JP3621984B2

JP3621984B2 - Adaptive array antenna

Info

Publication number: JP3621984B2
Application number: JP2001051291A
Authority: JP
Inventors: 憲岩崎
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2001-02-26
Filing date: 2001-02-26
Publication date: 2005-02-23
Anticipated expiration: 2021-02-26
Also published as: JP2002261528A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、マルチパス環境下で妨害波（非着目信号）を抑圧する指向性制御と波形等化を行うアダプティブ・アレイ・アンテナ（適応型アレイ・アンテナ）に関する。
【０００２】
特に、Ｋ（Ｋ＞１）個のアンテナとＮ（Ｎ＞１）個のタップを持つタップ付遅延線またはシフトレジスタを備えたアダプティブ・アレイ・アンテナにおいて、タップ重みを逐次的に制御するＬＭＳアルゴリズム（以下ＬＭＳという。）とＣＭアルゴリズム（以下ＣＭＡという。）に関するものである。なお、ＬＭＳとはＬｅａｓｔＭｅａｎ−Ｓｑｕａｒｅの略であり、ＣＭとはＣｏｎｓｔａｎｔＭｏｄｕｌｕｓの略である。
【０００３】
【従来の技術】
従来、複数のアンテナ素子出力に重みを付けて合成し、妨害波方向に指向性のヌル点を，また希望波方向に受信強度に比例したピークを形成する（最大比合成をする）アダプティブ・アレイ・アンテナが公知である。また時間域フィルタとして、１つのアンテナからの出力をタップ付遅延線に入力し、各遅延出力に重みを付けて合成加算するトランスバーサルフィルタ型適応等化器も公知である。
【０００４】
タップ重みを制御する最も一般的な基準としてＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ−ＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ：最小自乗平均誤差）基準がある。ＭＭＳＥ基準は誤差信号の自乗平均を最小にするものであり、特に着目信号と相関がない干渉波（妨害波）の除去に効果を発揮する。ＭＭＳＥ基準を具体化するアルゴリズムとして、タップ重みを逐次的に制御するＬＭＳ及び着目信号が定包絡線信号のときに適用できるＣＭＡが広く知られている。
【０００５】
また、最近空間域処理と時間域処理を併せて用いるアルゴリズムも提案されている。図２は従来のＬＭＳまたはＣＭＡを実施するための構成図である。Ｋ個のアンテナ素子１１からの出力をそれぞれＮ個のタップを持つタップ付遅延線７に導き、妨害波及び雑音ができる限り抑圧され且つ着目信号出力が最大になるようにＫＮ個のタップ重みＷｋ，ｎを逐次的に制御しながら、掛算器８と加算器９により重み付け合成出力を得る受信装置において、従来のアルゴリズムは空間方向（アレイ方向）に重み付けした出力と時間方向（遅延線方向）に重み付けした出力両者の総和（全タップ出力ＫＮ個の総和）と参照信号ｄとの差１０から、誤差信号を１つのスカラー値εとして求める。
【０００６】
以下、図２を説明すると、図２の従来のアダプティブ・アレイ・アンテナにおいて、第（ｋ，ｎ）番のタップ重みＷｋ，ｎは、初め適当な初期値に設定されていて、ＫＮ個の加重和から出力ｙが求められる。参照信号との差を取ることにより、誤差信号εが求められる。誤差信号ε＊と第（ｋ，ｎ）番のタップ重みへの入力Ｘｋ，ｎとの積のステップサイズパラメータμ倍から、第（ｋ，ｎ）番のタップ重みに対する重み修正量ΔＷｋ，ｎが求められる。設定したタップ重みＷｋ，ｎから修正量ΔＷｋ，ｎを減じて、新たなタップ重みが決定される。次のサンプル値が入力され、新たなタップ重みを用いて、ＫＮ個の加重和から新たな出力ｙが求められる。参照信号として、予め決められた信号を用いればＬＭＳとなり、出力ｙから決められるものを用いれば、所謂ブラインド等化になり、その１つがＣＭＡである。なおε＊はεの共役複素数を意味する。
【０００７】
ステップサイズパラメータμは一般に小さすぎると自乗誤差（誤差信号εの絶対値の自乗）の収束が遅くなり、大きすぎると残留誤差（繰返し回数を十分大きくして自乗誤差が定常値に達した以降の自乗誤差）が増大し、更にμを大きくすると発散するようになる。ここで発散とは、ステップ幅が大きすぎて、求めた値が上下に振られ、その振れ幅が次第に増大して行くことをいう。
【０００８】
理論的に求められた収束のための充分条件は、入力の相関行列をＲとするとき
０＜μ＜２／ｔｒａｃｅ（Ｒ）（１）
であることが知られている。
【０００９】
なお、上記ＬＭＳとＣＭＡについては、「適応フィルタ理論」（ＳｉｍｏｎＨａｙｋｉｎ著、鈴木博ほか訳、（株）科学技術出版、２００１年１月１０日発行）他に詳述されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ＬＭＳあるいはＣＭＡを実際に適用するには、ステップサイズパラメータμをいくらに設定すべきかの問題がある。
【００１１】
μ＝ａ／（ＫＮ）（２）
と置くとき、従来のＬＭＳではａ＝０．６〜０．８、ＣＭＡではａ＝０．２〜０．３程度が限界（最適）であり、これ以下では収束速度が遅くなり、これを超えると、残留誤差が増大し始め、発散の危険が生ずるようになる。このように従来のＬＭＳ及びＣＭＡでは、μを理論上の限界よりもかなり小さく設定せざるを得なかった。
【００１２】
本願発明は、μを理論上の限界に近い値に設定できるアルゴリズムを提供し、したがって自乗誤差の収束が速くなる、すなわち精度を劣化させることなく収束速度の速いアダプティブ・アレイ・アンテナを実現することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するために、本願発明のアルゴリズムは、ＫＮ個のタップ出力のうち、空間方向のみのＫ個のタップ出力の加重和Ｎ個から、Ｎ個の誤差信号を求め、タップ重みの修正量ΔＷｋ（ｋ＝１，・・・，ｋ）を決定することを特徴とする。
【００１４】
またＮが数１０ないし数１００に及ぶときは、時間方向のサンプル値をいくつかおきに採り、残りのサンプル値を間引いて誤差信号を求めることも有効である（時間方向の間引き）。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本願発明をより詳細に説明するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
図１は本願発明のＬＭＳまたはＣＭＡを実施するための構成図である。本願発明のアダプティブ・アレイ・アンテナは、Ｋ個のアンテナ素子１からの信号を入力とする各アンテナ素子毎に接続されたタップ付遅延線２，タップ重みを掛け算するための掛算器３，掛算器出力を加算するための加算器４，加算器出力と参照信号との差を取り誤差信号を作成するための加算器５及び該タップ付遅延線の各タップ重みを制御する重み付け制御回路６から構成される。
【００１６】
本願発明のアルゴリズムは、ＫＮ個（Ｋ；アンテナ素子数、Ｎ；タップ数）の掛算器３の出力のうち、空間方向のみのＫ個の掛算器出力の和、すなわち加算器４の出力Ｎ個からＮ個の誤差信号を求め、タップ重みの修正量ΔＷk（ｋ＝１，・・・，Ｋ）を決定することを特徴とする。
すなわち、図１の重み付け制御回路６の枠内に記述されている式

を説明すると、
第ｋ番アンテナ素子の出力を入力とする第ｋ番遅延線のタップ重みはタップ位置ｎに関わらず同じ値ｗ _k で表され、その修正量は上式（３）で示される。式（３）はＮ個のタップ出力

とＮ個の誤差信号

との積和のμ倍が第ｋ番遅延線のタップ重み修正量であることを示している。ここでε ^* はεの共役複素数を示す。また、この積和はタップ付遅延線のＮ個のタップ出力を加重重みとするＮ個の誤差信号の加重平均と見なすことができる。
なお加算器４のＮ個の出力のうちの１つ、例えば第１番加算器の出力を受信出力ｙとする。
【００１７】
また、時間方向の間引きを実施するときは、全ての遅延出力を利用するのではなく、いくつかおきにタップ出力を採り、それらの空間方向の加重和を求める。
従来のアルゴリズムと本願発明のアルゴリズムの異なる点を要約すると以下のとおりである。
（１）従来のアルゴリズムは図２の各掛算器の出力を全て加算した総和に対して１つの誤差信号を算出し、該誤差信号と各掛算器入力（タップ出力，遅延出力）との積から重み修正量を瞬時的に決定し、この繰り返しを行って自乗誤差を収束させていくものである。したがって各遅延出力に対する重み付け係数（タップ重み）は個々に計算され、異なる値の最適値に設定されている。
（２）一方、本願発明においては、上記重み修正量は、時間方向のＮ個の誤差信号の遅延出力による加重平均として、各アンテナ素子毎に求められる。したがって各アンテナ素子毎に、より誤差の少ない安定した重み付け係数の修正が行われ、その分収束が速くなる。ただし、各遅延出力に対する重み付け係数は、従来のように個々に設定されるのではなく、各アンテナ素子毎に一定値とされる。したがってトランスバ−サルフィルタ型適応等化器の機能は有さないと見られる。
（３）上記アルゴリズムの相違により、前者より後者の方がヌル特性がよく、収束も速いことがシミュレーション実験により確認された。
【００１８】
【実施例】
以下、従来のアルゴリズムと対比しながら、アダプティブ・アレイ・アンテナに用いた場合の、本願発明のアルゴリズムの計算機シミュレーションによる典型的な実施例を示す。アンテナに入射する電波は、直接波（振幅１，入射方向５０°）、その第１遅延波（振幅０．７１，入射方向１５０°）、その第２遅延波（振幅０．５，入射方向７５°）及び妨害波（入射方向１００°）とする。妨害波の振幅はＬＭＳのときは７、ＣＭＡのときは１．２とする。なお、上記第１及び第２遅延波はマルチパスにより生じる反射波，屈折波などを想定している。アンテナは素子数Ｋ＝８の直線アレイとし、各素子での信号対雑音比は３０ｄＢとしている。
【００１９】
以下図３乃至図８の上図（ａ）は繰返し回数（横軸）に対する自乗誤差と出力の振幅をデシベル（ｄＢ）表示したものである。下図（ｂ）は繰返し回数が右端に達したとき、及びその直前（例えば右端が１００回のときは９８回と９５回）のときの重み付け係数で決定されるアンテナの放射パターンを示している。直線アレイとしているため、入射方向の正負に対して同一の利得（左右対称）になっている。図中の２１，２４，３１，３４，４１，４４は振幅、２２，２５，３２，３５，４２，４５は自乗誤差、２３，２６，３３，３６，４３，４６は妨害波到来方向のヌル形成状況である。
【００２０】
従来のＬＭＳと本願発明のＬＭＳによる計算機シミュレーション結果が図３と図４で対比される。図３は従来のＬＭＳによる結果を示し、図４は本願発明のＬＭＳによる結果を示す。両者とも繰返し回数は１００回、タップ数はＮ＝５としている。ステップサイズパラメータμは、式（２）におけるａを図３ではａ＝０．８、図４ではａ＝１．６に設定しているため、それぞれμ＝０．０２，μ＝０．０４となっている。これを超えると残留誤差が増大し始めるため、両者ともほぼ最適な設定といえる。
【００２１】
図３においては、１００回の繰返しでは未だ充分に自乗誤差２２が収束しておらす、１００°方向のヌル形成２３も全く不充分である状況が見られる。図３と図４を比較すると、両者の収束度合いは明らかに後者の方がよく、また妨害波方向のヌル形成も後者（２６）の方がよいことは歴然としている。従来のＬＭＳで図４と同程度の収束を得るには２００回以上の繰返し回数を要する。
【００２２】
従来のＣＭＡと本願発明のＣＭＡによる計算機シミュレーション結果が図５と図６で対比される。図５は従来のＣＭＡによる結果を示し、図６は本願発明のＣＭＡによる結果を示す。両者とも繰返し回数は１００回、タップ数はＮ＝５としている。ステップサイズパラメータμは、式（２）におけるａを図５ではａ＝０．２、図６ではａ＝１．６に設定しているため、それぞれμ＝０．００５，μ＝０．０４となっている。これを超えると残留誤差が増大し始めるため、両者ともほぼ最適な設定といえる。
【００２３】
図６においては、４０回を下回る繰返し回数で自乗誤差３５は−３０ｄＢ以下になり、１００°方向のヌル形成３６も明瞭である。図５と図６を比較すると、この場合も両者の収束度合いは明らかに後者の方がよく、また妨害波方向のヌル形成も後者の方がよいことは歴然としている。従来のＣＭＡ（図５）で図６と同程度の収束を得るには２００回以上の繰返し回数を要する。
【００２４】
図７と図８により時間間引きの効果を示す。４サンプルおき、すなわち５サンプル毎にタップ出力を取り出し、取り出すタップの数はＮ＝５とする構成とする。サンプル間隔を遅延の単位とれば０遅延，５遅延，１０遅延，１５遅延，及び２０遅延の５個の遅延出力を用い、その他の遅延は使用しないとする。Ｎ＝５としているため、ステップサイズパラメータμに変更はない。図７は本願発明のＬＭＳによる結果を示し、図８は本願発明のＣＭＡによる結果を示す。
【００２５】
図７を図４に比較すると、自乗誤差４２の収束特性及び１００°方向のヌル形成状況４３ともに若干改善されていることが認められる。また図８を図６に比較すると、自乗誤差４５が−３０ｄＢ以下になる繰返し回数は３０回を下回り、図６よりも更に高速の収束特性を示している。
【００２６】
【発明の効果】
以上述べたように、本願発明のアルゴリズムによれば、ＬＭＳ及びＣＭＡいずれに対してもａ＝１．２〜１．６程度，すなわち理論上の限界ａ＝２．０にかなり近い値に設定できる。これはＬＭＳでは従来よりもステップサイズパラメータを約２倍、またＣＭＡでは約８倍大きく設定することができることになり、したがって自乗誤差の収束が速くなる。すなわち、本願発明は従来よりヌル形成特性がよく、収束も速いことがシミュレーション実験により確認された。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明のアダプティブ・アレイ・アンテナの回路構成及び計算過程を示す図である。
【図２】従来のアダプティブ・アレイ・アンテナの回路構成及び計算過程を示す図である。
【図３】従来のアダプティブ・アレイ・アンテナのＬＭＳシミュレーション計算結果を示す図である。
【図４】本願発明のアダプティブ・アレイ・アンテナのＬＭＳシミュレーション計算結果を示す図である。
【図５】従来のアダプティブ・アレイ・アンテナのＣＭＡシミュレーション計算結果を示す図である。
【図６】本願発明のアダプティブ・アレイ・アンテナのＣＭＡシミュレーション計算結果を示す図である。
【図７】本願発明のアダプティブ・アレイ・アンテナの他のＬＭＳシミュレーション計算結果を示す図である。
【図８】本願発明のアダプティブ・アレイ・アンテナの他のＣＭＡシミュレーション計算結果を示す図である。
【符号の説明】
１アンテナ素子列
２タップ付遅延線
３タップ重みを掛け算するための掛算器
４掛算器出力を加算するための加算器
５誤差信号を作成するための加算器
６重み付け制御回路
７タップ付遅延線
８タップ重みを掛け算するための掛算器
９掛算器出力を加算するための加算器
１１アンテナ素子列[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an adaptive array antenna (adaptive array antenna) that performs directivity control and waveform equalization to suppress interference waves (non-target signals) in a multipath environment.
[0002]
In particular, an LMS algorithm for sequentially controlling tap weights in an adaptive array antenna having a tapped delay line or shift register having K (K> 1) antennas and N (N> 1) taps. (Hereinafter referred to as LMS) and a CM algorithm (hereinafter referred to as CMA). Note that LMS is an abbreviation for “Last Mean-Square”, and CM is an abbreviation for “Constant Modulus”.
[0003]
[Prior art]
Conventionally, an adaptive array that combines multiple antenna element outputs with weights to form a directional null point in the disturbing wave direction and a peak proportional to the received intensity in the desired wave direction (maximum ratio combining). -Antennas are known. Also known as a time domain filter is a transversal filter type adaptive equalizer in which an output from one antenna is input to a tapped delay line and each delay output is weighted and combined and added.
[0004]
The most common criterion for controlling tap weights is the MMSE (Minimum Mean-Square Error) criterion. The MMSE standard minimizes the mean square of error signals, and is particularly effective in removing interference waves (interference waves) that have no correlation with the signal of interest. As an algorithm embodying the MMSE standard, LMS that sequentially controls tap weights and CMA that can be applied when a signal of interest is a constant envelope signal are widely known.
[0005]
Recently, an algorithm using both spatial domain processing and temporal domain processing has also been proposed. FIG. 2 is a block diagram for implementing a conventional LMS or CMA. The outputs from the K antenna elements 11 are guided to the tapped delay line 7 having N taps, respectively, and KN tap weights Wk are used so that the interference wave and noise are suppressed as much as possible and the signal output of interest is maximized. , N in a receiver that obtains a weighted combined output by a multiplier 8 and an adder 9 while sequentially controlling n, n, the conventional algorithm is weighted in the spatial direction (array direction) and in the time direction (delay line direction). From the difference 10 between the sum of the weighted outputs (total of all tap outputs KN) and the reference signal d, an error signal is obtained as one scalar value ε.
[0006]
In the following, FIG. 2 will be described. In the conventional adaptive array antenna of FIG. 2, the (k, n) -th tap weights Wk, n are initially set to appropriate initial values, and KN weights are set. The output y is obtained from the sum. An error signal ε is obtained by taking a difference from the reference signal. From the step size parameter μ times the product of the error signal ε * and the input Xk, n to the (k, n) th tap weight, the weight correction amount ΔWk, n for the (k, n) th tap weight is Desired. A new tap weight is determined by subtracting the correction amount ΔWk, n from the set tap weight Wk, n. The next sample value is input, and a new output y is obtained from the KN weighted sums using the new tap weights. If a predetermined signal is used as a reference signal, the LMS is obtained. If a signal determined from the output y is used, so-called blind equalization is performed, and one of them is CMA. Note that ε * means a conjugate complex number of ε.
[0007]
In general, if the step size parameter μ is too small, the square error (the square of the absolute value of the error signal ε) converges slowly, and if it is too large, the residual error (after increasing the number of iterations enough to make the square error reach a steady value) (Square error) increases, and when μ is further increased, divergence occurs. Here, divergence means that the step width is too large, the obtained value is shaken up and down, and the shake width gradually increases.
[0008]
The theoretically sufficient condition for convergence is 0 <μ <2 / trace (R) where R is the correlation matrix of the input.
It is known that
[0009]
The LMS and CMA are described in detail in “Adaptive Filter Theory” (Simon Haykin, translated by Hiroshi Suzuki et al., Science and Technology Publishing Co., Ltd., published on January 10, 2001) and others.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In order to actually apply LMS or CMA, there is a problem of how much the step size parameter μ should be set.
[0011]
μ = a / (KN) (2)
The limit (optimum) is about a = 0.6 to 0.8 in the conventional LMS and about a = 0.2 to 0.3 in the CMA. As a result, the residual error starts to increase and the risk of divergence arises. Thus, in conventional LMS and CMA, μ must be set much smaller than the theoretical limit.
[0012]
The present invention provides an algorithm that can set μ to a value close to the theoretical limit, and thus realizes an adaptive array antenna having a fast convergence speed without degrading accuracy, that is, the square error is rapidly converged. With the goal.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
To solve the above problem, the algorithm of the present invention calculates N error signals from N weighted sums of K tap outputs only in the spatial direction out of KN tap outputs, and corrects the tap weight. The quantity ΔWk (k = 1,..., K) is determined.
[0014]
Further, when N ranges from several tens to several hundreds, it is also effective to take several sample values in the time direction and obtain an error signal by thinning out the remaining sample values (thinning in the time direction).
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In order to describe the present invention in more detail, it will be described with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram for implementing the LMS or CMA of the present invention. The adaptive array antenna of the present invention includes a delay line with taps 2 connected to each antenna element that receives signals from K antenna elements 1 and a multiplier 3 for multiplying tap weights. An adder 4 for adding outputs, an adder 5 for taking the difference between the adder output and the reference signal, and creating an error signal, and a weight control circuit 6 for controlling each tap weight of the tapped delay line. Is done.
[0016]
The algorithm of the present invention is the sum of the outputs of K multipliers only in the spatial direction among the outputs of KN (K: number of antenna elements, N: number of taps), that is, N outputs of the adder 4. N error signals are obtained from the above and a tap weight correction amount ΔWk (k = 1,..., K) is determined.
That is, the expression described in the frame of the weighting control circuit 6 in FIG.

To explain
The tap weight of the k-th delay line that receives the output of the k-th antenna element is the same value w _k regardless of the tap position n. The correction amount is expressed by the above equation (3). Equation (3) is N tap outputs

And N error signals

It is shown that μ times the sum of products with is the tap weight correction amount of the kth delay line. Where ε ^* Indicates a conjugate complex number of ε. This product sum can be regarded as a weighted average of N error signals with N tap outputs of the tapped delay line as weights.
One of the N outputs of the adder 4, for example, the output of the first adder is defined as a reception output y.
[0017]
Also, when performing decimation in the time direction, not all delay outputs are used, but tap outputs are taken every other number, and a weighted sum in the spatial direction is obtained.
The differences between the conventional algorithm and the algorithm of the present invention are summarized as follows.
(1) The conventional algorithm calculates one error signal for the sum obtained by adding all the outputs of each multiplier shown in FIG. 2, and calculates the product of the error signal and each multiplier input (tap output, delay output). The weight correction amount is instantaneously determined, and this process is repeated to converge the square error. Therefore, the weighting coefficient (tap weight) for each delay output is calculated individually and set to an optimum value of a different value.
(2) On the other hand, in the present invention, the weight correction amount is obtained for each antenna element as a weighted average based on delayed outputs of N error signals in the time direction. Therefore, a stable weighting coefficient with less error is corrected for each antenna element, and the convergence is accelerated accordingly. However, the weighting coefficient for each delay output is not set individually as in the prior art, but is a constant value for each antenna element. Therefore, it seems that there is no function of a transversal filter type adaptive equalizer.
(3) Due to the difference in the algorithm, it was confirmed by simulation experiments that the latter has better null characteristics and faster convergence than the former.
[0018]
【Example】
In the following, a typical embodiment by computer simulation of the algorithm of the present invention when used for an adaptive array antenna will be shown in comparison with a conventional algorithm. The radio wave incident on the antenna includes a direct wave (amplitude 1, incident direction 50 °), a first delayed wave (amplitude 0.71, incident direction 150 °), and a second delayed wave (amplitude 0.5, incident direction 75). °) and disturbing waves (incident direction 100 °). The amplitude of the jamming wave is 7 for LMS and 1.2 for CMA. The first and second delayed waves are assumed to be reflected waves, refracted waves, etc. caused by multipath. The antenna is a linear array with K = 8 elements, and the signal-to-noise ratio at each element is 30 dB.
[0019]
The upper diagrams (a) of FIGS. 3 to 8 show the square error and the output amplitude in decibels (dB) with respect to the number of repetitions (horizontal axis). (B) below shows the antenna radiation pattern determined by the weighting coefficient when the number of repetitions reaches the right end and immediately before (for example, 98 and 95 when the right end is 100). Since it is a linear array, it has the same gain (left-right symmetry) with respect to positive and negative in the incident direction. In the figure, 21, 24, 31, 34, 41 and 44 are amplitudes, 22, 25, 32, 35, 42 and 45 are square errors, and 23, 26, 33, 36, 43 and 46 are nulls in the direction of interference wave arrival. It is the formation situation.
[0020]
The computer simulation results by the conventional LMS and the LMS of the present invention are compared in FIG. 3 and FIG. FIG. 3 shows the result by the conventional LMS, and FIG. 4 shows the result by the LMS of the present invention. In both cases, the number of repetitions is 100, and the number of taps is N = 5. Since the step size parameter μ is set to a = 0.8 in FIG. 3 and a = 1.6 in FIG. 4 in equation (2), μ = 0.02 and μ = 0.04, respectively. It has become. Beyond this, the residual error begins to increase, so both can be said to be almost optimal settings.
[0021]
In FIG. 3, it can be seen that the nulling 23 in the 100 ° direction is completely insufficient, in which the square error 22 is still sufficiently converged after 100 repetitions. Comparing FIG. 3 and FIG. 4, it is clear that the latter is clearly better in the convergence degree of both, and that the null formation in the interference wave direction is better in the latter (26). In order to obtain the same degree of convergence as in FIG. 4 in the conventional LMS, it is necessary to repeat 200 times or more.
[0022]
FIG. 5 and FIG. 6 compare the computer simulation results of the conventional CMA and the CMA of the present invention. FIG. 5 shows the result of the conventional CMA, and FIG. 6 shows the result of the CMA of the present invention. In both cases, the number of repetitions is 100, and the number of taps is N = 5. Since the step size parameter μ is set to a = 0.2 in FIG. 5 and a = 1.6 in FIG. 6 in equation (2), μ = 0.005 and μ = 0.04, respectively. It has become. Beyond this, the residual error begins to increase, so both can be said to be almost optimal settings.
[0023]
In FIG. 6, the square error 35 becomes −30 dB or less when the number of repetitions is less than 40, and the null formation 36 in the 100 ° direction is also clear. When FIG. 5 and FIG. 6 are compared, it is clear that the latter is clearly better in the latter case, and that the null formation in the interference wave direction is better in this case as well. In order to obtain the same degree of convergence as in FIG. 6 with the conventional CMA (FIG. 5), the number of repetitions is 200 times or more.
[0024]
7 and 8 show the effect of time reduction. A tap output is taken every 4 samples, that is, every 5 samples, and the number of taps to be taken is N = 5. If the sample interval is a unit of delay, 5 delay outputs of 0 delay, 5 delay, 10 delay, 15 delay, and 20 delay are used, and other delays are not used. Since N = 5, the step size parameter μ is not changed. FIG. 7 shows the result by LMS of the present invention, and FIG. 8 shows the result by CMA of the present invention.
[0025]
7 is compared with FIG. 4, it can be seen that both the convergence characteristic of the square error 42 and the null formation state 43 in the 100 ° direction are slightly improved. Further, comparing FIG. 8 with FIG. 6, the number of repetitions at which the square error 45 is −30 dB or less is less than 30 times, indicating a faster convergence characteristic than FIG. 6.
[0026]
【The invention's effect】
As described above, according to the algorithm of the present invention, for both LMS and CMA, a = 1.2 to 1.6, that is, a value close to the theoretical limit a = 2.0 can be set. . This means that the step size parameter can be set about twice as large in the LMS as compared to the conventional case, and about 8 times larger in the case of CMA, so that the square error converges faster. That is, it has been confirmed by simulation experiments that the present invention has better null-forming characteristics and faster convergence than before.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration and a calculation process of an adaptive array antenna according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration and a calculation process of a conventional adaptive array antenna.
FIG. 3 is a diagram showing LMS simulation calculation results of a conventional adaptive array antenna.
FIG. 4 is a diagram showing an LMS simulation calculation result of the adaptive array antenna of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a CMA simulation calculation result of a conventional adaptive array antenna.
FIG. 6 is a diagram showing a CMA simulation calculation result of the adaptive array antenna of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing another LMS simulation calculation result of the adaptive array antenna of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing another CMA simulation calculation result of the adaptive array antenna of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Antenna element row | line | column 2 Delay line with a tap 3 Multiplier for multiplying a tap weight 4 Adder for adding a multiplier output 5 Adder for creating an error signal Weighting control circuit 7 A delay line with a tap 8 Multiplier 9 for multiplying tap weights Adder 11 for adding multiplier outputs Antenna element array

Claims

A delay line with a tap connected to each antenna element that receives signals from a plurality (K) of antenna elements, a multiplier for multiplying the tap weight, an adder for adding the multiplier outputs, It consists of an adder for taking the difference between the adder output and the reference signal and creating an error signal, and a weight control circuit for controlling each tap weight of the tapped delay line, and controls so that the square error is minimized. In the spatial and time domain two-dimensional controlled adaptive array antenna
Each multiplier output giving a tap weight is added only in the spatial direction, a correction amount of the tap weight is determined based on a plurality (N) of error signals obtained by comparison with the reference signal, and the corrected tap weight The two-dimensional control type adaptive array antenna is characterized in that, by repeating the calculation using the above tap weight as a new tap weight, control is performed to form a null of the reception sensitivity in the interference wave direction while decreasing the square error.

By taking a weighted average of the N error signals with N tap outputs of the tapped delay line corresponding to each antenna element as a weighted weight, the correction amount of the tap weight is set to a time for each tapped delay line. 2. The two-dimensional control type adaptive array antenna according to claim 1, wherein the two-dimensional control type adaptive array antenna is determined on an average.

3. The calculation according to claim 1, wherein in the calculation process for obtaining the error signal, calculation is performed by taking several sample values (delay output, tap output) in the time direction and thinning out the remaining sample values. Two-dimensional adaptive array antenna.