JP3601021B2

JP3601021B2 - Leakage current prevention electronic circuit

Info

Publication number: JP3601021B2
Application number: JP30119798A
Authority: JP
Inventors: 剛志内藤
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1998-10-22
Filing date: 1998-10-22
Publication date: 2004-12-15
Anticipated expiration: 2018-10-22
Also published as: JP2000134042A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、オーディオ機器等において例えば信号源及びオーディオパワーＩＣ間の漏れ電流を有効に防止する漏れ電流防止電子回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４及び図５はそれぞれ従来のオーディオ機器８０，８４における信号源１１とオーディオパワーＩＣ１２との接続部の回路図である。後述のこの発明の実施の形態としての図３の要素と同一要素は同符合で指示して説明は省略し、主要点についてのみ説明する。オーディオ機器８０，８４の信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２は、それぞれ異なる基準直流電圧Ｖ２，Ｖ１で作動するようになっている。図４のオーディオ機器８０では、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子は、抵抗５４を介して基準直流電圧源３８の基準直流電圧Ｖ１にバイアスされ、入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は、抵抗５６により負帰還がかかるので、入力段オペアンプ２８の出力側直流電圧分はＶ１となる。図５のオーディオ機器８４では、結合コンデンサ８７が信号源１１の端子８５及びオーディオパワーＩＣ１２の端子８６間に介在し、入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は抵抗５５を介して端子８６へ接続されている。また、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子は抵抗８８を介して基準直流電圧源３８の基準直流電圧Ｖ１にバイアスされている。これにより、入力段オペアンプ２８の出力側直流電圧分はＶ１となる。信号源１１はオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧源３８の基準直流電圧Ｖ１とは異なる基準直流電圧Ｖ２として作動しており、結合コンデンサ３０は、直流分の通過を遮断し、交流電圧分のみの通過を許容し、すなわち、Ｖ１，Ｖ２の差分は結合コンデンサ３０により遮断され、信号源１１の出力の交流成分としての音声信号のみが結合コンデンサ３０を介して入力段オペアンプ２８へ伝達される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
オーディオ機器８０では、結合コンデンサ３０の絶縁抵抗が低いと、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧Ｖ１，Ｖ２の差によって、漏れ電流が結合コンデンサ３０を経て抵抗５４を流れ、抵抗５４の両端に直流電位差が生じる。この電位差が入力段オペアンプ２８により増幅され、その増幅分が、オーディオパワーＩＣ１２の出力にＤＣオフセットとして現れて、後段のスピーカの損傷等の支障原因になる。
【０００４】
オーディオ機器８４では、結合コンデンサ８７の絶縁抵抗が低下すると、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧Ｖ１，Ｖ２の差によって、漏れ電流が抵抗５５，５６を流れ、入力段オペアンプ２８の端子２９，８６間に直流電位差が生じ、この電位差が入力段オペアンプ２８により増幅される。したがって、オーディオ機器８４の場合も、オーディオ機器８０と同様に、オーディオパワーＩＣ１２の出力にＤＣオフセットが生じて、後段のスピーカの損傷等の支障原因になる。
【０００５】
さらに、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の電源投入時や、電源変動時に、信号源１１の基準直流電圧とオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧との過渡応答に差が発生し、ショック音等が出易くなる。そして、これを防止するため、結合コンデンサ３０，８７は時定数の合わせ込みを必要となる。
【０００６】
この発明の目的は、前段側回路ブロック部及び後段側回路ブロック部がそれぞれ別々の基準直流電圧で作動していて、前段側回路ブロック部の出力の交流電圧分のみが結合コンデンサを介して後段側回路ブロック部へ伝達されるようになっている電子回路において、結合コンデンサを介する漏れ電流を防止することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）は次のものを有している。
それぞれ異なる前段側基準直流電圧及び後段側基準直流電圧を備える前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）
前段側回路ブロック部（１１）の出力段（１６）の出力側と後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の入力側との間に介在する結合コンデンサ（３０）
後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の入力側を前段側回路ブロック部（１１）の前段側基準直流電圧によりバイアスするバイアス手段
【０００８】
前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）とは例えばオーディオ機器（１０）における信号源（１１）及びオーディオパワーＩＣ（１２）である。
【０００９】
後段側回路ブロック部（１２）において、入力段（２８）の入力側が、前段側回路ブロック部（１１）の前段側基準直流電圧によりバイアスされることにより、結合コンデンサ（３０）の両端の直流分の電位差がなくなり、結合コンデンサ（３０）の絶縁抵抗が低下しても、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧差に因る結合コンデンサ（３０）を介する漏れ電流はなくなる。したがって、後段側回路ブロック部（１２）のＤＣオフセットの問題は除去される。
【００１０】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）は、さらに、入力段（２８）の出力側直流電圧分を後段側基準直流電圧へレベルシフトさせるレベルシフト手段を有している。
【００１１】
レベルシフト手段により後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の出力側直流電圧分を後段側基準直流電圧に戻すことができ、後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）以降については、従来のものを変更無く使用可能となる。
【００１２】
さらに、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の電源投入時や、電源変動時に、前段側回路ブロック部（１１）の基準直流電圧と及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧との過渡応答に差が発生するが、この差は後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の出力側において吸収され、ショック音等が出難くなる。したがって、結合コンデンサ（３０）は、そのようなショック音防止のための時定数の合わせ込みが不要となり、単に低周波特性を決めるだけの観点から値を設定できる。
【００１３】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）によれば、レベルシフト手段は第１の増幅段（４０）及び第２の増幅段（２８）を有している。後段側基準直流電圧及び前段側基準直流電圧をそれぞれＶ１，Ｖ２と定義し、第１の増幅段（４０）及び第２の増幅段（２８）は、共に、Ｖ２を一方の入力側に入力される。第１の増幅段（４０）は、他方の入力側にＶ１を入力されて、出力側にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流電圧分を出力し、第２の増幅段（２８）は、他方の入力側に第１の増幅段（４０）の出力を入力されて、出力側には、ａ・（Ｖ１−Ｖ２）の１／ａ倍としてのＶ１−Ｖ２だけＶ２より高い直流電圧分を出力し、入力段（２８）は第２の増幅段（２８）から構成され、結合コンデンサ（３０）を介する後段側回路ブロック部（１２）からの交流信号は第２の増幅段（２８）の一方の入力側に印加される。
【００１４】
レベルシフト手段の第１の増幅段（４０）及び第２の増幅段（２８）で使用されるＶ１，Ｖ２はそれぞれ前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧を利用することができるので、回路構成を変更することなく、種々のＶ１，Ｖ２に対処可能となる。
【００１５】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）は次の要素を有している。
それぞれ異なる前段側基準直流電圧及び後段側基準直流電圧を備える前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）
前段側回路ブロック部（１１）の出力段（１６）の出力側と後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）の入力側との間に介在する結合コンデンサ（３０）
出力段（１６）の出力側直流電圧分を後段側基準直流電圧へレベルシフトさせるレベルシフト手段
【００１６】
前段側回路ブロック部（１１）において、出力段（１６）の出力側が、後段側回路ブロック部（１２）の後段側基準直流電圧へレベルシフトされることにより、結合コンデンサ（３０）の両端の直流分の電位差がなくなり、結合コンデンサ（３０）の絶縁抵抗が低下しても、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧差に因る結合コンデンサ（３０）を介する漏れ電流はなくなる。したがって、後段側回路ブロック部（１２）のＤＣオフセットの問題は除去される。
【００１７】
この発明の漏れ電流防止電子回路（１０）によれば、レベルシフト手段は第１の増幅段（６４）及び第２の増幅段（１６）を有している。後段側基準直流電圧及び前段側基準直流電圧をそれぞれＶ１，Ｖ２と定義し、第１の増幅段（６４）及び第２の増幅段（１６）は、共に、Ｖ２を一方の入力側に入力される。第１の増幅段（６４）は、他方の入力側にＶ１を入力されて、出力側にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流電圧分を出力し、第２の増幅段（１６）は、他方の入力側に第１の増幅段（６４）の出力を入力されて、出力側には、ａ・（Ｖ１−Ｖ２）の１／ａ倍としてのＶ１−Ｖ２だけＶ２より高い直流電圧分を出力し、出力段（１６）は、第２の増幅段（１６）から構成され、出力側に後段側回路ブロック部（１２）の入力段（２８）への交流信号を生成する。
【００１８】
レベルシフト手段の第１の増幅段（６４）及び第２の増幅段（１６）で使用されるＶ１，Ｖ２はそれぞれ前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧を利用することができるので、回路構成を変更することなく、種々のＶ１，Ｖ２に対処可能となる。
【００１９】
さらに、前段側回路ブロック部（１１）及び後段側回路ブロック部（１２）の電源投入時や、電源変動時に、前段側回路ブロック部（１１）の基準直流電圧と及び後段側回路ブロック部（１２）の基準直流電圧との過渡応答に差が発生するが、この差は前段側回路ブロック部（１１）の出力段（１６）の出力側において吸収され、ショック音等が出難くなる。したがって、結合コンデンサ（３０）は、そのようなショック音防止のための時定数の合わせ込みが不要となり、単に低周波特性を決めるだけの観点から値を設定できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１はオーディオ機器１０の信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の主要部回路図である。オーディオ機器１０は信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２を含む。信号源１１は、それに含まれる各素子へ基準直流電圧Ｖ２を供給する基準直流電圧源１７を備えている。出力バッファ１６はオペアンプから成り、基準直流電圧用バッファ１８は、基準直流電圧源１７のＶ２を出力側に生成し、可変抵抗１９を介して出力バッファ１６の正相側入力端子をＶ２にバイアスする。出力バッファ１６の出力端の直流電圧分はＶ２となる。信号源１１で生成された交流信号は可変抵抗１９を介して出力バッファ１６の正相側入力端子に印加される。信号源１１は、端子２１，２２を備え、端子２１は抵抗２０を介して出力バッファ１６の出力端へ接続され、端子２２は基準直流電圧用バッファ１８の出力端へ接続される。
【００２１】
オーディオパワーＩＣ１２は端子２９，３１を有している。端子２９は結合コンデンサ３０を介して端子２１へ接続され、端子３１は端子２２へ直接、接続されている。端子２１の直流電圧分は、結合コンデンサ３０により遮断されて、端子２９へ伝達されず、交流電圧分（＝オーディオ信号）のみが端子２９へ伝達される。入力段オペアンプ２８は、その正相側入力端子において端子２９へ接続されるとともに、抵抗３３を介してバッファ３２の出力端へ接続される。バッファ３２の正相側入力端子は端子３１へ接続されている。基準直流電圧源３８は、オーディオパワーＩＣ１２の各素子へ基準直流電圧Ｖ１を供給する役目を果たし、＋側を端子３９へ接続されている。オペアンプ４０は、正相側入力端子においてバッファ３２の出力端へ接続され、逆相側入力端子においては、抵抗４１を介して基準直流電圧源３８の＋端へ、また、抵抗４２を介してオペアンプ４０の出力端へ接続されている。入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は、抵抗４３を介してオペアンプ４０の出力端へ、また、抵抗４４を介して入力段オペアンプ２８の出力端へ接続されている。抵抗４１，４２，４３，４４の各抵抗値をそれぞれｒ１，Ｒ１，ｒ２，Ｒ２とすると、Ｒ１／ｒ１＝ｒ２／Ｒ２＝ａに設定されている。換言すると、Ｒ２／ｒ２＝１／ａである。
【００２２】
オーディオ機器１０において、信号源１１の基準直流電圧源１７のＶ２は、基準直流電圧用バッファ１８、端子２２，３１、バッファ３２、及び抵抗３３を介して入力段オペアンプ２８の正相側入力端子へ伝達され、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子はＶ２によりバイアスされる。これにより、結合コンデンサ３０の両端電圧差の直流分は０となるので、結合コンデンサ３０の絶縁性が低下しても、信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の基準直流電圧差に因る漏れ電流が結合コンデンサ３０及び端子３９を流れるのが防止される。一方、オペアンプ４０では、正相側入力端子側をＶ２によりバイアスされているので、オペアンプ４０の出力直流電圧分は、Ｖ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高くなる。さらに、入力段オペアンプ２８では、正相側入力端子側をＶ２にバイアスされ、オペアンプ４０の出力端にＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い直流分電圧が生じているので、入力段オペアンプ２８の出力側直流電圧分はＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）・（１／ａ）、すなわち、Ｖ１−Ｖ２だけ高い値としてのＶ１となる。こうして、オーディオパワーＩＣ１２において、入力段オペアンプ２８のＤＣオフセットは０となる。オーディオパワーＩＣ１２において、入力段オペアンプ２８より後段側の各素子は基準直流電圧Ｖ１で作動する。
【００２３】
図２は図１の変形例である。図１との相違点についてのみ説明する。バッファ３２の正相側入力端子は、抵抗５０を介して基準直流電圧源３８の＋側へ接続される。これにより、端子２２，３１間が断線したときは、バッファ３２の正相側入力端子はＶ１にバイアスされることになるので、少なくとも従来のオーディオ機器８０（図４）と同一の作用は確保される。抵抗５０の代わりに、オーディオパワーＩＣ１２の外部において端子３１，３９間を抵抗５１により接続してもよい。
【００２４】
図３は他のオーディオ機器５２の信号源１１及びオーディオパワーＩＣ１２の主要部回路図である。図１と重複する部分は同符号で指示して、説明は省略し、相違点ついてのみ説明する。抵抗７１，７２に括弧が付してあるが、これは、省略可能を意味し、抵抗７１，７２は、一緒にではなく、どちらかが選択されて設けられる。抵抗７１，７２を省略する場合について先に説明する。入力段オペアンプ２８の正相側入力端子は抵抗５４を介して基準直流電圧源３８の＋端子へ接続され、入力段オペアンプ２８の逆相側入力端子は、抵抗５５を介して基準直流電圧源３８の＋端子へ接続されているとともに、抵抗５６を介して入力段オペアンプ２８の出力端へ接続されている。信号源１１の端子６１は、オーディオパワーＩＣ１２の端子５９へ接続され、端子５９は抵抗６０を介して基準直流電圧源３８のＶ１を印加される。バッファ６３は正相側入力端子を端子６１へ接続される。オペアンプ６４の正相側入力端子は基準直流電圧用バッファ１８の出力端へ接続され、オペアンプ６４の逆相側入力端子は、抵抗６７を介してバッファ６３の出力端へ接続されるとともに、抵抗６８を介して抵抗５４の出力端へ接続される。出力バッファ１６（厳密にはバッファではなくなっている。）の逆相側入力端子は、抵抗６９を介してオペアンプ６４の出力端へ接続されているとともに、抵抗７０を介して出力バッファ１６の出力端へ接続されている。抵抗６７，６８，６９，７０の抵抗値をそれぞれｒ１，Ｒ１，ｒ２，Ｒ２とすると、Ｒ１／ｒ１＝ｒ２／Ｒ２＝ａに設定されている。換言すると、Ｒ２／ｒ２＝１／ａである。
【００２５】
信号源１１において、バッファ６３の出力端はＶ１となる。オペアンプ６４では、正相側入力端子側をＶ２によりバイアスされているので、オペアンプ６４の出力電圧は、Ｖ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高くなる。さらに、出力バッファ１６では、正相側入力端子側をＶ２にバイアスされ、オペアンプ６４の出力端にはＶ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）だけ高い電圧が生じているので、出力バッファ１６の出力側直流電圧分は、Ｖ２よりａ・（Ｖ１−Ｖ２）・（１／ａ）、すなわち、Ｖ１−Ｖ２だけ高い電圧としてのＶ１となる。こうして、結合コンデンサ３０の両端電圧差の直流分は０となるので、結合コンデンサ３０の絶縁性が低下しても、漏れ電流が結合コンデンサ３０及び抵抗５４を流れ、入力段オペアンプ２８の正相側入力端子側直流電圧分がＶ１に対してずれて、入力段オペアンプ２８の出力側にＤＣオフセットが生じるのが防止される。
【００２６】
抵抗７１は、信号源１１の外側に設けられ、両端において端子６１，６２に接続され、端子５９，６１間が断線した際も、端子６２の正相側入力端子へのＶ２のバイアスを保証し、そのような断線の場合にも、出力バッファ１６の出力端に交流信号が生成されるのを確保する。抵抗７１の代わりに、信号源１１内において基準直流電圧用バッファ１８の出力端とバッファ６３の正相側入力端子との間に抵抗７２を介在させても、同様な作用を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】オーディオ機器の信号源及びオーディオパワーＩＣの主要部回路図である。
【図２】図１の変形例を示す回路図である。
【図３】他のオーディオ機器の信号源及びオーディオパワーＩＣの主要部回路図である。
【図４】従来のオーディオ機器における信号源とオーディオパワーＩＣとの接続部の回路図である。
【図５】従来の別のオーディオ機器における信号源とオーディオパワーＩＣとの接続部の回路図である。
【符号の説明】
１０オーディオ機器（漏れ電流防止電子回路）
１１信号源（前段側回路ブロック部）
１２オーディオパワーＩＣ（後段側回路ブロック部）
１６出力バッファ（出力段第２の増幅段）
２８入力段オペアンプ（入力段第２の増幅段）
３０結合コンデンサ
４０オペアンプ（第１の増幅段）
６４オペアンプ（第１の増幅段）[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a leakage current prevention electronic circuit for effectively preventing a leakage current between a signal source and an audio power IC in an audio device or the like.
[0002]
[Prior art]
FIGS. 4 and 5 are circuit diagrams of connection portions between the signal source 11 and the audio power IC 12 in the conventional audio devices 80 and 84, respectively. The same elements as those of FIG. 3 as an embodiment of the present invention described later are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. Only the main points will be described. The signal sources 11 and the audio power ICs 12 of the audio devices 80 and 84 operate at different reference DC voltages V2 and V1, respectively. In the audio device 80 of FIG. 4, the positive-phase input terminal of the input-stage operational amplifier 28 is biased to the reference DC voltage V1 of the reference DC voltage source 38 via the resistor 54, and the negative-phase-side input terminal of the input-stage operational amplifier 28 is , The negative feedback is applied by the resistor 56, so that the output side DC voltage of the input stage operational amplifier 28 becomes V1. In the audio device 84 shown in FIG. 5, a coupling capacitor 87 is interposed between the terminal 85 of the signal source 11 and the terminal 86 of the audio power IC 12, and the opposite-phase input terminal of the operational amplifier 28 is connected to the terminal 86 via the resistor 55. Have been. The positive-phase input terminal of the operational amplifier 28 is biased to the reference DC voltage V1 of the reference DC voltage source 38 via the resistor 88. As a result, the output side DC voltage of the input stage operational amplifier 28 becomes V1. The signal source 11 operates as a reference DC voltage V2 different from the reference DC voltage V1 of the reference DC voltage source 38 of the audio power IC 12, and the coupling capacitor 30 cuts off the DC component and passes only the AC voltage component. That is, the difference between V1 and V2 is cut off by the coupling capacitor 30, and only the audio signal as the AC component of the output of the signal source 11 is transmitted to the input-stage operational amplifier 28 via the coupling capacitor 30.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the audio device 80, if the insulation resistance of the coupling capacitor 30 is low, a leakage current flows through the resistor 54 via the coupling capacitor 30 due to the difference between the reference DC voltages V1 and V2 of the signal source 11 and the audio power IC 12, and both ends of the resistor 54 Causes a DC potential difference. This potential difference is amplified by the input-stage operational amplifier 28, and the amplified amount appears as a DC offset in the output of the audio power IC 12, causing trouble such as damage to a speaker at the subsequent stage.
[0004]
In the audio device 84, when the insulation resistance of the coupling capacitor 87 decreases, a leakage current flows through the resistors 55 and 56 due to a difference between the reference DC voltages V1 and V2 of the signal source 11 and the audio power IC 12, and the terminal 29 of the input stage operational amplifier 28 , 86, and this potential difference is amplified by the input stage operational amplifier 28. Therefore, in the case of the audio device 84 as well, similarly to the audio device 80, a DC offset occurs in the output of the audio power IC 12, which may cause trouble such as damage to a subsequent speaker.
[0005]
Further, when the power of the signal source 11 and the audio power IC 12 is turned on or when the power supply fluctuates, a difference occurs in the transient response between the reference DC voltage of the signal source 11 and the reference DC voltage of the audio power IC 12, and a shock sound or the like is likely to occur. Become. In order to prevent this, it is necessary to adjust the time constants of the coupling capacitors 30 and 87.
[0006]
It is an object of the present invention that the front-stage circuit block unit and the rear-stage circuit block unit operate at different reference DC voltages, respectively, and only the AC voltage output from the front-stage circuit block unit passes through the coupling capacitor via the coupling capacitor. An object of the present invention is to prevent a leakage current through a coupling capacitor in an electronic circuit to be transmitted to a circuit block unit.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The leakage current prevention electronic circuit (10) of the present invention has the following.
A front-stage circuit block unit (11) and a rear-stage circuit block unit (12) having different front-stage reference DC voltages and rear-stage reference DC voltages, respectively.
A coupling capacitor (30) interposed between the output side of the output stage (16) of the front-stage circuit block section (11) and the input side of the input stage (28) of the rear-stage circuit block section (12)
Bias means for biasing the input side of the input stage (28) of the subsequent-stage circuit block section (12) with the preceding-stage reference DC voltage of the preceding-stage circuit block section (11)
The former-stage circuit block unit (11) and the latter-stage circuit block unit (12) are, for example, a signal source (11) and an audio power IC (12) in the audio device (10).
[0009]
In the latter-stage circuit block section (12), the input side of the input stage (28) is biased by the preceding-stage reference DC voltage of the preceding-stage circuit block section (11), so that the DC component at both ends of the coupling capacitor (30) is increased. And the insulation resistance of the coupling capacitor (30) is reduced, the coupling capacitor (30) caused by the reference DC voltage difference between the front-stage circuit block unit (11) and the rear-stage circuit block unit (12) is removed. There is no leakage current through. Therefore, the problem of the DC offset of the subsequent circuit block (12) is eliminated.
[0010]
The leakage current prevention electronic circuit (10) of the present invention further includes a level shift means for level-shifting the output side DC voltage of the input stage (28) to the subsequent-stage reference DC voltage.
[0011]
The output side DC voltage of the input stage (28) of the subsequent circuit block unit (12) can be returned to the rear reference DC voltage by the level shift means, and the input stage (28) of the subsequent circuit block unit (12) is used. After that, the conventional one can be used without any change.
[0012]
Further, when power is supplied to the front-side circuit block section (11) and the rear-side circuit block section (12) or when the power supply fluctuates, the reference DC voltage of the front-side circuit block section (11) and the rear-side circuit block section (12) are changed. A difference occurs in the transient response with respect to the reference DC voltage of (2), but this difference is absorbed at the output side of the input stage (28) of the subsequent-stage circuit block section (12), making it difficult to produce a shock noise or the like. Therefore, the coupling capacitor (30) does not need to adjust the time constant for preventing such a shock noise, and can set a value from the viewpoint of merely determining the low frequency characteristic.
[0013]
According to the leakage current prevention electronic circuit (10) of the present invention, the level shift means has the first amplification stage (40) and the second amplification stage (28). The rear-stage reference DC voltage and the front-stage reference DC voltage are defined as V1 and V2, respectively, and both the first amplification stage (40) and the second amplification stage (28) input V2 to one input side. You. The first amplifier stage (40) receives V1 at the other input side and outputs a DC voltage component higher than V2 by a · (V1−V2) at the output side, and the second amplifier stage (28) Has a DC voltage higher than V2 by V1-V2, which is 1 / a times a · (V1-V2), on the output side, the output of the first amplification stage (40) being input to the other input side. The input stage (28) is composed of a second amplifier stage (28), and the AC signal from the subsequent circuit block unit (12) via the coupling capacitor (30) is supplied to the second amplifier stage (28). ) Is applied to one input side.
[0014]
V1 and V2 used in the first amplifying stage (40) and the second amplifying stage (28) of the level shift means are reference DCs of the front-stage circuit block unit (11) and the rear-stage circuit block unit (12), respectively. Since the voltage can be used, various V1 and V2 can be handled without changing the circuit configuration.
[0015]
The leakage current prevention electronic circuit (10) of the present invention has the following elements.
A front-stage circuit block unit (11) and a rear-stage circuit block unit (12) having different front-stage reference DC voltages and rear-stage reference DC voltages, respectively.
A coupling capacitor (30) interposed between the output side of the output stage (16) of the front-stage circuit block section (11) and the input side of the input stage (28) of the rear-stage circuit block section (12)
Level shift means for level-shifting the output side DC voltage of the output stage (16) to the subsequent-stage reference DC voltage
In the front-stage circuit block section (11), the output side of the output stage (16) is level-shifted to the rear-stage reference DC voltage of the rear-stage circuit block section (12), so that the DC voltage at both ends of the coupling capacitor (30) is increased. Even if the potential difference is lost and the insulation resistance of the coupling capacitor (30) decreases, the coupling capacitor (30) caused by the reference DC voltage difference between the front-stage circuit block (11) and the rear-stage circuit block (12). There is no leakage current through. Therefore, the problem of the DC offset of the subsequent circuit block (12) is eliminated.
[0017]
According to the leakage current prevention electronic circuit (10) of the present invention, the level shift means has the first amplification stage (64) and the second amplification stage (16). The rear-stage reference DC voltage and the front-stage reference DC voltage are defined as V1 and V2, respectively, and both the first amplification stage (64) and the second amplification stage (16) receive V2 at one input side. You. The first amplifier stage (64) receives V1 at the other input side and outputs a DC voltage higher by a · (V1-V2) than V2 at the output side, and the second amplifier stage (16) The input side receives the output of the first amplification stage (64) on the other input side, and the output side has a DC voltage higher than V2 by V1−V2 as 1 / a times a · (V1−V2). The output stage (16) is composed of a second amplification stage (16), and generates an AC signal to the input stage (28) of the subsequent circuit block unit (12) on the output side.
[0018]
V1 and V2 used in the first amplifying stage (64) and the second amplifying stage (16) of the level shift means are reference DCs of the front-stage circuit block unit (11) and the rear-stage circuit block unit (12), respectively. Since the voltage can be used, various V1 and V2 can be handled without changing the circuit configuration.
[0019]
Further, when power is supplied to the front-side circuit block section (11) and the rear-side circuit block section (12) or when the power supply fluctuates, the reference DC voltage of the front-side circuit block section (11) and the rear-side circuit block section (12) are changed. A difference occurs in the transient response with respect to the reference DC voltage in (1), but this difference is absorbed at the output side of the output stage (16) of the front-stage circuit block section (11), so that a shock noise or the like hardly occurs. Therefore, the coupling capacitor (30) does not need to adjust the time constant for preventing such a shock noise, and can set a value from the viewpoint of merely determining the low frequency characteristic.
[0020]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of a signal source 11 and an audio power IC 12 of an audio device 10. The audio device 10 includes a signal source 11 and an audio power IC 12. The signal source 11 includes a reference DC voltage source 17 that supplies a reference DC voltage V2 to each element included therein. The output buffer 16 is composed of an operational amplifier. The reference DC voltage buffer 18 generates V2 of the reference DC voltage source 17 on the output side, and biases the positive-phase input terminal of the output buffer 16 to V2 via the variable resistor 19. . The DC voltage at the output terminal of the output buffer 16 is V2. The AC signal generated by the signal source 11 is applied to the input terminal on the positive phase side of the output buffer 16 via the variable resistor 19. The signal source 11 has terminals 21 and 22. The terminal 21 is connected to the output terminal of the output buffer 16 via the resistor 20, and the terminal 22 is connected to the output terminal of the reference DC voltage buffer 18.
[0021]
The audio power IC 12 has terminals 29 and 31. The terminal 29 is connected to the terminal 21 via the coupling capacitor 30, and the terminal 31 is directly connected to the terminal 22. The DC voltage at the terminal 21 is cut off by the coupling capacitor 30 and is not transmitted to the terminal 29, but only the AC voltage (= audio signal) is transmitted to the terminal 29. The input-stage operational amplifier 28 is connected to the terminal 29 at the positive-phase-side input terminal and to the output terminal of the buffer 32 via the resistor 33. The positive-phase input terminal of the buffer 32 is connected to the terminal 31. The reference DC voltage source 38 serves to supply the reference DC voltage V1 to each element of the audio power IC 12, and the + side is connected to the terminal 39. The operational amplifier 40 has a positive-phase input terminal connected to the output terminal of the buffer 32, a negative-phase input terminal connected to the positive terminal of the reference DC voltage source 38 via a resistor 41, and an operational amplifier via a resistor 42. 40 output terminals. The opposite-phase input terminal of the input-stage operational amplifier 28 is connected to the output terminal of the operational amplifier 40 via the resistor 43 and to the output terminal of the input-stage operational amplifier 28 via the resistor 44. Assuming that the resistance values of the resistors 41, 42, 43, and 44 are r1, R1, r2, and R2, respectively, R1 / r1 = r2 / R2 = a. In other words, R2 / r2 = 1 / a.
[0022]
In the audio device 10, V2 of the reference DC voltage source 17 of the signal source 11 is supplied to the positive-phase input terminal of the input stage operational amplifier 28 via the reference DC voltage buffer 18, the terminals 22, 31, the buffer 32, and the resistor 33. Then, the positive-phase input terminal of the input stage operational amplifier 28 is biased by V2. As a result, the DC component of the voltage difference between both ends of the coupling capacitor 30 becomes zero, so that the leakage current due to the reference DC voltage difference between the signal source 11 and the audio power IC 12 is coupled even if the insulation of the coupling capacitor 30 is reduced. Flow through the capacitor 30 and the terminal 39 is prevented. On the other hand, in the operational amplifier 40, since the positive-phase input terminal side is biased by V2, the output DC voltage of the operational amplifier 40 is higher than V2 by a · (V1−V2). Further, in the input-stage operational amplifier 28, the positive-phase input terminal side is biased to V2, and a DC component voltage higher by a · (V1−V2) than V2 is generated at the output terminal of the operational amplifier 40. The output side DC voltage component is V1 as a value higher than V2 by a · (V1−V2) · (1 / a), that is, V1−V2. Thus, in the audio power IC 12, the DC offset of the input stage operational amplifier 28 becomes zero. In the audio power IC 12, each element on the downstream side of the input-stage operational amplifier 28 operates at the reference DC voltage V1.
[0023]
FIG. 2 is a modification of FIG. Only differences from FIG. 1 will be described. The positive-phase input terminal of the buffer 32 is connected to the + side of the reference DC voltage source 38 via the resistor 50. As a result, when the terminals 22 and 31 are disconnected, the in-phase input terminal of the buffer 32 is biased to V1, so that at least the same operation as that of the conventional audio device 80 (FIG. 4) is ensured. You. Instead of the resistor 50, the terminals 31 and 39 may be connected by the resistor 51 outside the audio power IC 12.
[0024]
FIG. 3 is a circuit diagram of a main part of the signal source 11 and the audio power IC 12 of another audio device 52. 1 are indicated by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and only different points will be described. Although the parentheses are added to the resistors 71 and 72, this means that the resistors 71 and 72 can be omitted. The resistors 71 and 72 are not selected together but are provided by selecting one of them. The case where the resistors 71 and 72 are omitted will be described first. The positive-phase input terminal of the input stage operational amplifier 28 is connected to the + terminal of the reference DC voltage source 38 via a resistor 54, and the negative-phase input terminal of the input stage operational amplifier 28 is connected to the reference DC voltage source 38 via a resistor 55. Of the input-stage operational amplifier 28 via a resistor 56. The terminal 61 of the signal source 11 is connected to the terminal 59 of the audio power IC 12, and the terminal 59 is applied with V1 of the reference DC voltage source 38 via the resistor 60. The buffer 63 has a positive-phase input terminal connected to the terminal 61. The positive-phase input terminal of the operational amplifier 64 is connected to the output terminal of the reference DC voltage buffer 18, the negative-phase input terminal of the operational amplifier 64 is connected to the output terminal of the buffer 63 via the resistor 67, and To the output terminal of the resistor 54. The negative-phase input terminal of the output buffer 16 (strictly, not a buffer) is connected to the output terminal of the operational amplifier 64 via a resistor 69 and the output terminal of the output buffer 16 via a resistor 70. Connected to Assuming that the resistance values of the resistors 67, 68, 69, and 70 are r1, R1, r2, and R2, respectively, R1 / r1 = r2 / R2 = a. In other words, R2 / r2 = 1 / a.
[0025]
In the signal source 11, the output terminal of the buffer 63 is at V1. In the operational amplifier 64, since the positive-phase input terminal side is biased by V2, the output voltage of the operational amplifier 64 is higher than V2 by a · (V1−V2). Further, in the output buffer 16, the positive-phase input terminal side is biased to V2, and a voltage higher by a · (V1−V2) than V2 is generated at the output terminal of the operational amplifier 64. The DC voltage component is V1 as a voltage higher than V2 by a · (V1−V2) · (1 / a), that is, V1−V2. In this way, the DC component of the voltage difference between both ends of the coupling capacitor 30 becomes zero. Therefore, even if the insulation of the coupling capacitor 30 is reduced, the leakage current flows through the coupling capacitor 30 and the resistor 54 and the positive-phase side of the input-stage operational amplifier 28. This prevents the input terminal side DC voltage from deviating from V1 and causing a DC offset on the output side of the input stage operational amplifier 28.
[0026]
The resistor 71 is provided outside the signal source 11 and connected to the terminals 61 and 62 at both ends. Even when the terminals 59 and 61 are disconnected, a bias of V2 to the positive-phase input terminal of the terminal 62 is guaranteed. Even in the case of such a disconnection, it is ensured that an AC signal is generated at the output terminal of the output buffer 16. The same effect can be obtained by interposing a resistor 72 between the output terminal of the reference DC voltage buffer 18 and the positive-phase input terminal of the buffer 63 in the signal source 11 instead of the resistor 71.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a main part of a signal source of an audio device and an audio power IC.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a modification of FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram of a main part of a signal source of another audio device and an audio power IC.
FIG. 4 is a circuit diagram of a connection portion between a signal source and an audio power IC in a conventional audio device.
FIG. 5 is a circuit diagram of a connection portion between a signal source and an audio power IC in another conventional audio device.
[Explanation of symbols]
10. Audio equipment (leakage current prevention electronic circuit)
11 signal source (pre-stage side circuit block part)
12. Audio power IC (later circuit block)
16. Output buffer (output stage second amplification stage)
28 input stage operational amplifier (input stage second amplification stage)
30 coupling capacitor 40 operational amplifier (first amplification stage)
64 operational amplifier (first amplification stage)

Claims

A first-stage circuit block unit (11) and a second-stage circuit block unit (12) each having a different first-stage reference DC voltage V2 and second-stage reference DC voltage V1 ,
A coupling capacitor (30) interposed between the output side of the output stage (16) of the front-stage circuit block section (11) and the input side of the input stage (28) of the rear-stage circuit block section (12);
Using the front- stage reference DC voltage V2 transmitted from the front-stage circuit block unit (11 ), the input-side DC voltage of the input stage (28) of the rear-stage circuit block unit (12) is converted to the front- stage circuit block. part biasing means for substantially the same as the DC voltage V2 of the output side of the output stage (16) of (11), and
Level shift means ,
Has,
It said level shifting means have a first amplification stage (40) and a second amplifier stage (28), before Symbol first amplifier stage (40) and said second amplifier stage (28) are both V1 is input to one input side, and the first amplification stage (40) receives V1 at the other input side and outputs a DC voltage component higher than V2 by a · (V1−V2). The second amplifier stage (28) receives the output of the first amplifier stage (40) on the other input side, and outputs 1/1 / (V1-V2) on the output side. The input stage (28) is composed of the second amplifying stage (28), and outputs the DC voltage V1 higher than V2 by V1-V2 as a times, and the latter stage through the coupling capacitor (30). An electronic circuit for preventing leakage current, wherein an AC signal from a circuit block section (12) is applied to said one input side of said second amplification stage (28).

A first-stage circuit block unit (11) and a second-stage circuit block unit (12) each having a different first-stage reference DC voltage V2 and second-stage reference DC voltage V1 ,
A coupling capacitor (30) interposed between the output side of the output stage (16) of the front-stage circuit block section (11) and the input side of the input stage (28) of the rear-stage circuit block section (12);
Level shift means ,
Has,
It said level shifting means have a first amplifier stage (64) and a second amplifier stage (16), before Symbol first amplifier stage (64) and said second amplifier stage (16) are both V1 is input to one input side, and the first amplification stage (64) receives V1 at the other input side and outputs a DC voltage component higher than V2 by a · (V1−V2). The second amplification stage (16) receives the output of the first amplification stage (64) at the other input side, and outputs 1/1 / (V1-V2) to the output side. The output stage (16) is composed of the second amplification stage (16), and outputs the DC voltage V1 higher than V2 by V1-V2 as a times, and the output side includes the second-stage circuit block ( The leakage current prevention electronic circuit according to 12), wherein an AC signal to the input stage (28) is generated.