JP3617818B2

JP3617818B2 - Receiver circuit chip

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Publication number: JP3617818B2
Application number: JP2001032929A
Authority: JP
Inventors: 毅西野; 成一横川
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2001-02-08
Filing date: 2001-02-08
Publication date: 2005-02-09
Anticipated expiration: 2021-02-08
Also published as: JP2002238087A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆる赤外線リモコンの受信機等で好適に実施され、キャリアにコード信号が重畳された信号の受信信号から、前記コード信号の復調を行う受信回路チップに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７は典型的な従来技術の赤外線リモコンの受信機１の一構成例を示すブロック図であり、図８はその受信機１の各部の波形図である。この受信機１は、赤外線の送信コード信号を外付けのフォトダイオード２で図８（ａ）で示すような光電流信号ｉｉｎに変換して集積回路化された受信チップ３に入力し、該受信チップ３で復調した図８（ｄ）で示すような出力信号ｒｘｏｕｔを、電子機器を制御するマイコン等に出力するものである。前記赤外線信号は、３０〜６０ｋＨｚ程度の予め定められたキャリアで変調されたＡＳＫ信号である。
【０００３】
前記受信チップ３内で、前記図８（ａ）で示す光電流信号ｉｉｎは、初段アンプ（ＨＡ）４、２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）５および３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）６において順次増幅され、キャリアの周波数に適合されているバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７において図８（ｂ）の参照符α１で示すようにキャリア成分が取出される。そして、次段の検波回路８において前記キャリア成分が参照符α２で示す後述するキャリア検出レベルｄｅｔで検波され、さらに積分回路９において図８（ｃ）の参照符α１１で示すようにキャリアのある時間が積分されて、その積分出力ｉｎｔがヒステリシスコンパレータ１０において参照符α１２で示す予め定める弁別レベルと比較されることで、キャリアの有無が判別されて前記図８（ｄ）で示す出力信号ｒｘｏｕｔとしてデジタル出力される。
【０００４】
前記初段アンプ４の出力側にはローパスフィルタ１１が設けられており、これによって蛍光灯や太陽光による直流レベルが検出され、次段の２段目アンプ５では、初段アンプ４の直接の出力からその直流レベル分が除去されて増幅されることで、前記蛍光灯や太陽光等のノイズによる影響が或る程度除去されている。また、前記初段アンプ４に関連してＡＢＣＣ回路１２が設けられており、このＡＢＣＣ回路１２によって前記ローパスフィルタ１１の出力に対応して初段アンプ４の直流バイアスが制御される。さらに、バンドパスフィルタ７に関連して基準電流源１３が設けられており、この基準電流源１３内のｆｏトリミング回路１４における図示しない直列に接続された抵抗の接続点から引出された端子ｔｒｍ１〜ｔｒｍ５間の図示しないツェナダイオードにパルス電流を印加して該ツェナダイオードがトリミングされることによって、バンドパスフィルタ７の中心周波数ｆｏが調整される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように構成される受信機１において、前記ローパスフィルタ１１等によって前記蛍光灯や太陽光等のノイズによる影響は或る程度除去されているけれども、積分回路９が前記ノイズに対する誤動作の低減に最も大きな効果を発揮し、この積分回路９の特性が受信機１全体の特性に微妙な影響を与える。そして、この積分回路９に要求される特性で最も大きなことは積分の立上がり時間に安定性を持たせることであり、この立上がり時間を安定させることで出力信号ｒｘｏｕｔが安定し、前記ノイズに対する誤動作を低減することができる。
【０００６】
図９は、前記受信機１における積分システムの等価回路図である。この積分システムは、前記検波回路８および積分回路９から構成されており、キャリアの検出を行う。検波回路８は、電流出力のアンプ１５によって、容量ｃ１に電流ｉｊ１を充電または電流ｉｆ１を放電させることで、キャリアの有無に応じて前記キャリア検出レベルｄｅｔを決定する回路となっている。すなわち、検波回路８は、電流出力のアンプ１５および容量ｃ１から構成されており、前記図８（ｂ）において、参照符α１で示すバンドパスフィルタ７の出力ｓｉｇと、参照符α２で示す前記キャリア検出レベルｄｅｔとの振幅を相互に比較し、容量ｃ１を、出力ｓｉｇがキャリア検出レベルｄｅｔよりも大きいときは電流ｉｊ１で充電し、出力ｓｉｇがキャリア検出レベルｄｅｔよりも小さいときは電流ｉｆ１で放電させ、大きな時定数で前記キャリア検出レベルｄｅｔを作成する。
【０００７】
また、積分回路９は、電流出力のアンプ１６および容量ｃ２から構成されており、前記バンドパスフィルタ７の出力ｓｉｇとキャリア検出レベルｄｅｔとの振幅を相互に比較し、容量ｃ２を、出力ｓｉｇがキャリア検出レベルｄｅｔよりも大きいときは電流ｉｊ２で充電し、出力ｓｉｇがキャリア検出レベルｄｅｔよりも小さいときは電流ｉｆ２で放電させることで、前記のようにキャリアのある時間を積分して、前記図８（ｃ）の参照符α１１で示す積分出力ｉｎｔとして出力する。
【０００８】
ここで、積分回路９の積分の立上がり時間ｔは、容量ｃ２と、前記充電電流ｉｊ２と、積分のクランプ電圧ｖｉｎｔとによって決定され、
ｔ＝（ｃ２・ｖｉｎｔ）／ｉｊ２
となる。このため、積分回路９が作成する充電電流ｉｊ２がプロセス条件によってばらつくと、前記立上がり時間ｔもばらつくことになり、前記図８（ｃ）の参照符α１１で示す積分出力ｉｎｔが変化し、ヒステリシスコンパレータ１０における弁別結果が安定しないという問題がある。なお、検波回路８のキャリア検出レベルｄｅｔについても同様のことが言えるけれども、少なくともベースバンド（コード信号）成分の周波数の積分出力ｉｎｔに対して、キャリア検出レベルｄｅｔは蛍光灯等の定常的な変化に追従すればよく、前記のように大きな時定数であるので、前記充電電流ｉｊ１のばらつきによる影響は、比較的小さい。
【０００９】
本発明の目的は、積分回路の立上がり時間を安定性させ、ノイズに対する誤動作を低減することができる受信回路チップを提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の受信回路チップは、受信信号から所望周波数のキャリア成分をバンドパスフィルタで抽出し、そのバンドパスフィルタの出力を検波回路が予め定めるレベルで検出し、検波結果に対応して積分回路が積分動作を行い、その積分出力をコンパレータが予め定める閾値レベルで弁別することによって、キャリアに重畳されたコード信号を復調するようにした受信回路チップにおいて、基準電流で駆動される第１トランジスタと、該第１トランジスタとカレントミラー回路を構成する第２トランジスタと、該第２トランジスタを流れる電流を調整するトリミング抵抗とを有し、前記第２のトランジスタを流れる電流をバイアス電流とする電流源を備え、前記バンドパスフィルタが、その中心周波数を前記バイアス電流によって決定する２段のトランスコンダクタンスアンプで構成され、前記積分回路が、前記バイアス電流を充電電流として用いることを特徴とする。
【００１１】
上記の構成によれば、トランスコンダクタンスアンプから成るバンドパスフィルタは、その中心周波数がバイアス電流値に依存することから、前記バイアス電流値はトリミング抵抗の調整等によって高精度に設定されている。また、トランジスタ、容量および抵抗等の特性のばらつきは、同じウエハ内の各部位やロット内では異なる傾向になることがあっても、チップ内では略同じ傾向になり、本発明ではバンドパスフィルタと積分回路とが同じチップであるので、それらの回路間でのトランジスタ等の特性のばらつきは同じ傾向で表れる。
【００１２】
したがって、たとえばバンドパスフィルタのカレントミラー回路と並列に積分回路のカレントミラー回路を設け、エミッタ面積比などによって、バンドパスフィルタのバイアス電流を積分回路に所望の比率で取込み、共通に用いるようにすると、積分電流が高精度に設定されて積分回路の立上がり時間が安定し、コンパレータでの弁別エラーを低減し、ノイズに対する誤動作を低減することができる。
【００１３】
また、本発明の受信回路チップでは、前記検波回路は、その出力積分値をキァリア検出レベルとして前記バンドパスフィルタの出力を検波し、前記積分回路は、前記キァリア検出レベルとバンドパスフィルタの出力とを相互に比較し、その比較結果に対応して第１の積分容量の充放電を行う第１の積分器と、前記第１の積分容量の充電電圧と予め定める基準電圧とを相互に比較し、その比較結果に対応して第２の積分容量の充放電を行い、前記積分出力として前記コンパレータに出力する第２の積分器とを備えて構成され、少なくとも第２の積分容量への充電電流に、前記バイアス電流を用いることを特徴とする。
【００１４】
上記の構成によれば、検波回路は、バンドパスフィルタの出力を、その振幅レベルやキャリア密度に応じて積分し、キャリア検出レベルを作成する。したがって、キャリアに重畳されるノイズに対しては検波回路が応答し、該検波回路が作成するキャリア検出レベルが上昇する。一方、前記積分回路において、第１の積分器は検出すべきキャリア周波数のパルスをグループで検出し、第２の積分器は前記第１の積分器によって前記パルスのグループが検出されている時間を積分し、その積分出力を前記コンパレータへ出力する。
【００１５】
したがって、２段階で積分することで、最終の積分出力を安定させ、コンパレータでの弁別を一層安定して行うことができる。
【００１６】
さらにまた、本発明の受信回路チップは、前記第１の積分器の積分出力を予め定めるレベルにクランプするクランプ手段をさらに備えることを特徴とする。
【００１７】
上記の構成によれば、第１の積分器の積分出力がクランプされるので、バンドパスフィルタの出力が蛍光灯ノイズ等でキャリア検出レベルを長時間に亘って超えていても、バンドパスフィルタの出力がキャリア検出レベル以下となると、直ちに第２の積分器の積分出力が立上がり、これによってもまた、立上がり時間を一定にすることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００１９】
図１は、本発明の実施の一形態の赤外線リモコンの受信機２１の構成を示すブロック図であり、図２はその受信機２１の各部の波形図である。この受信機２１は、赤外線の送信コード信号を外付けのフォトダイオード２２で図２（ａ）で示すような光電流信号Ｉｉｎに変換して集積回路化された受信チップ２３に入力し、該受信チップ２３で復調した図２（ｅ）で示すような出力信号ＲＸＯＵＴを、電子機器を制御するマイコン等に出力するものである。前記赤外線信号は、たとえば３０〜６０ｋＨｚ程度の予め定められたキャリアで変調されたＡＳＫ信号である。
【００２０】
前記受信チップ２３内で、前記図２（ａ）で示す光電流信号Ｉｉｎは、初段アンプ（ＨＡ）２４、２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）２５および３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）２６において順次増幅され、キャリアの周波数に適合されているバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２７において図２（ｂ）の参照符β１で示すようにキャリア成分が取出される。そして、次段の検波回路２８において前記キャリア成分が参照符β２で示す後述するキャリア検出レベルＤｅｔで検波され、さらに積分回路２９において図２（ｄ）の参照符β１１で示すようにキャリアのある時間が積分されて、その積分出力Ｉｎｔがヒステリシスコンパレータ３０において参照符β１２で示す予め定める弁別レベルと比較されることで、キャリアの有無が判別されて前記図２（ｅ）で示す出力信号ＲＸＯＵＴとしてデジタル出力される。
【００２１】
前記初段アンプ２４の出力側にはローパスフィルタ３１が設けられており、これによって蛍光灯や太陽光による直流レベルが検出され、次段の２段目アンプ２５では、初段アンプ２４の直接の出力からその直流レベル分が除去されて増幅されることで、前記蛍光灯や太陽光等のノイズによる影響が或る程度除去されている。また、前記初段アンプ２４に関連してＡＢＣＣ回路３２が設けられており、このＡＢＣＣ回路３２によって前記ローパスフィルタ３１の出力に対応して初段アンプ２４の直流バイアスが制御される。さらに、バンドパスフィルタ２７に関連して基準電流源３３が設けられており、この基準電流源３３内のｆｏトリミング回路３４における図示しない直列に接続された抵抗の接続点から引出された端子ＴＲＭ１〜ＴＲＭ５間の図示しないツェナダイオードにパルス電流を印加して該ツェナダイオードがトリミングされることによって、バンドパスフィルタ２７の中心周波数ｆｏが調整される。また、トリミング後には、所望とするツェナダイオードが短絡されているかが、端子ＴＲＭ１〜ＴＲＭ５間の抵抗値を測定することで検査される。
【００２２】
上述のような構成は、前述の受信機１と同様であるけれども、注目すべきは、本発明では、バンドパスフィルタ２７は、その通過帯域をバイアス電流Ｉｂａｉａｓ１によって設定することができるトランスコンダクタンスアンプで構成するとともに、そのバイアス電流Ｉｂａｉａｓ１を作成する基準電流源３３によって、前記積分回路２９のバイアス電流Ｉｂａｉａｓ２を作成することである。
【００２３】
図３は、バンドパスフィルタ２７から積分システムまでの等価回路図である。前記積分システムは、前記検波回路２８および積分回路２９から構成されており、キャリアの検出を行う。検波回路２８は、前述の検波回路８と同様に、電流出力のアンプ３５によって、容量Ｃ１に電流Ｉｊ１を充電または電流Ｉｆ１を放電させることで、キャリアの有無に応じて前記キャリア検出レベルＤｅｔを決定する回路となっている。すなわち、検波回路２８は、電流出力のアンプ３５および容量Ｃ１から構成されており、前記図２（ｂ）において、参照符β１で示すバンドパスフィルタ２７の出力Ｓｉｇと、参照符β２で示す前記キャリア検出レベルＤｅｔとの振幅を相互に比較し、容量Ｃ１を、出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔよりも大きいときは電流Ｉｊ１で充電し、出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔよりも小さいときは電流Ｉｆ１で放電させ、大きな時定数で前記キャリア検出レベルＤｅｔを作成する。
【００２４】
一方、積分回路２９は、電流出力のアンプ３６，３７およびそれぞれのアンプ３６，３７に対応した容量Ｃ２１，Ｃ２２から成る２段の積分器で構成されている。先ず、アンプ３６は、前記バンドパスフィルタ２７の出力Ｓｉｇとキャリア検出レベルＤｅｔとの振幅を相互に比較し、容量Ｃ２１を、出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔよりも小さいときは電流Ｉｊ２１で充電し、出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔよりも大きいときは電流Ｉｆ２１で放電させることで、図２（ｃ）において、参照符β２１で示す積分出力Ｉｎｔａとして出力する。
【００２５】
アンプ３７は、前記アンプ３６の積分出力Ｉｎｔａと、前記図２（ｃ）において参照符β２２で示す予め定める基準値Ｒｅｆとの振幅を相互に比較し、容量Ｃ２２を、積分出力Ｉｎｔａが基準値Ｒｅｆよりも大きいときは電流Ｉｊ２２で充電し、積分出力Ｉｎｔａが基準値Ｒｅｆよりも小さいときは電流Ｉｆ２２で放電させる。したがって、前記図２（ｃ）で参照符β２１で示すようにキャリア周波数で変動する積分出力Ｉｎｔａから、定電流Ｉｊ２１，Ｉｆ２１での充放電による前記図２（ｄ）の参照符β１１で示すようなベースバンド（コード信号）成分の周波数で変動する積分出力Ｉｎｔを得ることができる。
【００２６】
たとえば、赤外線リモコンの場合、キャリア周波数は標準的に４０ｋＨｚ付近であり、それに対してベースバンド（コード信号）成分の周波数は１ｋＨｚ程度である。したがって、積分出力Ｉｎｔを作成する部分の応答に対するマージンを１桁以上改善することができる。すなわち、キャリア周波数には高速のアンプ３６が応答し、積分出力Ｉｎｔを作成するアンプ３７は、前記ベースバンド（コード信号）成分の応答速度でよく、高インピーダンスとして、前記電流Ｉｊ２２，Ｉｆ２２として、１００ｐＡオーダー程度の微少な電流を使用して、長時間の放電時定数を持たせている。
【００２７】
そして、バンドパスフィルタ２７へのバイアス電流Ｉｂａｉａｓ１と同様にして、基準電流源３３において作成されたバイアス電流Ｉｂａｉａｓ２を、少なくとも大きい時定数のアンプ３７の充電電流Ｉｊ２２の基準電流として用いる。バンドパスフィルタ２７は、たとえば図３で示すように、トランスコンダクタンスアンプ４１，４２と、高入力インピーダンスのバッファ４３，４４と、コンデンサＣ３１，Ｃ３２とを備えて構成されている。トランスコンダクタンスアンプ４１は、基準電圧Ｖｒｅｆと出力Ｓｉｇとの差分を増幅してバッファ４３へ出力し、バッファ４３の入力にはまた、コンデンサＣ３１を介してアンプ２６の出力が与えられる。トランスコンダクタンスアンプ４２は、バッファ４３の出力と出力Ｓｉｇとの差分を増幅し、バッファ４４を介して前記出力Ｓｉｇとして出力し、バッファ４４の入力はまた、コンデンサＣ３２を介して接地されている。
【００２８】
図４は、バンドパスフィルタ２７の具体的構成を示す電気回路図である。図４の構成において、図３の構成に対応する部分には同一の参照符号を付して示す。トランスコンダクタンスアンプ４１は、ベースに前記出力Ｓｉｇおよび基準電圧Ｖｒｅｆがそれぞれ与えられ、差動対を構成するトランジスタＱ１，Ｑ２と、そのトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタに電源から相互に等しい電流をそれぞれ供給するトランジスタＱ３，Ｑ４と、前記トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ抵抗ＲＥ１，ＲＥ２と、前記エミッタ抵抗ＲＥ１，ＲＥ２が共通に接続され、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタから定電流２Ｉｅを引抜く定電流源Ｆ１と、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタにそれぞれベースが接続され、差動対を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６と、トランジスタＱ５，Ｑ６のエミッタが共通に接続され、定電流２Ｉｂを引抜く定電流源Ｆ２と、トランジスタＱ６のコレクタからの電流出力を取出すトランジスタＱ７〜Ｑ９、ダイオードＤ１および定電流源Ｆ３とを備えて構成されている。
【００２９】
したがって、出力Ｓｉｇと基準電圧Ｖｒｅｆとの差が２段の差動対で増幅され、トランジスタＱ６のコレクタ電流として、前記差に対応した電流をΔＩとすると、Ｉｂ−ΔＩの電流が出力される。この電流がトランジスタＱ７，Ｑ８のカレントミラー回路によって折返され、さらに定電流源Ｆ３によって定電流Ｉｂが減算されることによって、バッファ４３には前記電流ΔＩが入力される。
【００３０】
バッファ４３は、ベースに前記電流ΔＩが入力され、コレクタが接地されるトランジスタＱ１１と、トランジスタＱ１１のエミッタにコレクタが接続され、エミッタがハイレベルの電源に接続され、後述するように定電流を供給するトランジスタＱ１２とを備えて構成されており、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の接続点間から出力が導出され、トランスコンダクタンスアンプ４２に与えられる。
【００３１】
トランスコンダクタンスアンプ４２は、前述のトランスコンダクタンスアンプ４１と同様に構成され、対応する部分には、同一の参照符号に添字ａを付して示し、その説明を省略する。トランジスタＱ１ａのベースにはバッファ４３の出力が与えられ、トランジスタＱ２ａのベースには前記出力Ｓｉｇが与えられ、トランジスタＱ９ａと定電流源Ｆ３ａとの接続点から、バッファ４４へ出力が導出される。
【００３２】
バッファ４４は、前記トランジスタＱ１１，Ｑ１２にそれぞれ対応するトランジスタＱ１１ａ，Ｑ１２ａと、出力増幅用のトランジスタＱ１３，Ｑ１４と、出力電流の電圧変換用の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、出力電圧クランプ用の抵抗Ｒ３およびダイオードＤ２，Ｄ３と、定電流源Ｆ４とを備えて構成されている。トランジスタＱ１４からの出力Ｓｉｇの電流は、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって電圧変換されて前記トランジスタＱ１のベースに与えられ、また抵抗Ｒ１によって電圧変換されて前記トランジスタＱ２ａのベースに与えられ、これに対してトランジスタＱ１３と定電流源Ｆ４との接続点からの基準電圧Ｖｒｅｆは、前記トランジスタＱ２のベースに与えられる。トランジスタＱ１４からの出力Ｓｉｇには前記基準電圧Ｖｒｅｆ分が含まれており、こうしてトランジスタＱ１，Ｑ２のベース間には、出力Ｓｉｇから基準電圧Ｖｒｅｆを減算した変動分が入力されることになる。
【００３３】
バンドパスフィルタ２７にはまた、定電流源Ｆ５とトランジスタＱ１５とから成る基準電流回路４５が設けられており、定電流源Ｆ５による定電流ＩｂがトランジスタＱ１５とカレントミラー回路を構成する前記トランジスタＱ１２，Ｑ１２ａから供給されることになり、またトランジスタＱ３，Ｑ４；Ｑ３ａ，Ｑ４ａのベース電位がこのトランジスタＱ１５のベース電位に固定される。
【００３４】
このように構成されるバンドパスフィルタ２７において、前記定電流源Ｆ１，Ｆ１ａにおける定電流２Ｉｅ、定電流源Ｆ４における定電流Ｉｅ、定電流源Ｆ２，Ｆ２ａにおける定電流２Ｉｂおよび定電流源Ｆ３，Ｆ３ａ，Ｆ５における定電流Ｉｂが、前記参照符Ｉｂａｉａｓ１で総称して示す基準電流源３３によるバイアス電流である。
【００３５】
一方、図５は、前記積分回路２９の一構成例の電気回路図である。この積分回路２９には、前記アンプ３６，３７および容量Ｃ２１，Ｃ２２とともに、前記基準電流源３３からのバイアス電流Ｉｂａｉａｓ２に基づいて前記アンプ３６，３７に電流供給を行うバイアス電流回路３８と、基準電圧源３９とが設けられている。
【００３６】
アンプ３６は、ベースに前記バンドパスフィルタ２７の出力Ｓｉｇおよびキャリア検出レベルＤｅｔがそれぞれ与えられ、差動対を構成するトランジスタＱＰ１，ＱＰ２と、そのトランジスタＱＰ１，ＱＰ２のコレクタから相互に等しい電流をそれぞれ引抜くトランジスタＱＮ１，ＱＮ２と、前記トランジスタＱＰ１，ＱＰ２のエミッタが共通に接続され、前記バイアス電流Ｉｂａｉａｓ２と等しい電流を与えるトランジスタＱＰ３と、前記トランジスタＱＮ２のコレクタ電位に応じて前記容量Ｃ２１から電流Ｉｆ２１を引抜く抵抗Ｒ２１およびトランジスタＱＮ３と、前記容量Ｃ２１に前記バイアス電流Ｉｂａｉａｓ２と等しい前記定電流Ｉｊ２１を供給するトランジスタＱＰ４と、後述のように容量Ｃ２１の電位を基準電圧源３９の電圧Ｖｒｅｆとそのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ（ＱＰ５）との和の電圧にクランプするトランジスタＱＰ５とを備えて構成される。
【００３７】
バイアス電流回路３８は、前記バイアス電流Ｉｂａｉａｓ２によって駆動されるトランジスタＱＰ６〜ＱＰ８，ＱＮ４および抵抗Ｒ２２を備えて構成されており、トランジスタＱＰ７とカレントミラー回路を構成する前記トランジスタＱＰ３，ＱＰ４には前記バイアス電流Ｉｂａｉａｓ２と等しい電流が供給され、トランジスタＱＮ４とカレントミラー回路を構成する後述のアンプ３７のトランジスタＱＮ６には、トランジスタＱＮ４，ＱＮ６のエミッタ面積比が３：１であるから、前記バイアス電流Ｉｂａｉａｓ２の１／３の電流が供給される。
【００３８】
アンプ３７は、ベースに前記容量Ｃ２１の電位、したがってトランジスタＱＮ３のコレクタ電位であるアンプ３６の積分出力Ｉｎｔａおよび基準電圧源４０からの前記基準値Ｒｅｆがそれぞれ与えられ、差動対を構成するトランジスタＱＮ７，ＱＮ８と、そのトランジスタＱＮ７，ＱＮ８のエミッタが共通に接続され、前記トランジスタＱＮ４とカレントミラー回路を構成し、前記Ｉｂａｉａｓ２／３の電流を引抜くトランジスタＱＮ６と、前記トランジスタＱＮ７，ＱＮ８のコレクタ電流をそれぞれ取出すトランジスタＱＰ１０，ＱＰ１１と、トランジスタＱＰ１０とカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱＮ７のコレクタ電流を折返すトランジスタＱＰ９と、カレントミラー回路を構成し、前記トランジスタＱＰ９のコレクタ電流を折返して前記容量Ｃ２２から電流Ｉｆ２２を引抜くトランジスタＱＮ５，ＱＮ９と、トランジスタＱＰ１１とカレントミラー回路を構成し、トランジスタＱＮ８のコレクタ電流を折返して前記容量Ｃ２２へ電流Ｉｊ２２を供給するトランジスタＱＰ１２と、容量Ｃ２２の電位を前記基準電圧源３９の電圧Ｖｒｅｆとそれらのベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ（ＱＰ１３）および順方向電圧Ｖｂｅ（ＱＮ１１）との和の電圧にクランプするトランジスタＱＰ１３およびダイオードＱＮ１１とを備えて構成される。
【００３９】
したがって、バンドパスフィルタ２７の出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔを超えると、トランジスタＱＰ１がＯＦＦし、トランジスタＱＰ２がＯＮして、該トランジスタＱＰ２が抵抗Ｒ２１を介してトランジスタＱＮ３にベース電流を供給し、トランジスタＱＰ４からの電流Ｉｊ２１と基準電圧源３９およびトランジスタＱＰ５とによって電圧がＶｒｅｆ＋Ｖｂｅ（ＱＰ５）にクランプされていた容量Ｃ２１から、電流Ｉｆ２１が放電されてゆく。そして、基準値Ｒｅｆ以下に低下すると、トランジスタＱＮ７がＯＦＦし、これによってトランジスタＱＰ１０，ＱＰ９，ＱＮ５，ＱＮ９もＯＦＦし、容量Ｃ２２からの電流Ｉｆ２２の放電が停止するとともに、トランジスタＱＮ８がＯＮし、これによってトランジスタＱＰ１１，ＱＰ１２もＯＮし、容量Ｃ２２へ電流Ｉｊ２２の充電が開始される。この充電は、容量Ｃ２２の電圧が、Ｖｃｃ−Ｖｂｅ（ＱＰ１２）となるまで行われ、到達すると、その電位に維持される。
【００４０】
これに対して、バンドパスフィルタ２７の出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔ以下となると、トランジスタＱＰ１がＯＮし、トランジスタＱＰ２，ＱＮ３がＯＦＦして、容量Ｃ２１はトランジスタＱＰ４からの電流Ｉｊ２１で充電されてゆき、やがて電圧がＶｒｅｆ＋Ｖｂｅ（ＱＰ５）にクランプされる。そして、前記基準値Ｒｅｆを超えた時点で、トランジスタＱＮ７がＯＮし、これによってトランジスタＱＰ１０，ＱＰ９，ＱＮ５，ＱＮ９もＯＮし、容量Ｃ２２からの電流Ｉｆ２２の放電が開始されるとともに、トランジスタＱＮ８がＯＦＦし、これによってトランジスタＱＰ１１，ＱＰ１２もＯＦＦし、容量Ｃ２２への電流Ｉｊ２２の充電が停止される。このようにして、キャリアの有無に応じて、容量Ｃ２２への充放電が行われる。
【００４１】
図６は、前記基準電流源３３の一構成例の電気回路図である。基準電流源３３は、予め作成される基準電流Ｉｏで駆動されるトランジスタＱ３１，Ｑ３２および抵抗Ｒ１１と、前記トランジスタＱ３２とカレントミラー回路構成するトランジスタＱ３３と、トランジスタＱ３３を流れる電流を調整するためのトリミング抵抗Ｒｆｏと、前記トランジスタＱ３２とカレントミラー回路構成するトランジスタＱ３４と、トランジスタＱ３４を流れる電流を調整する抵抗Ｒ１２とを備えて構成されており、トランジスタＱ３３を流れる電流が定電流源Ｆ１１から前記定電流Ｉｂとして供給され、トランジスタＱ３４を流れる電流が定電流源Ｆ１２から前記定電流Ｉｅとして供給される。定電流源Ｆ１１による定電流Ｉｂは、カレントミラー回路などによって前記定電流源Ｆ２，Ｆ２ａ；Ｆ３，Ｆ３ａ，Ｆ５に供給され、定電流源Ｆ１２による定電流Ｉｅは、カレントミラー回路などによって前記定電流源Ｆ１，Ｆ１ａ；Ｆ４に供給される。また、前記定電流Ｉｂは、カレントミラー回路などによって前記バイアス電流回路３８へのバイアス電流Ｉｂａｉａｓ２として供給される。
【００４２】
上述のように構成される受信チップ２３において、トランスコンダクタンスアンプ４１，４２のトランスコンダクタンスｇｍは、抵抗ＲＥの抵抗値を参照符と同一で表すとき、
ｇｍ＝（Ｉｂ／Ｉｅ）・（１／ＲＥ）
で表すことができる。そして、バンドパスフィルタ２７の中心周波数ｆｏは、トランスコンダクタンスアンプ４１，４２のトランスコンダクタンスをそれぞれｇｍ１，ｇｍ２とし、コンデンサＣ３１，Ｃ３２の静電容量を参照符と同一で表すとき、
【００４３】
【数１】

【００４４】
で表される。
【００４５】
したがって、ｇｍ１＝ｇｍ２、Ｃ３１＝Ｃ３２＝Ｃとすると、
ｆｏ＝ｇｍ／（２π・Ｃ）
となり、
ｆｏ＝｛１／（２π・Ｃ・ＲＥ）｝・（Ｉｂ／Ｉｅ）
が得られる。
【００４６】
以上のことから、前記トランスコンダクタンスｇｍは、前記定電流ＩｅとＩｂとの相対的な比で調整することができ、したがって基準電流源３３における抵抗Ｒ１２の抵抗値に対して、トリミング抵抗Ｒｆｏの抵抗値を相対的に調整することによって、前記トランスコンダクタンスｇｍ、したがって前記中心周波数ｆｏを調整することができ、
ｆｏ∝１／（Ｃ・Ｒｆｏ）
と表すことができる。
【００４７】
このため、基準電流源３３にはトリミング抵抗Ｒｆｏから成るｆｏトリミング回路３４が設けられ、定電流Ｉｂが高精度に設定されている。本発明では、この定電流Ｉｂをバイアス電流Ｉｂａｉａｓ２として、少なくとも大きい時定数のアンプ３７の（図５の構成では小さい時定数のアンプ３６も）基準電流として用いる。これによって、アンプ３７と容量Ｃ２２とによって構成される第２の積分器の積分の立上がり時間Ｔは、

となる。ただし、Ｖｉｎｔは、積分のクランプ電圧であり、Ｖｒｅｆ＋Ｖｂｅ（ＱＰ１３）＋Ｖｂｅ（ＱＮ１１）である。また、Ｖｆｏは、トリミング抵抗Ｒｆｏの端子間電圧である。
【００４８】
以上のようにして、本発明では、トリミング抵抗Ｒｆｏによって高精度に設定される定電流Ｉｂを、第２の積分器の充電電流Ｉｊ２２となるバイアス電流Ｉｂａｉａｓ２として用いている。また、トランジスタ、容量および抵抗等の特性のばらつきは、同じウエハ内の各部位やロット内では異なる傾向になることがあっても、チップ内では略同じ傾向になり、本発明ではバンドパスフィルタ２７と積分回路２９とが同じ受信チップ２３内であるので、それらの回路間でのトランジスタ等の特性のばらつきは同じ傾向で表れる。したがって、積分回路２９内の積分電流Ｉｊ２２が高精度に設定され、積分の立上がり時間Ｔを一定にして、ヒステリシスコンパレータ３０での弁別エラーを低減し、ノイズに対する誤動作を低減することができる。
【００４９】
なお、バンドパスフィルタ２７の中心周波数ｆｏが低い場合は、トランジスタＱＮ４の個数（エミッタ面積）を、トランジスタＱＮ６に対して２：１にするとともに、トリミング抵抗Ｒｆｏの抵抗値を変更するなどして、対応することができる。また、前記立上がり時間Ｔも、トランジスタＱＮ４の個数（エミッタ面積）によって調整することができる。さらにまた、積分のクランプ電圧Ｖｉｎｔは、ダイオードＱＮ１１の個数によって調整することができる。
【００５０】
また、積分回路２９を２段の積分器で構成し、第１の積分器は検出すべきキャリア周波数のパルスをグループで検出し、第２の積分器は前記第１の積分器によって前記パルスのグループが検出されている時間を積分し、その積分出力Ｉｎｔを前記ヒステリシスコンパレータ３０へ出力するので、最終の積分出力Ｉｎｔを安定させ、ヒステリシスコンパレータ３０での弁別を一層安定して行うことができる。
【００５１】
さらにまた、バンドパスフィルタ２７の出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔを長時間に亘って超えていても、容量Ｃ２１の電圧、すなわち積分出力ＩｎｔａはＶｒｅｆ＋Ｖｂｅ（ＱＰ５）にクランプされるので、出力Ｓｉｇがキャリア検出レベルＤｅｔ以下となると、直ちに積分出力Ｉｎｔが立上がるので、これによってもまた、立上がり時間Ｔを一定にすることができる。
【００５２】
【発明の効果】
本発明の受信回路チップは、以上のように、赤外線リモコンの受信機などとして実現される受信回路チップにおいて、バンドパスフィルタが、その中心周波数をトリミング抵抗の調整によって高精度に設定されているバイアス電流によって決定する２段のトランスコンダクタンスアンプで構成され、積分回路が、前記バイアス電流を充電電流として用いる。
【００５３】
それゆえ、積分電流が高精度に設定されて積分回路の立上がり時間が安定し、コンパレータでの弁別エラーを低減し、ノイズに対する誤動作を低減することができる。
【００５４】
また、本発明の受信回路チップは、以上のように、積分回路は２段階で積分を行う。
【００５５】
それゆえ、積分出力を安定させ、コンパレータでの弁別を一層安定して行うことができる。
【００５６】
さらにまた、本発明の受信回路チップは、以上のように、第１の積分器の積分出力を予め定めるレベルにクランプするクランプ手段をさらに備える。
【００５７】
それゆえ、バンドパスフィルタの出力が蛍光灯ノイズ等でキャリア検出レベルを長時間に亘って超えていても、バンドパスフィルタの出力がキャリア検出レベル以下となると、直ちに第２の積分器の積分出力が立上がり、これによってもまた、立上がり時間を一定にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態の赤外線リモコンの受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１で示す受信機の各部の波形図である。
【図３】図１で示す受信機におけるバンドパスフィルタから積分システムまでの等価回路図である。
【図４】バンドパスフィルタの具体的構成を示す電気回路図である。
【図５】積分回路の一構成例の電気回路図である。
【図６】基準電流源の一構成例の電気回路図である。
【図７】典型的な従来技術の赤外線リモコンの受信機の一構成例を示すブロック図である。
【図８】図７で示す受信機の各部の波形図である。
【図９】図７の受信機における積分システムの等価回路図である。
【符号の説明】
２１赤外線リモコンの受信機
２２フォトダイオード
２３受信チップ（受信回路チップ）
２４初段アンプ（ＨＡ）
２５２段目アンプ（２ｎｄＡＭＰ）
２６３段目アンプ（３ｒｄＡＭＰ）
２７バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
２８検波回路
２９積分回路
３０ヒステリシスコンパレータ（コンパレータ）
３１ローパスフィルタ
３２ＡＢＣＣ回路
３３基準電流源
３４ｆｏトリミング回路
３５アンプ
３６アンプ（第１の積分器）
３７アンプ（第２の積分器）
３８バイアス電流回路
３９基準電圧源
４１，４２トランスコンダクタンスアンプ
４３，４４バッファ
４５基準電流回路
Ｃ２１容量（第１の積分容量）
Ｃ２２容量（第２の積分容量）
Ｃ３１，Ｃ３２コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ３，Ｄ１ａダイオード
Ｆ１〜Ｆ５，Ｆ１ａ〜Ｆ３ａ定電流源
Ｆ１１，Ｆ１２定電流源
Ｑ１〜Ｑ９，Ｑ１１〜Ｑ１５トランジスタ
Ｑ１ａ〜Ｑ９ａ，Ｑ１１ａ，Ｑ１２ａトランジスタ
Ｑ３１〜Ｑ３４トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ３抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２抵抗
Ｒ２１，Ｒ２２抵抗
ＲＥ１，ＲＥ２エミッタ抵抗
ＱＰ１〜ＱＰ４，ＱＰ６〜ＱＰ１３トランジスタ
ＱＰ５トランジスタ（クランプ手段）
ＱＮ１〜ＱＮ９トランジスタ
ＱＮ１１ダイオード
Ｒｆｏトリミング抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiving circuit chip that is preferably implemented by a receiver of a so-called infrared remote controller and that demodulates the code signal from a received signal of a signal in which a code signal is superimposed on a carrier.
[0002]
[Prior art]
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of a receiver 1 of a typical prior art infrared remote controller, and FIG. 8 is a waveform diagram of each part of the receiver 1. The receiver 1 converts an infrared transmission code signal into a photocurrent signal iin as shown in FIG. 8A by an external photodiode 2 and inputs the photocurrent signal iin into an integrated circuit, and inputs the signal to the receiving chip 3. The output signal rxout demodulated by the chip 3 as shown in FIG. 8D is output to a microcomputer or the like that controls the electronic device. The infrared signal is an ASK signal modulated with a predetermined carrier of about 30 to 60 kHz.
[0003]
In the receiving chip 3, the photocurrent signal iin shown in FIG. 8A is sequentially amplified in the first stage amplifier (HA) 4, the second stage amplifier (2ndAMP) 5, and the third stage amplifier (3rdAMP) 6, In a band pass filter (BPF) 7 adapted to the frequency of the carrier, a carrier component is extracted as indicated by reference numeral α1 in FIG. 8B. Then, in the detection circuit 8 at the next stage, the carrier component is detected at a carrier detection level det, which will be described later, indicated by a reference symbol α2, and further in the integration circuit 9, a time when there is a carrier as indicated by a reference symbol α11 in FIG. Is integrated, and the integrated output int is compared with a predetermined discrimination level indicated by the reference symbol α12 in the hysteresis comparator 10, whereby the presence / absence of the carrier is determined, and the output signal rxout shown in FIG. Is output.
[0004]
A low-pass filter 11 is provided on the output side of the first stage amplifier 4 to detect a direct current level due to a fluorescent lamp or sunlight. In the second stage amplifier 5 of the next stage, the direct output of the first stage amplifier 4 is detected. The direct current level is removed and amplified, so that the influence of noise such as the fluorescent lamp and sunlight is removed to some extent. An ABCC circuit 12 is provided in association with the first-stage amplifier 4, and the ABCC circuit 12 controls the DC bias of the first-stage amplifier 4 corresponding to the output of the low-pass filter 11. Further, a reference current source 13 is provided in association with the bandpass filter 7, and terminals trm 1 drawn out from connection points of resistors connected in series (not shown) in the fo trimming circuit 14 in the reference current source 13. By applying a pulse current to a Zener diode (not shown) between trm5 and trimming the Zener diode, the center frequency fo of the bandpass filter 7 is adjusted.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the receiver 1 configured as described above, the integration circuit 9 reduces the malfunction due to the noise, although the low-pass filter 11 or the like has removed the influence of the fluorescent lamp or sunlight to some extent. The greatest effect is exhibited, and the characteristic of the integrating circuit 9 has a subtle influence on the characteristics of the entire receiver 1. The greatest characteristic required for the integration circuit 9 is to provide stability to the rise time of the integration. By stabilizing the rise time, the output signal rxout is stabilized, and malfunctions due to the noise are prevented. Can be reduced.
[0006]
FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of an integration system in the receiver 1. This integration system includes the detection circuit 8 and the integration circuit 9, and detects the carrier. The detection circuit 8 is a circuit that determines the carrier detection level det according to the presence or absence of a carrier by charging the capacitor c1 with the current ij1 or discharging the current if1 with a current output amplifier 15. That is, the detection circuit 8 is composed of a current output amplifier 15 and a capacitor c1, and in FIG. 8B, the output sig of the bandpass filter 7 indicated by reference character α1 and the carrier indicated by reference character α2. The amplitude with the detection level det is compared with each other, and the capacitor c1 is charged with the current ij1 when the output sig is larger than the carrier detection level det, and discharged with the current if1 when the output sig is smaller than the carrier detection level det. The carrier detection level det is created with a large time constant.
[0007]
The integrating circuit 9 includes a current output amplifier 16 and a capacitor c2, and compares the amplitudes of the output sig and the carrier detection level det of the bandpass filter 7 with each other. When the carrier detection level det is larger than the carrier detection level det, charging is performed with the current ij2, and when the output sig is smaller than the carrier detection level det, discharging is performed with the current if2. The integrated output int indicated by reference numeral α11 in FIG.
[0008]
Here, the integration rising time t of the integration circuit 9 is determined by the capacitance c2, the charging current ij2, and the integration clamp voltage vint.
t = (c2 · vint) / ij2
It becomes. For this reason, when the charging current ij2 generated by the integrating circuit 9 varies depending on the process conditions, the rise time t also varies, and the integrated output int indicated by the reference symbol α11 in FIG. There is a problem that the discrimination result in 10 is not stable. Although the same can be said for the carrier detection level det of the detection circuit 8, the carrier detection level det is a steady change such as a fluorescent lamp at least with respect to the integral output int of the frequency of the baseband (code signal) component. Since the time constant is large as described above, the influence of the variation in the charging current ij1 is relatively small.
[0009]
An object of the present invention is to provide a receiving circuit chip that can stabilize the rise time of an integrating circuit and reduce malfunctions due to noise.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The receiving circuit chip of the present invention extracts a carrier component of a desired frequency from a received signal by a bandpass filter, detects the output of the bandpass filter at a level determined in advance by the detection circuit, and an integrating circuit corresponds to the detection result. In the receiving circuit chip that performs an integration operation and demodulates the code signal superimposed on the carrier by discriminating the integration output at a threshold level predetermined by the comparator, A first transistor driven by a reference current; a second transistor that forms a current mirror circuit with the first transistor; and a trimming resistor that adjusts a current flowing through the second transistor; A current source that uses the flowing current as a bias current The bandpass filter Is a two-stage circuit whose center frequency is determined by the bias current. Consists of transconductance amplifier Is The above The integrating circuit is Bias current As charging current It is characterized by using.
[0011]
According to the above configuration, the band-pass filter including the transconductance amplifier has a center frequency that depends on the bias current value, and thus the bias current value is set with high accuracy by adjusting the trimming resistor or the like. In addition, even if variations in characteristics such as transistors, capacitors, and resistances tend to be different in each part or lot in the same wafer, they tend to be substantially the same in the chip. Since the integration circuit is the same chip, variations in characteristics of transistors and the like between these circuits appear in the same tendency.
[0012]
Therefore, for example, if a current mirror circuit of an integration circuit is provided in parallel with the current mirror circuit of the band pass filter, the bias current of the band pass filter is taken into the integration circuit at a desired ratio by an emitter area ratio or the like, and is used in common. The integration current is set with high accuracy, the rise time of the integration circuit is stabilized, the discrimination error in the comparator is reduced, and the malfunction due to noise can be reduced.
[0013]
In the receiving circuit chip of the present invention, the detection circuit detects the output of the bandpass filter using the output integrated value as a carrier detection level, and the integration circuit detects the carrier detection level and the output of the bandpass filter. Are compared with each other, and the first integrator that charges and discharges the first integration capacitor corresponding to the comparison result is compared with the charging voltage of the first integration capacitor and a predetermined reference voltage. And a second integrator that charges and discharges the second integration capacitor in accordance with the comparison result and outputs the second integration capacitor to the comparator as the integration output, and at least a charging current to the second integration capacitor Before Recording It is characterized by using an ias current.
[0014]
According to said structure, a detection circuit integrates the output of a band pass filter according to the amplitude level and carrier density, and produces a carrier detection level. Therefore, the detection circuit responds to noise superimposed on the carrier, and the carrier detection level created by the detection circuit increases. On the other hand, in the integration circuit, the first integrator detects a pulse of the carrier frequency to be detected in a group, and the second integrator determines the time during which the group of pulses is detected by the first integrator. Integrate and output the integrated output to the comparator.
[0015]
Therefore, by integrating in two stages, the final integrated output can be stabilized, and discrimination by the comparator can be performed more stably.
[0016]
Furthermore, the receiving circuit chip of the present invention is further characterized by further comprising clamping means for clamping the integration output of the first integrator to a predetermined level.
[0017]
According to the above configuration, since the integral output of the first integrator is clamped, even if the output of the bandpass filter exceeds the carrier detection level for a long time due to fluorescent lamp noise or the like, the bandpass filter As soon as the output falls below the carrier detection level, the integration output of the second integrator rises, and this also makes it possible to make the rise time constant.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
[0019]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiver 21 of an infrared remote controller according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a waveform diagram of each part of the receiver 21. The receiver 21 converts an infrared transmission code signal into a photocurrent signal Iin as shown in FIG. 2A by an external photodiode 22 and inputs it to a receiving chip 23 integrated into an integrated circuit. The output signal RXOUT demodulated by the chip 23 as shown in FIG. 2E is output to a microcomputer or the like that controls the electronic device. The infrared signal is an ASK signal modulated with a predetermined carrier of about 30 to 60 kHz, for example.
[0020]
In the receiving chip 23, the photocurrent signal Iin shown in FIG. 2A is sequentially amplified by a first stage amplifier (HA) 24, a second stage amplifier (2ndAMP) 25, and a third stage amplifier (3rdAMP) 26, In a band pass filter (BPF) 27 adapted to the carrier frequency, a carrier component is extracted as indicated by reference numeral β1 in FIG. Then, the carrier component is detected at a carrier detection level Det, which will be described later, indicated by the reference symbol β2 in the detection circuit 28 in the next stage, and further, the time during which the carrier is present as indicated by the reference symbol β11 in FIG. Is integrated, and the integrated output Int is compared with a predetermined discrimination level indicated by the reference symbol β12 in the hysteresis comparator 30 to determine the presence / absence of a carrier, and the output signal RXOUT shown in FIG. Is output.
[0021]
A low-pass filter 31 is provided on the output side of the first stage amplifier 24, thereby detecting a direct current level due to a fluorescent lamp or sunlight. In the second stage amplifier 25 of the next stage, a direct output of the first stage amplifier 24 is detected. The direct current level is removed and amplified, so that the influence of noise such as the fluorescent lamp and sunlight is removed to some extent. In addition, an ABCC circuit 32 is provided in association with the first stage amplifier 24, and the DC bias of the first stage amplifier 24 is controlled by the ABCC circuit 32 corresponding to the output of the low pass filter 31. Further, a reference current source 33 is provided in association with the band-pass filter 27, and terminals TRM1 to TRM1 led out from connection points of resistors (not shown) connected in series in the fo trimming circuit 34 in the reference current source 33. The center frequency fo of the band-pass filter 27 is adjusted by applying a pulse current to a Zener diode (not shown) between the TRMs 5 and trimming the Zener diode. Further, after trimming, whether or not a desired Zener diode is short-circuited is inspected by measuring a resistance value between terminals TRM1 to TRM5.
[0022]
Although the configuration as described above is the same as that of the receiver 1 described above, it should be noted that in the present invention, the band pass filter 27 is a transconductance amplifier whose pass band can be set by the bias current Ibias1. In addition, the bias current Ibias2 of the integration circuit 29 is created by the reference current source 33 that creates the bias current Ibias1.
[0023]
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram from the bandpass filter 27 to the integration system. The integration system includes the detection circuit 28 and the integration circuit 29, and detects a carrier. Similarly to the above-described detection circuit 8, the detection circuit 28 charges the capacitor C1 with the current output amplifier 35 or discharges the current If1 with the current output amplifier 35, thereby determining the carrier detection level Det according to the presence or absence of carriers. It is a circuit to do. That is, the detection circuit 28 is configured by a current output amplifier 35 and a capacitor C1, and in FIG. 2B, the output Sig of the bandpass filter 27 indicated by the reference symbol β1 and the carrier indicated by the reference symbol β2. The amplitude with the detection level Det is compared with each other, and the capacitor C1 is charged with the current Ij1 when the output Sig is larger than the carrier detection level Det, and discharged with the current If1 when the output Sig is smaller than the carrier detection level Det. The carrier detection level Det is created with a large time constant.
[0024]
On the other hand, the integrating circuit 29 is constituted by a two-stage integrator composed of

current output amplifiers

36 and 37 and capacitors C21 and C22 corresponding to the

amplifiers

36 and 37, respectively. First, the amplifier 36 compares the amplitudes of the output Sig and the carrier detection level Det of the bandpass filter 27 with each other, and charges the capacitor C21 with the current Ij21 when the output Sig is smaller than the carrier detection level Det. When the output Sig is larger than the carrier detection level Det, it is discharged as a current If21, and is output as an integrated output Inta indicated by reference numeral β21 in FIG.
[0025]
The amplifier 37 compares the amplitude of the integrated output Inta of the amplifier 36 with the predetermined reference value Ref indicated by reference numeral β22 in FIG. 2C, and the capacitance C22 is compared with the reference value Ref. If the integrated output Inta is smaller than the reference value Ref, the current If22 is discharged. Therefore, as indicated by the reference symbol β21 in FIG. 2C, from the integrated output Inta that fluctuates at the carrier frequency, as indicated by the reference symbol β11 in FIG. 2D by charging / discharging with the constant currents Ij21 and If21. An integrated output Int that varies with the frequency of the baseband (code signal) component can be obtained.
[0026]
For example, in the case of an infrared remote controller, the carrier frequency is typically around 40 kHz, whereas the frequency of the baseband (code signal) component is about 1 kHz. Therefore, it is possible to improve the margin for the response of the part that generates the integral output Int by one digit or more. That is, the high-speed amplifier 36 responds to the carrier frequency, and the amplifier 37 that generates the integral output Int may have a response speed of the baseband (code signal) component, and is 100 pA as the currents Ij22 and If22 as high impedance. A very small current of the order is used to provide a long discharge time constant.
[0027]
Similarly to the bias current Ibias1 to the bandpass filter 27, the bias current Ibias2 created in the reference current source 33 is used as the reference current of the charging current Ij22 of the amplifier 37 having at least a large time constant. As shown in FIG. 3, for example, the bandpass filter 27 includes

transconductance amplifiers

41 and 42, high input impedance buffers 43 and 44, and capacitors C31 and C32. The transconductance amplifier 41 amplifies the difference between the reference voltage Vref and the output Sig and outputs the amplified difference to the buffer 43. The input of the buffer 43 is also supplied with the output of the amplifier 26 via the capacitor C31. The transconductance amplifier 42 amplifies the difference between the output of the buffer 43 and the output Sig and outputs it as the output Sig via the buffer 44. The input of the buffer 44 is also grounded via the capacitor C32.
[0028]
FIG. 4 is an electric circuit diagram showing a specific configuration of the bandpass filter 27. In the configuration of FIG. 4, portions corresponding to the configuration of FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. The transconductance amplifier 41 is supplied with the output Sig and the reference voltage Vref at its base, and supplies mutually equal currents from the power supply to the transistors Q1 and Q2 constituting the differential pair and the collectors of the transistors Q1 and Q2, respectively. Transistors Q3 and Q4, emitter resistors RE1 and RE2 of the transistors Q1 and Q2, and emitter resistors RE1 and RE2 are connected in common, and a constant current source F1 that draws a constant current 2Ie from the emitters of the transistors Q1 and Q2, Bases are connected to the collectors of the transistors Q1 and Q2, the transistors Q5 and Q6 constituting the differential pair, the emitters of the transistors Q5 and Q6 are connected in common, and the constant current source F2 that draws the constant current 2Ib, and the transistor A tiger that takes out the current output from the collector of Q6 Register Q7～Q9, it is constituted by a diode D1 and a constant current source F3.
[0029]
Therefore, the difference between the output Sig and the reference voltage Vref is amplified by a two-stage differential pair, and if the current corresponding to the difference is ΔI as the collector current of the transistor Q6, a current of Ib−ΔI is output. This current is turned back by the current mirror circuit of the transistors Q7 and Q8, and the constant current Ib is subtracted by the constant current source F3, whereby the current ΔI is input to the buffer 43.
[0030]
In the buffer 43, the current ΔI is input to the base, the collector is grounded, the collector is connected to the emitter of the transistor Q11, the emitter is connected to a high-level power source, and a constant current is supplied as described later. The output is derived from between the connection points of the transistors Q11 and Q12, and is supplied to the transconductance amplifier 42.
[0031]
The transconductance amplifier 42 is configured in the same manner as the above-described transconductance amplifier 41, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals with the suffix a, and the description thereof is omitted. The output of the buffer 43 is given to the base of the transistor Q1a, the output Sig is given to the base of the transistor Q2a, and the output is derived to the buffer 44 from the connection point between the transistor Q9a and the constant current source F3a.
[0032]
The buffer 44 includes transistors Q11a and Q12a corresponding to the transistors Q11 and Q12, transistors Q13 and Q14 for output amplification, resistors R1 and R2 for voltage conversion of output current, resistors R3 for clamping an output voltage, and Diodes D2 and D3 and a constant current source F4 are provided. The current of the output Sig from the transistor Q14 is voltage-converted by the resistors R1 and R2 and given to the base of the transistor Q1, and is voltage-converted by the resistor R1 and given to the base of the transistor Q2a. A reference voltage Vref from the connection point between Q13 and the constant current source F4 is applied to the base of the transistor Q2. The output Sig from the transistor Q14 includes the reference voltage Vref. Thus, a variation obtained by subtracting the reference voltage Vref from the output Sig is input between the bases of the transistors Q1 and Q2.
[0033]
The band-pass filter 27 is also provided with a reference current circuit 45 comprising a constant current source F5 and a transistor Q15, and the constant current Ib from the constant current source F5 constitutes the transistors Q12 and Q12 constituting a current mirror circuit with the transistor Q15. The base potential of the transistors Q3 and Q4; Q3a and Q4a is fixed to the base potential of the transistor Q15.
[0034]
In the bandpass filter 27 configured as described above, the constant current 2Ie in the constant current sources F1 and F1a, the constant current Ie in the constant current source F4, the constant current 2Ib in the constant current sources F2 and F2a, and the constant current sources F3 and F3a. , F5 is a bias current by the reference current source 33, which is generically indicated by the reference symbol Ibias1.
[0035]
On the other hand, FIG. 5 is an electric circuit diagram of a configuration example of the integration circuit 29. In addition to the

amplifiers

36 and 37 and the capacitors C21 and C22, the integration circuit 29 includes a bias current circuit 38 that supplies current to the

amplifiers

36 and 37 based on the bias current Ibias2 from the reference current source 33, and a reference voltage. A source 39 is provided.
[0036]
The amplifier 36 is supplied with the output Sig of the bandpass filter 27 and the carrier detection level Det at its base, and the transistors QP1 and QP2 constituting the differential pair and mutually equal currents from the collectors of the transistors QP1 and QP2, respectively. The transistors QN1 and QN2 to be pulled out and the emitters of the transistors QP1 and QP2 are connected in common, the transistor QP3 giving a current equal to the bias current Ibias2, and the current If21 from the capacitor C21 according to the collector potential of the transistor QN2. The resistor R21 and transistor QN3 to be pulled out, the transistor QP4 for supplying the constant current Ij21 equal to the bias current Ibias2 to the capacitor C21, and the potential of the capacitor C21 as the voltage of the reference voltage source 39 as will be described later. ref and its base - formed and a transistor QP5 is clamped to the voltage of the sum of the emitter voltage Vbe (QP5).
[0037]
The bias current circuit 38 includes transistors QP6 to QP8 and QN4 driven by the bias current Ibias2 and a resistor R22. The transistors QP3 and QP4 constituting the current mirror circuit with the transistor QP7 include the bias currents. A current equal to Ibias2 is supplied, and a transistor QN6 of an amplifier 37 (to be described later) that forms a current mirror circuit with the transistor QN4 has an emitter area ratio of transistors QN4 and QN6 of 3: 1. 3 current is supplied.
[0038]
The amplifier 37 is supplied with the potential of the capacitor C21, that is, the integrated output Inta of the amplifier 36, which is the collector potential of the transistor QN3, and the reference value Ref from the reference voltage source 40, and the transistor QN7 constituting the differential pair. , QN8 and the emitters of the transistors QN7, QN8 are connected in common to form a current mirror circuit with the transistor QN4, and the collector current of the transistors QN7, QN8 is extracted from the transistor QN6 that draws out the current of Ibias2 / 3. Transistors QP10 and QP11 to be taken out, a transistor QP10 and a current mirror circuit, a transistor QP9 for turning back the collector current of the transistor QN7, a current mirror circuit, and a collector current of the transistor QP9 The transistors QN5 and QN9 that fold back and draw the current If22 from the capacitor C22, and the transistor QP11 constitute a current mirror circuit. The transistor QP12 that folds the collector current of the transistor QN8 and supplies the current Ij22 to the capacitor C22, and the capacitor C22 The transistor QP13 and the diode QN11 are clamped to the sum of the voltage Vref of the reference voltage source 39 and their base-emitter voltage Vbe (QP13) and forward voltage Vbe (QN11). The
[0039]
Therefore, when the output Sig of the bandpass filter 27 exceeds the carrier detection level Det, the transistor QP1 is turned off, the transistor QP2 is turned on, and the transistor QP2 supplies the base current to the transistor QN3 via the resistor R21. The current If21 is discharged from the capacitor C21 whose voltage is clamped to Vref + Vbe (QP5) by the current Ij21 from QP4, the reference voltage source 39 and the transistor QP5. When the voltage drops below the reference value Ref, the transistor QN7 is turned off, thereby turning off the transistors QP10, QP9, QN5, and QN9, and discharging of the current If22 from the capacitor C22 is stopped, and the transistor QN8 is turned on. Thus, the transistors QP11 and QP12 are also turned on, and charging of the current Ij22 to the capacitor C22 is started. This charging is performed until the voltage of the capacitor C22 reaches Vcc-Vbe (QP12).
[0040]
On the other hand, when the output Sig of the bandpass filter 27 becomes equal to or lower than the carrier detection level Det, the transistor QP1 is turned on, the transistors QP2 and QN3 are turned off, and the capacitor C21 is charged with the current Ij21 from the transistor QP4. Eventually, the voltage is clamped to Vref + Vbe (QP5). When the reference value Ref is exceeded, the transistor QN7 is turned on, whereby the transistors QP10, QP9, QN5, and QN9 are also turned on, the discharge of the current If22 from the capacitor C22 is started, and the transistor QN8 is turned off. As a result, the transistors QP11 and QP12 are also turned off, and the charging of the current Ij22 to the capacitor C22 is stopped. In this way, charging / discharging of the capacitor C22 is performed according to the presence or absence of carriers.
[0041]
FIG. 6 is an electric circuit diagram of a configuration example of the reference current source 33. The reference current source 33 includes transistors Q31 and Q32 and a resistor R11 that are driven by a reference current Io prepared in advance, the transistor Q33 that forms a current mirror circuit with the transistor Q32, and trimming for adjusting the current flowing through the transistor Q33. A resistor Rfo, a transistor Q34 that constitutes a current mirror circuit with the transistor Q32, and a resistor R12 that adjusts a current flowing through the transistor Q34 are configured. The current flowing through the transistor Q33 is supplied from the constant current source F11 to the constant current. The current that is supplied as Ib and flows through the transistor Q34 is supplied as the constant current Ie from the constant current source F12. The constant current Ib from the constant current source F11 is supplied to the constant current sources F2, F2a; F3, F3a, F5 by a current mirror circuit or the like, and the constant current Ie from the constant current source F12 is supplied to the constant current by the current mirror circuit or the like. Sources F1, F1a; F4. The constant current Ib is supplied as a bias current Ibias2 to the bias current circuit 38 by a current mirror circuit or the like.
[0042]
In the receiving chip 23 configured as described above, when the transconductance gm of the

transconductance amplifiers

41 and 42 represents the resistance value of the resistor RE as the same as the reference symbol,
gm = (Ib / Ie) · (1 / RE)
Can be expressed as The center frequency fo of the band-pass filter 27 is expressed when the transconductances of the

transconductance amplifiers

41 and 42 are gm1 and gm2, respectively, and the capacitances of the capacitors C31 and C32 are represented by the same reference numerals.
[0043]
[Expression 1]

[0044]
It is represented by
[0045]
Therefore, if gm1 = gm2 and C31 = C32 = C,
fo = gm / (2π · C)
And
fo = {1 / (2π · C · RE)} · (Ib / Ie)
Is obtained.
[0046]
From the above, the transconductance gm can be adjusted by the relative ratio of the constant currents Ie and Ib. Therefore, the resistance of the trimming resistor Rfo with respect to the resistance value of the resistor R12 in the reference current source 33. By adjusting the value relatively, the transconductance gm and thus the center frequency fo can be adjusted,
fo∝1 / (C ・ Rfo)
It can be expressed as.
[0047]
For this reason, the reference current source 33 is provided with a fo trimming circuit 34 including a trimming resistor Rfo, and the constant current Ib is set with high accuracy. In the present invention, the constant current Ib is used as the bias current Ibias2 as a reference current of the amplifier 37 having at least a large time constant (and the amplifier 36 having a small time constant in the configuration of FIG. 5). Thus, the integration rise time T of the second integrator constituted by the amplifier 37 and the capacitor C22 is

It becomes. Here, Vint is an integral clamp voltage, and is Vref + Vbe (QP13) + Vbe (QN11). Vfo is a voltage between terminals of the trimming resistor Rfo.
[0048]
As described above, in the present invention, the constant current Ib set with high accuracy by the trimming resistor Rfo is used as the bias current Ibias2 that becomes the charging current Ij22 of the second integrator. In addition, even if variations in characteristics such as transistors, capacitors, and resistances tend to be different in each part or lot in the same wafer, they tend to be substantially the same in the chip. Since the integration circuit 29 and the integration circuit 29 are in the same receiving chip 23, variations in the characteristics of transistors and the like between these circuits appear in the same tendency. Therefore, the integration current Ij22 in the integration circuit 29 is set with high accuracy, the integration rising time T is made constant, discrimination errors in the hysteresis comparator 30 can be reduced, and malfunctions due to noise can be reduced.
[0049]
When the center frequency fo of the bandpass filter 27 is low, the number of transistors QN4 (emitter area) is set to 2: 1 with respect to the transistor QN6 and the resistance value of the trimming resistor Rfo is changed. Can respond. The rise time T can also be adjusted by the number of transistors QN4 (emitter area). Furthermore, the integral clamp voltage Vint can be adjusted by the number of diodes QN11.
[0050]
Further, the integrating circuit 29 is constituted by a two-stage integrator, the first integrator detects a pulse of the carrier frequency to be detected in a group, and the second integrator detects the pulse by the first integrator. Since the time during which the group is detected is integrated and the integrated output Int is output to the hysteresis comparator 30, the final integrated output Int can be stabilized and the discrimination by the hysteresis comparator 30 can be performed more stably.
[0051]
Furthermore, even if the output Sig of the bandpass filter 27 exceeds the carrier detection level Det for a long time, the voltage of the capacitor C21, that is, the integrated output Inta is clamped to Vref + Vbe (QP5), so that the output Sig is the carrier Since the integration output Int immediately rises when the detection level is equal to or lower than the detection level Det, the rise time T can also be made constant by this.
[0052]
【The invention's effect】
As described above, the receiving circuit chip of the present invention is a band-pass filter in a receiving circuit chip realized as a receiver of an infrared remote controller or the like. However, the center frequency is determined by the bias current set with high accuracy by adjusting the trimming resistor. Consists of transconductance amplifier And the integrating circuit uses the bias current as a charging current. Use.
[0053]
Therefore, the integration current is set with high accuracy, the rise time of the integration circuit is stabilized, the discrimination error in the comparator is reduced, and the malfunction due to noise can be reduced.
[0054]
In the receiving circuit chip of the present invention, as described above, the integrating circuit performs integration in two stages.
[0055]
Therefore, the integral output can be stabilized, and the discrimination by the comparator can be performed more stably.
[0056]
Furthermore, the receiving circuit chip of the present invention further includes clamping means for clamping the integration output of the first integrator to a predetermined level as described above.
[0057]
Therefore, even if the output of the bandpass filter exceeds the carrier detection level for a long time due to fluorescent lamp noise or the like, if the output of the bandpass filter falls below the carrier detection level, the integration output of the second integrator immediately This also makes it possible to make the rise time constant.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiver of an infrared remote controller according to an embodiment of the present invention.
2 is a waveform diagram of each part of the receiver shown in FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram from the bandpass filter to the integration system in the receiver shown in FIG. 1;
FIG. 4 is an electric circuit diagram showing a specific configuration of a bandpass filter.
FIG. 5 is an electric circuit diagram of a configuration example of an integration circuit.
FIG. 6 is an electric circuit diagram of a configuration example of a reference current source.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of a typical prior art infrared remote control receiver;
8 is a waveform diagram of each part of the receiver shown in FIG.
9 is an equivalent circuit diagram of an integration system in the receiver of FIG. 7. FIG.
[Explanation of symbols]
21 Infrared remote control receiver
22 Photodiode
23 Receiving chip (receiving circuit chip)
24 First stage amplifier (HA)
25 Second stage amplifier (2ndAMP)
26 3rd stage amplifier (3rdAMP)
27 Band pass filter (BPF)
28 Detection circuit
29 Integration circuit
30 Hysteresis comparator (comparator)
31 Low-pass filter
32 ABCC circuit
33 Reference current source
34 fo trimming circuit
35 amplifiers
36 amplifier (first integrator)
37 Amplifier (second integrator)
38 Bias current circuit
39 Reference voltage source
41, 42 transconductance amplifier
43, 44 buffers
45 Reference current circuit
C21 capacity (first integral capacity)
C22 capacity (second integral capacity)
C31, C32 capacitors
D1-D3, D1a diode
F1-F5, F1a-F3a constant current source
F11, F12 constant current source
Q1-Q9, Q11-Q15 transistors
Q1a to Q9a, Q11a, Q12a transistors
Q31-Q34 transistors
R1-R3 resistance
R11, R12 resistance
R21, R22 resistance
RE1, RE2 Emitter resistance
QP1 to QP4, QP6 to QP13 transistors
QP5 transistor (clamping means)
QN1-QN9 transistors
QN11 diode
Rfo trimming resistor

Claims

The carrier component of the desired frequency is extracted from the received signal with a bandpass filter, and the output of the bandpass filter is detected at a predetermined level. The integration circuit performs an integration operation according to the detection result, and the integrated output In the receiving circuit chip configured to demodulate the code signal superimposed on the carrier by discriminating the signal at a threshold level predetermined by the comparator,
A first transistor driven by a reference current; a second transistor that forms a current mirror circuit with the first transistor; and a trimming resistor that adjusts a current flowing through the second transistor; A current source that uses the flowing current as a bias current
The band-pass filter is constituted by a transconductance amplifier in two stages for determining the center frequency by the bias current,
The receiving circuit chip , wherein the integrating circuit uses the bias current as a charging current .

The detection circuit detects the output of the bandpass filter using the output integral value as a carrier detection level,
The integration circuit compares the carrier detection level and the output of the bandpass filter with each other, and charges and discharges a first integration capacitor corresponding to the comparison result; and the first integrator A second integrator that compares the charging voltage of the integration capacitor with a predetermined reference voltage, charges and discharges the second integration capacitor in accordance with the comparison result, and outputs the second integration capacitor to the comparator as the integration output; It is configured with at least a second charging current to integrating capacitor, the receiving circuit chip according to claim 1, wherein before is characterized by using a Kiba bias current.

3. The receiving circuit chip according to claim 2, further comprising clamping means for clamping the integration output of the first integrator to a predetermined level.