JP3618081B2

JP3618081B2 - Rectifying device for charging generator for vehicles

Info

Publication number: JP3618081B2
Application number: JP2000362929A
Authority: JP
Inventors: 正寿桝本; 栄引田; 修一国分
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Car Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 2000-11-29
Filing date: 2000-11-29
Publication date: 2005-02-09
Anticipated expiration: 2020-11-29
Also published as: JP2002171687A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は車両用充電発電機の整流装置に係り、特にパワーＭＯＳトランジスタを使用した３相全波整流器を有する車両用充電発電機の整流装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、パワーＭＯＳトランジスタを使用する整流装置としては、特開平８−３３６２３８号公報に記載された充電発電機の整流装置がある。
【０００３】
この公報に記載された整流装置は、余分なサージ吸収回路を採用することなく、低速回転領域であっても、低整流損を確保しつつ、交流回転電気機械の出力を効率良く取り出せる車両用電源システムを提供することを目的としている。
【０００４】
そして、この公報に記載された整流装置においては、発電電圧の位相を電圧検出し、各パワーＭＯＳトランジスタのゲートをＯＮ、ＯＦＦ動作させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記公報に記載された整流装置の場合、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ動作を各相の発電電圧を検出して制御しているため、例えば、Ｕ相の低電位側のパワーＭＯＳトランジスタがＯＮとなっているとき、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗が３ｍΩとして、Ｕ相に流れ込む電流が１０Ａでは、０．０３Ｖ、５０Ａでは０．１５Ｖのみしか変動しない（電流が１０Ａの場合と３０Ａの場合との差電圧は、０．１５Ｖ−０．０３Ｖ＝０．１２Ｖの微少変化のみである）。
【０００６】
その結果、発電電圧の相電圧のみを検出してパワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ動作を制御する場合、ある程度大きな電流が流れた状態で、パワーＭＯＳトランジスタをＯＦＦさせることとなるため、大きなスイッチングサージが発生してしまう。
【０００７】
この場合、最悪ではパワーＭＯＳトランジスタの耐圧を越えたサージ電圧が発生し、パワーＭＯＳトランジスタを損傷する可能性がある。
【０００８】
また、パワーＭＯＳトランジスタがＯＮからＯＦＦする時間によっては、パワーＭＯＳトランジスタ素子が異常に発熱したり、発生するスイッチングサージにより、対ラジオノイズ特性が著しく悪化してしまう。
【０００９】
本発明の目的は、簡単な構成で安価でありながら、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ動作時における発熱が抑制され、発生ノイズも低減された車両用充電発電機の整流装置を実現することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は次のように構成される。
（１）エンジンの回転により回転し、回転磁界をつくる界磁巻線と、この界磁巻線を受けて電流を発生する電機子巻線と、この電機子巻線に発生した多相交流出力を整流する多相全波整流器とを備え、上記多相全波整流器は、各相毎に高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとの直列回路で構成され、各相の直列回路が、バッテリの正極側と上記電機子巻線の対応する相の端子及びアース側に接続されている車両用充電発電機において、上記電機子巻線の少なくとも1つの相の端子に流れる相電流を検出するための電流検出手段と、上記電流検出手段により検出された一つの相の相電流の極性を判断し、極性が反転した時点で、出力状態が「１」と「０」とに反転する一つの相の基準信号と、この一つの相の基準信号が反転した時点から所定の経過時間後に、出力状態が「１」と「０」とに反転する他の相の基準信号とを発生し、上記一つの相の基準信号及び他の相の基準信号に基づいて、上記各相毎に設けられたＭＯＳパワートランジスタのオンオフ動作を制御する制御手段とを備える。
【００１１】
（２）好ましくは、上記（１）において、上記高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとが、上記一つの相の基準信号及び他の相の基準信号から、互いに異なる２つの遅延時間だけ遅延して、オンとなるように、上記高電位側ＭＯＳパワートランジスタと低電位側ＭＯＳパワートランジスタとを、それぞれ動作制御する。
【００１２】
（３）また、好ましくは、上記（１）、（２）において、上記多相交流出力の相数をｎとし、ｋを２（ｎ−１）／ｎまでの自然数とすると、上記一つの相の基準信号が反転してから次の極性反転までの時間に２ｋ／ｎを乗じた時間を上記所定の経過時間として、他の相の基準信号を発生する。
【００１３】
（４）また、好ましくは、上記（３）において、上記多相交流出力は３相交流出力である。
【００１４】
（５）また、好ましくは、上記（１）において、上記各ＭＯＳパワートランジスタはトレンチ型である。
【００１５】
電機子巻線の１相（Ｕ相）電流をシャント抵抗により検出し、Ｕ相端子に流れる電流の極性を判断してその極性が反転してから次ぎの極性反転までの時間を保持し、その保持時間から分割比率時間の経過時点にてＶ相のＭＯＳパワートランジスタの駆動を行う。また、上記保持時間から分割比率時間×２の経過時点にて、Ｗ相のＭＯＳパワートランジスタ駆動を行う。このように、順次パワートランジスタの駆動を実施する事で１相のみの電流検出でＵ、Ｖ、Ｗの各相電流が最も低い値の時にＭＯＳパワートランジスタの駆動を行い、ＯＮ、ＯＦＦ動作時の発熱を最小限に抑えるとともにノイズを低減することが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態である車両用充電発電機の制御装置について、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１〜図６は、本発明の一実施形態である自動車用充電発電機の充電系統を示す制御回路図である。
【００１７】
図１〜図６において、界磁巻線１３は、図示しない回転子に装着され、エンジンの回転と同期して回転し回転磁界を発生する。
【００１８】
また、界磁巻線１３に並列に接続されたフライホイールダイオード１９はスイッチングノイズを吸収するために接続されている。
【００１９】
また、上記回転子と空隙を持って対向する固定鉄心（図示せず）に巻装された電機子巻線１１は、界磁巻線１３が発生する回転磁界の大きさに応じて交流波形をもった電圧を出力する。
【００２０】
電機子巻線１１からの交流出力は、三相全波整流器１２を構成する整流用パワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９で全波整流される。
【００２１】
ここで、パワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９は、高電位側をＰチャネル形、低電位側をＮチャネル形のパワーＭＯＳトランジスタで構成しているが、高電位側もＮチャネル形で構成し、ゲートの電圧駆動をチャージポンプ回路で構成した、昇圧電圧を利用する駆動方式でも良い。
【００２２】
ここで、抵抗１２４、１２７、１２３は、Ｐチャネル形のパワーＭＯＳトランジスタ１２８、１２５、１２１のプルアップ用抵抗である。
【００２３】
次に、整流用パワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９は、制御回路２１によって、各ゲート信号が制御される。この制御回路２１は各相の高電位側、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１２８、１２９を制御する為の、ゲート駆動回路２１１、２１２、２１３を有する。
【００２４】
ゲート駆動回路２１１は、Ｗ相用のゲート駆動回路であり、このゲート駆動回路２１１は、図２に示すように、抵抗２１１２、２１１４、２１１５、２１１７、２１１８及びトランジスタ２１１１、２１１３、２１１９、動作スイッチ２１１６、ディレー時間発生回路２１１０で構成される。
【００２５】
抵抗２１１２はトランジスタ２１１１のベースに接続され、抵抗２１１４は、トランジスタ２１１３のベースに接続される。また、スイッチ２１１６は、抵抗２１１５を介してトランジスタ２１１３のコレクタに接続される。また、抵抗２１１８はトランジスタ２１１９のコレクタに接続され、抵抗２１１４及び２１１２は共にディレー時間発生回路２１１０に接続される。このディレー時間制御回路２１１０は、トランジスタ２１１９のコレクタにも接続されている。
【００２６】
同様に、Ｖ相用ゲート駆動回路２１２は、図３に示すように、抵抗２１２２、２１２４、２１２５、２１２７、２１２８及びトランジスタ２１２１、２１２３、２１２９、動作スイッチ２１２６、ディレー時間発生回路２１２０で構成される。
【００２７】
また、Ｕ相用ゲート駆動回路２１３は、図４に示すように、抵抗２１３２、２１３４、２１３５、２１３７、２１３８及びトランジスタ２１３１、２１３３、２１３９、動作スイッチ２１３６、ディレー時間発生回路２１３０で構成される。
【００２８】
なお、精度良く各相電流を切り替え動作させる為に、整流器１２のＵ相に電流検出用シャント抵抗１２０１が設けられ、このシャント抵抗１２０１に流れる電流を検出し、各相に配置された、パワーＭＯＳトランジスタの各動作タイミングを制御するため、制御回路２１が電流検出回路２１５を有している。
【００２９】
電流検出回路２１５は図５に示すように、電流検出部として、抵抗２１５２、２１５３、２１５４、２１５６、ＯＰアンプ２１５１を備えるとともに、この電流検出部により検出された電流から極性判定し、各相に時間配分した信号を発生するゲート信号発生回路２１５０を備える。
【００３０】
また、制御回路２１は、界磁巻線１３に流れる電流を制御し、発電機出力電圧を一定電圧に制御するための電圧制御用回路２１４を有する。
【００３１】
図６は、電圧制御回路２１４の回路構成図であり、この電圧制御回路２１４は電圧制御を行うパワースイッチ部２０をコントロールする。
【００３２】
パワースイッチ部２０のパワースイッチであるパワーＭＯＳトランジスタ２０２、抵抗２０３は界磁巻線１３の制御用であり、パワーＭＯＳトランジスタ２０２は、図６に示す電圧制御回路２１４の抵抗５８、５９、５７、基準電源６０、コンパレータ６１で構成された電圧検出回路で出力電圧を一電圧に制御する。
【００３３】
電圧制御回路２１４で制御された出力は、出力端子”Ｂ”を介してバッテリ１４に供給され、バッテリ１４が充電される。また、同時に、三相全波整流器１２の出力はこの出力端子”Ｂ”から、負荷スイッチ１８を介して、ランプ等の電気負荷１７に供給される。
【００３４】
充電表示灯１６は、抵抗１６１、１６３、発光ダイオード１６２、ダイオード１６４を備えており、キースイツチ１５に接続され、このキースイッチ１５を閉じる事により、パワースイッチ部２０んｐＭＯＳトランジスタ２０１が閉じるため充電表示灯１６が点灯する。
【００３５】
電源の起動、停止回路は、キースイッチ１５が閉じた時に電源を起動し、各回路に電流を供給する電源電圧ＶＣＣを発生させるための回路であり、また、キースイッチ１５が開いた時に電源の停止をおこなうための回路である。
【００３６】
電源の起動、停止回路としては、充電表示灯１６とＭＯＳトランジスタ２０１のドレインに接続されているＬ端子に接続された、図６に示す、抵抗７７、８１、ダイオード７８、７９、８０、コンパレータ７６、基準電圧７５、とＮＯＲ回路８２で構成されている。
【００３７】
なお、電源の起動保持として、発電機が発電中は、充電表示灯１６が断線しても、電源がダウンしない様に、電機子巻線１１の１相電圧をＰＶ端子により検出し、図６に示す、抵抗６２、６３、６８、ダイオード６４、６６、コンデンサー６５、トランジス６７で構成された回路にて、１相電圧が発生している間、電源を保持する。
【００３８】
なお、ＰＶ端子電圧が、ある設定電圧以下か以上かで、充電表示灯の点灯、消灯を行う為に、図６に示すように、トランジスタ６９、７２抵抗７０、７１で回路を構成している。
【００３９】
以上の構成において、整流装置の動作の詳細について、図７及び図８を参照して説明する。
キースイッチ１５が閉じるとＬ端子電圧はほぼバッテリー１４の電圧と等しくなり、電圧制御回路２１４のダイオード７８、７９、８０が導通しＮＯＲ回路８２の入力が“１”となるため、ＮＯＲ回路８２のもう１方の入力信号とは無関係にＮＯＲ回路８２の出力は“０”となるため、トランジスタ５２が導通する。
【００４０】
トランジスタ５２の導通により電源電圧ＶＣＣが発生し、ＶＣＣから抵抗７３（図６）を介してＭＯＳトランジスタ２０１にゲート電圧が印加され、パワースイッチ部２０のＭＯＳトランジスタ２０１は導通を開始する。
【００４１】
ここで、ＭＯＳトランジスタ２０１がＯＮ時のドレイン電圧は、基準電圧７５より高い電圧となるように、基準電圧７５を設定しているため、コンパレータ７６の出力は“１”が出力され、ＮＯＲ回路８２の出力には“０”が出力される。なお、ＭＯＳトランジスタ２０１の導通により、充電表示灯１６は点灯する。
【００４２】
ここで、Ｂ端子の電圧を抵抗５８、５９（図６）で分圧した電圧は、基準電圧６０より低い電圧であるため、コンパレータ６１の出力は“０”となる結果、ＭＯＳトランジスタ２０２は、オン状態となり界磁巻線１３に励磁電流が供給される。
【００４３】
次に、エンジンが始動し、発電機の回転数が徐々に増加すると、電機子巻線１１は、界磁巻線１３が発生する回転磁界の大きさに応じて交流波形をもった電圧を出力する。
【００４４】
この発生電圧をＰＶ端子から入力し、抵抗６２、６３で分圧し、分圧した電圧をダイオード６４で半波整流して、正極成分のみ取り出し、コンデンサ６５で平滑化する。
【００４５】
平滑された電圧はトランジスタ６９で電流増幅され、抵抗７０を介して、トランジスタ７２を動作させることによりＭＯＳトランジスタ２０１はオフとなり、充電警告灯１６は消灯する。
【００４６】
また、コンデンサ６５で平滑された電圧は、抵抗６８、ダイオード６６を介してトランジスタ６７をオンとして動作させる結果、ＮＯＲ回路８２の出力端子電圧は“０”となる。
【００４７】
その結果、充電表示灯１６が切れる、または、キースイッチ１５が誤ってオフとされた場合でも、電源電圧ＶＣＣは安定して供給されため、各制御回路は正常に動作を行い、発電機は発電を続行する。
【００４８】
ここで、さらにエンジン回転が上昇し、発電機の出力電流がＢ端子を経由して、バッテリ１４に供給されると、バッテリ１４に印加される電圧が上昇する。この上昇した電圧をＢ端子を経由して検出し、抵抗５８、５９の分圧電圧と基準電圧６０とが、コンパレータ６１で比較される。
【００４９】
抵抗５８、５９の分圧電圧と基準電圧６０とが比較された結果、分圧電圧が基準電圧６０より高い時、コンパレータ６１の出力は“１”となり、その結果、ＭＯＳトランジスタ２０２はオフし、界磁巻線１３に流れている電流は遮断され、発電機は発電を停止する。
【００５０】
この様に、バッテリー１４の電圧をＢ端子で検出し、界磁巻線１３に流れている電流をコントロールする結果、調整電圧は一定に制御される。
【００５１】
以上が、界磁巻線１３に流れる電流を制御し、出力電圧を一定に保つための動作である。
【００５２】
次に、整流装置の動作を説明する。
まず、エンジンが始動し、発電機の回転数が徐々に増加すると、電機子巻線１１には、界磁巻線１３が発生した回転磁界の大きさに応じて交流波形をもった電圧を出力する。
【００５３】
ここで、Ｕ相電流検出用シャント抵抗１２０１に交流電流が流れ始め、その発生電流を、ＯＰアンプ２１５１、抵抗２１５２、電流検出回路２１５の抵抗２１５３、２１５４、２１５６で構成した増幅回路にて増幅し、ゲート信号発生回路２１５０に入力する。
【００５４】
そして、シャント抵抗１２０１の増幅電流が入力されたゲート信号発生回路２１５０にて、相電流の流れる方向及びその切替わりタイミングを検出し、図７に示すような時間軸ｔ０にて、基本となるＶＧ１出力信号を発生させる。
【００５５】
ここで、本来、高電位側のパワーＭＯＳトランジスタと低電位側パワーＭＯＳトランジスタとは、互いに相反する動作を行い、高電位側がＯＮの場合、低電位側がＯＦＦという動作を行う。
【００５６】
本発明の一実施形態では、高電位側にＰチャネル形パワーＭＯＳトランジスタを、低電位側にＮチャネル形パワーＭＯＳトランジスタを使用しているため、双方のトランジスタに印加するゲート電圧のＯＮ、ＯＦＦタイミング動作は、基本的に同一である。
【００５７】
ただし、高電位側のＰチャネル形パワーＭＯＳトランジスタと、低電位側のＮチャネル形パワーＭＯＳトランジスタとが同時にＯＮ動作した場合、バッテリ１４からの短絡電流が流れ込むのを防止するために、同時ＯＮ防止として、ディレー時間ｔ１を設けている。
【００５８】
また、キースイッチ１５がＯＦＦで車両としてエンジンが停止した状態では、高電位側、低電位側双方のパワーＭＯＳトランジスタはＯＦＦしていることが消費電流の点からも望ましく、本発明の一実施形態においては、図２、図３、図４に示すゲート駆動回路２１１、２１２、２１３に、エンジンが停止した状態でオフとなるスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を設けている。
【００５９】
まず、基本となるＶＧ１出力信号を発生すると同時に、ＳＷ１信号をＯＮさせる。
【００６０】
次に、時間ＴＡを計測し、この時間ＴＡを基準として、時間ＴＡ×２／３時間後に、ＶＧ２出力信号を出力し、時間ＴＡ×４／３時間後にＶＧ３出力信号を出力する。
【００６１】
なお、高電位側の動作開始用スイッチＳＷ２及びＳＷ３は、ＶＧ２出力信号の出力と同時にＯＮさせる。
【００６２】
３相全波整流の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の位相差は１２０°であるため、Ｕ相を基準として、Ｖ相、Ｗ相の動作時間を基準時間×２／３、基準時間×４／３だけ遅らせて動作させる。
【００６３】
電流検出回路２１５のゲート信号発生回路２１５０は、Ｕ相に流れる電流の変化を連続的に検出して計測し、基準時間ＴＡの次ぎに基準時間ＴＢを計測し、次ぎに基準時間ＴＣというように、発電機の回転数変化を順次取り込み、ＶＧ１出力信号を発生させると共に、計測した時間の２／３、４／３時間ずれた信号をＶＧ２、ＶＧ３の出力信号として発生させる。
【００６４】
次ぎに、発生したＶＧ１信号はＵ相用ゲート駆動回路２１３に入力され、ディレー時間発生回路２１３０にて、ＭＮ１出力信号とＭＰ１出力信号とに遅れを持たせた信号が出力され、ＭＮ１出力信号で、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２２を動作させ、ＭＰ１出力信号で、高電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２１を動作させる。
【００６５】
ここで、ＭＮ１出力信号は、０（Ｌｏｗ）から１（Ｈｉｇｈ）に変化する際にディレー時間ｔ１を有し、ＭＰ１出力信号は、１（Ｈｉｇｈ）から０（Ｌｏｗ）に変化する際にディレー時間ｔ２を有する。その結果、高電位側と低電位側のパワーＭＯＳトランジスタが同時にＯＮとなることを防止する。
【００６６】
Ｖ相も同様に、ＶＧ２出力信号が、Ｖ相用ゲート駆動回路２１２に入力され、ディレー時間発生回路２１２０にて、ＭＮ２出力信号とＭＰ２出力信号とに遅れを持たせた信号が出力され、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２６及び高電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２５を動作させる。
【００６７】
Ｗ相も同様に、ＶＧ３出力信号が、Ｗ相用ゲート駆動回路２１１に入力され、ディレー時間発生回路２１１０にて、ＭＮ３出力信号とＭＰ３出力信号とに遅れを持たせた信号が出力され、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２９及び高電位側のパワーＭＯＳトランジスタ１２８を動作させる。
【００６８】
さらにエンジン回転が上昇し、発電機の出力電流がＢ端子を経由して各電気負荷に消費された場合も上記と同様に整流装置が動作する。
【００６９】
図８に、３相全波整流の発生電圧、電流を各相別に表わした波形、及び基本出力信号ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３の動作タイミングを表した波形を示す。
【００７０】
図８において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、各相の電圧変化は急峻であるのに比べ、各相の相電流の変化は緩やかである。このため、一相の電流を検出して、その電流の切り替えタイミングを基準として、残りの２相を駆動する方式は、電圧検出のみで切り替えタイミングを制御する方式に対し、精度良く各パワーＭＯＳトランジスタの切り替え動作が可能となる。
【００７１】
したがって、パワーＭＯＳトランジスタの低損失領域を有効に使用できると共に、パワーＭＯＳトランジスタのＯＮ−ＯＦＦ切り替え時のノイズも低減可能である。
【００７２】
次に、エンジンが停止し、キースイッチ１５がＯＦＦされると、ＮＯＲ回路８２の出力が“１”となり、かつ、発電機の回転が停止しているため、トランジスタ６７がＯＦＦであり、トランジスタ５２がＯＦＦとなることで、ＶＣＣを発生させていた電源電圧回路はＶＣＣの発生を停止する。
【００７３】
電源であるＶＣＣが発生しなくなったことで、低電位側のパワーＭＯＳトランジスタはＯＦＦし、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３がＯＦＦすることで、高電位側のパワーＭＯＳトランジスタもＯＦＦし、発電機の制御部は動作を停止する。
【００７４】
その結果、暗電流は最小限に抑えられ、エンジン停止時のバッテリ１４の放電を最小限に抑えることが出来る。
【００７５】
なお、上述した例は３相交流を整流する場合の例であるが、本発明は、３相のみならず、その他の多相交流も整流可能であり、上述した例と同様な効果をうることができる。
【００７６】
多相の場合、１相の電流を検出して、極性が反転してから次の極性が反転するまでの基準時間Ｔに対して、相数をｎ、ｋを、１からｎ−１までの自然数とすれば、他の相のトランジスタは、１相目のトランジスタのオンオフ動作制御時から、Ｔ×２ｋ／ｎ時間遅延して、オンオフ動作制御されることとなる。
【００７７】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成されているため、次のような効果がある。
すなわち、標準的なパワーＭＯＳトランジスタを整流素子として使用し、整流装置の１相の電流のみを検出して、１相のパワーＭＯＳトランジスタのオンオフ動作を制御し、他の相は、上記１相の電流の検出に従って、所定のタイミングでパワーＭＯＳトランジスタのオンオフ動作を制御するように構成した。
【００７８】
したがって、電流検出手段は一相分のみで、他の相には不要であり、構成が簡単で安価でありながら、相電流が最も低下した時点でパワーＭＯＳトランジスタのＯＮ、ＯＦＦ制御を行う事ができるため、ＯＮ、ＯＦＦ動作時の発熱を最小限に抑えるとともに、従来のＰ／Ｎ接合タイプのダイオードにて発生する、転流サージの発生が抑えられ、ノイズも低減された車両用充電発電機の整流装置を実現することができる。
【００７９】
なお、当然の事ながら、整流素子として、ダイオードの代わりに、パワーＭＯＳトランジスタを使用する事により、発熱ロスを抑え、高効率な充電発電機の整流装置を安価に実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態である車両用充電発電機の整流装置の概略構成図である。
【図２】図１に示したゲート駆動回路の回路構成図である。
【図３】図１に示したゲート駆動回路の回路構成図である。
【図４】図１に示したゲート駆動回路の回路構成図である。
【図５】図１に示した電流検出回路の回路構成図である。
【図６】図１に示した電圧制御回路の回路構成図である。
【図７】本発明の一実施形態における整流動作の信号タイミングチャートである。
【図８】本発明の一実施形態における各動作電圧及び電流波形を示す図である。
【符号の説明】
１１電機子巻線
１２整流器
１３界磁巻線
１４バッテリ
１５キースイッチ
１６充電警告灯
１９フライホイール・ダイオード
２１制御回路
１２１、１２５Ｐチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
１２８Ｐチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
１２２、１２６Ｎチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
１２９Ｎチャネル形パワーＭＯＳトランジスタ
２０２パワーＭＯＳトランジスタ
２１１、２１２ゲート信号発生回路
２１３ゲート信号発生回路
２１５電流検出回路
１２０１相電流検出用シャント抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a rectifier for a vehicle charging generator, and more particularly to a rectifier for a vehicle charging generator having a three-phase full-wave rectifier using a power MOS transistor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a rectifier using a power MOS transistor, there is a rectifier for a charging generator described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-336238.
[0003]
The rectifier described in this publication is a vehicle power supply that can efficiently extract the output of an AC rotating electrical machine while ensuring low rectification loss even in a low-speed rotation region without employing an extra surge absorbing circuit. The purpose is to provide a system.
[0004]
In the rectifier described in this publication, the phase of the generated voltage is detected and the gate of each power MOS transistor is turned on and off.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of the rectifier described in the above publication, the ON / OFF operation of the power MOS transistor is controlled by detecting the power generation voltage of each phase. When ON, the ON resistance of the power MOS transistor is 3 mΩ, and when the current flowing into the U-phase is 10A, only 0.03V and 50A change only 0.15V (the current is 10A and 30A) The difference voltage is only a slight change of 0.15V−0.03V = 0.12V).
[0006]
As a result, when only the phase voltage of the generated voltage is detected to control the ON / OFF operation of the power MOS transistor, the power MOS transistor is turned off with a certain amount of current flowing. Will occur.
[0007]
In this case, in the worst case, a surge voltage exceeding the withstand voltage of the power MOS transistor is generated, which may damage the power MOS transistor.
[0008]
Further, depending on the time when the power MOS transistor is turned from ON to OFF, the power MOS transistor element abnormally generates heat or the switching surge that occurs causes the radio noise characteristics to be significantly deteriorated.
[0009]
An object of the present invention is to realize a rectifier for a vehicle charging generator in which heat generation is suppressed and noise generated is reduced while the power MOS transistor is turned on and off while being simple and inexpensive. .
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention is configured as follows.
(1) A field winding that rotates due to the rotation of the engine and generates a rotating magnetic field, an armature winding that receives the field winding and generates a current, and a multiphase AC output generated in the armature winding A multi-phase full-wave rectifier, and the multi-phase full-wave rectifier is composed of a series circuit of a high-potential side MOS power transistor and a low-potential side MOS power transistor for each phase. but in-vehicle charging generator which is connected to the corresponding terminals and the ground side of the phase of the positive electrode side and the armature winding of the battery, the phase current flowing in the terminals of at least one phase of the armature winding The current detection means for detection and the polarity of the phase current of one phase detected by the current detection means are judged, and when the polarity is inverted, the output state is inverted between “1” and “0”. One phase reference signal and one phase reference A reference signal of another phase whose output state is inverted to “1” and “0” is generated after a lapse of a predetermined time from the time when the quasi signal is inverted, and the reference signal of one phase and the other phase are generated. Control means for controlling the on / off operation of the MOS power transistor provided for each phase based on the reference signal .
[0011]
(2) Preferably, in the above (1), the high potential side MOS power transistor and the low potential side MOS power transistor have two delays different from each other from the reference signal of one phase and the reference signal of the other phase. The high-potential side MOS power transistor and the low-potential side MOS power transistor are controlled in operation so as to be turned on with a delay of time .
[0012]
(3) Preferably, in the above (1) and (2), when the number of phases of the multiphase AC output is n and k is a natural number up to 2 (n-1) / n, the one phase The reference signal of the other phase is generated with the predetermined elapsed time as a time obtained by multiplying the time from when the reference signal is inverted to the next polarity inversion by 2 k / n.
[0013]
(4) Preferably, in the above ( 3 ), the multiphase AC output is a three-phase AC output .
[0014]
(5) Preferably, in the above (1), each of the MOS power transistors is a trench type.
[0015]
The one-phase (U-phase) current of the armature winding is detected by a shunt resistor, the polarity of the current flowing through the U-phase terminal is judged, and the time from when the polarity is inverted to the next polarity inversion is maintained. The V-phase MOS power transistor is driven when the division ratio time elapses from the holding time. Further, the W-phase MOS power transistor is driven when the division ratio time × 2 has elapsed from the holding time. Thus, by sequentially driving the power transistor, the MOS power transistor is driven when the current of each phase of U, V, and W is the lowest value by detecting the current of only one phase, and at the time of ON / OFF operation It is possible to minimize heat generation and reduce noise.
[0016]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, a control device for a vehicle charging generator according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
1 to 6 are control circuit diagrams showing a charging system of an automotive charging generator according to an embodiment of the present invention.
[0017]
1 to 6, the field winding 13 is attached to a rotor (not shown), and rotates in synchronization with the rotation of the engine to generate a rotating magnetic field.
[0018]
A flywheel diode 19 connected in parallel to the field winding 13 is connected to absorb switching noise.
[0019]
The armature winding 11 wound around a stationary iron core (not shown) facing the rotor with a gap has an AC waveform according to the magnitude of the rotating magnetic field generated by the field winding 13. Output the voltage.
[0020]
The AC output from the armature winding 11 is full-wave rectified by rectifying power MOS transistors 121, 122, 125, 126, 128, and 129 that constitute the three-phase full-wave rectifier 12.
[0021]
Here, the power MOS transistors 121, 122, 125, 126, 128, and 129 are configured by P-channel power MOS transistors on the high potential side and N-channel power MOS transistors on the low potential side. A drive system using a boosted voltage in which a channel type is used and a gate voltage drive is configured by a charge pump circuit may be used.
[0022]
Here, the resistors 124, 127 and 123 are pull-up resistors for the P-channel type power MOS transistors 128, 125 and 121.
[0023]
Next, the gate signals of the rectifying power MOS transistors 121, 122, 125, 126, 128, and 129 are controlled by the control circuit 21. The control circuit 21 has gate drive circuits 211, 212, and 213 for controlling the power MOS transistors 121, 122, 125, 126, 128, and 129 on the high potential side and the low potential side of each phase.
[0024]
The gate drive circuit 211 is a W-phase gate drive circuit. As shown in FIG. 2, the gate drive circuit 211 includes resistors 2112, 2114, 2115, 2117, and 2118, transistors 2111, 2113, and 2119, and an operation switch. 2116 and a delay time generation circuit 2110.
[0025]
The resistor 2112 is connected to the base of the transistor 2111, and the resistor 2114 is connected to the base of the transistor 2113. The switch 2116 is connected to the collector of the transistor 2113 through the resistor 2115. The resistor 2118 is connected to the collector of the transistor 2119, and the resistors 2114 and 2112 are both connected to the delay time generation circuit 2110. The delay time control circuit 2110 is also connected to the collector of the transistor 2119.
[0026]
Similarly, the V-phase gate driving circuit 212 includes resistors 2122, 2124, 2125, 2127, and 2128, transistors 2121, 2123, and 2129, an operation switch 2126, and a delay time generating circuit 2120, as shown in FIG. .
[0027]
The U-phase gate drive circuit 213 includes resistors 2132, 2134, 2135, 2137, and 2138, transistors 2131, 2133, and 2139, an operation switch 2136, and a delay time generation circuit 2130, as shown in FIG.
[0028]
In order to switch the current of each phase with high accuracy, a current detecting shunt resistor 1201 is provided in the U phase of the rectifier 12, and the current flowing through the shunt resistor 1201 is detected, and a power MOS arranged in each phase. In order to control each operation timing of the transistor, the control circuit 21 has a current detection circuit 215.
[0029]
As shown in FIG. 5, the current detection circuit 215 includes resistors 2152, 2153, 2154, 2156, and an OP amplifier 2151 as current detection units, and determines the polarity from the current detected by the current detection unit, A gate signal generation circuit 2150 that generates a time-distributed signal is provided.
[0030]
Further, the control circuit 21 has a voltage control circuit 214 for controlling the current flowing through the field winding 13 and controlling the generator output voltage to a constant voltage.
[0031]
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the voltage control circuit 214. The voltage control circuit 214 controls the power switch unit 20 that performs voltage control.
[0032]
A power MOS transistor 202 and a resistor 203 which are power switches of the power switch unit 20 are for controlling the field winding 13, and the power MOS transistor 202 is a resistor 58, 59, 57 of the voltage control circuit 214 shown in FIG. The output voltage is controlled to one voltage by a voltage detection circuit constituted by a reference power supply 60 and a comparator 61.
[0033]
The output controlled by the voltage control circuit 214 is supplied to the battery 14 via the output terminal “B”, and the battery 14 is charged. At the same time, the output of the three-phase full-wave rectifier 12 is supplied from the output terminal “B” to the electric load 17 such as a lamp via the load switch 18.
[0034]
The charging indicator lamp 16 includes resistors 161 and 163, a light emitting diode 162, and a diode 164. The charging indicator lamp 16 is connected to the key switch 15, and closing the key switch 15 closes the power switch unit 20 and the pMOS transistor 201. The lamp 16 is turned on.
[0035]
The power supply start / stop circuit is a circuit for starting the power supply when the key switch 15 is closed and generating a power supply voltage VCC for supplying a current to each circuit. When the key switch 15 is opened, This is a circuit for stopping.
[0036]
As a power supply start / stop circuit, resistors 77 and 81, diodes 78, 79 and 80, and a comparator 76 shown in FIG. 6 are connected to the L terminal connected to the charge indicator lamp 16 and the drain of the MOS transistor 201. , A reference voltage 75, and a NOR circuit 82.
[0037]
Note that, as the start-up of the power source, while the generator is generating power, the one-phase voltage of the armature winding 11 is detected by the PV terminal so that the power source does not go down even if the charging indicator lamp 16 is disconnected. In the circuit composed of resistors 62, 63, 68, diodes 64, 66, a capacitor 65, and a transistor 67, the power is held while a one-phase voltage is generated.
[0038]
In order to turn on / off the charging indicator lamp when the PV terminal voltage is equal to or lower than a certain set voltage, a circuit is constituted by transistors 69 and 72 resistors 70 and 71 as shown in FIG. .
[0039]
With the above configuration, details of the operation of the rectifier will be described with reference to FIGS.
When the key switch 15 is closed, the L terminal voltage becomes substantially equal to the voltage of the battery 14, the diodes 78, 79, 80 of the voltage control circuit 214 are turned on and the input of the NOR circuit 82 becomes "1". Since the output of the NOR circuit 82 is “0” regardless of the other input signal, the transistor 52 becomes conductive.
[0040]
The power supply voltage VCC is generated by the conduction of the transistor 52, the gate voltage is applied from the VCC to the MOS transistor 201 via the resistor 73 (FIG. 6), and the MOS transistor 201 of the power switch unit 20 starts to conduct.
[0041]
Here, since the reference voltage 75 is set so that the drain voltage when the MOS transistor 201 is ON is higher than the reference voltage 75, the output of the comparator 76 is “1”, and the NOR circuit 82. "0" is output as the output. Note that the charge indicator lamp 16 is lit by the conduction of the MOS transistor 201.
[0042]
Here, since the voltage obtained by dividing the voltage of the B terminal by the resistors 58 and 59 (FIG. 6) is lower than the reference voltage 60, the output of the comparator 61 becomes “0”. As a result, the MOS transistor 202 An excitation current is supplied to the field winding 13 in the ON state.
[0043]
Next, when the engine is started and the rotational speed of the generator gradually increases, the armature winding 11 outputs a voltage having an AC waveform according to the magnitude of the rotating magnetic field generated by the field winding 13. To do.
[0044]
This generated voltage is input from the PV terminal, divided by resistors 62 and 63, the divided voltage is half-wave rectified by diode 64, only the positive component is taken out, and smoothed by capacitor 65.
[0045]
The smoothed voltage is amplified by the transistor 69. By operating the transistor 72 via the resistor 70, the MOS transistor 201 is turned off and the charging warning lamp 16 is turned off.
[0046]
Further, the voltage smoothed by the capacitor 65 is operated by turning on the transistor 67 via the resistor 68 and the diode 66, so that the output terminal voltage of the NOR circuit 82 becomes "0".
[0047]
As a result, even when the charge indicator lamp 16 is turned off or the key switch 15 is accidentally turned off, the power supply voltage VCC is stably supplied, so that each control circuit operates normally and the generator generates power. To continue.
[0048]
Here, when the engine speed further increases and the output current of the generator is supplied to the battery 14 via the B terminal, the voltage applied to the battery 14 increases. This increased voltage is detected via the B terminal, and the divided voltage of the resistors 58 and 59 and the reference voltage 60 are compared by the comparator 61.
[0049]
As a result of comparing the divided voltage of the resistors 58 and 59 with the reference voltage 60, when the divided voltage is higher than the reference voltage 60, the output of the comparator 61 becomes “1”, and as a result, the MOS transistor 202 is turned off, The current flowing through the field winding 13 is interrupted, and the generator stops generating power.
[0050]
As described above, the voltage of the battery 14 is detected by the B terminal and the current flowing in the field winding 13 is controlled. As a result, the adjustment voltage is controlled to be constant.
[0051]
The above is the operation for controlling the current flowing in the field winding 13 and keeping the output voltage constant.
[0052]
Next, the operation of the rectifier will be described.
First, when the engine is started and the rotational speed of the generator is gradually increased, a voltage having an AC waveform is output to the armature winding 11 according to the magnitude of the rotating magnetic field generated by the field winding 13. To do.
[0053]
Here, an alternating current starts to flow through the U-phase current detection shunt resistor 1201, and the generated current is amplified by an amplifier circuit composed of an OP amplifier 2151, a resistor 2152, and resistors 2153, 2154, 2156 of the current detection circuit 215. Are input to the gate signal generation circuit 2150.
[0054]
Then, the gate signal generation circuit 2150 to which the amplified current of the shunt resistor 1201 is input detects the direction in which the phase current flows and the switching timing thereof, and the basic VG1 on the time axis t0 as shown in FIG. Generate an output signal.
[0055]
Here, the high-potential-side power MOS transistor and the low-potential-side power MOS transistor originally perform operations opposite to each other. When the high-potential side is ON, the low-potential side is OFF.
[0056]
In one embodiment of the present invention, a P-channel power MOS transistor is used on the high potential side and an N-channel power MOS transistor is used on the low potential side, so that the ON / OFF timing of the gate voltage applied to both transistors is used. The operation is basically the same.
[0057]
However, when the high-potential side P-channel power MOS transistor and the low-potential side N-channel power MOS transistor are turned on at the same time, in order to prevent short-circuit current from flowing into the battery 14, As shown, a delay time t1 is provided.
[0058]
Further, in a state where the key switch 15 is OFF and the engine is stopped as a vehicle, it is desirable from the viewpoint of current consumption that both the high-potential side and low-potential side power MOS transistors are OFF. In FIG. 2, the gate drive circuits 211, 212, and 213 shown in FIGS. 2, 3, and 4 are provided with switches SW1, SW2, and SW3 that are turned off when the engine is stopped.
[0059]
First, the basic VG1 output signal is generated and at the same time the SW1 signal is turned ON.
[0060]
Next, the time TA is measured, and with this time TA as a reference, the VG2 output signal is output after the time TA × 2/3 hours, and the VG3 output signal is output after the time TA × 4/3 hours.
[0061]
The high potential side operation start switches SW2 and SW3 are turned on simultaneously with the output of the VG2 output signal.
[0062]
In the case of three-phase full-wave rectification, the phase difference between the U phase, the V phase, and the W phase is 120 °. The operation is delayed by 4/3.
[0063]
The gate signal generation circuit 2150 of the current detection circuit 215 continuously detects and measures a change in the current flowing in the U phase, measures the reference time TB after the reference time TA, and then the reference time TC. Then, the change in the rotational speed of the generator is sequentially taken in and a VG1 output signal is generated, and a signal shifted by 2/3 and 4/3 hours of the measured time is generated as an output signal of VG2 and VG3.
[0064]
Next, the generated VG1 signal is input to the U-phase gate drive circuit 213, and the delay time generation circuit 2130 outputs a signal with a delay between the MN1 output signal and the MP1 output signal. Then, the power MOS transistor 122 on the low potential side is operated, and the power MOS transistor 121 on the high potential side is operated with the MP1 output signal.
[0065]
Here, the MN1 output signal has a delay time t1 when it changes from 0 (Low) to 1 (High), and the MP1 output signal has a delay time when it changes from 1 (High) to 0 (Low). t2. As a result, the power MOS transistors on the high potential side and the low potential side are prevented from being turned on simultaneously.
[0066]
Similarly, for the V phase, the VG2 output signal is input to the V phase gate drive circuit 212, and the delay time generation circuit 2120 outputs a signal with a delay between the MN2 output signal and the MP2 output signal. The power MOS transistor 126 on the potential side and the power MOS transistor 125 on the high potential side are operated.
[0067]
Similarly, for the W phase, the VG3 output signal is input to the W-phase gate drive circuit 211, and the delay time generation circuit 2110 outputs a signal with a delay between the MN3 output signal and the MP3 output signal. The power MOS transistor 129 on the potential side and the power MOS transistor 128 on the high potential side are operated.
[0068]
Further, when the engine speed rises and the output current of the generator is consumed by each electric load via the B terminal, the rectifier operates as described above.
[0069]
FIG. 8 shows waveforms representing the generated voltage and current of the three-phase full-wave rectification for each phase, and waveforms representing the operation timings of the basic output signals VG1, VG2, and VG3.
[0070]
In FIG. 8, the change in the phase current of each phase is gradual compared to the steep change in the voltage of the U phase, V phase, W phase, and each phase. Therefore, the method of detecting the current of one phase and driving the remaining two phases based on the switching timing of the current is more accurate than the method of controlling the switching timing only by voltage detection. Can be switched.
[0071]
Therefore, the low-loss region of the power MOS transistor can be used effectively, and noise when the power MOS transistor is switched on and off can be reduced.
[0072]
Next, when the engine is stopped and the key switch 15 is turned off, the output of the NOR circuit 82 becomes “1”, and the rotation of the generator is stopped, so that the transistor 67 is turned off and the transistor 52 is turned off. Is turned off, the power supply voltage circuit that has generated VCC stops generating VCC.
[0073]
Since the power supply VCC no longer occurs, the low-potential-side power MOS transistor is turned off, and when the switches SW1, SW2, and SW3 are turned off, the high-potential-side power MOS transistor is also turned off. The unit stops operating.
[0074]
As a result, the dark current is minimized, and the discharge of the battery 14 when the engine is stopped can be minimized.
[0075]
In addition, although the above-mentioned example is an example in the case of rectifying three-phase alternating current, the present invention can rectify not only three-phase but also other multi-phase alternating current, and can obtain the same effect as the above-described example. Can do.
[0076]
In the case of multi-phase, the number of phases is set to n, k from 1 to n−1 with respect to the reference time T from when the current of one phase is detected and the polarity is inverted until the next polarity is inverted. If natural numbers are used, the transistors of the other phases are controlled to be turned on / off with a delay of T × 2 k / n from the time of the on / off operation control of the first phase transistor.
[0077]
【The invention's effect】
Since the present invention is configured as described above, the following effects are obtained.
That is, a standard power MOS transistor is used as a rectifying element, and only one-phase current of the rectifying device is detected to control the on / off operation of the one-phase power MOS transistor. According to the current detection, the power MOS transistor is controlled to be turned on / off at a predetermined timing.
[0078]
Therefore, the current detection means is only for one phase and is not required for the other phases, and it is possible to perform ON / OFF control of the power MOS transistor at the time when the phase current is the lowest while the configuration is simple and inexpensive. Therefore, it is possible to minimize heat generation during ON / OFF operation, and to suppress the occurrence of commutation surge generated by conventional P / N junction type diodes and to reduce noise. The rectifier can be realized.
[0079]
Of course, by using a power MOS transistor instead of a diode as a rectifying element, it is possible to suppress heat loss and realize a highly efficient rectifier for a charging generator at low cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a rectifier of a charging generator for a vehicle that is an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the gate drive circuit shown in FIG. 1;
3 is a circuit configuration diagram of the gate drive circuit shown in FIG. 1;
4 is a circuit configuration diagram of the gate drive circuit shown in FIG. 1. FIG.
FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the current detection circuit shown in FIG. 1;
6 is a circuit configuration diagram of the voltage control circuit shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 7 is a signal timing chart of the rectification operation in one embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing operating voltage and current waveforms in an embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
11 Armature Winding 12 Rectifier 13 Field Winding 14 Battery 15 Key Switch 16 Charging Warning Light 19 Flywheel Diode 21 Control Circuit 121, 125 P-Channel Power MOS Transistor 128 P-Channel Power MOS Transistor 122, 126 N-Channel Type power MOS transistor 129 N-channel type power MOS transistor 202 power MOS transistors 211 and 212 Gate signal generation circuit 213 Gate signal generation circuit 215 Current detection circuit 1201 Phase current detection shunt resistor

Claims

A field winding that is rotated by the rotation of the engine to generate a rotating magnetic field, an armature winding that generates current by receiving the field winding, and a multiphase AC output generated in the armature winding is rectified. A multi-phase full-wave rectifier, and the multi-phase full-wave rectifier includes a series circuit of a high-potential side MOS power transistor and a low-potential side MOS power transistor for each phase. in the positive electrode side and the charging generator for the corresponding connected to the terminals and the ground side of the phase vehicle of the armature winding,
Current detecting means for detecting a phase current flowing in a terminal of at least one phase of the armature winding;
The polarity of the phase current of one phase detected by the current detection means is judged, and when the polarity is inverted, the reference signal of one phase whose output state is inverted to “1” and “0”, and this A reference signal of another phase whose output state is inverted to “1” and “0” is generated after a predetermined elapsed time from the time when the reference signal of one phase is inverted, and the reference signal of the one phase and Control means for controlling the on / off operation of the MOS power transistor provided for each phase based on the reference signal of the other phase ;
A rectifier for a charging generator for a vehicle.

2. The rectifying device for a charging generator for a vehicle according to claim 1, wherein the high potential side MOS power transistor and the low potential side MOS power transistor are different from each other from the reference signal of one phase and the reference signal of another phase. A control device for a vehicular charging generator , wherein the high-potential-side MOS power transistor and the low-potential-side MOS power transistor are each controlled to be turned on after being delayed by two delay times .

The control apparatus for a charging generator for a vehicle according to claim 1 or 2, wherein n is the number of phases of the multiphase AC output, and k is a natural number up to 2 (n-1) / n , A vehicle charging generator for generating a reference signal of another phase, wherein a time obtained by multiplying a time from a reference signal inversion to a next polarity inversion by 2 k / n is set as the predetermined elapsed time . Control device.

The control apparatus for a vehicle charging generator of claim 3, wherein the control device of the vehicular charging generator, wherein said multi-phase AC output is a three-phase ac output.

2. The control device for a charging generator for a vehicle according to claim 1, wherein each of the MOS power transistors is a trench type.