JP3635644B2 - Echo canceller - Google Patents

Description

【０００７】
一方、トランスバーサル・フィルタのタップ係数(フィルタ係数)をｈ_iとすれば、エコーキャンセル部４で発生される擬似エコーｙ_n’は、次式のようになる。
【０００８】
【数２】

【０００９】
従って、エコーパス２の推定誤差である残留エコーｅ_nは、回線雑音を無視して次式のようになる。
【００１０】
【数３】

【００１１】
すなわち、エコーを消去するということは、インパルス応答系列すなわちフィルタ係数｛ｈ_i｝をいかにｗ_iに近づけるかということである。トランスバーサル・フィルタのフィルタ係数｛ｈ_i｝の推定手法すなわち係数更新手法としては、一般に、安定性と収束性の点で優れ演算的にも比較的単純で実際にＬＳＩによる装置化が行なわれている学習同定法を用いることができる。学習同定法は、サンプル単位での残留エコーｅ_nの２乗値を受信信号系列｛ｘ_i｝の電力で正規化したものを評価関数Ｄ_nとして、最大傾斜法と同様に逐次タップ係数を求める方法で、そのアルゴリズムは、Ｄ_n＝(ｅ_n)²として、次式のように表わされる。
【００１２】
【数４】

【００１３】
ここで、ｈ_i(n)は時刻ｎにおけるタップ係数ｈ_iを表わしている。αは制御係数(ステップゲイン)と呼ばれ、収束の速度とエコー抑圧量(ＥＲＬＥ：Echo Return Loss Enhancement)を決める制御パラメータである。また、Ｎはトランスバーサル・フィルタのタップ数である。
【００１４】
このようなエコーキャンセラを用いたものとして、従来では、例えば特開平４−１５０１２７号に示されている電話機の通話回路や、特開昭６１−１７２４７１号に示されている会議通話拡声電話機の回り込み防止方式が案出されている。
【００１５】
すなわち、特開平４−１５０１２７号の通話回路では、上述のような基本的なエコーキャンセラに、さらに信号レベルによってオンオフするいわゆるボイススイッチを付加して、残留エコーの低減を図っている。
【００１６】
また、特開昭６１−１７２４７１号の回り込み防止方式では、上述のような基本的なエコーキャンセラとともに可変損失回路がさらに設けられており、受信信号のパワーレバル(受信側入力レベル)，送信信号のパワーレベル(送信側出力レベル)を監視し、これらのレベルに応じて損失回路に対するバイパス制御を行なうことによって、不適切なループゲインによって生じる回り込み信号を消去し、ハウリングを防止することを意図している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、学習同定法を用いてトランスバーサル・フィルタのフィルタ係数(タップ係数)を修正更新する従来の一般的なエコーキャンセラでは、無相関信号を仮定していながら音声信号を主に対象とすることや、トランスバーサル・フィルタのタップ長を部屋の残響時間に対して必ずしも十分には取ることができないなどのため、エコーを完全に消去することは難しかった。
【００１８】
また、ボイススイッチを付加した特開平４−１５０１２７号の方法では、残留エコーの低減を図るものの、ダブルトーク状態の対応が困難であり、近端話者音声の立ち上がりが切れてしまうというボイススイッチ特有の頭切れの問題が生じてしまう。
【００１９】
また、学習同定法では、受信信号の二乗和を計算するが、電源電圧不安定，周囲電磁雑音，回路経時変化などによって、入力信号に直流成分や低周波雑音等のバイアスが混入した場合、受信信号にもバイアス成分が含まれてしまうため、二乗和計算の誤差が増大し、性能が低下してしまうという問題も生ずる。また、通常この種のエコーキャンセラではダブルトーク検出などにパワーレベルの比較が使われるが、バイアスを含む信号を扱う場合、無信号時でもパワーが大きくなるため、ダイナミックレンジが狭くなり、しきい値設定が難しくなるという問題も生ずる。このような問題は、特開昭６１−１７２４７１号の場合のようにハウリング検出などの目的にパワーレベルを用いる場合も同様に生ずる。
【００２０】
本発明は、上述のような従来の問題を解決し、残留エコーをより確実に低減することの可能なエコーキャンセラを提供することを目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去することを特徴としている。
【００２２】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載のエコーキャンセラにおいて、ノイズ抑制手段は、信号のパワーレベルを計算するパワー計算手段と、パワー計算手段によって計算された信号のパワーレベルを所定のノイズ判定しきい値と比較する比較手段と、比較の結果、信号のパワーレベルがノイズ判定しきい値以下のときに、信号に対してローパスフィルタによるノイズ抑制処理を行なうノイズ抑制処理手段とを備えていることを特徴としている。
【００２３】
また、請求項３記載の発明は、エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段と、入力信号に加わっているバイアス成分を検出し、該バイアス成分を除去するバイアス除去手段とを備え、前記バイアス除去手段によって入力信号に加わっているバイアス成分を除去し、また、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去することを特徴としている。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各図において、図８と対応する箇所には同様の符号を付している。図１は本発明に係るエコーキャンセラの第１の構成例を示す図である。図１を参照すると、この第１の構成例のエコーキャンセラは、エコーキャンセル部４と、ノイズ抑制部１１とを有している。
【００２５】
ここで、エコーキャンセル部４は、前述した従来のエコーキャンセラと同様の機能を有している。すなわち、エコー経路２を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去する機能を有している。
【００２６】
また、ノイズ抑制部１１は、信号のパワーが小さいときはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにカットオフ周波数が高くなるようなローパスフィルタを用いて構成されており、このエコーキャンセラでは、エコーキャンセル部４の出力をノイズ抑制部１１に通してから送信信号として送信するようになっている。
【００２７】
図２はノイズ抑制部１１の構成例を示す図である。図２の例では、ノイズ抑制部１１は、エコーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iのパワーを計算する(パワーに変換する)パワー計算部２１と、パワー計算部２１によって計算されたパワーを２のべき乗表現し、そのときの指数の値を取り出すパワー指数取出部２２と、２のべき乗表現されたパワーの指数の値をノイズ判定しきい値から減算して、これを移動平均区間長ビット数ｍとする減算部２３と、ノイズ抑制処理部２４と、移動平均区間長ビット数ｍが負か否かを判定し、移動平均区間長ビット数ｍが負の場合は、エコーキャンセル部４から出力された信号(すなわち、ノイズ抑制部１１に入力した信号)ｘ_iのレベルがノイズのしきい値よりも大きく、この信号ｘ_iが送信すべき近端話者音声信号であると判断し、ノイズ抑制処理を施さずにこれをそのまま送信信号として出力させる一方、移動平均区間長ビット数ｍが負ではない場合には、ノイズ抑制処理部２４においてこの信号ｘ_iにノイズ抑制処理を施したものを送信信号として出力させる判定切替制御部２５とにより構成されている。
【００２８】
ここで、ノイズ判定しきい値は、２のべき乗表現の指数の形で例えばメモリに予め記憶されているとする。
【００２９】
また、パワー計算部２１は、例えば図３のように構成されている。図３の例では、パワー計算部２１は、エコーキャンセル部４から出力された信号(すなわち、ノイズ抑制部１１に入力した信号)ｘ_iの２乗値ｘ_i ²をとる２乗演算回路３１と、パワーの更新近似値Ｐを格納するためのパワーレジスタ３２と、パワー区間長ｎ_p(定数)をｎ_p＝２^mpで表現するとき、パワーレジスタ３２に格納されている前回の信号ｘ_i-1についてのパワー近似値Ｐ_i-1にｎ_p−１を乗じて、(ｎ_p−１)Ｐ_i-1の演算を行なう乗算器３３と、乗算器３３の乗算結果をｍ_pビット右シフトして、｛(ｎ_p−１)／ｎ_p｝Ｐ_i-1の演算を行なうシフタ３４と、シフタ３４の出力を２乗演算回路３１からの２乗値ｘ_i ²に加算して新たなパワーの近似値Ｐ_iを計算(更新)する加算器３５とにより構成されている。
【００３０】
すなわち、パワー計算部２１は、ｘ_iを入力信号のｉ番目のサンプル，ｎ_pをパワー区間長とするとき、次式のようにして、パワーの近似値Ｐ_iを計算するようになっている。
【００３１】
【数５】
Ｐ_i＝｛(ｎ_p−１)／ｎ_p｝Ｐ_i-1＋ｘ_i ²
【００３２】
このようにして、パワー計算部２１は、パワーに適応してカットオフ周波数を変化させるためのパワー計算を行なうことができる。すなわち、図３の例では、パワーに適応してカットオフ周波数を変化させるためのパワー計算を数１によって求められるＰ_iで近似的に置き換えて、行なうことができる。なお、パワー計算部１２において、ｎ_p，ｍ_pは、いずれも定数であるので、これらは、メモリなどに予め記憶しておくことができる。
【００３３】
また、図２を参照すると、ノイズ抑制処理部２４は、ローパスフィルタの機能を移動平均処理によって実現し、ローパスフィルタのカットオフ周波数の変化を、移動平均処理の移動平均区間長の変化によって実現するようになっている。すなわち、図２の例では、ノイズ抑制処理部２４は、移動平均区間長ビット数ｍ分だけ“１”を左へビットシフトして、移動平均区間長ｎ＝２^mの演算を行なうシフタ４１と、シフタ４１の演算結果ｎから“１”を減じて、(ｎ−１)とする減算器４２と、入力信号ｘ_iの移動平均区間合計近似値Ｘ_iが格納される合計レジスタ４３と、減算器４２の減算結果(ｎ−１)と合計レジスタ４３に格納されている前回の入力信号ｘ_i-1についての移動平均区間合計近似値Ｘ_i-1との乗算を行ない、(ｎ−１)Ｘ_i-1を求める乗算器４４と、乗算器４４の乗算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1を移動平均区間長ビット数ｍ分だけ右へビットシフトして、(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎの演算を行なうシフタ４５と、シフタ４５の演算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎに今回の入力信号ｘ_iを加算して、〔｛(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎ｝＋ｘ_i〕＝Ｘ_iの演算を行なう加算器４６と、加算器４６の演算結果Ｘ_iをｍビット右シフトして、Ｘ_i／ｎの演算を行ない、これを移動平均の近似値として出力するシフタ４７とにより構成されている。
【００３４】
換言すれば、ノイズ抑制処理部２４は、ｘ_iを入力信号のｉ番目のサンプル，ｎを移動平均区間長，Ｘ_iを移動平均区間合計の近似値とするとき、次式のようにして、移動平均の近似値Ａ_iを求めるようになっている。
【００３５】
【数６】
Ａ_i＝Ｘ_i／ｎ
Ｘ_i＝｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1＋ｘ_i
【００３６】
このことからわかるように、このノイズ抑制処理部２４の処理によって、パワーの小さい信号ほど、すなわちｍの大きな信号ほど、長い区間の移動平均処理が施されることになり、結果として、信号は、これにカットオフ周波数の低いローパスフィルタを施したような信号になり、このローパスフィルタと等価な処理によって、信号に含まれる残留エコー成分(ノイズ成分)を良好に除去することができる。すなわち、図２の例では、ローパスフィルタは、ビット数表現された可変区間長をもつ移動平均として実現することができる。
【００３７】
次に、このような第１の構成例のエコーキャンセラの動作について説明する。この第１の構成例では、エコーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iをノイズ抑制部１１に通す。ノイズ抑制部１１では、先ず、パワー計算部２１，パワー指数取出部２２において、エコーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iのパワーレベルを計算する。このようにしてパワー計算がなされると、信号ｘ_iが近端話者音声などの大きなパワーの信号であるか、残留エコーや背景雑音などのパワーの小さな信号であるかを、計算された信号ｘ_iのパワーレベルとノイズ判定しきい値とを比べることで判別する。
【００３８】
この結果、信号ｘ_iのパワーレベルがノイズ判定しきい値よりも大きいときには、この信号ｘ_iが送信すべき近端話者音声信号であると判断し、ノイズ抑制処理を施さずにこれをそのまま送信信号として出力させる。
【００３９】
これに対し、信号ｘ_iのパワーレベルがノイズ判定しきい値よりも小さいときには、この信号ｘ_iをノイズ抑制処理部２４に与える。ノイズ抑制処理部２４では、信号ｘ_iのパワーレベルが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号ｘ_iのパワーレベルが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるようなローパスフィルタに、信号ｘ_iを通すことによって、信号ｘ_iに含まれる残留エコー成分(ノイズ成分)を除去し、これを送信信号として出力する。
【００４０】
このように、第１の構成例では、エコーキャンセル部４からの出力信号ｘ_iをノイズ抑制部１１に通してから送信信号として出力するので、エコーキャンセル部４で残留エコー成分(ノイズ成分)を完全には取り除くことができずとも、エコーキャンセル部４で完全には取り除くことができなかった残留エコー成分(ノイズ成分)を除去して送信信号を生成し出力することができる。
【００４１】
すなわち、この第１の構成例では、適応フィルタによって生成した擬似エコーによってエコーをキャンセルするエコーキャンセル部４の出力を、パワーによってカットオフ周波数が変化するローパスフィルタの機能をもつノイズ抑制部１１に通すことによって、エコーをさらに減衰させ、エコー減衰率を向上させることができる。
【００４２】
さらに、この第１の構成例では、移動平均を数６によって求められるＡ_iで近似的に置き換えることによって、通常、移動平均区間サンプル数分必要な区間合計を計算するためのバッファが１つだけで済むため、メモリを節約できる。また、移動平均区間サンプル数分必要な加算を１回に抑えることができるため、演算量を削減できる。このように、移動平均処理にかかわるハードウェアコストすなわちカットオフ周波数の可変なローパスフィルタを実現するためのハードウェアコストを著しく低減できる。
【００４３】
また、パワーに適応してカットオフ周波数を変化させるためのパワー計算を数５によって求められるＰ_iで近似的に置き換えることによって、通常、パワー区間サンプル数分必要な区間合計を計算するためのバッファが１つだけで済み、メモリを節約できる。また、パワー区間サンプル数分必要な加算を１回に抑えることができるため、演算量を削減できる。このように、パワー計算にかかわるハードウェアコストをも著しく低減できる。
【００４４】
また、移動平均区間長やパワー区間長がｎ＝２^mやｎ_p＝２^mpとなるように設定し、ｎ，ｎ_pによる除算をｍ，ｍ_pビット右シフトによって行なっており、デジタル信号プロセッサが苦手とする除算をビットシフトで実現できるため、演算量を著しく削減することができる。
【００４５】
図４は本発明に係るエコーキャンセラの第２の構成例を示す図である。図４を参照すると、第２の構成例のエコーキャンセラは、エコーキャンセル部４と、バイアス除去部６０とを有している。
【００４６】
ここで、エコーキャンセル部４は、前述した従来のエコーキャンセラと同様の機能を有している。すなわち、エコー経路２を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去する機能を有している。
【００４７】
また、バイアス除去部６０は、例えば図５に示すように、入力信号に加わっている直流成分や低周波成分などのバイアス成分を検出し、このバイアス成分を除去するようになっている。すなわち、図５の例では、バイアス除去部６０は、バイアスを計算するバイアス計算部６２と、バイアス計算部６２で計算されたバイアスを入力信号から除去(減算)する減算器６３と、入力信号ｘ_iを例えば電源投入時から一定時間、バイアス計算部６２側に切替え、この一定時間にわたってバイアス計算部６２でバイアスが計算された後、入力信号を減算器６３側に切替える切替器６４とを有している。
【００４８】
ここで、バイアス計算部６２は、一定区間(区間長ｎ＝２^m)における入力信号サンプルｘ_i(ｎ＝２^m個のサンプル)の平均をバイアス値として計算するように構成されており、１サンプル前の時点でのバイアス値Ｘ_i-1が格納されるバイアスレジスタ６５と、バイアスレジスタ６５に格納されている１サンプル前の時点でのバイアス値Ｘ_i-1に(ｎ−１)＝(２^m−１)を乗算し、(ｎ−１)Ｘ_i-1の演算を行なう乗算器６６と、乗算器６６の乗算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1をｍビット右シフトし、｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1の演算を行なうシフタ６７と、今回の時点での入力信号サンプルｘ_iとシフタ６７の出力｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1とを加算して、新たなバイアス値Ｘ_iを求める加算器６８とを有している。
【００４９】
換言すれば、このバイアス計算部６２は、バイアス成分を検出するローパスフィルタの機能を、次式によって求められるＡ_iで表わされる近似的平均値によって逐次簡易的に計算することで、実現するようになっている。なお、次式において、ｘ_iは入力信号のｉ番目のサンプル、ｎは平均区間長である。
【００５０】
【数７】
Ａ_i＝Ｘ_i／ｎ
Ｘ_i＝｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1＋ｘ_i
【００５１】
次にこのような第２の構成例のエコーキャンセラの動作について説明する。一般に、マイク３から例えばオーディオ系アナログ回路を通して入力された音声信号(入力信号)は、Ａ／Ｄ変換される。この第２の構成例では、この一連の過程において音声信号(入力信号)ｘ_iに加わったバイアス成分をバイアス除去部６０によって除去するようにしている。
【００５２】
より具体的に、入力信号ｘ_iがバイアス除去部６０に加わるとき、入力信号ｘ_iは、最初、切替器６４によりスイッチングされる。すなわち、入力信号ｘ_iは、例えばシステム起動時(電源投入時)から一定時間だけ加算器６８側に切替り、その後、減算器６３側に接続される。なお、前者の場合をバイアス計算モード、後者の場合をバイアス除去モードと呼ぶことにする。
【００５３】
まず、バイアス計算モードにおいては、バイアス計算部６２は、一定区間にわたる入力信号サンプルの平均を計算することによって、入力信号に加わっているバイアス値を求める。すなわち、前述したように、バイアスレジスタ６５に格納されている１サンプル前の時点でのバイアス値に、定数２^m−１を乗じてｍビット右シフトし、これにいま入力した入力信号サンプルｘ_iを加算することによって、数７に示すように、逐次的にバイアス値Ｘ_iを求める。これを２^m回繰り返した後のバイアスレジスタ６５の値(すなわち、一定時間経過した後のバイアスレジスタ６５の値)は、２^m個の入力信号サンプルの近似的な平均値となるので、以降の処理において(バイアス除去モードの処理において)、これをバイアス値として用いることができる。一定時間が経過し、２^m回逐次計算を繰り返した後のバイアス値がバイアスレジスタ６５に格納された時点でバイアス計算モードを終了し、切替器６４を減算器６３側に切り替えて、バイアス除去モードに入る。
【００５４】
バイアス除去モードでは、減算器６３において、入力信号ｘ_iからバイアスレジスタ６５に格納されているバイアス値を一律に減ずることによって、入力信号ｘ_iからバイアス成分を除去し、バイアス成分の除去された入力信号をエコーキャンセル部４に与えることができる。
【００５５】
このように、第２の構成例では、バイアス除去部６０を設けることによって、入力信号に加わっているバイアスを取り除くことができ、例えば、遠端，近端の双方にこのバイアス除去部６０を設けることによって、送受信信号ともに、バイアスが無い状態となり、正しいパワーレベルの計算が可能となる。
【００５６】
さらに、図６に示すように、上述のバイアス除去部６０と同様のバイアス除去部７０を受信信号を受信した直後にも挿入することにより、近端の処理だけで送受信信号ともにバイアスが無い状態となり、通信相手の装置に依存せず、正しいパワーレベルの計算が可能となる。
【００５７】
なお、バイアス除去部としては、電気的フィルタを使う方法も考えられ、この場合、バイアス除去部はハイパスフィルタとして機能するが、上述の第２の構成例のようにデジタル演算によってローパスフィルタとしてのバイアス除去部を実現することで、少ない演算量，メモリ量のより簡単な構成のものにすることができる。すなわち、ローパスフィルタを数７によって求められるＡ_iで表される近似的平均値によって、逐次簡易的に計算することによって、デジタル演算によって実現する際に非常に少ない演算量，メモリ量で済む。
【００５８】
さらに、第１の構成例と第２の構成例とを任意に組合せたエコーキャンセラを構成することも可能である。図７は第１の構成例と第２の構成例とを組合せた一例を示す図であり、図７のエコーキャンセラでは、入力信号ｘ_iに加わっているバイアスをバイアス除去部６０で除去した上で、エコーキャンセル部４に与え、また、エコーキャンセル部４によっては完全には取り除くことができなかった残留エコーをノイズ抑制部１１によって取り除くことが可能となる。
【００５９】
また、上述のエコーキャンセラは、テレビ会議端末などのスピーカーとマイクによる双方向同時通話を行なう機器に適用可能であるが、これに限らず、エコーが発生する任意の機器等に適用することができる。
【００６０】
【発明の効果】
以上に説明したように、請求項１乃至請求項３記載の発明によれば、エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーに適応してカットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去するようにしているので、残留エコーをさらに低減することができる。特に、適応フィルタによるエコーキャンセラが苦手とし、耳に付く高域の残留エコーを低減できる。また、近端話者音声など送信すべき信号への影響を最小限に抑えることができ、さらに残留エコー以外の背景雑音などをも同時に抑えることができて、聞き易い極めて良好な送信信号を得ることが可能となる。
【００６１】
特に、請求項２記載の発明によれば、ノイズ抑制手段は、信号のパワーレベルを計算するパワー計算手段と、パワー計算手段によって計算された信号のパワーレベルを所定のノイズ判定しきい値と比較する比較手段と、比較の結果、信号のパワーレベルがノイズ判定しきい値以下のときに、信号に対してローパスフィルタによるノイズ抑制処理を行なうノイズ抑制処理手段とを備えているので、残留エコーや背景雑音などの送信すべきでない信号についてのみノイズ抑制処理がなされ、近端話者音声など送信すべき信号への影響を最小限に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るエコーキャンセラの第１の構成例を示す図である。
【図２】ノイズ抑制部の構成例を示す図である。
【図３】パワー計算部の構成例を示す図である。
【図４】本発明に係るエコーキャンセラの第２の構成例を示す図である。
【図５】バイアス除去部の構成例を示す図である。
【図６】図４のエコーキャンセラの変形例を示す図である。
【図７】本発明に係るエコーキャンセラの他の構成例を示す図である。
【図８】一般的なエコーキャンセラの構成例を示す図である。
【図９】エコーインパルス応答系列を説明するための図である。
【符号の説明】
１ スピーカ
２ エコーパス(エコー経路)
３ マイク
４ エコーキャンセル部
１１ ノイズ抑制部
２１ パワー計算部
２２ パワー指数取出部
２３ 減算部
２４ ノイズ抑制処理部
２５ 判定切替制御部
３１ ２乗演算回路
３２ パワーレジスタ
３３ 乗算器
３４ シフタ
３５ 加算器
４１ シフタ
４２ 減算器
４３ 合計レジスタ
４４ 乗算器
４５ シフタ
４６ 加算器
４７ シフタ
６０ バイアス除去部
６２ バイアス計算部
６３ 減算器
６４ 切替器
６５ バイアスレジスタ
６６ 乗算器
６７ シフタ
６８ 加算器
７０ バイアス除去部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an echo canceller.
[0002]
[Prior art]
As an echo canceller, there is a conventional echo canceller, for example, as shown in the document “Digital processing in information / communication” by Shomura, et al., November 25, 1987, pp. 163-176. Are known.
[0003]
FIG. 8 is a diagram showing a configuration example of a general echo canceller as shown in the above-mentioned document, and the echo canceller has a function of attenuating echo generated in a device or the like that performs simultaneous conversations using both a speaker and a microphone. have. That is, in FIG. 8, the received signal is output as an output signal from the speaker 1, but a part of the received signal passes through the echo path (echo path) 2 to the microphone 3 and is mixed into the input signal. In the transmission signal, the output signal output from the speaker 1 is mixed with the input signal. This is an echo, and what attenuates the echo is an echo canceller.
[0004]
In the configuration example of FIG. 8, the echo canceller is configured as an echo canceling unit 4 such as a filter. The echo canceller estimates the impulse response of the echo path 2 and convolves it with the received signal, and inputs the pseudo echo generated in reverse phase. The echo is attenuated by adding to the signal (transmission signal).
[0005]
The configuration and operation of the echo cancellation unit 4 are described in detail in the above-mentioned literature. That is, if the echo delay amount handled by the echo canceller is strictly defined, as shown in FIG. 9, the impulse determined by the absolute delay amount until the echo returns from the installation station via the subscriber communication line and the transfer characteristic of the echo path 2 This is a combination of responses, and this is called an impulse response sequence. The echo canceller functions in addition to the basic function of a transversal filter with a sampling period of 8 kHz and a coefficient correction unit that updates its tap coefficient (filter coefficient) one after another. Echo canceller protector that prevents the tap coefficient (filter coefficient) from being erroneously updated by the user's voice, and weak echo signals are unconditionally suppressed to zero to further enhance the echo suppression effect when the echo level is low Non-linear processing (center clipper) is available. Now, let the sampling interval be T and the received signal at time nT be x_n, Echo path 2 impulse response sequence w_iEcho signal y_nIs expressed as the following equation as a convolution of both.
[0006]
[Expression 1]

[0007]
On the other hand, the tap coefficient (filter coefficient) of the transversal filter is set to h._iIf so, the pseudo echo y generated in the echo canceling unit 4_n'Becomes as follows.
[0008]
[Expression 2]

[0009]
Therefore, the residual echo e which is an estimation error of the echo path 2_nIgnores the line noise and becomes
[0010]
[Equation 3]

[0011]
That is, canceling an echo means an impulse response sequence, that is, a filter coefficient {h_i} W_iIs it closer to? Filter coefficient of transversal filter {h_iAs an estimation method, that is, a coefficient updating method, a learning identification method that is excellent in terms of stability and convergence, is relatively simple in terms of arithmetic operation, and is actually implemented as an LSI device can be used. The learning identification method uses a residual echo e in units of samples._nIs the received signal sequence {x_i}, The evaluation function D normalized by the power of_nIn the same way as the maximum gradient method, it is a method of obtaining the successive tap coefficients, and its algorithm is D_n= (E_n)²Is expressed as follows.
[0012]
[Expression 4]

[0013]
Where h_{i (n)}Is the tap coefficient h at time n_iRepresents. α is called a control coefficient (step gain), and is a control parameter that determines a convergence speed and an echo suppression amount (ERLE: Echo Return Loss Enhancement). N is the number of taps of the transversal filter.
[0014]
Conventionally, such an echo canceller is used as a telephone call circuit disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 4-150127, or a conference call loudspeaker disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 61-172471. Prevention methods have been devised.
[0015]
That is, in the speech circuit disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 4-150127, a so-called voice switch that is turned on / off according to a signal level is further added to the basic echo canceller as described above to reduce residual echo.
[0016]
In addition, in the wraparound prevention method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-172471, a variable loss circuit is further provided in addition to the basic echo canceller as described above, the received signal power level (reception side input level), and the transmission signal power. By monitoring the level (transmitter output level) and performing bypass control on the loss circuit according to these levels, it is intended to eliminate feedback loops caused by inappropriate loop gain and prevent howling. .
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional general echo canceller that corrects and updates the filter coefficient (tap coefficient) of the transversal filter using the learning identification method, the speech signal is mainly targeted while assuming an uncorrelated signal. Since the tap length of the transversal filter cannot always be sufficiently large with respect to the reverberation time of the room, it is difficult to completely cancel the echo.
[0018]
In addition, the method disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 4-150127 with the addition of a voice switch is intended to reduce the residual echo, but it is difficult to cope with the double talk state, and the rise of the near-end speaker voice is cut off. The problem of running out of heads arises.
[0019]
In the learning identification method, the sum of squares of the received signal is calculated. If a bias such as a DC component or low-frequency noise is mixed in the input signal due to power supply voltage instability, ambient electromagnetic noise, circuit aging, etc. Since the bias component is also included in the signal, there is a problem that the error of the square sum calculation is increased and the performance is deteriorated. Also, this type of echo canceller usually uses power level comparison for double talk detection, etc., but when dealing with a signal containing a bias, the power increases even when there is no signal, so the dynamic range becomes narrower and the threshold value is reduced. There is also a problem that setting becomes difficult. Such a problem also occurs when the power level is used for the purpose of howling detection or the like as in JP-A-61-172471.
[0020]
An object of the present invention is to provide an echo canceller capable of solving the above-described conventional problems and more reliably reducing residual echo.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention described in claim 1 generates a pseudo echo by passing a received signal through a filter that simulates an echo path, and adds the pseudo echo to the input signal by inverting the phase. Echo canceling means for canceling echo, and noise suppression means using a low-pass filter that changes the cutoff frequency so that the cutoff frequency is low when the signal power is low and the cutoff frequency is high when the signal power is high The output from the echo canceling means is given to the noise suppressing means, and the noise component contained in the output of the echo canceling means is removed by the noise suppressing means.
[0022]
According to a second aspect of the present invention, in the echo canceller according to the first aspect, the noise suppressing means includes a power calculating means for calculating a power level of the signal, and a power level of the signal calculated by the power calculating means. Comparing means for comparing with a noise determination threshold value, and noise suppression processing means for performing noise suppression processing by a low-pass filter on the signal when the signal power level is equal to or lower than the noise determination threshold value as a result of comparison It is characterized by having.
[0023]
According to a third aspect of the present invention, a pseudo echo is generated by passing a received signal through a filter that simulates an echo path, and the pseudo echo is phase-inverted and added to the input signal to cancel the echo. Noise suppression means using a low-pass filter that changes the cutoff frequency so that the cutoff frequency is low when the signal power is low and the cutoff frequency is high when the signal power is high, and the input signal is added Bias removing means for detecting the bias component being removed and removing the bias component, removing the bias component applied to the input signal by the bias removing means, and noise suppression means for outputting the output from the echo canceling means Noise component included in the output of the echo canceling means It is characterized by the removal by the braking means.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following drawings, portions corresponding to those in FIG. FIG. 1 is a diagram showing a first configuration example of an echo canceller according to the present invention. Referring to FIG. 1, the echo canceller of the first configuration example includes an echo cancellation unit 4 and a noise suppression unit 11.
[0025]
Here, the echo cancellation unit 4 has the same function as the above-described conventional echo canceller. That is, a pseudo echo is generated by passing a received signal through a filter that simulates the echo path 2, and the echo is erased by adding the pseudo echo to the input signal after phase inversion.
[0026]
The noise suppression unit 11 is configured by using a low-pass filter that has a low cutoff frequency when the signal power is low and a high cutoff frequency when the signal power is high. The output of the echo cancellation unit 4 is transmitted as a transmission signal after passing through the noise suppression unit 11.
[0027]
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the noise suppression unit 11. In the example of FIG. 2, the noise suppression unit 11 is a signal x output from the echo cancellation unit 4._iThe power calculation unit 21 that calculates (converts to power) of the power, the power calculated by the power calculation unit 21 is expressed to a power of 2, and the power index extraction unit 22 that extracts the index value at that time, A power-expressed power exponent value is subtracted from the noise determination threshold value to make this a moving average section length bit number m, a noise suppression processing section 24, and a moving average section length bit number m. If the moving average interval length bit number m is negative, the signal output from the echo cancellation unit 4 (that is, the signal input to the noise suppression unit 11) x_iIs greater than the noise threshold, and this signal x_iIs a near-end speaker voice signal to be transmitted, and is output as it is without being subjected to noise suppression processing. On the other hand, if the moving average section length bit number m is not negative, noise suppression is performed. In the processing unit 24, this signal x_iAnd a determination switching control unit 25 that outputs a signal subjected to noise suppression processing as a transmission signal.
[0028]
Here, it is assumed that the noise determination threshold value is stored in advance in, for example, a memory in the form of an exponent of power of 2 expression.
[0029]
The power calculation unit 21 is configured as shown in FIG. 3, for example. In the example of FIG. 3, the power calculation unit 21 outputs the signal output from the echo cancellation unit 4 (that is, the signal input to the noise suppression unit 11) x_iSquare value of x_i ², A power register 32 for storing a power update approximate value P, and a power interval length n_pN (constant)_p= 2^mpThe previous signal x stored in the power register 32 is expressed as_i-1Power approximation P for_i-1N_pMultiplied by -1 to get (n_p-1) P_i-1And a multiplier 33 that performs the operation of_pBit right shift, {(n_p-1) / n_p} P_i-1And the output of the shifter 34 is the square value x from the square calculation circuit 31._i ²To the new power approximation P_iAnd an adder 35 that calculates (updates).
[0030]
That is, the power calculation unit 21 performs x_iI th sample of the input signal, n_pIs the power section length, the approximate power value P_iIs supposed to calculate.
[0031]
[Equation 5]
P_i= {(N_p-1) / n_p} P_i-1+ X_i ²
[0032]
In this way, the power calculation unit 21 can perform power calculation for changing the cutoff frequency in accordance with the power. That is, in the example of FIG. 3, the power calculation for changing the cut-off frequency in accordance with the power is obtained by the equation (1)._iIt is possible to replace with approximately. In the power calculation unit 12, n_p, M_pSince these are constants, they can be stored in advance in a memory or the like.
[0033]
Referring to FIG. 2, the noise suppression processing unit 24 realizes the function of the low-pass filter by moving average processing, and realizes the change in the cut-off frequency of the low-pass filter by change in the moving average section length of the moving average processing. It is like that. That is, in the example of FIG. 2, the noise suppression processing unit 24 bit-shifts “1” to the left by the moving average section length bit number m, and the moving average section length n = 2.^mA subtractor 42 that subtracts "1" from the operation result n of the shifter 41 to obtain (n-1), and an input signal x_iMoving average interval total approximate value X_iIs stored in the total register 43, the subtraction result (n-1) of the subtractor 42, and the previous input signal x stored in the total register 43._i-1Moving average interval total approximation value X_i-1And (n-1) X_i-1And a multiplication result (n−1) X of the multiplier 44._i-1Is shifted to the right by the moving average interval length bit number m, and (n-1) X_i-1Shifter 45 that performs the calculation of / n and the calculation result (n−1) X of the shifter 45_i-1/ N is the current input signal x_iAnd add {{(n-1) X_i-1/ N} + x_i] = X_iAnd an operation result X of the adder 46._iRight shift m bits to X_iThe shifter 47 is configured to calculate / n and output it as an approximate value of the moving average.
[0034]
In other words, the noise suppression processing unit 24 is x_iIs the i th sample of the input signal, n is the moving average interval length, X_iIs an approximate value of the moving average interval total, the approximate value A of the moving average is expressed as follows:_iIs to ask for.
[0035]
[Formula 6]
A_i= X_i/ N
X_i= {(N-1) / n} X_i-1+ X_i
[0036]
As can be seen from this, by the processing of the noise suppression processing unit 24, a signal having a smaller power, that is, a signal having a larger m, is subjected to a moving average process for a longer interval. A signal obtained by applying a low-pass filter with a low cut-off frequency to this signal, and residual echo components (noise components) contained in the signal can be satisfactorily removed by processing equivalent to this low-pass filter. That is, in the example of FIG. 2, the low-pass filter can be realized as a moving average having a variable section length expressed in the number of bits.
[0037]
Next, the operation of the echo canceller of the first configuration example will be described. In the first configuration example, the signal x output from the echo cancellation unit 4_iIs passed through the noise suppression unit 11. In the noise suppression unit 11, first, the signal x output from the echo cancellation unit 4 in the power calculation unit 21 and the power index extraction unit 22._iCalculate the power level. When the power is calculated in this way, the signal x_iIs a calculated signal x to determine whether the signal is a high power signal such as near-end speaker voice or a low power signal such as residual echo or background noise._iThis is determined by comparing the power level of the current and the noise determination threshold value.
[0038]
As a result, signal x_iWhen the power level of the signal is larger than the noise judgment threshold, this signal x_iIs a near-end speaker voice signal to be transmitted, and is directly output as a transmission signal without performing noise suppression processing.
[0039]
In contrast, the signal x_iWhen the power level of the signal x is smaller than the noise judgment threshold, this signal x_iIs given to the noise suppression processing unit 24. In the noise suppression processing unit 24, the signal x_iWhen the power level is low, the cutoff frequency is low and the signal x_iWhen the power level of the signal x is large, the signal x_iBy passing the signal x_iThe residual echo component (noise component) contained in is removed, and this is output as a transmission signal.
[0040]
Thus, in the first configuration example, the output signal x from the echo cancellation unit 4_iIs transmitted as a transmission signal after passing through the noise suppressing unit 11, even if the echo canceling unit 4 cannot completely remove the residual echo component (noise component), it can be completely removed by the echo canceling unit 4. The residual echo component (noise component) that could not be removed is removed, and a transmission signal can be generated and output.
[0041]
That is, in the first configuration example, the output of the echo canceling unit 4 that cancels echoes by the pseudo echo generated by the adaptive filter is passed through the noise suppressing unit 11 having the function of a low-pass filter whose cutoff frequency changes depending on the power. As a result, the echo can be further attenuated and the echo attenuation rate can be improved.
[0042]
Furthermore, in this first configuration example, the moving average is obtained by Equation 6_iApproximate replacement with (1) usually saves memory because only one buffer is required to calculate the total section required for the number of moving average section samples. Moreover, since the number of additions required for the number of moving average interval samples can be reduced to one, the amount of calculation can be reduced. Thus, the hardware cost for moving average processing, that is, the hardware cost for realizing a low-pass filter with a variable cutoff frequency can be significantly reduced.
[0043]
Further, a power calculation for changing the cut-off frequency in accordance with the power is calculated by the equation (5)._iApproximate replacement with (2) usually requires only one buffer for calculating the total section required for the number of power section samples, thus saving memory. Further, since the number of additions required for the number of power section samples can be reduced to one, the amount of calculation can be reduced. As described above, the hardware cost related to the power calculation can be significantly reduced.
[0044]
In addition, moving average section length and power section length are n = 2^mAnd n_p= 2^mpN, n_pDivide by m, m_pSince it is performed by bit right shift and division which is not good for the digital signal processor can be realized by bit shift, the amount of calculation can be remarkably reduced.
[0045]
FIG. 4 is a diagram showing a second configuration example of the echo canceller according to the present invention. Referring to FIG. 4, the echo canceller of the second configuration example includes an echo cancellation unit 4 and a bias removal unit 60.
[0046]
Here, the echo cancellation unit 4 has the same function as the above-described conventional echo canceller. That is, a pseudo echo is generated by passing a received signal through a filter that simulates the echo path 2, and the echo is erased by adding the pseudo echo to the input signal after phase inversion.
[0047]
Further, for example, as shown in FIG. 5, the bias removing unit 60 detects a bias component such as a direct current component or a low frequency component added to the input signal, and removes the bias component. That is, in the example of FIG. 5, the bias removing unit 60 includes a bias calculating unit 62 that calculates a bias, a subtractor 63 that removes (subtracts) the bias calculated by the bias calculating unit 62 from the input signal, and an input signal x._iFor example, a switch 64 for switching the input signal to the subtractor 63 side after the bias is calculated by the bias calculation unit 62 for a fixed time after the power is turned on. Yes.
[0048]
Here, the bias calculation unit 62 calculates a certain section (section length n = 2).^m) Input signal sample x_i(n = 2^mThe average value of the number of samples) is calculated as a bias value, and the bias value X at the time point one sample before is calculated._i-1Is stored in the bias register 65, and the bias value X at the time point one sample before stored in the bias register 65_i-1(N-1) = (2^m-1) and (n-1) X_i-1And a multiplication result (n−1) X of the multiplier 66._i-1Is shifted right by m bits and {(n−1) / n} X_i-1A shifter 67 for performing the above calculation and an input signal sample x at this time_iAnd output of shifter 67 {(n-1) / n} X_i-1And adding a new bias value X_iAnd an adder 68 for obtaining.
[0049]
In other words, the bias calculation unit 62 determines the function of the low-pass filter for detecting the bias component as A_iThis is realized by simple and sequential calculation using the approximate average value represented by: In the following equation, x_iIs the i-th sample of the input signal, and n is the average interval length.
[0050]
[Expression 7]
A_i= X_i/ N
X_i= {(N-1) / n} X_i-1+ X_i
[0051]
Next, the operation of the echo canceller of the second configuration example will be described. In general, an audio signal (input signal) input from the microphone 3 through, for example, an audio system analog circuit is A / D converted. In the second configuration example, in this series of processes, an audio signal (input signal) x_iThe bias removing unit 60 removes the bias component added to.
[0052]
More specifically, the input signal x_iIs applied to the bias remover 60, the input signal x_iAre first switched by the switch 64. That is, the input signal x_iIs switched to the adder 68 side for a certain period of time after the system is started (when the power is turned on), and then connected to the subtractor 63 side. The former case is referred to as a bias calculation mode, and the latter case is referred to as a bias removal mode.
[0053]
First, in the bias calculation mode, the bias calculation unit 62 obtains a bias value applied to the input signal by calculating the average of the input signal samples over a certain interval. That is, as described above, the constant 2 is added to the bias value stored in the bias register 65 at the time one sample before.^mMultiply by -1 and shift m bits to the right._iBy sequentially adding the bias value X as shown in Equation 7,_iAsk for. 2^mThe value of the bias register 65 after being repeated a number of times (that is, the value of the bias register 65 after a predetermined time has elapsed) is 2^mSince this is an approximate average value of the input signal samples, this can be used as a bias value in the subsequent processing (in the processing of the bias removal mode). After a certain period of time, 2^mWhen the bias value after repeating the sequential calculation is stored in the bias register 65, the bias calculation mode is terminated, the switch 64 is switched to the subtractor 63 side, and the bias removal mode is entered.
[0054]
In the bias removal mode, in the subtracter 63, the input signal x_iBy uniformly reducing the bias value stored in the bias register 65 from the input signal x_iThe bias component can be removed from the input signal, and the input signal from which the bias component has been removed can be provided to the echo cancellation unit 4.
[0055]
Thus, in the second configuration example, by providing the bias removing unit 60, it is possible to remove the bias applied to the input signal. For example, the bias removing unit 60 is provided at both the far end and the near end. As a result, both the transmitted and received signals have no bias, and the correct power level can be calculated.
[0056]
Further, as shown in FIG. 6, by inserting a bias removing unit 70 similar to the above-described bias removing unit 60 immediately after receiving the reception signal, both the transmission and reception signals have no bias only by the near-end processing. The correct power level can be calculated without depending on the communication partner device.
[0057]
Note that a method using an electrical filter is also conceivable as the bias removal unit. In this case, the bias removal unit functions as a high-pass filter. However, as in the above-described second configuration example, a bias as a low-pass filter is obtained by digital calculation. By realizing the removal unit, it is possible to achieve a simpler configuration with a small amount of calculation and memory. That is, the low-pass filter obtained by Equation 7 is A_iBy using the approximate average value expressed by the following, the calculation is performed sequentially and simply, so that a very small amount of calculation and memory can be achieved when realizing by digital calculation.
[0058]
Furthermore, an echo canceller can be configured by arbitrarily combining the first configuration example and the second configuration example. FIG. 7 is a diagram showing an example of a combination of the first configuration example and the second configuration example. In the echo canceller of FIG._iThe bias removing unit 60 removes the bias applied to the signal and then gives it to the echo canceling unit 4. Further, the noise suppressing unit 11 removes the residual echo that could not be completely removed by the echo canceling unit 4. Is possible.
[0059]
Further, the echo canceller described above can be applied to a device such as a video conference terminal that performs a two-way simultaneous call using a speaker and a microphone, but is not limited thereto, and can be applied to any device that generates an echo. .
[0060]
【The invention's effect】
As described above, according to the first to third aspects of the invention, the pseudo echo is generated by passing the received signal through the filter that simulates the echo path, and the phase of the pseudo echo is inverted to the input signal. And an echo canceling means for canceling the echo, and a noise suppression means using a low-pass filter whose cutoff frequency changes according to the power of the signal. The output from the echo cancellation means is used as the noise suppression means. In addition, since the noise component included in the output of the echo canceling means is removed by the noise suppressing means, the residual echo can be further reduced. In particular, the echo canceller using the adaptive filter is not good, and it is possible to reduce high-frequency residual echo attached to the ear. In addition, the effects on signals to be transmitted such as near-end talker voice can be minimized, and background noise other than residual echoes can be suppressed at the same time, and an extremely good transmission signal that is easy to hear is obtained. It becomes possible.
[0061]
In particular, according to the second aspect of the present invention, the noise suppressing means compares the power level of the signal calculated by the power calculating means with a predetermined noise determination threshold value. And a noise suppression processing means for performing a noise suppression process using a low-pass filter on the signal when the signal power level is equal to or lower than a noise determination threshold value as a result of the comparison. Noise suppression processing is performed only for signals that should not be transmitted, such as background noise, and the influence on signals that should be transmitted, such as near-end talker speech, can be minimized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a first configuration example of an echo canceller according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a noise suppression unit.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a power calculation unit.
FIG. 4 is a diagram illustrating a second configuration example of an echo canceller according to the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a bias removing unit.
6 is a diagram showing a modification of the echo canceller of FIG.
FIG. 7 is a diagram illustrating another configuration example of the echo canceller according to the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a general echo canceller.
FIG. 9 is a diagram for explaining an echo impulse response sequence;
[Explanation of symbols]
1 Speaker
2 Echo path (Echo path)
3 Microphone
4 Echo cancellation part
11 Noise suppression unit
21 Power calculator
22 Power Index Extraction Department
23 Subtraction part
24 Noise suppression processor
25 Judgment switching control unit
31 square calculation circuit
32 Power register
33 multiplier
34 Shifter
35 Adder
41 Shifter
42 Subtractor
43 Total Register
44 multiplier
45 Shifter
46 Adder
47 Shifter
60 Bias remover
62 Bias calculator
63 Subtractor
64 selector
65 Bias register
66 multiplier
67 Shifter
68 Adder
70 Bias remover

Claims (3)

Echo echo is generated by passing the received signal through a filter that simulates the echo path, and this pseudo echo is phase-inverted and added to the input signal, thereby canceling the echo and cutting when the signal power is low Noise suppression means using a low-pass filter that changes the cut-off frequency so that the cut-off frequency becomes high when the off-frequency is low and the signal power is high, and the output from the echo cancellation means is given to the noise suppression means An echo canceller characterized in that a noise component included in the output of the echo canceling means is removed by the noise suppressing means. 2. The echo canceller according to claim 1, wherein the noise suppression means includes a power calculation means for calculating a power level of the signal and a comparison for comparing the power level of the signal calculated by the power calculation means with a predetermined noise determination threshold value. And a noise suppression processing means for performing noise suppression processing by a low-pass filter on the signal when the signal power level is equal to or lower than a noise determination threshold value as a result of comparison. . Echo echo is generated by passing the received signal through a filter that simulates the echo path, and this pseudo echo is phase-inverted and added to the input signal, thereby canceling the echo and cutting when the signal power is low Noise suppression means using a low-pass filter whose cutoff frequency changes so that the cutoff frequency becomes high when the off-frequency is low and the signal power is high, and a bias component added to the input signal is detected, and the bias Bias removing means for removing the component, removing the bias component added to the input signal by the bias removing means, and providing the output from the echo canceling means to the noise suppressing means, which is included in the output of the echo canceling means Noise suppression means to remove Echo canceller according to symptoms.

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