JP3620617B2

JP3620617B2 - Series resonant inverter grounding circuit

Info

Publication number: JP3620617B2
Application number: JP01393197A
Authority: JP
Inventors: 敏栄三浦; 年弘野村; 直也江口; 清和中村; 正昭久本; 巌倉田
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1997-01-28
Filing date: 1997-01-28
Publication date: 2005-02-16
Anticipated expiration: 2017-01-28
Also published as: JPH10215577A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直列共振形インバータの接地回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４に直列共振形インバータの従来例を示す。
同図において、１は単相インバータ、３はマッチングトランス、５Ａ，５Ｂは直流遮断用（直流カット）コンデンサ、６Ａ，６Ｂは共振コンデンサ、７は変流器（ＣＴ）、８は負荷としてのワークコイル、９は浮遊静電容量である。すなわち、単相インバータ１に共振コンデンサ６Ａ，６ＢとＣＴ７の１次巻線からなる共振リアルトルとを直列に接続して高周波の出力インピーダンスを低減させ、高周波出力を得ることが可能な直列共振形インバータを示している。
【０００３】
図１４に示す直列共振形回路では、インバータ１およびマッチングトランス３の電圧は数百Ｖの低電圧であるが、変流器（ＣＴ）７に印加される電圧Ｖ_ＣＴ、および２つの共振コンデンサ６Ａ，６Ｂに印加される電圧Ｖｒは数ｋＶ〜十数ｋＶ以上の高周波高電圧である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような構成で、ＣＴ７の１次巻線に地絡事故（ＣＴ１次地絡）が発生すると、ＣＴ７の電圧Ｖ_ＣＴと共振コンデンサ電圧Ｖｒとは大きさは互いに略等しく極性は逆極性なので、マッチングトランス３の１次，２次間には同相分過電圧Ｖ_ＣＴ−ＶｒおよびＶｒが発生する。
ここで、マッチングトランス３の絶縁が破壊すると、上記電圧がインバータ１まで伝搬する。このとき、接地回路がないとインバータスタックの接地面までの浮遊静電容量９を通じて過電圧Ｖｓ（≒Ｖｒ）が印加され、インバータスタック破壊を引き起こす。また、過電圧が印加されることによりインバータ盤の接地電位が変動し、制御装置が誤動作するなどの問題が生じる。
【０００５】
そこで、同相分過電圧除去のため、商用周波数の回路と同じようにコンデンサで接地するようにすると、高周波ではコンデンサによるインピーダンスが小さくなり、正常運転時にノルマルモードの出力周波数の電流が接地面に流れ込み、運転が不能になるという問題がある。
したがって、この発明の課題は同相分過電圧を抑制し、インバータスタックの破壊や制御装置の誤動作を回避することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、インバータの出力側に共振リアクトルを介して２つの共振コンデンサを直列に接続した直列共振形インバータにおいて、
請求項１の発明では前記２つの共振コンデンサとインバータの出力２導体間にリアクトルを接続しその中点を接地した接地回路を、請求項２の発明では前記２つの共振コンデンサとインバータの出力２導体間にそれぞれコンデンサの一方の端子を接続し、その他方の端子を共通のリアクトルに接続し、その中点を接地した接地回路を、請求項３の発明では前記２つの共振コンデンサとインバータの出力２導体間にリアクトルを接続してその中点にコンデンサの一方の端子を接続し、その他方の端子を接地した接地回路を、請求項４の発明では前記２つの共振コンデンサとインバータの出力２導体間に変圧器を設け、その２次巻線の中点を接地した接地回路を、請求項５の発明では前記２つの共振コンデンサとインバータの出力２導体間に変圧器を設け、その２次巻線の中点にコンデンサの一方の端子を接続し、他方の端子を接地した接地回路をそれぞれ設けるようにしている。
請求項１ないし５のいずれかの発明では、前記接地回路における接地電流を検出し、その値が所定値以上のときは前記インバータを停止させる停止機能を持たせることができ（請求項６の発明）、または、前記接地回路の変圧器を含むインダクタンスの巻線をバイファーラー捲きとすることができる（請求項７の発明）。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第１の実施の形態を示す構成図、図２はその動作説明図である。
図１からも明らかなように、この例は図１４に示す従来例に対して、リアクトル２１の中点を接地した接地回路２を付加した点が特徴である。このようにすると、インバータ１の出力電圧に、リアクトル２１を偏磁させるようなノルマルモードの直流成分および低周波成分がないときは、リアクトル２１は短絡状態とはならず、或る大きさのインピーダンスを持つことになる。また、ＣＴの１次地絡時の同相成分に対しては図２（イ）にも示すように、出力導体Ｌ１，Ｌ２と接地点間の電位差Ｖ_Ｌが正負逆方向となるので、リアクトル２１に相殺する磁束が発生し、対抗電圧が生じない。よって、リアクトル２１によるインピーダンスは漏れリアクタンス分だけでほぼ零となり、図２（ロ）のようになるため、全ての同相分過電圧を吸収できることになる。つまり、接地回路の取り付け地点からインバータスタックの接地面までのインピーダンスに比べて接地回路のインピーダンスが小さいため、同相分過電圧を効果的に抑制することができる。
【０００８】
図３はこの発明の第２の実施の形態を示す構成図、図４はその動作説明図である。
図３に示すものは図１の例に対し、出力導体と接地点間にコンデンサ２２Ａ，２２Ｂを接続した点が特徴である。このコンデンサ２２Ａ，２２Ｂは高周波に対してはそのインピーダンスが小さいので、図４（ロ）のように示すことができ、高周波かつ同相成分に対しては図４（ハ）のように示すことができ、図１の場合と同様の機能，作用を持たせることが可能となる。したがって、その効果も同じである。
【０００９】
図５はこの発明の第３の実施の形態を示す構成図、図６はその動作説明図である。
これは、図３に示すものに対し、コンデンサ２２Ｃの接続位置をリアクトル２１の接地点側にした点が特徴である。したがって、同相成分に対しては図６（ロ）のように示すことができ、高周波かつ同相成分に対しては図６（ハ）のように示すことができ、図１の場合と同様の機能，作用および効果を持たせることが可能となる。
【００１０】
図７はこの発明の第４の実施の形態を示す構成図、図８はその動作説明図である。
これは、インバータ１の出力側に変圧器（トランス）を設け、その２次側の中点を接地して構成したものである。このトランスとしては、従来例に示すようにマッチングトランス３が設けられている場合はこれを兼用することができ、設けられていない場合は別途設けるようにすれば良い（図７は兼用した例を示す）。このようにすれば、電気回路的には図１の場合と全く同様となるので（トランスの２次巻線がリアクトルとなる）、その機能，作用および効果も図１の場合と同じく、同相成分に対しては図８（ロ）のように示すことができる。
【００１１】
図９はこの発明の第５の実施の形態を示す構成図、図１０はその動作説明図である。
これは、図７に示すものに対し、トランス２次側の中点と接地間にコンデンサ２２Ｄを接続した点が特徴である。したがって、同相成分に対しては図１０（ロ）のように示すことができ、高周波かつ同相成分に対しては図１０（ハ）のように示すことができ、図１の場合と同様の機能，作用および効果を持たせることが可能となる。
【００１２】
図１１はこの発明の第６の実施の形態を示す構成図である。
これは、図１に示すような接地回路を備えたインバータに対し、ＣＴ７で１次地絡が発生すると、同相分過電圧が接地回路２に印加され、大電流が接地線に流れる。そこで、電流検出用ＣＴ２３を設け、ここを流れる電流が抵抗１４に設定されている所定レベル以上になったら、コンパレータ１３により異常として検出し、制御装置１１およびゲート駆動回路１２に故障停止信号を出力し、インバータ１を停止させるもので、故障の迅速な検出を可能とし、被害の拡大を未然に防ぐことを可能にするものである。ここでは、接地線に流れる大電流をＣＴにより検出するようにしたが、他のインピーダンス素子を接続し、これに電流が流れたときの電圧をコンパレータに入力して検出するようにしても良い。また、接地回路として図１に示すものに用いたが、図３，図５，図７および図９に示すものを用いても良いことは言うまでもない。
【００１３】
図１２はこの発明の第７の実施の形態を示す構成図である。
これは、接地回路を構成するインダクタンス巻線の捲き方の具体例を示すもので、同相分過電圧が巻線間に印加されたとき、磁束を効果的に打ち消すために出力導体間各端子Ｕ，Ｖからアース端子までを密接して捲くバイファーラー巻なる捲線方法を採用している。こうすれば、鉄心２４の同じ部分に正負逆方向の磁束が生じるので、同相分電圧が印加されたときの漏れリアクタンスを小さくすることが可能となる利点がもたらされる。
【００１４】
図１３に図１の変形例を示す。
これは、図１に示すマッチングトランス３を、零相リアクトル４に置き換えたものである。すなわち、マッチングトランス３の１次，２次間インピーダンスに代えて、零相リアクトル４の持つ同相分インピーダンスを利用することにより、図１の場合と同様にして同相分過電圧を抑制せんとするものである。なお、この例は図３，図５の如き接地回路を用いる場合にも同様にして適用することが可能である。
【００１５】
【発明の効果】
この発明によれば、同相分過電圧を抑制できるため、ＣＴの１次巻線地絡事故等が生じても、インバータに過電圧が印加されるのを回避することができ、制御装置の誤動作やインバータの素子破壊を防止し得る利点が得られる。また、正常運転時の高周波成分のノルマルモードの出力電圧に対しては、この発明による接地回路は高インピーダンスとなるので、悪影響を与えるおそれもないなどの利点もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図４】図３の動作説明図である。
【図５】この発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
【図６】図４の動作説明図である。
【図７】この発明の第４の実施の形態を示す構成図である。
【図８】図７の動作説明図である。
【図９】この発明の第５の実施の形態を示す構成図である。
【図１０】図９の動作説明図である。
【図１１】この発明による停止機能付きインバータ例を示す構成図である。
【図１２】この発明による巻線例の説明図である。
【図１３】図１の変形例を示す構成図である。
【図１４】従来例を示す構成図である。
【符号の説明】
１…インバータ、２…接地回路、３…トランス、４…零相リアクトル、５Ａ，５Ｂ…直流カットコンデンサ、６Ａ，６Ｂ…共振コンデンサ、７…変流器（ＣＴ）、８…負荷（ワークコイル）、９…浮遊静電容量、１１…制御装置、１２…ゲート駆同回路、１３…コンパレータ、１４…電流検出レベル調整用抵抗、１５…電流検出用抵抗、２１…リアクトル、２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｄ…コンデンサ、２３…接地電流検出用ＣＴ、２４…鉄心、２５…巻線。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a ground circuit of a series resonance type inverter.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 shows a conventional example of a series resonance type inverter.
In the figure, 1 is a single-phase inverter, 3 is a matching transformer, 5A and 5B are DC blocking capacitors, 6A and 6B are resonance capacitors, 7 is a current transformer (CT), and 8 is a work as a load. The coil 9 is a floating capacitance. That is, a series resonant inverter capable of obtaining a high-frequency output by connecting a resonant capacitor 6A, 6B and a resonant realtor composed of a primary winding of CT7 to the single-phase inverter 1 in series to reduce a high-frequency output impedance. Is shown.
[0003]
In the series resonant circuit shown in FIG. 14, the voltage of the inverter 1 and the matching transformer 3 is a low voltage of several hundred volts, but the voltage V _CT applied to the current transformer (CT) 7 and the two resonant capacitors 6A. , 6B is a high frequency high voltage of several kV to several tens of kV or more.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In such a configuration, when earth fault (CT1 primary ground fault) occurs in the primary winding of CT7, substantially equal polarity to each other magnitude of the voltage V _CT and the resonant capacitor voltage Vr of CT7 because reverse polarity, Between the primary and secondary of the matching transformer 3, in-phase overvoltages V _CT -Vr and Vr are generated.
Here, when the insulation of the matching transformer 3 is broken, the voltage propagates to the inverter 1. At this time, if there is no ground circuit, an overvoltage Vs (≈Vr) is applied through the floating capacitance 9 up to the ground plane of the inverter stack, causing inverter stack destruction. In addition, when the overvoltage is applied, the ground potential of the inverter panel fluctuates, causing problems such as malfunction of the control device.
[0005]
So, in order to eliminate overvoltages in the common mode, if the capacitor is grounded in the same way as the circuit of the commercial frequency, the impedance due to the capacitor is reduced at high frequencies, and the current of the normal mode output frequency flows into the ground plane during normal operation. There is a problem that driving becomes impossible.
Accordingly, an object of the present invention is to suppress the overvoltage for the common mode and to avoid the destruction of the inverter stack and the malfunction of the control device.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, in a series resonance type inverter in which two resonance capacitors are connected in series via a resonance reactor on the output side of the inverter,
The ground circuit grounded the midpoint connecting the reactor between the output 2 conductors of the two resonant capacitors and the inverter in the invention of claim 1, wherein the two resonant capacitors and the inverter output 2 conductors in the invention of claim 2 A ground circuit in which one terminal of each capacitor is connected between them, the other terminal is connected to a common reactor, and a midpoint thereof is grounded. In the invention of claim 3, the two resonant capacitors and the output 2 of the inverter are provided. A grounding circuit in which a reactor is connected between conductors, one terminal of the capacitor is connected to the middle point thereof, and the other terminal is grounded, is provided between the two resonant capacitors and the two output conductors of the inverter according to the invention of claim 4. transformer transformer is provided, a ground circuit is grounded midpoint of the secondary winding, in the invention of claim 5 between the output 2 conductors of the two resonant capacitors and inverter The provided, connecting the one terminal of the capacitor to the midpoint of the secondary winding, and a ground circuit to ground the other terminal to be provided, respectively.
In any one of the claims 1 to 5, wherein the detecting a ground current in the grounding circuit, when its value is a predetermined value or more can Ru to have a stop function for stopping the inverter (claims 6 (Invention) or an inductance winding including the transformer of the ground circuit can be used as a biferrar (Invention of Claim 7).
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention, and FIG.
As is apparent from FIG. 1, this example is characterized in that a grounding circuit 2 in which the midpoint of the reactor 21 is grounded is added to the conventional example shown in FIG. In this way, when the output voltage of the inverter 1 does not have a normal mode DC component and a low frequency component that demagnetizes the reactor 21, the reactor 21 is not short-circuited and has a certain impedance. Will have. Further, as shown in FIG. 2 (a), the potential difference V _L between the output conductors L1 and L2 and the grounding point is in the positive and negative directions for the in-phase component at the time of the primary ground fault of the CT. Magnetic flux that cancels out is generated, and no counter voltage is generated. Therefore, the impedance due to the reactor 21 is substantially zero only for the leakage reactance, and is as shown in FIG. 2 (b), so that all the in-phase overvoltages can be absorbed. That is, since the impedance of the ground circuit is smaller than the impedance from the ground circuit attachment point to the ground plane of the inverter stack, it is possible to effectively suppress the in-phase overvoltage.
[0008]
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a diagram for explaining the operation thereof.
3 is different from the example of FIG. 1 in that capacitors 22A and 22B are connected between the output conductor and the grounding point. Since these capacitors 22A and 22B have low impedance for high frequencies, they can be shown as shown in FIG. 4 (b), and for high frequency and in-phase components, they can be shown as shown in FIG. 4 (c). It is possible to provide the same functions and operations as in the case of FIG. Therefore, the effect is the same.
[0009]
FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a diagram for explaining the operation thereof.
This is characterized in that the connection position of the capacitor 22C is set to the grounding point side of the reactor 21 with respect to that shown in FIG. Therefore, the in-phase component can be shown as shown in FIG. 6 (b), and the high-frequency and in-phase component can be shown as shown in FIG. 6 (c). The same function as in FIG. , It is possible to have actions and effects.
[0010]
FIG. 7 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention, and FIG. 8 is a diagram for explaining the operation thereof.
In this configuration, a transformer (transformer) is provided on the output side of the inverter 1 and the midpoint of the secondary side is grounded. As the transformer, as shown in the conventional example, when the matching transformer 3 is provided, it can be also used. When the matching transformer 3 is not provided, it may be provided separately (FIG. 7 shows an example of the combined use). Show). In this way, the electrical circuit is exactly the same as in the case of FIG. 1 (the secondary winding of the transformer becomes a reactor), and its function, action and effect are the same in-phase components as in FIG. Can be shown as shown in FIG.
[0011]
FIG. 9 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention, and FIG. 10 is an operation explanatory view thereof.
This is different from that shown in FIG. 7 in that a capacitor 22D is connected between the midpoint of the transformer secondary side and the ground. Therefore, the in-phase component can be shown as shown in FIG. 10 (b), and the high-frequency and in-phase component can be shown as shown in FIG. 10 (c). , It is possible to have actions and effects.
[0012]
FIG. 11 is a block diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
This is because when a primary ground fault occurs at CT7 for an inverter having a ground circuit as shown in FIG. 1, an overvoltage corresponding to the common mode is applied to the ground circuit 2, and a large current flows through the ground line. Therefore, a current detection CT 23 is provided, and when the current flowing therethrough exceeds a predetermined level set in the resistor 14, it is detected as an abnormality by the comparator 13, and a failure stop signal is output to the control device 11 and the gate drive circuit 12. In this case, the inverter 1 is stopped so that the failure can be detected quickly and the spread of damage can be prevented in advance. Here, the large current flowing through the ground line is detected by CT, but another impedance element may be connected and the voltage when the current flows through the impedance element may be input to the comparator for detection. Further, although the ground circuit shown in FIG. 1 is used, it goes without saying that those shown in FIGS. 3, 5, 7 and 9 may be used.
[0013]
FIG. 12 is a block diagram showing a seventh embodiment of the present invention.
This shows a specific example of how to wind the inductance windings constituting the ground circuit, and each terminal U between the output conductors U, in order to effectively cancel the magnetic flux when an in-phase overvoltage is applied between the windings. A winding method is used in which a bi-ferrer winding is used in which the V and ground terminals are in close contact. In this way, since magnetic fluxes in the positive and negative directions are generated in the same part of the iron core 24, there is an advantage that the leakage reactance can be reduced when the common-mode voltage is applied.
[0014]
FIG. 13 shows a modification of FIG.
This is obtained by replacing the matching transformer 3 shown in FIG. 1 with a zero-phase reactor 4. That is, by using the common-mode impedance of the zero-phase reactor 4 instead of the primary-secondary impedance of the matching transformer 3, the over-voltage of the common mode is suppressed as in the case of FIG. is there. This example can also be applied in the same way when a ground circuit as shown in FIGS. 3 and 5 is used.
[0015]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the overvoltage can be suppressed by the common mode, it is possible to prevent the overvoltage from being applied to the inverter even if a CT primary winding ground fault occurs or the like. Advantages that can prevent device destruction are obtained. In addition, the ground circuit according to the present invention has a high impedance with respect to the normal mode output voltage of the high frequency component during normal operation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of FIG. 1;
FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
4 is an operation explanatory diagram of FIG. 3; FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
6 is an operation explanatory diagram of FIG. 4. FIG.
FIG. 7 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
8 is an operation explanatory diagram of FIG. 7. FIG.
FIG. 9 is a block diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
10 is an operation explanatory diagram of FIG. 9. FIG.
FIG. 11 is a block diagram showing an example of an inverter with a stop function according to the present invention.
FIG. 12 is an explanatory diagram of a winding example according to the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram showing a modification of FIG. 1;
FIG. 14 is a configuration diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Inverter, 2 ... Grounding circuit, 3 ... Transformer, 4 ... Zero phase reactor, 5A, 5B ... DC cut capacitor, 6A, 6B ... Resonance capacitor, 7 ... Current transformer (CT), 8 ... Load (work coil) , 9 ... Stray capacitance, 11 ... Control device, 12 ... Gate drive circuit, 13 ... Comparator, 14 ... Current detection level adjusting resistor, 15 ... Current detection resistor, 21 ... Reactor, 22A, 22B, 22C, 22D ... capacitor, 23 ... CT for ground current detection, 24 ... iron core, 25 ... winding.

Claims

In a series resonance type inverter in which two resonance capacitors are connected in series via a resonance reactor on the output side of the inverter,
A grounding circuit for a series resonance type inverter, characterized in that a grounding circuit is provided in which a reactor is connected between the two resonant capacitors and two output conductors of the inverter and the midpoint thereof is grounded.

In a series resonance type inverter in which two resonance capacitors are connected in series via a resonance reactor on the output side of the inverter,
A grounding circuit is provided in which one terminal of each capacitor is connected between the two resonance capacitors and the two output conductors of the inverter, the other terminal is connected to a common reactor, and the midpoint thereof is grounded. A series resonant inverter grounding circuit.

In a series resonance type inverter in which two resonance capacitors are connected in series via a resonance reactor on the output side of the inverter,
A series resonance comprising a ground circuit in which a reactor is connected between the two resonant capacitors and the two output conductors of the inverter, one terminal of the capacitor is connected to the midpoint, and the other terminal is grounded Type inverter grounding circuit.

In a series resonance type inverter in which two resonance capacitors are connected in series via a resonance reactor on the output side of the inverter,
A grounding circuit for a series resonance type inverter, characterized in that a transformer is provided between the two resonant capacitors and two output conductors of the inverter, and a grounding circuit is provided in which the middle point of the secondary winding is grounded.

In a series resonance type inverter in which two resonance capacitors are connected in series via a resonance reactor on the output side of the inverter,
A transformer is provided between the two resonant capacitors and the output two conductors of the inverter, and a ground circuit is provided in which one terminal of the capacitor is connected to the middle point of the secondary winding and the other terminal is grounded. The ground circuit of the series resonance type inverter.

6. The series resonance inverter according to claim 1, further comprising a stop function for detecting a ground current in the ground circuit and stopping the inverter when the value is equal to or greater than a predetermined value. Grounding circuit.

6. The ground circuit of a series resonance inverter according to claim 1, wherein a winding having an inductance including the transformer of the ground circuit is used as a biferrar winding.