの電流を安定して多く取るためにトランスの第2の2次側巻線電圧を高めに設定し、トランジスタで降圧する。その結果、トランジスタで不要な電力を消費させるので大きなトランジスタと大きな放熱板が必要となる欠点があった。
【0006】
本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、小型化を可能とする電源装置を提供することを目的としている。
【0007】
【課題を解決するための手段】
そしてこの目的を達成するために本発明は、直流電源と、この直流電源の出力に1次側巻線が接続されたトランスと、第1のスイッチング素子と、この第1のスイッチング素子を制御するスイッチング制御回路と、前記トランスの2次側巻線に順次接続された第1の整流素子、第1の平滑回路、第1の出力端子と、その第1の出力端子の電圧を検出し1次側のスイッチング制御回路にフィードバックし前記第1のスイッチング素子を制御すると共にさらに、前記2次側巻線または他の巻線に順次接続された第2の整流素子、第2のスイッチング素子、第2の平滑回路、第2の出力端子と、前記第2のスイッチング素子出力以後の電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差に比例した電流によりタイミング回路内のコンデンサを放電又は充電する誤差検出回路とを備え、トランスの2次巻線電圧からエッジ検出回路により得た第1のスイッチング素子が導通を開始する時間後にパルスを発生させ、前記タイミング回路をリセットすると共に、前記タイミング回路出力を任意電圧で波形整形しドライブ回路により前記第2のスイッチング素子を制御するように構成したものである。
【0008】
その結果、トランスの巻線電圧等からエッジ検出回路により第1のスイッチング素子と同期して第2のスイッチング素子をオン・オフさせトランスに蓄えられたエネルギーを第1の出力端子と第2の出力端子に時間分割して振り分けることにより、損失が少なく、小さいスイッチング素子と放熱板が不要か又は数分の1とする事が可能である。
【0009】
これにより、本発明の電源装置は小型ができ、ひいては、それを用いる電子機器は小型化され、かつ軽量化にも貢献できるものである。
【0010】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項1に記載の発明は、直流電源と、この直流電源の出力に1次側巻線が接続されたトランスと、第1のスイッチング素子と、この第1のスイッチング素子を制御するスイッチング制御回路と、前記トランスの2次側巻線に順次接続された第1の整流素子、第1の平滑回路、第1の出力端子と、その第1の出力端子の電圧を検出し1次側のスイッチング制御回路にフィードバックし前記第1のスイッチング素子を制御すると共にさらに、前記2次側巻線または他の巻線に順次接続された第2の整流素子、第2のスイッチング素子、第2の平滑回路、第2の出力端子と、前記第2のスイッチング素子出力以後の電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差に比例した電流によりタイミング回路内のコンデンサを放電又は充電する誤差検出回路とを備え、トランスの2次巻線電圧からエッジ検出回路により得た第1のスイッチング素子が導通を開始する時間後にパルスを発生させ、前記タイミング回路をリセットすると共に、前記タイミング回路出力を任意電圧で波形整形しドライブ回路により前記第2のスイッチング素子を制御する構成とした電源装置であって、特に、トランスの2次巻線電圧からエッジ検出回路により第1のスイッチング素子と同期して第2のスイッチング素子をオン・オフさせ、トランスに蓄えられたエネルギーを第1の出力端子と第2の出力端子に時間分割して振り分けることにより、損失を少なくすることが可能となり、その結果、従来の大きなトランジスタと放熱板が不要か又は数分の1となる。
【0011】
これにより、本発明の電源装置は小型ができ、ひいては、それを用いる電子機器は小型化され、かつ軽量化にも貢献できるものである。
【0012】
次に、本発明の請求項2に記載の発明は、エッジ検出回路としてトランスの2次側巻線に接続した第1の抵抗、第2の抵抗とコンデンサを並列に接続し第1のトランジスタのエミッタに接続するとともに第1の抵抗と第2の抵抗の交点と第1のトランジスタのベース間にツェナーダイオードを接続し、第1のトランジスタのベースをグランドまたは電源に接続することにより第1のスイッチング素子をオンを開始したエッジを短い時間幅のパルス電流として第1のトランジスタのコレクタから簡単な回路で取り出すことができ次のタイミング回路をリセットする事が可能となる。
【0013】
次に、本発明の請求項3に記載の発明は、タイミング回路として、電源に接続した第2のコンデンサを放電するスイッチと第2の平滑回路の電圧と基準電源との誤差を検出する誤差検出回路の出力で第2のコンデンサを充電し、前記エッジ検出回路の出力で前記スイッチをオンさせ第2のコンデンサを放電するものであり簡単な回路でタイミングパルスを発生する事が可能である。
【0014】
次に、本発明の請求項4に記載の発明は、第2のスイッチング素子以降で負荷電流を検出する過電流検出回路とこの検出出力により上記タイミング回路をリセットする過電流保護回路であり、簡単な回路構成で電源装置の破壊を防止する事が可能である。
【0015】
次に、本発明の請求項5に記載の発明は、外部の信号により上記タイミング回路をリセットし、第2の出力をオン・オフするリモート回路であり、簡単な回路で第2の出力をオフする事が可能となり、容易に負荷のエネルギー浪費を防ぐとともに、本電源装置の省エネルギー化も可能となる。
【0016】
次に、本発明の請求項6に記載の発明は、エッジ検出回路としてトランスの2次側巻線または他の巻線電圧を分圧しコンデンサの一端を接続し他端にバイアス電圧を供給する抵抗と第1のインバータ回路の入力を接続し、この出力は抵抗とダイオードを介して入力にフィードバックすると共に遅延回路と第2のインバータ回路を接続し、遅延回路出力と第2のインバータ回路出力の論理出力により上記タイミング回路をリセットする回路であり入力電圧の変動や、負荷電流の変動に対して安定したタイミングパルスを発生する事が可能である。
【0017】
次に、本発明の請求項7に記載の発明は、上記第1の整流素子と第1の出力端子間と第2の整流素子と第2のスイッチング素子間に抵抗を接続することにより、第1の出力端子に接続した負荷が無負荷のときにも電力のロスを減らしながら安定に動作させる事が可能である。
【0018】
次に、本発明の請求項8に記載の発明は、直流電源と、この直流電源の出力に1次側巻線が接続されたトランスと、第1のスイッチング素子と、この第1のスイッチング素子を制御するスイッチング制御回路と、前記トランスの2次側巻線に順次接続された第1の整流素子、第1の平滑回路、第1の出力端子と、その第1の出力端子の電圧を検出し1次側のスイッチング制御回路にフィードバックし前記第1のスイッチング素子を制御すると共にさらに、前記2次側巻線または他の巻線に順次接続された第2の整流素子、第2のスイッチング素子、第2の平滑回路、第2の出力端子と、前記第2のスイッチング素子出力以後の電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差に比例した電流によりタイミング回路内のコンデンサを放電又は充電する誤差検出回路とを備え、トランスの2次巻線電圧からエッジ検出回路により得た第1のスイッチング素子が導通を開始する時間後にパルスを発生させ、前記タイミング回路をリセットすると共に、前記タイミング回路出力を任意電圧で波形整形しドライブ回路により前記第2のスイッチング素子を制御し、さらに、前記2次側巻線または他の巻線に順次接続された第3の整流素子、第3のスイッチング素子、第3の平滑回路、第3の出力端子と、前記第3のスイッチング素子出力以後の電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差に比例した電流によりタイミング回路内のコンデンサを放電又は充電する誤差検出回路とを備え、トランスの2次巻線電圧からエッジ検出回路により得た第1のスイッチング素子が導通を開始する時間後にパルスを発生させ、前記タイミング回路をリセットすると共に、前記タイミング回路出力を任意電圧で波形整形しドライブ回路により前記第2のスイッチング素子を制御する多出力電源装置はより小型、軽量化が可能となり、省電力化ができるものである。
【0019】
次に、本発明の請求項9に記載の発明は、請求項1から請求項8のいずれか一つの電源装置を使用した電子機器であり、この多出力電源装置は小型、軽量化が可能となり、省電力化ができ、それを用いる電子機器もより小型化、軽量化され、かつ省電力化にも貢献できるものである。
【0020】
以下本発明の実施の形態を添付図面を用いて説明する。なお、説明にあたっては従来技術と同一部分は同一番号を付して説明する。
【0021】
(実施の形態1)
図1は本発明の実施の形態1の電源装置の構成図を示すものであり、図2はその動作波形を示すものである。
【0022】
まず、図1において、トランス20の1次側巻線20Pにはスイッチング素子3とその制御用スイッチング制御部7が接続されている。前記トランス20の2次側巻線20Sには整流素子4、平滑回路5を介して、出力端子6が接続され、平滑回路5の出力電圧をスイッチング制御部7に入力し基準電圧7aと誤差増幅器7bで電圧比較しその出力に応じてPWM制御回路7cでPWM信号を作りスイッチング素子3を駆動するスイッチング電源装置を構成するのは従来例と同様である。
【0023】
ここで、本実施の形態ではトランス20の2次側巻線20Sに第2の整流素子8と、第2のスイッチング素子21、第2の平滑回路22、第2の出力端子17を備え、第2のスイッチング素子21以後の電圧を誤差検出回路25を介してタイミング回路24に入力すると共にトランス20の2次側巻線20Sからエッジ検出回路23により得たスイッチング素子3が導通を開始するパルスを発生させ、タイミング回路24をリセットする。タイミング回路24の出力を波形整形ドライブ回路26によりスイッチング素子21を制御する構成を有する。
【0024】
具体的な動作を図1および図2を用いて説明する。スイッチング素子3がオンの時、直流電源1からトランス20の1次側巻線20Pを介して電流が流れ、トランス20にエネルギーが蓄積される(図2−A)のトランス20の2次側巻線20S電圧のt1期間、その後、スイッチング素子3がオフになるとトランス20の2次側巻線20Sに巻線数に比例した電圧が発生する(図2−A)の如くt5期間に電圧が発生する、整流素子5を介して平滑回路6に電流が流れ、出力端子6から負荷に電力が供給される。
【0025】
ここで、MOSFET21のゲートに波形整形ドライブ回路26で発生させたゲート駆動電圧(図2−D)を印加すると、(図2−D)のt4期間の電圧でMOSFET21が導通する。その電流波形は(図2−G)となり、平滑回路22で直流電圧となり、出力端子17から負荷に接続される。
【0026】
ここで、出力端子17から負荷電流を取り出すと、平滑回路22の電圧が低下するが誤差検出回路25でこの電圧低下を検出する。さらに検出電圧に応じてタイミング検出回路をセットしMOSFET21を駆動するゲート駆動電圧(図2−D)のt4期間を左矢印の方向に長くする。また、トランス20の2次側巻線20Sの電圧(図2−A)からスイッチング素子3がオンする時間を検出するのがエッジ検出回路23でその出力は(図2−B)のt2期間の信号で、タイミング回路24をリセットする。
【0027】
その結果、MOSFET21の電流導通時間が長くなり、平滑回路22への充電が増加し、電圧がアップし、規定の電圧に制御できる。
【0028】
ここで、トランス20の2次側巻線20Sに流れる電流は(図2−E)であり、この電流から整流素子8とMOSFET21に分流した残りが、整流素子4に流れる電流(図2−F)となりt4期間が長くなった分は減少する。その結果、平滑回路5の電圧が低下するが、スイッチング制御部7の電圧比較器7bにて検出しスイッチング制御部7からスイッチング素子3のオン時間を長くし、トランス20から2次側巻線20Sへの電流を増加させ、安定した出力制御を行うことが可能となる。
【0029】
(実施の形態2)
図3は本発明の実施の形態2の電源装置の電気回路図を表す。
【0030】
実施の形態2では図1のエッジ検出回路23の具体例について説明する。
【0031】
すなわち、エッジ検出回路23は、トランス20の2次側巻線20Sに接続した抵抗30、抵抗31とコンデンサ32を並列に接続しトランジスタ34のエミッタに接続するとともに抵抗30と抵抗31の交点とトランジスタ34のベース間にツェナーダイオード33を接続し、トランジスタ34のベースをグランドに接続することでトランジスタ34のコレクタからエッジ検出信号を取り出すものである。
【0032】
具体的には、図3の回路図と図4の動作説明図を用いて、機能と動作を説明する。トランス20の2次側巻線20Sの電圧は(図4−A)であり、そのt1期間はスイッチング素子3がオンの期間で約−50Vになる。この電圧は抵抗30を介して、抵抗31とコンデンサ32の並列回路を通してトランジスタ34のエミッタに接続するとともに、ツェナーダイオード33を通してグランドに接続する。ここで、t1期間の最初の立ち下がりは約+5Vから−50Vまで変化するため、抵抗30に流れる電流はトランジスタ34のエミッタからコンデンサ32を介して流れる(図4−I)。この状態はコンデンサ32の両端電圧とトランジスタ34のVbeの合計電圧がツェナーダイオード33のツェナー電圧に達するまで流れ、その後は、ツェナーダイオード33を介して抵抗30に電流が流れる。その結果、コンデンサ32の容量を小さくすることによりスイッチング素子3がオンを開始したエッジを短い時間幅のパルス電流としてトランジスタ34のコレクタから取り出すことができる(図4−B)。ツェナーダイオード33と抵抗30の交点電圧は(図4−H)に示すようにt2時間遅れた波形となる。以上のように簡単な回路でエッジ検出信号を発生させ次のタイミング回路をリセットすることが可能となる。
【0033】
(実施の形態3)
図3は本発明の実施の形態3の電源装置の電気回路図を表す。
【0034】
実施の形態3では図1のタイミング回路24と誤差検出回路25の具体例について説明する。
【0035】
すなわち、タイミング回路24は、電源(Vcc)に接続したコンデンサ37を放電するスイッチとしてトランジスタ36のエミッタとコレクタに接続する。これを平滑回路22の電圧を抵抗45と抵抗44で分圧した電圧と、ツェナーダイオード42の基準電源とを誤差検出回路のトランジスタ38,39と抵抗40で行い、誤差検出出力で上記コンデンサ37を充電する。
【0036】
そして前記エッジ検出回路23の出力でトランジスタ36をオンさせコンデンサ37を放電(リセット)するものである。
【0037】
具体的には、図3の回路図と図4の動作説明図の波形で左から右への時間軸で動作を説明する。エッジ検出回路23内のトランジスタ34の出力電流を抵抗35とトランジスタ36のベースに接続するとその電圧波形は(図4−B)となり、t2期間にトランジスタ36がオンし、コンデンサ37が放電される。コンデンサ37端子電圧波形(図4−C)のt2期間である。
【0038】
次に、平滑回路22の電圧を抵抗45と抵抗44で分圧した電圧と、ツェナーダイオード42の基準電源とが等しい場合、誤差検出回路のトランジスタ38とトランジスタ39には抵抗40に流れる電流の半分がそれぞれ流れる(電流Icとする)のでトランジスタ38のコレクタからコンデンサ37を電流Icで充電する。その結果、コンデンサ37の電圧は(図4−C)のt3期間となる。
【0039】
更に、コンデンサ37の両端電圧は波形整形ドライブ回路26でパルスに波形整形する。波形整形ドライブ回路26は、抵抗46、抵抗49、抵抗51、トランジスタ48、トランジスタ50、ダイオード47からなるパルスアンプで構成している。トランジスタ50のコレクタが飽和しないようにダイオード47でベースに帰還をかけコレクタ出力波形(図4−D)t4期間の立ち下がりを鋭くしている。この出力をドライブ回路を構成するトランジスタ52とトランジスタ53で電流増幅し抵抗54を介してMOSFET21を駆動し出力電圧を一定に制御する。
【0040】
以上のように簡単な回路でタイミングパルスを発生し、MOSFET21を駆動、制御することが可能である。
【0041】
(実施の形態4)
図5は本発明の実施の形態4の電源装置の電気回路図を表す。
【0042】
実施の形態4では図5の過電流検出回路27の出力でタイミング回路24をリセットすることにより過電流保護機能を構成する具体例について説明する。
【0043】
すなわち、スイッチング素子21がオンして平滑回路22に流れる電流(Ioとする)を抵抗63(抵抗値Roとする)の電圧降下Io×Roとして過電流検出回路27で検出する。
【0044】
動作は、トランジスタ59、トランジスタ62のベース・エミッタ間電圧をそれぞれVbe1、Vbe2とし、抵抗60(抵抗値Rs)とし、トランジスタ62のベース電流はコレクタ電流(Isとする)に比べ小さいので無視すると、
Vbe1=Io×Ro+(Vbe2−Is×Rs)
ここで、Vbe1とVbe2がほぼ等しい条件(周囲温度)では
Io×Ro=Is×Rs よって、
Io=Is×Rs/Ro として検出できる。
【0045】
この検出出力は抵抗58に電圧として検出し、抵抗57とコンデンサ56でフィルターをかけトランジスタ55をオンさせる。そのトランジスタ55のコレクタをエッジ検出回路23の出力に接続することにより、抵抗35に電流が流れ、トランジスタ36をオンさせる。これはコンデンサ37を放電(リセット)するものであり、スイッチング素子21をオフさせ、負荷に過電流を流すことを防止することが可能となる。
【0046】
以上のように、簡単な回路構成で電流装置の破壊を防止することが可能である。
【0047】
(実施の形態5)
図5は本発明の実施の形態5の電源装置の電気回路図を表す。
【0048】
実施の形態5ではリモート回路68の機能を具体例を用いて説明する。
【0049】
すなわち、リモート用外部信号端子67がグランド・レベルでは抵抗66と抵抗65で分圧された電圧はトランジスタ64をオフの状態のままであり、本電源装置の出力端子17には規定の電力が供給される。ここで、リモート用外部信号端子67がハイ・レベルでは抵抗66と抵抗65で分圧された電圧はトランジスタ64をオン状態にする。そのトランジスタ64のコレクタをエッジ検出回路23の出力に接続することにより、抵抗35に電流が流れ、トランジスタ36をオンさせる。これはコンデンサ37を放電(リセット)するものであり、スイッチング素子21をオフさせる。その結果、出力端子17に電力が供給されず、出力端子23をオフすることが可能となり、外部からのリモートコントロールが可能となる。
【0050】
上記のように、エッジ検出回路23と過電流検出回路27およびリモート回路68はワイヤード・オアの倫理回路としてコンデンサ37を放電(リセット)するもので簡単な回路で第2の出力をオフすることが可能となり、容易に負荷のエネルギー浪費を防ぐとともに、本電源装置の省エネルギー化も可能となる。
【0051】
(実施の形態6)
図6は本発明の実施の形態6の電源装置の電気回路図を表す。
【0052】
実施の形態6ではエッジ検出回路23aの機能を第2の具体例として説明する。
【0053】
すなわち、エッジ検出回路23aはトランス20の2次側巻線20Sを抵抗70と71で分圧しコンデンサ72で直流成分をカットする。そして、コンデンサ72の右端にバイアス電圧を供給する抵抗73と抵抗74とを接続すると共にインバータ77に入力する。このインバータ77の出力は抵抗76とダイオード75を介して入力にフィードバックする。次に、インバータ77の出力は抵抗78とコンデンサ79で構成する遅延回路とインバータ77を接続し、上記遅延回路出力とインバータ77出力をオアゲート80で論理和を取り、その出力によりタイミング回路24をリセットするものであり入力電圧の変動や、負荷電流の変動に対して安定したタイミングパルスを発生することが可能である。
【0054】
具体的には、図6の回路図と図7の動作説明図を用いて、機能と動作を説明する。トランス20の2次側巻線20Sの電圧は(図7−A)であり、そのt1期間はスイッチング素子3がオンの期間で約−50Vになる。この電圧は抵抗70と抵抗71とで分圧し、コンデンサ72を介して抵抗73と抵抗74でバイアス電圧を加えたインバータ77入力電圧(図7−K)となる。ここで、インバータ77がCMOSの時、電源電圧(Vcc)の約1/2で出力が反転するので、その出力は(図7−L)となるが、抵抗76とダイオード75を介して入力にフィードバックするため、インバータ77入力信号(図7−K)は→の方向に押し上げられる。その結果、出力端子6の負荷が軽くなり、(図7−A)のt1期間が狭くなっても安定したインバータ77出力信号(図7−K)が得られる。
【0055】
次に、インバータ77の出力は抵抗78とコンデンサ79で構成する遅延回路とインバータ77を接続し、上記遅延回路出力(図7−M)とインバータ80出力(図7−N)とをオアゲート81で論理和を取り、その出力(図7−B)によりタイミング回路24をリセットするものである。上記エッジ検出回路23aにより入力電力の変動や、負荷電流の変動に対して安定したタイミングパルスを発生することが可能である。
【0056】
(実施の形態7)
図6は、本発明の実施の形態7の電源装置の電気回路図を示し、平滑回路5と出力端子6間から抵抗18を整流素子8とスイッチング素子21間に接続したものである。
【0057】
出力端子6に接続する負荷がモーターの時、起動時には大電流を必要とし、逆にモーターが停止すると無負荷になる。この無負荷に安定に動作させるために抵抗18からスイッチング素子21にブリーダ電流を流すことで、従来グランドに垂れ流していたブリーダ電流を有効に使うことができる。ここで、出力端子17の負荷は機器の制御用で5V等であり最小でも電力は必要であり、スイッチング素子21で安定に制御でき、電力のロスを減らしながら安定に動作させることが可能となる。
【0058】
(実施の形態8)
図8は、本発明の実施の形態8の電源装置の電気回路図を示し、トランス20の2次側巻線20Sとは別の2次側巻線20S2を設け、その巻線に整流素子8、スイッチング素子21、平滑回路22、出力端子17とそれを制御するエッジ検出回路23、タイミング回路24、誤差検出回路25、波形整形ドライブ回路26を接続すると共に、整流素子88、スイッチング素子91、平滑回路92、出力端子97とそれを制御するエッジ検出回路93、タイミング回路94、誤差検出回路95、波形整形ドライブ回路96を接続し、3種類の電源出力を得ることを可能としたものである。
【0059】
ここで、トランス20の2次側巻線20S2から出力を取ることにより出力端子6の電圧より高い電圧を出力端子17から取ることが可能となる。
【0060】
次に、上記の動作であるが、スイッチング素子3がオフすると2次側巻線20Sから整流素子4、平滑回路5を介して出力端子6に電流が供給され、次に、2次側巻線20S2に接続された出力端子17(たとえば出力電圧38V)に電流が供給され、最後に出力端子97(たとえば出力電圧12V)に電流が分割される。これは、本発明のタイミング回路24とタイミング回路94とで出力電圧の低い方が先に制御が始まるので自動的に行われる。
【0061】
また、波形整形ドライブ回路26と誤差検出回路25および波形整形ドライブ回路96と誤差検出回路95の信号波形を反転させると、上記電流の分割が出力電圧の低い方から始まる。
【0062】
上記と同様に整流素子8、スイッチング素子21、平滑回路22およびその制御回路、出力端子を多数並列接続すれば、複数の電圧出力を出力する多出力電源装置が可能となる。
【0063】
【発明の効果】
以上のように本発明は、直流電源と、この直流電源の出力に1次側巻線が接続されたトランスと、第1のスイッチング素子と、この第1のスイッチング素子を制御するスイッチング制御回路と、前記トランスの2次側巻線に順次接続された第1の整流素子、第1の平滑回路、第1の出力端子と、その第1の出力端子の電圧を検出し1次側のスイッチング制御回路にフィードバックし前記第1のスイッチング素子を制御すると共にさらに、前記2次側巻線または他の巻線に順次接続された第2の整流素子、第2のスイッチング素子、第2の平滑回路、第2の出力端子と、前記第2のスイッチング素子出力以後の電圧と基準電圧との誤差を増幅して誤差に比例した電流によりタイミング回路内のコンデンサを放電又は充電する誤差検出回路とを備え、トランスの2次巻線電圧からエッジ検出回路により得た第1のスイッチング素子が導通を開始する時間後にパルスを発生させ、前記タイミング回路をリセットすると共に、前記タイミング回路出力を任意電圧で波形整形しドライブ回路により前記第2のスイッチング素子を制御する構成としたものであるので、小さいスイッチング素子と放熱板が不要か又は数分の1となる。
【0064】
これにより、本発明の電源装置は小型化でき、ひいては、それを用いる電子機器は小型化され、かつ軽量化にも貢献でき産業的価値の大なるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態1の電源装置の電気回路図
【図2】同動作説明図
【図3】本発明の実施の形態2の電源装置の電気回路図
【図4】同動作説明図
【図5】本発明の実施の形態4および5の電源装置の電気回路図
【図6】本発明の実施の形態6および7の電源装置の電気回路図
【図7】同動作説明図
【図8】本発明の実施の形態8の電源装置の電気回路図
【図9】従来の電源装置の電気回路図
【符号の説明】
1 直流電源
2、20 トランス
3、21、91 スイッチング素子
4、8、88 整流素子
5、22、92 平滑回路
6、15、17、97 出力端子
7 スイッチング制御回路
9、14、37、43、79 コンデンサ
10 トランジスタ
11 放熱板
12 誤差増幅器
13 基準電圧
16 ブリーダ抵抗
23、23a エッジ検出回路
24 タイミング回路
25 誤差検出回路
26 波形整形ドライブ回路
30、31、35、40、41、44、45、46 抵抗
33、42 ツェナーダイオード
34、36、38、39、48、50 トランジスタ
47 ダイオード
49、51、54、57、58、60、61、65 抵抗
52、53、55、59、62、64 トランジスタ
66、70、71、73、74、76、78 抵抗
67 リモート用外部信号端子
68 リモート回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device used for electronic devices such as various OA devices and an electronic device using the power supply device.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, the configuration of this type of power supply apparatus has been shown in FIG. That is, as shown in FIG. 9, the
[0003]
Next, in order to obtain the second output from the switching power supply device, the second secondary winding 2S2 of the
[0004]
However, in order to protect the element from destruction due to the heat generated by the
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional circuit as described above, the second secondary winding voltage of the transformer is set high and the voltage is stepped down by the transistor in order to stably obtain a large amount of current from the second output terminal. As a result, unnecessary power is consumed by the transistor, so that a large transistor and a large heat sink are required.
[0006]
This invention is made | formed in view of this point, and it aims at providing the power supply device which enables size reduction.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, the present invention controls a DC power supply, a transformer having a primary winding connected to the output of the DC power supply, a first switching element, and the first switching element. A switching control circuit, a first rectifier element, a first smoothing circuit, a first output terminal, and a voltage at the first output terminal, which are sequentially connected to the secondary winding of the transformer, detect the voltage at the first output terminal. Feedback to the switching control circuit on the side to control the first switching element, and further to the secondary winding or other windings Connected sequentially A second rectifying element, a second switching element, a second smoothing circuit, a second output terminal, An error detection circuit for amplifying an error between the voltage after the output of the second switching element and a reference voltage and discharging or charging a capacitor in the timing circuit with a current proportional to the error, and a secondary winding of the transformer A pulse is generated after the time when the first switching element obtained from the voltage by the edge detection circuit starts to conduct, resets the timing circuit, shapes the output of the timing circuit with an arbitrary voltage, and shapes the waveform of the timing circuit with an arbitrary voltage. Control of switching elements It is comprised so that it may do.
[0008]
As a result, the energy stored in the transformer is converted into the first output terminal and the second output by turning on and off the second switching element in synchronization with the first switching element by the edge detection circuit from the winding voltage of the transformer. By dividing the terminals into time divisions, the loss is small, and a small switching element and a heat sink are unnecessary or can be reduced to a fraction.
[0009]
As a result, the power supply device of the present invention can be reduced in size, and as a result, electronic equipment using the power supply device can be reduced in size and contribute to weight reduction.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The invention according to
[0011]
As a result, the power supply device of the present invention can be reduced in size, and as a result, electronic equipment using the power supply device can be reduced in size and contribute to weight reduction.
[0012]
Next, according to the second aspect of the present invention, the first resistor connected to the secondary winding of the transformer as the edge detection circuit, the second resistor and the capacitor are connected in parallel to connect the first transistor. The first switching is performed by connecting a Zener diode between the intersection of the first resistor and the second resistor and the base of the first transistor, and connecting the base of the first transistor to the ground or the power source. The edge where the element is turned on can be taken out from the collector of the first transistor as a pulse current having a short time width by a simple circuit, and the next timing circuit can be reset.
[0013]
Next, according to a third aspect of the present invention, as a timing circuit, an error detection for detecting an error between the switch for discharging the second capacitor connected to the power source, the voltage of the second smoothing circuit, and the reference power source. The second capacitor is charged by the output of the circuit, the switch is turned on by the output of the edge detection circuit, and the second capacitor is discharged. The timing pulse can be generated by a simple circuit.
[0014]
Next, an invention according to
[0015]
Next, the invention according to
[0016]
Next, according to a sixth aspect of the present invention, there is provided a resistor for dividing a secondary winding voltage or other winding voltage of a transformer as an edge detection circuit, connecting one end of a capacitor, and supplying a bias voltage to the other end. And the input of the first inverter circuit are connected to each other, the output is fed back to the input through a resistor and a diode, and the delay circuit and the second inverter circuit are connected to each other. This is a circuit that resets the timing circuit by an output, and can generate a stable timing pulse against fluctuations in input voltage and fluctuations in load current.
[0017]
Next, according to a seventh aspect of the present invention, a resistor is connected between the first rectifier element and the first output terminal, and between the second rectifier element and the second switching element. Even when the load connected to the
[0018]
Next, according to an eighth aspect of the present invention, there is provided a direct current power source, a transformer having a primary side winding connected to the output of the direct current power source, a first switching element, and the first switching element. A switching control circuit for controlling the voltage, a first rectifying element sequentially connected to the secondary winding of the transformer, a first smoothing circuit, a first output terminal, and a voltage at the first output terminal are detected. Feedback to the switching control circuit on the primary side to control the first switching element, and further to the secondary winding or other windings Connected sequentially A second rectifying element, a second switching element, a second smoothing circuit, a second output terminal, An error detection circuit for amplifying an error between the voltage after the output of the second switching element and a reference voltage and discharging or charging a capacitor in the timing circuit with a current proportional to the error, and a secondary winding of the transformer A pulse is generated after the time when the first switching element obtained from the voltage by the edge detection circuit starts to conduct, resets the timing circuit, shapes the output of the timing circuit with an arbitrary voltage, and shapes the waveform of the timing circuit with an arbitrary voltage. Control the switching element of In addition, the secondary winding or other windings Connected sequentially A third rectifying element, a third switching element, a third smoothing circuit, a third output terminal, An error detection circuit for amplifying an error between the voltage after the output of the third switching element and a reference voltage and discharging or charging a capacitor in the timing circuit with a current proportional to the error, and a secondary winding of the transformer A pulse is generated after the time when the first switching element obtained from the voltage by the edge detection circuit starts to conduct, resets the timing circuit, shapes the output of the timing circuit with an arbitrary voltage, and shapes the waveform of the timing circuit with an arbitrary voltage. Control of switching elements Thus, the multi-output power supply device can be made smaller and lighter, and can save power.
[0019]
Next, the invention according to claim 9 of the present invention is an electronic apparatus using the power supply device according to any one of
[0020]
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. In the description, the same parts as those in the prior art are denoted by the same reference numerals.
[0021]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a configuration diagram of the power supply device according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2 shows its operation waveform.
[0022]
First, in FIG. 1, the switching
[0023]
Here, in the present embodiment, the secondary winding 20S of the
[0024]
A specific operation will be described with reference to FIGS. When the switching
[0025]
Here, when the gate drive voltage (FIG. 2-D) generated by the waveform shaping
[0026]
Here, when the load current is taken out from the
[0027]
As a result, the current conduction time of the
[0028]
Here, the current that flows in the secondary winding 20S of the
[0029]
(Embodiment 2)
FIG. 3 is an electric circuit diagram of the power supply device according to the second embodiment of the present invention.
[0030]
In the second embodiment, a specific example of the
[0031]
That is, the
[0032]
Specifically, the function and operation will be described with reference to the circuit diagram of FIG. 3 and the operation explanatory diagram of FIG. The voltage of the secondary winding 20S of the
[0033]
(Embodiment 3)
FIG. 3 is an electric circuit diagram of the power supply device according to the third embodiment of the present invention.
[0034]
In the third embodiment, a specific example of the
[0035]
That is, the
[0036]
The
[0037]
Specifically, the operation will be described on the time axis from the left to the right with the waveforms of the circuit diagram of FIG. 3 and the operation explanatory diagram of FIG. When the output current of the
[0038]
Next, when the voltage obtained by dividing the voltage of the smoothing
[0039]
Further, the voltage across the
[0040]
As described above, it is possible to drive and control the
[0041]
(Embodiment 4)
FIG. 5 shows an electric circuit diagram of the power supply device according to the fourth embodiment of the present invention.
[0042]
In the fourth embodiment, a specific example in which the overcurrent protection function is configured by resetting the
[0043]
That is, the current (referred to as Io) flowing through the smoothing
[0044]
In operation, the base-emitter voltages of the
Vbe1 = Io * Ro + (Vbe2-Is * Rs)
Here, under the condition (ambient temperature) where Vbe1 and Vbe2 are almost equal
Io × Ro = Is × Rs
It can be detected as Io = Is × Rs / Ro.
[0045]
This detection output is detected as a voltage at the
[0046]
As described above, it is possible to prevent destruction of the current device with a simple circuit configuration.
[0047]
(Embodiment 5)
FIG. 5 shows an electric circuit diagram of the power supply device according to the fifth embodiment of the present invention.
[0048]
In the fifth embodiment, the function of the
[0049]
That is, when the remote
[0050]
As described above, the
[0051]
(Embodiment 6)
FIG. 6 is an electric circuit diagram of the power supply device according to the sixth embodiment of the present invention.
[0052]
In the sixth embodiment, the function of the
[0053]
That is, the
[0054]
Specifically, the function and operation will be described with reference to the circuit diagram of FIG. 6 and the operation explanatory diagram of FIG. The voltage of the secondary winding 20S of the
[0055]
Next, the output of the
[0056]
(Embodiment 7)
FIG. 6 shows an electric circuit diagram of the power supply device according to the seventh embodiment of the present invention, in which a
[0057]
When the load connected to the
[0058]
(Embodiment 8)
FIG. 8 shows an electric circuit diagram of the power supply device according to the eighth embodiment of the present invention. A secondary side winding 20S2 different from the secondary side winding 20S of the
[0059]
Here, by taking an output from the secondary winding 20S2 of the
[0060]
Next, in the above operation, when the switching
[0061]
Further, when the signal waveforms of the waveform shaping
[0062]
Similarly to the above, if a large number of
[0063]
【The invention's effect】
As described above, the present invention provides a DC power supply, a transformer in which a primary side winding is connected to the output of the DC power supply, a first switching element, and a switching control circuit that controls the first switching element. The first rectifier element, the first smoothing circuit, the first output terminal, and the voltage at the first output terminal, which are sequentially connected to the secondary side winding of the transformer, are detected to detect the primary side switching control. Feedback to the circuit to control the first switching element and further to the secondary winding or other winding Connected sequentially A second rectifying element, a second switching element, a second smoothing circuit, a second output terminal, An error detection circuit for amplifying an error between the voltage after the output of the second switching element and a reference voltage and discharging or charging a capacitor in the timing circuit with a current proportional to the error, and a secondary winding of the transformer A pulse is generated after the time when the first switching element obtained from the voltage by the edge detection circuit starts to conduct, resets the timing circuit, shapes the output of the timing circuit with an arbitrary voltage, and shapes the waveform of the timing circuit with an arbitrary voltage. Control switching elements Since the configuration is adopted, a small switching element and a heat radiating plate are unnecessary or become a fraction.
[0064]
As a result, the power supply device of the present invention can be reduced in size, and as a result, the electronic equipment using the power supply can be reduced in size and contribute to weight reduction, thereby increasing industrial value.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram of a power supply device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of the operation.
FIG. 3 is an electric circuit diagram of a power supply device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an explanatory diagram of the operation.
FIG. 5 is an electric circuit diagram of a power supply device according to
FIG. 6 is an electric circuit diagram of a power supply device according to
FIG. 7 is an explanatory diagram of the operation.
FIG. 8 is an electric circuit diagram of a power supply device according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an electric circuit diagram of a conventional power supply device.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply
2, 20 transformer
3, 21, 91 Switching element
4, 8, 88 Rectifier
5, 22, 92 Smoothing circuit
6, 15, 17, 97 Output terminal
7 Switching control circuit
9, 14, 37, 43, 79 Capacitor
10 transistors
11 Heat sink
12 Error amplifier
13 Reference voltage
16 Bleeder resistance
23, 23a Edge detection circuit
24 Timing circuit
25 Error detection circuit
26 Waveform shaping drive circuit
30, 31, 35, 40, 41, 44, 45, 46 Resistance
33, 42 Zener diode
34, 36, 38, 39, 48, 50 Transistors
47 Diode
49, 51, 54, 57, 58, 60, 61, 65 Resistance
52, 53, 55, 59, 62, 64 Transistors
66, 70, 71, 73, 74, 76, 78 Resistance
67 External signal terminal for remote
68 Remote circuit
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