JP3603419B2

JP3603419B2 - TM dual mode dielectric resonator and high frequency band pass filter device

Info

Publication number: JP3603419B2
Application number: JP26976095A
Authority: JP
Inventors: 容平石川; 青路日高; 智之伊勢; 則文松井
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1995-10-18
Filing date: 1995-10-18
Publication date: 2004-12-22
Anticipated expiration: 2015-10-18
Also published as: JPH09116314A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マイクロ波で使用されるＴＭ２重モード誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信に使用される各機器は、近年通信方式のデジタル化やマイクロセル化等、システムの発展とともに小型化、高性能化が求められている。無線基地局に使用されるマイクロ波フィルタやアンテナ共用器についても、ますます小型化、薄型化、低損失化が求められている。
【０００３】
本発明者らは、以前に、外表面がメタライズされた正方筒形状の誘電体の中央部に上記誘電体と一体に形成された十字形状の誘電体が設けられて構成されたＴＭ２重モード誘電体共振器を特願昭６２−１５００２１号公報において提案した。そして、上記従来例のＴＭ２重モード誘電体共振器を用いて構成された従来例のＴＭ２重モード誘電体フィルタは、無線基地局の高電力に耐え、小型低損失性を実現できる技術のひとつとして本発明者らによって、すでに実用化の段階にある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来例のＴＭ２重モード誘電体共振器は、共振周波数に応じて共振器の寸法が一意的に決定され、これによって、無負荷Ｑが一意的に決定されるために、無負荷Ｑを上記決定される無負荷Ｑより高く設定することができないという問題点があった。また、共振周波数に応じて共振器の寸法が一意的に決定されるために、共振器の厚さを、上記決定される厚さより薄く設定することができず、薄型化が困難であるという問題点があった。
【０００５】
本発明の第１の目的は、従来例に比較して小型化、薄型化ができ、かつ比較的無負荷Ｑを高くできるＴＭ２重モード誘電体共振器を提供することにある。
【０００６】
本発明の第２の目的は、従来例に比較して小型化、薄型化ができ、かつ通過帯域における損失が小さく阻止帯域における減衰量が大きい高周波帯域通過フィルタを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る請求項１記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、互いに平行に対向する２つの端面を有する所定の柱形状をそれぞれ有する第１と第２の誘電体と、
上記第１の誘電体の一方の端面に形成された第１の電極と、
上記第２の誘電体の一方の端面に上記第１の電極と対向するように形成された第２の電極と、
上記第１および第２の誘電体を取り囲み、第１および第２の導体板を有するキャビティと、からなり、
上記第１の導体板は、縁端部が上記第１の誘電体の他方の端面の外周から所定の距離だけ離れるように、かつ第１の導体板の一部が上記第１の誘電体の他方の端面の全面に接するように形成され、
上記第２の導体板は、縁端部が上記第２の誘電体の他方の端面の外周から所定の距離だけ離れるように、かつ第２の導体板の一部が上記第２の誘電体の他方の端面の全面に接するように形成されたことを特徴とする。
【０００８】
また、請求項２記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項１記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記第１と第２の誘電体は、円柱形状を有することを特徴とする。
【０００９】
さらに、請求項３記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項１又は２記載のＴＭ２重モード誘電体共振器においてさらに、
上記第１の誘電体の一方の端面に上記第１の電極の外周縁端部に形成された第１の凹部と、
上記第１の凹部に上記第１の電極と一体的に形成された第３の電極と、
上記第２の誘電体の一方の端面に上記第２の電極の外周縁端部に上記第１の凹部と対向するように形成された第２の凹部と、
上記第２の凹部に上記第２の電極と一体的に形成された第４の電極とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
さらにまた、請求項４記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、互いに平行に対向する２つの端面を有する所定の柱形状をそれぞれ有する第１と第２の誘電体と、
上記第１の誘電体の一方の端面に形成され、底部と内周部とを有する第１の凹部と、
上記第１の凹部の底部に形成された第１の電極と、
上記第２の誘電体の一方の端面に上記第１の凹部と対向するように形成され、底部と内周部とを有する第２の凹部と、
上記第２の凹部の底部に形成された第２の電極と、
上記第１の凹部の外周部分に上記第１の電極と一体的に形成された第３の電極と、
上記第２の凹部の外周部分に上記第２の電極と一体的に形成された第４の電極と、
第１の導体板の縁端部が上記第１の誘電体の他方の端面の外周から所定の距離だけ離れるようにかつ第１の導体板の一部が上記第１の誘電体の他方の面の全面に接するように形成された第１の導体板と、
第２の導体板の縁端部が上記第２の誘電体の他方の端面の外周から所定の距離だけ離れるようにかつ第２の導体板の一部が上記第２の誘電体の他方の面の全面に接するように形成された第２の導体板とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
また、請求項５記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項１、２、３又は４記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記第１と第２の誘電体の外周の一部分の誘電率を上記一部分以外の部分の誘電率と異ならせることにより、上記ＴＭ２重モード誘電体共振器における２重に縮退したモードを互いに異なる共振周波数を有する２つのモードに分離するための縮退分離手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１２】
さらに、請求項６記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項５記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記縮退分離手段は、上記第１と第２の誘電体の外周の一部に形成された切り欠きであることを特徴とする。
【００１３】
さらにまた、請求項７記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項１、２、３、４、５又は６記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記ＴＭ２重モード誘電体共振器を励振したときに上記第３の電極と上記第４の電極とに流れる電流を減少させるように、上記第１の誘電体の他方の端面から所定の長さまでの部分の径を上記第１の誘電体の他の部分の径に比べて小さくなるように形成し、かつ上記第２の誘電体の他方の端面から所定の長さまでの部分の径を上記第２の誘電体の他の部分の径に比べて小さくなるように形成したことを特徴とする。
【００１４】
また、請求項８記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項１、２、３、４、５又は６記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記第１の誘電体の外周面と上記第２の誘電体の外周面とにそれぞれ、上記ＴＭ２重モード誘電体共振器を励振したときに上記第３の電極と上記第４の電極に流れる電流を減少させるように所定の形状の溝を設けたことを特徴とする。
【００１５】
また、請求項９記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項１乃至８のうちの１つに記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記第１乃至第４の電極のうち少なくとも１つは、薄膜導体と薄膜誘電体とを交互に積層することによって構成された高周波電磁界結合型薄膜積層電極であることを特徴とする。
【００１６】
また、請求項１０記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、請求項１乃至９のうちの１つに記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記第１の導体板と上記第２の導体板とを含んで構成され、上記ＴＭ２重モード誘電体共振器の電磁界をキャビティ内に閉じ込めるためのキャビティーをさらに備えたことを特徴とする。
【００１７】
本発明に係る請求項１１記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、上記請求項１乃至１０のうちの１つに記載のＴＭ２重モード誘電体共振器と、
上記ＴＭ２重モード誘電体共振器に高周波信号を入力する入力端子と、
上記ＴＭ２重モード誘電体共振器から出力される高周波信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする。
【００１８】
また、請求項１２記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、上記請求項１乃至１０記載の少なくとも２つのＴＭ２重モード誘電体共振器と、
互いに隣接する上記各２つのＴＭ２重モード誘電体共振器を互いに結合させるための結合手段と、
上記ＴＭ２重モード誘電体共振器に高周波信号を入力する入力端子と、
上記ＴＭ２重モード誘電体共振器から出力される高周波信号を出力する出力端子とを備えたことを特徴とする。
【００１９】
さらに、請求項１３記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、請求項１２記載の高周波帯域通過フィルタ装置において、上記結合手段のうちの少なくとも１つは、誘導結合による結合手段であることを特徴とする。
【００２０】
さらにまた、請求項１４記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、請求項１２記載の高周波帯域通過フィルタ装置において、上記結合手段のうちの少なくとも１つは、容量結合による結合手段であることを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明による実施形態について説明する。なお、添付図面において同一のものについては同一の参照符号を付す。
【００２２】
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明に係る第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の一部破断斜視図である。図２は、図１のＡ−Ａ’線における図１のＴＭ２重モード誘電体共振器の断面図である。
【００２３】
この第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は、誘電体１と誘電体２と平板電極３とトーラス電極４とケース８とを備え、誘電体１と誘電体２とによって挟設された平板電極３は、誘電体１の下面に形成された電極３ａと誘電体２の上面に形成された電極３ｂとが接合されてなり、平板電極３の外周に連結されたトーラス電極４は、電極３ａと一体的に形成された電極４ａと電極３ｂと一体的に形成された電極４ｂとが接合されてなることを特徴とする。ここで、電極４ａは凹部５ａに形成され、電極４ｂは凹部５ｂに形成される。
【００２４】
以下、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の構成を、図１と図２を参照して詳細に説明する。第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、図１及び図２に示すように、直径ｄと軸方向の長さｈを有する円柱形状の誘電体１の上端面の全面に端面電極６が形成される。また、誘電体１の下端面には直径ｄより小さい外径を有する円環形状の凹部５ａが、誘電体１と同心になるようにかつ縦断面形状が半円形状になるように形成される。そして、凹部５ａの内周円の内側の誘電体１の下端面に円形の電極３ａが誘電体１と同心になるように形成され、凹部５ａには電極３ａと一体的に電極４ａが形成される。ここで、凹部５ａは凹部５ａの縦断面形状が電極３ａの膜厚より大きい直径の半円形状になるように形成される。また、誘電体１と同一の直径ｄと同一の軸方向の長さｈを有する円柱形状の誘電体２の下端面の全面に端面電極７が形成される。また、誘電体２の上端面には凹部５ａと同一の外径と内径とを有する円環形状の凹部５ｂが、凹部５ａと対向するように形成される。ここで、凹部５ｂは誘電体２と同心になるように形成される。そして、凹部５ｂの内周円の内側の誘電体２の上端面に円形の電極３ｂが誘電体２と同心になるように形成され、凹部５ｂには電極３ｂと一体的に電極４ｂが形成される。
【００２５】
そして、誘電体１と誘電体２とが互いに同軸になるようにかつ電極４ａと電極４ｂとが互いに対向するように、電極３ａと電極３ｂとが接合される。これによって、電極３ａと電極３ｂとからなる平板電極３と、電極４ａと電極４ｂとからなり縦断面形状が円環状のトーラス電極４が構成される。この場合、電極３ａと電極３ｂ及び電極４ａと電極４ｂとは半田付け等によって電気的に導通するように接合する。しかしながら本発明では、接着剤等を用いて、電極３ａと電極３ｂ及び電極４ａと電極４ｂとは電気的に導通しないように接合してもよい。また、電極４ａと電極４ｂは電気的に導通するようにしてもよいし、電気的に絶縁されるようにしてもよい。ここで、電極３ａ，３ｂ，４ａ，４ｂは銀、金、銅、アルミニウム等からなり、例えばスパッタリング法、真空蒸着法又は無電解メッキ法を用いて形成される。さらに、互いに対向する導体板９ａと導体板９ｂとを備え、所定の内径Ｄと軸方向の所定の長さＫの円柱形状の内部空洞であるキャビティー８ａを有する導体ケース８が、導体板９ａの下面が誘電体１に形成された端面電極６に接して電気的に導通するようにかつ導体板９ｂの上面が誘電体２に形成された端面電極７に接して電気的に導通するように設けられる。ここで、キャビティー８ａと誘電体１，２とは同軸になるように設けられ、かつキャビティー８ａの外周面と誘電体１，２の外周面との距離は所定の一定値になるように設定される。以上のようにして第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は構成される。
【００２６】
以上のように構成されたＴＭ２重モード誘電体共振器において、キャビティー８ａは、電磁界エネルギーが減衰して電磁波の伝搬しない減衰領域として働き、所定の周波数を有する高周波信号の電磁界は、誘電体１，２の内部とその近傍に分布する。これによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器を高周波信号で励振したときに、ＴＭ２重モード誘電体共振器は、それぞれ固有の共振周波数を有する種々のＴＭモードで共振する。このとき誘電体１，２の側面は、近似的に開放条件を満足する磁気的壁として動作する。
【００２７】
次に、以上のように構成されたＴＭ２重モード誘電体共振器の共振モードについて説明する。ＴＭ２重モード誘電体共振器の電磁界分布は、平衡型円板共振器の電磁界分布と基本的には同様であるが、平板電極３の径方向の外側は、誘電体１，２の誘電率より低い誘電率を有する自由空間であるために、当該ＴＭ２重モード誘電体共振器では、誘電体１，２の内部に電磁界エネルギーが集中する。ここで、平衡型円板共振器とは、互いに同じ径と同じ厚さを有する２つの円形の誘電体基板によって、誘電体基板より小さい径の円形の電極を同軸で挟設し、各誘電体基板の電極と接する面と反対側の各面に接地導体を形成して構成される円板共振器のことである。
【００２８】
以下の図面を用いた説明においては、必要に応じて平板電極３の軸上の中心点Ｏを原点とし、平板電極３の軸方向ｚ軸とする直交座標を用いて説明する。本明細書において、ｘ軸について対称な電磁界を有する共振器をｘ軸共振器と呼び、その固有モードをｘモードと呼ぶ。また、ｙ軸について対称な電磁界の分布を有する共振器をｙ軸共振器と呼び、その固有モードをｙモードと呼ぶ。図３は、ＴＭ２重モード誘電体共振器が、ＴＭ_１１０モードで共振したときの平板電極３の上面におけるｘ軸共振器の電流分布を示す平面図である。図３に示すように平板電極３の上面において、電流Ｉは、平板電極３の外周がｘ軸と交わる一方の点である縁端部３１から平板電極３の外周がｘ軸と交わる他方の点である縁端部３２に向かって流れる。また、中心点Ｏを流れる電流以外の電流は外側に湾曲して流れる。
【００２９】
また、図４は、ＴＭ２重モード誘電体共振器がＴＭ_１１０モードで共振したときのＴＭ２重モード誘電体共振器のｘ軸に沿った縦断面におけるｘ軸共振器の電界分布を示す断面図である。図４に示すように、当該断面において、ｘが負の誘電体１の領域では、平板電極３の上面から端面電極６に向かうｚ軸方向に電界Ｅが分布し、ｘが負の誘電体２の領域では、平板電極３の下面から端面電極７に向かうｚ軸方向に電界Ｅが分布する。また、ｘが正の誘電体１の領域では、端面電極６から平板電極３の上面に向かうｚ軸方向に電界Ｅが分布し、ｘが正の誘電体２の領域では、端面電極７から平板電極３の下面に向かうｚ軸方向に電界Ｅが分布する。ここで、図４において電界Ｅを示す矢印の長さは、電界Ｅの強度を表し、電界Ｅの強度は、誘電体１，２の外周に近いほど強くなる。
【００３０】
図５は、ＴＭ２重モード誘電体共振器がＴＭ_１１０モードで共振したときのＴＭ２重モード誘電体共振器のｙ軸に沿った縦断面におけるｘ軸共振器の磁界分布を示す断面図である。図５に示すように、磁界Ｈは、当該断面において、誘電体１の中ではｙの負から正に向かい、また、誘電体２の中ではｙの正から負に向かってトーラス電極４が連結された平板電極３を取り囲むように分布する。ここで、磁界Ｈは、平板電極３にほぼ平行になるように分布する。
【００３１】
また、ｙ軸共振器も同様の電磁界の分布を有し、そして、ｘモードとｙモードは、互いに同じ共振周波数を有して縮退している。
【００３２】
図５に示すように、ｘモードの磁界はｘ軸の周りを一周し、特にｙ軸上の平板電極３の縁端部で磁界強度が大きくなる。すなわち電流Ｉが当該縁端部に集中する縁端効果が生じるので、当該縁端部において導体損失が大きくなる。また、同様にｙモードの磁界はｙ軸の周りを一周し、特にｘ軸上の平板電極３の縁端部で磁界強度が大きくなる。すなわち電流Ｉが当該縁端部に集中する縁端効果が生じるので、当該縁端部において導体損失が大きくなる。そこで第１の実施形態のＴＭ２重モード共振器では、ＴＭ_１１０モードの縁端効果による損失を低減するために平板電極３の外周にトーラス電極４を設け、トーラス電極４の縦断面の外周部に電流を分散させて電流集中を緩和している。これによって、平板電極３の縁端部で生じる導体損失を低減している。
【００３３】
以上詳述した第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器によれば、誘電体１の下端面に形成された電極３ａと誘電体２の上端面に形成された電極３ｂとを接合することにより平板電極３を構成しているので、１枚の導体板を用いて平板電極３を形成した場合に比較して平板電極３を薄くすることができる。これによって、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は薄くすることができる。
【００３４】
また、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器によれば、電極３ａと電極４ａとを一体的に形成し、電極３ｂと電極４ｂを一体的に形成しているので、平板電極３とトーラス電極４とを別々に作成した後に接続する場合に比較して、接続部分で発生する抵抗がなく損失を小さくできる。また、接続部分で発生する抵抗の値が変化して共振周波数が変動したり無負荷Ｑが変動することがないようにできる。
【００３５】
さらに、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器によれば、電極３ａと電極４ａとを一体的に形成し、電極３ｂと電極４ｂを一体的に形成しているので、平板電極３とトーラス電極４とを別々に作成した後に接続する場合に比較して、製作が容易であり安価にできる。
【００３６】
＜第２の実施形態＞
図６は第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の横断面図であり、図７は、図６におけるＢ−Ｂ’線についての縦断面図である。第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、誘電体１，２の外周に切り欠き１１，１２，１３，１４を設けたことを特徴とする。
【００３７】
第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、図６に示すように、誘電体２の軸を中心としてｘ軸と４５度だけ隔てた誘電体２の外周の互いに対向する位置に、それぞれ誘電体２の上端面から下端面まで半円形の溝状に誘電体を除去して形成した切り欠き１３と切り欠き１４を設ける。また、図７に示すように、誘電体１の外周の互いに対向する位置に、それぞれ誘電体１の上端面から下端面まで半円形の溝状に誘電体を除去して形成した切り欠き１１と切り欠き１２を、それぞれ切り欠き１３，１４と同軸になるように設ける。これによって、第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器を、ｘ軸，ｙ軸に対してそれぞれ非対称になるように構成している。
【００３８】
以上のように構成した第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、第１の実施形態の説明において詳述したｘ軸共振器とｙ軸共振器とは、誘電体１に設けられた切り欠き１１，１２と誘電体２に設けられた切り欠き１３，１４によって互いに結合して、互いに共振周波数が異なる２つの独立したモードである偶モードと奇モードを発生する。すなわち、切り欠き１１，１２，１３，１４は、２重に縮退したｘモードとｙモードの縮退を分離して互いに共振周波数が異なる２つの独立したモードである偶モードと奇モードを発生する縮退分離手段を構成する。
【００３９】
また、図８（ａ）に、奇モードの平板電極３の上面における電流分布を示す。奇モードの平板電極３の上面における電流は、切り欠き１２，１４に近接する平板電極３の外周上の縁端部３４から切り欠き１１，１３に近接する平板電極３の外周上の縁端部３３に向かう方向に分布する。図８（ｂ）に、偶モードの平板電極３の上面における電流分布を示す。偶モードの平板電極３の上面における電流は、縁端部３３，３４から互いに平板電極３の中心を中心として互いに９０度だけ隔てた外周上の対向する２つの縁端部のうちの１つである縁端部３５から他方の縁端部３６に向かう方向に分布する。
【００４０】
図９は、第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の等価回路を示す回路図である。図９の等価回路は、分布定数線路ＬＮ１乃至ＬＮ８をリング状に直列接続して構成される回転対称のリング分布定数線路を備える。ここで、分布定数線路ＬＮ１乃至ＬＮ８は、それぞれ共振周波数における１／４波長の長さに設定される。従って、リング分布定数線路は２πの電気長を有する。分布定数線路ＬＮ１と分布定数線路ＬＮ２との接続点が内部結合キャパシタＣ３を介して接地され、分布定数線路ＬＮ５と分布定数線路ＬＮ６との接続点が内部結合キャパシタＣ４を介して接地されて構成される。ここで、内部結合キャパシタＣ３，Ｃ４は、ｘ軸共振器とｙ軸共振器を結合させる為のキャパシタであって、縮退分離手段に対応する。
【００４１】
図９の等価回路において、ｘ軸上に位置する入出力端子Ｔ１，Ｔ３は、それぞれｘ軸共振器の励振点と一致し、それぞれｘ軸共振器の入出力端子であり、ｙ軸上に位置する入出力端子Ｔ２，Ｔ４は、それぞれｙ軸共振器の励振点と一致し、それぞれｙ軸共振器の入出力端子である。すなわち、ｘ軸共振器は、分布定数線路ＬＮ１乃至ＬＮ４を直列に接続してなりかつ電気長がπの分布定数線路と、分布定数線路ＬＮ４乃至ＬＮ８を直列に接続してなりかつ電気長がπの分布定数線路とを並列接続した半波長共振器として構成される。また、ｙ軸共振器は、分布定数線路ＬＮ３，ＬＮ４，ＬＮ５，ＬＮ６を直列に接続してなりかつ電気長がπの分布定数線路と分布定数線路ＬＮ７，ＬＮ８，ＬＮ１，ＬＮ２を直列に接続してなりかつ電気長がπの分布定数線路とを並列接続した半波長共振器として構成される。
【００４２】
ここで、図９の等価回路の内部結合キャパシタＣ３，Ｃ４の静電容量は、互いに等しい負の静電容量を有し、次に示す数１で与えられる静電容量ΔＣを用いて、−ΔＣで与えられる。ここで、数１中のω_０は、２重モード誘電体共振器の共振周波数ｆ_０に対応する角周波数であって、数２で与えられる。また、各分布定数線路ＬＮ１乃至ＬＮ８の電気長θは、以下に示す数３で与えられる。さらに、数１，数３におけるｋは、所定の通過帯域特性と所帯の阻止帯域特性を有する高周波帯域通過フィルタを設計するときに与えられる結合係数であって、次の数４で与えられる。数２，数４中のｆ_ｏｄｄとｆ_ｅｖｅｎはそれぞれ、奇モードと偶モードの共振周波数である。
【００４３】
【数１】
ΔＣ＝（２Ｙ_ａ／ω_０）・ｔａｎ｛πｋ／（２−ｋ）｝
【数２】
ω_０＝２πｆ_０＝π（ｆ_ｅｖｅｎ＋ｆ_ｏｄｄ）
【数３】
θ＝（π／４）・（１＋ｋ／２）
【数４】
ｋ＝２（ｆ_ｅｖｅｎ−ｆ_ｏｄｄ）／（ｆ_ｅｖｅｎ＋ｆ_ｏｄｄ）＝１．４１８（２ΔＣ／Ｃ_０）
【００４４】
ここで、数４におけるＣ_０は、ＴＭ２重モード誘電体共振器において、端面電極６と平板電極３とによって挟設された誘電体１の静電容量である。また、誘電体２は、誘電体１と同じ形状に形成されているので、端面電極７と平板電極３とによって挟設された誘電体２の静電容量もＣ_０である。当該ＴＭ２重モード誘電体共振器では誘電体１，２を有することを考慮すると次の数５で与えられる。数５におけるε_０は、真空中の誘電率であり、ａは誘電体１，２の半径であり、ａ＝ｄ／２である。
【００４５】
【数５】
Ｃ_０＝（２ ε_０ε_ｒ・πａ^２）／ｈ
【００４６】
以上のように構成した第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は、誘電体１，２の側面に切り欠き１１，１２，１３，１４を形成しているので、ｘ軸共振器とｙ軸共振器を結合させることができ、２つの独立したモードである偶モードと奇モードを発生することができる。
【００４７】
＜第３の実施形態＞
第３の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器に比べて異なる所は、図１の誘電体１，２に代えて、図１２に示す誘電体１０１を２つ用いて構成した点である。第３の実施形態に用いた誘電体１０１は、互いに同軸になるように連結された直径ｄ１の円柱形の第１の部分と直径ｄ２の円柱形の第２の部分からなり、下端面から所定の長さの第２の部分の直径ｄ２は、上端面から所定の長さの第１の部分の直径ｄ１より大きくなるように設定される。そして、誘電体１０１の下端面には、第１の実施形態と同様に凹部５ａと電極３ａと電極４ａを形成している。ここで、凹部５ａの内周の直径は、誘電体１０１の第１の部分の直径ｄ１と略等しくなるように設定され、凹部５ａの外周の直径は直径ｄ１より大きくかつ直径ｄ２より小さくなるように設定される。以上のように構成された２つの図１２の誘電体１０１を用い、２つの誘電体１０１が互いに同軸になるように、一方の誘電体１０１の電極３ａと他方の誘電体１０１の電極３ａとが互いに対向するようにかつ一方の誘電体１０１の電極４ａと他方の誘電体１０１の電極４ａが互いに対向するように、２つの誘電体１０４が接合されて第３の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は構成される。ここで、一方の誘電体１０１の電極３ａと他方の誘電体１０１の電極３ａとは互いに電気的に導通するようにしてもよいし、電気的に導通しないようにしてもよい。また、一方の誘電体１０１の電極４ａと他方の誘電体１０１の電極４ａとは、互いに電気的に導通するようにしてもよいし、電気的に絶縁されるようにしてもよい。
【００４８】
以上のように構成された第３の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、電界エネルギーは誘電体１０１のうちの電極３ａと電極６とによって挟設された共振領域に集中して分布する。すなわち、直径がｄ２である第２の部分のうちの共振領域の外側に位置する内径がｄ１で外径がｄ２である円環状の部分における電界エネルギーを、共振領域に比較して小さくできる。言い換えると、２つの電極４ａが接続されて形成されるトーラス電極を、電界エネルギーが集中して分布する共振領域の外側に位置するように形成している。これによって、第３の実施形態では第１の実施形態に比較して電極４ａの回りの電界エネルギーを小さくできるので、電極４ａを流れる電流を小さくでき、電極４ａで失われるエネルギーを小さくできる。従って、電極４ａに流れる電流による導体損失を小さくできるので、第３の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑは、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑに比較して大きくできる。
【００４９】
以上の第３の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器では、直径ｄ１の第１の部分と直径ｄ２の第２の部分とからなる誘電体１０１を用いたが、本発明はこれに限らず、直径ｄ２の第２の部分の縦断面の外形が、図１３に示すように、凹部５ａにそって円弧を描くように形成された誘電体１０２を用いてもよい。以上のように構成しても、第３の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器と同様に動作し同様の効果を有する。
【００５０】
＜第４の実施形態＞
第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器に比べて異なる所は、図１の誘電体１，２に代えて、図１４（ａ）に示す誘電体１０４を２つ用いて構成した点である。第４の実施形態に用いた誘電体１０４は、図１の誘電体１の外周面に縦断面形状が矩形形状の溝７４が円環状に形成されて構成される。ここで、溝７４は誘電体１の軸方向の略中央部に形成される。そして、誘電体１０４の上端面には電極６が形成され、誘電体１０４の下端面には、第１の実施形態と同様に凹部５ａと電極３ａと電極４ａが形成される。誘電体１の外周面から誘電体１の軸に向かう方向の溝７４の最も深い部分における誘電体１０３の直径は、凹部５ａの内径と略等しくなるように形成される。以上のように構成された２つの図１４（ａ）の誘電体１０４が互いに同軸になるように、一方の誘電体１０４の電極３ａと他方の誘電体１０４の電極３ａとが互いに対向するように接合されかつ一方の誘電体１０４の電極４ａと他方の誘電体１０３の電極４ａとが互いに対向するように接続されて第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は構成される。
【００５１】
以上のように構成された第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の動作について説明する。以下の動作の説明において、誘電体１０４を図１４（ａ）に示すように共振領域Ｒ１０４と円環領域Ａ１０４と円環領域Ｂ１０４の３つの領域にわけて呼ぶ。ここで、共振領域Ｒ１０４は誘電体１０４の中央部分であって、誘電体１の軸を中心として直径ｄ３の円柱形状の領域であり、円環領域Ａ１０４は溝７４の上に位置する内径ｄ３で外径ｄ４の円環状の領域であり、円環領域Ｂ１０４は溝７４の下に位置する内径ｄ３で外径ｄ４の円環形状の領域である。また、円環領域Ａ１０４と溝７４と円環領域Ｂ１０４とからなる領域を減衰領域１１４と呼ぶ。
【００５２】
第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、共振時の電界は第１の実施形態で説明したように誘電体１０４の軸方向に向いているので、減衰領域１１４においても電界は軸方向に向いている。従って、減衰領域１１４は、平行平板コンデンサと同様に考えることができる。また、上述のように減衰領域１１４は円環領域Ａ１０４と溝７４と円環領域Ｂ１０４とが軸方向に積層されてなるので、減衰領域１１４の平行平板コンデンサは図１４（ｂ）に示すように円環領域Ａ１０４に対応するコンデンサＣＡ１０４と溝７４に対応するコンデンサＣ７４と円環領域Ｂ１０４に対応するコンデンサＣＢ１０４との直列接続で表すことができる。ここで、円環領域Ａ１０４と円環領域Ｂ１０４の誘電率ε_ｒ、すなわち誘電体１０４の誘電率ε_ｒは、真空中の誘電率ε_０に比較して十分大きく設定されるので、減衰領域１１４の平行平板コンデンサの静電容量値は溝７４に対応するコンデンサＣ７４の静電容量値に略等しくなる。従って、減衰領域１１４の誘電率は真空中の誘電率ε_０と略等しくなる。これによって、減衰領域１１４は電磁界エネルギーが減衰して電磁波の伝搬しない領域として働き、所定の周波数を有する高周波信号の電磁界エネルギーは、共振領域Ｒ１０４の内部に集中して分布する。このとき共振領域Ｒ１０４の円周面１００は、近似的に開放条件を満足する磁気的壁として動作する。
【００５３】
また、電極４ａは減衰領域１１４の下端面に形成されているので、第４の実施形態では第１の実施形態に比較して電極４ａの回りの電磁界エネルギーを小さくできる。これによって、電極４ａを流れる電流を小さくでき、電極４ａで失われるエネルギーを小さくできる。従って、第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑは、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑに比較して大きくできる。言い換えれば、第４の実施形態では、電極４ａを共振領域Ｒ１０４の外側に形成しているので、電極４ａを流れる電流を小さくでき、ＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑを大きくできる。
【００５４】
以上の第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器では、外周面に矩形形状の溝７４が形成された誘電体１０４を用いたが、本発明はこれに限らず、図１５に示すように外周面に断面がＶ字型である溝７３が形成された誘電体１０３を用いて構成してもよいし、図１６に示すように縦断面形状が略矩形であって、溝７５の底面の両端部における縦断面形状が円弧形状になるように形成された溝７５を備えた誘電体１０５を用いてもよい。ここで、溝７３は、内側の２つの面のうちの溝５ａと対向する面が、誘電体１の下端面と略平行になるように形成され、かつ溝７３の最も深い部分における誘電体１０３の直径は、凹部５ａの内径と略等しくなるように形成され、溝７５の最も深い部分における誘電体１０３の直径は、凹部５ａの内径と略等しくなるように形成される。また、図１７に示すように、外周面に２つの矩形形状の溝７６，７７が形成された誘電体１０６を用いて構成してもよい。以上のように構成しても、第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器と同様に動作し同様の効果を有する。
【００５５】
＜第５の実施形態＞
第５の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器に比べて異なる所は、電極３ａと電極４ａとを備えた誘電体１と電極３ｂと電極４ｂとを備えた誘電体２とに代えて、図１８に示す高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍと高周波電磁界結合型薄膜積層電極４ａｍを備えた誘電体１を２つ用いて構成した点である。第５の実施の形態において、誘電体１の下端面には電極３ａに代えて高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍが形成され、電極４ａに代えて高周波電磁界結合型薄膜積層電極４ａｍが形成される。そして、第５の実施形態において、２つの誘電体１が互いに同軸になるように、一方の誘電体１の高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍと他方の誘電体１の高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍとが互いに対向するように接合され、かつ一方の誘電体１の高周波電磁界結合型薄膜積層電極４ａｍと他方の誘電体１の高周波電磁界結合型薄膜積層電極４ａｍとが互いに対向するように接続される。
【００５６】
ここで、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍと高周波電磁界結合型薄膜積層電極４ａｍは、薄膜導体Ｍ１乃至Ｍ５と薄膜誘電体Ｄ１乃至Ｄ４とが交互に積層されて構成される。そして、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍ，４ａｍにおいて、ＴＭ２重モード誘電体共振器を共振周波数で励振したときに誘電体１に生じる電磁界と各薄膜誘電体Ｄ１乃至Ｄ４に生じる電磁界とが互いに実質的に同相になるように、各薄膜誘電体Ｄ１乃至Ｄ４のそれぞれの誘電体膜厚と、誘電体１の誘電率及び薄膜誘電体Ｄ１乃至Ｄ４の誘電率とを設定する。また、各薄膜導体Ｍ２乃至Ｍ５のそれぞれの導体膜厚を、ＴＭ２重モード誘電体共振器の共振周波数の表皮深さδ_０よりも薄く、かつ下層ほど厚くなるように所定の膜厚に設定することによって、互いに隣接する誘電体１と薄膜誘電体Ｄ４、薄膜誘電体Ｄ４と薄膜誘電体Ｄ３、薄膜誘電体Ｄ３と薄膜誘電体Ｄ２及び薄膜誘電体Ｄ２と薄膜誘電体Ｄ１との間で各電磁界を互いに結合させる。これにより、共振時における誘電体１の共振エネルギーの一部を薄膜誘電体Ｄ４，Ｄ３，Ｄ２，Ｄ１に移行させ、各薄膜導体Ｍ１乃至Ｍ５においてそれぞれに高周波電流が流れるように構成し、高周波による表皮効果を大幅に抑圧する。
【００５７】
また、薄膜導体Ｍ１の膜厚は、薄膜導体Ｍ１の導体損失と放射損失の合計の損失が最小になるようにＴＭ２重モード誘電体共振器の共振周波数における表皮深さδ_０のπ／２倍になるように設定される。
【００５８】
以上のように構成された第５の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は、高周波における表皮効果が大幅に抑圧された高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍ，４ａｍを用いて構成されているので、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器に比較して無負荷Ｑを高くすることができる。
【００５９】
以上の第５の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器では、薄膜導体Ｍ１乃至Ｍ５の膜厚を下層ほど厚くなるように設定したが、本発明はこれに限らず、薄膜導体Ｍ１乃至Ｍ５の膜厚を、ＴＭ２重モード誘電体共振器の共振周波数の表皮深さδ_０よりも薄い同一の膜厚に設定してもよいし、上層程厚くなるように設定してもよい。以上のように構成しても、共振時における誘電体１の共振エネルギーの一部を薄膜誘電体Ｄ４，Ｄ３，Ｄ２，Ｄ１に移行させることができ、各薄膜導体Ｍ１乃至Ｍ５においてそれぞれに高周波電流が流れるようにできるので、高周波による表皮効果を抑圧することができる。
【００６０】
以上の第５の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器では、薄膜導体Ｍ１の膜厚は、薄膜導体Ｍ１の導体損失と放射損失の合計の損失が最小になるようにＴＭ２重モード誘電体共振器の共振周波数における表皮深さδ_０のπ／２倍になるように設定した。しかしながら、本発明はこれに限らず、少なくとも表皮深さδ_０より厚くなるように設定すればよい。以上のように構成することにより、薄膜導体Ｍ１の放射損失を小さくできるので、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍ，４ａｍの導体損失を、第１の実施形態の電極３ａ，４ａに比較して小さくできる。
【００６１】
＜第６の実施形態＞
図１９は、第６の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の縦断面図である。第６の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上端面に端面電極である高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ａが形成され下端面に高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａと電極４０ａが形成された誘電体１０４ａと、上端面に高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ｂと電極４０ｂとが形成され下端面に端面電極である高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ｂが形成された誘電体１０４ｂとを備えたことを特徴とする。ここで、誘電体１０４ａ，１０４ｂは互いに同一形状であって、それぞれ溝７４ａ，７４ｂを備え第４の実施形態の誘電体１０４と同様に形成される。また、第４の実施形態の場合と同様に、誘電体１０４ａのうちの中央部の円柱形状の部分をそれぞれ共振領域Ｒ１０４ａ，Ｒ１０４ｂと称する。すなわち、共振領域Ｒ１０４ａ，Ｒ１０４ｂは、誘電体１０４ａ，１０４ｂのうちの溝７４ａの上下に位置する円環状の部分を除いた円柱形状の部分である。
【００６２】
第６の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、誘電体１０４ａの共振領域Ｒ１０４ａの上端面に、共振領域Ｒ１０４ａの上端面と同一の直径を有する高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ａが共振領域Ｒ１０４ａと同軸になるように形成される。ここで、高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ａは、共振領域Ｒ１０４ａの上端面の直径と同一の直径を有する薄膜導体Ｍ６１ａ，Ｍ６２ａ，Ｍ６３ａと薄膜誘電体Ｄ６１ａ，Ｄ６２ａとが、互いに同心で交互に積層されて構成される。そして、高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ａの表面には、当該表面を覆うように保護膜６４ａが形成される。誘電体１０４ａの下端面に、第１の実施形態の凹部５ａと同様に、円環形状の凹部５０ａが、誘電体１０４と同心になるようにかつ縦断面形状が半円形になるように形成される。ここで、凹部５０ａの内径は、共振領域Ｒ１０４ａの直径と同一に設定され、共振領域Ｒ１０４ａの下端面の外周に沿って形成される。
【００６３】
また、共振領域Ｒ１０４ａの下端面には、共振領域Ｒ１０４ａの下端面と同一の直径を有する高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａが共振領域Ｒ１０４ａと同軸になるように形成される。ここで、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａは、共振領域Ｒ１０４ａの下端面と同一の直径を有する薄膜導体Ｍ３１ａ，Ｍ３２ａ，Ｍ３３ａと薄膜誘電体Ｄ３１ａ，Ｄ３２ａとが互いに同心で交互に積層されてなる。そして、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａの表面には当該表面を覆うように保護膜３４ａが形成される。また、凹部５０ａには、電極４０ａが縦断面形状が半円形になるように形成される。ここで、電極４０ａは、共振領域Ｒ１０４ａの下端面に接して形成された薄膜導体Ｍ３３ａと一体的に形成され、薄膜導体Ｍ３１ａ，Ｍ３２ａとは導通しないように形成される。
【００６４】
同様にして、溝７４ｂと凹部５０ｂとを備えた誘電体１０４ｂの上端面には、薄膜導体Ｍ３１ｂ，Ｍ３２ｂ，Ｍ３３ｂと薄膜誘電体Ｄ３１ｂ，Ｄ３２ｂとが交互に積層されてなる高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ｂが形成され、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ｂの表面には保護膜３４ｂが形成される。また、凹部５０ｂには、電極４０ｂが薄膜導体Ｍ３３ｂと一体的に形成される。さらに、誘電体１０４ｂの下端面には、薄膜電極Ｍ６１ｂ，Ｍ６２ｂ，Ｍ６３ｂと薄膜誘電体Ｄ６１ｂ，Ｄ６２ｂとが交互に積層されてなる高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ｂが形成され、高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ｂの表面には保護膜６４ｂが形成される。
【００６５】
そして、以上のように構成された誘電体１０４ａと誘電体１０４ｂとが互いに同軸になるように誘電体１０４ａの保護膜３４ａと誘電体１０４ｂの保護膜３４ｂとが接着剤等を用いて接着されて、第１の実施形態と同様に導体板９ａ，９ｂとを備えた導体ケース８の内部に設けられる。
【００６６】
ここで、第６の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器では、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａにおいて、ＴＭ２重モード誘電体共振器を共振周波数で共振したときに誘電体１０４ａで生じる電磁界と各薄膜誘電体Ｄ３１ａ，３２ａに生じる電磁界とが互いに実質的に同相になるように、各薄膜誘電体Ｄ３１ａ，Ｄ３２ａのそれぞれの誘電体膜厚と、誘電体１０４ａの誘電率及び薄膜誘電体Ｄ３１ａ，Ｄ３２ａの誘電率とを設定する。また、各薄膜導体Ｍ３１ａ，Ｍ３２ａのそれぞれの導体膜厚を、ＴＭ２重モード誘電体共振器の共振周波数の表皮深さδ_０よりも薄く設定することによって、互いに隣接する誘電体１０４ａと薄膜誘電体Ｄ３２ａ、薄膜誘電体Ｄ３２ａと薄膜誘電体Ｄ３１ａとの間で各電磁界を互いに結合させる。これにより、共振時における誘電体１０４ａの共振エネルギーの一部を薄膜誘電体Ｄ３１ａ，Ｄ３２ａに移行させ、各薄膜導体Ｍ３１ａ乃至Ｍ３３ａにおいてそれぞれに高周波電流が流れるように構成し、高周波による表皮効果を大幅に抑圧する。また、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ｂ，６０ａ，６０ｂにおいても、薄膜誘電体の誘電率及び各薄膜導体と薄膜誘電体の膜厚は高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ｂと同様に設定し、表皮効果を大幅に抑圧する。
【００６７】
以上のように構成された第６の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器は、高周波における表皮効果が大幅に抑圧された高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂ，６０ａ，６０ｂを用いて構成されているので、第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器に比較して無負荷Ｑを高くすることができる。
【００６８】
また、以上のように構成された第６の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器において、所定の共振周波数で共振したときの電磁界エネルギーは、第４の実施形態と同様に共振領域Ｒ１０４ａ，Ｒ１０４ｂの内部に集中して分布する。従って、共振領域Ｒ１０４ａ，Ｒ１０４ｂの円周面１００ａ，１００ｂは近似的に開放条件を満足する磁気的壁として動作する。また、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂと共振領域Ｒ１０４ａ，Ｒ１０４ｂは同一の直径を有しかつ互いに同軸になるように積層されているので、開放条件を満足する円周面１００ａ，１００ｂと高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂの円周面は同一円周面上に位置する。これによって、薄膜導体Ｍ３３ａ，Ｍ３３ｂの外周縁端部の近傍において、薄膜導体Ｍ３３ａ，Ｍ３３ｂの円形状の中心から外側に向けての放射方向の電流成分を実質的に０にすることができるので、薄膜導体Ｍ３３ａと電極４０ａとの接続部分及び薄膜導体Ｍ３３ｂと電極４０ｂとの接続部分を横切る電流を実質的に０にすることができる。従って、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂによって構成されるすべての副線路と主線路が、円周面１００ａ，１００ｂと高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂの円周面において境界条件として同一の開放条件を満たすので、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂの低損失動作をより確実にできる。ここで、副線路とは薄膜誘電体を挟設する１対の薄膜導体によって構成される各線路のことであり、主線路とは誘電体１０４ａを挟設する１対の薄膜導体Ｍ６３ａ，Ｍ３３ａによって構成される線路及び誘電体１０４ｂを挟設する１対の薄膜導体Ｍ６３ｂ，Ｍ３３ｂによって構成される線路のことである。また、電極４０ａ，４０ｂに比べて導体損失の小さい高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂの部分に電流を集中させることができ、ＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑを溝７４ａを形成しない場合に比較して高くできる。
【００６９】
以上の第６の実施形態では、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａ，３０ｂ，６０ａ，６０ｂの表面にそれぞれ、保護膜３４ａ，３４ｂ，６４ａ，６４ｂを形成したが、本発明はこれに限らず、保護膜３４ａ，３４ｂ，６４ａ，６４ｂを形成しないで構成してもよい。この場合、高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ａの薄膜導体Ｍ３１ａと高周波電磁界結合型薄膜積層電極３０ｂの薄膜導体Ｍ３１ｂとは電気的に導通するように例えば半田付け等で接合してもよいし、電気的に導通しないように例えば接着剤等を用いて接合してもよい。また、高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ａの薄膜導体Ｍ６１ａと上導体板９ａ及び高周波電磁界結合型薄膜積層電極６０ｂの薄膜導体Ｍ６１ｂとは電気的に導通するように例えば半田付け等で接合してもよいし、電気的に導通しないように例えば接着剤等を用いて接合してもよい。以上のように構成しても第６の実施形態と同様の動作をして同様の効果を有する。
【００７０】
＜第７の実施形態＞
図２０は本発明に係る第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置の一部破断斜視図である。また、図２１は、第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置の図２０におけるＣ−Ｃ’線での縦断面図である。図２２は、第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置の図２１におけるＤ−Ｄ’線での横断面図である。第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置は、第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器と同様に構成された３つのＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２とを誘導結合させる結合ループインダクタ２１と、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３とを容量結合させる結合キャパシタ２３，２４とを備えたことを特徴とする。
【００７１】
以下、図２０、図２１及び図２２を参照して第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置の構成を詳細に説明する。第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置において、図２１と図２２に示すように、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１は、円柱形状の誘電体１ａと、円柱形状の誘電体２ａと、平板電極３−１と、トーラス電極４−１と、導体ケース８０に形成されたキャビティー８０ａとを備えて、第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器と同様に構成される。従って、平板電極３−１は電極３ａと電極３ｂとが接合されてなり、トーラス電極４−１は電極４ａと電極４ｂとが接続されてなる。また、誘電体１ａは、上端面に形成された端面電極６ａと、外周の互いに対向する位置に形成された切り欠き１１ａ，１２ａを備え、誘電体２ａは、下端面に形成された端面電極７ａと、外周の互いに対向する位置に形成された切り欠き１３ａ，１４ａを備える。図２２において、切り欠き１３ａ，１４ａの符号は、それぞれ切り欠き１１ａ，１２ａの符号の上又は下の括弧内に示している。
【００７２】
ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２は、同様に、誘電体１ｂと、誘電体２ｂと、平板電極３−２と、トーラス電極４−２と、導体ケース８０に形成されたキャビティー８０ｂとを備えて構成され、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３は、同様に、誘電体１ｃと、誘電体２ｃと、平板電極３−３と、トーラス電極４−３と、導体ケース８０に形成されたキャビティー８０ｃとを備えて構成される。また、誘電体１ｂは、上端面に形成された端面電極６ｂと、外周の互いに対向する位置に形成された切り欠き１１ｂ，１２ｂを備え、誘電体２ｂは、下端面に形成された端面電極７ｂと、外周の互いに対向する位置に形成された切り欠き１３ｂ，１４ｂを備える。図２２において、切り欠き１３ｂ，１４ｂの符号は、それぞれ切り欠き１１ｂ，１２ｂの符号の上又は下の括弧内に示している。誘電体１ｃは、上端面に形成された端面電極６ｃと、外周の互いに対向する位置に形成された切り欠き１１ｃ，１２ｃを備え、誘電体２ｃは、下端面に形成された端面電極７ｃと、外周の互いに対向する位置に形成された切り欠き１３ｃ，１４ｃを備える。図２２において、切り欠き１３ｃ，１４ｃの符号は、それぞれ切り欠き１１ｃ，１２ｃの符号の上又は下の括弧内に示している。ここで、キャビティー８０ａ，８０ｂ，８０ｃは、導体ケース８０に所定の間隔だけ隔てて並置して形成される。従って、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、導体ケース８０の両端面の間に、所定の間隔だけ隔てて並置して設けられる。
【００７３】
導体ケース８０の長手方向の一方の端面の中央部には、高周波帯域通過フィルタ装置を外部回路と接続するための入力コネクタ４１が設けられる。入力コネクタ４１の中心導体は、端面と電気的に絶縁されて端面を貫通して入力キャパシタ２２の一方の電極に接続される。また、入力キャパシタ２２の他方の電極は、切り欠き１１ａから４５度隔てたトーラス電極４−１のｘ軸上の外周（外側の面）に接続される。以上のように接続されて、入力コネクタ４１は、入力キャパシタ２２を介してＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器と容量結合する。ここで、入力キャパシタ２２は、円柱形状のセラミック誘電体の両端面に電極が形成されて構成される。
【００７４】
また、結合ループインダクタ２１は、５つの導体線２１１，２１２，２１３，２１４，２１５からなり、導体線２１１，２１２，２１３，２１４が略四角形のループを形成するように直列に接続され、導体線２１５の両端がそれぞれ導体線２１２と導体線２１４の略中央点に接続されて構成される。そして、結合ループインダクタ２１は、平板電極３−１，３−２と略同一平面上に位置するようにかつ導体線２１１と導体線２１３と導体線２１５とがキャビティー８０ａとキャビティー８０ｂとを隔てる導体ケース８０の導体壁の中央部を長手方向に貫通するように設けられる。ここで、導体線２１１，２１３は、導体壁を導体ケース８０の長手方向に貫通するように設けられた貫通孔（図示せず。）によって導体壁と電気的に絶縁されて貫通する。また、導体線２１５は、導体壁と電気的に導通するように導体壁を貫通し、これによって、導体線２１５はその中央部で接地される。以上のように構成することにより、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器の磁界の一部は、導体線２１２を廻って結合ループインダクタ２１のループ内部を横切り、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器の磁界の一部は、導体線２１４を廻って結合ループインダクタ２１のループ内部を横切る。これによって、結合ループインダクタ２１を介して、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器とは誘導結合する。
【００７５】
さらに、結合ループインダクタ２１の反対側に位置するｘ軸上のトーラス電極４−２の外周表面に結合キャパシタ２３が接続される。ここで、結合キャパシタ２３は、円柱形状の誘電体の両端面に電極が形成されて構成され、一端面に形成された電極とトーラス電極４−２が接続される。また、結合キャパシタ２３と対向するｘ軸上のトーラス電極４−３の外周表面に結合キャパシタ２４が接続される。ここで、結合キャパシタ２４は、結合キャパシタ２３と同様に、円柱形状の誘電体の両端面に電極が形成されて構成され、一端面に形成された電極とトーラス電極４−３が接続される。また、結合キャパシタ２３の他方の端面に形成された電極と結合キャパシタ２４の他方の端面に形成された電極は互いに導体線２３４によって接続される。そして、導体線２３４は、キャビティー８０ｂとキャビティー８０ｃを隔てる導体壁を当該導体壁に設けられた貫通孔（図示せず。）を介して電気的に絶縁されて当該導体壁を貫通する。以上のように構成された結合キャパシタ２３，２４と導体線２３４とによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器とは容量結合する。
【００７６】
導体ケース８０の幅方向の一方の側面には、中心導体と接地導体とを有する出力コネクタ４２が、中心導体がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸と一致するように設けられる。そして、出力コネクタ４２の中心導体は、電気的に絶縁されて導体ケース８０の側面を貫通して出力キャパシタ２５の一方の電極に接続される。また、出力キャパシタ２５の他方の電極は、出力コネクタ４２と対向するｙ軸上のトーラス電極４−３の外周上に接続される。以上のように接続されて、出力コネクタ４２は、出力キャパシタ２５を介してＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器と容量結合する。
【００７７】
ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸と４５度だけ隔てかつ切り欠き１３ａに近接して、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器とｙ軸共振器との結合量を徴調整するための結合調整ねじ２６ａが導体ケース８０の下底面に設けられる。結合調整ねじ２６ａは、切り欠き１３ａの形成方向と平行になるように設けられ、結合調整ねじ２６ａのキャビティー８１ａ内の突出長が変化するとＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器とｙ軸共振器との結合量が変化するので、結合調整ねじ２６ａの突出長を変化させることによって結合量を調整することができる。また、同様にＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸と４５度だけ隔てかつ切り欠き１４ｂに近接して、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器とｙ軸共振器との結合量を徴調整するための結合調整ねじ２６ｂが切り欠き１４ｂの形成方向と平行になるように下底面に設けられ、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸と４５度だけ隔てかつ切り欠き１４ｃに近接して、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器とｙ軸共振器との結合量を徴調整するための結合調整ねじ２６ｃが切り欠き１４ｃの形成方向と平行になるように下底面に設けられる。
【００７８】
また、導体ケース８０の幅方向の他方の側面には、それぞれＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の各ｘ軸共振器の共振周波数を徴調整するための周波数調整ねじ５１，５２，５３が、それぞれのねじの軸がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の各ｙ軸に一致するように設けられる。周波数調整ねじ５１，５２，５３のキャビティー８１ａ，８１ｂ，８１ｃ内の突出長が変化するとＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の各ｘ軸共振器の共振周波数が変化するので、周波数調整ねじ５１，５２，５３の突出長を変えることによって各ｘ軸共振器の共振周波数を調整することができる。さらに、導体ケース８０の他方の端面には、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器の共振周波数を徴調整するための周波数調整ねじ５４が、周波数調整ねじ５４の軸がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸に一致するように設けられる。周波数調整ねじ５４のキャビティー８１ｃ内の突出長が変化するとＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器の共振周波数が変化するので、周波数調整ねじ５４の突出長を変えることによって当該共振周波数を調整することができる。
【００７９】
以上のように、第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置は、３つのＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を備えている。そして、当該高周波帯域通過フィルタ装置において、入力コネクタ４１は、入力キャパシタ２２によって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器と容量結合する。そして、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器は、誘電体１ａに設けられた切り欠き１１ａ，１２ａと誘電体２ａに設けられた切り欠き１３ａ，１４ａとによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器と電磁的に結合する。また、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器は、結合ループインダクタ２１によって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器と誘導結合する。ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器は、誘電体１ｂに設けられた切り欠き１１ｂ，１２ｂと誘電体２ｂに設けられた切り欠き１３ｂ，１４ｂとによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器と電磁的に結合する。さらに、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器は、結合キャパシタ２３，２４によって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器と容量結合する。ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器は、誘電体１ｃに設けられた切り欠き１１ｃ，１２ｃと誘電体２ｃに設けられた切り欠き１３ｃ，１４ｃとによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器と電磁的に結合する。またさらに、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器は、出力キャパシタ２５によって、出力コネクタ４２と容量結合する。以上のように構成することにより、入力コネクタ４１と出力コネクタ４２との間に、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を備えた６段の高周波帯域通過フィルタ装置が構成される。
【００８０】
次に以上のように構成された高周波帯域通過フィルタ装置の動作を等価回路を用いて説明する。
【００８１】
図２３は高周波帯域通過フィルタ装置の等価回路を示す回路図である。当該等価回路において、各ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、図９の第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の等価回路と同様に表わすことができる。すなわち各ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の等価回路は、それぞれｘ軸共振器とｙ軸共振器が結合した２重モードの等価回路であって、それぞれ各共振周波数における１／４波長の長さを有する分布定数線路ＬＮ１ａ乃至ＬＮ８ａ，分布定数線路ＬＮ１ｂ乃至ＬＮ８ｂ，分布定数線路ＬＮ１ｃ乃至ＬＮ８ｃが直列に接続された２πの電気長を有する回転対称の各リング分布定数線路を備える。そして、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１の等価回路においては、分布定数線路ＬＮ１ａと分布定数線路ＬＮ２ａとの接続点が内部結合キャパシタＣ３ａを介して接地され、分布定数線路ＬＮ５ａと分布定数線路ＬＮ６ａとの接続点が内部結合キャパシタＣ４ａを介して接地される。
【００８２】
また、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２の等価回路においては、分布定数線路ＬＮ１ｂと分布定数線路ＬＮ２ｂとの接続点が内部結合キャパシタＣ３ｂを介して接地され、分布定数線路ＬＮ５ｂと分布定数線路ＬＮ６ｂとの接続点が内部結合キャパシタＣ４ｂを介して接地される。さらに、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３の等価回路においては、分布定数線路ＬＮ１ｃと分布定数線路ＬＮ２ｃとの接続点が内部結合キャパシタＣ３ｃを介して接地され、分布定数線路ＬＮ５ｃと分布定数線路ＬＮ６ｃとの接続点が内部結合キャパシタＣ４ｃを介して接地される。以上のようにして各ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の等価回路は、構成される。
【００８３】
また、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸上に位置する分布定数線路ＬＮ１ａと分布定数線路ＬＮ８ａの接続点は、一端が入力端子Ｔ１１である入力キャパシタ２２の他端に接続されるとともに、キャパシタＣ２ａを介して接地される。ここで、キャパシタＣ２ａは、入力キャパシタ２２がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器と結合することにより変化する当該ｘ軸共振器の共振周波数を補正するための静電容量であって、負の静電容量値を有する。分布定数線路ＬＮ２ａと分布定数線路ＬＮ３ａの接続点と、分布定数線路ＬＮ６ａと分布定数線路ＬＮ７ａの接続点は、それぞれキャパシタＣ５ａ，Ｃ６ａを介して接地される。ここで、キャパシタＣ５ａ，Ｃ６ａは、後述するように結合ループインダクタ２１がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器と結合することにより変化する当該ｙ軸共振器の共振周波数を補正するための静電容量であって、それぞれ負の静電容量値を有する。
【００８４】
さらに、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１の分布定数線路ＬＮ４ａと分布定数線路ＬＮ５ａとの間にはインダクタＬ１が接続され、インダクタＬ１はインダクタＬ１１と誘導結合する。インダクタＬ１は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器によって発生する磁界のうちの結合ループインダクタ２１に誘導結合する磁界を発生するための等価的なインダクタを表わす。また、インダクタＬ１１とインダクタＬ１２とインダクタＬ１３は、並列に接続されて、結合ループインダクタ２１を構成し、結合ループインダクタ２１の一端は接地される。そして、インダクタＬ１３は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２の分布定数線路ＬＮ１ｂと分布定数線路ＬＮ８ｂとの間に接続されたインダクタＬ２と誘導結合する。ここで、インダクタＬ２は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器によって発生する磁界のうちの結合ループインダクタ２１に誘導結合する磁界を発生するための等価的なインダクタを表わす。これによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器は誘導結合する。
【００８５】
ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２の分布定数線路ＬＮ２ｂと分布定数線路ＬＮ３ｂの接続点と、分布定数線路ＬＮ６ｂと分布定数線路ＬＮ７ｂの接続点は、それぞれキャパシタ５ｂ，６ｂを介して接地される。ここで、キャパシタ５ｂ，６ｂは、結合ループインダクタ２１がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器と結合することにより変化する当該ｙ軸共振器の共振周波数を補正するための静電容量であって、それぞれ負の静電容量値を有する。
【００８６】
ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２の分布結合線路ＬＮ４ｂと分布定数結合線路ＬＮ５ｂの接続点は、キャパシタＣ７ｂを介して接地されるとともに、結合キャパシタＣ８の一端に接続される。ここで、結合キャパシタＣ８は、図２２の結合キャパシタ２３，２４とが直列に接続されて構成されるキャパシタに対応する。また、結合キャパシタＣ８の他端は、キャパシタ７ｃを介して接地されるとともに、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３の分布定数線路ＬＮ１ｃと分布定数線路ＬＮ８ｃとの接続点に接続される。これによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器とは容量結合する。ここで、キャパシタＣ７ｂは、結合キャパシタＣ８がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器と結合することによって変化する当該ｘ軸共振器の共振周波数を補正するための静電容量であって、負の静電容量値を有する。また、同様にキャパシタＣ７ｃは、結合キャパシタＣ８がＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器と結合することによって変化する当該ｘ軸共振器の共振周波数を補正するための静電容量であって、負の静電容量値を有する。
【００８７】
ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３の分布結合線路ＬＮ６ｃと分布定数結合線路ＬＮ７ｃの接続点は、キャパシタＣ２ｃを介して接地されるとともに、一端が出力端子Ｔ１２である出力キャパシタ２５の他端に接続される。これによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器を外部回路と容量結合させる。
【００８８】
以上のようにして第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置の等価回路は構成される。すなわち、第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置において、入力端子Ｔ１１に、入力された所定の周波数を有する高周波信号は、入力キャパシタ２２を介して２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器に入力され、高周波信号は、内部結合キャパシタＣ３ａ，Ｃ４ａによって２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器に伝送される。２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器に伝送された高周波信号は、結合ループインダクタ２１を介して２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器に伝送され、さらに内部結合キャパシタＣ３ｂ，Ｃ４ｂによって２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器に伝送される。２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器に伝送された高周波信号は、結合キャパシタＣ８を介して２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器に伝送され、さらに内部結合キャパシタＣ３ｃ，Ｃ４ｃによって２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器に伝送される。そして、２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器に伝送された高周波信号は、出力キャパシタ２５を介して出力端子Ｔ１２から出力される。以上のようにして、第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置は、入力された所定の周波数を有する信号を通過させて出力する。
【００８９】
次に、図２３の等価回路における各回路定数の設定方法を示す。
【００９０】
第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置において、各ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３におけるｘ軸共振器とｙ軸共振器の内部結合と、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の間における結合は、それぞれＫインバータおよびＪインバータを用いたフィルタ設計手法と同様の回路によって表わすことができる。従って、図２３に示した等価回路の各回路定数はチェビシェフ設計の外部Ｑ_ｅおよび結合係数ｋを用いて求められる。ここで、図２３の等価回路では、ＫインバータおよびＪインバータはそれぞれ集中定数回路表現を変形したうえで用いている。
【００９１】
これによると、まず、入力キャパシタ２２の静電容量Ｃ_０１と出力キャパシタ２５の静電容量Ｃ_６７は、次の数６で表わすことができ、キャパシタＣ２ａの静電容量Ｃ_１１とキャパシタＣ２ｃの静電容量Ｃ_６６は、次の数７で表わすことができる。ここで、Ｊは入出力部のアドミタンス・インバータ・パラメータであり次の数８で表され、Ｚ_Ｌは入出力インピーダンスであり、ここでは、入力インピーダンスと出力インピーダンスとはともにＺ_Ｌ＝５０Ωに設定した。
【００９２】
【数６】
Ｃ_０１＝Ｃ_６７＝（Ｊ／ω_０）・｛１／√（１−Ｊ^２Ｚ_Ｌ ^２）｝
【数７】
Ｃ_１１＝Ｃ_６６＝（Ｊ／ω_０）・√（１−Ｊ^２Ｚ_Ｌ ^２）
【数８】
Ｊ＝√｛（πＹ_ａ）／（Ｚ_ＬＱ_ｅ）｝
【００９３】
また、内部結合キャパシタＣ３ａ，Ｃ４ａの静電容量Ｃ_１２と、内部結合キャパシタＣ３ｂ，Ｃ４ｂの静電容量Ｃ_３４と、内部結合キャパシタＣ３ｃ，Ｃ４ｃの静電容量Ｃ_５６は、次の数９で表される。ここで、数９と数１０において添え字の（ｉ，ｊ）は、それぞれ静電容量Ｃ_１２，Ｃ_３４，Ｃ_５６の添え字（１，２），（３，４），（５，６）に対応させている。また、ｋ_１２，ｋ_３４，ｋ_５６は、それぞれＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３におけるｘ軸共振器とｙ軸共振器との結合係数である。
【００９４】
【数９】
Ｃ_ｉｊ＝（−２Ｙ_ａ／ω_０）・ｔａｎ｛（πｋ_ｉｊ）／（２−ｋ_ｉｊ）｝，（ｉ，ｊ）＝（１，２），（３，４），（５，６）
【００９５】
さらに、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１の各分布定数線路ＬＮ１ａ乃至ＬＮ８ａの電気長θ_１２と、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２の各分布定数線路ＬＮ１ｂ乃至ＬＮ８ｂの電気長θ_３４と、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３の各分布定数線路ＬＮ１ｃ乃至ＬＮ８ｃの電気長θ_５６は、次の数１０で表される。
【００９６】
【数１０】
θ_ｉｊ＝（π／４）・（１＋ｋ_ｉｊ／２），（ｉ，ｊ）＝（１，２），（３，４），（５，６）
【００９７】
またさらに、結合ループインダクタ２１のインダクタンスＬ_２３と、結合キャパシタＣ８の静電容量Ｃ_４５は、それぞれ次の数１１，数１２で表される。また、キャパシタ５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂの静電容量Ｃ_２３０は、次の数１３で表される静電容量Ｃ_２３を用いて数１４で表される。ここで、数１１乃至数１３におけるｋ_２３とｋ_４５は、それぞれＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器との結合係数と、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器との結合係数である。また、Ｚ_ａは、全て等しく設定された分布定数伝送線路ＬＮ１ａ乃至ＬＮ８ａ、分布定数伝送線路ＬＮ１ｂ乃至ＬＮ８ｂ、分布定数伝送線路ＬＮ１ｃ乃至ＬＮ８ｃの特性インピーダンスである。
【００９８】
【数１１】
Ｌ_２３＝（ｋ_２３πＺ_ａ）／ω_０
【数１２】
Ｃ_４５＝（ｋ_４５πＹ_ａ）／ω_０
【数１３】
Ｃ_２３＝（ｋ_２３πＹ_ａ）／ω_０
【数１４】
Ｃ_２３０＝−Ｃ_２３／２
【００９９】
以上のようにして図２３の等価回路の各回路定数は設定される。
【０１００】
以上詳述した第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置の動作を図２４を参照して説明する。図２４において、Ｒ１ｘ，Ｒ２ｘ，Ｒ３ｘはそれぞれＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器を表し、Ｒ１ｙ，Ｒ２ｙ，Ｒ３ｙはそれぞれＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器を表す。また、図２４において、Ｃ結合は容量結合のことをいい、Ｌ結合は誘導結合のことをいう。以下の説明において、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｘ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｘ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｘ軸共振器はそれぞれ、共振器Ｒ１ｘ，共振器Ｒ２ｘ，共振器Ｒ３ｘと称し、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のｙ軸共振器、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸共振器はそれぞれ、共振器Ｒ１ｙ，共振器Ｒ２ｙ，共振器Ｒ３ｙと称する。
【０１０１】
図２４において、入力コネクタ４１は共振器Ｒ１ｘに容量結合し、共振器Ｒ１ｘは共振器Ｒ１ｙに電磁的に結合する。次に共振器Ｒ１ｙは共振器Ｒ２ｙに誘導結合する。共振器Ｒ２ｙは共振器Ｒ２ｘに電磁的に結合して、共振器Ｒ２ｘは共振器Ｒ３ｘに容量結合する。そして、共振器Ｒ３ｘは共振器Ｒ３ｙに電磁的に結合して、共振器Ｒ３ｙは出力コネクタ４２に容量結合する。以上のように入力コネクタ４１と出力コネクタ４２の間に各共振器を結合させたとき、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、図２２にしめすように導体ケース８０の長手方向に並置されて設けられ、入力コネクタ４１は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１に隣接する導体ケース８０の端面に設けられ、出力コネクタ４２は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のｙ軸上の導体ケース８０の側面に設けられる。
【０１０２】
また、図２４において、第７の実施形態とはとって代わり、入力コネクタ４１を共振器Ｒ１ｘに誘導結合させるとともに、出力コネクタ４２を共振器Ｒ３ｙに誘導結合させてもよい。以上のように入力コネクタ４１と出力コネクタ４２の間に各共振器を結合させたとき、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、導体ケース８０の長手方向に並置されて設けられ、入力コネクタ４１は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１のｙ軸上の導体ケース８０の側面に設けられ、出力コネクタ４２は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３に隣接する導体ケース８０の端面に設けられる。
【０１０３】
＜変形例＞
以上の第１乃至第７の実施形態においては、誘電体１，１ａ，１ｂ，１ｃ，２，２ａ，２ｂ，２ｃ，１０１乃至１０６を円柱形状に形成したが、本発明はこれに限らず、端面の断面形状が正方形、楕円形又は辺の数が偶数の正多角形である柱形状に形成してもよい。以上のように構成しても第１乃至第７の実施形態と同様な動作をし同様な効果を有する。
【０１０４】
以上の第１乃至第７の実施形態は、導体ケース８，８０によって形成されるキャビティー８ａ，８０ａ，８０ｂ，８０ｃを用いて構成したが、本発明はこれに限らず、誘電体１，１ａ，１ｂ，１ｃの上端面に接する導体板と、誘電体２，２ａ，２ｂ，２ｃの下端面に接する導体板とを用いて、各導体板の縁端部が誘電体１，２，１ａ，２ａ，１ｂ，２ｂ，１ｃ，２ｃの外周から所定の距離だけ離れるように形成することにより構成してもよい。以上のように構成することにより、２つの導体板の間の自由空間は、電磁界エネルギーが減衰して電磁波が伝搬しない減衰領域として作用するので、第１乃至第７の実施形態と同様な動作をし同様な効果を有する。
【０１０５】
以上の第１乃至第７の実施形態においては、誘電体１，１ａ，１ｂ，１ｃ，２，２ａ，２ｂ，２ｃの側面に切り欠きを形成することにより縮退を分離したが、本発明はこれに限らず、誘電体１，１ａ，１ｂ，１ｃ，２，２ａ，２ｂ，２ｃの側面に誘電率の異なる部分を設けても縮退を分離してもよいし、また切り欠きに代えて誘電体１，１ａ，１ｂ，１ｃ，２，２ａ，２ｂ，２ｃの側面に凸部を設けてもよい。以上のように構成しても第１乃至第７の実施形態と同様な動作をし同様な効果を有する。
【０１０６】
以上の第１乃至第７の実施形態において、ＴＭ２重モード誘電体共振器の共振モードは、基本モードでありかつ２重に縮退したＴＭ_１１０モードを用いることが好ましいが、本発明はこれに限らず、ＴＭ_２１０モードやＴＭ_３１０モード等の他の２重縮退モードを用いてもよい。以上のように構成しても第１乃至第７の実施形態と同様な動作をし同様な効果を有する。
【０１０７】
以上の第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置では、３つのＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を用いて構成したが、本発明はこれに限らず、少なくとも１つのＴＭ２重モード誘電体共振器を用いて構成してもよい。以上のように構成しても第７の実施形態と同様な動作をし同様な効果を有する。この場合においても、入力コネクタ４１とＴＭ２重モード誘電体共振器の結合及び出力コネクタ４２とＴＭ２重モード誘電体共振器の結合とを、容量結合と誘導結合とを各種組み合わせて構成することにより、入力コネクタ４１と出力コネクタ４２を設ける側面を自由に選ぶことができる。
【０１０８】
以上の第１乃至第７の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ装置は、平板電極３，３−１，３−２，３−３とトーラス電極４，４−１，４−２，４−３とを用いて構成したが、本発明はこれに限らず、平板電極３，３−１，３−２，３−３のみを用いて構成してもよい。以上のように構成することにより、第１乃至第７の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ装置に比較して、構造が簡単で安価なＴＭ２重モード誘電体共振器又は高周波帯域通過フィルタ装置を提供することができる。
【０１０９】
以上の第１乃至第７の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ装置では、縦断面形状が半円形の凹部５ａ，５ｂを用いたが、本発明はこれに限らず、図１０に示すような凹部５ｃを用いてもよい。凹部５ｃの断面形状は、凹部５ｃの外周から凹部５ｃの最も深い部分までが円形であって、凹部５ｃの最も深い部分から凹部５ｃの内周までを直線で結んだ形状である。以上のように構成された２つの図１０の誘電体１が互いに同軸になるように、電極３ａと電極３ａとを接合しかつ電極４ａと電極４ａとを接続して構成しても第１の実施形態と同様の動作をし同様な効果を有する。
【０１１０】
以上の第１乃至第７の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ装置では、縦断面形状が円形の凹部５ａ，５ｂを用いて構成したが、本発明はこれに限らず、縦断面形状が８角形状に形成された凹部を用いて構成してもよいし、縦断面形状が８角形状以外の多角形に形成された凹部を用いて構成してもよい。以上のように構成しても、当該凹部に形成された電極の外周部に電流を分散させることができるので、第１乃至第７の実施形態と同様な動作をし同様な効果を有する。
【０１１１】
また、以上の第１乃至第７の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器及び高周波帯域通過フィルタ装置では、円環形状の凹部５ａ，５ｂを用いたが、本発明はこれに限らず、図１１に示すように、円形の凹部５ｄを用いて構成してもよい。凹部５ｄは、円形の底部５ｄ_１と断面形状が１／４の円である周部分５ｄ_２とを有し、電極３ｄは凹部５ｄの底部５ｄ_１に形成され、電極４ｄは凹部５ｄの周部分５ｄ_２に形成される。以上のように構成された２つの図１１の誘電体１を互いに同軸になるように凹部５ｄが形成された端面を貼りあわせて構成しても第１の実施形態と同様の動作をし同様な効果を有する。
【０１１２】
以上の第５の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器では、電極３ａ，４ａに代えて高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍ，４ａｍを用いて構成したが、本発明はこれに限らず、電極３ａ，４ａのうちいずれか一方の電極に高周波電磁界結合型薄膜積層電極を用いて構成してもよいし、電極３ａ，４ａ及び端面電極６の総てを高周波電磁界結合型薄膜積層電極で構成してもよい。以上のように構成しても第５の実施形態と同様な効果を有する。
【０１１３】
以上の第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置では、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を導体ケース８０の長手方向に並置して設けたが、本発明はこれに限らず、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を縦方向に所定の間隔を隔てて設けて構成してもよいし、縦方向に積層して設けてもよい。この場合において、結合ループインダクタ２１は、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２の側面に近接してＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１，Ｒ２の軸と平行になるように設けられる。これによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２とは互いに誘導結合する。また、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２のトーラス電極４−２の外周表面には結合キャパシタ２３が接続され、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ３のトーラス電極４−３の外周表面には結合キャパシタ２４が接続され、結合キャパシタ２３と結合キャパシタ２４とは互いに導体線２３４によって接続される。これによって、ＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ１とＴＭ２重モード誘電体共振器Ｒ２とは互いに容量結合する。従って、以上のように構成しても第７の実施形態と同様の動作をし同様な効果を有する。
【０１１４】
【発明の効果】
本発明に係る請求項１記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上記第１と第２の誘電体と、上記第１の誘電体の一方の端面に形成された第１の電極と、上記第２の誘電体の一方の端面に形成された第２の電極と、上記第１の誘電体の端面に形成された上記第１の導体板と、上記第２の誘電体の端面に形成された上記第２の導体板とを備えているので、比較的高い無負荷Ｑを有し、従来例に比較して小型でかつ薄型にできる。
【０１１５】
また、請求項２記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、第１と第２の誘電体は円柱形状を有するので、他の形状を有する誘電体を用いた場合に比較して、容易に構成できる。
【０１１６】
さらに、請求項３記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上記第１の誘電体の一方の端面に形成された第１の凹部と、上記第１の凹部に上記第１の電極と一体的に形成された第３の電極と、上記第２の誘電体の一方の端面に上記第１の凹部と対向するように形成された第２の凹部と、上記第２の凹部に上記第２の電極と一体的に形成された第４の電極とを備えている。これによって、上記第１と第２の電極の縁端部で失われるエネルギーを減少させることができ、上記第３と第４の電極を備えない場合に比較して無負荷Ｑを高くすることができる。また、第１の電極と第３の電極とを一体的に形成し、第２の電極と第４の電極とを一体的に形成しているので、第１の電極と第３の電極とを別々に作成した後に接続し、かつ第１の電極と第３の電極とを別々に作成した後に接続した場合に比較して、接続による抵抗の発生がなく損失を小さくでき、かつ製作が容易であり安価にできる。
【０１１７】
またさらに、請求項４記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上記第１の凹部の底部に形成された第１の電極と、上記第１の凹部の外周部分に上記第１の電極と一体的に形成された第３の電極と、上記第２の凹部の底部に形成された第２の電極と、上記第２の凹部の外周部分に上記第２の電極と一体的に形成された第４の電極とを備える。これによって、上記第１と第２の電極の縁端部で失われるエネルギーを減少させることができ、上記第３と第４の電極を備えない場合に比較して無負荷Ｑを高くすることができる。また、第１の電極と第３の電極とを一体的に形成し、第２の電極と第４の電極とを一体的に形成しているので、第１の電極と第３の電極とを別々に作成した後に接続し、かつ第２の電極と第４の電極とを別々に作成した後に接続した場合に比較して、接続による抵抗の発生がなく損失を小さくでき、かつ製作が容易であり安価にできる。
【０１１８】
また、請求項５記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、縮退分離手段を備えているので、２重に縮退したモードを互いに異なる共振周波数を有する２つのモードに分離することができる。
【０１１９】
また、請求項６記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上記第１と第２の誘電体の外周の一部に切り欠きを形成しているので、上記ＴＭ２重モード誘電体共振器における２重に縮退したモードを互いに異なる共振周波数を有する２つのモードに分離することができる。
【０１２０】
さらに、請求項７記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上記第１の誘電体の他方の端面から所定の長さまでの部分の径を上記第１の誘電体の他の部分の径に比べて小さくなるように形成し、かつ上記第２の誘電体の他方の端面から所定の長さまでの部分の径を上記第２の誘電体の他の部分の径に比べて小さくなるように形成している。これによって、上記ＴＭ２重モード誘電体共振器を励振したときに上記第３の電極と上記第４の電極とに流れる電流を減少させることができ上記第３の電極と上記第４の電極とで失われるエネルギーを少なくできるので、当該ＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑを高くすることができる。
【０１２１】
またさらに、請求項８記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上記第１の誘電体の外周面と上記第２の誘電体の外周面とにそれぞれ、所定の形状の溝を設けている。これによって、上記ＴＭ２重モード誘電体共振器を励振したときに上記第３の電極と上記第４の電極に流れる電流を減少させることができ、上記第３の電極と上記第４の電極とで失われるエネルギーを少なくできるので、当該ＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑを高くすることができる。
【０１２２】
また、請求項９記載のＴＭ２重モード誘電体共振器において、上記第１乃至第４の電極のうち少なくとも１つは、高周波における表皮効果が大幅に抑圧された高周波電磁界結合型薄膜積層電極である。これによって、導体損失を小さくできるので、当該ＴＭ２重モード誘電体共振器の無負荷Ｑを高くすることができる。
【０１２３】
また、請求項１０記載のＴＭ２重モード誘電体共振器は、上記キャビティーを備えているので、キャビティーを備えない場合に比較して、無負荷Ｑを高くすることができるとともに、共振周波数の変動を少なくできる。
【０１２４】
本発明に係る請求項１１記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、上記請求項１乃至１０のうちの１つに記載のＴＭ２重モード誘電体共振器を備えているので、小型でかつ薄型にできる。
【０１２５】
また、請求項１２記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、上記請求項１乃至１０記載の少なくとも２つのＴＭ２重モード誘電体共振器と上記結合手段とを備えているので、小型でかつ薄型にできるとともに、阻止帯域における減衰量を比較的大きくかつ通過帯域における挿入損失を比較的小さくできる。
【０１２６】
さらに、請求項１３記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、誘導結合させる結合手段を備えているので、互いに隣接する上記各２つのＴＭ２重モード誘電体共振器を容易に結合させることができる。
【０１２７】
またさらに、請求項１４記載の高周波帯域通過フィルタ装置は、容量結合させる上記結合手段を備えているので、互いに隣接する上記各２つのＴＭ２重モード誘電体共振器を容易に結合させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の一部破断斜視図である。
【図２】図１のＴＭ２重モード誘電体共振器のＡ−Ａ’における縦断面図である。
【図３】図１のＴＭ２重モード誘電体共振器の平板電極３の上面における電流分布を示す平面図である。
【図４】図１のＴＭ２重モード誘電体共振器の図３に示すｘ軸に沿った縦断面における電界分布を示す断面図である。
【図５】図１のＴＭ２重モード誘電体共振器の図３に示すｙ軸に沿った縦断面における磁界分布を示す断面図である。
【図６】本発明に係る第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の横断面図である。
【図７】図６のＢ−Ｂ’線についての第２の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の縦断面図である。
【図８】（ａ）は、図６のＴＭ２重モード誘電体共振器の平板電極３の表面における奇モードの電流分布を示す平面図であり、（ｂ）は、図６のＴＭ２重モード誘電体共振器の平板電極３の表面における偶モードの電流分布を示す平面図である。
【図９】図６のＴＭ２重モード誘電体共振器の等価回路を示す回路図である。
【図１０】本発明に係る変形例のＴＭ２重モード誘電体共振器の誘電体１の縦断面図である。
【図１１】本発明に係る別の変形例のＴＭ２重モード誘電体共振器の誘電体１の縦断面図である。
【図１２】本発明に係る第３の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器における誘電体１０１の縦断面図である。
【図１３】図１２のＴＭ２重モード誘電体共振器の変形例の誘電体１０２の縦断面図である。
【図１４】（ａ）は本発明に係る第４の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器における誘電体１０４の縦断面図であり、（ｂ）は（ａ）の誘電体１０４の溝形成部１１４の等価回路である。
【図１５】図１４（ａ）のＴＭ２重モード誘電体共振器の変形例における誘電体１０３の縦断面図である。
【図１６】図１４（ａ）のＴＭ２重モード誘電体共振器の図１５とは異なる変形例における誘電体１０５の縦断面図である。
【図１７】図１４（ａ）のＴＭ２重モード誘電体共振器の図１５，１６とは異なる変形例における誘電体１０６の縦断面図である。
【図１８】本発明に係る第５の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器における誘電体１と高周波電磁界結合型薄膜積層電極３ａｍの縦断面図である。
【図１９】本発明に係る第６の実施形態のＴＭ２重モード誘電体共振器の縦断面図である。
【図２０】本発明に係る第７の実施形態の高周波帯域通過フィルタ装置の一部破断斜視図である。
【図２１】図２０の高周波帯域通過フィルタ装置のＣ−Ｃ’における縦断面図である。
【図２２】図２１のＤ−Ｄ’における図２０の高周波帯域通過フィルタ装置の横断面図である。
【図２３】図２０の高周波帯域通過フィルタ装置の等価回路を示す回路図である。
【図２４】図２０の高周波帯域通過フィルタ装置の動作説明図である。
【符号の説明】
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…ＴＭ２重モード誘電体共振器、
１，１ａ，１ｂ，１ｃ，２，２ａ，２ｂ，２ｃ，１０１乃至１０６，１０４ａ，１０４ｂ…誘電体、
Ｍ１乃至Ｍ５，Ｍ３１ａ，Ｍ３２ａ，Ｍ３３ａ，Ｍ３１ｂ，Ｍ３２ｂ，Ｍ３３ｂ，Ｍ６１ａ，Ｍ６２ａ，Ｍ６３ａ，Ｍ６１ｂ，Ｍ６２ｂ，Ｍ６３ｂ…薄膜導体、Ｄ１乃至Ｄ４，Ｄ３１ａ，Ｄ３２ａ，Ｄ３１ｂ，Ｄ３２ｂ，Ｄ６１ａ，Ｄ６２ａ，Ｄ６１ｂ，Ｄ６２ｂ…薄膜誘電体、
３，３−１，３−２，３−３…平板電極、
３ａ，３ｂ，３ｄ，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４０ａ，４０ｂ…電極、
３ａｍ，４ａｍ，３０ａ，３０ｂ，６０ａ，６０ｂ…高周波電磁界結合型薄膜積層電極、
４，４−１，４−２，４−３…トーラス電極、
５ａ，５ｄ，５０ａ，５０ｂ…凹部、
５ｄ_１…底部、
５ｄ_２…周部分、
６，６ａ，６ｂ，６ｃ，７，７ａ，７ｂ，７ｃ…端面電極、
８，８０…導体ケース、
８ａ，８０ａ，８０ｂ，８０ｃ…キャビティー、
９ａ，９ｂ…導体板、
１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１３，１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ…切り欠き、
２１…結合ループインダクタ、
２２…入力キャパシタ、
２３，２４…結合キャパシタ、
２５…出力キャパシタ、
２６ａ，２６ｂ，２６ｃ…結合調整ねじ、
３４ａ，３４ｂ，６４ａ，６４ｂ…保護膜、
４１…入力コネクタ、
４２…出力コネクタ、
５１，５２，５３，５４…周波数調整ねじ、
７３，７４，７４ａ，７４ｂ，７５，７６，７７…溝、
２１１，２１２，２１３，２１４，２１５，２３４…導体線。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a TM dual-mode dielectric resonator used in microwaves and a high-frequency band-pass filter device.
[0002]
[Prior art]
In recent years, devices used for mobile communication have been required to be smaller and have higher performance with the development of systems such as digitization of communication systems and microcells. Microwave filters and antenna duplexers used in wireless base stations are also required to be further reduced in size, thickness, and loss.
[0003]
The present inventors have previously disclosed a TM dual-mode dielectric in which a cross-shaped dielectric integrally formed with the above-described dielectric is provided at the center of a square cylindrical dielectric whose outer surface is metallized. A body resonator has been proposed in Japanese Patent Application No. 62-150021. The conventional TM dual-mode dielectric filter configured using the above-described conventional TM dual-mode dielectric resonator is one of the technologies capable of withstanding the high power of the radio base station and realizing a small and low-loss property. The present inventors are already at the stage of practical use.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional TM dual-mode dielectric resonator, the dimensions of the resonator are uniquely determined according to the resonance frequency, and thus the unloaded Q is uniquely determined. There is a problem that it cannot be set higher than the determined no-load Q. Further, since the dimensions of the resonator are uniquely determined according to the resonance frequency, the thickness of the resonator cannot be set smaller than the thickness determined above, and it is difficult to reduce the thickness. There was a point.
[0005]
A first object of the present invention is to provide a TM dual-mode dielectric resonator that can be made smaller and thinner as compared with the conventional example and that can have a relatively high no-load Q.
[0006]
A second object of the present invention is to provide a high-frequency band-pass filter which can be made smaller and thinner than the conventional example, and has a small loss in a pass band and a large amount of attenuation in a stop band.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
2. The TM dual mode dielectric resonator according to claim 1 according to the present invention.IsFirst and second dielectrics each having a predetermined columnar shape having two end surfaces facing each other in parallel,
A first electrode formed on one end surface of the first dielectric;
A second electrode formed on one end surface of the second dielectric so as to face the first electrode;
A cavity surrounding the first and second dielectrics and having first and second conductor plates;
the aboveFirst conductor plateIsThe edge is separated from the outer periphery of the other end surface of the first dielectric by a predetermined distance.,And a part of the first conductor plate is formed so as to be in contact with the entire surface of the other end face of the first dielectric.,
the aboveSecond conductor plateIsThe edge portion is separated from the outer periphery of the other end surface of the second dielectric by a predetermined distance.,And a part of the second conductor plate is formed so as to be in contact with the entire other end face of the second dielectric.OctopusAnd features.
[0008]
A TM dual mode dielectric resonator according to claim 2 is characterized in that, in the TM dual mode dielectric resonator according to claim 1, the first and second dielectrics have a cylindrical shape. .
[0009]
Further, the TM dual mode dielectric resonator according to claim 3 is the TM dual mode dielectric resonator according to claim 1 or 2, further comprising:
A first concave portion formed at one end face of the first dielectric at an outer peripheral edge of the first electrode;
A third electrode integrally formed with the first electrode in the first recess;
A second recess formed at one end surface of the second dielectric so as to face the first recess at an outer peripheral edge of the second electrode;
The second recess is provided with a fourth electrode integrally formed with the second electrode.
[0010]
Still further, the TM dual mode dielectric resonator according to claim 4 includes first and second dielectrics each having a predetermined columnar shape having two end faces facing each other in parallel,
A first concave portion formed on one end surface of the first dielectric and having a bottom portion and an inner peripheral portion;
A first electrode formed at the bottom of the first recess,
A second recess formed on one end surface of the second dielectric so as to face the first recess, and having a bottom portion and an inner peripheral portion;
A second electrode formed at the bottom of the second recess;
A third electrode integrally formed with the first electrode on an outer peripheral portion of the first recess;
A fourth electrode integrally formed with the second electrode on an outer peripheral portion of the second recess;
The edge of the first conductor plate is separated from the outer periphery of the other end surface of the first dielectric by a predetermined distance, and a part of the first conductor plate is formed on the other surface of the first dielectric. A first conductor plate formed so as to contact the entire surface of
The edge of the second conductor plate is separated from the outer periphery of the other end surface of the second dielectric by a predetermined distance, and a part of the second conductor plate is formed on the other surface of the second dielectric. And a second conductor plate formed so as to be in contact with the entire surface of the substrate.
[0011]
A TM dual mode dielectric resonator according to a fifth aspect is the TM dual mode dielectric resonator according to the first, second, third or fourth aspect, wherein a part of the outer periphery of the first and second dielectrics is provided. Degenerate separation means for separating a double degenerate mode in the TM dual-mode dielectric resonator into two modes having different resonance frequencies by making the dielectric constant different from the permittivity of a portion other than the above portion Is further provided.
[0012]
Further, in the TM dual mode dielectric resonator according to the sixth aspect, in the TM dual mode dielectric resonator according to the fifth aspect, the degenerate separation means may be a part of an outer periphery of the first and second dielectrics. It is characterized by being a notch formed in.
[0013]
Furthermore, the TM dual mode dielectric resonator according to claim 7 is the TM dual mode dielectric resonator according to claim 1, 2, 3, 4, 5, or 6, wherein the TM dual mode dielectric resonator is the same as the TM dual mode dielectric resonator. The diameter of the portion from the other end face of the first dielectric to a predetermined length is reduced by the first dielectric so that the current flowing through the third electrode and the fourth electrode when excited is reduced. It is formed to be smaller than the diameter of the other part of the body, and the diameter of the part from the other end face of the second dielectric to a predetermined length is the diameter of the other part of the second dielectric. It is characterized in that it is formed so as to be smaller than.
[0014]
The TM dual-mode dielectric resonator according to claim 8 is the TM dual-mode dielectric resonator according to claim 1, 2, 3, 4, 5, or 6, further comprising: an outer peripheral surface of the first dielectric; A groove having a predetermined shape is formed on the outer peripheral surface of the second dielectric so as to reduce the current flowing through the third electrode and the fourth electrode when the TM dual mode dielectric resonator is excited. Is provided.
[0015]
According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a TM dual mode dielectric resonator according to any one of the first to eighth aspects, wherein at least one of the first to fourth electrodes is provided. One is a high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrode constituted by alternately laminating thin-film conductors and thin-film dielectrics.
[0016]
According to a tenth aspect of the present invention, there is provided a TM dual mode dielectric resonator according to any one of the first to ninth aspects, wherein the first conductor plate and the second conductor are provided. And a cavity for confining the electromagnetic field of the TM dual mode dielectric resonator in the cavity.
[0017]
A high-frequency band-pass filter device according to claim 11 of the present invention includes: a TM dual-mode dielectric resonator according to any one of claims 1 to 10;
An input terminal for inputting a high-frequency signal to the TM dual-mode dielectric resonator,
An output terminal for outputting a high-frequency signal output from the TM dual-mode dielectric resonator.
[0018]
A high-frequency band-pass filter device according to a twelfth aspect includes at least two TM dual-mode dielectric resonators according to the first to tenth aspects,
Coupling means for coupling each of the two TM dual-mode dielectric resonators adjacent to each other;
An input terminal for inputting a high-frequency signal to the TM dual-mode dielectric resonator,
An output terminal for outputting a high-frequency signal output from the TM dual-mode dielectric resonator.
[0019]
Furthermore, a high-frequency band-pass filter device according to claim 13 is the high-frequency band-pass filter device according to claim 12, wherein at least one of the coupling units is a coupling unit by inductive coupling.
[0020]
Furthermore, the high-frequency band-pass filter device according to claim 14 is the high-frequency band-pass filter device according to claim 12, wherein at least one of the coupling units is a coupling unit by capacitive coupling. .
[0021]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the accompanying drawings, the same components are denoted by the same reference numerals.
[0022]
<First embodiment>
FIG. 1 is a partially cutaway perspective view of a TM dual mode dielectric resonator according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a cross-sectional view of the TM dual mode dielectric resonator of FIG. 1 taken along the line A-A 'of FIG.
[0023]
The TM dual mode dielectric resonator according to the first embodiment includes a dielectric 1, a dielectric 2, a plate electrode 3, a torus electrode 4, and a case 8, and is sandwiched between the dielectric 1 and the dielectric 2. The plate electrode 3 is formed by joining an electrode 3a formed on the lower surface of the dielectric 1 and an electrode 3b formed on the upper surface of the dielectric 2, and the torus electrode 4 connected to the outer periphery of the plate electrode 3 An electrode 4a formed integrally with the electrode 3a and an electrode 4b formed integrally with the electrode 3b are joined. Here, the electrode 4a is formed in the recess 5a, and the electrode 4b is formed in the recess 5b.
[0024]
Hereinafter, the configuration of the TM dual mode dielectric resonator according to the first embodiment will be described in detail with reference to FIGS. In the TM dual mode dielectric resonator according to the first embodiment, as shown in FIGS. 1 and 2, an end face electrode is provided on the entire upper end face of a cylindrical dielectric 1 having a diameter d and an axial length h. 6 are formed. An annular concave portion 5a having an outer diameter smaller than the diameter d is formed in the lower end surface of the dielectric 1 so as to be concentric with the dielectric 1 and to have a semicircular vertical cross section. . A circular electrode 3a is formed on the lower end surface of the dielectric 1 inside the inner circumferential circle of the recess 5a so as to be concentric with the dielectric 1, and an electrode 4a is formed integrally with the electrode 3a in the recess 5a. You. Here, the concave portion 5a is formed such that the vertical cross-sectional shape of the concave portion 5a is a semicircular shape having a diameter larger than the film thickness of the electrode 3a. Further, an end face electrode 7 is formed on the entire lower end face of the cylindrical dielectric 2 having the same diameter d as the dielectric 1 and the same axial length h. An annular concave portion 5b having the same outer diameter and inner diameter as the concave portion 5a is formed on the upper end surface of the dielectric 2 so as to face the concave portion 5a. Here, the concave portion 5 b is formed so as to be concentric with the dielectric 2. A circular electrode 3b is formed on the upper end surface of the dielectric 2 inside the inner circumferential circle of the recess 5b so as to be concentric with the dielectric 2, and an electrode 4b is formed integrally with the electrode 3b in the recess 5b. You.
[0025]
The electrodes 3a and 3b are joined so that the dielectrics 1 and 2 are coaxial with each other and the electrodes 4a and 4b face each other. As a result, a flat electrode 3 composed of the electrodes 3a and 3b, and a torus electrode 4 composed of the electrodes 4a and 4b and having an annular longitudinal cross section are configured. In this case, the electrodes 3a and 3b and the electrodes 4a and 4b are joined so as to be electrically connected by soldering or the like. However, in the present invention, the electrodes 3a and 3b and the electrodes 4a and 4b may be joined to each other by using an adhesive or the like so as not to be electrically connected. Further, the electrode 4a and the electrode 4b may be electrically connected or may be electrically insulated. Here, the electrodes 3a, 3b, 4a, 4b are made of silver, gold, copper, aluminum, or the like, and are formed by using, for example, a sputtering method, a vacuum evaporation method, or an electroless plating method. Further, a conductor case 8 having a conductor plate 9a and a conductor plate 9b opposed to each other, and having a cylindrical internal cavity 8a having a predetermined inner diameter D and a predetermined length K in an axial direction, is provided with a conductor plate 9a. So that the lower surface of the conductive plate 9b is electrically connected to the end surface electrode 7 formed on the dielectric 2 so that the lower surface of the conductive plate 9b is electrically connected to the end surface electrode 6 formed on the dielectric 1. Provided. Here, the cavity 8a and the dielectrics 1 and 2 are provided so as to be coaxial, and the distance between the outer peripheral surface of the cavity 8a and the outer peripheral surfaces of the dielectrics 1 and 2 is set to a predetermined constant value. Is set. The TM dual mode dielectric resonator according to the first embodiment is configured as described above.
[0026]
In the TM dual mode dielectric resonator configured as described above, the cavity 8a functions as an attenuation region in which electromagnetic field energy is attenuated and electromagnetic waves do not propagate, and the electromagnetic field of a high-frequency signal having a predetermined frequency It is distributed inside and near the bodies 1 and 2. Thus, when the TM dual-mode dielectric resonator is excited by the high-frequency signal, the TM dual-mode dielectric resonator resonates in various TM modes having respective unique resonance frequencies. At this time, the side surfaces of the dielectrics 1 and 2 operate as magnetic walls that approximately satisfy the open condition.
[0027]
Next, the resonance mode of the TM dual mode dielectric resonator configured as described above will be described. The electromagnetic field distribution of the TM dual-mode dielectric resonator is basically the same as the electromagnetic field distribution of the balanced disk resonator, but the radial outside of the flat plate electrode 3 is Since the free space has a dielectric constant lower than the dielectric constant, electromagnetic energy concentrates inside the dielectrics 1 and 2 in the TM dual mode dielectric resonator. Here, a balanced disk resonator is defined by two circular dielectric substrates having the same diameter and the same thickness, coaxially sandwiching a circular electrode having a smaller diameter than the dielectric substrate. This is a disk resonator formed by forming a ground conductor on each surface of the substrate opposite to the surface in contact with the electrode.
[0028]
In the following description with reference to the drawings, the description will be made using orthogonal coordinates with the center point O on the axis of the plate electrode 3 as the origin and the z-axis in the axial direction of the plate electrode 3 as necessary. In this specification, a resonator having an electromagnetic field symmetric about the x-axis is called an x-axis resonator, and its eigenmode is called an x-mode. A resonator having a symmetric electromagnetic field distribution about the y-axis is called a y-axis resonator, and its eigenmode is called a y-mode. FIG. 3 shows that the TM dual-mode dielectric resonator is a TM dual mode dielectric resonator.₁₁₀FIG. 4 is a plan view showing a current distribution of an x-axis resonator on the upper surface of a plate electrode 3 when resonating in a mode. As shown in FIG. 3, on the upper surface of the plate electrode 3, the current I is from an edge 31 where the outer periphery of the plate electrode 3 intersects the x axis to the other point where the outer periphery of the plate electrode 3 intersects the x axis. Flows toward the edge 32. Further, currents other than the current flowing through the center point O flow curving outward.
[0029]
FIG. 4 shows that the TM dual mode dielectric resonator has a TM₁₁₀FIG. 4 is a cross-sectional view showing an electric field distribution of the x-axis resonator in a vertical cross section along the x-axis of the TM dual mode dielectric resonator when resonating in a mode. As shown in FIG. 4, in the cross section, in the region of the dielectric 1 where x is negative, the electric field E is distributed in the z-axis direction from the upper surface of the plate electrode 3 toward the end surface electrode 6, and the dielectric 2 where x is negative In the region (1), the electric field E is distributed in the z-axis direction from the lower surface of the plate electrode 3 to the end surface electrode 7. Further, in the region of the dielectric 1 where x is positive, an electric field E is distributed in the z-axis direction from the end face electrode 6 toward the upper surface of the plate electrode 3. The electric field E is distributed in the z-axis direction toward the lower surface of the electrode 3. Here, the length of the arrow indicating the electric field E in FIG. 4 indicates the intensity of the electric field E, and the intensity of the electric field E becomes stronger as it is closer to the outer periphery of the dielectrics 1 and 2.
[0030]
FIG. 5 shows that the TM dual-mode dielectric resonator has the TM₁₁₀FIG. 4 is a cross-sectional view illustrating a magnetic field distribution of an x-axis resonator in a vertical cross section along a y-axis of a TM dual mode dielectric resonator when resonating in a mode. As shown in FIG. 5, the magnetic field H is connected to the torus electrode 4 from the negative to the positive y in the dielectric 1 and from the positive to the negative y in the dielectric 2 in the cross section. Are distributed so as to surround the flat plate electrode 3 thus formed. Here, the magnetic field H is distributed so as to be substantially parallel to the plate electrode 3.
[0031]
The y-axis resonator also has a similar electromagnetic field distribution, and the x mode and the y mode have the same resonance frequency and are degenerate.
[0032]
As shown in FIG. 5, the x-mode magnetic field makes a round around the x-axis, and the magnetic field intensity increases particularly at the edge of the plate electrode 3 on the y-axis. That is, since an edge effect occurs in which the current I is concentrated at the edge, the conductor loss increases at the edge. Similarly, the y-mode magnetic field makes a round around the y-axis, and the magnetic field intensity increases particularly at the edge of the plate electrode 3 on the x-axis. That is, since an edge effect occurs in which the current I is concentrated at the edge, the conductor loss increases at the edge. Therefore, in the TM dual mode resonator of the first embodiment, TM₁₁₀In order to reduce the loss due to the mode edge effect, a torus electrode 4 is provided on the outer periphery of the flat electrode 3, and current is dispersed on the outer periphery of the longitudinal section of the torus electrode 4 to reduce current concentration. Thereby, the conductor loss generated at the edge of the plate electrode 3 is reduced.
[0033]
According to the TM dual-mode dielectric resonator of the first embodiment described in detail above, the electrode 3a formed on the lower end surface of the dielectric 1 and the electrode 3b formed on the upper end surface of the dielectric 2 are joined. Thus, the plate electrode 3 is configured, so that the plate electrode 3 can be made thinner than a case where the plate electrode 3 is formed using one conductor plate. As a result, the thickness of the TM dual mode dielectric resonator of the first embodiment can be reduced.
[0034]
Further, according to the TM dual mode dielectric resonator of the first embodiment, since the electrode 3a and the electrode 4a are integrally formed and the electrode 3b and the electrode 4b are integrally formed, the plate electrode 3 As compared with the case where the and torus electrodes 4 are separately formed and then connected, there is no resistance generated at the connection portion, and the loss can be reduced. Further, it is possible to prevent the resonance frequency and the no-load Q from fluctuating due to a change in the value of the resistance generated at the connection portion.
[0035]
Furthermore, according to the TM dual mode dielectric resonator of the first embodiment, the electrode 3a and the electrode 4a are formed integrally and the electrode 3b and the electrode 4b are formed integrally, so that the plate electrode 3 And the torus electrode 4 are separately manufactured and then connected to each other.
[0036]
<Second embodiment>
FIG. 6 is a transverse sectional view of the TM dual mode dielectric resonator of the second embodiment, and FIG. 7 is a longitudinal sectional view taken along line B-B 'in FIG. The TM dual mode dielectric resonator according to the second embodiment has cutouts 11, 12, 13, and 14 provided on the outer periphery of the dielectrics 1 and 2 in the TM dual mode dielectric resonator according to the first embodiment. It is characterized by the following.
[0037]
In the TM dual-mode dielectric resonator according to the second embodiment, as shown in FIG. 6, at positions opposing each other on the outer periphery of the dielectric 2 separated from the x-axis by 45 degrees with respect to the axis of the dielectric 2, A notch 13 and a notch 14 are formed by removing the dielectric in a semicircular groove shape from the upper end surface to the lower end surface of the dielectric 2. As shown in FIG. 7, a notch 11 formed by removing the dielectric in a semicircular groove shape from the upper end surface to the lower end surface of the dielectric 1 is provided at a position facing the outer periphery of the dielectric 1. The notch 12 is provided so as to be coaxial with the notches 13 and 14, respectively. Thus, the TM dual-mode dielectric resonator of the second embodiment is configured to be asymmetric with respect to the x-axis and the y-axis, respectively.
[0038]
In the TM dual mode dielectric resonator according to the second embodiment configured as described above, the x-axis resonator and the y-axis resonator described in detail in the description of the first embodiment are provided on the dielectric 1. The cutouts 11 and 12 and the cutouts 13 and 14 provided in the dielectric 2 are coupled to each other to generate two independent modes having different resonance frequencies, an even mode and an odd mode. That is, the cutouts 11, 12, 13, and 14 separate degenerate x-mode and y-mode degenerate doubly and generate two independent modes having different resonance frequencies, even mode and odd mode. Constituting the separating means.
[0039]
FIG. 8A shows a current distribution on the upper surface of the plate electrode 3 in the odd mode. The current on the upper surface of the odd-mode plate electrode 3 is changed from the edge 34 on the outer periphery of the plate electrode 3 near the notches 12 and 14 to the edge on the outer periphery of the plate electrode 3 near the notches 11 and 13. It is distributed in the direction toward 33. FIG. 8B shows a current distribution on the upper surface of the plate electrode 3 in the even mode. The current on the upper surface of the even-mode plate electrode 3 is one of two opposing edges on the outer periphery that are separated from the edges 33 and 34 by 90 degrees from each other about the center of the plate electrode 3. It is distributed in a direction from one edge 35 to the other edge 36.
[0040]
FIG. 9 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the TM dual mode dielectric resonator according to the second embodiment. The equivalent circuit in FIG. 9 includes a rotationally symmetric ring distributed constant line configured by connecting distributed constant lines LN1 to LN8 in series in a ring shape. Here, each of the distributed constant lines LN1 to LN8 is set to have a length of ４ wavelength at the resonance frequency. Therefore, the ring distributed constant line has an electrical length of 2π. A connection point between the distributed constant line LN1 and the distributed constant line LN2 is grounded via an internal coupling capacitor C3, and a connection point between the distributed constant line LN5 and the distributed constant line LN6 is grounded via an internal coupling capacitor C4. You. Here, the internal coupling capacitors C3 and C4 are capacitors for coupling the x-axis resonator and the y-axis resonator, and correspond to degenerate separation means.
[0041]
In the equivalent circuit of FIG. 9, input / output terminals T1 and T3 located on the x-axis respectively correspond to the excitation points of the x-axis resonator, are input / output terminals of the x-axis resonator, respectively, and are located on the y-axis. The input / output terminals T2 and T4 correspond to the excitation points of the y-axis resonator, respectively, and are input / output terminals of the y-axis resonator, respectively. That is, the x-axis resonator is formed by connecting distributed constant lines LN1 to LN4 in series and connecting a distributed constant line having an electric length of π and distributed constant lines LN4 to LN8 in series and having an electric length of π. As a half-wave resonator connected in parallel with a distributed constant line. The y-axis resonator is formed by connecting distributed constant lines LN3, LN4, LN5 and LN6 in series, and connecting a distributed constant line having an electrical length of π and distributed constant lines LN7, LN8, LN1 and LN2 in series. And a half-wavelength resonator in which a distributed constant line having an electrical length of π is connected in parallel.
[0042]
Here, the capacitances of the internal coupling capacitors C3 and C4 of the equivalent circuit of FIG. 9 have negative capacitances equal to each other, and -ΔC Given by Where ω in Equation 1₀Is the resonance frequency f of the dual mode dielectric resonator₀Which is given by Equation 2. The electrical length θ of each of the distributed constant lines LN1 to LN8 is given by the following equation (3). Further, k in Equations (1) and (3) is a coupling coefficient given when designing a high-frequency bandpass filter having a predetermined passband characteristic and a given stopband characteristic, and is given by the following Equation (4). F in Equations 2 and 4_oddAnd f_evenAre the resonance frequencies of the odd mode and the even mode, respectively.
[0043]
(Equation 1)
ΔC = (2Y_a/ Ω₀) · Tan {πk / (2-k)}
(Equation 2)
ω₀= 2πf₀= Π (f_even+ F_odd)
(Equation 3)
θ = (π / 4) · (1 + k / 2)
(Equation 4)
k = 2 (f_even−f_odd) / (F_even+ F_odd) = 1.418 (2ΔC / C₀)
[0044]
Where C in Equation 4₀Is the capacitance of the dielectric 1 sandwiched between the end face electrode 6 and the plate electrode 3 in the TM dual mode dielectric resonator. Further, since the dielectric 2 is formed in the same shape as the dielectric 1, the capacitance of the dielectric 2 sandwiched between the end face electrode 7 and the plate electrode 3 also has a capacitance of C.₀It is. Given that the TM dual mode dielectric resonator has the dielectrics 1 and 2, it is given by the following equation (5). Ε in Equation 5₀Is the dielectric constant in a vacuum, a is the radius of the dielectrics 1 and 2, and a = d / 2.
[0045]
(Equation 5)
C₀= (2 ε₀ε_r・ Πa²) / H
[0046]
The TM dual mode dielectric resonator according to the second embodiment configured as described above has the cutouts 11, 12, 13, and 14 formed on the side surfaces of the dielectrics 1 and 2, so that the x-axis resonator and The y-axis resonator can be coupled and can generate two independent modes, the even mode and the odd mode.
[0047]
<Third embodiment>
The difference between the TM dual mode dielectric resonator of the third embodiment and the TM dual mode dielectric resonator of the first embodiment is shown in FIG. 12 instead of the dielectrics 1 and 2 of FIG. This is the point that two dielectrics 101 are used. The dielectric body 101 used in the third embodiment includes a cylindrical first portion having a diameter d1 and a cylindrical second portion having a diameter d2, which are connected so as to be coaxial with each other. Is set to be larger than the diameter d1 of the first portion having a predetermined length from the upper end surface. The concave portion 5a, the electrode 3a, and the electrode 4a are formed on the lower end surface of the dielectric body 101 as in the first embodiment. Here, the inner diameter of the recess 5a is set to be substantially equal to the diameter d1 of the first portion of the dielectric 101, and the outer diameter of the recess 5a is larger than the diameter d1 and smaller than the diameter d2. Is set to Using the two dielectrics 101 of FIG. 12 configured as described above, the electrode 3a of one dielectric 101 and the electrode 3a of the other dielectric 101 are connected so that the two dielectrics 101 are coaxial with each other. The two dielectrics 104 are joined so that they face each other and the electrode 4a of one dielectric 101 and the electrode 4a of the other dielectric 101 face each other, and the TM dual mode dielectric of the third embodiment is joined. The resonator is configured. Here, the electrode 3a of one dielectric 101 and the electrode 3a of the other dielectric 101 may be electrically connected to each other or may not be electrically connected. Also, the electrode 4a of one dielectric 101 and the electrode 4a of the other dielectric 101 may be electrically connected to each other or may be electrically insulated.
[0048]
In the TM dual mode dielectric resonator of the third embodiment configured as described above, the electric field energy is concentrated and distributed in the resonance region of the dielectric 101 sandwiched between the electrode 3a and the electrode 6. . That is, the electric field energy in the annular portion having the inner diameter d1 and the outer diameter d2 located outside the resonance region in the second portion having the diameter d2 can be made smaller than that in the resonance region. In other words, the torus electrode formed by connecting the two electrodes 4a is formed outside the resonance region where the electric field energy is concentrated and distributed. As a result, in the third embodiment, the electric field energy around the electrode 4a can be reduced as compared with the first embodiment, so that the current flowing through the electrode 4a can be reduced and the energy lost in the electrode 4a can be reduced. Accordingly, since the conductor loss due to the current flowing through the electrode 4a can be reduced, the no-load Q of the TM dual-mode dielectric resonator of the third embodiment is equal to the unload of the TM dual-mode dielectric resonator of the first embodiment. It can be larger than Q.
[0049]
In the TM dual mode dielectric resonator according to the third embodiment described above, the dielectric 101 including the first portion having the diameter d1 and the second portion having the diameter d2 is used, but the present invention is not limited to this. As shown in FIG. 13, a dielectric 102 formed so that the outer shape of the vertical section of the second portion having the diameter d2 draws an arc along the concave portion 5a. Even with the above configuration, it operates and has the same effect as the TM dual mode dielectric resonator of the third embodiment.
[0050]
<Fourth embodiment>
The TM dual mode dielectric resonator according to the fourth embodiment differs from the TM dual mode dielectric resonator according to the first embodiment in that dielectrics 1 and 2 shown in FIG. The point is that two dielectrics 104 shown in a) are used. The dielectric 104 used in the fourth embodiment is configured by forming a groove 74 having a rectangular vertical cross section in an annular shape on the outer peripheral surface of the dielectric 1 of FIG. Here, the groove 74 is formed substantially at the center of the dielectric 1 in the axial direction. The electrode 6 is formed on the upper end surface of the dielectric 104, and the concave portion 5a, the electrode 3a, and the electrode 4a are formed on the lower end surface of the dielectric 104, as in the first embodiment. The diameter of the dielectric 103 at the deepest portion of the groove 74 in the direction from the outer peripheral surface of the dielectric 1 toward the axis of the dielectric 1 is formed so as to be substantially equal to the inner diameter of the recess 5a. The electrode 3a of one dielectric 104 and the electrode 3a of the other dielectric 104 face each other so that the two dielectrics 104 of FIG. 14A configured as described above are coaxial with each other. The TM dual-mode dielectric resonator according to the fourth embodiment is formed by joining the electrodes 4a of one dielectric 104 and the electrodes 4a of the other dielectric 103 so as to face each other.
[0051]
The operation of the TM dual mode dielectric resonator according to the fourth embodiment configured as described above will be described. In the following description of the operation, the dielectric 104 is divided into three regions, a resonance region R104, an annular region A104, and an annular region B104, as shown in FIG. Here, the resonance region R104 is a central portion of the dielectric 104, is a cylindrical region having a diameter d3 around the axis of the dielectric 1, and the annular region A104 has an inner diameter d3 located on the groove 74. The annular area B104 is an annular area having an inner diameter d3 and an outer diameter d4 located below the groove 74 and having an outer diameter d4. A region including the ring region A104, the groove 74, and the ring region B104 is referred to as an attenuation region 114.
[0052]
In the TM dual mode dielectric resonator according to the fourth embodiment, the electric field at the time of resonance is oriented in the axial direction of the dielectric 104 as described in the first embodiment. Facing the direction. Therefore, the attenuation region 114 can be considered in the same way as a parallel plate capacitor. Further, as described above, the attenuation region 114 is formed by stacking the annular region A104, the groove 74, and the annular region B104 in the axial direction, so that the parallel plate capacitor of the attenuation region 114 is formed as shown in FIG. It can be represented by a series connection of a capacitor CA104 corresponding to the annular region A104, a capacitor C74 corresponding to the groove 74, and a capacitor CB104 corresponding to the annular region B104. Here, the permittivity ε of the annular region A104 and the annular region B104_rThat is, the dielectric constant ε of the dielectric 104_rIs the dielectric constant ε in vacuum₀Therefore, the capacitance value of the parallel plate capacitor in the attenuation region 114 is substantially equal to the capacitance value of the capacitor C74 corresponding to the groove 74. Therefore, the dielectric constant of the attenuation region 114 is the dielectric constant ε in a vacuum.₀Is approximately equal to As a result, the attenuation region 114 functions as a region where electromagnetic field energy is attenuated and electromagnetic waves do not propagate, and the electromagnetic field energy of a high-frequency signal having a predetermined frequency is concentrated and distributed inside the resonance region R104. At this time, the circumferential surface 100 of the resonance region R104 operates as a magnetic wall that approximately satisfies the open condition.
[0053]
Further, since the electrode 4a is formed on the lower end surface of the attenuation region 114, the electromagnetic field energy around the electrode 4a can be reduced in the fourth embodiment as compared with the first embodiment. Thus, the current flowing through the electrode 4a can be reduced, and the energy lost at the electrode 4a can be reduced. Therefore, the no-load Q of the TM dual-mode dielectric resonator of the fourth embodiment can be made larger than the no-load Q of the TM dual-mode dielectric resonator of the first embodiment. In other words, in the fourth embodiment, since the electrode 4a is formed outside the resonance region R104, the current flowing through the electrode 4a can be reduced, and the unloaded Q of the TM dual-mode dielectric resonator can be increased.
[0054]
In the TM dual mode dielectric resonator according to the fourth embodiment, the dielectric 104 having the rectangular groove 74 formed on the outer peripheral surface is used. However, the present invention is not limited to this, and as shown in FIG. May be formed using a dielectric 103 having a groove 73 having a V-shaped cross section formed on the outer peripheral surface, or a vertical cross-sectional shape is substantially rectangular as shown in FIG. A dielectric 105 having a groove 75 formed so that the vertical cross-sectional shape at both ends thereof is an arc shape may be used. Here, the groove 73 is formed such that the surface facing the groove 5 a of the two inner surfaces is substantially parallel to the lower end surface of the dielectric 1, and the dielectric 103 at the deepest portion of the groove 73 is formed. Is formed so as to be substantially equal to the inner diameter of the recess 5a, and the diameter of the dielectric 103 at the deepest portion of the groove 75 is formed to be substantially equal to the inner diameter of the recess 5a. Alternatively, as shown in FIG. 17, a dielectric 106 having two rectangular grooves 76 and 77 formed on the outer peripheral surface may be used. Even with the above configuration, the same operation and the same effect as the TM dual mode dielectric resonator according to the fourth embodiment are obtained.
[0055]
<Fifth embodiment>
The difference between the TM dual mode dielectric resonator of the fifth embodiment and the TM dual mode dielectric resonator of the first embodiment is that the dielectric 1 having the electrode 3a and the electrode 4a and the electrode 3b Instead of the dielectric 2 having the electrode and the electrode 4b, two dielectrics 1 having the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 4am and the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 4am shown in FIG. 18 are used. It is a point that did. In the fifth embodiment, a high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 3am is formed on the lower end surface of the dielectric 1 instead of the electrode 3a, and a high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 4am is formed instead of the electrode 4a. Is done. Then, in the fifth embodiment, the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 3am of one dielectric 1 and the high frequency electromagnetic field coupling type thin film of the other dielectric 1 so that the two dielectrics 1 are coaxial with each other. The laminated electrode 3am is joined so as to face each other, and the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 4am of one dielectric 1 and the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 4am of the other dielectric 1 face each other. Connected.
[0056]
Here, the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 3am and the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 4am are configured by alternately laminating the thin film conductors M1 to M5 and the thin film dielectrics D1 to D4. Then, in the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 3am and 4am, the electromagnetic field generated in the dielectric 1 and the electromagnetic field generated in each of the thin film dielectrics D1 to D4 when the TM dual mode dielectric resonator is excited at the resonance frequency. Are set to be substantially in phase with each other, the dielectric film thickness of each of the thin film dielectrics D1 to D4, the dielectric constant of the dielectric 1, and the dielectric constant of the thin film dielectrics D1 to D4. The conductor thickness of each of the thin film conductors M2 to M5 is defined as the skin depth δ of the resonance frequency of the TM dual mode dielectric resonator.₀By setting the film thickness to a predetermined value so as to be thinner and thicker as the lower layer, the dielectric 1 and the thin film dielectric D4 adjacent to each other, the thin film dielectric D4 and the thin film dielectric D3, the thin film dielectric D3 and the thin film dielectric The electromagnetic fields are coupled to each other between the body D2 and the thin film dielectric D2 and the thin film dielectric D1. Thereby, a part of the resonance energy of the dielectric 1 at the time of resonance is transferred to the thin film dielectrics D4, D3, D2, and D1, and a high frequency current flows through each of the thin film conductors M1 to M5. Greatly suppresses the skin effect.
[0057]
The film thickness of the thin-film conductor M1 is set to a skin depth δ at the resonance frequency of the TM dual-mode dielectric resonator so that the total loss of the conductor loss and the radiation loss of the thin-film conductor M1 becomes minimum.₀Is set to be π / 2 times as large as
[0058]
The TM dual mode dielectric resonator of the fifth embodiment configured as described above is configured using the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 3am and 4am in which the skin effect at high frequencies is largely suppressed. Therefore, the no-load Q can be increased as compared with the TM dual mode dielectric resonator of the first embodiment.
[0059]
In the TM dual-mode dielectric resonator according to the fifth embodiment described above, the thickness of the thin film conductors M1 to M5 is set to be larger toward the lower layer. However, the present invention is not limited to this. The film thickness is determined by the skin depth δ of the resonance frequency of the TM dual mode dielectric resonator.₀It may be set to the same film thickness which is thinner or may be set so that the upper layer becomes thicker. Even with the above configuration, a part of the resonance energy of the dielectric 1 at the time of resonance can be transferred to the thin-film dielectrics D4, D3, D2, and D1, and the high-frequency current flows through each of the thin-film conductors M1 to M5. Can flow, so that the skin effect due to high frequency can be suppressed.
[0060]
In the TM dual-mode dielectric resonator according to the fifth embodiment, the thickness of the thin-film conductor M1 is set such that the total loss of the conductor loss and the radiation loss of the thin-film conductor M1 is minimized. Skin depth δ at the resonance frequency of the vessel₀Was set to be π / 2 times as large as However, the present invention is not limited to this, and at least the skin depth δ₀What is necessary is just to set so that it may become thicker. With the above configuration, the radiation loss of the thin film conductor M1 can be reduced, so that the conductor loss of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 3am, 4am is compared with the electrodes 3a, 4a of the first embodiment. Can be smaller.
[0061]
<Sixth embodiment>
FIG. 19 is a longitudinal sectional view of a TM dual mode dielectric resonator according to the sixth embodiment. The TM dual-mode dielectric resonator according to the sixth embodiment has a high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 60a which is an end face electrode formed on the upper end face, and a high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30a and an electrode 40a formed on the lower end face. A dielectric 104a formed, a high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30b and an electrode 40b formed on the upper end surface, and a high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 60b as an end surface electrode formed on the lower end surface. And characterized in that: Here, the dielectrics 104a and 104b have the same shape as each other, have grooves 74a and 74b, respectively, and are formed in the same manner as the dielectric 104 of the fourth embodiment. As in the case of the fourth embodiment, the central cylindrical portion of the dielectric 104a is referred to as resonance regions R104a and R104b, respectively. That is, the resonance regions R104a and R104b are cylindrical portions of the dielectrics 104a and 104b except for the annular portions located above and below the groove 74a.
[0062]
In the TM dual-mode dielectric resonator according to the sixth embodiment, a high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 60a having the same diameter as the upper end surface of the resonance region R104a is resonated on the upper end surface of the resonance region R104a of the dielectric 104a. It is formed so as to be coaxial with the region R104a. Here, in the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 60a, the thin film conductors M61a, M62a, M63a having the same diameter as the diameter of the upper end surface of the resonance region R104a and the thin film dielectrics D61a, D62a are alternately concentrically and alternately. It is configured by being laminated. Then, a protective film 64a is formed on the surface of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 60a so as to cover the surface. Similarly to the concave portion 5a of the first embodiment, an annular concave portion 50a is formed on the lower end surface of the dielectric 104a so as to be concentric with the dielectric 104 and to have a semicircular vertical cross-sectional shape. You. Here, the inner diameter of the concave portion 50a is set to be the same as the diameter of the resonance region R104a, and is formed along the outer periphery of the lower end surface of the resonance region R104a.
[0063]
Further, on the lower end surface of the resonance region R104a, a high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30a having the same diameter as the lower end surface of the resonance region R104a is formed so as to be coaxial with the resonance region R104a. Here, the high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrode 30a is formed by alternately laminating thin-film conductors M31a, M32a, M33a having the same diameter as the lower end face of the resonance region R104a and thin-film dielectrics D31a, D32a concentrically. Become. Then, a protective film 34a is formed on the surface of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30a so as to cover the surface. Further, the electrode 40a is formed in the recess 50a so that the vertical cross-sectional shape becomes a semicircle. Here, the electrode 40a is formed integrally with the thin film conductor M33a formed in contact with the lower end surface of the resonance region R104a, and is formed so as not to conduct with the thin film conductors M31a and M32a.
[0064]
Similarly, a high-frequency electromagnetic coupling type thin film in which thin film conductors M31b, M32b, M33b and thin film dielectrics D31b, D32b are alternately stacked on the upper end surface of the dielectric 104b having the groove 74b and the concave portion 50b. The laminated electrode 30b is formed, and a protective film 34b is formed on the surface of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30b. In the recess 50b, the electrode 40b is formed integrally with the thin-film conductor M33b. Further, on the lower end surface of the dielectric 104b, a high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrode 60b in which thin-film electrodes M61b, M62b, M63b and thin-film dielectrics D61b, D62b are alternately laminated is formed. A protective film 64b is formed on the surface of the type thin film laminated electrode 60b.
[0065]
Then, the protective film 34a of the dielectric 104a and the protective film 34b of the dielectric 104b are bonded using an adhesive or the like so that the dielectric 104a and the dielectric 104b configured as described above are coaxial with each other. Like the first embodiment, it is provided inside a conductor case 8 having conductor plates 9a and 9b.
[0066]
Here, in the TM dual-mode dielectric resonator of the sixth embodiment, in the high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrode 30a, when the TM dual-mode dielectric resonator resonates at the resonance frequency, the electromagnetic wave generated by the dielectric 104a is generated. The dielectric film thickness of each of the thin film dielectrics D31a, D32a, the dielectric constant of the dielectric 104a, and the dielectric constant of the thin film dielectrics D31a, D32a so that the field and the electromagnetic fields generated in the thin film dielectrics D31a, 32a are substantially in phase with each other. The dielectric constants of the bodies D31a and D32a are set. The conductor thickness of each of the thin film conductors M31a and M32a is set to the skin depth δ of the resonance frequency of the TM dual mode dielectric resonator.₀By setting the thickness to be thinner, the electromagnetic fields are coupled to each other between the dielectric 104a and the thin-film dielectric D32a adjacent to each other and between the thin-film dielectric D32a and the thin-film dielectric D31a. As a result, a part of the resonance energy of the dielectric 104a at the time of resonance is transferred to the thin film dielectrics D31a and D32a, and a high frequency current flows through each of the thin film conductors M31a to M33a. To suppress. Also in the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 30b, 60a and 60b, the dielectric constant of the thin film dielectric and the thickness of each thin film conductor and thin film dielectric are set in the same manner as in the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30b. , Greatly suppress the skin effect.
[0067]
The TM dual-mode dielectric resonator of the sixth embodiment configured as described above uses the high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrodes 30a, 30b, 60a, and 60b in which the skin effect at high frequencies is largely suppressed. With this configuration, the no-load Q can be increased as compared with the TM dual-mode dielectric resonator of the first embodiment.
[0068]
Further, in the TM dual mode dielectric resonator of the sixth embodiment configured as described above, the electromagnetic field energy when resonating at a predetermined resonance frequency is similar to the resonance region R104a, as in the fourth embodiment. It is concentrated and distributed inside R104b. Therefore, the circumferential surfaces 100a and 100b of the resonance regions R104a and R104b operate as magnetic walls that approximately satisfy the open condition. Further, since the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 30a, 30b and the resonance regions R104a, R104b are laminated so as to have the same diameter and to be coaxial with each other, the circumferential surfaces 100a, 100b satisfying the open condition. And the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 30a, 30b are located on the same circumferential surface. As a result, in the vicinity of the outer peripheral edge of the thin film conductors M33a and M33b, the current component in the radial direction from the center of the circular shape of the thin film conductors M33a and M33b toward the outside can be made substantially zero. The current that crosses the connection between the thin film conductor M33a and the electrode 40a and the connection between the thin film conductor M33b and the electrode 40b can be made substantially zero. Therefore, all the sub-lines and main lines constituted by the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 30a, 30b are bounded by the circumferential surfaces 100a, 100b and the peripheral surfaces of the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 30a, 30b. Since the same open condition is satisfied as a condition, the low-loss operation of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 30a and 30b can be more reliably performed. Here, the sub-line is each line composed of a pair of thin-film conductors sandwiching a thin-film dielectric, and the main line is defined by a pair of thin-film conductors M63a and M33a sandwiching a dielectric 104a. A line constituted by a pair of thin-film conductors M63b and M33b sandwiching the constituted line and the dielectric 104b. Further, current can be concentrated on the high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrodes 30a, 30b having a smaller conductor loss than the electrodes 40a, 40b, and the no-load Q of the TM dual-mode dielectric resonator is formed in the groove 74a. It can be higher than when not formed.
[0069]
In the above-described sixth embodiment, the protective films 34a, 34b, 64a, 64b are formed on the surfaces of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 30a, 30b, 60a, 60b, respectively, but the present invention is not limited to this. , The protective films 34a, 34b, 64a, 64b may not be formed. In this case, the thin film conductor M31a of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30a and the thin film conductor M31b of the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 30b may be joined by, for example, soldering so as to be electrically connected. Alternatively, bonding may be performed using, for example, an adhesive so as to prevent electrical conduction. The thin-film conductor M61a of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrode 60a is joined to the upper conductor plate 9a and the thin-film conductor M61b of the high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrode 60b by, for example, soldering so as to be electrically conductive. Alternatively, bonding may be performed using, for example, an adhesive or the like so as not to be electrically conducted. Even with the configuration described above, the same operation as in the sixth embodiment is performed, and the same effect is obtained.
[0070]
<Seventh embodiment>
FIG. 20 is a partially cutaway perspective view of a high-frequency bandpass filter device according to a seventh embodiment of the present invention. FIG. 21 is a longitudinal sectional view of the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment, taken along line C-C ′ in FIG. 20. FIG. 22 is a cross-sectional view of the high-frequency bandpass filter device according to the seventh embodiment taken along line D-D ′ in FIG. 21. The high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment includes three TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, R3 configured similarly to the TM dual-mode dielectric resonator according to the second embodiment, and a TM double filter. A coupling loop inductor 21 for inductively coupling the mode dielectric resonator R1 and the TM dual mode dielectric resonator R2, and a coupling capacitor for capacitively coupling the TM dual mode dielectric resonator R2 and the TM dual mode dielectric resonator R3. 23 and 24 are provided.
[0071]
Hereinafter, the configuration of the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment will be described in detail with reference to FIGS. 20, 21, and 22. In the high-frequency band-pass filter device of the seventh embodiment, as shown in FIGS. 21 and 22, the TM dual-mode dielectric resonator R1 includes a columnar dielectric 1a, a columnar dielectric 2a, and a flat plate. It comprises the electrode 3-1, the torus electrode 4-1 and the cavity 80a formed in the conductor case 80, and is configured similarly to the TM dual mode dielectric resonator of the second embodiment. Therefore, the plate electrode 3-1 is formed by joining the electrodes 3a and 3b, and the torus electrode 4-1 is formed by connecting the electrodes 4a and 4b. The dielectric 1a includes an end face electrode 6a formed on the upper end face, and cutouts 11a and 12a formed at positions facing each other on the outer periphery. The dielectric 2a includes an end face electrode 7a formed on the lower end face. And notches 13a, 14a formed at positions facing each other on the outer periphery. In FIG. 22, the symbols of the notches 13a and 14a are shown in parentheses above or below the symbols of the notches 11a and 12a, respectively.
[0072]
Similarly, the TM dual-mode dielectric resonator R2 includes a dielectric 1b, a dielectric 2b, a plate electrode 3-2, a torus electrode 4-2, and a cavity 80b formed in the conductor case 80. Similarly, the TM dual mode dielectric resonator R3 includes a dielectric 1c, a dielectric 2c, a plate electrode 3-3, a torus electrode 4-3, and a cavity formed in the conductor case 80. 80c. The dielectric 1b includes an end face electrode 6b formed on the upper end face, and cutouts 11b and 12b formed at positions facing each other on the outer periphery. The dielectric 2b includes an end face electrode 7b formed on the lower end face. And notches 13b and 14b formed at positions facing each other on the outer periphery. In FIG. 22, the signs of the notches 13b and 14b are shown in parentheses above or below the signs of the notches 11b and 12b, respectively. The dielectric 1c includes an end face electrode 6c formed on the upper end face, and cutouts 11c and 12c formed at opposing positions on the outer periphery. The dielectric 2c includes an end face electrode 7c formed on the lower end face. Notches 13c and 14c are formed at positions facing each other on the outer periphery. In FIG. 22, the signs of the notches 13c and 14c are shown in parentheses above or below the signs of the notches 11c and 12c, respectively. Here, the cavities 80a, 80b, 80c are formed side by side at predetermined intervals in the conductor case 80. Therefore, the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 are provided side by side at a predetermined interval between both end surfaces of the conductor case 80.
[0073]
An input connector 41 for connecting the high-frequency bandpass filter device to an external circuit is provided at the center of one end face of the conductor case 80 in the longitudinal direction. The center conductor of the input connector 41 is electrically insulated from the end face and penetrates the end face to be connected to one electrode of the input capacitor 22. The other electrode of the input capacitor 22 is connected to the outer periphery (outer surface) on the x-axis of the torus electrode 4-1 separated by 45 degrees from the notch 11a. As described above, the input connector 41 is capacitively coupled to the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 via the input capacitor 22. Here, the input capacitor 22 is configured by forming electrodes on both end surfaces of a cylindrical ceramic dielectric.
[0074]
The coupling loop inductor 21 includes five conductor lines 211, 212, 213, 214, and 215, and is connected in series so that the conductor lines 211, 212, 213, and 214 form a substantially rectangular loop. Both ends of the conductor line 215 are connected to the substantially center points of the conductor lines 212 and 214, respectively. Then, the coupling loop inductor 21 is positioned so as to be substantially coplanar with the plate electrodes 3-1 and 3-2, and the conductor lines 211, 213, and 215 connect the cavities 80a and 80b to each other. The conductor case 80 is provided so as to penetrate the center of the conductor wall of the conductor case 80 in the longitudinal direction. Here, the conductor wires 211 and 213 penetrate the conductor wall by being electrically insulated from the conductor wall by a through hole (not shown) provided to penetrate the conductor wall in the longitudinal direction of the conductor case 80. In addition, the conductor wire 215 penetrates the conductor wall so as to be electrically connected to the conductor wall, whereby the conductor wire 215 is grounded at the center. With the above configuration, a part of the magnetic field of the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 crosses the inside of the loop of the coupling loop inductor 21 around the conductor line 212, and A part of the magnetic field of the y-axis resonator of the resonator R <b> 2 crosses the inside of the loop of the coupling loop inductor 21 around the conductor line 214. As a result, the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 and the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 are inductively coupled via the coupling loop inductor 21.
[0075]
Further, a coupling capacitor 23 is connected to the outer peripheral surface of the torus electrode 4-2 on the x-axis located on the opposite side of the coupling loop inductor 21. Here, the coupling capacitor 23 is formed by forming electrodes on both end surfaces of a cylindrical dielectric, and the electrode formed on one end surface is connected to the torus electrode 4-2. The coupling capacitor 24 is connected to the outer peripheral surface of the torus electrode 4-3 on the x-axis facing the coupling capacitor 23. Here, similarly to the coupling capacitor 23, the coupling capacitor 24 is configured by forming electrodes on both end surfaces of a columnar dielectric, and the electrode formed on one end surface is connected to the torus electrode 4-3. Further, an electrode formed on the other end face of the coupling capacitor 23 and an electrode formed on the other end face of the coupling capacitor 24 are connected to each other by a conductor line 234. The conductor wire 234 is electrically insulated from a conductor wall separating the cavity 80b and the cavity 80c through a through hole (not shown) provided in the conductor wall, and penetrates the conductor wall. By the coupling capacitors 23 and 24 and the conductor line 234 configured as described above, the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 and the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 are capacitively coupled. I do.
[0076]
On one side surface of the conductor case 80 in the width direction, an output connector 42 having a center conductor and a ground conductor is provided so that the center conductor coincides with the y-axis of the TM dual-mode dielectric resonator R3. The center conductor of the output connector 42 is electrically insulated and penetrates the side surface of the conductor case 80 to be connected to one electrode of the output capacitor 25. The other electrode of the output capacitor 25 is connected to the outer periphery of the torus electrode 4-3 on the y-axis facing the output connector 42. As described above, the output connector 42 is capacitively coupled to the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 via the output capacitor 25.
[0077]
The coupling amount between the x-axis resonator and the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 is adjusted by 45 degrees from the x-axis of the TM dual-mode dielectric resonator R1 and close to the notch 13a. The connection adjusting screw 26 a for performing the connection is provided on the lower bottom surface of the conductor case 80. The coupling adjustment screw 26a is provided so as to be parallel to the direction in which the notch 13a is formed, and when the protrusion length of the coupling adjustment screw 26a in the cavity 81a changes, the coupling adjustment screw 26a and the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 are changed. Since the coupling amount with the y-axis resonator changes, the coupling amount can be adjusted by changing the protrusion length of the coupling adjusting screw 26a. Similarly, the coupling between the x-axis resonator and the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 is separated from the x-axis of the TM dual-mode dielectric resonator R2 by 45 degrees and close to the notch 14b. A coupling adjusting screw 26b for adjusting the amount is provided on the lower bottom surface so as to be parallel to the direction in which the notch 14b is formed, and the notch 14c is separated from the x-axis of the TM dual-mode dielectric resonator R3 by 45 degrees. , So that the coupling adjusting screw 26c for adjusting the coupling amount between the x-axis resonator and the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 is parallel to the direction in which the notch 14c is formed. It is provided on the lower bottom.
[0078]
On the other side in the width direction of the conductor case 80, frequency adjusting screws 51, 52 for adjusting the resonance frequencies of the respective x-axis resonators of the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, R3 are provided. 53 are provided so that the axis of each screw coincides with each y-axis of the TM dual mode dielectric resonators R1, R2, R3. When the protrusion length of the frequency adjusting screws 51, 52, 53 in the cavities 81a, 81b, 81c changes, the resonance frequency of each x-axis resonator of the TM dual mode dielectric resonators R1, R2, R3 changes. The resonance frequency of each x-axis resonator can be adjusted by changing the protrusion length of the adjustment screws 51, 52, 53. Further, on the other end face of the conductor case 80, a frequency adjusting screw 54 for adjusting the resonance frequency of the y-axis resonator of the TM dual mode dielectric resonator R3 is provided. It is provided so as to coincide with the x-axis of the dielectric resonator R3. If the protrusion length of the frequency adjustment screw 54 in the cavity 81c changes, the resonance frequency of the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 changes. Therefore, by changing the protrusion length of the frequency adjustment screw 54, the resonance frequency is changed. Can be adjusted.
[0079]
As described above, the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment includes three TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3. In the high-frequency band-pass filter device, the input connector 41 is capacitively coupled to the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 by the input capacitor 22. The x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 is formed by the notches 11a and 12a provided in the dielectric 1a and the notches 13a and 14a provided in the dielectric 2a. It is electromagnetically coupled to the y-axis resonator of the resonator R1. The y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 is inductively coupled to the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 by the coupling loop inductor 21. The y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 has a TM dual-mode dielectric resonator formed by notches 11b and 12b provided in the dielectric 1b and notches 13b and 14b provided in the dielectric 2b. It is electromagnetically coupled to the x-axis resonator of R2. Further, the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 is capacitively coupled to the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 by the coupling capacitors 23 and 24. The x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 has a TM dual-mode dielectric resonator formed by notches 11c and 12c provided in the dielectric 1c and notches 13c and 14c provided in the dielectric 2c. It is electromagnetically coupled with the y-axis resonator of R3. Further, the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 is capacitively coupled to the output connector 42 by the output capacitor 25. With the above configuration, a six-stage high-frequency band-pass filter device including the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 between the input connector 41 and the output connector 42 is configured.
[0080]
Next, the operation of the high-frequency band-pass filter device configured as described above will be described using an equivalent circuit.
[0081]
FIG. 23 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the high-frequency band-pass filter device. In the equivalent circuit, each of the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 can be represented in the same manner as the equivalent circuit of the TM dual-mode dielectric resonator of the second embodiment in FIG. That is, the equivalent circuit of each TM dual-mode dielectric resonator R1, R2, R3 is a double-mode equivalent circuit in which the x-axis resonator and the y-axis resonator are coupled, and each quarter-mode at each resonance frequency. Rotationally symmetric ring distributed constant lines having an electric length of 2π are connected to distributed constant lines LN1a to LN8a, distributed constant lines LN1b to LN8b, and distributed constant lines LN1c to LN8c each having a wavelength. In the equivalent circuit of the TM dual mode dielectric resonator R1, the connection point between the distributed constant line LN1a and the distributed constant line LN2a is grounded via the internal coupling capacitor C3a, and the distributed constant line LN5a and the distributed constant line LN6a are connected to each other. Is grounded via the internal coupling capacitor C4a.
[0082]
In the equivalent circuit of the TM dual-mode dielectric resonator R2, the connection point between the distributed constant line LN1b and the distributed constant line LN2b is grounded via the internal coupling capacitor C3b, and the distributed constant line LN5b and the distributed constant line LN6b are connected to each other. Is grounded via the internal coupling capacitor C4b. Further, in the equivalent circuit of the TM dual-mode dielectric resonator R3, the connection point between the distributed constant line LN1c and the distributed constant line LN2c is grounded via the internal coupling capacitor C3c, and the distributed constant line LN5c and the distributed constant line LN6c are connected to each other. Is grounded via the internal coupling capacitor C4c. As described above, an equivalent circuit of each of the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 is configured.
[0083]
The connection point between the distributed constant line LN1a and the distributed constant line LN8a located on the x-axis of the TM dual-mode dielectric resonator R1 is connected at one end to the other end of the input capacitor 22 having the input terminal T11. It is grounded via the capacitor C2a. Here, the capacitor C2a is a capacitance for correcting the resonance frequency of the x-axis resonator that changes when the input capacitor 22 is coupled to the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1. , Have a negative capacitance value. A connection point between the distributed constant lines LN2a and LN3a and a connection point between the distributed constant lines LN6a and LN7a are grounded via capacitors C5a and C6a, respectively. Here, the capacitors C5a and C6a are used to correct the resonance frequency of the y-axis resonator that changes when the coupling loop inductor 21 is coupled to the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 as described later. , Each having a negative capacitance value.
[0084]
Further, an inductor L1 is connected between the distributed constant line LN4a and the distributed constant line LN5a of the TM dual mode dielectric resonator R1, and the inductor L1 is inductively coupled to the inductor L11. Inductor L1 represents an equivalent inductor for generating a magnetic field inductively coupled to coupling loop inductor 21 among magnetic fields generated by the y-axis resonator of TM dual-mode dielectric resonator R1. The inductor L11, the inductor L12, and the inductor L13 are connected in parallel to form a coupled loop inductor 21, and one end of the coupled loop inductor 21 is grounded. The inductor L13 is inductively coupled to the inductor L2 connected between the distributed constant line LN1b and the distributed constant line LN8b of the TM dual mode dielectric resonator R2. Here, the inductor L2 represents an equivalent inductor for generating a magnetic field inductively coupled to the coupling loop inductor 21 among magnetic fields generated by the y-axis resonator of the TM dual mode dielectric resonator R2. As a result, the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 and the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 are inductively coupled.
[0085]
The connection point between the distributed constant line LN2b and the distributed constant line LN3b of the TM dual mode dielectric resonator R2 and the connection point between the distributed constant line LN6b and the distributed constant line LN7b are grounded via capacitors 5b and 6b, respectively. Here, the capacitors 5b and 6b are capacitances for correcting the resonance frequency of the y-axis resonator that changes when the coupling loop inductor 21 is coupled to the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2. , Each having a negative capacitance value.
[0086]
A connection point between the distributed coupling line LN4b and the distributed constant coupling line LN5b of the TM dual mode dielectric resonator R2 is grounded via a capacitor C7b and is connected to one end of a coupling capacitor C8. Here, the coupling capacitor C8 corresponds to a capacitor configured by connecting the coupling capacitors 23 and 24 of FIG. 22 in series. The other end of the coupling capacitor C8 is grounded via the capacitor 7c, and is connected to a connection point between the distributed constant line LN1c and the distributed constant line LN8c of the TM dual mode dielectric resonator R3. As a result, the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2 and the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 are capacitively coupled. Here, the capacitor C7b is a capacitance for correcting the resonance frequency of the x-axis resonator, which changes when the coupling capacitor C8 is coupled to the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2. , Have a negative capacitance value. Similarly, the capacitor C7c is a capacitance for correcting the resonance frequency of the x-axis resonator, which changes when the coupling capacitor C8 is coupled to the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3. And has a negative capacitance value.
[0087]
A connection point between the distributed coupling line LN6c and the distributed constant coupling line LN7c of the TM dual mode dielectric resonator R3 is grounded via the capacitor C2c, and one end is connected to the other end of the output capacitor 25 which is the output terminal T12. You. As a result, the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 is capacitively coupled to an external circuit.
[0088]
As described above, the equivalent circuit of the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment is configured. That is, in the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment, a high-frequency signal having a predetermined frequency input to the input terminal T11 is applied to the x-axis resonance of the dual mode dielectric resonator R1 via the input capacitor 22. The high-frequency signal input to the resonator is transmitted to the y-axis resonator of the dual mode dielectric resonator R1 by the internal coupling capacitors C3a and C4a. The high-frequency signal transmitted to the y-axis resonator of the dual-mode dielectric resonator R1 is transmitted to the y-axis resonator of the dual-mode dielectric resonator R2 via the coupling loop inductor 21, and furthermore, the internal coupling capacitor C3b , C4b to the x-axis resonator of the dual mode dielectric resonator R2. The high-frequency signal transmitted to the x-axis resonator of the dual-mode dielectric resonator R2 is transmitted to the x-axis resonator of the dual-mode dielectric resonator R3 via the coupling capacitor C8, and further, to the internal coupling capacitors C3c, C4c is transmitted to the y-axis resonator of the dual mode dielectric resonator R3. Then, the high-frequency signal transmitted to the y-axis resonator of the dual mode dielectric resonator R3 is output from the output terminal T12 via the output capacitor 25. As described above, the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment passes an input signal having a predetermined frequency and outputs the signal.
[0089]
Next, a method of setting each circuit constant in the equivalent circuit of FIG. 23 will be described.
[0090]
In the high-frequency band-pass filter device of the seventh embodiment, the internal coupling of the x-axis resonator and the y-axis resonator in each of the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, R3, and the TM dual-mode dielectric resonator R1, The coupling between R2 and R3 can be represented by a circuit similar to a filter design technique using a K inverter and a J inverter, respectively. Therefore, each circuit constant of the equivalent circuit shown in FIG._eAnd the coupling coefficient k. Here, in the equivalent circuit of FIG. 23, the K inverter and the J inverter are each used after modifying the lumped constant circuit expression.
[0091]
According to this, first, the capacitance C of the input capacitor 22 is calculated.₀₁And the capacitance C of the output capacitor 25₆₇Can be expressed by the following equation 6, and the capacitance C2 of the capacitor C2a is₁₁And the capacitance C of the capacitor C2c₆₆Can be expressed by the following equation (7). Here, J is an admittance inverter parameter of the input / output unit and is expressed by the following equation (8)._LIs the input / output impedance, where both the input impedance and the output impedance are Z_L= 50Ω.
[0092]
(Equation 6)
C₀₁= C₆₇= (J / ω₀) ・ {1 /} (1-J²Z_L ²)｝
(Equation 7)
C₁₁= C₆₆= (J / ω₀) ・ √ (1-J²Z_L ²)
(Equation 8)
J = √ ｛(πY_a) / (Z_LQ_e)｝
[0093]
Also, the capacitance C of the internal coupling capacitors C3a and C4a₁₂And the capacitance C of the internal coupling capacitors C3b and C4b₃₄And the capacitance C of the internal coupling capacitors C3c and C4c.₅₆Is represented by the following equation (9). Here, in Equations 9 and 10, the subscripts (i, j) represent the capacitance C, respectively.₁₂, C₃₄, C₅₆(1, 2), (3, 4), and (5, 6). Also, k₁₂, K₃₄, K₅₆Is the coupling coefficient between the x-axis resonator and the y-axis resonator in the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3, respectively.
[0094]
(Equation 9)
C_ij= (-2Y_a/ Ω₀) · Tan ｛(πk_ij) / (2-k_ij)｝, (I, j) = (1,2), (3,4), (5,6)
[0095]
Further, the electrical length θ of each of the distributed constant lines LN1a to LN8a of the TM dual mode dielectric resonator R1₁₂And the electrical length θ of each of the distributed constant lines LN1b to LN8b of the TM dual mode dielectric resonator R2.₃₄And the electrical length θ of each distributed constant line LN1c to LN8c of the TM dual mode dielectric resonator R3.₅₆Is represented by the following equation (10).
[0096]
(Equation 10)
θ_ij= (Π / 4) · (1 + k_ij/ 2), (i, j) = (1, 2), (3, 4), (5, 6)
[0097]
Furthermore, the inductance L of the coupling loop inductor 21₂₃And the capacitance C of the coupling capacitor C8₄₅Is represented by the following equations 11 and 12, respectively. Also, the capacitance C of the capacitors 5a, 5b, 6a, 6b₂₃₀Is the capacitance C expressed by the following equation 13.₂₃Is represented by Expression 14 using Here, k in equations 11 to 13₂₃And k₄₅Are the coupling coefficients of the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1 and the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2, and the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2, respectively. This is a coupling coefficient of the TM dual mode dielectric resonator R3 with the x-axis resonator. Also, Z_aAre the characteristic impedances of the distributed constant transmission lines LN1a to LN8a, the distributed constant transmission lines LN1b to LN8b, and the distributed constant transmission lines LN1c to LN8c, all set equal.
[0098]
[Equation 11]
L₂₃= (K₂₃πZ_a) / Ω₀
(Equation 12)
C₄₅= (K₄₅πY_a) / Ω₀
(Equation 13)
C₂₃= (K₂₃πY_a) / Ω₀
[Equation 14]
C₂₃₀= -C₂₃/ 2
[0099]
As described above, each circuit constant of the equivalent circuit in FIG. 23 is set.
[0100]
The operation of the high-frequency band-pass filter device of the seventh embodiment described in detail above will be described with reference to FIG. In FIG. 24, R1x, R2x, and R3x denote the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1, the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2, and the x-axis of the TM dual-mode dielectric resonator R3, respectively. R1y, R2y, and R3y represent the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1, the y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2, and the y of the TM dual-mode dielectric resonator R3, respectively. Represents an axial resonator. In FIG. 24, C-coupling refers to capacitive coupling, and L-coupling refers to inductive coupling. In the following description, the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1, the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R2, and the x-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R3 each have a resonance. Are called a resonator R1x, a resonator R2x, and a resonator R3x, and are a y-axis resonator of the TM dual-mode dielectric resonator R1, a y-axis resonator of the TM double-mode dielectric resonator R2, and a TM-mode resonator R3. The y-axis resonators are referred to as a resonator R1y, a resonator R2y, and a resonator R3y, respectively.
[0101]
In FIG. 24, an input connector 41 is capacitively coupled to a resonator R1x, and the resonator R1x is electromagnetically coupled to a resonator R1y. Next, the resonator R1y is inductively coupled to the resonator R2y. The resonator R2y is electromagnetically coupled to the resonator R2x, and the resonator R2x is capacitively coupled to the resonator R3x. The resonator R3x is electromagnetically coupled to the resonator R3y, and the resonator R3y is capacitively coupled to the output connector 42. When the resonators are coupled between the input connector 41 and the output connector 42 as described above, the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 move in the longitudinal direction of the conductor case 80 as shown in FIG. The input connector 41 is provided on the end face of the conductor case 80 adjacent to the TM dual-mode dielectric resonator R1, and the output connector 42 is provided on the y-axis conductor of the TM dual-mode dielectric resonator R3. It is provided on the side surface of the case 80.
[0102]
In FIG. 24, instead of the seventh embodiment, the input connector 41 may be inductively coupled to the resonator R1x, and the output connector 42 may be inductively coupled to the resonator R3y. When the respective resonators are coupled between the input connector 41 and the output connector 42 as described above, the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 are provided side by side in the longitudinal direction of the conductor case 80, The input connector 41 is provided on a side surface of the conductor case 80 on the y-axis of the TM dual-mode dielectric resonator R1, and the output connector 42 is provided on an end surface of the conductor case 80 adjacent to the TM dual-mode dielectric resonator R3. Can be
[0103]
<Modification>
In the above-described first to seventh embodiments, the dielectrics 1, 1a, 1b, 1c, 2, 2a, 2b, 2c, 101 to 106 are formed in a cylindrical shape, but the present invention is not limited to this. The end face may be formed in a column shape in which the cross-sectional shape is a square, an ellipse, or a regular polygon having an even number of sides. Even with the above configuration, the same operation as in the first to seventh embodiments is performed and the same effect is obtained.
[0104]
In the first to seventh embodiments described above, the cavities 8a, 80a, 80b, 80c formed by the conductor cases 8, 80 are used. However, the present invention is not limited to this, and the dielectrics 1, 1a , 1b, 1c and a conductor plate in contact with the lower end surfaces of the dielectrics 2, 2a, 2b, 2c, the edge of each conductor plate is made of a dielectric 1, 2, 1a, It may be configured to be formed at a predetermined distance from the outer periphery of 2a, 1b, 2b, 1c, 2c. With the above configuration, the free space between the two conductor plates acts as an attenuation region in which electromagnetic field energy is attenuated and electromagnetic waves do not propagate, and thus operates in the same manner as in the first to seventh embodiments. It has a similar effect.
[0105]
In the first to seventh embodiments described above, degeneration is separated by forming cutouts in the side surfaces of the dielectrics 1, 1a, 1b, 1c, 2, 2a, 2b, 2c. Not limited to this, degeneration may be separated by providing portions having different dielectric constants on the side surfaces of the dielectrics 1, 1a, 1b, 1c, 2, 2a, 2b, 2c. Protrusions may be provided on the side surfaces of 1, 1a, 1b, 1c, 2, 2a, 2b, 2c. Even with the above configuration, the same operation as in the first to seventh embodiments is performed and the same effect is obtained.
[0106]
In the first to seventh embodiments, the resonance mode of the TM dual-mode dielectric resonator is the fundamental mode and the TM degenerates twice.₁₁₀It is preferable to use the mode, but the present invention is not limited to this, and the TM₂₁₀Mode and TM₃₁₀Another double degenerate mode such as a mode may be used. Even with the above configuration, the same operation as in the first to seventh embodiments is performed and the same effect is obtained.
[0107]
Although the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment is configured using the three TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3, the present invention is not limited to this. You may comprise using a dielectric resonator. Even with the above configuration, the same operation as in the seventh embodiment is performed and the same effect is obtained. Also in this case, the coupling between the input connector 41 and the TM dual-mode dielectric resonator and the coupling between the output connector 42 and the TM dual-mode dielectric resonator are configured by various combinations of capacitive coupling and inductive coupling. The side on which the input connector 41 and the output connector 42 are provided can be freely selected.
[0108]
The TM dual-mode dielectric resonator and the high-frequency band-pass filter device according to the first to seventh embodiments have the plate electrodes 3, 3-1, 3-2, 3-3 and the torus electrodes 4, 4-1, Although the configuration is made using 4-2 and 4-3, the present invention is not limited to this, and the configuration may be made using only the plate electrodes 3, 3-1, 3-2 and 3-3. With the configuration as described above, the TM dual-mode dielectric resonator, which has a simpler structure and is less expensive than the TM dual-mode dielectric resonator and the high-frequency band-pass filter device of the first to seventh embodiments, or A high-frequency band-pass filter device can be provided.
[0109]
In the TM dual-mode dielectric resonator and the high-frequency band-pass filter device according to the first to seventh embodiments, the concave sections 5a and 5b having a semicircular longitudinal section are used, but the present invention is not limited to this. A recess 5c as shown in FIG. 10 may be used. The cross-sectional shape of the concave portion 5c has a circular shape from the outer periphery of the concave portion 5c to the deepest portion of the concave portion 5c, and a straight line connecting the deepest portion of the concave portion 5c to the inner periphery of the concave portion 5c. Even if the two electrodes 1a and 3a are joined together and the electrodes 4a and 4a are connected to each other so that the two dielectrics 1 shown in FIG. The same operation as the embodiment is performed, and the same effect is obtained.
[0110]
The TM dual-mode dielectric resonator and the high-frequency band-pass filter device according to the first to seventh embodiments are configured using the concave portions 5a and 5b having circular circular longitudinal cross sections, but the present invention is not limited to this. Alternatively, it may be configured using a concave portion having a vertical cross-sectional shape formed in an octagonal shape, or may be configured using a concave portion formed in a polygonal shape having a vertical cross-sectional shape other than the octagonal shape. Even with the above-described configuration, the current can be dispersed to the outer peripheral portion of the electrode formed in the concave portion, so that the same operation and the same effect as those of the first to seventh embodiments can be obtained.
[0111]
Further, in the TM dual-mode dielectric resonator and the high-frequency band-pass filter device of the first to seventh embodiments, the annular concave portions 5a and 5b are used, but the present invention is not limited to this. As shown in FIG. 11, a configuration may be made using a circular concave portion 5d. The recess 5d has a circular bottom 5d.₁And a peripheral part 5d whose cross section is a quarter circle₂And the electrode 3d has a bottom 5d of the recess 5d.₁The electrode 4d is formed on the peripheral portion 5d of the concave portion 5d.₂Formed. Even if the two dielectrics 1 of FIG. 11 configured as described above are bonded to each other at the end faces formed with the concave portions 5d so as to be coaxial with each other, the same operation as in the first embodiment is performed and the same. Has an effect.
[0112]
In the TM dual mode dielectric resonator according to the fifth embodiment described above, the high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrodes 3am and 4am are used instead of the electrodes 3a and 4a, but the present invention is not limited to this. One of the electrodes 3a, 4a may be constituted by using a high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode, or all of the electrodes 3a, 4a and the end face electrode 6 may be constituted by a high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode. May be configured. Even with the above configuration, the same effects as in the fifth embodiment can be obtained.
[0113]
In the high-frequency band-pass filter device according to the seventh embodiment, the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 are provided side by side in the longitudinal direction of the conductor case 80. However, the present invention is not limited to this. The TM dual-mode dielectric resonators R1, R2, and R3 may be provided at predetermined intervals in the vertical direction, or may be stacked in the vertical direction. In this case, the coupling loop inductor 21 is provided close to the side surfaces of the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2 so as to be parallel to the axes of the TM dual-mode dielectric resonators R1, R2. Thus, the TM dual mode dielectric resonator R1 and the TM dual mode dielectric resonator R2 are inductively coupled to each other. A coupling capacitor 23 is connected to the outer peripheral surface of the torus electrode 4-2 of the TM dual mode dielectric resonator R2, and a coupling capacitor 24 is connected to the outer peripheral surface of the torus electrode 4-3 of the TM dual mode dielectric resonator R3. Are connected, and the coupling capacitor 23 and the coupling capacitor 24 are connected to each other by the conductor line 234. As a result, the TM dual-mode dielectric resonator R1 and the TM dual-mode dielectric resonator R2 are capacitively coupled to each other. Therefore, even with the above configuration, the same operation as in the seventh embodiment is performed and the same effect is obtained.
[0114]
【The invention's effect】
The TM dual mode dielectric resonator according to claim 1 of the present invention includes the first and second dielectrics, a first electrode formed on one end face of the first dielectric, A second electrode formed on one end face of the second dielectric, the first conductor plate formed on an end face of the first dielectric, and a second electrode formed on an end face of the second dielectric; Since the above-mentioned second conductor plate is provided, it has a relatively high no-load Q and can be smaller and thinner than the conventional example.
[0115]
Further, the TM dual mode dielectric resonator according to claim 2 has a simpler configuration than the case where a dielectric having another shape is used because the first and second dielectrics have cylindrical shapes. it can.
[0116]
Further, in the TM dual mode dielectric resonator according to the third aspect, a first concave portion formed on one end face of the first dielectric, and the first electrode integrated with the first concave portion. A second electrode, a second recess formed on one end surface of the second dielectric so as to face the first recess, and a second recess formed on the second recess. And a fourth electrode formed integrally with the electrode. As a result, the energy lost at the edges of the first and second electrodes can be reduced, and the no-load Q can be increased as compared with the case where the third and fourth electrodes are not provided. it can. Further, since the first electrode and the third electrode are formed integrally and the second electrode and the fourth electrode are formed integrally, the first electrode and the third electrode are formed integrally. Compared to the case where the connection is made after the separate formation and the connection after the first and the third electrodes are separately formed, no resistance is generated due to the connection, the loss can be reduced, and the manufacture is easy. Yes, it can be cheap.
[0117]
Still further, the TM dual mode dielectric resonator according to claim 4, wherein the first electrode formed at the bottom of the first recess and the first electrode are integrated with the outer periphery of the first recess. A third electrode formed at the bottom, a second electrode formed at the bottom of the second recess, and a third electrode formed integrally with the second electrode at an outer peripheral portion of the second recess. 4 electrodes. As a result, the energy lost at the edges of the first and second electrodes can be reduced, and the no-load Q can be increased as compared with the case where the third and fourth electrodes are not provided. it can. Further, since the first electrode and the third electrode are formed integrally and the second electrode and the fourth electrode are formed integrally, the first electrode and the third electrode are formed integrally. Compared to the case where the connection is made after the separate formation and the connection is made after the second and fourth electrodes are separately formed, there is no resistance due to the connection, the loss can be reduced, and the manufacture is easy. Yes, it can be cheap.
[0118]
Further, the TM dual mode dielectric resonator according to claim 5 includes the degenerate separation means, so that the double degenerate mode can be separated into two modes having different resonance frequencies.
[0119]
Also, in the TM dual mode dielectric resonator according to the present invention, since a notch is formed in a part of the outer periphery of the first and second dielectrics, the TM dual mode dielectric resonator has a notch. A heavily degenerated mode can be separated into two modes having different resonance frequencies.
[0120]
Further, in the TM dual mode dielectric resonator according to claim 7, a diameter of a portion from the other end face of the first dielectric to a predetermined length is compared with a diameter of another portion of the first dielectric. The second dielectric is formed such that the diameter of the portion from the other end face to the predetermined length is smaller than the diameter of the other portion of the second dielectric. ing. Thereby, the current flowing through the third electrode and the fourth electrode when the TM dual mode dielectric resonator is excited can be reduced, and the current flowing through the third electrode and the fourth electrode can be reduced. Since the lost energy can be reduced, the unloaded Q of the TM dual mode dielectric resonator can be increased.
[0121]
Further, in the TM dual mode dielectric resonator according to claim 8, grooves of a predetermined shape are provided on the outer peripheral surface of the first dielectric and the outer peripheral surface of the second dielectric, respectively. Thus, the current flowing through the third electrode and the fourth electrode when the TM dual mode dielectric resonator is excited can be reduced, and the current flowing through the third electrode and the fourth electrode can be reduced. Since the lost energy can be reduced, the unloaded Q of the TM dual mode dielectric resonator can be increased.
[0122]
Further, in the TM dual mode dielectric resonator according to claim 9, at least one of the first to fourth electrodes is a high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode in which a skin effect at a high frequency is largely suppressed. is there. As a result, the conductor loss can be reduced, so that the no-load Q of the TM dual mode dielectric resonator can be increased.
[0123]
Further, since the TM dual mode dielectric resonator according to the tenth aspect includes the cavity, the unloaded Q can be increased and the resonance frequency can be increased as compared with a case where the cavity is not included. Fluctuations can be reduced.
[0124]
The high-frequency band-pass filter device according to claim 11 of the present invention includes the TM dual-mode dielectric resonator according to one of claims 1 to 10, and thus can be small and thin.
[0125]
The high-frequency band-pass filter device according to the twelfth aspect includes at least two TM dual-mode dielectric resonators according to the first to tenth aspects and the coupling means. The attenuation in the stop band can be relatively large, and the insertion loss in the pass band can be relatively small.
[0126]
Further, since the high-frequency band-pass filter device according to the thirteenth aspect includes the coupling means for inductive coupling, the two adjacent TM dual-mode dielectric resonators adjacent to each other can be easily coupled.
[0127]
Further, since the high-frequency band-pass filter device according to the fourteenth aspect includes the coupling means for capacitively coupling, the two adjacent TM dual mode dielectric resonators adjacent to each other can be easily coupled.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a partially cutaway perspective view of a TM dual mode dielectric resonator according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a longitudinal sectional view of the TM dual mode dielectric resonator of FIG. 1 taken along line A-A '.
FIG. 3 is a plan view showing a current distribution on the upper surface of a plate electrode 3 of the TM dual mode dielectric resonator of FIG.
4 is a cross-sectional view showing an electric field distribution in a vertical cross section along the x-axis shown in FIG. 3 of the TM dual mode dielectric resonator of FIG.
5 is a cross-sectional view showing a magnetic field distribution in a vertical cross section along the y-axis shown in FIG. 3 of the TM dual-mode dielectric resonator of FIG.
FIG. 6 is a cross-sectional view of a TM dual-mode dielectric resonator according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a longitudinal sectional view of the TM dual-mode dielectric resonator of the second embodiment taken along line B-B ′ of FIG. 6;
8A is a plan view showing an odd mode current distribution on the surface of the plate electrode 3 of the TM dual mode dielectric resonator shown in FIG. 6, and FIG. 8B is a plan view showing the TM dual mode dielectric shown in FIG. FIG. 4 is a plan view showing an even mode current distribution on the surface of a plate electrode 3 of the body resonator.
9 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the TM dual mode dielectric resonator of FIG.
FIG. 10 is a longitudinal sectional view of a dielectric 1 of a TM dual mode dielectric resonator according to a modification of the present invention.
FIG. 11 is a longitudinal sectional view of a dielectric 1 of a TM dual mode dielectric resonator of another modification according to the present invention.
FIG. 12 is a longitudinal sectional view of a dielectric 101 in a TM dual mode dielectric resonator according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a longitudinal sectional view of a dielectric 102 of a modified example of the TM dual mode dielectric resonator of FIG.
FIG. 14A is a longitudinal sectional view of a dielectric 104 in a TM dual mode dielectric resonator according to a fourth embodiment of the present invention, and FIG. 14B is a view showing a groove formation of the dielectric 104 in FIG. 6 is an equivalent circuit of the unit 114.
FIG. 15 is a longitudinal sectional view of a dielectric 103 in a modified example of the TM dual mode dielectric resonator of FIG. 14A.
16 is a longitudinal sectional view of a dielectric 105 in a modified example of the TM dual mode dielectric resonator shown in FIG.
17 is a longitudinal sectional view of a dielectric 106 in a modified example of the TM dual-mode dielectric resonator shown in FIG. 14A, which is different from FIGS.
FIG. 18 is a longitudinal sectional view of a dielectric 1 and a high-frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode 3am in a TM dual mode dielectric resonator according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a longitudinal sectional view of a TM dual mode dielectric resonator according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a partially cutaway perspective view of a high-frequency bandpass filter device according to a seventh embodiment of the present invention.
21 is a longitudinal sectional view of the high-frequency band-pass filter device of FIG. 20, taken along line C-C '.
FIG. 22 is a cross-sectional view of the high-frequency band-pass filter device of FIG. 20 taken along line D-D ′ of FIG. 21;
FIG. 23 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the high-frequency band-pass filter device of FIG.
24 is an explanatory diagram of the operation of the high-frequency band-pass filter device of FIG.
[Explanation of symbols]
R1, R2, R3 ... TM dual mode dielectric resonator,
1, 1a, 1b, 1c, 2, 2a, 2b, 2c, 101 to 106, 104a, 104b ... dielectric,
M1 to M5, M31a, M32a, M33a, M31b, M32b, M33b, M61a, M62a, M63a, M61b, M62b, M63b ... Thin film conductors, D1 to D4, D31a, D32a, D31b, D32b, D61a, D62a, D61b, D62b … Thin film dielectric,
3,3-1,3-2,3-3 ... plate electrode,
3a, 3b, 3d, 4a, 4b, 4c, 4d, 40a, 40b ... electrodes,
3am, 4am, 30a, 30b, 60a, 60b ... high frequency electromagnetic field coupling type thin film laminated electrode,
4,4-1, 4-2, 4-3 ... a torus electrode,
5a, 5d, 50a, 50b ... concave portions,
5d₁…bottom,
5d₂... the circumference,
6, 6a, 6b, 6c, 7, 7a, 7b, 7c ... end face electrodes,
8,80 ... conductor case,
8a, 80a, 80b, 80c ... cavities,
9a, 9b ... conductor plate,
11, 11a, 11b, 11c, 12, 12a, 12b, 12c, 13, 13a, 13b, 13c, 14, 14a, 14b, 14c...
21 ... coupled loop inductor,
22 input capacitor,
23, 24 ... coupling capacitors,
25 ... output capacitor,
26a, 26b, 26c ... coupling adjusting screw,
34a, 34b, 64a, 64b ... protective film,
41 ... input connector,
42 ... output connector,
51, 52, 53, 54 ... frequency adjustment screw,
73, 74, 74a, 74b, 75, 76, 77 ... grooves,
211, 212, 213, 214, 215, 234 ... conductor wires.

Claims

First and second dielectrics each having a predetermined column shape having two end surfaces facing each other in parallel,
A first electrode formed on one end surface of the first dielectric;
A second electrode formed on one end surface of the second dielectric so as to face the first electrode;
A cavity surrounding the first and second dielectrics and having first and second conductor plates;
The first conductive plate, the edge portion is the first from the outer periphery of the other end face of the dielectric away by a predetermined distance, and a portion of the first conductive plate of the first dielectric It is formed so as to contact the entire surface of the other end face ,
It said second conductive plate, the edge portion is the second from the outer circumference of the other end face of the dielectric away by a predetermined distance, and a portion of the second conductive plate is of the second dielectric TM2 dual mode dielectric resonator, wherein the kite is formed in contact with the entire surface of the other end face.

2. The TM dual mode dielectric resonator according to claim 1, wherein said first and second dielectrics have a cylindrical shape.

The TM dual mode dielectric resonator further includes:
A first concave portion formed at one end face of the first dielectric at an outer peripheral edge of the first electrode;
A third electrode integrally formed with the first electrode in the first recess;
A second recess formed at one end surface of the second dielectric so as to face the first recess at an outer peripheral edge of the second electrode;
The TM dual mode dielectric resonator according to claim 1, further comprising a fourth electrode integrally formed with the second electrode in the second recess.

First and second dielectrics each having a predetermined column shape having two end surfaces facing each other in parallel,
A first concave portion formed on one end surface of the first dielectric and having a bottom portion and an inner peripheral portion;
A first electrode formed at the bottom of the first recess,
A second recess formed on one end surface of the second dielectric so as to face the first recess, and having a bottom portion and an inner peripheral portion;
A second electrode formed at the bottom of the second recess;
A third electrode integrally formed with the first electrode on an outer peripheral portion of the first recess;
A fourth electrode integrally formed with the second electrode on an outer peripheral portion of the second recess;
The edge of the first conductor plate is separated from the outer periphery of the other end surface of the first dielectric by a predetermined distance, and a part of the first conductor plate is formed on the other surface of the first dielectric. A first conductor plate formed so as to contact the entire surface of
The edge of the second conductor plate is separated from the outer periphery of the other end surface of the second dielectric by a predetermined distance, and a part of the second conductor plate is formed on the other surface of the second dielectric. And a second conductor plate formed so as to be in contact with the entire surface of the TM dual mode dielectric resonator.

By making the permittivity of a part of the outer periphery of the first and second dielectrics different from the permittivity of the part other than the part, the double degenerate modes in the TM dual mode dielectric resonator are different from each other. 5. The TM dual mode dielectric resonator according to claim 1, further comprising degenerate separation means for separating into two modes having a frequency.

6. The TM dual mode dielectric resonator according to claim 5, wherein said degenerate separation means is a notch formed in a part of an outer periphery of said first and second dielectrics.

When the TM dual-mode dielectric resonator is excited, the current flowing through the third electrode and the fourth electrode is reduced from the other end face of the first dielectric to a predetermined length so as to reduce the current flowing through the third electrode and the fourth electrode. The diameter of the portion is formed to be smaller than the diameter of the other portion of the first dielectric, and the diameter of the portion from the other end face of the second dielectric to a predetermined length is the second dielectric. 7. The TM dual mode dielectric resonator according to claim 1, wherein the diameter is formed smaller than the diameter of the other part of the dielectric.

Currents flowing through the third electrode and the fourth electrode when the TM dual mode dielectric resonator is excited, respectively, on the outer peripheral surface of the first dielectric and the outer peripheral surface of the second dielectric. 7. The TM dual-mode dielectric resonator according to claim 1, wherein a groove having a predetermined shape is provided so as to reduce the thickness.

2. A high-frequency electromagnetic field coupling type thin-film laminated electrode constituted by alternately laminating thin-film conductors and thin-film dielectrics, wherein at least one of said first to fourth electrodes is laminated. 9. The TM dual mode dielectric resonator according to any one of claims 1 to 8.

10. A structure comprising the first conductor plate and the second conductor plate, further comprising a cavity for confining the electromagnetic field of the TM dual mode dielectric resonator in the cavity. Item 10. A TM dual-mode dielectric resonator according to one of Items 1 to 9.

A TM dual-mode dielectric resonator according to one of claims 1 to 10,
An input terminal for inputting a high-frequency signal to the TM dual-mode dielectric resonator,
An output terminal that outputs a high-frequency signal output from the TM dual-mode dielectric resonator.

At least two TM dual-mode dielectric resonators according to claim 1;
Coupling means for coupling each of the two TM dual-mode dielectric resonators adjacent to each other;
An input terminal for inputting a high-frequency signal to the TM dual-mode dielectric resonator,
An output terminal that outputs a high-frequency signal output from the TM dual-mode dielectric resonator.

13. The high-frequency band-pass filter device according to claim 12, wherein at least one of the coupling units is an inductive coupling unit.

13. The high-frequency band-pass filter device according to claim 12, wherein at least one of the coupling units is a coupling unit by capacitive coupling.