JP3602785B2 - Demodulation circuit for multi-carrier modulation method - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル無線通信システムにおいてマルチキャリア信号を復調するマルチキャリア変調方式用復調回路に関するもので、特に、残留キャリア周波数誤差や、位相雑音に起因する位相回転を検出して補正を行う位相トラッキング回路に係る。
【０００２】
【従来の技術】
マルチキャリア変復調方式は複数のサブキャリアを用いて情報伝送する方式である。サブキャリアごとに入力データ信号は６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ）等に変調される。このマルチキャリア変調方式の中で各サブキャリアの周波数が直交関係にある直交マルチキャリア変調方式は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調方式とも呼ばれ、マルチパス伝搬が問題となる無線通信システムで広く適用されている。
【０００３】
この、ＯＦＤＭ変調信号は、逆離散フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）回路を用いて一括生成される。送信時には、このＯＦＤＭ変調信号を搬送波帯に周波数変換し、送信アンテナより送信する。受信器では、受信した搬送波信号がベースバンド信号に周波数変換される。その後、ＡＤコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ）で、ディジタルベースバンド信号として変換されＯＦＤＭ復調等の処理が行われる。
【０００４】
このＯＦＤＭ変調方式は、キャリア周波数誤差の影響を受けやすく、キャリア周波数誤差の補正を行う自動周波数制御（ＡＦＣ）回路が必須である。ＡＦＣ回路では、送受信器間の局部発振器の誤差により生じるキャリア周波数誤差を一定の要求範囲内まで抑えることが可能であるが、制御動作を行うためＡＦＣ回路によってＯＦＤＭ信号に位相回転を生じさせる残留キャリア周波数誤差が生じる。
【０００５】
さらに、送受信器での、周波数変換操作の際に、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ）や、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ ）回路等に起因する位相の揺らぎである位相雑音が局部発振器で発生しＯＦＤＭ信号に加わる。
【０００６】
伝送速度の高速化に適した６４ＱＡＭ等のＭ値ＱＡＭをサブキャリア変調に用いる場合では、復調の際に絶対位相を基準に受信シンボルのデータ判定を行うが、信号点距離が小さいためチャネル等化後の残留キャリア周波数誤差や位相雑音によって生じた位相回転が誤り率に与える影響が大きい。
【０００７】
この位相回転を抑えるために位相トラッキング回路が必要になる。位相トラッキング回路としては、パイロットサブキャリア信号を利用して、位相回転量の検出補正を行う方式が一般的である。従来の復調回路では、伝搬路のチャネル伝達関数を等化したチヤネル等化後のサブキャリア信号からパイロットサブキャリアを抽出して位相トラッキングを行う。ここで、時間軸と周波数軸で示した受信信号内でのパイロットサブキャリアの配置を図３示す。
【０００８】
従来技術では、このＯＦＤＭシンボルごとにデータサブキャリアの間に挿人されるパイロットサブキャリアを用いて位相回転量を検出している。従来の位相トラッキング回路を含んだ復調回路のブロック図を図６に示し、この復調回路の動作を以下に説明する。（参考文献：鬼沢他、“ＯＦＤＭ無線ＬＡＮシステム用位相トラッキング方式の一検討”電子情報通信学会通信ソサイエテイ大会、Ｂ−５−６２、１９９９．９）。
【０００９】
図６のＡＦＣ回路１において、受信ＯＦＤＭ信号のキャリア周波数誤差の補正が行われる。その後、ＯＦＤＭ受信信号ｓ１はＦＦＴ回路２に入力されＯＦＤＭ一括復調が行われる。ＯＦＤＭ復調された各サブキャリア信号ｓ２はチャネル等化回路３に入力され、マルチパス伝搬路で生じた各チャネルの伝達関数を推定し、サブキャリアごとにチャネル等化を行う。
【００１０】
また、チャネル等化回路３で検出されたサブキャリアごとのチャネル伝達関数は、１ＯＦＤＭシンボル当りの位相回転検出の際に各パイロットサブキャリア信号の重み付け操作に用いることも可能である。チャネル等化信号ｓ３はパイロットサブキャリア抽出回路４でパイロットサブキャリア信号ｓ５とパイロットサブキヤリア信号以外の情報サブキャリア信号ｓ５とに分けられる。
【００１１】
位相回転検出回路５では、パイロットサブキャリア信号ｓ４に対して既知のパイロットデータ信号を用いて残留キャリア周波数誤差および位相雑音による１ＯＦＤＭシンボル当たりの位相回転信号ｓ６を検出する。フィルタ６においては、複数のＯＦＤＭシンボルに渡り時間方向の平滑化操作を行うことで、熱雑音の影響を押さえた平滑化位相回転信号ｓ９を抽出する。
【００１２】
その後、位相補正回路９において、抽出された平滑化位相回転信号ｓ９を用いて情報サブキャリア信号ｓ５に対して位相回転量の補正を行い位相補正信号ｓ１０を出力する。判定回路１０においてはデータの判定が行われデータｓ１１を出力する。
【００１３】
以上説明したように、図６に示した従来の位相トラッキング回路ではパイロットサブキャリアを利用して残留キャリア周波数と位相雑音に起因する位相回転の検出及び補正を行っている。位相回転の検出及び補正を行うことで、位相回転による劣化が大きいサブキャリアの変調方式にＭ値ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調方式を用いることが可能になる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような従来の技術を高速な伝送速度を実現するＭ値ＱＡＭ変調方式をＯＦＤＭ変調方式のサブキャリア変調方式に適用するには、残留キャリア周波数誤差および位相雑音に起因する位相回転を補正する検出補正回路が必須となる。チャネル等化後に位相回転が生じる原因は、残留キャリア周波数誤差と位相雑音が主な発生源である。
【００１５】
ＯＦＤＭ変調方式は、キャリア周波数誤差から著しい影響を受けるためＡＦＣは必須であり、残留キャリア周波数誤差は必ず受信ＯＦＤＭ変調方式信号に加わる。一方、位相雑音は、使用するシステムの要求値により発生する位相雑音電力の大きさは異なるが、位相雑音をゼロにすることは実質不可能であり、受信信号に必ず加わる。
【００１６】
この位相雑音の要求値は、各システムにより異なるが、例えば、ＩＥＥＥ８Ｏ２．１１ａ規格に準拠した無線ＬＡＮシステム等では変調精度を尺度として各伝送速度ごとに満足する要求値が記載されている。この規格を満足すれば各製品間でのインターオペラビリティは確保されるものの、送信されるＯＦＤＭ信号に加わる実際の位相雑音は、各送信器で異なるデバイスを使用した場合には異なる。
この位相雑音電力の大小に応じて、受信パケットの誤り率を最小化する位相トラッキング回路内のフィルタのタップ数は異なるため、送信器の位相雑音電力が変動した場合には誤り率特性が劣化するという問題がある。
【００１７】
一方、ＯＦＤＭ変調方式の適用システムとして上述した無線ＬＡＮシステム以外に、ディジタル・テレビでの検討が進んでいる。しかし、ディジタルテレビの様に、パケット伝送ではなく連続的かつ１個所の放送局から送信されるシステムでは、送信される端末が変更されることは実質上ほとんど無いため、位相雑音電力が変動することは少ない。しかし、送信局が固定されない無線ＬＡＮでは、パケット毎の位相雑音電力が変動していることは頻繁に起こり深刻な問題となる。
【００１８】
従来の位相トラッキング回路では、検出された位相回転量を複数のＯＦＤＭシンボルに渡って移動平均フィルタを用いて平滑化し補正を行う。位相雑音電力が小さい場合には、熱雑音の影響を平滑化するため、フィルタの平均タップ数は、２、または３シンボル等の複数シンボルに渡って平滑化を行った場合の特性が優れ、逆に、位相雑音電力が大きい場合については、熱雑音の影響よりも位相雑音による位相回転が支配的なため、複数のシンボルに渡り平滑化を行うことは、逆に位相回転量に変動を与えてしまうので誤り率は劣化する。
【００１９】
特に、位相回転の影響を受けやすい６４ＱＡＭをサブキャリア変調方式に使用する場合には、位相雑音電力が大きい場合に、複数シンボルに渡る平滑化を行うフィルタを用いると特性の劣化が著しい。しかし、従来の復調回路では、位相トラッキング回路内の平滑化フィルタのタップ数は固定であり、位相雑音電力の大小に応じて復調回路の回路構成やパラメータは変更されない。
【００２０】
よって、様々な送信器が混在する様なシステムで使用する場合には、位相雑音電力が変動するため、特性が固定のフィルタを使用すると、誤り率特性が劣化するという問題があった。本発明では、この問題を解決し、検出された位相回転量から位相雑音を推定後、この推定値に応じて、移動平均フィルタの平均シンボル数を適応的に切り替え、残留キャリア周波数誤差や位相雑音に起因する位相回転に対して高精度に位相回転の検出補正を行う位相トラッキング回路を含んだ復調回路を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
従来の復調回路の構成では、位相トラッキング回路内部の移動平均フィルタの平均シンボル数が固定されているため、受信信号に付加された位相雑音電力に応じた位相回転検出を高精度に行うことが不可能なため誤り率特性が劣化することが避けられなかった。
【００２２】
本発明では、パイロットサブキャリアを利用して検出された位相回転量から位相雑音電力を推定し、この推定値に従って移動平均フィルタの平均シンボル数を切り替えることにより問題を解決している。位相回転量は位相雑音電力に比例して変動が大きくなるため、この特性を利用して検出された位相回転量に基いて位相雑音量を推定する。
【００２３】
この推定の方法としては、各パイロットサブキャリアを利用して検出された１ＯＦＤＭシンボル当りの位相回転の絶対値を、複数シンボルに渡り加算した加算結果を用いることが考えられる。当然、複数シンボルに渡って加算しない場合、絶対値を用いない場合など様々な場合が考えられるが、本発明の回路は、検出された位相回転量から位相雑音電力を推定し、この推定値に応じてフィルタの特性を適応的に可変とするところに特徴がある。
【００２４】
ここで具体例に従い説明を行う。検出された１ＯＦＤＭシンボル当りの位相回転量の絶対値を複数シンボルに渡って加算した場合の分散値φを図４に示す。但し、ここでは、４シンボルに渡って位相回転量の絶対値を加算した場合を示した。又、ｆＢＷはＰＬＬ帯域幅を示す。この図より、明かな様に複数シンボル時間経過後での位相回転量の分散値は、位相雑音電力に応じて分離している。
【００２５】
位相雑音の信号電力比であるψｒｍｓ ２ が−２０ｄＢの場合と、−３０ｄＢの場合について示した。この図から、高Ｅｂ／Ｎｏから低Ｅｂ／Ｎｏまで変化した場合でも、位相雑音量の大小により分離が可能であることがわかる。この特徴を利用して、算出されたＲＭＳ値から閾値ｔｈを設定し、“数１”に示す様にｔｈより分散値が大きい場合には、移動平均フィルタの平均シンボル数ｎを１と設定し、ｔｈ以下の場合には平均シンボル数ｎを２と設定する様な制御を行う。
【００２６】
【数１】
４パイロットシンボルから検出された１ＯＦＤＭシンボル当りの検出位相回転量をｘｉとすると、移動平均フィルタ出力信号ｙｉは“数２”として得られる。
【００２８】
【数２】
但し、ｘｉ、ｙｉは複素数である。ここでは簡単化のために、平均シンボル数が１または２であり、かつフィルタのタップ係数が全て１の移動平均フィルタとしたが、検出された分散値に応じて平均シンボル数、タップ係数共に複数の組み合わせ中から選択することも当然可能である。
【００３０】
この演算においては、１ＯＦＤＭシンボル当りの位相回転量を検出した場合に、チャネル等化回路で推定されたサブキャリアごとのチャネル伝達関数を利用して重み付けを行い、さらに検出精度を向上することも可能である。また、位相雑音電力を推定するまでの期間ではフィルタのタップ数は固定とするが、低Ｅｂ／Ｎｏの使用環境の場合にはタップ数を大きく、逆に高Ｅｂ／Ｎｏの場合にはタップ数を小さく設定することが望ましい。
【００３１】
さらに、本発明の様々に考えられる構成の中で、例えば、１ＯＦＤＭシンボル当りの位相回転量の絶対値を積分し、あらかじめ設定された閾値と比較して、フィルタの平均シンボル数を選択する構成を用いて実現した場合には、回路規模の増加が少ないことも利点として考えられる。
【００３２】
本発明の請求項１及び２に記載された発明では、無線マルチキャリア信号を受信後にキャリア周波数誤差補正を行う自動周波数制御手段と、前記自動周波数制御手段から出力されるキャリア周波数誤差の補正が行われたマルチキャリア信号のマルチキャリア一括復調を行いサブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、前記サブキャリア信号に対して伝搬路のチャネル伝達関数の等化を行うチャネル等化手段と、
【００３３】
前記チャネル等化手段の出力信号からパイロットサブキャリア信号の抽出を行いパイロットサブキャリア信号と情報サブキャリア信号を分けて出力する抽出手段と、前記抽出手段により得られたパイロットサブキャリア信号を入力し、前記パイロットサブキャリアの位相回転を検出する位相回転検出手段と、前記位相回転検出手段の出力信号である位相回転信号が入力され、位相回転信号を複数シンボルに渡り平滑化するフィルタ手段と、
【００３４】
前記抽出手段のもう１つの出力信号である情報サブキャリア信号、及び前記フィルタ手段で平滑化されたの位相回転信号を入力し、前記情報サブキャリア信号に対して前記位相回転信号が示す位相回転を与えることで位相回転補正が行われたサブキャリア信号を出力する位相補正手段とを有するマルチキャリア変調方式用位相復調回路において、
【００３５】
前記位相回転検出手段の出力信号を複数シンボルに渡り加算した位相回転信号を入力として、位相回転量に基づいて位相雑音電力の推定を行う位相雑音推定手段と、前記位相雑音推定手段の出力信号である推定位相雑音値が入力され、この値に基づいて前記フィルタ手段を制御する信号を出力するフィルタ制御手段とを別途備え、前記フィルタ手段はその特性が可変であり、前記フィルタ制御手段の制御信号に従い特性を位相雑音電力に応じて可変とすることを特徴とする。
【００３６】
この請求項１及び２の発明では、パイロットサブキャリアから１ＯＦＤＭシンボル当りの位相回転を検出する。この位相回転量を複数ＯＦＤＭシンボルに渡り検出演算し位相雑音電力の推定が可能な特徴量を検出する。この値に基いて位相雑音電力に応じたタップ数の設定が可能になり、位相雑音電力が変動した場合でも高精度な位相回転の補正が可能である。
【００３７】
本発明の請求項３に記載された発明では、請求項１及び２に記載のマルチキャリア用復調回路において、前記復調回路にはデータ部のサブキャリア変調方式を示す変調方式判定信号が別途入力され、前記フィルタ制御手段には、前記変調方式判定信号、及び前記位相雑音推定手段の出力信号である推定位相雑音値が入力され、両入力信号に基いて前記フィルタ手段を制御する制御信号を出力することを特徴とする。
【００３８】
この請求項３の発明では、パイロットサブキャリアから１ＯＦＤＭシンボル当りの位相回転を検出する。この位相回転量を複数ＯＦＤＭシンボルに渡り検出演算し位相雑音電力の推定が可能な特徴量を検出する。この値に基いて位相雑音電力に応じたタップ数の設定が可能になり、位相雑音電力が変動した場合でも高精度な位相回転の補正が可能である。
【００３９】
また、この請求項３の発明では、使用されるデータ部のサブキャリア変調方式の判定情報も利用したフィルタのタップ数を選択可能である。低Ｅｂ／Ｎｏでは、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying ）が使用され、高Ｅｂ／Ｎｏでは、６４ＱＡＭ等の多値数が多い変調方式が使用されるようなシステムでは、受信器でＢＰＳＫと判断した場合には使用環境が低Ｅｂ／Ｎｏと判断し、６４ＱＡＭと判断した場合には使用環境が高Ｅｂ／Ｎｏと判断可能なため、使用環境に応じた適切なタップ数選択が可能となる。
【００４０】
本発明では、以上説明した処理を行い、パイロットサブキャリアを利用して検出した位相回転から位相雑音電力を推定し、位相トラッキング回路内部の移動平均フィルタの平均タップ数を選択する手法を用いることで、位相雑音電力が変動した場合に位相回転を高精度に検出できないため誤り率特性が劣化するという従来の問題を解決している。
【００４１】
本発明を用いることにより位相雑音が異なる受信ＯＦＤＭ変調信号を受信した場合でも、特性の劣化を抑えることのできる位相トラッキング回路を含む復調回路を実現することが可能である。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態の第１の例として、請求項１及び２によるマルチキャリア用復調回路の実施の形態の例を図１に示す。この回路の動作は以下の通りである。受信ＯＦＤＭ信号は、ＡＦＣ回路１０１において受信信号のキャリア周波数誤差の補正が行われる。その後、ＯＦＤＭ受信信号ｓ１０１は、ＦＦＴ回路１０２に入力されＯＦＤＭ一括復調が行われる。
【００４３】
ＯＦＤＭ復調された各サブキャリア信号ｓ１０２は、チャネル等化回路１０３に入力され、推定したサブキャリアごとのチャネル伝達関数を用いてチャネル等化が行われる。ここで、チャネル等化回路で検出された各サブキャリアごとのチャネル伝達関数は、位相回転量検出の際に各パイロットサブキャリア信号の重み付け操作に用いることも可能である。
【００４４】
パイロットサブキャリア抽出回路１０４ではチャネル等化信号ｓ１０３からパイロットサブキャリアの抜き出しが行われパイロットサブキャリア信号ｓ１０４と情報サブキャリア信号ｓ１０５が分けて出力される。位相回転検出回路１０５ではパイロットサブキャリア信号ｓ１０４から１ＯＦＤＭシンボル当たりの位相回転信号ｓ１０６を検出する。
【００４５】
その際に、チャネル等化回路で推定されたサブキャリアごとのチャネル伝達関数を利用して重み付けを行うことも可能である。この位相回転信号ｓ１０６は、位相雑音推定回路１０７に入力され、位相回転検出回路１０５の出力信号である位相回転信号ｓ１０６を複数シンボルに渡り加算した位相回転信号を入力として、受信信号に加えられた位相雑音電力の推定が行われ、位相雑音推定信号ｓ１０７が出力される。
【００４６】
位相雑音推定信号ｓ１０７はフィルタ制御回路１０８に入力され、推定された位相雑音電力が受信ＯＦＤＭ信号に加わった場合に誤り率特性が改善するフィルタのタップ数を選択する制御信号ｓ１０８が前記“数１”、“数２”に従い出力される。この制御信号ｓ１０８は、フィルタ１０６に入力されｓ１０６の位相回転信号を数ＯＦＤＭシンボルに渡って平滑化し、データ部に加わった平滑化位相回転信号ｓ１０９の抽出を行う。
【００４７】
この位相回転量推定回路１０７、フィルタ制御回路１０８が、本発明のマルチキャリア変調方式用位相トラッキング回路の特徴とするところであり。請求項１及び２に記載の位相雑音推定手段、フィルタ制御手段とに対応している。その後、平滑化位相回転信号ｓ１０９を用いて位相補正回路１０９において位相回転の補正をデータサブキヤリア信号ｓ１０５に対して行い位相補正信号ｓ１１０を出力する。判定回路１１０では、各サブキャリア変調方式のデータの判定が行われデータｓ１１１を出力する。
【００４８】
本発明の実施の形態の第２の例として、請求項３に対応するマルチキャリア用復調回路の例を図２に示す。この回路の動作は以下の通りである。受信ＯＦＤＭ信号はＡＦＣ回路２０１において受信信号のキャリア周波数誤差の補正が行われる。その後、ＯＦＤＭ受信信号ｓ２０１はＦＦＴ回路２０２に入力されＯＦＤＭ一括復調が行われる。
【００４９】
ＯＦＤＭ復調された各サブキャリア信号ｓ２０２は、チャネル等化回路２０３に入力され、推定したサブキャリアごとのチャネル伝達関数を用いてチャネル等化が行われる。ここで、チャネル等化回路で検出された各サブキャリアごとのチャネル伝達関数は、位相回転量検出の際に各パイロツトサブキヤリア信号の重み付け操作に用いることも可能である。
【００５０】
パイロットサブキャリア抽出回路２０４では、チャネル等化信号ｓ２０３からパイロットサブキャリアの抜き出しが行われパイロットサブキャリア信号ｓ２０４と情報サブキャリア信号ｓ２０５が分かれて出力される。位相回転検出回路２０５ではパイロットサブキャリア信号ｓ２０４から１ＯＦＤＭシンボル当たりの位相回転信号ｓ２０６を検出する。
【００５１】
その際に、チャネル等化回路で推定されたサブキャリアごとのチャネル伝達関数を利用して重み付けを行うことも可能である。この位相回転信号ｓ２０６は、位相雑音推定回路２０７に入力され、位相回転検出回路２０５の出力信号である位相回転信号ｓ２０６を複数シンボルに渡り加算した位相回転信号の絶対値信号を入力として、受信信号に加えられた位相雑音電力の推定が行われ、位相雑音推定信号ｓ２０７が出力される。
【００５２】
位相雑音推定信号ｓ２０７は、サブキャリア変調方式判定回路の出力信号である判定信号ｓ２１３と共に、フィルタ制御回路２０８に入力され、サブキャリア変調方式の情報を反映し、推定された位相雑音電力が受信に加わっている場合に誤り率特性が改善するフィルタのタップ数を、前記“数１”、“数２”に従い選択するための制御信号ｓ２０８を出力する。
【００５３】
この制御信号ｓ２０８は、フィルタ２０６に入力されｓ２０６の位相回転信号を数ＯＦＤＭシンボルに渡って平滑化し、平滑化位相回転信号ｓ２０９を出力する。その後、平滑化位相回転信号ｓ２０９を用いて位相補正回路２０９において位相回転の補正をデータサブキャリア信号ｓ２０５に対して行い位相補正信号ｓ２１０を出力する。
【００５４】
一方、請求項３に記載の復調回路に、別途入力される変調方式判定信号ｓ２１３はフィルタ制御回路２０８に入力される。このフィルタ制御手段２０８が本発明のマルチキャリア変調方式用位相トラッキング回路の特徴とするところであり、請求項３に記載のフィルタ制御手段とに対応している。最後に判定回路２１２では位相補正信号ｓ２１０に対してデータの判定を行いデータｓ２１４を出力する。
【００５５】
本発明の請求項３による位相トラッキング回路の計算機シミュレーシヨンによる実施形態の効果を図５に示す。図には残留キャリア周波数誤差と位相雑音が存在する場合のパケット誤り率（ＰＥＲ）特性が示されている。この場合のシミュレーシヨンの条件を表１に示す。
【００５６】
【表１】
位相雑音のパラメータとしてｆＢＷはＰＬＬ帯域幅であり、ψ２ ｒ．ｍ．ｓ は位相雑音の信号電力比を示す。また、送信アンプのアウトプット・バックオフ＝１２ｄＢとした。従来の位相トラッキング回路を用いてフィルタでの平均数を１ＯＦＤＭシンボル、２ＯＦＤＭシンボルと固定にした場合の特性を示した。
【００５８】
本発明は、位相雑音電力の推定を行い、この値に応じたフィルタの平均シンボル数の選択を行っているために特性が改善されている。平均シンボル数が固定である１シンボル平均と比較すると、位相雑音の信号電力比が−３０ｄＢの場合ＰＥＲ＝０．０１において１シンボル平均の場合と比較して所要Ｅｂ／Ｎｏが約０．５ｄＢ改善し、位相雑音の信号電力比が−２０ｄＢの場合には同程度の特性が得られる。
【００５９】
また、２シンボル平均の場合との比較では、位相雑音の信号電力比が−３０ｄＢの場合ＰＥＲ＝０．０１において所要Ｅｂ／Ｎｏが約０．３ｄＢ劣化するが、位相雑音の信号電力比が−２０ｄＢの場合には所要Ｅｂ／Ｎｏが約１．４ｄＢ改善される。以上より、本発明を用いることで位相雑音電力が変化する状況でも、高精度な位相回転の抽出が可能になりＰＥＲの劣化を抑え特性を改善させることが可能であることがわかる。
【００６０】
【発明の効果】
以上述べた通り、本発明のマルチキャリア用復調回路によれば、従来の位相雑音電力が変動した場合に位相回転を高精度に検出できないため誤り率特性が劣化するという問題を解決することができる。そして、本発明を用いることにより位相雑音電力が異なるＯＦＤＭ変調信号を受信した場合でも、特性の劣化を抑えた復調回路を実現することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の第１の例を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態の第２の例を示すブロック図である。
【図３】送信パケットでのパイロットサブキャリア信号の配置説明図である。
【図４】本発明の実施の形態に用いる位相回転量の分散特性を示す図である。
【図５】シミュレーシヨンの結果を示す図である。
【図６】従来の復調回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０１、２０１ ＡＦＣ回路
１０２、２０２ ＦＦＴ回路
１０３、２０３ チャネル等化回路
１０４、２０４ パイロットサブキャリア抽出回路
１０５、２０５ 位相回転検出回路
１０６、２０６ フィルタ
１０７、２０７ 位相雑音推定回路
１０８、２０８ フィルタ制御回路
１０９、２０９ 位相補正回路
１１０、２１２ 判定回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a demodulation circuit for a multicarrier modulation system for demodulating a multicarrier signal in a digital radio communication system, and more particularly to a phase tracking circuit for detecting and correcting a residual carrier frequency error and a phase rotation caused by phase noise. According to.
[0002]
[Prior art]
The multicarrier modulation / demodulation scheme is a scheme for transmitting information using a plurality of subcarriers. The input data signal is modulated to 64 QAM (Quadrature amplitude modulation) for each subcarrier. Among the multi-carrier modulation schemes, the orthogonal multi-carrier modulation scheme in which the frequencies of the subcarriers are in an orthogonal relationship is also called an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulation scheme, and multipath propagation poses a problem. Widely applied in wireless communication systems.
[0003]
The OFDM modulated signal is generated at a time using an inverse discrete Fourier transform (Inverse Discrete Fourier transform) circuit. At the time of transmission, this OFDM modulated signal is frequency-converted into a carrier band and transmitted from a transmission antenna. In the receiver, the received carrier signal is frequency-converted into a baseband signal. Thereafter, the signal is converted into a digital baseband signal by an AD converter (Analog to digital converter), and processing such as OFDM demodulation is performed.
[0004]
This OFDM modulation method is easily affected by a carrier frequency error, and an automatic frequency control (AFC) circuit for correcting the carrier frequency error is essential. In the AFC circuit, the carrier frequency error caused by the error of the local oscillator between the transmitter and the receiver can be suppressed to within a certain required range. However, in order to perform the control operation, the residual carrier that causes the AFC circuit to rotate the OFDM signal in phase is performed. A frequency error occurs.
[0005]
Further, at the time of frequency conversion operation in the transceiver, phase noise, which is phase fluctuation caused by a VCO (Voltage-Controlled Oscillator) or a PLL (Phase-locked loop) circuit, is generated in a local oscillator, and an OFDM signal is generated. Join.
[0006]
When M-ary QAM such as 64QAM, which is suitable for increasing the transmission rate, is used for subcarrier modulation, the data of the received symbol is determined based on the absolute phase during demodulation. However, since the signal point distance is small, channel equalization is performed. The phase rotation caused by the later residual carrier frequency error or phase noise greatly affects the error rate.
[0007]
A phase tracking circuit is required to suppress this phase rotation. As a phase tracking circuit, a method of detecting and correcting the amount of phase rotation using a pilot subcarrier signal is generally used. In the conventional demodulation circuit, phase tracking is performed by extracting a pilot subcarrier from a subcarrier signal after channel equalization in which a channel transfer function of a propagation path is equalized. Here, FIG. 3 shows an arrangement of pilot subcarriers in a received signal indicated by a time axis and a frequency axis.
[0008]
In the related art, the phase rotation amount is detected using a pilot subcarrier inserted between data subcarriers for each OFDM symbol. FIG. 6 shows a block diagram of a demodulation circuit including a conventional phase tracking circuit, and the operation of the demodulation circuit will be described below. (Reference: Onizawa et al., "Study of Phase Tracking Method for OFDM Wireless LAN System," IEICE Communication Society Conference, B-5-62, 1999. 9).
[0009]
In the
[0010]
Further, the channel transfer function for each subcarrier detected by the
[0011]
The phase
[0012]
Thereafter, the
[0013]
As described above, the conventional phase tracking circuit shown in FIG. 6 uses the pilot subcarrier to detect and correct the phase rotation caused by the residual carrier frequency and the phase noise. By performing detection and correction of the phase rotation, it becomes possible to use the M-value QAM-OFDM modulation method as a modulation method of a subcarrier that is largely deteriorated by the phase rotation.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
In order to apply the above-described conventional technique to the subcarrier modulation scheme of the OFDM modulation scheme using the M-value QAM modulation scheme for realizing a high transmission rate, the phase rotation caused by the residual carrier frequency error and the phase noise is corrected. A detection correction circuit is required. The main causes of phase rotation after channel equalization are residual carrier frequency error and phase noise.
[0015]
Since the OFDM modulation method is significantly affected by the carrier frequency error, AFC is essential, and the residual carrier frequency error always adds to the received OFDM modulation signal. On the other hand, although the magnitude of the phase noise power varies depending on the required value of the system to be used, it is practically impossible to reduce the phase noise to zero, and the phase noise is always added to the received signal.
[0016]
The required value of the phase noise varies depending on each system. For example, in a wireless LAN system or the like conforming to the IEEE 802.11a standard, a required value that satisfies each transmission speed is described using modulation accuracy as a scale. If this standard is satisfied, interoperability between the products will be ensured, but the actual phase noise added to the transmitted OFDM signal will be different if different devices are used in each transmitter.
In accordance with the magnitude of the phase noise power, the error rate characteristic in the case for the tap number of full I filter in the phase tracking circuit which minimizes the error rate of the received packet is different, the phase noise power of the transmitter is varied is There is a problem of deterioration.
[0017]
On the other hand, in addition to the above-described wireless LAN system as a system to which the OFDM modulation method is applied, studies on digital televisions are in progress. However, in a system such as digital television, which transmits data continuously and from one broadcasting station instead of packet transmission, the terminal to be transmitted is hardly changed, so that the phase noise power may fluctuate. Is less. However, in a wireless LAN in which the transmitting station is not fixed, the phase noise power of each packet fluctuates frequently and becomes a serious problem.
[0018]
In the conventional phase tracking circuit performs smoothed corrected using the moving average full I filter across the detected phase rotation amount into a plurality of OFDM symbols. When the phase noise power is small, the average number of taps of the filter is excellent when smoothing is performed over a plurality of symbols such as two or three symbols in order to smooth the influence of thermal noise. On the other hand, when the phase noise power is large, the phase rotation due to the phase noise is more dominant than the influence of the thermal noise, so performing smoothing over a plurality of symbols conversely causes a variation in the amount of phase rotation. The error rate is degraded.
[0019]
In particular, when 64QAM, which is easily affected by phase rotation, is used for the subcarrier modulation method, when the phase noise power is large, if a filter that performs smoothing over a plurality of symbols is used, the characteristics are significantly deteriorated. However, in the conventional demodulation circuit, the number of taps smooth cuff I filter in the phase tracking circuit is fixed, the circuit configuration and parameters of the demodulation circuit in accordance with the magnitude of the phase noise power is not changed.
[0020]
Therefore, when used in a variety of such systems transmitters are mixed, the phase noise power fluctuates, the characteristic uses the full I filter fixed, there is a problem that error rate characteristics deteriorate. The present invention solves this problem, estimates the phase noise from the detected amount of phase rotation, and adaptively switches the average number of symbols of the moving average filter in accordance with the estimated value to obtain the residual carrier frequency error and the phase noise. It is an object of the present invention to provide a demodulation circuit including a phase tracking circuit for detecting and correcting the phase rotation caused by the phase rotation with high accuracy.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
In the configuration of a conventional demodulation circuit, the average number of symbols of the moving average full I filter of the internal phase tracking circuit is fixed, by performing phase rotation detection according to the added to the received signal phase noise power with high accuracy However, it is inevitable that the error rate performance is degraded because of the impossibility.
[0022]
In the present invention, estimating the phase noise power from the phase rotation amount detected by using the pilot subcarrier, it solves the problem by switching the average number of symbols of the moving average full I filter according to the estimated value. Since the amount of phase rotation varies greatly in proportion to the phase noise power, the amount of phase noise is estimated based on the amount of phase rotation detected using this characteristic.
[0023]
As a method of this estimation, it is conceivable to use an addition result obtained by adding the absolute value of the phase rotation per OFDM symbol detected using each pilot subcarrier over a plurality of symbols. Of course, various cases can be considered, such as not adding over a plurality of symbols, not using the absolute value, but the circuit of the present invention estimates the phase noise power from the detected amount of phase rotation, and in response it is characterized in that the adaptively varying the characteristics of the full I filter.
[0024]
Here, a description will be given according to a specific example. FIG. 4 shows the variance value φ when the detected absolute value of the phase rotation amount per OFDM symbol is added over a plurality of symbols. However, the case where the absolute value of the phase rotation amount is added over four symbols is shown here. F BW indicates the PLL bandwidth. As is apparent from this figure, the variance values of the phase rotation amounts after a lapse of a plurality of symbol times are separated according to the phase noise power.
[0025]
And if [psi rms 2 is the signal power ratio of the phase noise is -20 dB, shown for the case of -30 dB. From this figure, it can be seen that, even when changing from high Eb / No to low Eb / No, separation is possible depending on the magnitude of the phase noise amount. Using this feature, a threshold th is set from the calculated RMS value, and when the variance is larger than th as shown in “
[0026]
(Equation 1)
4 when the detected amount of phase rotation 1OFDM per symbol detected from the pilot symbol and x i, moving average full I filter output signal y i is obtained as "
[0028]
(Equation 2)
Here, x i and y i are complex numbers. For this case simplicity, the
[0030]
In this calculation, when the amount of phase rotation per OFDM symbol is detected, weighting is performed using the channel transfer function for each subcarrier estimated by the channel equalization circuit, and the detection accuracy can be further improved. It is. Although a period of up to estimate the phase noise power taps of full I filter is fixed, increasing the number of taps in the case of low Eb / No environment of use, when the reverse high Eb / No is It is desirable to set the number of taps small.
[0031]
Further, among various conceivable configurations of the present invention, for example, a configuration in which the absolute value of the phase rotation amount per OFDM symbol is integrated and compared with a preset threshold value to select the average number of symbols of the filter. In the case of realization by using this, it is considered that an increase in the circuit scale is small as an advantage.
[0032]
According to the first and second aspects of the present invention, automatic frequency control means for correcting a carrier frequency error after receiving a wireless multicarrier signal, and correction of a carrier frequency error output from the automatic frequency control means are performed. Multi-carrier demodulation means for performing multi-carrier collective demodulation of the divided multi-carrier signal and outputting a sub-carrier signal; and
[0033]
Extraction means for extracting a pilot subcarrier signal from the output signal of the channel equalization means and separating and outputting the pilot subcarrier signal and the information subcarrier signal, and inputting the pilot subcarrier signal obtained by the extraction means, a phase rotation detection means for detecting a phase rotation of the pilot sub-carrier, the phase rotation signal the is the output signal of the phase rotation detection means is input, a full I filter means for smoothing over the phase rotation signal to the plurality of symbols,
[0034]
Information subcarrier signal, which is another output signal of the extraction means, and the full I filter type phase rotation signal smoothed by means the phase rotation signal indicating the phase to the information subcarrier signals In a phase demodulation circuit for a multi-carrier modulation scheme, the phase demodulation circuit having a phase correction unit that outputs a subcarrier signal subjected to phase rotation correction by applying rotation.
[0035]
A phase rotation signal obtained by adding the output signal of the phase rotation detection means over a plurality of symbols as an input, a phase noise estimation means for estimating phase noise power based on a phase rotation amount, and an output signal of the phase noise estimation means. A filter control means for receiving a certain estimated phase noise value and outputting a signal for controlling the filter means based on the input value, wherein the filter means has a variable characteristic, and a control signal of the filter control means is provided. , The characteristic is variable according to the phase noise power.
[0036]
According to the first and second aspects of the present invention, the phase rotation per OFDM symbol is detected from the pilot subcarrier. The phase rotation amount is detected and calculated over a plurality of OFDM symbols to detect a feature amount from which phase noise power can be estimated. Based on this value, it is possible to set the number of taps according to the phase noise power, and it is possible to correct the phase rotation with high accuracy even when the phase noise power fluctuates.
[0037]
According to a third aspect of the present invention, in the multicarrier demodulation circuit according to the first or second aspect , a modulation scheme determination signal indicating a subcarrier modulation scheme of a data section is separately input to the demodulation circuit. , the said full I filter control means, the modulation method determination signal, and the estimated phase noise value which is the output signal of the phase noise estimating means is input, the control for controlling the full I filter means on the basis of both input signals It is characterized by outputting a signal.
[0038]
According to the third aspect of the present invention, the phase rotation per OFDM symbol is detected from the pilot subcarrier. The phase rotation amount is detected and calculated over a plurality of OFDM symbols to detect a feature amount from which phase noise power can be estimated. This based on the value enables tap number of settings corresponding to the phase noise power, the phase noise power can be corrected with high precision phase rotation even if the varied.
[0039]
Further, in the invention of
[0040]
In the present invention, above described process performed was to estimate the phase noise power from the phase rotation detected by using the pilot subcarriers, using the technique of selecting the average number of taps of the moving average full I filter of the internal phase tracking circuit This solves the conventional problem that the phase rotation cannot be detected with high accuracy when the phase noise power fluctuates, so that the error rate characteristics deteriorate.
[0041]
By using the present invention, it is possible to realize a demodulation circuit including a phase tracking circuit capable of suppressing deterioration of characteristics even when receiving received OFDM modulated signals having different phase noises.
[0042]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
As a first example of an embodiment of the present invention, FIG. 1 shows an example of an embodiment of a multicarrier demodulation circuit according to
[0043]
Each subcarrier signal s102 that has been OFDM demodulated is input to a
[0044]
In pilot
[0045]
At that time, it is also possible to perform weighting using the channel transfer function for each subcarrier estimated by the channel equalization circuit. The phase rotation signal s106 is input to the phase
[0046]
The phase noise estimation signal s107 is input to the off I filter
[0047]
The phase rotation
[0048]
As a second example of the embodiment of the present invention, FIG. 2 shows an example of a multicarrier demodulation circuit according to the third aspect . The operation of this circuit is as follows. The received OFDM signal is corrected in the
[0049]
Each subcarrier signal s202 that has been OFDM-demodulated is input to a
[0050]
In pilot
[0051]
At that time, it is also possible to perform weighting using the channel transfer function for each subcarrier estimated by the channel equalization circuit. The phase rotation signal s206 is input to the phase
[0052]
The phase noise estimation signal s207 is input to the
[0053]
The control signal s208 is smoothed over several OFDM symbols the phase rotation signal s206 is input to the off I filter 206 and outputs the smoothed phase rotation signal s209. Thereafter, the phase correction is performed on the data subcarrier signal s205 in the
[0054]
On the other hand, the demodulation circuit according to
[0055]
FIG. 5 shows the effect of the embodiment by the computer simulation of the phase tracking circuit according to
[0056]
[Table 1]
F BW is a PLL bandwidth as a parameter of the phase noise, and ψ 2 r. m. s indicates the signal power ratio of the phase noise. The output / back-off of the transmission amplifier was set to 12 dB. The characteristics when the average number in the filter is fixed to 1 OFDM symbol and 2 OFDM symbols using the conventional phase tracking circuit are shown.
[0058]
The present invention performs an estimate of phase noise power, characteristics are improved to have made a selection of the average number of symbols full I filter according to this value. Compared with the one-symbol average having a fixed average number of symbols, when the signal power ratio of the phase noise is -30 dB, the required Eb / No is improved by about 0.5 dB at PER = 0.01 compared with the one-symbol average. However, when the signal power ratio of the phase noise is -20 dB, similar characteristics can be obtained.
[0059]
In comparison with the case of two-symbol averaging, when the signal power ratio of phase noise is −30 dB, the required Eb / No is deteriorated by about 0.3 dB at PER = 0.01, but the signal power ratio of phase noise is −0.3 dB. In the case of 20 dB, the required Eb / No is improved by about 1.4 dB. From the above, it can be seen that even when the phase noise power changes by using the present invention, it is possible to extract the phase rotation with high accuracy and to suppress the deterioration of the PER and improve the characteristics.
[0060]
【The invention's effect】
As described above, according to the multicarrier demodulation circuit of the present invention, it is possible to solve the problem that the error in the error rate characteristic is deteriorated because the phase rotation cannot be detected with high accuracy when the conventional phase noise power fluctuates. . By using the present invention, it is possible to realize a demodulation circuit that suppresses deterioration of characteristics even when receiving OFDM modulated signals having different phase noise powers.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first example of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a second example of the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram of an arrangement of pilot subcarrier signals in a transmission packet.
FIG. 4 is a diagram illustrating a dispersion characteristic of a phase rotation amount used in the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a result of simulation.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a conventional demodulation circuit.
[Explanation of symbols]
101, 201
106, 206
Claims (4)
該自動周波数制御手段から出力されるキャリア周波数誤差の補正が行われたマルチキャリア信号のマルチキャリア一括復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、
該サブキャリア信号に対して伝搬路のチャネル伝達関数の等化を行うチャネル等化手段と、
該チャネル等化手段の出力信号からパイロットサブキャリア信号の抽出を行いパイロットサブキャリア信号と情報サブキャリア信号とを分けて出力する抽出手段と、
該抽出手段により得られたパイロットサブキャリア信号を入力し、前記パイロットサブキャリアの位相回転を検出する位相回転検出手段と、
該位相回転検出手段の出力信号である位相回転信号が入力され、位相回転信号を複数シンボルに渡り平滑化するフィルタ手段と、
前記抽出手段のもう１つの出力信号である情報サブキャリア信号、及び前記フィルタ手段で平滑化された位相回転信号を入力し、前記情報サブキャリア信号に対して前記位相回転信号が示す位相回転を与えることで位相回転補正が行われたサブキャリア信号を出力する位相補正手段とを有するマルチキャリア変調方式用復調回路において、
前記位相回転検出手段の出力信号を複数シンボルに渡り加算した位相回転信号を入力として、位相雑音電力に比例して変動が大きくなる位相回転量に基づいて位相雑音電力の推定を行う位相雑音推定手段と、
該位相雑音推定手段の出力信号である推定位相雑音値を入力として、この値に基づいて前記フィルタ手段を制御する制御信号を出力するフィルタ制御手段とを別途備え、
前記フィルタ手段は、タップ数が可変であり、前記フィルタ制御手段の制御信号に従って、タップ数を位相雑音電力に応じて変化させることを特徴とする、マルチキャリア変調方式用復調回路。Automatic frequency control means for performing carrier frequency error correction after receiving a wireless multi-carrier signal,
Multi-carrier demodulation means for performing multi-carrier batch demodulation of a multi-carrier signal subjected to correction of a carrier frequency error output from the automatic frequency control means, and outputting a sub-carrier signal;
Channel equalization means for equalizing the channel transfer function of the propagation path for the subcarrier signal,
Extracting means for extracting a pilot subcarrier signal from the output signal of the channel equalizing means and separately outputting the pilot subcarrier signal and the information subcarrier signal;
Phase rotation detection means for receiving the pilot subcarrier signal obtained by the extraction means and detecting the phase rotation of the pilot subcarrier,
Filter means for receiving a phase rotation signal as an output signal of the phase rotation detection means and smoothing the phase rotation signal over a plurality of symbols;
An information subcarrier signal, which is another output signal of the extraction means, and a phase rotation signal smoothed by the filter means are input, and a phase rotation indicated by the phase rotation signal is given to the information subcarrier signal. In a demodulation circuit for a multi-carrier modulation method, which has a phase correction unit that outputs a subcarrier signal subjected to phase rotation correction,
Phase noise estimating means for inputting a phase rotation signal obtained by adding the output signal of the phase rotation detecting means over a plurality of symbols and estimating the phase noise power based on the amount of phase rotation whose variation increases in proportion to the phase noise power When,
The apparatus further includes a filter control unit that receives an estimated phase noise value that is an output signal of the phase noise estimation unit, and outputs a control signal that controls the filter unit based on the input value,
The filter means has a variable number of taps, and changes the number of taps in accordance with a phase noise power according to a control signal of the filter control means.
該自動周波数制御手段から出力されるキャリア周波数誤差の補正が行われたマルチキャリア信号のマルチキャリア一括復調を行い、サブキャリア信号を出力するマルチキャリア復調手段と、
該サブキャリア信号に対して伝搬路のチャネル伝達関数の等化を行うチャネル等化手段と、
該チャネル等化手段の出力信号からパイロットサブキャリア信号の抽出を行いパイロットサブキャリア信号と情報サブキャリア信号とを分けて出力する抽出手段と、
該抽出手段により得られたパイロットサブキャリア信号を入力し、前記パイロットサブキャリアの位相回転を検出する位相回転検出手段と、
該位相回転検出手段の出力信号である位相回転信号が入力され、位相回転信号を複数シンボルに渡り平滑化するフィルタ手段と、
前記抽出手段のもう１つの出力信号である情報サブキャリア信号、及び前記フィルタ手段で平滑化された位相回転信号を入力し、前記情報サブキャリア信号に対して前記位相回転信号が示す位相回転を与えることで位相回転補正が行われたサブキャリア信号を出力する位相補正手段とを有するマルチキャリア変調方式用復調回路において、
前記位相回転検出手段の出力信号を複数シンボルに渡り加算した位相回転信号の絶対値信号を入力として、位相雑音電力に比例して変動が大きくなる位相回転量に基づいて位相雑音電力の推定を行う位相雑音推定手段と、
該位相雑音推定手段の出力信号である推定位相雑音値を入力として、この値に基づいて前記フィルタ手段を制御する制御信号を出力するフィルタ制御手段とを別途備え、
前記フィルタ手段は、タップ数が可変であり、前記フィルタ制御手段の制御信号に従って、タップ数を位相雑音電力に応じて変化させることを特徴とする、マルチキャリア変調方式用復調回路。Automatic frequency control means for performing carrier frequency error correction after receiving a wireless multi-carrier signal,
Multi-carrier demodulation means for performing multi-carrier batch demodulation of a multi-carrier signal subjected to correction of a carrier frequency error output from the automatic frequency control means, and outputting a sub-carrier signal;
Channel equalization means for equalizing the channel transfer function of the propagation path for the subcarrier signal,
Extracting means for extracting a pilot subcarrier signal from the output signal of the channel equalizing means and separately outputting the pilot subcarrier signal and the information subcarrier signal;
Phase rotation detection means for receiving the pilot subcarrier signal obtained by the extraction means and detecting the phase rotation of the pilot subcarrier,
Filter means for receiving a phase rotation signal as an output signal of the phase rotation detection means and smoothing the phase rotation signal over a plurality of symbols;
An information subcarrier signal, which is another output signal of the extraction means, and a phase rotation signal smoothed by the filter means are input, and a phase rotation indicated by the phase rotation signal is given to the information subcarrier signal. In a demodulation circuit for a multi-carrier modulation method, which has a phase correction unit that outputs a subcarrier signal subjected to phase rotation correction,
The absolute value signal of the phase rotation signal obtained by adding the output signal of the phase rotation detection means over a plurality of symbols is input, and the phase noise power is estimated based on the phase rotation amount whose variation increases in proportion to the phase noise power. Phase noise estimating means;
The apparatus further includes a filter control unit that receives an estimated phase noise value that is an output signal of the phase noise estimation unit, and outputs a control signal that controls the filter unit based on the input value,
The filter means has a variable number of taps, and changes the number of taps in accordance with a phase noise power according to a control signal of the filter control means.
位相雑音推定手段の出力信号である推定位相雑音値と、別途入力されたデータ部のサブキャリア変調方式を示す変調方式判定信号との両入力信号に基いて、フィルタ手段を制御する制御信号を生成し出力する請求項１又は請求項２に記載のマルチキャリア変調方式用復調回路。The full I filter control means,
The estimated phase noise value which is the output signal of the phase noise estimating means, on the basis of both input signals to the modulation type determination signal separately indicating the subcarrier modulation scheme of the input data unit, a control signal for controlling the full I filter means multicarrier modulation scheme for demodulation circuit according to claim 1 or claim 2 for generating and outputting a.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000341373A JP3602785B2 (en) | 2000-11-09 | 2000-11-09 | Demodulation circuit for multi-carrier modulation method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000341373A JP3602785B2 (en) | 2000-11-09 | 2000-11-09 | Demodulation circuit for multi-carrier modulation method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002152167A JP2002152167A (en) | 2002-05-24 |
| JP3602785B2 true JP3602785B2 (en) | 2004-12-15 |
Family
ID=18816122
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000341373A Expired - Fee Related JP3602785B2 (en) | 2000-11-09 | 2000-11-09 | Demodulation circuit for multi-carrier modulation method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3602785B2 (en) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6928062B2 (en) * | 2002-10-29 | 2005-08-09 | Qualcomm, Incorporated | Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems |
| US7042857B2 (en) | 2002-10-29 | 2006-05-09 | Qualcom, Incorporated | Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems |
| US7203261B2 (en) * | 2003-04-07 | 2007-04-10 | Qualcomm Incorporated | Phase locked loop for an OFDM system |
| US7177297B2 (en) | 2003-05-12 | 2007-02-13 | Qualcomm Incorporated | Fast frequency hopping with a code division multiplexed pilot in an OFDMA system |
| KR100555508B1 (en) * | 2003-07-22 | 2006-03-03 | 삼성전자주식회사 | Circuit for impulsive noise suppression in orthogonal frequency division multiple receiving system and method thereof |
| US8611283B2 (en) | 2004-01-28 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus of using a single channel to provide acknowledgement and assignment messages |
| US8891349B2 (en) | 2004-07-23 | 2014-11-18 | Qualcomm Incorporated | Method of optimizing portions of a frame |
| US8238923B2 (en) | 2004-12-22 | 2012-08-07 | Qualcomm Incorporated | Method of using shared resources in a communication system |
| US8831115B2 (en) | 2004-12-22 | 2014-09-09 | Qualcomm Incorporated | MC-CDMA multiplexing in an orthogonal uplink |
| JP4930424B2 (en) | 2008-03-24 | 2012-05-16 | 富士通株式会社 | Phase tracking circuit, radio receiver, signal processing method, and program used for signal processing |
| JP2010177954A (en) * | 2009-01-28 | 2010-08-12 | Toshiba Corp | Reception circuit |
| US8798549B2 (en) | 2009-09-04 | 2014-08-05 | Nec Corporation | Radio communication device having carrier phase noise elimination function, and radio communication method |
| JP5415189B2 (en) * | 2009-09-04 | 2014-02-12 | 日本無線株式会社 | Wireless relay device |
| JP5465033B2 (en) * | 2010-02-12 | 2014-04-09 | 三菱電機株式会社 | Carrier phase correction circuit |
| US11283557B2 (en) | 2017-04-28 | 2022-03-22 | Panasonic Intellectual Property Corporation Of America | Measurement apparatus and measurement method |
-
2000
- 2000-11-09 JP JP2000341373A patent/JP3602785B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002152167A (en) | 2002-05-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20031211 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20031212 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20031212 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040330 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20040428 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040527 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040706 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040811 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040921 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040924 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081001 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091001 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101001 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111001 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |