JP3630581B2 - Spread modulation signal receiver - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、拡散変調信号受信装置に係わり、特に、ベースバンド拡散変調信号を参照信号で除算して得られた正規化信号に含まれる雑音成分を、周波数領域における窓関数の利用によって除去し、正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能で分離判別することを可能にした拡散変調信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、移動体追尾方式は、所定領域内を適宜移動する移動体の現在位置を電波を利用して追尾するものであって、移動体が電波を送信する送信機を携帯し、送信機から放射された電波を受信する複数のアンテナを備えた基地局を所要領域の近傍に配置したものである。そして、基地局は、受信電波に含まれる複数の信号成分から最も早く到達する主信号成分を抽出し、主信号成分の到来方向等を解析することによって、移動体の現在位置を知ることができるものである。
【０００３】
この移動体追尾方式においては、移動体が携帯する送信機と基地局との間で送受信する信号変調方式に種々の信号変調方式が採用されているが、その信号変調方式の中の１つにＰＮ符号を用いた拡散変調方式がある。
【０００４】
ところで、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式は、通常、送信側において、送信データによりＰＳＫ（位相シフトキーイング）等の１次変調信号を形成した後、１次変調信号にＰＮ（疑似ランダムノイズ）符号を乗算してベースバンド拡散変調信号（２次変調信号）を形成し、さらに、ベースバンド拡散変調信号を周波数変換手段により送信信号に周波数変換し、信号電波として送信するものである。また、受信側において、アンテナで受信した信号電波を周波数変換手段に供給してベースバンド拡散変調信号を抽出し、得られたベースバンド拡散変調信号と送信側で乗算したＰＮ符号と同じ符号との積和をとった相関信号を得た後、この相関信号を参照し、相関値が最大となる時間においてデータを判別するというＰＳＫ復調を行えば、送信データに対応した受信データを再生することができる。
【０００５】
図２６（イ）乃至（ニ）は、前記既知のＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号波形の一例を示す信号波形図であって、（イ）は１次変調（ＰＳＫ）信号、（ロ）はＰＮ符号、（ハ）は１次変調（ＰＳＫ）信号とＰＮ符号を乗算して得られる拡散変調信号、（ニ）は周波数帯域が制限された拡散変調信号の各波形を示すものである。
【０００６】
図２６（イ）、（ロ）に示されるように、１次変調（ＰＳＫ）信号とＰＮ符号との関係は、１次変調（ＰＳＫ）信号のそれぞれのビット間隔ＴにＰＮ符号の複数のチップ間隔Ｔｃを割り当てているもので、通常、Ｔ≫Ｔｃになるように選ばれる。
【０００７】
次に、図２７は、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号の周波数スペクトラムを示す特性図である。
【０００８】
図２７において、曲線（ａ）は１次変調（ＰＳＫ）信号の周波数スペクトラム、曲線（ｂ）は拡散変調信号の周波数スペクトラム、（ｃ）は周波数帯域が制限された拡散変調信号の周波数スペクトラムをそれぞれ示す。
【０００９】
図２７の曲線（ａ）、（ｂ）に示されるように、１次変調（ＰＳＫ）信号と拡散変調信号との周波数スペクトラム分布関係を見た場合、１次変調（ＰＳＫ）信号の周波数スペクトラムは比較的狭い周波数範囲に集中分布しているのに対し、拡散変調信号の周波数スペクトラムは広い周波数範囲にわたって分布している。
【００１０】
なお、拡散変調信号の周波数スペクトラムがその周波数に隣接する他の信号に対して妨害を与えるときは、曲線（ｂ）に示す周波数スペクトラムを曲線（ｃ）に示す周波数スペクトラムに周波数帯域の制限を行う。そして、周波数帯域が制限された拡散変調信号は、図２６（ニ）に示されるように、信号振幅の変化が滑らかな信号波形になる。
【００１１】
次いで、図１２は、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した既に開発されている拡散変調信号受信装置の一例の要部構成を示すブロック図であって、本発明の先行技術に該当するものである。
【００１２】
図１２に図示の拡散変調信号受信装置は、１系統のアンテナで受信した信号を処理し、主信号成分と遅延信号成分とに分離する構成部分を示しているものである。そして、基地局は、通常、複数系統のアンテナを配置した構成を採用しているので、複数系統のアンテナのそれぞれに対して同じ構成の拡散変調信号受信装置が用いられる。
【００１３】
図１２に示されるように、先行技術に係る拡散変調信号受信装置は、受信部３１と、第１フーリエ変換部３２と、第１フィルタ手段３３と、参照信号発生部３４と、第２フーリエ変換部３５と、第２フィルタ手段３６と、除算部３７と、フィルタ部３８と、高分解能信号処理部３９と、制御部４０と、アンテナ４１と、信号出力端子４２とからなっている。受信部３１は、ベースバンド信号発生部４３と、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部４４と、メモリ４５とからなっている。また、フィルタ部３８は、周波数窓乗算部４６と、フーリエ変換部４７と、雑音除去部４８と、信号波形補正部４９と、逆フーリエ変換部５０と、周波数窓除算部５１とからなっている。
【００１４】
この場合、高分解能信号処理部３９は、多重遅延信号を高い時間分解能で分離する信号処理部であって、例えば、Ｒ、Ｏ、Ｓｃｈｍｉｄｔによる「Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｅｍｉｔｔｅｒ ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｉｇｎａｌ ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ］（ＩＥＥＥ、ｖｏｌ．ＡＰ−３４、ｎｏ．３、ｐｐ２７６−２８０、１９８６年３月）に開示されている「マルチプル・シグナル・クラシフィケーション（ＭＵＳＩＣ）」法による高分解能信号処理が用いられる。また、受信部３１のベースバンド信号発生部４３は、アンテナ４１で受信した信号電波を、周波数変換手段及び信号フィルタ手段を用いてベースバンド拡散変調信号に変換するものである。
【００１５】
そして、受信部３１は、入力端がアンテナ４１に接続され、出力端が第１フーリエ変換部３２の入力端に接続される。第１フィルタ手段３３は、入力端が第１フーリエ変換部３２の出力端に接続され、出力端が除算部３７の第１入力端に接続される。参照信号発生部３４は、出力端が第２フーリエ変換部３５の入力端に接続される。第２フィルタ手段３６は、入力端が第２フーリエ変換部３５の出力端に接続され、出力端が除算部３７の第２入力端に接続される。フィルタ部３８は、入力端が除算部３７の出力端に接続され、出力端が高分解能信号処理部３９の入力端に接続される。高分解能信号処理部３９は、出力端が信号出力端子４２に接続される。制御部４０は、受信部３１、第１フーリエ変換部３２、参照信号発生部３４、第２フーリエ変換部３５、除算部３７、フィルタ部３８、高分解能信号処理部３９に各々接続される。
【００１６】
また、受信部３１において、ベースバンド信号発生部４３は、入力端が受信部３１の入力端に接続され、出力端がＡ／Ｄ変換部４４の入力端に接続される。メモリ４５は、入力端がＡ／Ｄ変換部４４の出力端に接続され、出力端が受信部３１の出力端に接続される。フィルタ部３８において、周波数窓乗算部４６は、入力端がフィルタ部３８の入力端に接続され、出力端がフーリエ変換部４７の入力端に接続される。雑音除去部４８は、入力端がフーリエ変換部４７の出力端に接続され、出力端が信号波形補正部４９の入力端に接続される。逆フーリエ変換部５０は、入力端が信号波形補正部４９の出力端に接続され、出力端が周波数窓除算部５１に接続される。周波数窓除算部５１は、出力端がフィルタ部３８の出力端に接続される。
【００１７】
ここで、図２１は、この種の拡散変調信号受信装置において、送信側で用いられるＰＮ符号の一例を示す信号波形図である。また、図２２は、同拡散変調信号受信装置において、受信部３１から出力されるベースバンド拡散変調信号の一例を示す信号波形図である。なお、この例では、受信部１から出力されるベースバンド拡散変調信号が主信号成分と、主信号成分に対して時間的に０．３１チップ（０．３１Ｔｃ）だけ遅延した遅延信号成分の２つの信号波を含み、さらに雑音も含んでいるものとしている。図２３は、図２２に図示されたベースバンド拡散変調信号を、第１フーリエ変換部３２でフーリエ変換した後に得られる変換信号（周波数領域受信信号）の周波数特性の一例を示す特性図であり、図２４は、参照信号発生部３４が出力する参照信号の一例を示す信号波形図であり、図２５は、図２４に図示された参照信号を、第２フーリエ変換部３５でフーリエ変換した後に得られる変換信号（周波数領域参照信号）の周波数特性の一例を示す特性図である。
【００１８】
続く、図１３は、除算部３７から出力される周波数領域の正規化信号の一例を示す特性図であり、図１４は、周波数窓乗算部４６で乗算される周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図１５は、周波数窓乗算部４６から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図１６は、雑音除去部４８及び信号波形補正部４８により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。さらに、図１７は、逆フーリエ変換部５０から出力された雑音除去後の周波数領域の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図１８は、周波数窓除算部５１で用いられる周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図１９は、周波数窓除算部５１から出力された雑音除去後の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図２０は、高分解能信号処理部３９が雑音成分除去後の正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【００１９】
前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置の概略の動作を、図１３乃至図２５及び図２７を用いて説明すると、次のとおりである。
【００２０】
送信機側においては、送信データを図２１に示されるようなＰＮ符号によって拡散変調し、図２７（ｂ）に示されるような周波数帯域を持つ拡散変調信号を形成し、この拡散変調信号を周波数帯域の制限をして図２７（ｃ）に示されるような狭い周波数帯域を持つ拡散変調信号を形成した後、周波数変換を行って送信信号に変換し、この送信信号が信号電波として送信機から送信される。
【００２１】
拡散変調信号受信装置側においては、送信機から送信された信号電波をアンテナ４１で捉え、受信信号として受信部３１に供給される。受信部３１は、ベースバンド信号発生部４３が受信信号の増幅及び周波数変換等の処理を行ってアナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号を形成し、Ａ／Ｄ変換部４４に供給する。Ａ／Ｄ変換部４４は、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、図２２に示されるようなディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号に変換し、得られたディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号は、メモリ４５に一時的に記憶される。
【００２２】
次に、メモリ４５から読み出されたベースバンド拡散変調信号は、第１フーリエ変換部３２でフーリエ変換され、図２３に示されるような周波数領域受信信号が形成され、第１フィルタ手段３３に供給される。第１フィルタ手段３３は、周波数通過帯域幅がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄに等しくなるように、すなわち、周波数通過帯域が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるように構成されているもので、周波数領域受信信号は、第１フィルタ手段３３で周波数帯域Ｄ内にある周波数領域受信信号が抽出され、除算部３７の第１入力端に供給される。
【００２３】
一方、参照信号発生部３４から出力される図２４に示されるような参照信号は、第２フーリエ変換部３５でフーリエ変換され、図２５に示されるような周波数領域参照信号が形成され、第２フィルタ手段３６に供給される。第２フィルタ手段３６は、周波数通過帯域幅がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄに等しくなるように、すなわち、周波数通過帯域が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるように構成されているもので、周波数領域参照信号は、第２フィルタ手段３６で周波数帯域Ｄ内にある周波数領域参照信号が抽出され、除算部３７の第２入力端に供給される。この場合、参照信号発生部３４が発生する参照信号は、図２１に示されるようなＰＮ符号の周波数帯域を制限した信号波形と同じものである。
【００２４】
除算部３７は、第１フィルタ手段３３から供給された周波数領域受信信号を、第２フィルタ手段３６から供給された周波数領域参照信号で割ることによって各周波数成分の比を算出し、図１３に示されるような有効帯域幅Ａを有する周波数領域の正規化信号、すなわち、周波数帯域がベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄと同じ−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内（Ａ＝Ｄ）にある正規化信号を発生し、フィルタ部３８に供給される。
【００２５】
フィルタ部３８は、周波数窓乗算部４６において、供給された正規化信号にハニング窓を周波数窓関数として乗算して周波数窓乗算正規化信号を形成し、フーリエ変換部４７に供給する。この場合、ハニング窓の周波数特性は、図１４に示されるように帯域幅がＣで、有効帯域幅がＢのもの、すなわち、帯域幅Ｃが−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあり、有効帯域幅Ｂが略−０．３／Ｔｃから０．３／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。また、周波数窓乗算正規化信号は、図１５に示されるように周波数窓の乗算前における正規化信号の帯域幅（有効帯域幅）Ａと同じ帯域幅、すなわち、帯域幅が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。
【００２６】
次に、フーリエ変換部４７は、供給された周波数窓乗算正規化信号をフーリエ変換し、図１６に黒色菱形で図示の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に変換し、雑音除去部４８に供給する。この場合、時間領域正規化信号は、振幅の突出した領域内に主信号成分と遅延信号成分とを含んでおり、振幅の略平坦な領域内に雑音成分だけを含んでいるものである。
【００２７】
次いで、雑音除去部４８は、供給された図１６の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に対して、その平均雑音成分レベルＬＭ よりもマージンＭだけ大きいスレッシュホールドレベルＬＴ が設定されており、このスレッシュホールドレベルＬＴ を用い、スレッシュホールドレベルＬＴ よりも大きい時間領域正規化信号を抽出するとともに、スレッシュホールドレベルＬＴ 以下の雑音成分を除去し、抽出した時間領域正規化信号を信号波形補正部４９に供給する。
【００２８】
続いて、信号波形補正部４９は、雑音成分を除去した時間領域正規化信号の裾部分を補正し、図１６に白色菱形で図示の曲線（ｂ）に示されるような時間領域正規化信号を再生して逆フーリエ変換部５０に供給される。時間領域正規化信号の裾部分の補正は、主信号成分と遅延信号成分とが時間的に近接している場合、時間領域正規化信号を、周波数窓乗算部４６で用いている周波数窓をフーリエ変換した窓スペクトラムで近似できることを利用しているものである。この場合、抽出した時間領域正規化信号における中心時間の左右両側の時間領域に対して、ハニング窓のスペクトラムを当て嵌め、近似曲線を形成する。次に、近似されたハニング窓のスペクトラムの裾部分の領域において、サンプル点毎に時間窓の値を計算し、裾部分の領域を補正する。
【００２９】
続く、逆フーリエ変換部５０は、供給された時間領域正規化信号を逆フーリエ変換し、図１７に示されるような雑音成分を除去した周波数領域正規化信号を形成し、周波数窓除算部５１に供給する。この場合、得られる周波数領域正規化信号は、周波数窓の乗算前における正規化信号の帯域幅（有効帯域幅）Ａと同じ帯域幅を有するもの、すなわち、帯域幅が−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。
【００３０】
次いで、周波数窓除算部５１において、供給された周波数領域正規化信号を図１４に示されるようなハニング窓の周波数窓で割り、図１９に示されるようにニング窓の影響を補正した周波数領域正規化信号を形成する。これは、いいかえると、図１８に示されるようなハニング窓の周波数特性と逆の特性を持つ周波数窓を乗算するのと同じである。このようにして得られた周波数領域正規化信号をフィルタ部３８から高分解能信号処理部３９に供給する。この場合、図１８に示されるハニング窓の周波数特性の逆特性は、帯域幅がＣで、有効帯域幅がＢのもの、すなわち、帯域幅Ｃが−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にあり、有効帯域幅Ｂが略−０．３／Ｔｃから０．３／Ｔｃまでの範囲内にあるものである。ここで、周波数窓除算部５１において、図１８に図示の有効帯域幅Ｂ以外の窓関数値を乗算すると、周波数領域正規化信号には演算誤差が多く含まれ、また乗算によりオーバーフローを発生することがある。そこで、周波数領域正規化信号を算出するときに、例外処理として、図１８に図示の有効帯域幅Ｂ以外の窓関数値を無効とし、無効領域に該当する周波数領域正規化信号を出力しないようにする。この結果、周波数窓除算部５１から出力される周波数領域正規化信号は、有効帯域幅Ｂを有するものである。
【００３１】
さらに、高分解能信号処理部３９は、供給された周波数領域正規化信号を高分解能処理手段、例えば、ＭＵＳＩＣ法を用いて高い時間分解能によって処理し、周波数領域正規化信号に含まれている主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する。この分離判別処理によって、高分解能信号処理部３９は、図２０の曲線（ａ）に示されるような相関計量信号を発生する。このとき、相関計量信号からは、図２０の曲線（ａ）に図示されるように、一部に所定値以上の相関計量値を有する時間領域が１箇所あることが観測されるもので、その時間領域の近傍を拡大表示しても、図２０の曲線（ｂ）に示されるように、相関計量値のピークが１つであるので、到来波信号の数が１つであると判別される。
【００３２】
なお、図示していないが、送信機を携帯している移動体の現在位置を求めるためには、次のような動作過程を経て求めることができる。
【００３３】
基地局に設けられた複数系統のアンテナのそれぞれに個別に結合された複数の拡散変調信号受信装置は、移動体から送信される信号電波を受信し、信号電波の受信によって得られた前述の相関計量信号が信号出力端子４２から出力されたとき、この相関計量信号を参照して、相関計量値が一定以上あり、かつ、一定以上の相関計量値の中のピーク値が得られる時刻を探索することにより、主信号成分及び遅延信号成分の各到来遅延時間を算出する。続いて、メモリ４５に記憶されているベースバンド拡散変調信号に対して、到来遅延時間に起因する信号位相の変化分を補正し、主信号成分を抽出する。複数系統のアンテナ毎に各拡散変調信号受信装置で得られる主信号成分は、基地局のアンテナの配置と信号電波の到来方向に依存するので、各拡散変調信号受信装置で得られる主信号成分の振幅・位相を比較し、主信号成分のみを含んだ信号電波の到来方向を算出する。このような算出処理を行うことによって、主信号成分のみを含んだ信号電波を送信する移動体の現在位置が求められる。
【００３４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、フィルタ部３８の周波数窓乗算部４６において、除算部３７から出力された正規化信号に周波数窓（ハニング窓）を乗算し、また、周波数窓除算部５１において、前に乗算した周波数窓（ハニング窓）の影響を補正するために、逆フーリエ変換部５０から出力された周波数領域正規化信号を周波数窓（ハニング窓）で除算している。そして、この周波数窓（ハニング窓）による除算時に、周波数窓（ハニング窓）のすそ部の領域では周波数領域正規化信号が小さい値の周波数窓値で除算され、有限語長で演算する場合に誤差が発生するので、周波数窓除算部５１から出力される周波数領域正規化信号は、周波数窓（ハニング窓）のすそ部を除いた周波数領域、すなわち、周波数窓（ハニング窓）の有効帯域幅Ｂにおいてのみ有効な信号になる。この場合、有効帯域幅Ｂは、周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃに対して、Ｃ＞Ｂの関係があり、演算時の有限語長に依存したものである。
【００３５】
また、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、除算部３７から出力された正規化信号の周波数帯域幅Ａを、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄや第１フィルタ手段３３の通過帯域幅または第２フィルタ手段３６の通過帯域幅と同じ帯域幅になるように選び、また、帯域幅Ａを、周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃに等しく（Ａ＝Ｃ）なるように選んでいるので、除算部３７から出力された正規化信号をフィルタ部３８において雑音除去する場合に、雑音除去した後の周波数領域正規化信号の帯域幅が前述のように周波数窓（ハニング窓）の有効帯域幅Ｂ（Ｂ＜Ａ＝Ｃ）になり、高分解能信号処理部３９に入力される周波数領域正規化信号の帯域幅が除算部３７から出力された正規化信号の帯域幅に比べてかなり減少したものになる。
【００３６】
このように、前記先行技術に係る拡散変調信号受信装置においては、高分解能信号処理部３９に入力される周波数領域正規化信号の帯域幅が減少したものであるため、高分解能信号処理部３９において時間的に近接した複数の信号を分離することが難しくなり、図２０に示されるように、主信号成分と遅延信号成分との正確な分離を行うことができないことがある。
【００３７】
本発明は、このような技術的背景に鑑みてなされたもので、その目的は、正規化信号に対して窓関数の乗除算を行い、正規化信号中の雑音成分を時間領域で除去する際に、窓関数の乗除算時による正規化信号の無効分をなくすことにより、高分解能信号処理部で主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能で正確に分離判別可能にした拡散変調信号受信装置を提供することにある。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明による拡散変調信号受信装置は、第１及び第２フィルタ手段によって帯域幅を制限したベースバンド拡散変調信号及び参照信号を周波数除算部に供給し、周波数除算部から出力されるベースバンド拡散変調信号を参照信号で除算した周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行っているものであって、第１及び第２フィルタ手段が周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより広い帯域幅Ｃを有し、第３フィルタ手段が正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を有する手段を具備している。
【００３９】
前記手段によれば、第１及び第２フィルタ手段において、それらの帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも広くなるように選ぶことにより、除算部から出力される周波数領域正規化信号が若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃに等しくし、フィルタ部において、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行って、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を形成している。ここで、窓関数の帯域幅は前述の帯域幅Ｃと同じである。このようにして得られた周波数領域正規化信号の帯域幅はその有効帯域幅Ａに等しいものになるので、高分解能信号処理部における分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けずに、かつ、窓関数の乗除算時における周波数領域正規化信号の無効分を含まない状態で、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって極めて正確に分離判別することができる。
【００４０】
ここで、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと第１及び第２フィルタ手段の帯域幅Ｃとの関係を見ると、帯域幅Ｃを順次拡げて行った場合、フィルタ部に周波数領域正規化信号の無効帯域の信号成分が必要以上に取り込まれるので、結果的に高分解能信号処理部における到来信号の分離検出精度が低下するようになる。一方、帯域幅Ｃを順次狭めて行った場合、フィルタ部から出力される周波数領域正規化信号の有効周波数帯域が狭くなってしまうので、この場合にも高分解能信号処理部における到来信号の分離検出精度が低下する。
【００４１】
このように、帯域幅Ｃは、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに対して適当な範囲内にあるように、すなわち、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選んでいる。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態において、拡散変調信号受信装置は、ＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号を含む電波を受信し、ベースバンド拡散変調信号を発生する受信部と、ＰＮ符号と相関がある参照信号を発生する参照信号発生部と、ベースバンド拡散変調信号及び参照信号をフーリエ変換する第１及び第２フーリエ変換部と、フーリエ変換したベースバンド拡散変調信号及び参照信号の帯域幅を制限する第１及び第２フィルタ手段と、第１フィルタ手段から出力されるベースバンド拡散変調信号を第２フィルタ手段から出力された参照信号で除算して正規化信号を発生する除算部と、第３フィルタ手段を含み、正規化信号に重畳した雑音成分を除去するフィルタ部と、正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する高分解能信号処理部とを備え、フィルタ部は、正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行うものであり、第１及び第２フィルタ手段は、正規化信号の有効帯域幅よりも広い帯域幅を有し、第３フィルタ手段は、正規化信号の有効帯域幅に等しい帯域幅を有しているものである。
【００４３】
本発明の実施の形態の好適例において、拡散変調信号受信装置は、正規化信号の有効帯域幅をＡ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択されているものである。
【００４４】
本発明の実施の形態の一具体例において、拡散変調信号受信装置は、第１及び第２フィルタ手段が周波数窓の帯域幅Ｃに等しい通過帯域幅を有しているものである。
【００４５】
これらの本発明の実施の形態によれば、第１及び第２フィルタ手段における通過帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも若干広くなるように選び、帯域幅Ｃのベースバンド拡散変調信号と帯域幅Ｃの参照信号を除算部に供給し、除算部から出力される周波数領域正規化信号中に若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃにしており、また、フィルタ部においては、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行い、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を得ている。得られた周波数領域正規化信号の帯域幅は、第３フィルタ手段の通過帯域幅によって規制された周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しいものになり、有効帯域幅Ａの周波数領域正規化信号として高分解能信号処理部に供給される。このように、高分解能信号処理部においては、供給される周波数領域正規化信号の帯域幅が広くなったため分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けることがなく、かつ、窓関数の乗除算時において発生する正規化信号の無効帯域信号成分を含まない有効帯域幅Ａの周波数領域正規化信号が供給されるため、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって正確に分離判別することが可能になる。
【００４６】
この場合、本発明の実施の形態において、正規化信号の有効帯域幅Ａ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅Ｂ、窓関数における周波数窓の帯域幅との間において、Ｃ＞Ｂ≧Ａ、かつ、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択した場合、高分解能信号処理部における主信号成分と遅延信号成分とを高い分離検出精度によって極めて正確に分離判別することが可能になる。
【００４７】
【実施例】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【００４８】
図１は、本発明による拡散変調信号受信装置の一実施例の構成を示すブロック図であって、ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した拡散変調信号受信装置における受信信号の主信号成分と遅延信号成分とに分離するのに必要な要部構成の一例を示すものである。
【００４９】
この場合、図１に図示された拡散変調信号受信装置は、基地局における１系統のアンテナに対応した構成部分を示すものであり、実際には、基地局に複数系統のアンテナが立設され、各系統のアンテナに対してそれぞれ個別に拡散変調信号受信装置が用いられる。
【００５０】
図１に示されるように、本実施例の拡散変調信号受信装置は、受信部１と、第１フーリエ変換部２と、第１フィルタ手段３と、参照信号発生部４と、第２フーリエ変換部５と、第２フィルタ手段６と、除算部７と、フィルタ部８と、高分解能信号処理部９と、制御部１０と、アンテナ１１と、信号出力端子１２とからなっている。また、受信部１は、ベースバンド信号発生部１３と、アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部１４と、メモリ１５とを備えており、フィルタ部８は、周波数窓乗算部１６と、フーリエ変換部１７と、雑音除去部１８と、信号波形補正部１９と、逆フーリエ変換部２０と、第３フィルタ手段２１と、周波数窓除算部２２とを備えている。
【００５１】
そして、受信部１は、入力端がアンテナ１１に接続され、出力端が第１フーリエ変換部２の入力端に接続されている。第１フィルタ手段３は、入力端が第１フーリエ変換部２の出力端に接続され、出力端が除算部７の第１入力端に接続されている。参照信号発生部４は、出力端が第２フーリエ変換部５の入力端に接続されている。第２フィルタ手段６は、入力端が第２フーリエ変換部５の出力端に接続され、出力端が除算部７の第２入力端に接続されている。
【００５２】
フィルタ部８は、入力端が除算部７の出力端に接続され、出力端が高分解能信号処理部９の入力端に接続されている。高分解能信号処理部９は、出力端が信号出力端子１２に接続されている。制御部１０は、受信部１、第１フーリエ変換部２、参照信号発生部４、第２フーリエ変換部５、除算部７、フィルタ部８、高分解能信号処理部９にそれぞれ接続されている。
【００５３】
受信部１において、ベースバンド信号発生部１３は、入力端が受信部１の入力端に接続され、出力端がＡ／Ｄ変換部１４の入力端に接続されている。メモリ１５は、入力端がＡ／Ｄ変換部１４の出力端に接続され、出力端が受信部１の出力端に接続されている。また、フィルタ部８において、周波数窓乗算部１６は、入力端がフィルタ部８の入力端に接続され、出力端がフーリエ変換部１７の入力端に接続されている。雑音除去部１８は、入力端がフーリエ変換部１７の出力端に接続され、出力端が信号波形補正部１９の入力端に接続されている。逆フーリエ変換部２０は、入力端が信号波形補正部１９の出力端に接続され、出力端が第３フィルタ手段２１の入力端に接続されている。周波数窓除算部２２は、入力端がフィルタ手段２１の出力端に接続され、出力端がフィルタ部８の出力端に接続されている。
【００５４】
この場合、第１フィルタ手段３及び第２フィルタ手段６は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄ及び除算部７から出力される周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも若干広い通過帯域幅Ｃを持つものであり（ただし、Ａ＝Ｄ）、第３フィルタ手段２１は、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい通過帯域幅Ａを持つものである。
【００５５】
ここで、図２は、除算部７から出力される周波数領域正規化信号の一例を示す特性図であり、図３は、周波数窓乗算部１６で乗算される周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図４は、周波数窓乗算部１６から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図５は、雑音除去部１８及び信号波形補正部１９により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。さらに、図６は、逆フーリエ変換部２０から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図であり、図７は、周波数窓除算部２２で用いられる周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図であり、図８は、周波数窓除算部２２から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。また、図９、図１０、図１１は、高分解能信号処理部９が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の各一例を示す特性図であって、図９は、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと窓関数における周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４である場合、図１０は、同有効帯域幅Ａと同周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．７である場合、図１１は同有効帯域幅Ａと同周波数窓（ハニング窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６である場合を示す。
【００５６】
また、本実施例の拡散変調信号受信装置は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置と同様に、送信側で図２１に示されるような信号波形を有するＰＮ符号が用いられている。また、ベースバンド信号発生部１３では、図２２に示されるような信号波形を有するベースバンド拡散変調信号が出力され、第１フーリエ変換部２では、図２３に示されるような信号波形を有する周波数領域受信信号が出力される。さらに、参照信号発生部４では、図２４に示されるような信号波形を有する参照信号が出力され、第２フーリエ変換部５では、図２５に示されるような信号波形を有する周波数領域参照信号が出力される。
【００５７】
なお、本実施例においても、受信部１から出力されるベースバンド拡散変調信号が主信号成分と、主信号成分に対して時間的に０．３１チップ（０．３１Ｔｃ）だけ遅延した遅延信号成分の２つの信号波を含み、さらに雑音も含んでいるものとしている。
【００５８】
前記構成による本実施例の拡散変調信号受信装置の動作を、図２乃至図１１及び図２１乃至図２５を用いて説明する。
【００５９】
まず、送信機側の動作は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置の送信機側の動作と同様で、送信データが図２１に示されるようなＰＮ符号で拡散変調され、得られた拡散変調信号に対して周波数帯域が制限された後、周波数変換して送信信号が形成され、この送信信号が信号電波として送信される。
【００６０】
次に、拡散変調信号受信装置側の動作は、送信機から送信された信号電波がアンテナ１１で捉えられると、受信信号として受信部１に供給される。このとき、ベースバンド信号発生部１３は、受信信号の増幅及び周波数変換等の処理を行って、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号を発生し、Ａ／Ｄ変換部１４に供給する。Ａ／Ｄ変換部１４は、アナログ信号形式のベースバンド拡散変調信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ変換）し、図２２に示されるようなディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号に形成し、ディジタル信号形式のベースバンド拡散変調信号をメモリ１５に供給し、そこに一時的に記憶する。
【００６１】
次いで、メモリ１５から読み出されたベースバンド拡散変調信号は、第１フーリエ変換部２において図２３に示されるような周波数領域受信信号にフーリエ変換され、第１フィルタ手段３に供給される。第１フィルタ手段３は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を持ち、供給された周波数領域受信信号の帯域幅Ｃ内の周波数領域受信信号、例えば、−０．７／Ｔｃから０．７／Ｔｃまでの範囲内にある周波数領域受信信号を抽出し、除算部７の第１入力端に供給する。
【００６２】
一方、参照信号発生部４から発生された図２４に示されるような参照信号は、第２フーリエ変換部５において図２５に示されるような周波数領域参照信号にフーリエ変換され、第２フィルタ手段６に供給される。第２フィルタ手段６は、第１フィルタ手段３と同じようにベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅に等しい帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を持ち、供給された周波数領域参照信号の帯域幅Ｃ内の周波数領域参照信号、例えば、−０．７／Ｔｃから０．７／Ｔｃまでの範囲内にある周波数領域参照信号を抽出し、除算部７の第２入力端に供給する。
【００６３】
除算部７は、第１フィルタ手段３から供給された周波数領域受信信号を第２フィルタ手段６から供給された周波数領域参照信号で割ることによって各周波数成分の比を算出し、図２に示されるような周波数領域正規化信号を形成し、フィルタ部８に供給する。この周波数領域正規化信号は、その有効帯域幅Ａがベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ｄと同じであって（Ａ＝Ｄ）、その有効帯域幅Ａよりも若干広い帯域幅Ｃ（後述するハニング窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅）を有している。
【００６４】
次に、周波数窓乗算部１６は、供給された周波数領域正規化信号に、図３に示されるように周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａにほぼ等しい有効帯域幅Ｂを有し、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４に選ばれているハニング窓（周波数窓）を窓関数として乗算し、図４に示されるように帯域幅Ｃを有する周波数窓乗算正規化信号を形成し、フーリエ変換部１７に供給する。
【００６５】
次いで、フーリエ変換部１７は、供給された周波数窓乗算正規化信号をフーリエ変換し、図５に黒色菱形で図示の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に形成し、雑音除去部１８に供給する。この時間領域正規化信号は、振幅レベルが突出した部分の時間領域内に主信号成分と遅延信号成分とを含んでおり、振幅レベルが略平坦になっている時間領域内に雑音成分だけを含んでいるものである。
【００６６】
続いて、雑音除去部１８は、供給された図５の曲線（ａ）に示されるような時間領域正規化信号に対し、その平均雑音レベルＬＭ よりもマージンＭだけ大きいスレッシュホールドレベルＬＴ を設定しているもので、このスレッシュホールドレベルＬＴ により、スレッシュホールドレベルＬＴ よりも大きいレベルの時間領域正規化信号を抽出するとともに、スレッシュホールドレベルＬＴ 以下の雑音成分を除去し、抽出した雑音成分を含まない時間領域正規化信号を信号波形補正部１９に供給する。
【００６７】
続く、信号波形補正部１９は、供給された雑音成分を含まない時間領域正規化信号に対し、雑音除去部１８で除去された信号波形のすそ部を補正する。時間領域正規化信号波形におけるすそ部の補正は、主信号成分と遅延信号成分の到来が時間的に接近している場合に、時間領域正規化信号が、周波数窓乗算部１６で用いている帯域幅Ｃを有するハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムで近似できることを利用したもので、雑音除去部１８で抽出した時間領域正規化信号成分における中心時間の左右両側の時間領域に対して、ハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムを当て嵌め、その近似曲線を形成する。次いで、近似したハニング窓（周波数窓）をフーリエ変換した窓スペクトラムのすそ部領域において、サンプル点毎に時間窓の値を計算し、図５の曲線（ａ）の領域に連なったすそ部領域を再生する。このような再生経緯を経ることにより、信号波形補正部１９から出力される時間領域正規化信号は、図５に白色菱形で図示の曲線（ｂ）に示されるように時間領域正規化信号のすそ部が補正されたものになる。このようにして得られた雑音成分を含まない時間領域正規化信号は、信号波形補正部１９から逆フーリエ変換部２０に供給される。
【００６８】
次いで、逆フーリエ変換部２０は、雑音成分を含まない時間領域正規化信号を逆フーリエ変換し、図６に示されるように帯域幅Ｃを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を形成し、第３フィルタ手段２１に供給する。
【００６９】
続いて、第３フィルタ手段２１は、ベースバンド拡散変調信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持ち、供給された雑音成分を含まない周波数領域正規化信号の帯域幅Ａ内の雑音成分を含まない周波数領域正規化信号、すなわち、−０．５／Ｔｃから０．５／Ｔｃまでの範囲内にある雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を抽出し、周波数窓除算部２２に供給する。
【００７０】
周波数窓除算部２１は、供給された雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を、図７に示されるように周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい有効帯域幅Ｂを有し、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａと帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４に選ばれているハニング窓（周波数窓）で割り、ハニング窓（周波数窓）の影響を補正し、図８に示されるように帯域幅Ａを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を形成する。この雑音成分を含まない周波数領域正規化信号は、周波数窓除算部２１から高分解能信号処理部９に供給される。
【００７１】
高分解能信号処理部９は、先行技術に係る拡散変調信号受信装置に用いられている高分解能信号処理部３９を同じもので、図８に示されるような帯域幅Ａを有する雑音成分を含まない周波数領域正規化信号を高分解能処理手段、例えば、ＭＵＳＩＣ法による高い時間分解能によって処理し、その周波数領域正規化信号に含まれている主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する。
【００７２】
このように、本実施例においては、第１フィルタ手段３及び第２フィルタ手段６にハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃに等しい帯域幅を有するもの、第３フィルタ手段２１に周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を有するものをそれぞれ用い、かつ、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２における窓関数となるハニング窓（周波数窓）に、ハニング窓（周波数窓）のすそ部を除いた有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きく、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａとハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる窓関数特性を有するハニング窓（周波数窓）を用いている。このため、高分解能信号処理部９に供給される周波数領域正規化信号の帯域幅を、先行技術に係る拡散変調信号受信装置における同周波数領域正規化信号の帯域幅よりも広い周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しくすることができるので、高分解能信号処理部９における分解能を高めることができ、しかも、周波数領域正規化信号への窓関数の乗算時及び除算時における周波数領域正規化信号の無効信号成分を完全になくすことができ、高分解能信号処理部９における主信号成分と遅延信号成分との分離を高精度で正確に行うことが可能になる。
【００７３】
そして、高分解能信号処理部９におけるこのような分離判別処理によって、高分解能信号処理部９から図９の曲線（ａ）に示されるような相関計量信号が出力される。この相関計量信号は、図９の曲線（ａ）に示されるように、一部に所定値以上の相関計量値を有する時間領域が１個所あり、その時間領域の近傍を拡大表示した場合、図９の曲線（ｂ）に示されるように、現実の相関計量値のピークが所期に設定した遅延時間、即ち、０．３０Ｔｃ（０．３０チップ）の遅延時間をもって生じていることが判り、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分をほぼ所期の時間遅延差をもって明瞭にかつ確実に分離判別することができる。
【００７４】
なお、本実施例においては、参照信号発生部４が発生する参照信号を、送信機側で拡散変調に用いたＰＮ符号の周波数帯域を制限した信号と同じものにし、さらにその周波数帯域制限の特性を送信機側で得られた拡散変調信号に周波数帯域制限を行ったものと同一の特性のものにしているが、本発明においては参照信号がこのような特性のものに限られず、例えば、送信機側でＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号が周波数帯域制限されていない場合、参照信号として送信機側で用いたＰＮ符号と同一の符号のものを選べばよいものであり、本発明による参照信号については、送信機側で得られた拡散変調信号と極めて相関が高い参照信号が選択されるものである。
【００７５】
また、本実施例においては、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２に用いられる、窓関数となるハニング窓（周波数窓）として、ハニング窓（周波数窓）のすそ部を除いた有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きく、かつ、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａとハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃとの比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる例を挙げて説明したが、本発明においては前記比（Ａ／Ｃ）が０．６４になるものに限られず、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７乃至０．６の範囲内にあれば、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６４になる場合とほぼ同様の作用効果を達成させることが可能である。
【００７６】
すなわち、図１０の曲線（ａ）、（ｂ）は、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７であるときの特性であり、また、図１１の曲線（ａ）、（ｂ）は、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６であるときの特性であって、いずれの特性においても、曲線（ｂ）に示されるように、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分を所期の遅延時間差をもって明瞭にかつ確実に分離判別することができる。そして、前記比（Ａ／Ｃ）が０．７より大きくなった場合、または、前記比（Ａ／Ｃ）が０．６より小さくなった場合には、主信号成分と遅延信号成分との２つの信号成分を示すピーク値の存在が不明確になることがあるので、前記比（Ａ／Ｃ）は、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選ぶことが好ましい。
【００７７】
さらに、本実施例においては、周波数窓乗算部１６及び周波数窓除算部２２に用いられる、窓関数となるハニング窓（周波数窓）として、その有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより若干大きい場合を例に挙げて説明したが、本発明においてはハニング窓（周波数窓）の有効帯域幅Ｂが周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａより大きくなるものに限られず、ハニング窓（周波数窓）の有効帯域幅Ｂは、ハニング窓（周波数窓）の帯域幅Ｃよりも小さく、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに一致するものであってもよい。すなわち、Ｃ＞Ｂ≧Ａを満たすように選べばよい。
【００７８】
なお、本実施例の拡散変調信号受信装置における送信機を携帯する移動体の現在位置を求める動作過程は、既に説明した先行技術に係る拡散変調信号受信装置等におけるこの種の動作過程と同じであるので、その動作過程についての説明は省略する。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、第１及び第２フィルタ手段の通過帯域幅Ｃを周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａよりも広くなるように選ぶことにより、除算部から出力される周波数領域正規化信号が若干の無効帯域の信号を含む帯域幅Ｃに等しくなるようにし、フィルタ部において、供給された帯域幅Ｃの周波数領域正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、周波数領域正規化信号の有効帯域幅Ａに等しい帯域幅を持つ第３フィルタ手段による周波数帯域幅の制限、窓関数の除算を行って、雑音成分や不要な成分を含まない周波数領域正規化信号を形成し、このとき得られた周波数領域正規化信号の帯域幅をその有効帯域幅Ａに等しいものにしたので、高分解能信号処理部における分解能を向上させることができるだけでなく、雑音成分や不要な成分の影響を受けずに、しかも、窓関数の乗除算時における正規化信号の無効分をなくした状態で、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能によって極めて正確に分離判別できるいう効果がある。
【００８０】
また、本発明によれば、正規化信号の有効帯域幅をＡ、窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択することによって、主信号成分と遅延信号成分とを高い時間分解能により極めて正確に分離判別することができるいう効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる拡散変調信号受信装置の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に図示の拡散変調信号受信装置において除算部から出力される周波数領域正規化信号の一例を示す特性図である。
【図３】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部で乗算される周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図４】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図５】図１に図示の拡散変調信号受信装置において雑音除去部及び信号波形補正部により雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。
【図６】図１に図示の拡散変調信号受信装置において逆フーリエ変換部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図７】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部で用いられる周波数窓（ハニング窓）関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図８】図１に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図９】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．６４である場合を示すものである。
【図１０】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．７である場合を示すものである。
【図１１】図１に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の周波数領域正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図で、比（Ａ／Ｃ）が０．６である場合を示すものである。
【図１２】ＰＮ符号を用いた拡散変調方式を移動体追尾方式に適用した先行技術に係る拡散変調信号受信装置の一例の要部構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において除算部から出力される周波数領域の正規化信号の一例を示す特性図である。
【図１４】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部で乗算される周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１５】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓乗算部から出力される周波数窓乗算正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１６】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において雑音除去部及び信号波形補正部で雑音除去と信号波形補正が行われる前後の時間領域正規化信号の各一例を示す信号波形図である。
【図１７】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において逆フーリエ変換部から出力された雑音除去後の周波数領域正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１８】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部で用いられる周波数窓関数の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図１９】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において周波数窓除算部から出力された雑音除去後の正規化信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図２０】図１２に図示の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部が雑音成分除去後の正規化信号を入力した場合に出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【図２１】既知の拡散変調信号受信装置において送信側で用いられるＰＮ符号の一例を示す信号波形図である。
【図２２】既知の拡散変調信号受信装置において受信部から出力されるベースバンド拡散変調信号の一例を示す信号波形図である。
【図２３】既知の拡散変調信号受信装置において参照信号発生部が出力する参照信号の一例を示す信号波形図である。
【図２４】既知の拡散変調信号受信装置において参照信号を第２フーリエ変換部でフーリエ変換した周波数領域参照信号の周波数特性の一例を示す特性図である。
【図２５】既知の拡散変調信号受信装置において高分解能信号処理部から出力される相関計量信号の一例を示す特性図である。
【図２６】既知の拡散変調信号受信装置においてＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号波形の一例を示す信号波形図である。
【図２７】既知の拡散変調信号受信装置においてＰＮ符号を用いた拡散変調方式に用いられる拡散変調信号の周波数スペクトラムを示す特性図である。
【符号の説明】
１ 受信部
２ 第１フーリエ変換部
３ 第１フィルタ手段
４ 参照信号発生部
５ 第２フーリエ変換部
６ 第２フィルタ手段
７ 除算部
８ フィルタ部
９ 高分解能信号処理部
１０ 制御部
１１ アンテナ
１２ 信号出力端子
１３ ベースバンド信号発生部
１４ アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換部
１５ メモリ
１６ 周波数窓乗算部
１７ フーリエ変換部
１８ 雑音除去部
１９ 信号波形補正部
２０ 逆フーリエ変換部
２１ 第３フィルタ手段
２２ 周波数窓除算部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a spread modulation signal receiving apparatus, and in particular, removes a noise component contained in a normalized signal obtained by dividing a baseband spread modulation signal by a reference signal by using a window function in the frequency domain, The present invention relates to a spread modulation signal receiving apparatus capable of separating and determining a main signal component and a delayed signal component in a normalized signal with high time resolution.
[0002]
[Prior art]
In general, the moving body tracking method uses a radio wave to track the current position of a moving body that appropriately moves within a predetermined area, and the mobile body carries a transmitter that transmits the radio wave, and radiates from the transmitter. A base station provided with a plurality of antennas for receiving received radio waves is arranged in the vicinity of a required area. The base station can extract the main signal component that arrives earliest from the plurality of signal components included in the received radio wave, and can determine the current position of the mobile body by analyzing the arrival direction of the main signal component. Is.
[0003]
In this mobile tracking system, various signal modulation schemes are adopted as signal modulation schemes transmitted and received between a transmitter carried by the mobile and a base station. One of the signal modulation schemes is as follows. There is a spread modulation method using a PN code.
[0004]
By the way, in the spread modulation system using the PN code, a primary modulation signal such as PSK (phase shift keying) is usually formed by transmission data on the transmission side, and then a PN (pseudo random noise) code is added to the primary modulation signal. Is multiplied to form a baseband spread modulation signal (secondary modulation signal), and the baseband spread modulation signal is frequency-converted to a transmission signal by frequency conversion means and transmitted as a signal radio wave. Further, on the receiving side, the signal radio wave received by the antenna is supplied to the frequency converting means to extract the baseband spread modulation signal, and the obtained baseband spread modulation signal is multiplied by the same code as the PN code multiplied on the transmission side. After obtaining the correlation signal obtained by multiplying the products, the PSK demodulation in which the correlation signal is referred to and the data is discriminated at the time when the correlation value is maximum can be used to reproduce the reception data corresponding to the transmission data. it can.
[0005]
FIGS. 26A to 26D are signal waveform diagrams showing an example of a spread modulation signal waveform used in the spread modulation system using the known PN code, and FIG. 26A is a primary modulation (PSK). (B) is the PN code, (c) is the spread modulation signal obtained by multiplying the primary modulation (PSK) signal and the PN code, and (d) is the waveform of the spread modulation signal with a limited frequency band. It is shown.
[0006]
As shown in FIGS. 26 (a) and 26 (b), the relationship between the primary modulation (PSK) signal and the PN code is that a plurality of PN code chips are provided at each bit interval T of the primary modulation (PSK) signal. The interval Tc is assigned and is usually selected so that T >> Tc.
[0007]
Next, FIG. 27 is a characteristic diagram showing a frequency spectrum of a spread modulation signal used in a spread modulation system using a PN code.
[0008]
In FIG. 27, curve (a) shows the frequency spectrum of the primary modulation (PSK) signal, curve (b) shows the frequency spectrum of the spread modulation signal, and (c) shows the frequency spectrum of the spread modulation signal with a limited frequency band. Show.
[0009]
As shown in curves (a) and (b) of FIG. 27, when looking at the frequency spectrum distribution relationship between the primary modulation (PSK) signal and the spread modulation signal, the frequency spectrum of the primary modulation (PSK) signal is In contrast to the concentrated distribution in a relatively narrow frequency range, the frequency spectrum of the spread modulation signal is distributed over a wide frequency range.
[0010]
When the frequency spectrum of the spread modulation signal interferes with other signals adjacent to the frequency, the frequency spectrum shown in the curve (b) is limited to the frequency spectrum shown in the curve (c). . Then, the spread modulation signal whose frequency band is limited has a signal waveform with a smooth change in signal amplitude, as shown in FIG.
[0011]
Next, FIG. 12 is a block diagram showing a main configuration of an example of a spread modulation signal receiving apparatus that has been developed in which the spread modulation method using the PN code is applied to the mobile tracking method. Applicable to technology.
[0012]
The spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 12 shows a component that processes a signal received by one antenna and separates it into a main signal component and a delayed signal component. Since the base station usually employs a configuration in which a plurality of systems of antennas are arranged, a spread modulation signal receiving apparatus having the same configuration is used for each of the plurality of systems of antennas.
[0013]
As shown in FIG. 12, the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art includes a receiving unit 31, a first Fourier transform unit 32, a first filter means 33, a reference signal generating unit 34, and a second Fourier transform. The unit 35, the second filter means 36, the division unit 37, the filter unit 38, the high resolution signal processing unit 39, the control unit 40, the antenna 41, and the signal output terminal 42 are included. The reception unit 31 includes a baseband signal generation unit 43, an analog-digital (A / D) conversion unit 44, and a memory 45. The filter unit 38 includes a frequency window multiplication unit 46, a Fourier transform unit 47, a noise removal unit 48, a signal waveform correction unit 49, an inverse Fourier transform unit 50, and a frequency window division unit 51. .
[0014]
In this case, the high-resolution signal processing unit 39 is a signal processing unit that separates multiple delay signals with high time resolution. For example, “Multiple emitter location and signal parameter estimation” (IEEE, vol. 1) by R, O, and Schmidt. AP-34, no. 3, pp 276-280, March 1986), high-resolution signal processing by the “multiple signal classification (MUSIC)” method is used. The baseband signal generation unit 43 of the reception unit 31 converts the signal radio wave received by the antenna 41 into a baseband spread modulation signal using a frequency conversion unit and a signal filter unit.
[0015]
The receiving unit 31 has an input end connected to the antenna 41 and an output end connected to the input end of the first Fourier transform unit 32. The first filter means 33 has an input end connected to the output end of the first Fourier transform unit 32 and an output end connected to the first input end of the division unit 37. The output end of the reference signal generator 34 is connected to the input end of the second Fourier transform unit 35. The second filter means 36 has an input end connected to the output end of the second Fourier transform unit 35 and an output end connected to the second input end of the division unit 37. The filter unit 38 has an input end connected to the output end of the division unit 37 and an output end connected to the input end of the high resolution signal processing unit 39. The output terminal of the high resolution signal processing unit 39 is connected to the signal output terminal 42. The control unit 40 is connected to the reception unit 31, the first Fourier transform unit 32, the reference signal generation unit 34, the second Fourier transform unit 35, the division unit 37, the filter unit 38, and the high resolution signal processing unit 39.
[0016]
In the receiving unit 31, the baseband signal generating unit 43 has an input end connected to the input end of the receiving unit 31 and an output end connected to the input end of the A / D conversion unit 44. The memory 45 has an input terminal connected to the output terminal of the A / D converter 44 and an output terminal connected to the output terminal of the receiver 31. In the filter unit 38, the frequency window multiplication unit 46 has an input terminal connected to the input terminal of the filter unit 38 and an output terminal connected to the input terminal of the Fourier transform unit 47. The noise removal unit 48 has an input end connected to the output end of the Fourier transform unit 47 and an output end connected to the input end of the signal waveform correction unit 49. The inverse Fourier transform unit 50 has an input terminal connected to the output terminal of the signal waveform correction unit 49 and an output terminal connected to the frequency window division unit 51. The output terminal of the frequency window division unit 51 is connected to the output terminal of the filter unit 38.
[0017]
Here, FIG. 21 is a signal waveform diagram showing an example of a PN code used on the transmission side in this type of spread modulation signal receiving apparatus. FIG. 22 is a signal waveform diagram illustrating an example of a baseband spread modulation signal output from the reception unit 31 in the spread modulation signal reception apparatus. In this example, the baseband spread modulation signal output from the receiving unit 1 is a main signal component and two delayed signal components that are delayed by 0.31 chip (0.31 Tc) with respect to the main signal component. It is assumed that it includes two signal waves and also noise. FIG. 23 is a characteristic diagram showing an example of a frequency characteristic of a converted signal (frequency domain received signal) obtained after Fourier transform of the baseband spread modulation signal shown in FIG. 22 by the first Fourier transform unit 32. FIG. 24 is a signal waveform diagram showing an example of a reference signal output from the reference signal generator 34. FIG. 25 is a graph obtained by performing a Fourier transform on the reference signal shown in FIG. It is a characteristic view which shows an example of the frequency characteristic of the conversion signal (frequency domain reference signal) obtained.
[0018]
FIG. 13 is a characteristic diagram illustrating an example of a frequency domain normalized signal output from the division unit 37, and FIG. 14 is an example of a frequency characteristic of a frequency window function multiplied by the frequency window multiplication unit 46. FIG. FIG. 15 is a characteristic diagram showing an example of the frequency characteristic of the frequency window multiplication normalized signal output from the frequency window multiplication unit 46. FIG. 16 shows noise removal by the noise removal unit 48 and the signal waveform correction unit 48. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating an example of time domain normalized signals before and after signal waveform correction is performed. Further, FIG. 17 is a characteristic diagram showing an example of the frequency characteristic of the normalized signal in the frequency domain after noise removal output from the inverse Fourier transform unit 50, and FIG. 18 shows the frequency used in the frequency window division unit 51. It is a characteristic view which shows an example of the frequency characteristic of a window function. FIG. 19 is a characteristic diagram illustrating an example of the frequency characteristic of the normalized signal output from the frequency window division unit 51 after noise removal. FIG. 20 illustrates the frequency characteristic after the noise component is removed by the high resolution signal processing unit 39. It is a characteristic view which shows an example of the correlation metric signal output when a normalization signal is input.
[0019]
The schematic operation of the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art will be described as follows with reference to FIGS. 13 to 25 and FIG.
[0020]
On the transmitter side, transmission data is spread-modulated with a PN code as shown in FIG. 21 to form a spread modulation signal having a frequency band as shown in FIG. After the band is limited and a spread modulation signal having a narrow frequency band as shown in FIG. 27C is formed, frequency conversion is performed to convert the signal into a transmission signal. This transmission signal is transmitted as a signal radio wave from the transmitter. Sent.
[0021]
On the side of the spread modulation signal receiver, the signal radio wave transmitted from the transmitter is captured by the antenna 41 and supplied to the receiver 31 as a received signal. In the reception unit 31, the baseband signal generation unit 43 performs processing such as amplification and frequency conversion of the reception signal to form a baseband spread modulation signal in an analog signal format, and supplies it to the A / D conversion unit 44. The A / D conversion unit 44 performs analog-to-digital conversion (A / D conversion) on the baseband spread modulation signal in the analog signal format, and converts it into a baseband spread modulation signal in the digital signal format as shown in FIG. The obtained baseband spread modulation signal in the digital signal format is temporarily stored in the memory 45.
[0022]
Next, the baseband spread modulation signal read from the memory 45 is Fourier transformed by the first Fourier transform unit 32 to form a frequency domain received signal as shown in FIG. 23 and supplied to the first filter means 33. Is done. The first filter means 33 is arranged so that the frequency pass band width is equal to the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal, that is, the frequency pass band is within the range of −0.5 / Tc to 0.5 / Tc. In the frequency domain received signal, the frequency domain received signal in the frequency band D is extracted by the first filter means 33 and supplied to the first input terminal of the division unit 37.
[0023]
On the other hand, the reference signal as shown in FIG. 24 output from the reference signal generator 34 is Fourier transformed by the second Fourier transformer 35 to form a frequency domain reference signal as shown in FIG. The filter means 36 is supplied. The second filter means 36 is arranged so that the frequency passband is equal to the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal, that is, the frequency passband is within the range of -0.5 / Tc to 0.5 / Tc. The frequency domain reference signal is extracted from the frequency domain reference signal in the frequency band D by the second filter means 36 and supplied to the second input terminal of the division unit 37. In this case, the reference signal generated by the reference signal generator 34 has the same signal waveform as shown in FIG. 21 in which the frequency band of the PN code is limited.
[0024]
The division unit 37 calculates the ratio of each frequency component by dividing the frequency domain received signal supplied from the first filter unit 33 by the frequency domain reference signal supplied from the second filter unit 36, as shown in FIG. Frequency-domain normalized signal having an effective bandwidth A, that is, a frequency band within the range of −0.5 / Tc to 0.5 / Tc, which is the same as the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal ( A normalization signal at A = D) is generated and supplied to the filter unit 38.
[0025]
The filter unit 38 multiplies the supplied normalized signal by the Hanning window as a frequency window function in the frequency window multiplying unit 46 to form a frequency window multiplied normalized signal, and supplies it to the Fourier transform unit 47. In this case, the frequency characteristic of the Hanning window is that the bandwidth is C and the effective bandwidth is B as shown in FIG. 14, that is, the bandwidth C is -0.5 / Tc to 0.5 / Tc. And the effective bandwidth B is in the range of approximately −0.3 / Tc to 0.3 / Tc. Further, as shown in FIG. 15, the frequency window multiplication normalized signal has the same bandwidth as the bandwidth (effective bandwidth) A of the normalized signal before multiplication of the frequency window, that is, the bandwidth is −0.5 / It is in the range from Tc to 0.5 / Tc.
[0026]
Next, the Fourier transform unit 47 performs Fourier transform on the supplied frequency window multiplication normalized signal, and converts it into a time domain normalized signal as shown by the curve (a) shown in FIG. It supplies to the removal part 48. In this case, the time domain normalized signal includes a main signal component and a delayed signal component in a region where the amplitude protrudes, and includes only a noise component in a region where the amplitude is substantially flat.
[0027]
Next, the noise removing unit 48 applies the average noise component level L to the time domain normalized signal as shown in the curve (a) of FIG. M Threshold level L greater than margin M T Is set, and this threshold level L T , Threshold level L T A time domain normalized signal that is larger than the threshold level L T The following noise components are removed, and the extracted time domain normalized signal is supplied to the signal waveform correction unit 49.
[0028]
Subsequently, the signal waveform correction unit 49 corrects the bottom part of the time domain normalized signal from which the noise component has been removed, and generates a time domain normalized signal as shown by the curve (b) illustrated in FIG. It is reproduced and supplied to the inverse Fourier transform unit 50. When the main signal component and the delayed signal component are close to each other in time, the correction of the bottom part of the time domain normalized signal is performed by using the time window of the time domain normalized signal and the frequency window used in the frequency window multiplier 46 as a Fourier transform. It uses what can be approximated by the converted window spectrum. In this case, an approximated curve is formed by fitting the spectrum of the Hanning window to the time domains on the left and right sides of the center time in the extracted time domain normalized signal. Next, in the area of the approximate hanning window spectrum, the time window value is calculated for each sample point to correct the skirt area.
[0029]
Subsequently, the inverse Fourier transform unit 50 performs inverse Fourier transform on the supplied time domain normalized signal to form a frequency domain normalized signal from which noise components are removed as shown in FIG. Supply. In this case, the obtained frequency domain normalized signal has the same bandwidth as the bandwidth (effective bandwidth) A of the normalized signal before multiplication of the frequency window, that is, the bandwidth is from −0.5 / Tc. It is in the range up to 0.5 / Tc.
[0030]
Next, in the frequency window division unit 51, the supplied frequency domain normalization signal is divided by the frequency window of the Hanning window as shown in FIG. 14, and the frequency domain normalization in which the influence of the ning window is corrected as shown in FIG. Forming a signal. In other words, this is the same as multiplying a frequency window having a characteristic opposite to the frequency characteristic of the Hanning window as shown in FIG. The frequency domain normalized signal thus obtained is supplied from the filter unit 38 to the high resolution signal processing unit 39. In this case, the inverse characteristic of the frequency characteristic of the Hanning window shown in FIG. 18 is that the bandwidth is C and the effective bandwidth is B, that is, the bandwidth C is −0.5 / Tc to 0.5 / Tc. And the effective bandwidth B is in the range of approximately −0.3 / Tc to 0.3 / Tc. Here, when the frequency window division unit 51 multiplies window function values other than the effective bandwidth B shown in FIG. 18, the frequency domain normalized signal includes many calculation errors, and overflow occurs due to the multiplication. There is. Therefore, when calculating the frequency domain normalized signal, as an exception process, window function values other than the effective bandwidth B illustrated in FIG. 18 are invalidated so that the frequency domain normalized signal corresponding to the invalid domain is not output. To do. As a result, the frequency domain normalized signal output from the frequency window divider 51 has an effective bandwidth B.
[0031]
Further, the high resolution signal processing unit 39 processes the supplied frequency domain normalized signal with a high resolution using high resolution processing means, for example, the MUSIC method, and the main signal included in the frequency domain normalized signal. A component and a delayed signal component are separated and discriminated. By this separation determination processing, the high resolution signal processing unit 39 generates a correlation metric signal as shown by the curve (a) in FIG. At this time, from the correlation metric signal, as shown in the curve (a) of FIG. 20, it is observed that there is one time region having a correlation metric value greater than or equal to a predetermined value. Even if the vicinity of the time domain is enlarged and displayed, as shown in the curve (b) of FIG. 20, since the correlation metric value has one peak, it is determined that the number of incoming wave signals is one. .
[0032]
Although not shown, in order to obtain the current position of the moving object carrying the transmitter, it can be obtained through the following operation process.
[0033]
A plurality of spread modulation signal receivers individually coupled to each of a plurality of antennas provided in the base station receive the signal radio wave transmitted from the mobile body, and obtain the correlation described above by receiving the signal radio wave When the metric signal is output from the signal output terminal 42, the correlation metric signal is referred to search for a time when the correlation metric value is greater than or equal to a certain value and a peak value in the correlation metric value greater than or equal to a certain value is obtained. Thus, the arrival delay times of the main signal component and the delayed signal component are calculated. Subsequently, the change in the signal phase caused by the arrival delay time is corrected with respect to the baseband spread modulation signal stored in the memory 45, and the main signal component is extracted. The main signal component obtained by each spread modulation signal receiver for each of the multiple antennas depends on the antenna arrangement of the base station and the arrival direction of the signal radio wave, so the main signal component obtained by each spread modulation signal receiver is The amplitude and phase are compared, and the arrival direction of the signal radio wave including only the main signal component is calculated. By performing such calculation processing, the current position of the moving body that transmits the signal radio wave including only the main signal component is obtained.
[0034]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art, the frequency window multiplication unit 46 of the filter unit 38 multiplies the normalized signal output from the division unit 37 by a frequency window (Hanning window), In the window division unit 51, the frequency domain normalized signal output from the inverse Fourier transform unit 50 is divided by the frequency window (Hanning window) in order to correct the influence of the previously multiplied frequency window (Hanning window). . When dividing by the frequency window (Hanning window), the frequency domain normalized signal is divided by the smaller frequency window value in the bottom area of the frequency window (Hanning window), and an error occurs when computing with a finite word length. Therefore, the frequency domain normalized signal output from the frequency window division unit 51 is in the frequency domain excluding the bottom of the frequency window (Hanning window), that is, in the effective bandwidth B of the frequency window (Hanning window). Only becomes a valid signal. In this case, the effective bandwidth B has a relationship of C> B with respect to the bandwidth C of the frequency window (hanning window), and depends on the finite word length at the time of calculation.
[0035]
In the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art, the frequency bandwidth A of the normalized signal output from the division unit 37 is passed through the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal or the first filter means 33. The bandwidth or the bandwidth that is the same as the pass bandwidth of the second filter means 36 is selected, and the bandwidth A is selected to be equal to the bandwidth C of the frequency window (Hanning window) (A = C). Therefore, when noise is removed from the normalized signal output from the division unit 37 in the filter unit 38, the bandwidth of the frequency domain normalized signal after noise removal is the frequency window (Hanning window) as described above. The effective bandwidth B (B <A = C) is obtained, and the bandwidth of the frequency domain normalized signal input to the high resolution signal processing unit 39 is considerably larger than the bandwidth of the normalized signal output from the division unit 37. Diminished Made to.
[0036]
As described above, in the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art, since the bandwidth of the frequency domain normalized signal input to the high resolution signal processing unit 39 is reduced, the high resolution signal processing unit 39 It becomes difficult to separate a plurality of signals that are close in time, and as shown in FIG. 20, accurate separation of the main signal component and the delayed signal component may not be performed.
[0037]
The present invention has been made in view of such a technical background, and an object of the present invention is to perform multiplication / division of a window function on a normalized signal and remove a noise component in the normalized signal in the time domain. In addition, by eliminating the ineffective portion of the normalized signal due to the multiplication and division of the window function, the high-resolution signal processing unit can accurately separate and determine the main signal component and the delayed signal component with high time resolution. To provide an apparatus.
[0038]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, a spread modulation signal receiving apparatus according to the present invention supplies a baseband spread modulation signal and a reference signal whose bandwidth is limited by first and second filter means to a frequency division unit, and a frequency division unit. For the frequency domain normalized signal obtained by dividing the baseband spread modulation signal output from the reference signal, the multiplication of the window function, the Fourier transform, the removal of noise components, and the correction of the signal waveform using the spectrum of the window function , Inverse Fourier transform, frequency bandwidth restriction using third filter means, and division of window function, wherein the first and second filter means are based on the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal. The third filter means comprises means having a wide bandwidth C and a bandwidth equal to the effective bandwidth A of the normalized signal.
[0039]
According to the means, in the first and second filter means, by selecting the bandwidth C so as to be wider than the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal, the frequency domain normal output from the division unit is obtained. In the filter unit, the frequency domain normalized signal of the supplied bandwidth C is sequentially multiplied by a window function, Fourier transform, and noise component. , Correction of signal waveform using spectrum of window function, inverse Fourier transform, restriction of frequency bandwidth by third filter means having bandwidth equal to effective bandwidth A of frequency domain normalized signal, division of window function Is performed to form a frequency domain normalized signal that does not include noise components and unnecessary components. Here, the bandwidth of the window function is the same as the bandwidth C described above. Since the bandwidth of the frequency domain normalized signal thus obtained is equal to the effective bandwidth A, not only can the resolution in the high resolution signal processing unit be improved, but also noise components and unnecessary components. The main signal component and the delayed signal component are separated and discriminated very accurately with high time resolution without being affected by the frequency domain normalization signal and without including the ineffective portion of the frequency domain normalized signal when the window function is multiplied or divided. Can do.
[0040]
Here, looking at the relationship between the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal and the bandwidth C of the first and second filter means, when the bandwidth C is expanded sequentially, the frequency domain normalization is applied to the filter unit. Since the signal component in the invalid band of the signal is taken more than necessary, as a result, the separation detection accuracy of the incoming signal in the high resolution signal processing unit is lowered. On the other hand, when the bandwidth C is sequentially narrowed, the effective frequency band of the frequency domain normalized signal output from the filter unit is narrowed. In this case as well, the detection of the incoming signal is separated by the high resolution signal processing unit. Accuracy is reduced.
[0041]
Thus, the bandwidth C is within an appropriate range with respect to the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal, that is, 0.7 ≧ (A / C) ≧ 0.6. I have chosen.
[0042]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In an embodiment of the present invention, a spread modulation signal receiving apparatus receives a radio wave including a spread modulation signal spread modulated by a PN code and generates a baseband spread modulation signal, and a reference correlated with the PN code A reference signal generating unit for generating a signal, first and second Fourier transform units for Fourier transforming the baseband spread modulation signal and the reference signal, and a first limiter for limiting the bandwidth of the Fourier transformed baseband spread modulation signal and the reference signal. A first and second filter means; a divider for dividing the baseband spread modulation signal output from the first filter means by the reference signal output from the second filter means to generate a normalized signal; and third filter means And a high-resolution signal processing that separates and discriminates the main signal component and the delayed signal component from the normalized signal. The filter unit sequentially performs multiplication of the window function, Fourier transform, noise component removal, signal waveform correction using the spectrum of the window function, inverse Fourier transform, and third filter for the normalized signal. The frequency bandwidth is limited using the means and the division of the window function is performed. The first and second filter means have a wider bandwidth than the effective bandwidth of the normalized signal, and the third filter means , Having a bandwidth equal to the effective bandwidth of the normalized signal.
[0043]
In a preferred example of the embodiment of the present invention, the spread modulation signal receiving apparatus is configured such that the effective bandwidth of the normalized signal is A, the effective bandwidth of the frequency window in the window function is B, and the bandwidth of the frequency window in the window function is C. In this case, there is a relationship of C> B ≧ A between the bandwidths A, B, and C, and the ratio (A / C) of both bandwidths A and C is 0.7 ≧ (A / C) is selected to satisfy ≧ 0.6.
[0044]
In one specific example of the embodiment of the present invention, in the spread modulation signal receiving apparatus, the first and second filter means have a pass bandwidth equal to the bandwidth C of the frequency window.
[0045]
According to these embodiments of the present invention, the passband width C in the first and second filter means is selected to be slightly wider than the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal, and the baseband of the bandwidth C is selected. The spread modulation signal and the reference signal of the bandwidth C are supplied to the division unit, and the frequency domain normalized signal output from the division unit has a bandwidth C including a signal of a slight invalid band. Are sequentially applied to the frequency domain normalized signal of the bandwidth C, window function multiplication, Fourier transform, noise component removal, signal waveform correction using window function spectrum, inverse Fourier transform, frequency The frequency band is limited by the third filter means having a bandwidth equal to the effective bandwidth A of the region normalized signal and the window function is divided to obtain a frequency region normalized signal that does not include noise components and unnecessary components. There. The bandwidth of the obtained frequency domain normalized signal is equal to the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal regulated by the pass bandwidth of the third filter means, and the frequency domain normalized of the effective bandwidth A The signal is supplied to the high resolution signal processing unit. As described above, in the high resolution signal processing unit, the bandwidth of the frequency domain normalized signal to be supplied is widened, so that not only the resolution can be improved but also the influence of noise components and unnecessary components is not affected. In addition, since the frequency domain normalized signal having an effective bandwidth A that does not include the invalid band signal component of the normalized signal generated at the time of multiplication / division of the window function is supplied, the main signal component and the delayed signal component are It is possible to accurately determine the separation according to the resolution.
[0046]
In this case, in the embodiment of the present invention, C> B ≧ A between the effective bandwidth A of the normalized signal, the effective bandwidth B of the frequency window in the window function, and the frequency window bandwidth in the window function, In addition, when selected so as to satisfy 0.7 ≧ (A / C) ≧ 0.6, the main signal component and the delayed signal component in the high resolution signal processing unit are separated and discriminated with high accuracy by high separation detection accuracy. Is possible.
[0047]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0048]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a spread modulation signal receiving apparatus according to the present invention, in which a received signal in a spread modulation signal receiving apparatus in which a spread modulation method using a PN code is applied to a mobile tracking method. 2 shows an example of a configuration of a main part necessary for separating the main signal component and the delayed signal component.
[0049]
In this case, the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 1 shows a component corresponding to one system antenna in the base station. In practice, a plurality of system antennas are erected in the base station, A spread modulation signal receiving apparatus is used individually for each antenna system.
[0050]
As shown in FIG. 1, the spread modulation signal receiving apparatus of the present embodiment includes a receiving unit 1, a first Fourier transform unit 2, a first filter means 3, a reference signal generating unit 4, and a second Fourier transform. The unit 5, the second filter unit 6, the division unit 7, the filter unit 8, the high resolution signal processing unit 9, the control unit 10, the antenna 11, and the signal output terminal 12 are included. The reception unit 1 includes a baseband signal generation unit 13, an analog-digital (A / D) conversion unit 14, and a memory 15. The filter unit 8 includes a frequency window multiplication unit 16, a Fourier transform, and the like. Unit 17, noise removal unit 18, signal waveform correction unit 19, inverse Fourier transform unit 20, third filter means 21, and frequency window division unit 22.
[0051]
The receiving unit 1 has an input end connected to the antenna 11 and an output end connected to the input end of the first Fourier transform unit 2. The first filter means 3 has an input end connected to the output end of the first Fourier transform unit 2 and an output end connected to the first input end of the division unit 7. The output end of the reference signal generating unit 4 is connected to the input end of the second Fourier transform unit 5. The second filter means 6 has an input end connected to the output end of the second Fourier transform unit 5 and an output end connected to the second input end of the division unit 7.
[0052]
The filter unit 8 has an input end connected to the output end of the division unit 7 and an output end connected to the input end of the high resolution signal processing unit 9. The output terminal of the high resolution signal processing unit 9 is connected to the signal output terminal 12. The control unit 10 is connected to the receiving unit 1, the first Fourier transform unit 2, the reference signal generation unit 4, the second Fourier transform unit 5, the division unit 7, the filter unit 8, and the high resolution signal processing unit 9.
[0053]
In the reception unit 1, the baseband signal generation unit 13 has an input end connected to the input end of the reception unit 1 and an output end connected to the input end of the A / D conversion unit 14. The memory 15 has an input end connected to the output end of the A / D converter 14 and an output end connected to the output end of the receiver 1. In the filter unit 8, the frequency window multiplying unit 16 has an input end connected to the input end of the filter unit 8 and an output end connected to the input end of the Fourier transform unit 17. The noise removing unit 18 has an input end connected to the output end of the Fourier transform unit 17 and an output end connected to the input end of the signal waveform correction unit 19. The inverse Fourier transform unit 20 has an input end connected to the output end of the signal waveform correction unit 19 and an output end connected to the input end of the third filter means 21. The frequency window division unit 22 has an input terminal connected to the output terminal of the filter unit 21 and an output terminal connected to the output terminal of the filter unit 8.
[0054]
In this case, the first filter means 3 and the second filter means 6 have a passband slightly wider than the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal and the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal output from the divider 7. The third filter means 21 has a pass bandwidth A that is equal to the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal.
[0055]
Here, FIG. 2 is a characteristic diagram showing an example of the frequency domain normalized signal output from the division unit 7, and FIG. 3 shows the frequency of the frequency window (Hanning window) function multiplied by the frequency window multiplication unit 16. It is a characteristic view which shows an example of a characteristic. FIG. 4 is a characteristic diagram showing an example of frequency characteristics of the frequency window multiplication normalized signal output from the frequency window multiplication unit 16. FIG. 5 shows noise removal by the noise removal unit 18 and the signal waveform correction unit 19. FIG. 6 is a signal waveform diagram showing an example of time domain normalized signals before and after signal waveform correction is performed. Further, FIG. 6 is a characteristic diagram showing an example of the frequency characteristic of the frequency domain normalized signal after noise removal output from the inverse Fourier transform unit 20, and FIG. 7 is a frequency window used in the frequency window division unit 22. FIG. 8 is a characteristic diagram showing an example of the frequency characteristic of the (Hanning window) function, and FIG. 8 is a characteristic chart showing an example of the frequency characteristic of the frequency domain normalized signal output from the frequency window division unit 22 after noise removal. . 9, 10, and 11 are characteristic diagrams illustrating examples of correlation metric signals that are output when the high-resolution signal processing unit 9 inputs the frequency domain normalized signal after noise component removal. 9 shows that when the ratio (A / C) of the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal and the bandwidth C of the frequency window (Hanning window) in the window function is 0.64, FIG. When the ratio (A / C) of the effective bandwidth A to the bandwidth C of the same frequency window (Hanning window) is 0.7, FIG. 11 shows the bandwidth of the effective bandwidth A and the same frequency window (Hanning window). The case where the ratio (A / C) to the width C is 0.6 is shown.
[0056]
Further, in the spread modulation signal receiving apparatus of the present embodiment, a PN code having a signal waveform as shown in FIG. 21 is used on the transmission side, similarly to the spread modulation signal reception apparatus according to the prior art. The baseband signal generation unit 13 outputs a baseband spread modulation signal having a signal waveform as shown in FIG. 22, and the first Fourier transform unit 2 has a frequency having a signal waveform as shown in FIG. An area reception signal is output. Further, the reference signal generator 4 outputs a reference signal having a signal waveform as shown in FIG. 24, and the second Fourier transform unit 5 generates a frequency domain reference signal having a signal waveform as shown in FIG. Is output.
[0057]
Also in this embodiment, the baseband spread modulation signal output from the receiver 1 is a main signal component and a delayed signal component obtained by delaying the main signal component by 0.31 chip (0.31 Tc) in time. These two signal waves are included, and noise is also included.
[0058]
The operation of the spread modulation signal receiving apparatus of this embodiment having the above-described configuration will be described with reference to FIGS. 2 to 11 and FIGS. 21 to 25.
[0059]
First, the operation on the transmitter side is the same as the operation on the transmitter side of the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art, and the transmission data is spread modulated with a PN code as shown in FIG. After the frequency band is limited for the signal, the frequency is converted to form a transmission signal, and this transmission signal is transmitted as a signal radio wave.
[0060]
Next, as for the operation on the side of the spread modulation signal receiving apparatus, when the signal radio wave transmitted from the transmitter is captured by the antenna 11, it is supplied to the receiving unit 1 as a received signal. At this time, the baseband signal generation unit 13 performs processing such as amplification and frequency conversion of the received signal, generates a baseband spread modulation signal in an analog signal format, and supplies it to the A / D conversion unit 14. The A / D conversion unit 14 performs analog-digital conversion (A / D conversion) on the baseband spread modulation signal in the analog signal format to form a baseband spread modulation signal in the digital signal format as shown in FIG. A baseband spread modulation signal in the form of a digital signal is supplied to the memory 15 and temporarily stored therein.
[0061]
Next, the baseband spread modulation signal read from the memory 15 is Fourier transformed into a frequency domain received signal as shown in FIG. 23 in the first Fourier transform unit 2 and supplied to the first filter means 3. The first filter means 3 has a bandwidth C slightly wider than the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal (a bandwidth equal to the bandwidth C of the Hanning window described later), and the bandwidth of the supplied frequency domain received signal A frequency domain received signal within the width C, for example, a frequency domain received signal in a range from −0.7 / Tc to 0.7 / Tc is extracted and supplied to the first input terminal of the divider 7.
[0062]
On the other hand, the reference signal as shown in FIG. 24 generated from the reference signal generator 4 is Fourier-transformed into the frequency domain reference signal as shown in FIG. To be supplied. Similar to the first filter means 3, the second filter means 6 has a bandwidth C slightly wider than the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal (bandwidth equal to the bandwidth C equal to the bandwidth of the Hanning window described later). ) And a frequency domain reference signal within the bandwidth C of the supplied frequency domain reference signal, for example, a frequency domain reference signal in a range from −0.7 / Tc to 0.7 / Tc, This is supplied to the second input terminal of the division unit 7.
[0063]
The division unit 7 calculates the ratio of each frequency component by dividing the frequency domain received signal supplied from the first filter means 3 by the frequency domain reference signal supplied from the second filter means 6, as shown in FIG. Such a frequency domain normalized signal is formed and supplied to the filter unit 8. This frequency domain normalized signal has an effective bandwidth A that is the same as the effective bandwidth D of the baseband spread modulation signal (A = D), and a bandwidth C that is slightly wider than the effective bandwidth A (described later). A bandwidth equal to the bandwidth C of the Hanning window).
[0064]
Next, the frequency window multiplier 16 has an effective bandwidth B substantially equal to the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal as shown in FIG. A Hanning window (frequency window) in which the ratio (A / C) of the effective bandwidth A to the bandwidth C of the normalized signal is selected to be 0.64 is multiplied as a window function, and as shown in FIG. A frequency window multiplication normalized signal having a width C is formed and supplied to the Fourier transform unit 17.
[0065]
Next, the Fourier transform unit 17 performs Fourier transform on the supplied frequency window multiplication normalized signal to form a time domain normalized signal as shown by a curve (a) shown in black in FIG. Supply to unit 18. This time domain normalized signal includes the main signal component and the delayed signal component in the time domain where the amplitude level protrudes, and includes only the noise component in the time domain in which the amplitude level is substantially flat. It is what is.
[0066]
Subsequently, the noise removing unit 18 applies an average noise level L to the time domain normalized signal as shown in the curve (a) of FIG. M Threshold level L greater than margin M T This threshold level L T Threshold level L T Extract a time domain normalized signal of a level greater than the threshold level L T The following noise components are removed, and a time domain normalized signal not including the extracted noise components is supplied to the signal waveform correction unit 19.
[0067]
Subsequently, the signal waveform correction unit 19 corrects the tail portion of the signal waveform removed by the noise removal unit 18 with respect to the time domain normalized signal not including the supplied noise component. The correction of the tail portion in the time domain normalized signal waveform is a band used by the time domain normalized signal in the frequency window multiplier 16 when the arrival of the main signal component and the delayed signal component is close in time. This is based on the fact that a Hanning window (frequency window) having a width C can be approximated by a Fourier-transformed window spectrum. The time domain on the left and right sides of the center time in the time domain normalized signal component extracted by the noise removing unit 18 The window spectrum obtained by Fourier transform of the Hanning window (frequency window) is fitted to form an approximate curve thereof. Next, in the bottom region of the window spectrum obtained by Fourier transform of the approximate Hanning window (frequency window), the value of the time window is calculated for each sample point, and the bottom region connected to the region of the curve (a) in FIG. Reproduce. Through such a reproduction process, the time domain normalized signal output from the signal waveform correcting unit 19 is the bottom of the time domain normalized signal as shown by the curve (b) shown in white diamonds in FIG. The part is corrected. The time domain normalized signal not including the noise component obtained in this way is supplied from the signal waveform correcting unit 19 to the inverse Fourier transform unit 20.
[0068]
Next, the inverse Fourier transform unit 20 performs inverse Fourier transform on the time domain normalized signal not including the noise component to form a frequency domain normalized signal not including the noise component having the bandwidth C as shown in FIG. , Supplied to the third filter means 21.
[0069]
Subsequently, the third filter means 21 includes a noise component within the bandwidth A of the frequency domain normalized signal having a bandwidth equal to the effective bandwidth A of the baseband spread modulation signal and not including the supplied noise component. No frequency domain normalized signal, that is, a frequency domain normalized signal not including a noise component in the range of −0.5 / Tc to 0.5 / Tc is extracted and supplied to the frequency window division unit 22.
[0070]
The frequency window dividing unit 21 has an effective bandwidth B equal to the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal as shown in FIG. The ratio (A / C) of the effective bandwidth A and bandwidth C of the region normalized signal is divided by the Hanning window (frequency window) selected to be 0.64, and the influence of the Hanning window (frequency window) is corrected. As shown in FIG. 8, a frequency domain normalized signal having a bandwidth A and not including a noise component is formed. The frequency domain normalized signal not including the noise component is supplied from the frequency window division unit 21 to the high resolution signal processing unit 9.
[0071]
The high resolution signal processing unit 9 is the same as the high resolution signal processing unit 39 used in the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art, and does not include a noise component having a bandwidth A as shown in FIG. The frequency domain normalized signal is processed with high resolution processing means, for example, high time resolution by the MUSIC method, and the main signal component and the delayed signal component included in the frequency domain normalized signal are separated and determined.
[0072]
Thus, in this embodiment, the first filter means 3 and the second filter means 6 have a bandwidth equal to the bandwidth C of the Hanning window (frequency window), and the third filter means 21 is frequency domain normalized. A signal having a bandwidth equal to the effective bandwidth A of the signal is used, and a Hanning window (frequency window) serving as a window function in the frequency window multiplying unit 16 and the frequency window dividing unit 22 is used. The effective bandwidth B excluding the bottom portion is slightly larger than the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal, and the ratio of the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal to the bandwidth C of the Hanning window (frequency window) (A A Hanning window (frequency window) having a window function characteristic in which / C) is 0.64 is used. For this reason, the frequency domain normalized signal supplied to the high resolution signal processing unit 9 has a wider frequency domain normalized signal than the bandwidth of the same frequency domain normalized signal in the spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art. Therefore, the resolution in the high resolution signal processing unit 9 can be increased, and the frequency domain normalized signal at the time of multiplication and division of the window function to the frequency domain normalized signal The invalid signal component can be completely eliminated, and the main signal component and the delayed signal component in the high resolution signal processor 9 can be separated with high accuracy and accuracy.
[0073]
Then, by such separation determination processing in the high resolution signal processing unit 9, a correlation metric signal as shown by the curve (a) in FIG. 9 is output from the high resolution signal processing unit 9. As shown in the curve (a) of FIG. 9, this correlation metric signal has one time region having a correlation metric value that is equal to or greater than a predetermined value, and when the vicinity of the time region is enlarged and displayed, As shown in the curve (b) of FIG. 9, it can be seen that the peak of the actual correlation metric value is generated with a delay time set as expected, that is, a delay time of 0.30 Tc (0.30 chip). The two signal components, the main signal component and the delayed signal component, can be clearly and reliably separated and discriminated with almost the expected time delay difference.
[0074]
In the present embodiment, the reference signal generated by the reference signal generation unit 4 is the same as the signal in which the frequency band of the PN code used for the spread modulation is limited on the transmitter side, and the characteristics of the frequency band limitation However, in the present invention, the reference signal is not limited to such a characteristic, for example, a transmission signal is transmitted to the spread modulation signal obtained on the transmitter side. When the spread modulation signal spread-modulated by the PN code on the machine side is not frequency band limited, it is only necessary to select a reference signal having the same code as the PN code used on the transmitter side. For the signal, a reference signal having a very high correlation with the spread modulation signal obtained on the transmitter side is selected.
[0075]
In this embodiment, the effective bandwidth excluding the bottom portion of the Hanning window (frequency window) as the Hanning window (frequency window) used as the window function, which is used in the frequency window multiplier 16 and the frequency window divider 22. B is slightly larger than the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal, and the ratio (A / C) between the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal and the bandwidth C of the Hanning window (frequency window) is 0. In the present invention, the ratio (A / C) is not limited to 0.64, and the ratio (A / C) is in the range of 0.7 to 0.6. If the ratio is within the range, it is possible to achieve substantially the same effect as when the ratio (A / C) is 0.64.
[0076]
That is, the curves (a) and (b) in FIG. 10 are characteristics when the ratio (A / C) is 0.7, and the curves (a) and (b) in FIG. The characteristic when the ratio (A / C) is 0.6, and in each characteristic, as shown in the curve (b), two signal components, a main signal component and a delayed signal component, are assigned. It is possible to clearly and reliably separate and discriminate with the delay time difference of the period. When the ratio (A / C) is larger than 0.7, or when the ratio (A / C) is smaller than 0.6, 2 of the main signal component and the delayed signal component. Since the presence of a peak value indicating one signal component may be unclear, the ratio (A / C) is preferably selected to satisfy 0.7 ≧ (A / C) ≧ 0.6.
[0077]
Furthermore, in the present embodiment, the effective bandwidth B is the effective bandwidth of the frequency domain normalized signal as a Hanning window (frequency window) used as the window function used in the frequency window multiplier 16 and the frequency window divider 22. In the present invention, the case where the effective bandwidth B of the Hanning window (frequency window) is larger than the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal is not limited. The effective bandwidth B of the (frequency window) may be smaller than the bandwidth C of the Hanning window (frequency window) and match the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal. That is, it may be selected so as to satisfy C> B ≧ A.
[0078]
The operation process for obtaining the current position of the mobile unit carrying the transmitter in the spread modulation signal receiving apparatus of this embodiment is the same as this kind of operation process in the spread modulation signal receiving apparatus and the like according to the prior art described above. Therefore, the description of the operation process is omitted.
[0079]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by selecting the pass bandwidth C of the first and second filter means to be wider than the effective bandwidth A of the frequency domain normalized signal, the output is performed from the division unit. The frequency domain normalized signal is made equal to the bandwidth C including a signal of some invalid band, and the frequency domain normalized signal of the supplied bandwidth C is sequentially multiplied by a window function in the filter unit. Fourier transform, noise component removal, signal waveform correction using window function spectrum, inverse Fourier transform, frequency bandwidth restriction by third filter means having bandwidth equal to effective bandwidth A of frequency domain normalized signal Then, division of the window function is performed to form a frequency domain normalized signal that does not include noise components and unnecessary components, and the bandwidth of the frequency domain normalized signal obtained at this time is equal to the effective bandwidth A. Therefore, it is possible not only to improve the resolution in the high resolution signal processing unit, but also to avoid the influence of noise components and unnecessary components, and to reduce the invalidity of the normalized signal at the time of window function multiplication and division. In the lost state, there is an effect that the main signal component and the delayed signal component can be separated and discriminated extremely accurately with high time resolution.
[0080]
Further, according to the present invention, when the effective bandwidth of the normalized signal is A, the effective bandwidth of the frequency window in the window function is B, and the bandwidth of the frequency window in the window function is C, each bandwidth A, B , C so that C> B ≧ A and the ratio (A / C) of both bandwidths A and C satisfies 0.7 ≧ (A / C) ≧ 0.6 By selecting this, there is an effect that the main signal component and the delayed signal component can be separated and discriminated very accurately with high time resolution.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a spread modulation signal receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram illustrating an example of a frequency domain normalized signal output from a division unit in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. 1;
3 is a characteristic diagram showing an example of frequency characteristics of a frequency window (Hanning window) function multiplied by a frequency window multiplier in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 1; FIG.
4 is a characteristic diagram illustrating an example of frequency characteristics of a frequency window multiplication normalized signal output from a frequency window multiplication unit in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. 1. FIG.
5 is a signal waveform diagram showing an example of time domain normalized signals before and after noise removal and signal waveform correction are performed by a noise removal unit and a signal waveform correction unit in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 1; .
6 is a characteristic diagram illustrating an example of frequency characteristics of a frequency domain normalized signal after noise removal output from an inverse Fourier transform unit in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. 1; FIG.
7 is a characteristic diagram showing an example of frequency characteristics of a frequency window (Hanning window) function used in the frequency window division unit in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 1; FIG.
8 is a characteristic diagram showing an example of frequency characteristics of a frequency domain normalized signal after noise output outputted from a frequency window division unit in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 1; FIG.
9 is a characteristic diagram showing an example of a correlation metric signal output when the high resolution signal processing unit inputs a frequency domain normalized signal after noise component removal in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 1; The case where the ratio (A / C) is 0.64 is shown.
10 is a characteristic diagram illustrating an example of a correlation metric signal output when the high-resolution signal processing unit inputs a frequency domain normalized signal after noise component removal in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. 1; This shows a case where the ratio (A / C) is 0.7.
11 is a characteristic diagram illustrating an example of a correlation metric signal output when the high-resolution signal processing unit inputs the frequency domain normalized signal after removing the noise component in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. This shows the case where the ratio (A / C) is 0.6.
FIG. 12 is a block diagram showing a main configuration of an example of a spread modulation signal receiving apparatus according to the prior art in which a spread modulation method using a PN code is applied to a mobile tracking method.
13 is a characteristic diagram illustrating an example of a frequency domain normalized signal output from a division unit in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. 12. FIG.
14 is a characteristic diagram showing an example of a frequency characteristic of a frequency window function multiplied by a frequency window multiplier in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 12. FIG.
15 is a characteristic diagram illustrating an example of frequency characteristics of a frequency window multiplication normalized signal output from a frequency window multiplication unit in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. 12;
16 is a signal waveform diagram showing an example of time domain normalized signals before and after noise removal and signal waveform correction are performed in the noise removal unit and signal waveform correction unit in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. .
17 is a characteristic diagram showing an example of frequency characteristics of the frequency domain normalized signal after noise removal output from the inverse Fourier transform unit in the spread modulation signal receiving apparatus shown in FIG. 12. FIG.
18 is a characteristic diagram illustrating an example of frequency characteristics of a frequency window function used in a frequency window division unit in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG.
19 is a characteristic diagram illustrating an example of frequency characteristics of a normalized signal after noise removal output from a frequency window division unit in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG. 12;
20 is a characteristic diagram illustrating an example of a correlation metric signal output when the high-resolution signal processing unit inputs the normalized signal after removing the noise component in the spread modulation signal receiving apparatus illustrated in FIG.
FIG. 21 is a signal waveform diagram showing an example of a PN code used on the transmission side in a known spread modulation signal receiving apparatus.
FIG. 22 is a signal waveform diagram illustrating an example of a baseband spread modulation signal output from a reception unit in a known spread modulation signal reception apparatus.
FIG. 23 is a signal waveform diagram showing an example of a reference signal output from a reference signal generator in a known spread modulation signal receiver.
FIG. 24 is a characteristic diagram illustrating an example of frequency characteristics of a frequency domain reference signal obtained by performing a Fourier transform on a reference signal by a second Fourier transform unit in a known spread modulation signal receiving apparatus.
FIG. 25 is a characteristic diagram illustrating an example of a correlation metric signal output from a high resolution signal processing unit in a known spread modulation signal receiving apparatus.
FIG. 26 is a signal waveform diagram showing an example of a spread modulation signal waveform used in a spread modulation scheme using a PN code in a known spread modulation signal receiver.
FIG. 27 is a characteristic diagram showing a frequency spectrum of a spread modulation signal used in a spread modulation scheme using a PN code in a known spread modulation signal receiver.
[Explanation of symbols]
1 Receiver
2 1st Fourier transform unit
3 First filter means
4 Reference signal generator
5 Second Fourier transform unit
6 Second filter means
7 Division
8 Filter section
9 High resolution signal processor
10 Control unit
11 Antenna
12 Signal output terminal
13 Baseband signal generator
14 Analog-digital (A / D) converter
15 memory
16 Frequency window multiplier
17 Fourier transform
18 Noise removal unit
19 Signal waveform correction unit
20 Inverse Fourier transform unit
21 Third filter means
22 Frequency window division

Claims (3)

ＰＮ符号で拡散変調した拡散変調信号を含む電波を受信し、ベースバンド拡散変調信号を発生する受信部と、前記ＰＮ符号と相関がある参照信号を発生する参照信号発生部と、前記ベースバンド拡散変調信号及び前記参照信号をフーリエ変換する第１及び第２フーリエ変換部と、前記フーリエ変換したベースバンド拡散変調信号及び参照信号の帯域幅を制限する第１及び第２フィルタ手段と、前記第１フィルタ手段から出力されるベースバンド拡散変調信号を前記第２フィルタ手段から出力された参照信号で除算して正規化信号を発生する除算部と、第３フィルタ手段を含み前記正規化信号に重畳した雑音成分を除去するフィルタ部と、前記正規化信号中の主信号成分と遅延信号成分とを分離判別する高分解能信号処理部とを備え、前記フィルタ部は、前記正規化信号に対して、順次、窓関数の乗算、フーリエ変換、雑音成分の除去、前記窓関数のスペクトラムを用いた信号波形の補正、逆フーリエ変換、前記第３フィルタ手段を用いた周波数帯域幅の制限、前記窓関数の除算を行うものであり、前記第１及び第２フィルタ手段は、前記正規化信号の有効帯域幅よりも広い帯域幅を有し、前記第３フィルタ手段は、前記正規化信号の有効帯域幅に等しい帯域幅を有していることを特徴とする拡散変調信号受信装置。A receiver for receiving a radio wave including a spread modulation signal spread-modulated with a PN code and generating a baseband spread modulation signal; a reference signal generator for generating a reference signal correlated with the PN code; and the baseband spread First and second Fourier transform units for Fourier transforming the modulated signal and the reference signal; first and second filter means for limiting the bandwidth of the Fourier-transformed baseband spread modulated signal and reference signal; and the first A division unit that generates a normalized signal by dividing the baseband spread modulation signal output from the filter unit by the reference signal output from the second filter unit, and a third filter unit that are superimposed on the normalized signal A filter unit that removes a noise component; and a high-resolution signal processing unit that separates and discriminates a main signal component and a delayed signal component in the normalized signal. The data processing unit sequentially performs a window function multiplication, a Fourier transform, a noise component removal, a signal waveform correction using a spectrum of the window function, an inverse Fourier transform, and the third filter means for the normalized signal. The frequency band used is limited and the window function is divided. The first and second filter means have a bandwidth wider than the effective bandwidth of the normalized signal, and the third filter The means has a bandwidth equal to the effective bandwidth of the normalized signal, and the spread modulation signal receiving apparatus. 前記正規化信号の有効帯域幅をＡ、前記窓関数における周波数窓の有効帯域幅をＢ、前記窓関数における周波数窓の帯域幅をＣとしたとき、各帯域幅Ａ、Ｂ、Ｃの間に、Ｃ＞Ｂ≧Ａの関係を有し、かつ、両帯域幅Ａ、Ｃの比（Ａ／Ｃ）が、０．７≧（Ａ／Ｃ）≧０．６を満たすように選択されていることを特徴とする請求項１に記載の拡散変調信号受信装置。When the effective bandwidth of the normalized signal is A, the effective bandwidth of the frequency window in the window function is B, and the bandwidth of the frequency window in the window function is C, the bandwidth between the bandwidths A, B, and C , C> B ≧ A, and the ratio (A / C) of both bandwidths A and C is selected to satisfy 0.7 ≧ (A / C) ≧ 0.6 The spread modulation signal receiving apparatus according to claim 1. 前記第１及び第２フィルタ手段は、前記周波数窓の帯域幅Ｃに等しい帯域幅を有していることを特徴とする請求項１または２に記載の拡散変調信号受信装置。The spread modulation signal receiving apparatus according to claim 1 or 2, wherein the first and second filter means have a bandwidth equal to a bandwidth C of the frequency window.
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