JP3612566B2

JP3612566B2 - Code division multiplexing transmission system, transmission method, transmission device, reception device, and program

Info

Publication number: JP3612566B2
Application number: JP2002145405A
Authority: JP
Inventors: 博司原田; 雅行藤瀬; 寿之示沢
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2002-05-20
Filing date: 2002-05-20
Publication date: 2005-01-19
Anticipated expiration: 2022-05-20
Also published as: JP2003338775A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多重伝送システム、その送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、ならびに、これらをコンピュータにより実現するプログラムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多重伝送方式は、互いに異なる拡散符号を伝送すべき複数の信号に重畳して送信する一方、受信側では、当該拡散符号との相関をとることにより、それぞれの信号を復元する手法であり、信号の伝送量を飛躍的に増大させる手法として注目を集めている。
【０００３】
特に、伝送すべき信号を複数の中間信号に直並列変換した後、互いに異なる拡散符号を複数の中間信号のそれぞれに重畳して加算してから送信する一方で、受信側では、互いに異なる拡散符号のそれぞれと受信信号との相関をとって複数の信号を得て、これらを並直列変換して伝送信号を得る手法に対して、研究が進められている。
【０００４】
さて、発明者らは、互いに異なる拡散符号の一種として、特許第３２００６２８号において、巡回拡張巡回シフト型符号（「巡回シフト巡回拡張符号」ともいう。）を提案している。これは、所定の基本符号（以下、当該基本符号の時間的最小単位を「チップ」という。）を、所定の巡回シフト数の整数倍だけ巡回させた複数の巡回シフト符号のそれぞれについて、その先頭と末尾をその末尾と先頭に付加して拡張することにより、互いに異なる複数の拡散符号を得るものである。
【０００５】
ここで、所定の巡回シフト数として、許容したい遅延波の最大時間に相当するチップ数に１を加算した値を選択する。
【０００６】
したがって、たとえば、所定の基本符号のチップ長さが３１であり、許容したい遅延波の最大時間が１チップである場合、当該特許に係る手法では、巡回拡張巡回シフト型符号は、最大で１５個得られることになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ある基本符号から得られる巡回シフト巡回拡張符号の数を、さらに増やして、情報伝送レートをさらに向上したい、という要望は大きい。
【０００８】
一方で、巡回シフト巡回拡張符号の数をさらに増やしても、マルチパスフェージングによる伝送ひずみによる悪影響をできるだけ補償して、伝送特性を向上させたい、という必要性もある。
【０００９】
本発明は、これらの課題を解決するものであり、巡回シフト巡回拡張符号を用いた符号分割多重伝送システム、その送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、ならびに、これらをコンピュータにより実現するプログラムを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
以上の問題を解決するため、本発明の原理にしたがって、下記の発明を開示する。
【００１１】
本発明の第１の観点に係る符号分割多重伝送システムは、送信装置と、受信装置と、を備え、基本符号と、当該基本符号を互いに異なる巡回シフトチップ数だけ巡回シフトした複数の巡回シフト符号と、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれについて、当該巡回シフト符号の前方に、当該巡回シフト符号の末尾の前方拡張チップ数分を拡張し、当該巡回シフト符号の後方に、当該巡回シフト符号の先頭の後方拡張チップ数分を拡張した複数の巡回シフト巡回拡張符号と、パイロット信号と、を用い、以下のように構成する。
【００１２】
すなわち、送信装置は、巡回シフト部と、巡回拡張部と、直並列変換部と、重畳部と、加算部と、送信部と、を備える。
【００１３】
ここで、直並列変換部は、当該パイロット信号を含む伝送信号を直並列変換して、複数の中間信号を生成する。
【００１４】
一方、重畳部は、当該複数の中間信号のそれぞれに、当該複数の巡回シフト巡回拡張符号のいずれかであって、他の中間信号に重畳されるものとは異なるものを重畳して、複数の重畳済信号を生成する。
【００１５】
さらに、加算部は、当該複数の重畳済信号を加算して送信信号を生成する。
【００１６】
そして、送信部は、当該送信信号を、受信装置に送信する。
【００１７】
一方、受信装置は、受信部と、相関部と、推定部と、補償部と、並直列変換部と、を備える。
【００１８】
ここで、受信部は、送信装置から送信された送信信号を受信して、これを受信信号とする。
【００１９】
一方、相関部は、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれと、当該受信信号と、の相関をとって、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対応する複数の相関信号を出力する。
【００２０】
さらに、推定部は、当該パイロット信号と、当該複数の相関信号と、から、位相および振幅の変動値を推定する。
【００２１】
そして、補償部は、当該位相および振幅の変動値を用いて、当該複数の相関信号を補償して、複数の補償済信号を出力する。
【００２２】
一方、並直列変換部は、当該複数の補償済信号を並直列変換して、伝送信号を得る。
【００２３】
また、本発明の符号分割多重伝送システムは、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対する巡回シフトチップ数同士の差の最小値は、１であるように構成することができる。
【００２４】
また、本発明の符号分割多重伝送システムは、以下のように構成することができる。
【００２５】
すなわち、推定部は、当該パイロット信号と、当該複数の相関信号のうち当該パイロット信号に相当する部分と、から、位相および振幅の変動値に対応する行列を求める。
【００２６】
一方、補償部は、当該行列の逆行列を求めて、これを当該複数の相関信号に乗じて複数の補償済信号を得る。
【００２７】
また、本発明の符号分割多重伝送システムにおいて、パイロット信号は、伝送信号のうち、伝送すべきデータ信号の前に付加されているように構成することができる。
【００２８】
また、本発明の符号分割多重伝送システムは、以下のように構成することができる。
【００２９】
すなわち、当該伝送すべきデータ信号は、複数のデータの列からなる。
【００３０】
一方、推定部は、当該パイロット信号と、当該複数の相関信号のうちパイロット信号に係る部分と、から、最初の位相および振幅の変動値を推定する。
【００３１】
そして、補償部は、当該最初の位相および振幅の変動値を用いて、当該複数の信号のうち最初のデータに係る部分を補償する。
【００３２】
さらに、並直列変換部は、当該複数の補償済信号のうち最初のデータに係る部分を並直列変換して、伝送信号のうち最初のデータを得る。
【００３３】
一方、推定部は、さらに、得られた伝送信号のうち最後に得られたデータに係る部分と、当該複数の相関信号のうち当該最後に得られたデータに係る部分と、から、次の位相および振幅の変動値を推定する。
【００３４】
そして、補償部は、当該次の位相および振幅の変動値を用いて、当該複数の相関複数の信号のうち次のデータに係る部分を補償する。
【００３５】
さらに、並直列変換部は、当該複数の補償済信号のうち次のデータに係る部分を並直列変換して、伝送信号のうち次のデータを得る。
【００３６】
また、本発明の符号分割多重伝送システムにおいて、複数の中間信号の１つは、パイロット信号であるように構成することができる。すなわち、パイロット信号と伝送信号とが別に与えられた場合には、伝送信号を直並列変換した結果の複数の信号と、パイロット信号と、を合わせて、複数の中間信号とする。
【００３７】
また、本発明の符号分割多重伝送システムは、重畳部において、「当該パイロット信号に重畳される巡回シフト巡回拡張符号の巡回シフト数と、当該他の中間信号に重畳される巡回シフト巡回拡張符号の巡回シフト数と、の差」の最小値は、「当該他の中間信号に重畳される巡回シフト巡回拡張符号の巡回シフト数同士の差」の最小値よりも、大きいように構成することができる。
【００３８】
本発明の他の観点に係る送信装置ならびに受信装置は、上記符号分割多重伝送システムの送信装置ならびに受信装置である。
【００３９】
本発明の他の観点に係る送信方法は、基本符号と、当該基本符号を互いに異なる巡回シフトチップ数だけ巡回シフトした複数の巡回シフト符号と、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれについて、当該巡回シフト符号の前方に、当該巡回シフト符号の末尾の前方拡張チップ数分を拡張し、当該巡回シフト符号の後方に、当該巡回シフト符号の先頭の後方拡張チップ数分を拡張した複数の巡回シフト巡回拡張符号と、パイロット信号と、を用いる送信方法であって、巡回シフト工程と、巡回拡張工程と、直並列変換工程と、重畳工程と、加算工程と、送信工程と、を備え、以下のように構成する。
【００４０】
すなわち、直並列変換工程では、当該パイロット信号を含む伝送信号を直並列変換して、複数の中間信号を生成する。
【００４１】
一方、重畳工程では、当該複数の中間信号のそれぞれに、当該複数の巡回シフト巡回拡張符号のいずれかであって、他の中間信号に重畳されるものとは異なるものを重畳して、複数の重畳済信号を生成する。
【００４２】
さらに、加算工程では、当該複数の重畳済信号を加算して送信信号を生成する。
【００４３】
そして、送信工程では、当該送信信号を、送信する。
【００４４】
また、本発明の送信方法において、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対する巡回シフトチップ数同士の差の最小値は、１であるように構成することができる。
【００４５】
また、本発明の送信方法において、パイロット信号は、伝送信号のうち、伝送すべきデータ信号の前に付加されているように構成することができる。
【００４６】
また、本発明の送信方法において、複数の中間信号の１つは、パイロット信号であるように構成することができる。
【００４７】
また、本発明の送信方法において、重畳工程において、「当該パイロット信号に重畳される巡回シフト巡回拡張符号の巡回シフト数と、当該他の中間信号に重畳される巡回シフト巡回拡張符号の巡回シフト数と、の差」の最小値は、「当該他の中間信号に重畳される巡回シフト巡回拡張符号の巡回シフト数同士の差」の最小値よりも、大きいように構成することができる。
【００４８】
本発明の他の観点に係る受信方法は、基本符号と、当該基本符号を互いに異なる巡回シフトチップ数だけ巡回シフトした複数の巡回シフト符号と、パイロット信号と、を用いる受信方法であって、受信工程と、相関工程と、推定工程と、補償工程と、並直列変換工程と、を備え、以下のように構成する。
【００４９】
すなわち、受信工程では、信号を受信して、これを受信信号とする。
【００５０】
一方、相関工程では、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれと、当該受信信号と、の相関をとって、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対応する複数の相関信号を出力する。
【００５１】
さらに、推定工程では、当該パイロット信号と、当該複数の相関信号と、から、位相および振幅の変動値を推定する。
【００５２】
そして、補償工程では、当該位相および振幅の変動値を用いて、当該複数の相関信号を補償して、複数の補償済信号を出力する。
【００５３】
一方、並直列変換工程では、当該複数の補償済信号を並直列変換して、伝送信号を得る。
【００５４】
また、本発明の受信方法において、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対する巡回シフトチップ数同士の差の最小値は、１であるように構成することができる。
【００５５】
また、本発明の受信方法は、以下のように構成することができる。
【００５６】
すなわち、推定工程では、当該パイロット信号と、当該複数の相関信号のうち当該パイロット信号に相当する部分と、から、位相および振幅の変動値に対応する行列を求める。
【００５７】
一方、補償工程では、当該行列の逆行列を求めて、これを当該複数の相関信号に乗じて複数の補償済信号を得る。
【００５８】
また、本発明の受信方法は、以下のように構成することができる。
【００５９】
すなわち、パイロット信号は、伝送信号のうち、伝送すべきデータ信号の前に付加されており、当該伝送すべきデータ信号は、複数のデータの列からなる。
【００６０】
一方、推定工程では、当該パイロット信号と、当該複数の相関信号のうちパイロット信号に係る部分と、から、最初の位相および振幅の変動値を推定する。
【００６１】
さらに、補償工程では、当該最初の位相および振幅の変動値を用いて、当該複数の信号のうち最初のデータに係る部分を補償する。
【００６２】
そして、並直列変換工程では、当該複数の補償済信号のうち最初のデータに係る部分を並直列変換して、伝送信号のうち最初のデータを得る。
【００６３】
一方、推定工程では、さらに、得られた伝送信号のうち最後に得られたデータに係る部分と、当該複数の相関信号のうち当該最後に得られたデータに係る部分と、から、次の位相および振幅の変動値を推定する。
【００６４】
さらに、補償工程では、当該次の位相および振幅の変動値を用いて、当該複数の相関複数の信号のうち次のデータに係る部分を補償する。
【００６５】
そして、並直列変換工程では、当該複数の補償済信号のうち次のデータに係る部分を並直列変換して、伝送信号のうち次のデータを得る。
【００６６】
本発明の他の観点に係るプログラムは、信号の送信や受信が可能なコンピュータ（ＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（ＦｉｅｌｄＰｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅＧａｔｅＡｒｒａｙ）、ＡＳＩＣ（ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＳｐｅｃｉｆｉｃＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）を含む。）を上記の送信装置や受信装置として機能させるように構成する。
【００６７】
当該プログラムを当該コンピュータにて実行することにより、上記の送信装置や受信装置が実現され、上記の送信方法や受信方法が使用されることとなる。
【００６８】
本発明の他の観点に係る符号生成装置は、基本符号受付部と、巡回シフト部と、巡回拡張部と、を備え、以下のように構成する。
【００６９】
すなわち、基本符号受付部は、基本符号（以下、当該基本符号の時間的最小単位を「チップ」という。）の入力を受け付ける。
【００７０】
一方、巡回シフト部は、当該基本符号を互いに異なる巡回シフトチップ数だけ巡回シフトした複数の巡回シフト符号を生成する。
【００７１】
さらに、巡回拡張部は、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれについて、当該巡回シフト符号の前方に、当該巡回シフト符号の末尾の前方拡張チップ数分を拡張し、当該巡回シフト符号の後方に、当該巡回シフト符号の先頭の後方拡張チップ数分を拡張した複数の巡回シフト巡回拡張符号を生成する。
【００７２】
そして、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対する巡回シフトチップ数同士の差の最小値は、１である。
【００７３】
本発明の他の観点に係る符号生成方法は、基本符号受付工程と、巡回シフト工程と、巡回拡張工程と、を備え、以下のように構成する。
【００７４】
すなわち、基本符号受付工程では、基本符号（以下、当該基本符号の時間的最小単位を「チップ」という。）の入力を受け付ける。
【００７５】
一方、巡回シフト工程では、当該基本符号を互いに異なる巡回シフトチップ数だけ巡回シフトした複数の巡回シフト符号を生成する。
【００７６】
さらに、巡回拡張工程では、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれについて、当該巡回シフト符号の前方に、当該巡回シフト符号の末尾の前方拡張チップ数分を拡張し、当該巡回シフト符号の後方に、当該巡回シフト符号の先頭の後方拡張チップ数分を拡張した複数の巡回シフト巡回拡張符号を生成する。
【００７７】
そして、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対する巡回シフトチップ数同士の差の最小値は、１である。
【００７８】
本発明の他の観点に係るプログラムは、コンピュータ（ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣを含む。）を上記符号生成装置として機能させるように構成する。
【００７９】
当該プログラムを当該コンピュータ上にて動作させることにより、上記符号生成方法が使用される。
【００８０】
また、これらのプログラムは、コンパクトディスク、フレキシブルディスク、ハードディスク、光磁気ディスク、ディジタルビデオディスク、磁気テープ、半導体メモリなどのコンピュータ読取可能な情報記録媒体に記録することができ、これら情報記録媒体をコンピュータとは独立に配布・販売できるほか、無線通信網を含むコンピュータ通信網を介して当該プログラムを伝送することにより、直接配布・販売することもできる。
【００８１】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態を説明する。なお、以下に説明する実施形態は説明のためのものであり、理解を容易にするために、移動端末として携帯電話を例にあげて説明するが、これらは、本発明の範囲を制限するものではない。
【００８２】
したがって、当業者であればこれらの各要素もしくは全要素をこれと均等なものに置換した実施形態を採用することが可能であるが、これらの実施形態も本発明の範囲に含まれる。
【００８３】
（システムの全体構成）
図１は、本発明の符号分割多重伝送システムの実施形態の一つの概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。
【００８４】
符号分割多重伝送システム１０１は、送信装置１２１と、受信装置１４１と、を備え、両者は無線通信が可能となっている。送信装置１２１と、受信装置１４１とは、基本符号と、当該基本符号から生成された複数の巡回シフト符号と、パイロット信号と、を共有する。
【００８５】
このほか、送信装置１２１は、複数の巡回シフト符号のそれぞれから生成された巡回シフト巡回拡張符号を用いる。
【００８６】
送信装置１２１に与えられた伝送信号は、送信装置１２１の処理を受けて、送信信号となって受信装置１４１へ送信される。当該送信信号は、遅延波によるマルチパスフェージング等の電波伝搬路の影響を受けて、受信装置にて受信される。受信された受信信号から、受信装置１４１の処理により、伝送信号を復元する。
【００８７】
（使用される拡散符号）
図２は、本実施形態で使用される基本符号と巡回シフト符号との関係を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。
【００８８】
基本符号としては、Ｍ系列符号、Ｇｏｌｄ符号、ウォルシュ関数から得られる直交符号など、通常の符号分割多重伝送で用いられるような各種の拡散符号を採用することができる。この基本符号の長さをＮチップであるとする。
【００８９】
本実施形態で使用される複数の巡回シフト符号は、この基本符号を互いに異なる巡回シフト数だけ巡回シフトしたものである。したがって、長さＮチップの基本符号からは、最大でＮ個の巡回シフト符号が得られることとなる。
【００９０】
すなわち、基本符号が
ｐ_１，ｐ_２，…，ｐ_Ｎ−１，ｐ_Ｎ
の長さＮのビット列であるとき、考えられる巡回シフト符号は、
ｐ_１，ｐ_２，…，ｐ_Ｎ−１，ｐ_Ｎ；
ｐ_２，ｐ_３，…，ｐ_Ｎ，ｐ_１；
ｐ_３，ｐ_４，…，ｐ_１，ｐ_２；
…；
ｐ_Ｎ，ｐ_１，…，ｐ_Ｎ−２，ｐ_Ｎ−１；
のＮ種類となる。
【００９１】
これらをすべて利用することとすれば、得られる巡回シフト符号のそれぞれに対する巡回シフトチップ数同士の差は、１となる。
【００９２】
図３は、本実施形態で使用される巡回シフト符号の一つとこれから生成される巡回シフト巡回拡張符号との関係を示す説明図である。以下、上記の例にしたがい、本図を参照して説明する。
【００９３】
ここで考える一つの巡回シフト符号の長さはＮチップであるので、これを
ｑ_１，ｑ_２，…，ｑ_Ｎ−１，ｑ_Ｎ，
と書くこととする。
【００９４】
これを巡回拡張するのであるが、巡回拡張には、「前方拡張チップ数」と「後方拡張チップ数」の２つのパラメータを考える。上述した特許においては、前方拡張チップ数は同期ずれに対する許容チップ数であり、後方拡張チップ数は許容したい遅延波の最大遅延時間に相当するチップ数と伝送クロックに合わせるために使用する冗長チップ数との和として計算された。一方、許容したい遅延波の最大遅延時間に相当するチップ数に１を加算したものが、巡回シフトチップ数の基本単位となっていた。このため、巡回シフトチップ数の基本単位に１と冗長チップ数を加算すると後方拡張チップ数となっていた。
【００９５】
一方、本実施形態においては、後方拡張チップ数と、巡回シフトチップ数の基本単位と、には、上記のような関係は、ない。
【００９６】
したがって、「前方拡張チップ数」と「後方拡張チップ数」としては、伝送クロック等を考慮して、適宜選択することができる。ここでは、前方拡張チップ数をＡチップ、後方拡張チップ数をＢチップとする。なお、本図では、Ａ＝２，Ｂ＝３としている。
【００９７】
すると、上記巡回シフト符号
ｑ_１，ｑ_２，…，ｑ_Ｎ−１，ｑ_Ｎ，
を前方にＡチップ、後方にＢチップ、巡回拡張するのであるから、得られる巡回シフト巡回拡張符号は、以下のようになる。
ｑ_{Ｎ−Ａ＋１}，ｑ_{Ｎ−Ａ＋２}，…，ｑ_Ｎ−１，ｑ_Ｎ，
ｑ_１，ｑ_２，…，ｑ_Ｎ−１，ｑ_Ｎ，
ｑ_１，ｑ_２，…，ｑ_Ｂ−１，ｑ_Ｂ，
【００９８】
すなわち、上記巡回シフト符号
ｑ_１，ｑ_２，…，ｑ_Ｎ−１，ｑ_Ｎ，
の前方には、その末尾の
ｑ_{Ｎ−Ａ＋１}，ｑ_{Ｎ−Ａ＋２}，…，ｑ_Ｎ−１，ｑ_Ｎ，
からなるＡチップが拡張され、後方には、その先頭の
ｑ_１，ｑ_２，…，ｑ_Ｂ−１，ｑ_Ｂ，
からなるＢチップが拡張され、巡回シフト巡回拡張符号全体の長さはＮ＋Ａ＋Ｂチップとなる。
【００９９】
このように、長さＮの基本符号から生成される巡回シフト符号ならびに巡回シフト巡回拡張符号は、いずれもＮ個であり、本実施形態では、これらを拡散符号として用いて符号分割多重伝送を行う。理解を容易にするため、以下では、Ｎ個すべての巡回シフト符号ならびに巡回シフト巡回拡張符号を使用することとして説明するが、これらＮ個から適宜いずれかを省略して、多重度を減じた実施形態を採用することもでき、当該実施形態も本発明の範囲に含まれる。
【０１００】
（送信装置）
図４は、本実施形態の送信装置１２１の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。なお、本送信装置１２１の構成は、従来の符号分割多重伝送システムの送信装置と共通する部分が多い。したがって、理解を容易にするため、本発明の原理に深く関わりのある部分を重点的に説明することとし、それ以外の部分については適宜説明を省略する。
【０１０１】
送信装置１２１は、伝送すべきデータ信号を受け付けて、変調器４０１により変調を行い、直並列変換器４０２によって、この信号を直並列変換して、複数の中間信号を生成する。
【０１０２】
図５は、本実施形態におけるデータフォーマットの概要を説明する模式図である。以下本図を参照して説明する。
【０１０３】
伝送されるデータ信号５０１は、時間的に、伝送すべき複数のデータ５０３に先行してパイロット信号５０２が配置された形になっている。なお、一般的には、所定の数のデータ５０３が配置された後、またパイロット信号５０２が配置されることとなり、一定の周期でパイロット信号５０２が現われるようになる。
【０１０４】
パイロット信号５０２の長さは、複数の中間信号の数の整数倍のチップ数であることが望ましい。これにより、各中間信号に同じチップ数のパイロット信号断片が含まれることとなるからである。また、パイロット信号は、受信装置１４１と共有される既知信号である。
【０１０５】
各データ５０３の長さとパイロット信号の長さも、同じチップ数であることが望ましい。後述するように、このチップ長を単位に伝搬路の振幅・位相変動が推定されてその補償が行われるからである。
【０１０６】
さて、直並列変換により生成された複数の中間信号には、重畳器４０３によって、それぞれ、互いに異なる巡回シフト巡回拡張符号が重畳される。
【０１０７】
巡回シフト巡回拡張符号は、上述したような手法によって生成されたものであり、受信装置１４１では、これらのそれぞれに対応する巡回シフト符号が用いられる。
【０１０８】
重畳された結果生成される複数の重畳済信号は、加算器４０４によって加算され、送信部４０５によって、無線送信される。
【０１０９】
（受信装置）
図６は、本実施形態に係る受信装置１４１の概要構成を示す模式図である。以下、本図を参照して説明する。なお、本受信装置１４１の構成は、従来の符号分割多重伝送システムの受信装置と共通する部分が多い。したがって、理解を容易にするため、本発明の原理に深く関わりのある部分を重点的に説明することとし、それ以外の部分については適宜説明を省略する。
【０１１０】
まず、受信部６０１は、送信装置１２１から送信された送信信号に、電波伝搬路のマルチパスフェージング等の影響が与えられたものを受信して、これを受信信号とする。
【０１１１】
そして、相関器６０２は、送信装置１２１で用いられた複数の巡回シフト巡回拡張符号に対応する複数の巡回シフト符号のそれぞれと、受信信号と、の相関をとり、その結果を複数の相関信号として出力する。
【０１１２】
さらに、推定器６０３は、複数の相関信号のそれぞれに含まれるパイロット信号断片に相当する部分と、既知のパイロット信号とを比較して、電波伝搬路により位相・振幅の変動値を求め、補償器６０４は、求められた位相・振幅の変動値を用いて当該複数の相関信号のそれぞれを補償して、複数の補償済信号を出力する。これらの推定および補償の手法については、後述する。
【０１１３】
そして、並直列変換器６０５は、複数の補償済信号を並直列変換し、さらに、その結果を復調器６０６に処理させることによって、伝送信号を得ることができる。
【０１１４】
（位相・振幅の変動値の推定）
相関器６０２が出力する複数の相関信号は、いずれもパイロット信号の断片に相当するものであって電波伝搬路による位相・振幅の変動の影響を受けたものを含む。受信装置１４１で既知のパイロット信号の断片と、この断片と、を比較することにより、位相・振幅の変動値を推定することができる。
【０１１５】
まず、得られた相関信号のそれぞれと、これに対応する既知のパイロット信号断片のそれぞれと、の相関をとることにより、当該パイロット信号の伝搬の直接波に相当する部分と遅延波に相当する部分とを得る。相関値が最も高い部分が直接波に相当する部分であり、それ以降の極大値に相当する部分が遅延波に相当する部分である。これらの直接波・遅延波の同定については、既存の技術を利用することができる。
【０１１６】
理解を容易にするため、まず、直接波ａとこれに対して１チップ遅延した遅延波ｂの２波が同定された場合を考える。この場合、相関器６０２の複数の相関信号
ＣＣ_１，ＣＣ_２，…，ＣＣ_Ｎ
には、「直接波ａの相関値」と「遅延波ｂが巡回的にシフトした相関値」との和が出力される。直接波ａならびに遅延波ｂの各チャネルの信号を添字で表すとすると、
ＣＣ_１＝ａ_１＋ｂ_Ｎ；
ＣＣ_２＝ａ_２＋ｂ_１；
…；
ＣＣ_Ｎ−１＝ａ_Ｎ−１＋ｂ_Ｎ−２；
ＣＣ_Ｎ＝ａ_Ｎ＋ｂ_Ｎ−１
ということとなる。
【０１１７】
さて、虚数単位をｊと記すこととし、直接波ａならびに遅延波ｂの各チャネルの信号の同相成分と直交成分を以下のように表すこととする。
ａ_１＝Ｉ_ａ１＋ｊＱ_ａ１；
ａ_２＝Ｉ_ａ２＋ｊＱ_ａ２；
…；
ａ_Ｎ＝Ｉ_ａＮ＋ｊＱ_ａＮ；
ｂ_１＝Ｉ_ｂ１＋ｊＱ_ｂ１；
ｂ_２＝Ｉ_ｂ２＋ｊＱ_ｂ２；
…；
ｂ_Ｎ＝Ｉ_ｂＮ＋ｊＱ_ｂＮ
【０１１８】
一般に、電波伝搬路におけるマルチパスフェージングの影響により、送信信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑとは、位相と振幅が振動し、受信信号ではそれぞれの成分がＩ’とＱ’となる。この関係を以下に示す。
Ｉ’ ＝ＣＩ − ＳＱ
Ｑ’ ＝ＳＩ＋ＣＱ
【０１１９】
これは、回転および拡大縮小がなされていることを示すものである。この式におけるＳならびにＣは、既知のパイロット信号と受信されたパイロット信号の成分同士を比較することにより、容易に計算することができる。ここで、直接波成分を比較した結果得られたＳ，ＣをＳ_ａ，Ｃ_ａと、遅延波成分を比較した結果得られたＳ，ＣをＳ_ｂ，Ｃ_ｂと、それぞれ記すこととする。
【０１２０】
これらの結果を用いると、同相成分および直交成分について、以下のような関係が得られる。
Ｉ’_１＝Ｃ_ａＩ_１ − Ｓ_ａＱ_１＋Ｃ_ｂＩ_Ｎ − Ｓ_ｂＱ_Ｎ；
Ｉ’_２＝Ｃ_ａＩ_２ − Ｓ_ａＱ_２＋Ｃ_ｂＩ_１ − Ｓ_ｂＱ_１；
…
Ｉ’_Ｎ＝Ｃ_ａＩ_Ｎ − Ｓ_ａＱ_Ｎ＋Ｃ_ｂＩ_Ｎ−１ − Ｓ_ｂＱ_Ｎ−１；
Ｑ’_１＝Ｓ_ａＩ_１＋Ｃ_ａＱ_１＋Ｓ_ｂＩ_Ｎ＋Ｃ_ｂＱ_Ｎ；
Ｑ’_２＝Ｓ_ａＩ_２＋Ｃ_ａＱ_２＋Ｓ_ｂＩ_１＋Ｃ_ｂＱ_１；
…
Ｑ’_Ｎ＝Ｓ_ａＩ_Ｎ＋Ｃ_ａＱ_Ｎ＋Ｓ_ｂＩ_Ｎ−１＋Ｃ_ｂＱ_Ｎ−１
【０１２１】
さて、これらをまとめて表記するために、送信信号をＲ、受信信号をＲ’とおくこととする。すなわち、
Ｒ＝［Ｉ_１Ｉ_２ … Ｉ_ＮＱ_１Ｑ_２ … Ｑ_Ｎ］^Ｔ
Ｒ’ ＝［Ｉ’_１Ｉ’_２ … Ｉ’_ＮＱ’_１Ｑ’_２ … Ｑ’_Ｎ］^Ｔ
【０１２２】
ここで（・）^Ｔは転置行列を表す。すると、送信信号Ｒと受信信号Ｒ’とは、行列Ｍを使って以下のように表記することができる。
Ｒ’ ＝ＭＲ
【０１２３】
ただし、行列Ｍは、［数２］のように定義される。
【０１２４】
【数２】

【０１２５】
ここで得られた行列Ｍの逆行列Ｍ^−１を求めれば、受信装置１４１で得られた受信信号Ｒ’から、送信装置１２１側での送信信号Ｒを復元することができる。
Ｒ＝Ｍ^−１Ｒ’
【０１２６】
ここでは、直接波ａと１チップ遅延の遅延波ｂについて考えたため、［数２］で表記される行列のうち、空白となっている要素は値が０である。
【０１２７】
これをさらに拡張して、直接波ａのほかに１チップ遅延の遅延波ｂ、２チップ遅延の遅延波ｃ、…のようにすれば、行列Ｍを［数３］のようにすることができる。この場合は、空白となっている要素は必ずしも値０ではない。
【０１２８】
【数３】

【０１２９】
チップ数１〜Ｎ−１の遅延波のそれぞれについて、Ｓ，Ｃを求めれば、この行列の各要素をすべて得ることができる。すべて得られれば、上述のように、関係
Ｒ＝Ｍ^−１Ｒ’
を用いて、位相・振幅の変動値と遅延波の影響を補償することができる。
【０１３０】
実際には、影響の大きい遅延波から所定の個数（１、２、３…個）だけを選択して、これを用いて行列Ｍの各要素の値を埋め、それ以外の要素は０として計算すれば十分である。
【０１３１】
（補償の手法）
さて、既知のパイロット信号と受信されたパイロット信号に相当する部分を比較して上述のように行列計算を用いることにより、補償を行うことができる。まず、最大ドップラ周波数が低い場合は、パイロット信号によって推定されたＣ，Ｓの値が、これに続くデータ部分の伝送時においてもあまり変化していないと考えられるため、このＣ，Ｓの値を用いて後続するデータ部分の補償を行えばよい。
【０１３２】
最大ドップラ周波数が高い場合は、パイロット信号によって推定されたＣ，Ｓの値は、これに続くデータ部分の伝送時には変化すると考えられる。したがって、データ部分を
ｄ_１，
ｄ_２，…
と考えたときに、以下のように補償を行えばよい。
（１）まず、ｄ_１部分の補償は、パイロット信号によって推定されたＣ，Ｓを用いて行う。これにより、伝送信号のｄ_１を得ることができる。
（２）ｄ_ｉ＋１については、その直前に得られた伝送信号ｄ_ｉと、これに対応して受信された受信信号と、を比較してＳ，Ｃを求めて、これを用いて補償を行う。
【０１３３】
図７は、この補償の処理の流れを示す模式図である。
【０１３４】
（その他の実施形態）
上記実施形態では、時間的にパイロット信号とデータとをまぜて（既知のパイロット信号をデータに先行させて）送信することによって位相・振幅の変動値を推定して、補償を行っていた。本実施形態は、パイロット信号用に、１チャネル（１つの巡回シフト巡回拡張符号の重畳）を割り当てるものである。
【０１３５】
この際に、パイロット信号のチャネルの前後のチャネルは、データ伝送用には利用しないことが望ましい。実際の伝送誤り率に応じてデータ伝送用に利用しないチャネル数を決定することができる。
【０１３６】
たとえば、マルチパスフェージングにおいて、遅延チップ数１の遅延波成分がほとんどであり、その他の遅延波成分の影響があまりない場合は、パイロット信号の前後１チャネルをデータ伝送には使用しないこととする。
【０１３７】
すなわち、パイロット信号に重畳する巡回シフト巡回拡張符号の巡回シフト数がｎである場合は、巡回シフト数がｎ−１とｎ＋１のチャネルは、ｎｕｌｌとして扱えばよい。
【０１３８】
典型的には、パイロット信号には、巡回シフト数０のチャネルを使用するため、巡回シフト数が１とＮ−１のチャネルは、ｎｕｌｌとする。したがって、伝送信号を直並列変換して、複数の中間信号を得る際に、データ部分は、Ｎ−３個に直並列変換することとなる。
【０１３９】
図８は、本実施形態のデータフォーマットの例を示す模式図である。
【０１４０】
データフォーマット８０１を見ればわかるように、巡回シフト巡回拡張符号１（巡回シフトチップ数１）を重畳するチャネルにはパイロット信号が、巡回シフト巡回拡張符号３〜Ｎ−２（巡回シフトチップ数３〜Ｎ−２）を重畳するチャネルにはデータ信号を直並列変換したものが与えられ、それ以外のチャネルにはｎｕｌｌが与えられている。
【０１４１】
なお、上記実施形態では、パイロット信号と他の中間信号の巡回シフト数の差の最小値は２となる。パイロット信号の巡回シフト数が０であるのに対して、他の中間信号の巡回シフト数は、２〜Ｎ−２であり、巡回シフト数２、ならびに、巡回シフト数Ｎ−２と、パイロット信号の巡回シフト数０と、の差が２だからである。一方、他の中間信号同士の巡回シフト数の差の最小値は１である。隣り合うもの同士の差が１だからである。これらを比較すると、前者の方が後者よりも大きい。
【０１４２】
また、パイロット信号と他の中間信号の巡回シフト数の差の最小値は、遅延波の状況に応じて、適宜変更することができる。
【０１４３】
（実験結果）
本手法について、２波独立レイリーフェージング環境下におけるビット誤り率特性を以下の諸元で計算機シミュレーションにより評価した。すなわち、
遅延波の遅延チップ数は、１。
伝送データフォーマットは、パイロット信号をデータに先行させる手法。
パイロット信号と各データ信号のシンボル数は、１０。
最大ドップラ周波数は、１００Ｈｚ，４００Ｈｚ，８００Ｈｚ，１０００Ｈｚ。
【０１４４】
５．８ＧＨｚ帯を用いて通信した場合、移動局の移動速度が時速１８０ｋｍである場合の最大ドップラ周波数は、約１０００Ｈｚである。
【０１４５】
図９は、本実験の結果を示すグラフである。縦軸は、ビット誤り率（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ；ＢＥＲ）、横軸は、ビットあたりの信号エネルギーと雑音電力密度の比（Ｅｂ／Ｎｏ）である。本図を参照すると、上記のような速度で移動局が移動する場合であっても、十分な伝送品質が確保できることがわかる。
【０１４６】
（符号生成装置）
上記実施形態では、符号分割多重伝送システムで用いられる巡回シフト巡回拡張符号としてあらかじめ用意されたものを利用していた。以下では、これらの巡回シフト巡回拡張符号を基本符号から生成する符号生成装置の実施形態について説明する。
【０１４７】
図１０は、本実施形態の符号生成装置の概要構成を示す模式図である。
【０１４８】
符号生成装置９０１は、基本符号受付部９０２と、巡回シフト部９０３と、巡回拡張部９０４と、を備える。
【０１４９】
まず、基本符号受付部９０２は、基本符号（以下、当該基本符号の時間的最小単位を「チップ」という。）の入力を受け付ける。この基本符号としては、上述のようにＭ系列、Ｇｏｌｄ符号等、各種の符号を用いることができる。また、基本符号受付部９０２にこのような基本符号を生成する回路やプログラムモジュールを接続してもよい。
【０１５０】
ついで、巡回シフト部９０３は、当該基本符号を互いに異なる巡回シフトチップ数だけ巡回シフトした複数の巡回シフト符号を生成する。巡回シフト符号の詳細は、上述した通りである。なお、上記のように、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれに対する巡回シフトチップ数同士の差の最小値は、１とすることができる。これにより、本実施形態において、従来よりも多数の巡回シフト巡回拡張符号を利用することができるようになる。
【０１５１】
さらに、巡回拡張部９０４は、当該複数の巡回シフト符号のそれぞれについて、当該巡回シフト符号の前方に、当該巡回シフト符号の末尾の前方拡張チップ数分を拡張し、当該巡回シフト符号の後方に、当該巡回シフト符号の先頭の後方拡張チップ数分を拡張した複数の巡回シフト巡回拡張符号を生成する。
【０１５２】
これにより、本実施形態において、従来よりも多数の巡回シフト巡回拡張符号を利用することができるようになる。
【０１５３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、巡回シフト巡回拡張符号を用いた符号分割多重伝送システム、その送信装置、受信装置、送信方法、受信方法、ならびに、これらをコンピュータにより実現するプログラムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の符号分割多重伝送システムの実施形態の一つの概要構成を示す模式図である。
【図２】基本符号と巡回シフト符号との関係を示す模式図である。
【図３】巡回シフト符号の一つとこれから生成される巡回シフト巡回拡張符号との関係を示す説明図である。
【図４】送信装置の実施形態の一つの概要構成を示す模式図である。
【図５】データフォーマットの一例の概要を説明する模式図である。
【図６】受信装置の実施形態の一つの概要構成を示す模式図である。
【図７】受信装置において実行される補償の処理の流れを示す模式図である。
【図８】データフォーマットの他の例の概要構成を示す模式図である。
【図９】本発明の実施形態に対する実験の結果を示すグラフである。
【図１０】本発明の実施形態に係る符号生成装置の概要構成を示す模式図である。
【符号の説明】
１０１符号分割多重伝送システム
１２１送信装置
１４１受信装置
４０１変調器
４０２直並列変換器
４０３重畳器
４０４加算器
４０５送信部
５０１データ信号
５０２パイロット信号
５０３データ
６０１受信部
６０２相関器
６０３推定器
６０４補償器
６０５並直列変換器
６０６復調器
９０１符号生成装置
９０２基本符号受付部
９０３巡回シフト部
９０４巡回拡張部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a code division multiplex transmission system, a transmission device, a reception device, a transmission method, a reception method, and a program for realizing these by a computer.
[0002]
[Prior art]
The code division multiplex transmission method is a technique in which different spreading codes are transmitted superimposed on a plurality of signals to be transmitted, and on the receiving side, each signal is restored by taking a correlation with the spreading code. As a technique for dramatically increasing the amount of signal transmission, it is attracting attention.
[0003]
In particular, a signal to be transmitted is serial-parallel converted into a plurality of intermediate signals, and then different spreading codes are superimposed on each of the plurality of intermediate signals before being transmitted. Research has been conducted on a technique for obtaining a transmission signal by obtaining a plurality of signals by correlating each of the signals with a received signal and performing parallel-serial conversion on the signals.
[0004]
The inventors have proposed a cyclic extended cyclic shift code (also referred to as “cyclic shift cyclic extended code”) in Japanese Patent No. 3200628 as a kind of different spreading codes. This is the beginning of each of a plurality of cyclic shift codes obtained by circulating a predetermined basic code (hereinafter, the minimum unit of time of the basic code is referred to as “chip”) by an integral multiple of the predetermined cyclic shift number. A plurality of spreading codes different from each other are obtained by adding the ending and the ending to the ending and beginning.
[0005]
Here, a value obtained by adding 1 to the number of chips corresponding to the maximum time of the delayed wave to be allowed is selected as the predetermined number of cyclic shifts.
[0006]
Therefore, for example, when the chip length of a predetermined basic code is 31 and the maximum time of a delayed wave to be allowed is 1 chip, in the technique according to the patent, the maximum number of cyclic extended cyclic shift codes is 15 Will be obtained.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, there is a great demand to further increase the information transmission rate by further increasing the number of cyclic shift cyclic extension codes obtained from a certain basic code.
[0008]
On the other hand, even if the number of cyclic shift cyclic extension codes is further increased, there is a need to improve the transmission characteristics by compensating as much as possible the adverse effects of transmission distortion due to multipath fading.
[0009]
The present invention solves these problems, a code division multiplexing transmission system using a cyclic shift cyclic extension code, a transmission apparatus, a reception apparatus, a transmission method, a reception method, and a program for realizing these by a computer The purpose is to provide.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the following invention is disclosed in accordance with the principle of the present invention.
[0011]
A code division multiplex transmission system according to a first aspect of the present invention includes a transmission device and a reception device, and a basic code and a plurality of cyclic shift codes obtained by cyclically shifting the basic code by different numbers of cyclic shift chips. For each of the plurality of cyclic shift codes, the number of forward extension chips at the end of the cyclic shift code is extended in front of the cyclic shift code, and the head of the cyclic shift code is behind the cyclic shift code. A plurality of cyclic shift cyclic extension codes that are extended by the number of backward extension chips and a pilot signal are used and configured as follows.
[0012]
That is, the transmission device includes a cyclic shift unit, a cyclic extension unit, a serial-parallel conversion unit, a superimposition unit, an addition unit, and a transmission unit.
[0013]
Here, the serial-parallel conversion unit performs serial-parallel conversion on the transmission signal including the pilot signal to generate a plurality of intermediate signals.
[0014]
On the other hand, the superimposing unit superimposes each of the plurality of intermediate signals by superimposing any one of the plurality of cyclic shift cyclic extension codes different from those superimposed on the other intermediate signals, Generate a superimposed signal.
[0015]
Further, the adding unit adds the plurality of superimposed signals to generate a transmission signal.
[0016]
Then, the transmission unit transmits the transmission signal to the reception device.
[0017]
On the other hand, the reception device includes a reception unit, a correlation unit, an estimation unit, a compensation unit, and a parallel-serial conversion unit.
[0018]
Here, the reception unit receives the transmission signal transmitted from the transmission device and sets it as a reception signal.
[0019]
On the other hand, the correlation unit correlates each of the plurality of cyclic shift codes with the received signal, and outputs a plurality of correlation signals corresponding to the plurality of cyclic shift codes.
[0020]
Further, the estimation unit estimates a phase and amplitude variation value from the pilot signal and the plurality of correlation signals.
[0021]
The compensation unit compensates the plurality of correlation signals using the phase and amplitude fluctuation values, and outputs a plurality of compensated signals.
[0022]
On the other hand, the parallel-serial conversion unit performs parallel-serial conversion on the plurality of compensated signals to obtain a transmission signal.
[0023]
The code division multiplex transmission system of the present invention can be configured such that the minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes is 1.
[0024]
The code division multiplex transmission system of the present invention can be configured as follows.
[0025]
That is, the estimation unit obtains a matrix corresponding to the phase and amplitude variation values from the pilot signal and a portion corresponding to the pilot signal among the plurality of correlation signals.
[0026]
On the other hand, the compensation unit obtains a plurality of compensated signals by obtaining an inverse matrix of the matrix and multiplying the matrix by the plurality of correlation signals.
[0027]
In the code division multiplexing transmission system of the present invention, the pilot signal can be configured to be added before the data signal to be transmitted among the transmission signals.
[0028]
The code division multiplex transmission system of the present invention can be configured as follows.
[0029]
That is, the data signal to be transmitted is composed of a plurality of data strings.
[0030]
On the other hand, the estimation unit estimates an initial phase and amplitude variation value from the pilot signal and a portion related to the pilot signal among the plurality of correlation signals.
[0031]
Then, the compensation unit compensates a portion related to the first data among the plurality of signals using the first phase and amplitude fluctuation values.
[0032]
Further, the parallel-serial conversion unit performs parallel-serial conversion on the portion related to the first data among the plurality of compensated signals to obtain the first data among the transmission signals.
[0033]
On the other hand, the estimation unit further determines the next phase from the portion related to the data obtained last in the obtained transmission signal and the portion related to the data obtained last in the plurality of correlation signals. And estimate the amplitude variation.
[0034]
Then, the compensation unit compensates a portion related to the next data among the plurality of correlated signals using the next phase and amplitude fluctuation values.
[0035]
Further, the parallel-serial conversion unit performs parallel-serial conversion on the portion related to the next data among the plurality of compensated signals to obtain the next data among the transmission signals.
[0036]
In the code division multiplexing transmission system of the present invention, one of the plurality of intermediate signals can be configured to be a pilot signal. That is, when the pilot signal and the transmission signal are separately given, the plurality of signals resulting from the serial-parallel conversion of the transmission signal and the pilot signal are combined into a plurality of intermediate signals.
[0037]
In the code division multiplexing transmission system of the present invention, the superimposing unit is configured such that “the number of cyclic shifts of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the pilot signal and the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the other intermediate signal”. The minimum value of the “difference with the cyclic shift number” can be configured to be larger than the minimum value of the “difference between the cyclic shift numbers of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the other intermediate signal”. .
[0038]
A transmission device and a reception device according to another aspect of the present invention are the transmission device and the reception device of the code division multiplexing transmission system.
[0039]
The transmission method according to another aspect of the present invention includes a basic code, a plurality of cyclic shift codes obtained by cyclically shifting the basic code by different numbers of cyclic shift chips, and the cyclic shift for each of the plurality of cyclic shift codes. A plurality of cyclic shift cyclic extensions in which the number of forward extension chips at the end of the cyclic shift code is extended in front of the code, and the number of backward extension chips in the head of the cyclic shift code is extended behind the cyclic shift code. A transmission method using a code and a pilot signal, comprising a cyclic shift step, a cyclic extension step, a serial-parallel conversion step, a superimposition step, an addition step, and a transmission step, as follows: Constitute.
[0040]
That is, in the serial-parallel conversion process, a transmission signal including the pilot signal is serial-parallel converted to generate a plurality of intermediate signals.
[0041]
On the other hand, in the superimposing step, each of the plurality of intermediate signals is superimposed with one of the plurality of cyclic shift cyclic extension codes that is different from the one superimposed on the other intermediate signals, Generate a superimposed signal.
[0042]
Further, in the adding step, the plurality of superimposed signals are added to generate a transmission signal.
[0043]
In the transmission step, the transmission signal is transmitted.
[0044]
In the transmission method of the present invention, the minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes can be configured to be one.
[0045]
In the transmission method of the present invention, the pilot signal can be configured to be added before the data signal to be transmitted among the transmission signals.
[0046]
In the transmission method of the present invention, one of the plurality of intermediate signals can be configured to be a pilot signal.
[0047]
In the transmission method of the present invention, in the superimposing step, “the cyclic shift number of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the pilot signal and the cyclic shift number of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the other intermediate signal” The minimum value of “difference between and cyclic difference” can be configured to be larger than the minimum value of “difference between the cyclic shift numbers of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the other intermediate signal”.
[0048]
A reception method according to another aspect of the present invention is a reception method using a basic code, a plurality of cyclic shift codes obtained by cyclically shifting the basic code by the number of cyclic shift chips different from each other, and a pilot signal. A process, a correlation process, an estimation process, a compensation process, and a parallel-serial conversion process are provided and configured as follows.
[0049]
That is, in the receiving step, a signal is received and used as a received signal.
[0050]
On the other hand, in the correlation step, each of the plurality of cyclic shift codes is correlated with the received signal, and a plurality of correlation signals corresponding to the plurality of cyclic shift codes are output.
[0051]
Further, in the estimation step, phase and amplitude fluctuation values are estimated from the pilot signal and the plurality of correlation signals.
[0052]
In the compensation step, the plurality of correlation signals are compensated using the phase and amplitude fluctuation values, and a plurality of compensated signals are output.
[0053]
On the other hand, in the parallel / serial conversion step, the plurality of compensated signals are parallel / serial converted to obtain a transmission signal.
[0054]
In the reception method of the present invention, the minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes can be configured to be one.
[0055]
The receiving method of the present invention can be configured as follows.
[0056]
That is, in the estimation step, a matrix corresponding to the variation value of the phase and amplitude is obtained from the pilot signal and a portion corresponding to the pilot signal among the plurality of correlation signals.
[0057]
On the other hand, in the compensation step, an inverse matrix of the matrix is obtained, and this is multiplied by the plurality of correlation signals to obtain a plurality of compensated signals.
[0058]
The receiving method of the present invention can be configured as follows.
[0059]
That is, the pilot signal is added before the data signal to be transmitted among the transmission signals, and the data signal to be transmitted includes a plurality of data strings.
[0060]
On the other hand, in the estimation step, the first phase and amplitude fluctuation values are estimated from the pilot signal and the portion related to the pilot signal among the plurality of correlation signals.
[0061]
Further, in the compensation step, a portion related to the first data among the plurality of signals is compensated using the first phase and amplitude fluctuation values.
[0062]
Then, in the parallel-serial conversion step, the portion related to the first data among the plurality of compensated signals is subjected to parallel-serial conversion to obtain the first data among the transmission signals.
[0063]
On the other hand, in the estimation step, the next phase is further calculated from the portion related to the last obtained data in the obtained transmission signal and the portion related to the last obtained data in the plurality of correlation signals. And estimate the amplitude variation.
[0064]
Further, in the compensation step, the portion related to the next data among the plurality of correlated signals is compensated using the next phase and amplitude fluctuation values.
[0065]
Then, in the parallel-serial conversion step, the portion related to the next data among the plurality of compensated signals is subjected to parallel-serial conversion to obtain the next data among the transmission signals.
[0066]
A program according to another aspect of the present invention includes a computer (DSP (Digital Signal Processor), FPGA (Field Programmable Gate Array), ASIC (Application Specific Integrated Circuit) that can transmit and receive signals. It is configured to function as a transmission device or a reception device.
[0067]
By executing the program on the computer, the above transmission device and reception device are realized, and the above transmission method and reception method are used.
[0068]
A code generation apparatus according to another aspect of the present invention includes a basic code reception unit, a cyclic shift unit, and a cyclic extension unit, and is configured as follows.
[0069]
That is, the basic code receiving unit receives an input of a basic code (hereinafter, the temporal minimum unit of the basic code is referred to as “chip”).
[0070]
On the other hand, the cyclic shift unit generates a plurality of cyclic shift codes obtained by cyclically shifting the basic code by the number of different cyclic shift chips.
[0071]
Further, the cyclic extension unit extends, for each of the plurality of cyclic shift codes, the number of forward extension chips at the end of the cyclic shift code in front of the cyclic shift code, and after the cyclic shift code, A plurality of cyclic shift cyclic extension codes are generated by extending the number of head backward extension chips of the cyclic shift code.
[0072]
The minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes is 1.
[0073]
A code generation method according to another aspect of the present invention includes a basic code reception step, a cyclic shift step, and a cyclic extension step, and is configured as follows.
[0074]
That is, in the basic code receiving step, input of a basic code (hereinafter, the temporal minimum unit of the basic code is referred to as “chip”) is received.
[0075]
On the other hand, in the cyclic shift step, a plurality of cyclic shift codes are generated by cyclically shifting the basic code by different numbers of cyclic shift chips.
[0076]
Further, in the cyclic extension step, for each of the plurality of cyclic shift codes, the number of forward extension chips at the end of the cyclic shift code is extended to the front of the cyclic shift code, and the cyclic shift code is added to the rear of the cyclic shift code. A plurality of cyclic shift cyclic extension codes are generated by extending the number of head backward extension chips of the cyclic shift code.
[0077]
The minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes is 1.
[0078]
A program according to another aspect of the present invention is configured to cause a computer (including a DSP, FPGA, and ASIC) to function as the code generation device.
[0079]
The code generation method is used by operating the program on the computer.
[0080]
Further, these programs can be recorded on a computer-readable information recording medium such as a compact disk, a flexible disk, a hard disk, a magneto-optical disk, a digital video disk, a magnetic tape, and a semiconductor memory. In addition to being distributed and sold independently, the program can be directly distributed and sold by transmitting the program through a computer communication network including a wireless communication network.
[0081]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described below. Note that the embodiments described below are for explanation, and in order to facilitate understanding, a mobile phone will be described as an example of a mobile terminal, but these limit the scope of the present invention. is not.
[0082]
Accordingly, those skilled in the art can employ embodiments in which each or all of these elements are replaced with equivalent ones, and these embodiments are also included in the scope of the present invention.
[0083]
(Overall system configuration)
FIG. 1 is a schematic diagram showing one schematic configuration of an embodiment of a code division multiplexing transmission system of the present invention. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG.
[0084]
The code division multiplexing transmission system 101 includes a transmission device 121 and a reception device 141, both of which can perform wireless communication. Transmitting apparatus 121 and receiving apparatus 141 share a basic code, a plurality of cyclic shift codes generated from the basic code, and a pilot signal.
[0085]
In addition, the transmission apparatus 121 uses a cyclic shift cyclic extension code generated from each of a plurality of cyclic shift codes.
[0086]
The transmission signal given to the transmission device 121 is processed by the transmission device 121 and is transmitted to the reception device 141 as a transmission signal. The transmission signal is received by the receiving device under the influence of a radio wave propagation path such as multipath fading due to a delayed wave. The transmission signal is restored from the received signal by the processing of the reception device 141.
[0087]
(Spread code used)
FIG. 2 is a schematic diagram showing the relationship between basic codes and cyclic shift codes used in this embodiment. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG.
[0088]
As the basic code, various spreading codes used in normal code division multiplexing transmission, such as an M-sequence code, a Gold code, and an orthogonal code obtained from a Walsh function, can be employed. It is assumed that the length of this basic code is N chips.
[0089]
The plurality of cyclic shift codes used in the present embodiment are obtained by cyclically shifting this basic code by different cyclic shift numbers. Therefore, a maximum of N cyclic shift codes can be obtained from the basic code of length N chips.
[0090]
That is, the basic code is
p₁, P₂, ..., p_N-1, P_N
Is a bit string of length N, the possible cyclic shift codes are
p₁, P₂, ..., p_N-1, P_N;
p₂, P₃, ..., p_N, P₁;
p₃, P₄, ..., p₁, P₂;
…;
p_N, P₁, ..., p_N-2, P_N-1;
N types.
[0091]
If all of these are used, the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the obtained cyclic shift codes is 1.
[0092]
FIG. 3 is an explanatory diagram showing the relationship between one of the cyclic shift codes used in the present embodiment and the cyclic shift cyclic extension code generated therefrom. Hereinafter, according to the above example, description will be given with reference to this figure.
[0093]
Since the length of one cyclic shift code considered here is N chips,
q₁, Q₂, ..., q_N-1, Q_N,
I will write.
[0094]
This is cyclically expanded. For the cyclic expansion, two parameters of “the number of forward expansion chips” and “the number of backward expansion chips” are considered. In the above-mentioned patent, the number of front extension chips is the allowable number of chips for synchronization shift, and the number of rear extension chips is the number of chips corresponding to the maximum delay time of the delay wave to be allowed and the number of redundant chips used to match the transmission clock. And calculated as the sum of On the other hand, the basic unit of the number of cyclic shift chips is obtained by adding 1 to the number of chips corresponding to the maximum delay time of the delayed wave to be allowed. For this reason, adding 1 and the number of redundant chips to the basic unit of the number of cyclic shift chips results in the number of backward expansion chips.
[0095]
On the other hand, in the present embodiment, there is no relationship as described above between the number of backward extension chips and the basic unit of the number of cyclic shift chips.
[0096]
Therefore, “the number of front extension chips” and “the number of rear extension chips” can be appropriately selected in consideration of the transmission clock and the like. Here, the number of front extension chips is A chip, and the number of rear extension chips is B chip. In this figure, A = 2 and B = 3.
[0097]
Then, the cyclic shift code
q₁, Q₂, ..., q_N-1, Q_N,
Is cyclically expanded by A chip in the front and B chip in the rear, and the cyclic shift cyclic extension code obtained is as follows.
q_{N-A + 1}, Q_{N-A + 2}, ..., q_N-1, Q_N,
q₁, Q₂, ..., q_N-1, Q_N,
q₁, Q₂, ..., q_B-1, Q_B,
[0098]
That is, the cyclic shift code
q₁, Q₂, ..., q_N-1, Q_N,
Before the end of
q_{N-A + 1}, Q_{N-A + 2}, ..., q_N-1, Q_N,
An A chip consisting of
q₁, Q₂, ..., q_B-1, Q_B,
The B chip consisting of is expanded, and the total length of the cyclic shift cyclic extension code is N + A + B chips.
[0099]
Thus, there are N cyclic shift codes and cyclic shift cyclic extension codes generated from the basic code of length N, and in this embodiment, code division multiplexing transmission is performed using these as spread codes. . In order to facilitate understanding, in the following description, it is assumed that all N cyclic shift codes and cyclic shift cyclic extension codes are used. A form can also be employ | adopted and the said embodiment is also contained in the scope of the present invention.
[0100]
(Transmitter)
FIG. 4 is a schematic diagram illustrating a schematic configuration of the transmission apparatus 121 according to the present embodiment. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG. Note that the configuration of the transmission apparatus 121 has many parts in common with the transmission apparatus of the conventional code division multiplexing transmission system. Therefore, in order to facilitate understanding, portions that are deeply related to the principle of the present invention will be described with emphasis, and descriptions of other portions will be omitted as appropriate.
[0101]
Transmitting apparatus 121 receives a data signal to be transmitted, modulates by modulator 401, and performs serial-parallel conversion on this signal by serial-parallel converter 402 to generate a plurality of intermediate signals.
[0102]
FIG. 5 is a schematic diagram for explaining the outline of the data format in the present embodiment. This will be described below with reference to this figure.
[0103]
The data signal 501 to be transmitted has a form in which a pilot signal 502 is arranged in advance of a plurality of data 503 to be transmitted. In general, after a predetermined number of data 503 are arranged, pilot signal 502 is arranged again, and pilot signal 502 appears at a constant period.
[0104]
It is desirable that the length of the pilot signal 502 is the number of chips that is an integral multiple of the number of intermediate signals. This is because pilot signals fragments having the same number of chips are included in each intermediate signal. Further, the pilot signal is a known signal shared with the receiving apparatus 141.
[0105]
The length of each data 503 and the length of the pilot signal are desirably the same number of chips. This is because, as will be described later, the amplitude and phase fluctuations of the propagation path are estimated and compensated for in units of this chip length.
[0106]
Now, different cyclic shift cyclic extension codes are superimposed on the respective intermediate signals generated by the serial-parallel conversion by the superimposer 403, respectively.
[0107]
The cyclic shift cyclic extension code is generated by the above-described method, and the reception apparatus 141 uses a cyclic shift code corresponding to each of them.
[0108]
A plurality of superimposed signals generated as a result of superposition are added by the adder 404 and wirelessly transmitted by the transmission unit 405.
[0109]
(Receiver)
FIG. 6 is a schematic diagram illustrating a schematic configuration of the reception device 141 according to the present embodiment. Hereinafter, a description will be given with reference to FIG. The configuration of the receiving device 141 has many parts in common with the receiving device of the conventional code division multiplex transmission system. Therefore, in order to facilitate understanding, portions that are deeply related to the principle of the present invention will be described with emphasis, and descriptions of other portions will be omitted as appropriate.
[0110]
First, the reception unit 601 receives a transmission signal transmitted from the transmission device 121 and has an influence such as multipath fading of a radio wave propagation path, and uses this as a reception signal.
[0111]
Then, correlator 602 correlates each of the plurality of cyclic shift codes corresponding to the plurality of cyclic shift cyclic extension codes used in transmission apparatus 121 with the received signal, and the result is used as a plurality of correlation signals. Output.
[0112]
Further, the estimator 603 compares a portion corresponding to a pilot signal fragment included in each of a plurality of correlation signals with a known pilot signal, obtains a phase / amplitude fluctuation value by a radio wave propagation path, and calculates a compensator 604 compensates each of the plurality of correlation signals using the obtained phase / amplitude fluctuation values, and outputs a plurality of compensated signals. These estimation and compensation methods will be described later.
[0113]
Then, the parallel-serial converter 605 can obtain a transmission signal by performing parallel-serial conversion on the plurality of compensated signals and further causing the demodulator 606 to process the result.
[0114]
(Estimation of phase / amplitude fluctuations)
The plurality of correlation signals output from the correlator 602 each correspond to a fragment of the pilot signal, and include signals that are affected by phase / amplitude fluctuations caused by the radio wave propagation path. A phase / amplitude fluctuation value can be estimated by comparing a fragment of a pilot signal known by the receiving apparatus 141 with this fragment.
[0115]
First, by correlating each of the obtained correlation signals with each of the known pilot signal fragments corresponding thereto, a portion corresponding to a direct wave of propagation of the pilot signal and a portion corresponding to a delayed wave And get. The portion with the highest correlation value is the portion corresponding to the direct wave, and the portion corresponding to the maximum value thereafter is the portion corresponding to the delayed wave. For identification of these direct waves and delayed waves, existing technologies can be used.
[0116]
To facilitate understanding, first, consider a case where two waves, a direct wave a and a delayed wave b delayed by one chip are identified. In this case, a plurality of correlation signals of the correlator 602
CC₁, CC₂, ..., CC_N
The sum of “correlation value of direct wave a” and “correlation value of delayed wave b cyclically shifted” is output. If the signals of each channel of the direct wave a and the delayed wave b are represented by subscripts,
CC₁  = A₁  + B_N;
CC₂  = A₂  + B₁;
…;
CC_N-1  = A_N-1  + B_N-2;
CC_N  = A_N  + B_N-1
It will be said that.
[0117]
The imaginary unit is denoted as j, and the in-phase component and the quadrature component of the signal of each channel of the direct wave a and the delayed wave b are represented as follows.
a₁  = I_a1  + JQ_a1;
a₂  = I_a2  + JQ_a2;
…;
a_N  = I_aN  + JQ_aN;
b₁  = I_b1  + JQ_b1;
b₂  = I_b2  + JQ_b2;
…;
b_N  = I_bN  + JQ_bN
[0118]
In general, due to the influence of multipath fading in the radio wave propagation path, the phase and amplitude of the in-phase component I and the quadrature component Q of the transmission signal oscillate, and the components of the reception signal become I 'and Q'. This relationship is shown below.
I ′ = CI−SQ
Q ′ = SI + CQ
[0119]
This indicates that rotation and enlargement / reduction have been performed. S and C in this equation can be easily calculated by comparing the components of the known pilot signal and the received pilot signal. Here, S and C obtained as a result of comparing the direct wave components are represented by S_a, C_aAnd S and C obtained as a result of comparison of the delayed wave components with S_b, C_bRespectively.
[0120]
Using these results, the following relationship is obtained for the in-phase component and the quadrature component.
I ’₁  = C_aI₁  -S_aQ₁  + C_bI_N  -S_bQ_N;
I ’₂  = C_aI₂  -S_aQ₂  + C_bI₁  -S_bQ₁;
...
I ’_N  = C_aI_N  -S_aQ_N  + C_bI_N-1  -S_bQ_N-1;
Q ’₁  = S_aI₁  + C_aQ₁  + S_bI_N  + C_bQ_N;
Q ’₂  = S_aI₂  + C_aQ₂  + S_bI₁  + C_bQ₁;
...
Q ’_N  = S_aI_N  + C_aQ_N  + S_bI_N-1  + C_bQ_N-1
[0121]
Now, in order to represent them together, let R be the transmission signal and R 'the reception signal. That is,
R = [I₁  I₂  ... I_N  Q₁  Q₂  ... Q_N]^T
R ′ = [I ′₁  I ’₂  … I ’_N  Q ’₁  Q ’₂  … Q ’_N]^T
[0122]
here(·)^TRepresents a transposed matrix. Then, the transmission signal R and the reception signal R ′ can be expressed as follows using the matrix M.
R ′ = MR
[0123]
However, the matrix M is defined as [Equation 2].
[0124]
[Expression 2]

[0125]
Inverse matrix M of matrix M obtained here^-1, The transmission signal R on the transmission device 121 side can be restored from the reception signal R ′ obtained by the reception device 141.
R = M^-1R ’
[0126]
Here, since the direct wave “a” and the delayed wave “b” having a one-chip delay are considered, a blank element in the matrix represented by [Equation 2] has a value of 0.
[0127]
If this is further expanded to include a delayed wave b with a one-chip delay, a delayed wave c with a two-chip delay in addition to the direct wave a, the matrix M can be expressed as [Equation 3]. . In this case, the element that is blank is not necessarily the value 0.
[0128]
[Equation 3]

[0129]
If S and C are obtained for each of the delayed waves of 1 to N−1 chips, all elements of this matrix can be obtained. Once all are obtained, as described above, the relationship
R = M^-1R ’
Can be used to compensate for the fluctuation value of the phase and amplitude and the influence of the delayed wave.
[0130]
Actually, only a predetermined number (1, 2, 3,...) Is selected from the delayed waves having a large influence, and the values of the elements of the matrix M are filled using this, and the other elements are calculated as 0. It is enough.
[0131]
(Compensation method)
Now, compensation can be performed by comparing the portion corresponding to the known pilot signal and the received pilot signal and using the matrix calculation as described above. First, when the maximum Doppler frequency is low, it is considered that the values of C and S estimated by the pilot signal do not change much at the time of transmission of the subsequent data portion. The subsequent data portion may be compensated by using this.
[0132]
When the maximum Doppler frequency is high, the values of C and S estimated by the pilot signal are considered to change during transmission of the subsequent data portion. Therefore, the data part
d₁,
d₂, ...
When it is considered, compensation may be performed as follows.
(1) First, d₁The compensation of the portion is performed using C and S estimated by the pilot signal. Thereby, d of the transmission signal₁Can be obtained.
(2) d_{i + 1}, The transmission signal d obtained immediately before_iAnd S and C are compared with the received signal received corresponding to this, and compensation is performed using this.
[0133]
FIG. 7 is a schematic diagram showing the flow of the compensation process.
[0134]
(Other embodiments)
In the above embodiment, the phase and amplitude fluctuation values are estimated and compensated by temporally mixing the pilot signal and data (preceding the data with a known pilot signal) and transmitting it. In the present embodiment, one channel (superimposition of one cyclic shift cyclic extension code) is allocated for a pilot signal.
[0135]
At this time, it is desirable that the channels before and after the pilot signal channel are not used for data transmission. The number of channels not used for data transmission can be determined according to the actual transmission error rate.
[0136]
For example, in multipath fading, when most of the delayed wave components of the delay chip number are 1 and there is not much influence from other delayed wave components, one channel before and after the pilot signal is not used for data transmission.
[0137]
That is, when the cyclic shift number of the cyclic shift cyclic extension code to be superimposed on the pilot signal is n, the channels with the cyclic shift numbers n−1 and n + 1 may be handled as null.
[0138]
Typically, since a channel having a cyclic shift number of 0 is used for the pilot signal, channels having a cyclic shift number of 1 and N−1 are null. Therefore, when the transmission signal is serial-parallel converted to obtain a plurality of intermediate signals, the data portion is serial-parallel converted to N-3.
[0139]
FIG. 8 is a schematic diagram showing an example of the data format of the present embodiment.
[0140]
As can be seen from the data format 801, the pilot signal is transmitted to the channel on which the cyclic shift cyclic extension code 1 (cyclic shift chip number 1) is superimposed. N-2) is superimposed on the data signal obtained by serial-parallel conversion of the data signal, and the other channels are null.
[0141]
In the above embodiment, the minimum value of the difference between the cyclic shift numbers of the pilot signal and other intermediate signals is 2. While the cyclic shift number of the pilot signal is 0, the cyclic shift numbers of the other intermediate signals are 2 to N−2, the cyclic shift number 2 and the cyclic shift number N−2, and the pilot signal This is because the difference between the number of cyclic shifts of 0 and 2 is 2. On the other hand, the minimum value of the difference in the number of cyclic shifts between other intermediate signals is 1. This is because the difference between adjacent items is 1. When these are compared, the former is larger than the latter.
[0142]
Further, the minimum value of the difference in the number of cyclic shifts between the pilot signal and other intermediate signals can be appropriately changed according to the situation of the delayed wave.
[0143]
(Experimental result)
For this method, the bit error rate characteristics in a two-wave independent Rayleigh fading environment were evaluated by computer simulation with the following specifications. That is,
The number of delay chips in the delay wave is 1.
Transmission data format is a technique in which pilot signals precede data.
The number of symbols of the pilot signal and each data signal is 10.
The maximum Doppler frequencies are 100 Hz, 400 Hz, 800 Hz, and 1000 Hz.
[0144]
When communication is performed using the 5.8 GHz band, the maximum Doppler frequency when the moving speed of the mobile station is 180 km / h is about 1000 Hz.
[0145]
FIG. 9 is a graph showing the results of this experiment. The vertical axis represents the bit error rate (BER), and the horizontal axis represents the ratio of signal energy per bit to noise power density (Eb / No). Referring to this figure, it can be seen that sufficient transmission quality can be ensured even when the mobile station moves at the above speed.
[0146]
(Code generator)
In the said embodiment, what was prepared beforehand as a cyclic shift cyclic extension code used with a code division multiplexing transmission system was utilized. Hereinafter, an embodiment of a code generation apparatus that generates these cyclic shift cyclic extension codes from basic codes will be described.
[0147]
FIG. 10 is a schematic diagram illustrating a schematic configuration of the code generation device according to the present embodiment.
[0148]
The code generation device 901 includes a basic code reception unit 902, a cyclic shift unit 903, and a cyclic extension unit 904.
[0149]
First, the basic code receiving unit 902 receives an input of a basic code (hereinafter, the temporal minimum unit of the basic code is referred to as “chip”). As the basic code, various codes such as an M series and a Gold code can be used as described above. Further, a circuit or a program module that generates such a basic code may be connected to the basic code receiving unit 902.
[0150]
Next, the cyclic shift unit 903 generates a plurality of cyclic shift codes obtained by cyclically shifting the basic code by different numbers of cyclic shift chips. The details of the cyclic shift code are as described above. As described above, the minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes can be 1. Thereby, in this embodiment, it becomes possible to use a larger number of cyclic shift cyclic extension codes than before.
[0151]
Further, for each of the plurality of cyclic shift codes, the cyclic extension unit 904 extends the number of forward extension chips at the end of the cyclic shift code in front of the cyclic shift code, and behind the cyclic shift code. A plurality of cyclic shift cyclic extension codes are generated by extending the number of head backward extension chips of the cyclic shift code.
[0152]
Thereby, in this embodiment, it becomes possible to use a larger number of cyclic shift cyclic extension codes than before.
[0153]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a code division multiplexing transmission system using a cyclic shift cyclic extension code, a transmission apparatus, a reception apparatus, a transmission method, a reception method, and a program for realizing these by a computer are provided. can do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram showing one schematic configuration of an embodiment of a code division multiplexing transmission system of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram showing a relationship between a basic code and a cyclic shift code.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a relationship between one cyclic shift code and a cyclic shift cyclic extension code generated therefrom;
FIG. 4 is a schematic diagram showing one schematic configuration of an embodiment of a transmission apparatus.
FIG. 5 is a schematic diagram illustrating an outline of an example of a data format.
FIG. 6 is a schematic diagram showing one schematic configuration of an embodiment of a receiving device.
FIG. 7 is a schematic diagram showing a flow of compensation processing executed in the receiving apparatus.
FIG. 8 is a schematic diagram showing a schematic configuration of another example of a data format.
FIG. 9 is a graph showing the results of an experiment for an embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic diagram showing a schematic configuration of a code generation device according to an embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
101 Code Division Multiplexing Transmission System
121 Transmitter
141 Receiver
401 modulator
402 series-parallel converter
403 Superimposer
404 adder
405 Transmitter
501 Data signal
502 Pilot signal
503 data
601 receiver
602 Correlator
603 Estimator
604 compensator
605 parallel to serial converter
606 Demodulator
901 Code generator
902 Basic code receiving part
903 Cyclic shift section
904 Travel extension

Claims

A transmission device and a reception device,
A basic code (hereinafter, the minimum temporal unit of the basic code is referred to as “chip”);
A plurality of cyclic shift codes obtained by cyclically shifting the basic code by the number of cyclic shift chips different from each other;
For each of the plurality of cyclic shift codes, the number of forward extension chips at the end of the cyclic shift code is extended in front of the cyclic shift code, and behind the cyclic shift code, behind the beginning of the cyclic shift code. A plurality of cyclic shift cyclic extension codes that extend the number of extension chips;
A pilot signal,
A code division multiplex transmission system using
(A) The transmission device includes a cyclic shift unit, a cyclic extension unit, a serial-parallel conversion unit, a superimposition unit, an addition unit, and a transmission unit,
The serial-parallel conversion unit performs serial-parallel conversion on a transmission signal including the pilot signal to generate a plurality of intermediate signals,
The superimposing unit superimposes each of the plurality of intermediate signals by superimposing one of the plurality of cyclic shift cyclic extension codes that is different from the one superimposed on the other intermediate signals. Generated signal,
The adding unit adds the plurality of superimposed signals to generate a transmission signal,
The transmitting unit transmits the transmission signal to the receiving device;
(B) The reception device includes a reception unit, a correlation unit, an estimation unit, a compensation unit, and a parallel-serial conversion unit,
The reception unit receives a transmission signal transmitted from the transmission device, and uses this as a reception signal,
The correlator takes a correlation between each of the plurality of cyclic shift codes and the received signal, and outputs a plurality of correlation signals corresponding to the plurality of cyclic shift codes,
The estimation unit estimates a variation value of the phase and amplitude from the pilot signal and the plurality of correlation signals,
The compensation unit compensates the plurality of correlation signals using the phase and amplitude fluctuation values, and outputs a plurality of compensated signals,
The parallel-serial conversion unit performs parallel-serial conversion on the plurality of compensated signals to obtain a transmission signal ,
One of the plurality of intermediate signals is the pilot signal;
In the superimposing unit, the minimum value of “the difference between the cyclic shift number of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the pilot signal and the cyclic shift number of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the other intermediate signal” Is larger than the minimum value of "difference between cyclic shift numbers of cyclic shift cyclic extension codes to be superimposed on the other intermediate signal" .

The code division multiple transmission system according to claim 1,
The minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes is one.

The code division multiple transmission system according to claim 1 or 2,
The estimation unit obtains a matrix corresponding to a variation value of the phase and amplitude from the pilot signal and a portion corresponding to the pilot signal among the plurality of correlation signals,
The compensation unit obtains a plurality of compensated signals by obtaining an inverse matrix of the matrix and multiplying the plurality of correlation signals by the inverse matrix.

The code division multiple transmission system according to claim 3,
Phase component of the signal sent from the transmission device, respectively orthogonal component I, is Q, phase component of the signal corresponding to the signal received by the receiving device, respectively quadrature components I ', Q' when the In addition,
I '= CI-SQ
Q '= SI + CQ
To S saw the relationship, for C,
The estimation unit includes
Is S, C for the direct wave a pilot signal S _a, C _a,
Is S, C for 1 chip delay wave b of the pilot signal S _b, C _b,
S for 2-chip delay wave c of the pilot signal, S is C _c, C _c,
...
From these, the matrix M defined by [Equation 1] corresponding to the phase and amplitude variation values is obtained,

The compensator, which is characterized in <br/> obtaining the inverse matrix M ^-1 of the matrix M.

A basic code (hereinafter, the minimum temporal unit of the basic code is referred to as “chip”);
A plurality of cyclic shift codes obtained by cyclically shifting the basic code by the number of cyclic shift chips different from each other;
For each of the plurality of cyclic shift codes, the number of forward extension chips at the end of the cyclic shift code is extended in front of the cyclic shift code, and behind the cyclic shift code, behind the beginning of the cyclic shift code. A plurality of cyclic shift cyclic extension codes that extend the number of extension chips;
A pilot signal,
A transmission method using
A cyclic shift process, a cyclic extension process, a serial-parallel conversion process, a superimposition process, an addition process, and a transmission process,
In the serial-parallel conversion step, the transmission signal including the pilot signal is serial-parallel converted to generate a plurality of intermediate signals,
In the superimposing step, each of the plurality of intermediate signals is superposed by superimposing one of the plurality of cyclic shift cyclic extension codes that is different from the one superimposed on the other intermediate signals. Generated signal,
In the adding step, a plurality of superimposed signals are added to generate a transmission signal,
In the transmission step, the transmission signal is transmitted,
One of the plurality of intermediate signals is the pilot signal;
In the superimposing step, the minimum value of “the difference between the cyclic shift number of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the pilot signal and the cyclic shift number of the cyclic shift cyclic extension code superimposed on the other intermediate signal” Is larger than the minimum value of "difference between cyclic shift numbers of cyclic shift cyclic extension codes to be superimposed on the other intermediate signal" .

6. The transmission method according to claim 5 , wherein
The minimum value of the difference between the numbers of cyclic shift chips for each of the plurality of cyclic shift codes is 1.

The transmission apparatus of the code division multiplexing transmission system according to any one of claims 1 to 4.

Computer capable of transmitting signals (DSP ( Digital Signal Processor ), FPGA ( Field Programmable Gate Array ), ASIC ( Application Specific Integrated Circuit )including. ) As a transmission device according to claim 7.

The receiving device of the code division multiplexing transmission system according to any one of claims 1 to 4.

Computer capable of receiving signals (DSP ( Digital Signal Processor ), FPGA ( Field Programmable Gate Array ), ASIC ( Application Specific Integrated Circuit )including. ) As a receiving device according to claim 9.