JP3596331B2

JP3596331B2 - Radio arrival direction estimating apparatus and variable directivity receiving apparatus

Info

Publication number: JP3596331B2
Application number: JP4439299A
Authority: JP
Inventors: 高明岸上; 隆深川; 誠長谷川
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1999-02-23
Filing date: 1999-02-23
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2019-02-23
Also published as: JP2000241521A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はアレーアンテナを用いて電波到来方向を推定する電波到来方向推定装置、及び方向推定結果を基にアンテナ指向性を可変する指向性可変受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを用いて、電波の到来方向を高精度で推定を行う一つの方法として、文献Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｔｄｔ、“ＭｕｌｔｉｐｌｅｅｍｉｔｔｅｒＬｏｃａｔｉｏｎａｎｄＳｉｇｎａｌＰａｒａｍｅｔｅｒＥｓｔｉｍａｔｉｏｎ”、ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．，ＡＰ−３４、３，ｐｐ．２７６−２８０（１９８６）に開示されているＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅＳＩｇｎａｌＣｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法がある。これは同一周波数帯の複数波を同時に高精度に方向推定することができるアルゴリズムである。以下、図７、図８を用いて、従来のＭＵＳＩＣ法を用いた電波到来方向推定装置について説明する。
【０００３】
図７は、従来の電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図である。Ｍ個（ただし、Ｍ＞１）の素子アンテナ７１―１〜Ｍで受信した受信信号７２―１〜Ｍは、各素子アンテナ７１―１〜Ｍに接続された周波数変換部７３―１〜Ｍにおいて、周波数変換された後、位相検波され、直交するＩ、Ｑ信号からなる複素ベースバンド信号７４―１〜Ｍに変換される。各複素ベースバンド信号７４―１〜Ｍは、アナログ／ディジタル変換器７５―１〜Ｍ（以下、Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ。）により、アナログ信号から複素ディジタル信号７６―１〜Ｍに変換される。
【０００４】
データ転送部７７は、複素ディジタル信号７６―１〜Ｍからそれぞれ得られるサンプル時刻ｋΔＴ（ΔＴはサンプリング間隔）における複素ディジタル信号ｘ_１（ｋ）、ｘ_２（ｋ）、．．．、ｘ_Ｍ（ｋ）を、所定サンプル間、一時的に蓄積した後、所定のタイミングで一括的に方向推定処理部７８にデータ転送を行う。
【０００５】
方向推定処理部７８は、データ転送部７７の出力データからＭＵＳＩＣ法に基づく演算を行い方向推定を行う。
【０００６】
図８は、従来の方向推定処理部７８の構成を示すブロック図である。分散行列演算手段７９は、データ転送部７７の出力から得られる複素ディジタル信号７６―１〜Ｍを用いて、（数１）で示される受信ベクトルＸ（ｋ）を作り、サンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでの受信ベクトルＸ（ｋ）を用いて、（数２）の共分散行列Ｒを求める。ただし、Ｔは転置、Ｈは複素共役転置を示す。
【０００７】
【数１】

【０００８】
【数２】

【０００９】
固有値演算手段８０は、共分散行列Ｒの固有値を降順に算出した固有値λ_１〜λ_Ｍを求める。固有ベクトル演算手段８１は、固有値λ_１〜λ_Ｍに対応する固有ベクトルｅ_１〜ｅ_Ｍを算出する。到来波数がＳ個の場合、方向評価関数演算手段８２は、（数３）の関係にある雑音固有ベクトル空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトル行列Ｅ_Ｎ＝［ｅ_ｓ＋１、．．．、ｅ_Ｍ］を用い、固有ベクトルｅ_１〜ｅ_Ｍが張る信号固有ベクトル空間Ｅ_ｓ＝［ｅ_１、．．．、ｅ_Ｍ］とＥ_Ｎは直交する性質を利用する。すなわち、方位θに対するアレイアンテナの複素応答を表すａ（θ）（ステアリングベクトルと呼ばれる。）におけるθを０〜３６０度まで可変した時のＥ_Ｎとの直交性を評価する方向評価関数Ｆ（θ）を（数４）のように定義する。
【００１０】
【数３】

【００１１】
【数４】

【００１２】
これにより、θが到来角に等しくなる場合、理想的には方向評価関数Ｆ（θ）は無限大の値をとることになる。従って、θを可変した時のＦ（θ）の計算結果のピーク方向を到来波の到来方向推定値とする。
【００１３】
なお、一般に到来波数Ｓは未知であるため、到来波数を判定するために、固有値の分布や文献Ｍ．ＷａｘａｎｄＴ．Ｋａｉｌａｔｈ，“ＤｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆＳｉｇｎａｌｓｂｙＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＴｈｅｏｒｅｔｉｃＣｒｉｔｅｒｉａ”，ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＯｎＡｃｏｕｓｔｉｃｓ，ＳｐｅｅｃｈａｎｄＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ３３（２），ｐｐ．３８７−３９２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ（１９８５）に記載されている信号個数判定基準を設けて、判定を行う。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
以上のＭＵＳＩＣ法のようなアレイ受信信号の共分散行列の固有値展開を行うアルゴリズムを用いて、信号処理により高精度に到来方向推定する電波到来方向推定装置においては、共分散行列で求まる素子アンテナ間の受信信号の相互相関値を求めるが、統計的に観測時間が長くなる程、その精度が高まり、その結果として到来方向推定精度が向上する。そのため、到来方向推定精度をある程度確保するためには、各素子アンテナで得られる受信信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタル信号に変換した受信データ信号を多量に扱う必要が生じ、到来方向推定に使用する受信データ数が多くなり、データ転送部におけるデータを一時蓄積するメモリ量が増大するという課題を有する。
【００１５】
また、移動体に搭載された送信機の到来方向を推定する場合は、想定される移動体の移動速度に応じて、データ転送部の転送速度及び信号処理装置の演算能力が要求される。
【００１６】
さらに、ＭＵＳＩＣ法では到来波間の相関が高い場合、共分散行列のフルランク性が保証されず、推定精度が劣化する。その対処方法として、アレーアンテナをサブアレイ化し、空間スムージング法を適用することで、相関波に対する精度劣化は改善されるが、この場合、素子アンテナ数が少ない場合はアレーの自由度が減少するため、実質的な効果が得られないという課題がある。
【００１７】
本発明は、電波到来方向推定装置の装置構成の簡易化を目的とするものであり、信号処理装置へのデータ入力となるデータ転送部の転送速度と一時的な蓄積用のメモリ容量を低減すると同時に、計算量の低減による信号処理装置の演算能力の軽減を可能とする装置を提供することを目的とする。
【００１８】
また、複数到来波のすべての到来方向ではなく、複数到来波のうち最大レベルの到来波のみを推定する用途に限定適用することで、素子アンテナ数が少なく、到来波間の相関が高い場合でも、複数到来波のうち最大レベルの到来波方向を精度良く検出する電波到来方向推定装置を提供することを目的とし、さらに、この電波到来方向推定装置の推定結果を利用して、アンテナ指向性制御を行うことで受信品質改善を行う指向性可変受信装置を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するために本発明は、複素ベースバンド信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、複素ディジタル信号の高周波成分を減衰させた複素低域信号を出力する低域通過フィルタと、複素低域信号をＡＤ変換器のサンプリング間隔の整数倍でダウンサンプリングし複素ダウンサンプル信号を出力するダウンサンプル部と、各素子アンテナから得られた複素ダウンサンプル信号を一時的に蓄積しデータ転送を行うデータ転送部と、データ転送部の出力データを基に電波到来方向推定を行う方向推定処理部とを有する構成としたものである。
【００２０】
これにより、到来方向推定精度の劣化を最低限に抑えた上で、到来方向推定処理に必要とするデータ量を減らすことができ、システム全体の低コスト化をはかることができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、複数の素子アンテナを用いたアレーアンテナと、前記各素子アンテナから得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波して複素ベースバンド信号を出力する周波数変換部と、前記複素ベースバンド信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の高周波成分を減衰させた複素低域信号を出力する低域通過フィルタと、前記複素低域信号を前記ＡＤ変換器のサンプリング間隔の整数倍でダウンサンプリングし複素ダウンサンプル信号を出力するダウンサンプル部と、前記各素子アンテナから得られた前記複素ダウンサンプル信号を一時的に蓄積しデータ転送を行うデータ転送部と、前記データ転送部の出力データを基に電波到来方向推定を行う方向推定処理部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置であり、到来方向推定精度の劣化を最低限に抑えた上で、到来方向推定処理に必要とするデータ量を減らすことができ、システム全体の低コスト化をはかることができるという作用を有する。
【００２２】
請求項２に記載の発明は、低域通過フィルタの通過帯域が、電波到来方向推定を行う到来電波の３ｄＢ帯域の１０〜５０％であることを特徴とする請求項１記載の電波到来方向推定装置であり、方向推定処理の特性を最適化するという作用を有する。
【００２３】
請求項３に記載の発明は、各素子アンテナから得られた複素ダウンサンプル信号を用いて共分散行列を求める共分散行列演算手段と、前記共分散行列から固有値を求める固有値演算手段と、前記固有値に対応する固有ベクトルを求める固有ベクトル演算手段と、前記固有ベクトルを用いて到来波方向を推定する方向評価関数演算手段とを有することを特徴とする請求項１または２記載の電波到来方向推定装置であり、到来方向推定精度の劣化を最低限に抑えた上で、到来方向推定処理に必要とするデータ量を減らすことができ、システム全体の低コスト化をはかることができるという作用を有する。
【００２４】
請求項４に記載の発明は、方向評価関数演算手段は、固有ベクトルの中で最大固有値を除く固有値に対する固有ベクトルに対する直交性を評価する方向評価関数を演算することで最大レベルの到来波方向を推定する最大レベル方向評価関数演算手段であることを特徴とする請求項３記載の電波到来方向推定装置であり、素子アンテナ数が少なく、到来波間の相関が高い場合でも、複数到来波のうち最大レベルの到来波方向を精度良く検出するという作用を有する。
【００２５】
請求項５に記載の発明は、請求項４記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、最大レベル方向評価関数演算手段の演算結果から前記複数のセクタアンテナから１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタスイッチの出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有することを特徴とする指向性可変受信装置であり、電波到来方向推定装置の推定結果を利用して、アンテナ指向性制御を行うことで受信品質改善を行う作用を有する。
【００２６】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図６を用いて説明する。
【００２７】
（実施の形態１）
図１は、電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図である。Ｍ個（ただし、Ｍ＞１）の素子アンテナ１―１〜Ｍで受信した受信信号２―１〜Ｍは、各素子アンテナ１ー１〜Ｍに接続された周波数変換部３―１〜Ｍにおいて周波数変換された後、位相検波され、直交するＩ、Ｑ信号からなる複素ベースバンド信号４―１〜Ｍに変換される。各複素ベースバンド信号は、アナログ／ディジタル変換器５―１〜Ｍ（以下、Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ。）により、アナログ信号から複素ディジタル信号６―１〜Ｍに変換される。ここで、Ａ／Ｄ変換器５―１〜Ｍのサンプリング周波数ｆｓは、電波到来方向推定を行う送信変調波の帯域Ｗ_Ｂ（Ｈｚ）に対し、ｆｓ≧２Ｗ_Ｂとなるサンプリング定理を満たす条件で行う。
【００２８】
低域通過フィルタ７―１〜Ｍは、複素ディジタル信号６―１〜Ｍの高周波成分を低減し、時間的に平滑化した複素低域信号８―１〜Ｍを出力する。ダウンサンプル部９―１〜Ｍは、サンプリング間隔ΔＴ（＝１／ｆｓ）でサンプルされ低域化された複素低域信号８―１〜ＭをＮｄサンプル毎にダウンサンプリングを行い、複素ダウンサンプル信号１０―１〜Ｍを出力する。
【００２９】
データ転送部１１は、複素ダウンサンプル信号１０―１〜Ｍから得られるｘ_１（ｋ）、ｘ_２（ｋ）、．．．、ｘ_Ｍ（ｋ）を方向推定処理部１２に転送する。ただし、ｋはダウンサンプル時刻ｋ×Ｎｄ×ΔＴを表す。
【００３０】
方向推定処理部１２は、データ転送部１１の出力データからＭＵＳＩＣ法に基づく演算を行い方向推定を行う。方向推定処理部１２は図８と同様の構成であり、従来例での説明と同様の処理を行う。
【００３１】
以上のような構成では、ダウンサンプル部において複素ディジタル信号をＮｄサンプル毎にダウンサンプリングを行う点が従来例と異なる。すなわち、複素ディジタル信号６―１〜Ｍのサンプル数Ｎ個に対し複素ダウンサンプル信号９―１〜ＭはＮ／Ｎｄとなるため、従来例では（数２）で示されていた方向推定処理部７８における共分散行列演算手段７９での共分散行列の演算が、（数５）のように示される。
【００３２】
【数５】

【００３３】
この結果、ダウンサンプリングによりデータ数が減るため演算量は低減されるが、逆に、各素子アンテナ１−１〜Ｍによる受信信号２−１〜Ｍの相互相関値に精度劣化が生じる。しかしながら、Ａ／Ｄ変換器５の出力を低域通過フィルタ７により平滑化をしているため、その精度劣化を最小限に押さえる効果をもつ。
【００３４】
図２は、計算機シミュレーションにより方向推定処理部１１における処理結果を、従来のＭＵＳＩＣ法と比較した特性図である。図２は４素子円形アレーアンテナに到来角０°と１００°の２波が到来した場合の推定結果を示しており、複素ディジタル信号６−１〜Ｍをダウンサンプル部９により１／１００にデータ量を削減している。ダウンサンプルにより方向評価関数のピークのダイナミックレンジは減少しているが、ピーク方向は誤差１°以内で一致しており、精度的には大きな劣化がないことが確認できる。
【００３５】
図３は、複素ディジタル信号６−１〜Ｍをダウンサンプル部９により１／１００にデータ量を削減した場合の伝送３ｄＢ帯域Ｗで正規化した低域通過フィルタ７のカットオフ周波数ｆ（＝ｆｃ／Ｗ）の関係を示す。３ｄＢ帯域Ｗの１０〜５０％範囲内で低域通過フィルタ７のカットオフ周波数ｆを最適化することで、ダイナミックレンジの改善効果が得られる。
【００３６】
以上のように本実施の形態では、アレーアンテナ１により受信された複素ディジタル信号６を低域フィルタ７通過後にダウンサンプルすることで、方向推定精度劣化を最小限に抑えた上で、推定処理で扱うデータ量を削減でき、必要とする一時的データ格納メモリ量とデータ転送速度の低減ができ、データ転送部１１の低コスト化が実現できる。また、同じくデータ量の削減により方向推定処理部１２における共分散行列演算手段７９での計算量の低減がはかられ、必要とされる計算処理能力を低減することができ、方向推定処理部７８の低コスト化がはかれる。
【００３７】
なお、以上の説明では、方向推定処理部７８においてＭＵＳＩＣ法により方向推定した例を示したが、他の共分散行列の固有値展開に基づく方向推定アルゴリズムに対しても同様に実施可能である。
【００３８】
（実施の形態２）
図４は方向推定処理部４０の別な構成を示すブロック図である。データ転送部出力は、（実施の形態１）の図１を用いて説明したものと同様であり、以下、図４における方向推定処理部４０の動作を説明する。
【００３９】
共分散行列演算手段４１は、ダウンサンプル部９でダウンサンプルされたＮｓ個の複素ダウンサンプル信号１０を蓄積した受信ベクトルＸ（１）からＸ（Ｎｓ）を用いて、共分散行列Ｒを求める。ただし、ｋ＝１〜Ｎ、Ｔは転置、Ｈは複素共役転置を示す。
【００４０】
【数６】

【００４１】
【数７】

【００４２】
固有値演算手段４２は、共分散行列Ｒの固有値を降順に算出した固有値λ_１〜λ_Ｍを求める。固有ベクトル演算手段４３は、固有値λ_１〜λ_Ｍに対応する固有ベクトルｅ_１〜ｅ_Ｍを算出する。最大レベル方向評価関数演算手段４４は、最大固有値を除く（Ｍ−１）個の固有ベクトルで張られるベクトル空間行列Ｅｓ＝［ｅ_２、．．．、ｅ_Ｍ］を用いて、（数４）の方向評価関数Ｆ（θ）を用いて最大レベルの到来波の到来方向を推定する。これは最大固有値の固有ベクトル最大固有値に対応する固有ベクトル以外のすべての固有ベクトルは雑音固有空間を張るものと見なすことに対応する。θを０〜３６０度まで可変した時の方向評価関数Ｆ（θ）を求め、その結果からピークサーチすることで到来波の到来方向を推定する。
【００４３】
図５は、ＭＵＳＩＣ法と本実施の形態による実施例の４素子円形アレーでの到来方向推定シミュレーション結果をそれぞれ示す。図５のシミュレーション条件は以下の通りである。帯域６ＭＨｚのＱＰＳＫ変調に対し、低域通過フィルタ７のカットオフを１００ｋＨｚとし、Ｓ／Ｎ＝１０ｄＢで相互相関値が０．７である２波が到来した場合。第１波は到来角０°、信号レベル０ｄＢ、第２波は信号レベルが−３ｄＢで１０°毎に−１８０°から１８０°に到来角を変化。Ａ／Ｄ変換器５のサンプル周波数ｆｓはシンボル周波数ｆ_{ｓｙｍｂｏｌ}の４倍で、ダウンサンプリングはｆｓ／１００としている。
【００４４】
図５より明らかなように、最大レベル波の推定誤差が２０°を越える確率は、ＭＵＳＩＣ法に比べ、本実施例の方法が小さくなっており、推定精度の改善効果が得られている。
【００４５】
以上のように本実施の形態では、（実施の形態１）で説明した効果に加え、方向推定処理部４０における最大レベル方向評価関数演算手段４４をもうけることで複数の到来方向の中で最大レベル到来波方向を精度良く推定することができ、複数到来波のすべての到来方向ではなく、複数到来波のうち最大レベルの到来波のみを推定する用途に限定適用することで、素子アンテナ１が少なく、到来波間の相関が高い場合でも、複数到来波のうち最大レベルの到来波方向を精度良く検出する効果が得られる。
【００４６】
（実施の形態３）
（実施の形態２）において、最大レベル方向を推定する到来方向推定装置について説明したが、その推定結果を基に主ビーム方向の異なる複数のセクタアンテナの選択を行ない、指向性を可変にする指向性可変受信装置として適用可能であり、受信品質の改善に多大な効果を有する。
【００４７】
図６は指向性可変受信装置の構成ブロック図を示し、（実施の形態２）で示した方向推定処理部４０の機能を有する到来方向推定装置と、主ビーム方向の異なるｍ本（ｍ≧２）のセクタアンテナ６０―１〜ｍ、セクタスイッチ６１、セクタ制御部６２、受信部６３とを有する。
【００４８】
以下に、図６における動作を説明する。複数の素子アンテナ１―１〜Ｍからなるアレーアンテナから得られた受信信号２―１〜Ｍを使用して電波到来方向推定する動作は、（実施の形態１）における図１及び（実施の形態２）における図４を用いて行った説明と同様である。そして、到来方向推定処理部４０において最終的に得られた最大レベル方向推定結果がセクタ制御部６２に入力される。
【００４９】
セクタ制御部６２は、推定結果から、最大レベル方向に主ビーム方向を持つ第ｍ_ｓ番目のセクタアンテナを複数セクタアンテナ６０―１〜ｍから選択し、受信部６３に接続するようにセクタスイッチ６１を制御する。
【００５０】
セクタスイッチ６１は、セクタ制御信号６４に基づき、第ｍ_ｓ番目のセクタアンテナを受信部６３に接続する。受信部６３は、接続された第ｍ_ｓ番目のセクタアンテナによる受信信号２に対し復調動作を行う。
【００５１】
以上のような動作により、複数のセクタアンテナ６０―１〜ｍから最大レベル方向に主ビーム方向をもつ最適なセクタアンテナを選択することができ、高い信号対雑音レベル比の受信信号が得られる。また、選択されたセクタアンテナの主ビーム方向以外の多重波が抑圧され、符号間干渉を低減できるという効果が得られる。
【００５２】
なお、本実施の形態では、到来方向推定処理部４０における最大レベル方向推定結果に合致するようにセクタアンテナの選択を行うが、複数の素子アンテナの位相制御を行うことで、主ビーム方向を到来方向推定処理部４０における最大レベル方向推定結果に合致するよう制御する構成でも同様な効果が得られる。
【００５３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、アレーアンテナにより受信された複素ディジタル信号を低域フィルタ通過後にダウンサンプルすることで、方向推定精度劣化を最小限に抑えた上で、推定処理で扱うデータ量を削減でき、必要とする一時的データ格納メモリ量とデータ転送速度の低減ができる。
【００５４】
また、データ量の削減により方向推定処理部における共分散行列演算手段での計算量の低減がはかられ、必要とされる計算処理能力を軽減することができ、その結果、方向推定処理部の低コスト化がはかれるという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態における方向推定処理部の動作シミュレーション結果とＭＵＳＩＣ法による結果との比較特性図
【図３】本発明の実施の形態における低域通過フィルタカットオフ周波数と到来方向推定レベルとの関係を示す特性図
【図４】本発明の実施の形態における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態における方向推定処理部の動作シミュレーション結果とＭＵＳＩＣ法による結果をそれぞれ示す特性図
【図６】本発明の実施の形態における指向性可変受信装置の構成を示すブロック図
【図７】従来の電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図
【図８】従来の方向推定処理部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１素子アンテナ
２受信信号
３周波数変換部
４複素ベースバンド信号
５Ａ／Ｄ変換器
６複素ディジタル信号
７低域通過フィルタ
８複素低域信号
９ダウンサンプル部
１０複素ダウンサンプル信号
１１データ転送部
１２方向推定処理部
４０方向推定処理部
４１共分散行列演算手段
４２固有値演算手段
４３固有ベクトル演算手段
４４最大レベル方向評価関数演算手段
６０セクタアンテナ
６１セクタスイッチ
６２セクタ制御部
６３受信部
６４セクタ制御信号
７１素子アンテナ
７２受信信号
７３周波数変換部
７４複素ベースバンド信号
７５Ａ／Ｄ変換器
７６複素ディジタル信号
７７データ転送部
７８方向推定処理部
７９共分散行列演算手段
８０固有値演算手段
８１固有ベクトル演算手段
８２方向評価関数演算手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio wave arrival direction estimating apparatus that estimates a radio wave arrival direction using an array antenna, and a variable directivity receiving apparatus that changes an antenna directivity based on a direction estimation result.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as one method for estimating the direction of arrival of a radio wave with high accuracy using an array antenna composed of a plurality of element antennas, a method disclosed in the literature R. K. et al. O. Schmitdt, "Multiple emitter Location and Signal Parameter Estimation", IEEE Trans. , AP-34,3, pp. 276-280 (1986) includes a MUSIC (MULTI Signal Classification) method. This is an algorithm that can simultaneously and highly accurately estimate the direction of a plurality of waves in the same frequency band. A radio wave direction-of-arrival estimation apparatus using the conventional MUSIC method will be described below with reference to FIGS.
[0003]
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional radio wave direction-of-arrival estimation device. The received signals 72-1 to 7-M received by the M (M> 1) element antennas 71-1 to 7-M are received by frequency converters 73-1 to 7-M connected to the respective element antennas 71-1 to M. , After being frequency-converted, phase-detected and converted into complex baseband signals 74-1 to 7-M composed of orthogonal I and Q signals. Each of the complex baseband signals 74-1 to 7-M is converted from an analog signal into a complex digital signal 76-1 to M by analog / digital converters 75-1 to 75-M (hereinafter, referred to as A / D converters). You.
[0004]
The data transfer unit 77 converts the complex digital signals x ₁ (k), x ₂ (k),... At the sample time kΔT (ΔT is a sampling interval) obtained from the complex digital signals 76-1 to 76-M, respectively. . . , X _M (k) are temporarily stored for a predetermined number of samples, and then collectively transferred to the direction estimation processing unit 78 at a predetermined timing.
[0005]
The direction estimation processing unit 78 performs a calculation based on the MUSIC method from output data of the data transfer unit 77 to perform direction estimation.
[0006]
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional direction estimation processing unit 78. The variance matrix calculating means 79 creates a reception vector X (k) represented by (Equation 1) using the complex digital signals 76-1 to 76-M obtained from the output of the data transfer unit 77, and sets sample times k = 1 to Using the reception vectors X (k) up to N, a covariance matrix R of (Equation 2) is obtained. Here, T indicates transpose, and H indicates complex conjugate transpose.
[0007]
(Equation 1)

[0008]
(Equation 2)

[0009]
The eigenvalue calculating means 80 obtains eigenvalues λ _{1 to} λ _{M obtained} by calculating the eigenvalues of the covariance matrix R in descending order. Eigenvector computation means 81 calculates the eigenvectors _e 1 to e _M corresponding to the eigenvalue lambda ₁ to [lambda] _M. When the number of arriving waves is S, the direction evaluation function calculating means 82 calculates (M−S) eigenvector matrices E _N = [ _{es + 1} ,. . . , Using _{e M],} signal eigenvector space _{_E} s = _[e 1 spanned by eigenvectors _e 1 to e _M,. . . , E _M ] and E _N utilize orthogonal properties. That is, the orientation a which represents the complex response of the array antenna for theta (theta) direction to evaluate the orthogonality between E _N when the theta in (called steering vector.) Was varied from 0 to 360 degrees evaluation function F (theta ) Is defined as (Equation 4).
[0010]
(Equation 3)

[0011]
(Equation 4)

[0012]
Accordingly, when θ becomes equal to the angle of arrival, ideally, the direction evaluation function F (θ) takes an infinite value. Therefore, the peak direction of the calculation result of F (θ) when θ is varied is used as the estimated direction of arrival of the incoming wave.
[0013]
Since the number S of incoming waves is generally unknown, the distribution of eigenvalues and the literature M.S. Wax and T.W. Keith, "Detection of Signals by Information Theoretic Criteria", IEEE Trans. On Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. ASSP33 (2), pp. 387-392, February (1985).
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
In the radio direction-of-arrival estimating apparatus for estimating the direction of arrival by signal processing using an algorithm for eigenvalue expansion of the covariance matrix of the array reception signal such as the MUSIC method described above, the inter-element antenna determined by the covariance matrix is used. Is obtained, the accuracy increases as the observation time becomes statistically longer, and as a result, the direction of arrival estimation accuracy improves. Therefore, in order to secure the direction of arrival estimation accuracy to some extent, it is necessary to handle a large amount of the received data signal obtained by converting the received signal obtained by each element antenna into a digital signal by an A / D converter. Therefore, there is a problem that the number of data to be received increases, and the amount of memory for temporarily storing data in the data transfer unit increases.
[0015]
In addition, when estimating the arrival direction of a transmitter mounted on a moving object, the transfer speed of the data transfer unit and the arithmetic capability of the signal processing device are required according to the assumed moving speed of the moving object.
[0016]
Further, in the MUSIC method, when the correlation between the incoming waves is high, the full rank property of the covariance matrix is not guaranteed, and the estimation accuracy deteriorates. As a countermeasure, by subarraying the array antenna and applying the spatial smoothing method, the accuracy degradation for the correlated wave is improved, but in this case, when the number of element antennas is small, the degree of freedom of the array decreases, There is a problem that a substantial effect cannot be obtained.
[0017]
The present invention aims at simplifying the device configuration of a radio wave direction-of-arrival estimation device, and reduces the transfer speed and the memory capacity for temporary storage of a data transfer unit serving as data input to a signal processing device. At the same time, it is an object of the present invention to provide a device capable of reducing the calculation capability of the signal processing device by reducing the amount of calculation.
[0018]
Also, instead of all directions of arrival of a plurality of arriving waves, by limiting the application to only the application of estimating the maximum level of the arriving waves of the plurality of arriving waves, even if the number of element antennas is small and the correlation between arriving waves is high, The present invention aims to provide a radio wave direction-of-arrival estimation device that accurately detects the direction of arrival of a maximum level among multiple arriving waves, and further uses the estimation result of the radio direction-of-arrival estimation device to perform antenna directivity control. It is an object of the present invention to provide a variable directivity receiving apparatus that performs reception to improve reception quality.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention provides an A / D converter for converting a complex baseband signal to a complex digital signal, and a low-pass signal for outputting a complex low-frequency signal in which a high-frequency component of the complex digital signal is attenuated. A filter, a down-sampling unit that down-samples the complex low-frequency signal at an integral multiple of the sampling interval of the AD converter and outputs a complex down-sampled signal, and temporarily stores the complex down-sampled signal obtained from each element antenna. The configuration includes a data transfer unit that performs data transfer, and a direction estimation processing unit that estimates a radio wave arrival direction based on output data of the data transfer unit.
[0020]
As a result, it is possible to reduce the amount of data required for the direction of arrival estimation process while minimizing the deterioration of the direction of arrival estimation accuracy, and to reduce the cost of the entire system.
[0021]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An invention according to claim 1 of the present invention provides an array antenna using a plurality of element antennas, and a frequency conversion unit for frequency-converting and phase-detecting a high-frequency signal obtained from each of the element antennas and outputting a complex baseband signal. An A / D converter that converts the complex baseband signal into a complex digital signal; a low-pass filter that outputs a complex low-pass signal in which a high-frequency component of the complex digital signal is attenuated; Is downsampled at an integral multiple of the sampling interval of the AD converter to output a complex downsampled signal, and the complex downsampled signal obtained from each of the element antennas is temporarily stored and data is transferred. A data transfer unit; and a direction estimation processing unit that estimates a radio wave arrival direction based on output data of the data transfer unit. This is a radio wave direction of arrival estimating device, which can reduce the amount of data required for the direction of arrival estimation process while minimizing the deterioration of the direction of arrival estimation accuracy, and reduce the cost of the entire system. It has the effect that it can be measured.
[0022]
The invention according to claim 2 is characterized in that the pass band of the low-pass filter is 10 to 50% of the 3 dB band of the arriving radio wave for estimating the radio wave arrival direction. This device has the effect of optimizing the characteristics of the direction estimation processing.
[0023]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a covariance matrix operation unit for obtaining a covariance matrix using a complex downsampled signal obtained from each element antenna, an eigenvalue operation unit for obtaining an eigenvalue from the covariance matrix, The radio wave arrival direction estimating device according to

claim

1 or 2, further comprising: an eigenvector calculating unit that obtains an eigenvector corresponding to the following, and a direction evaluation function calculating unit that estimates an incoming wave direction using the eigenvector. While minimizing the degradation of the direction of arrival estimation, the amount of data required for the direction of arrival estimation process can be reduced, and the cost of the entire system can be reduced.
[0024]
According to a fourth aspect of the present invention, the direction evaluation function calculating means estimates the direction of the arrival wave at the maximum level by calculating a direction evaluation function for evaluating the orthogonality of the eigenvalues of the eigenvectors to the eigenvalues other than the maximum eigenvalue. 4. The radio wave direction of arrival estimating device according to claim 3, wherein said direction estimating function calculating means is a maximum level direction evaluation function calculating means, wherein even if the number of element antennas is small and the correlation between the incoming waves is high, the maximum level of the plurality of incoming waves is This has the function of detecting the incoming wave direction with high accuracy.
[0025]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a radio wave arrival direction estimating apparatus, a plurality of sector antennas having different main beam directions, and a plurality of sector antennas obtained from a calculation result of a maximum level direction evaluation function calculating means. A sector control unit for outputting a sector control signal for selecting one sector antenna, a sector switch for selectively connecting a sector antenna based on the sector control signal, and a reception for performing a demodulation operation on an output signal of the sector switch And a variable directivity receiving device having a function of improving reception quality by performing antenna directivity control using an estimation result of the radio wave arrival direction estimating device.
[0026]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 6.
[0027]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the radio wave direction of arrival estimation apparatus. The received signals 2-1 to M received by the M element antennas 1-1 to M (where M> 1) are transmitted to the frequency conversion units 3-1 to M connected to the element antennas 1-1 to M, respectively. After the frequency conversion, the signals are phase-detected and converted into complex baseband signals 4-1 to M composed of orthogonal I and Q signals. Each complex baseband signal is converted from an analog signal to a complex digital signal 6-1 to M by analog / digital converters 5-1 to M (hereinafter, referred to as A / D converters). Here, the sampling frequency fs of the A / D converter 5-1~M, compared band _W B of the modulated transmission wave which performs DOA estimation (Hz), under the condition satisfying the sampling theorem to be fs ≧ 2W _B Do.
[0028]
The low-pass filters 7-1 to 7-1M reduce high-frequency components of the complex digital signals 6-1 to M and output temporally smoothed complex low-pass signals 8-1-1 to 8-M. The down-sampling units 9-1 to M perform down-sampling of the complex low-frequency signals 8-1 to M sampled at the sampling interval ΔT (= 1 / fs) and reduced in frequency for every Nd samples, thereby obtaining a complex down-sampled signal. 10-1 to M are output.
[0029]
The data transfer unit 11 outputs x ₁ (k), x ₂ (k),... Obtained from the complex down-sampled signals 10-1 to 10-M. . . , X _M (k) to the direction estimation processing unit 12. Here, k represents a down sampling time k × Nd × ΔT.
[0030]
The direction estimation processing unit 12 performs a calculation based on the MUSIC method from output data of the data transfer unit 11 to perform direction estimation. The direction estimation processing unit 12 has the same configuration as that of FIG. 8 and performs the same processing as described in the conventional example.
[0031]
The above configuration differs from the conventional example in that the downsampling unit downsamples the complex digital signal every Nd samples. That is, since the complex down-sampled signals 9-1 to M are N / Nd with respect to the number N of samples of the complex digital signals 6-1 to M, the direction estimation processing unit represented by (Equation 2) in the conventional example. The calculation of the covariance matrix by the covariance matrix calculation means 79 in 78 is shown as (Equation 5).
[0032]
(Equation 5)

[0033]
As a result, although the number of data is reduced by downsampling, the amount of calculation is reduced, but conversely, the accuracy of the cross-correlation values of the received signals 2-1 to M by the element antennas 1-1 to M is reduced. However, since the output of the A / D converter 5 is smoothed by the low-pass filter 7, there is an effect of minimizing deterioration in accuracy.
[0034]
FIG. 2 is a characteristic diagram comparing a processing result of the direction estimation processing unit 11 with a conventional MUSIC method by computer simulation. FIG. 2 shows an estimation result when two waves having an arrival angle of 0 ° and 100 ° arrive at the four-element circular array antenna, and the complex digital signals 6-1 to M are reduced to 1/100 by the down-sampling unit 9. The amount has been reduced. Although the dynamic range of the peak of the direction evaluation function decreases due to the down-sampling, the peak directions match within an error of 1 °, and it can be confirmed that there is no significant deterioration in accuracy.
[0035]
FIG. 3 shows a cut-off frequency f (= fc) of the low-pass filter 7 normalized by the transmission 3 dB band W when the data amount of the complex digital signals 6-1 to M is reduced to 1/100 by the down-sampling unit 9. / W). By optimizing the cutoff frequency f of the low-pass filter 7 within the range of 10 to 50% of the 3 dB band W, an effect of improving the dynamic range can be obtained.
[0036]
As described above, in the present embodiment, by down-sampling the complex digital signal 6 received by the array antenna 1 after passing through the low-pass filter 7, deterioration in the direction estimation accuracy is minimized, and the estimation processing is performed. The amount of data to be handled can be reduced, the required amount of temporary data storage memory and the data transfer speed can be reduced, and the cost of the data transfer unit 11 can be reduced. Similarly, the amount of data is reduced, so that the amount of calculation in the covariance matrix calculation unit 79 in the direction estimation processing unit 12 can be reduced, so that the required calculation processing capability can be reduced. Cost can be reduced.
[0037]
In the above description, an example in which the direction is estimated by the MUSIC method in the direction estimation processing unit 78 has been described, but the present invention can be similarly applied to a direction estimation algorithm based on eigenvalue expansion of another covariance matrix.
[0038]
(Embodiment 2)
FIG. 4 is a block diagram showing another configuration of the direction estimation processing unit 40. The output of the data transfer unit is the same as that described with reference to FIG. 1 of the first embodiment, and the operation of the direction estimation processing unit 40 in FIG. 4 will be described below.
[0039]
The covariance matrix calculation means 41 obtains a covariance matrix R using X (Ns) from the received vectors X (1) in which the Ns complex downsampled signals 10 downsampled by the downsampler 9 are accumulated. Here, k = 1 to N, T indicates transpose, and H indicates complex conjugate transpose.
[0040]
(Equation 6)

[0041]
(Equation 7)

[0042]
The eigenvalue calculation means 42 obtains eigenvalues λ _{1 to} λ _{M obtained} by calculating the eigenvalues of the covariance matrix R in descending order. Eigenvector computation means 43 calculates the eigenvectors _e 1 to e _M corresponding to the eigenvalue lambda ₁ to [lambda] _M. The maximum level direction evaluation function calculation means 44 calculates a vector space matrix Es = [e ₂ ,. . . , E _M ] and the direction of arrival of the arriving wave at the maximum level is estimated using the direction evaluation function F (θ) of (Equation 4). This corresponds to considering all eigenvectors other than the eigenvector corresponding to the largest eigenvalue to be the noise eigenspace. A direction evaluation function F (θ) when θ is varied from 0 to 360 degrees is obtained, and a peak search is performed from the result to estimate an arrival direction of an incoming wave.
[0043]
FIGS. 5A and 5B show simulation results of the DOA estimation in the MUSIC method and the four-element circular array of the example according to the present embodiment, respectively. The simulation conditions in FIG. 5 are as follows. The case where the cutoff of the low-pass filter 7 is 100 kHz, the S / N = 10 dB and the cross-correlation value is 0.7 with respect to QPSK modulation in a 6-MHz band. The first wave has an arrival angle of 0 ° and a signal level of 0 dB, and the second wave has a signal level of −3 dB and changes the arrival angle from −180 ° to 180 ° every 10 °. The sample frequency fs of the A / D converter 5 is four times the symbol frequency f _symbol and the down sampling is fs / 100.
[0044]
As is clear from FIG. 5, the probability of the estimation error of the maximum level wave exceeding 20 ° is smaller in the method of the present embodiment than in the MUSIC method, and the effect of improving the estimation accuracy is obtained.
[0045]
As described above, in the present embodiment, in addition to the effects described in (Embodiment 1), by providing the maximum level direction evaluation function calculating means 44 in the direction estimation processing unit 40, the maximum level among a plurality of arrival directions is obtained. The direction of the incoming wave can be estimated with high accuracy, and the element antenna 1 is reduced in number by limiting the application to the use of estimating not only the directions of arrival of all the incoming waves but only the incoming wave of the maximum level among the incoming waves. Even when the correlation between the incoming waves is high, the effect of accurately detecting the direction of the incoming wave at the highest level among the plurality of incoming waves can be obtained.
[0046]
(Embodiment 3)
(Embodiment 2) The direction-of-arrival estimation apparatus for estimating the maximum level direction has been described. However, based on the estimation result, a plurality of sector antennas having different main beam directions are selected to change the directivity. The present invention can be applied as a variable-variability receiving device, and has a great effect in improving reception quality.
[0047]
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a variable directivity receiving apparatus, which is different from the arrival direction estimating apparatus having the function of the direction estimating processing unit 40 shown in (Embodiment 2) in the number of different main beam directions (m ≧ 2). ), A sector switch 61, a sector control unit 62, and a receiving unit 63.
[0048]
The operation in FIG. 6 will be described below. The operation of estimating the direction of arrival of a radio wave using received signals 2-1 to M obtained from an array antenna composed of a plurality of element antennas 1-1 to M is described with reference to FIGS. This is the same as the description given with reference to FIG. 4 in 2). Then, the maximum level direction estimation result finally obtained in the arrival direction estimation processing section 40 is input to the sector control section 62.
[0049]
Sector controller 62, estimated from the results, the maximum level direction of the m _s th sector antenna having a main beam direction selected from a plurality of sectors antennas 60-1～M, sector switch 61 to connect to the receiving portion 63 Control.
[0050]
Sector switch 61, based on the sector control signal 64, connects the first m _s th sector antenna to the receiving unit 63. The receiving section 63 performs a demodulation operation on the received signal 2 from the connected _ms- th sector antenna.
[0051]
Through the above operation, the optimum sector antenna having the main beam direction in the maximum level direction can be selected from the plurality of sector antennas 60-1 to 60-m, and a received signal having a high signal-to-noise level ratio can be obtained. In addition, multiplex waves other than the main beam direction of the selected sector antenna are suppressed, and an effect that intersymbol interference can be reduced can be obtained.
[0052]
In the present embodiment, the sector antenna is selected so as to match the maximum level direction estimation result in the direction-of-arrival estimation processing unit 40. However, the phase control of a plurality of element antennas is performed so that the main beam direction can be adjusted. A similar effect can be obtained with a configuration in which the control is performed so as to match the maximum level direction estimation result in the direction estimation processing unit 40.
[0053]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by down-sampling a complex digital signal received by an array antenna after passing through a low-pass filter, deterioration in direction estimation accuracy is minimized, and the amount of data handled in the estimation process is minimized. And the required amount of temporary data storage memory and data transfer speed can be reduced.
[0054]
Further, the amount of data is reduced, so that the amount of calculation in the covariance matrix calculation means in the direction estimation processing unit can be reduced, and the required calculation processing capability can be reduced. As a result, the direction estimation processing unit The advantageous effect that cost reduction is achieved is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a radio wave direction-of-arrival estimation apparatus according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a comparison characteristic between an operation simulation result of a direction estimation processing unit and a result obtained by the MUSIC method in an embodiment of the present invention. FIG. 3 is a characteristic diagram showing a relationship between a low-pass filter cutoff frequency and an arrival direction estimation level in the embodiment of the present invention. FIG. 4 shows a configuration of a direction estimating processing unit in the embodiment of the present invention. FIG. 5 is a characteristic diagram showing an operation simulation result of the direction estimation processing unit and an MUSIC method result in the embodiment of the present invention. FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a variable directivity receiving apparatus in the embodiment of the present invention. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional radio wave arrival direction estimating apparatus. FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional direction estimation processing unit. Description of]
REFERENCE SIGNS LIST 1 element antenna 2 received signal 3 frequency conversion unit 4 complex baseband signal 5 A / D converter 6 complex digital signal 7 low-pass filter 8 complex low-pass signal 9 downsampling unit 10 complex downsampling signal 11 data transfer unit 12 Estimation processing unit 40 Direction estimation processing unit 41 Covariance matrix calculation unit 42 Eigenvalue calculation unit 43 Eigenvector calculation unit 44 Maximum level direction evaluation function calculation unit 60 Sector antenna 61 Sector switch 62 Sector control unit 63 Receiving unit 64 Sector control signal 71 Element antenna 72 received signal 73 frequency conversion unit 74 complex baseband signal 75 A / D converter 76 complex digital signal 77 data transfer unit 78 direction estimation processing unit 79 covariance matrix calculation unit 80 eigenvalue calculation unit 81 eigenvector calculation unit 82 direction evaluation function calculation means

Claims

An array antenna using a plurality of element antennas, a frequency conversion unit that performs frequency conversion and phase detection on a high-frequency signal obtained from each of the element antennas and outputs a complex baseband signal, and converts the complex baseband signal into a complex digital signal. An A / D converter for converting, a low-pass filter for outputting a complex low-frequency signal in which a high-frequency component of the complex digital signal is attenuated, and the complex low-frequency signal at an integral multiple of a sampling interval of the AD converter. A downsampling unit that downsamples and outputs a complex downsampled signal, a data transfer unit that temporarily accumulates the complex downsampled signal obtained from each of the element antennas and performs data transfer, and output data of the data transfer unit Direction estimation processing unit for estimating the direction of arrival of radio wave based on .

2. The radio wave arrival direction estimating apparatus according to claim 1, wherein the pass band of the low-pass filter is 10 to 50% of a 3 dB band of the radio wave for estimating the radio wave arrival direction.

Covariance matrix operation means for obtaining a covariance matrix using a complex downsampled signal obtained from each element antenna, eigenvalue operation means for obtaining an eigenvalue from the covariance matrix, and eigenvector operation means for obtaining an eigenvector corresponding to the eigenvalue The radio wave arrival direction estimating device according to claim 1 or 2, further comprising: a direction evaluation function calculating unit that estimates a direction of the incoming wave using the eigenvector.

The direction evaluation function operation means is a maximum level direction evaluation function operation means for estimating a direction of an incoming wave at a maximum level by calculating a direction evaluation function for evaluating orthogonality of an eigenvalue to an eigenvalue excluding a maximum eigenvalue among eigenvectors. The radio wave arrival direction estimating apparatus according to claim 3, wherein:

5. A radio wave arrival direction estimating apparatus, a plurality of sector antennas having different main beam directions, and sector control for selecting one sector antenna from the plurality of sector antennas based on a calculation result of a maximum level direction evaluation function calculating means. A sector control unit for outputting a signal, a sector switch for selectively connecting a sector antenna based on the sector control signal, and a receiving unit for performing a demodulation operation on an output signal of the sector switch. Variable directivity receiver.