JP3576816B2

JP3576816B2 - Method and apparatus for detecting when a digital television signal is accompanied by co-channel interfering analog television signals

Info

Publication number: JP3576816B2
Application number: JP17944798A
Authority: JP
Inventors: アレン・リロイ・リンバーグ
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1997-06-25
Filing date: 1998-06-25
Publication date: 2004-10-13
Anticipated expiration: 2018-06-25
Also published as: KR100274743B1; CA2241408A1; CA2241408C; JPH1175134A; KR19990007349A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はテレビジョン放送信号帯域内の高周波によってディジタルテレビジョン信号を伝送するディジタルテレビジョンに係り、特にディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネルを干渉する（ｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｒｉｎｇ）ＮＴＳＣ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＴＳＣ（ＡｄｖａｎｃｅｄＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎＳｕｂｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）によって１９９５年９月１６日に発表されたディジタルテレビジョン標準は、米国内のＮＴＳＣ（ＮａｔｉｏｎａｌＴｅｌｅｖｉｓｉｏｎＳｕｂｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）アナログテレビジョン信号の無線放送に現在用いられているもののような６ＭＨｚ帯域幅のテレビジョンチャネルのディジタルテレビジョン信号を伝送するための残留側波帯（ｖｅｓｔｉｇｉａｌｓｉｄｅｂａｎｄ：ＶＳＢ）信号の名前を規定している。ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号が放送される限り、あるＮＴＳＣアナログテレビジョン信号が受信中のディジタルテレビジョン信号に同一チャネル干渉を誘発する時期を受信機内でディジタルテレビジョン信号が検出し得るようにすることが有利である。前記ディジタルテレビジョン受信機は同一チャネル干渉が生じていると決定されると、この決定に応じてその動作モードを変更するように設計することにより、前記同一チャネル干渉の所望しない効果を減少させることができるが、これは通常コームフィルタによって行われていたものである。
【０００３】
ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を抑えるためにディジタルテレビジョン受信機で用いられるコームフィルタは、前記同一チャネル干渉が生じない場合には使用しない方がよいが、その理由はコームフィルタを使用しなければ、このコームフィルタを通過する多数の経路からジョンソン雑音（Ｊｏｈｎｓｏｎｎｏｉｓｅ）が付加的に発生することを防止し得るためである。一般に、ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号から発生する同一チャネル干渉がディジタルテレビジョン信号を基底帯域にシンクロダイン（ｓｙｎｃｈｒｏｄｙｎｉｎｇ）させるためのシンボルデコーディング（ｓｙｍｂｏｌｄｅｃｏｄｉｎｇ）時に行われるデータスライシング（ｄａｔａｓｌｉｃｉｎｇ）動作に誤りを生じさせるほどの充分なエネルギーをもつ場合、同一チャネル干渉が実在すると見なす。１９９７年３月２１日付けで出願された米国特許出願第０８／８２１，９４４号の「ＵｓｉｎｇｖｉｄｅｏｓｉｇｎａｌｓｆｒｏｍａｕｘｉｌｉａｒｙａｎａｌｏｇＴＶｒｅｃｅｉｖｅｒｓｆｏｒｄｅｔｅｃｔｉｎｇＮＴＳＣｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｉｎｄｉｇｉｔａｌＴＶｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」には、実質的な同一チャネル干渉が生じているか否かを決定し、これに応じてその動作モードを変更するように設計されることにより、同一チャネル干渉のような所望しない効果を減少させるディジタルテレビジョン受信機について記述されている。前記特許から基底帯域にディジタルテレビジョン信号をシンクロダインさせた後よりは、前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉を基底帯域にシンクロダインさせた後に、ディジタルテレビジョン受信機によるＮＴＳＣ同一チャネル干渉を検出することがより容易であるのが分かる。
【０００４】
１９９２年６月１６日付で公布された米国特許第５，１２２，８７９号明細書の「Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎｓｙｃｈｒｏｎｏｕｓｒｅｃｅｉｖｅｒｗｉｔｈｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｅｒｆｏｒｒｅｄｕｃｉｎｇｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅｆｒｏｍａｌｏｗｅｒａｄｊａｃｅｎｔｃｈａｎｎｅｌ」には受信されたＮＴＳＣ信号を同位相（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）と直角位相（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）で同期的に検出するアナログテレビジョン受信機について記載されている。この受信機は高周波振幅器の応答を直接的に基底帯域にシンクロダインして、隣接した低いチャネルが像（Ｉｍａｇｅ）で現れるようにする。前記直角位相同期検出応答は５００〜７５０ｋＨｚ以上の全てのビデオ周波数で９０°位相ずれが生じ、前記同位相同期検出応答と線形的に組み合わせられて前記受信されたＮＴＳＣ信号の同期検出がなされる間に基底帯域に変換されたイメージ周波数成分を押さえる。前記米国特許５，１２２，８７９号には前記過程が７５０ｋＨｚ以上のビデオ周波数成分までも無くしてしまうという事実については記述されていない。しかし、高周波信号の輝度の損失は腕時計に用いられるもののような小さいスクリーンテレビジョン受信機で許されることができる。
【０００５】
現在のディジタルテレビジョン受信機は、多数の周波数変換を用いるように設計されるが、チャネル帯域以上の超高周波（Ｕｌｔｒａｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＵＨＦ）帯域における中間周波数への第１変換はテレビジョン放送で指定され、チャネル帯域以下の高周波（ｖｅｒｙｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＶＨＦ）帯域における中間周波数への第２変換はテレビジョン放送で指定される。従って、像の抑制はこれ以上問題とならない。しかも、ＶＳＢディジタルテレビジョン信号の搬送波はチャネルエッジから僅か３１０ｋＨｚに位置するので、ＮＴＳＣ信号に比べて両側波帯（ｄｏｕｂｌｅｓｉｄｅｂａｎｄ）成分が殆ど存在しない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明者は、同位相同期ビデオ検出応答と逆ヒルバート変換された（ｉｎｖｅｒｓｅ−Ｈｉｌｖｅｒｔ−ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｄ）直角位相同期ビデオ検出応答を線形的に組み合わせる形のＮＴＳＣ受信機はディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う場合に、これを検出するための補助受信機として用いられるので、ディジタルテレビジョン信号の受信において重要であることを指摘している。前記直角位相同期ビデオ検出応答の逆ヒルバート変換を７５０ｋＨｚ以下の周波数に調整すると、前記のような補助受信機は同一チャネルディジタルテレビジョン信号の人造雑像（ａｒｔｉｆａｃｔｓ）に反応しない。ディジタルテレビジョン信号の人造雑像を押さえれば、同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号のサイズが容易に測定される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の一実施形態は、ディジタルテレビジョン信号が同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する方法を具現する。前記方法は次のような過程でなされる。まず、同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号のビデオ成分が基底帯域にシンクロダインされて前記ディジタルテレビジョン信号の第１人造雑像（アーチファクト）を含む同位相復調結果を生成し、前記ディジタルテレビジョン信号の第２人造雑像を含む直角位相復調結果を生成する。次に、前記同位相及び直角位相復調結果をそれぞれ数ｋＨｚ以上の周波数で９０゜の差をつけて位相シフトさせた後、線形的に組み合わせて前記ディジタルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑像が取り除かれた線形組合せ結果を生成する。その後、前記線形組合せ結果の振幅が所定の値を超過しないか否かを検出して、前記ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う時期を表示する。
【０００８】
本発明の他の実施形態は、十分な振幅をもつアナログテレビジョン信号がテレビジョン放送チャネルを占有する時間を検出するための回路を含むディジタルテレビジョン受信機を実現する。前記受信機は入力回路を備えるが、この入力回路はテレビジョン放送チャネルからこのテレビジョン放送チャネルを占有するアナログテレビジョン信号のビデオ信号部分を示す残留側波帯振幅変調信号を選択し、この選択された残留側波帯振幅変調信号を中間周波数信号に変換し、この中間周波数信号を増幅して、増幅された中間周波数信号を提供する。前記入力回路によって受信された前記残留側波帯振幅変調信号は残留側波帯とビデオ搬送波及び全側波帯（ｆｕｌｌｓｉｄｅｂａｎｄ）を含む。
【０００９】
ビデオシンクロダイン回路は前記ビデオ搬送波信号と関連し、このビデオ搬送波信号の直角位相の搬送波と関連した前記増幅された中間周波数を同期的に検出して同位相同期検出応答及び直角位相同期検出応答を生成する。本明細書で逆ヒルバート変換回路と命名される移相回路は、所定周波数以上の前記直角位相同期検出応答の全ての周波数成分を９０°シフトさせて移相回路の応答を生成する。線形組合せ回路は前記同位相同期検出の応答と移相回路の応答を線形的に組み合わせて、前記受信された残留側波帯振幅変調信号の全側波帯と残留側波帯によって現れる前記ビデオ信号部分に応じて線形組合せ回路応答を再生する。前記線形組合せ回路の応答は現在受信中のテレビジョン放送チャネルを占有するディジタルテレビジョン信号の応答に反応しない。しきい検出器が前記受信機に含まれるが、このしきい検出器は第１線形組合せ回路の応答が所定のしきい値を超える時期を検出して、前記同一チャネルアナログテレビジョン信号が十分な振幅をもつ信号であることを示す。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明を詳細に説明する。
図１はディジタルテレビジョン信号のみならずＮＴＳＣアナログテレビジョン信号を受信し得るテレビジョン受信機を示す。アンテナ１によって受信された無線テレビジョン放送信号は、適切に同調された無線周波数増幅器２によって増幅されて第１検出器３に送られる。前記無線周波数増幅器２と第１検出器３は、適切に同調されて周波数帯域内の互いに異なる位置に存在するチャネルのいずれか一つからディジタルテレビジョン信号を選択するためのチューナとしての機能を果たす。第１検出器３は超高周波（ＵＨＦ０テレビジョン放送信号以上の周波数範囲にわたって同調可能な第１局部発振を提供する第１局部発振器と、第１局部発振を前記適切に同調された無線周波数増幅器２によって選択されたテレビジョン信号と混合して、前記選択されたテレビジョン信号を上向変換することによりＵＨＦテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以上の周波数に位置する６ＭＨｚ幅のＵＨＦ中間周波数帯域内のＵＨＦ中間周波数信号を生成する第１混合器とを含む。
【００１１】
前記第１検出器３はＮＴＳＣオーディオ受信に用いられるＵＨＦ帯域中間周波数増幅器６へ前記ＵＨＦ中間周波数信号を供給する。ＵＨＦ中間周波数増幅器６の出力はＮＴＳＣオーディオ受信に用いられる第２検出器９に印加される。第２検出器９は、ＵＨＦテレビジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数の第２局部発振を提供する第２局部発振器と、第２局部発振と前記ＵＨＦ中間周波数増幅器６の出力を混合してＶＨＦテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル周波数以下の周波数に位置するＶＨＦ中間周波数信号を生成する第２混合器とを含む。このＶＨＦ中間周波数信号はＶＨＦ中間周波数増幅器１２に印加される。
【００１２】
ＶＨＦ中間周波数増幅器１２の出力はインタキャリアサウンド検出器３４に印加されるが、このインタキャリアサウンド検出器３４は４．５ＭＨｚのインタキャリアサウンド中間周波数信号をインタキャリアサウンド中間周波数増幅器３５へ供給する。インタキャリアサウンド中間周波数増幅器３５はインタキャリアサウンド中間周波数信号を増幅し、前記増幅された信号を対称的に制限してＦＭ検出器３６へ印加する。ＦＭ検出器３６は前記ディジタルテレビジョン受信機のアナログテレビジョン受信機部分の残りの構成部分へ供給される基底帯域複合信号（ｂａｓｅｂａｎｄｃｏｍｐｏｓｉｔｅｓｉｇｎａｌ）を再生する。前記残りの構成部分には一般に立体音響（ｓｔｅｒｅｏｐｈｏｎｉｃ）デコーダ回路が含まれる。ＮＴＳＣオーディオ信号がＦＭオーディオキャリアのみを通過させて中間周波数に変換する中間周波数増幅器６，１２で狭帯域フィルタリングされて選択される場合には、前記インタキャリアサウンド検出器３４は逓倍器（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）にしてもよいが、この逓倍器は中間周波数増幅器（１０または１１）の出力に応答する狭帯域フィルタによって前記逓倍器で選択されるビデオ搬送波として前記中間周波数増幅器１２の出力を逓倍する。ＮＴＳＣオーディオ信号が「準並列（ｑｕａｓｉ−ｐａｒａｌｌｅｌ）」サウンドを行うためにＮＴＳオーディオ及びビデオ搬送波を共に通過させて中間周波数に変換させる前記中間周波数増幅器６，１２でフィルタリングされて選択される場合には、前記インタキャリアサウンド検出器３４は単純な整流器、或いは二乗器である。
【００１３】
第１検出器３はＮＴＳＣビデオ受信及びＡＴＳＣ受信に共に用いられるＵＨＦ帯域中間周波数増幅器３７へ高周波帯域信号を供給する。ＵＨＦ中間周波数増幅器３７内のＳＡＷ（ｓｕｒｆａｃｅ−ａｃｏｕｓｔｉｃ−ｗａｖｅ）フィルタはＡＴＳＣディジタルテレビジョン信号とＮＴＳＣビデオ信号に対する全ての中間周波数出力を決定し、ＮＴＳＣオーディオ信号は拒否する。ＳＡＷフィルタはＵＨＦ中間周波数帯域に変換される６ＭＨｚ幅のテレビジョン放送チャネルの残りのチャネルにわたって平坦な振幅出力を有し、自分の通過帯域にわたって線形の位相出力を有する。前記ＵＨＦ中間周波数増幅器３７内のＳＡＷフィルタの前段には多重反射を最小化させる所定のソースインピダンスからＳＡＷフィルタを駆動させるように設計されたトランジスタ増幅器が設けられる。前記所定のソースインピダンスを保持するためには前記トランジスタ増幅器の利得が固定の値を有しながら、前記ＳＡＷフィルタ内の挿入損失を克服するに充分なものが好ましい。ＵＨＦ中間周波数増幅器３７の出力はＡＴＳＣディジタルテレビジョン受信及びＮＴＳＣビデオ受信に用いられる第２検出器３８へ印加される。第２検出器３８はＵＨＦテレビジョン放送帯域周波数以上の所定の周波数の第２局部発振を提供する第２局部発振器と、第２局部発振とＵＨＦ中間周波数増幅器３７の出力を混合してＶＨＦテレビジョン放送帯域内の割り当てられたチャネル以下の周波数に位置するＶＨＦ中間周波数信号を生成する第２混合器とを含む。
【００１４】
前記第２検出器３８から出力される前記ＶＨＦ中間周波数信号はＶＨＦ中間周波数増幅器４１に印加されるが、このＶＨＦ中間周波数増幅器４１は６０ｄＢまたはそれ以上の増幅を提供する調整利得（ｃｏｔｒｏｌｌｅｄ−ｇａｉｎ）トランジスタ増幅器段を含む。ＶＨＦ中間周波数増幅器４１はその出力信号レベルに応答する逆自動利得調整段（ｒｅｖｅｒｓｅａｕｔｏｍａｔｉｃｇａｉｎｃｏｎｔｒｏｌ（ＡＧＣ））を備える。この逆ＡＧＣは自分の提供する利得の線形性のためのものである。前記ＲＦ増幅器２は中間周波数増幅器４７の出力信号レベルに応じる遅延した逆自動利得調整段を備える。
【００１５】
前記ＶＨＦ中間周波数増幅器４１の出力信号は基底帯域シンボルコードを検出するＡＴＳＣシンボルコード検出器１３に印加される。ＡＴＳＣシンボルコード検出器１３はデータ搬送波の残留側波帯振幅変調を検出するための同位相同期検出器を使用し、前記同期検出器にシンクロダイン信号を供給する制御発振器に対する自動周波数／位相制御（ａｕｔｏｍａｉｔｃｆｒｅｑｕｅｎｃｙａｎｄｐｈａｓｅｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＦＰＣ）を行うために直角位相同期検出器を使用する。前記同位相同期検出器はアナログ領域で動作し、アナログディジタル変換器１４によってその出力が１０ビットにディジタル化される。また、シンボルコード検出器１３とその後続段のアナログ−ディジタル変換器１４は、中間周波数増幅器４７のＶＨＦ帯域出力を基底帯域以上の最終中間周波数帯域に変換させる第２検出器と、前記ディジタル化された第２検出器の出力を基底帯域にシンクダインするディジタルシンクロダイン回路で代替することができる。
【００１６】
このような代替回路は１９９５年１２月２５日付で公布された米国特許のＣ．Ｂ．Ｐａｔｅｌの「ＤｉｇｉｔａｌＶＳＢｄｅｔｅｃｔｏｒｗｉｔｈｂａｎｄｐａｓｓｐｈａｓｅｔｒａｃｋｅｒ，ａｓｆｏｒｉｎｃｌｕｓｉｏｎｉｎａｎＨＤＴＶｒｅｃｅｉｖｅｒ」と、１９９５年８月２０日付けで公布された米国特許第５，５４８，６１８号明細書の「ＤｉｇｉｔａｌＶＳＢｄｅｔｅｃｔｏｒｗｉｔｈｂａｎｄｐａｓｓｐｈａｓｅｔｒａｃｋｅｒｕｓｉｎｇｒａｄｅｒｆｉｌｔｅｒｓ，ａｓｆｏｒｕｓｅｉｎａｎＨＤＴＶｒｅｃｅｉｖｅｒ」に記述されている。ディジタルテレビジョン信号が受信されると、パイロット信号の受信から由来したダイレクト信号が基底帯域で再生されるシンボルコードを伴ってパイロット搬送波検出器１５によって検出され、ディジタルテレビジョンイネーブル信号を生成する。このディジタルテレビジョンイネーブル信号はディジタルテレビジョン受信機のディスプレイ部分を調節してＮＴＳＣテレビジョン像よりはディジタルテレビジョン像をディスプレイするようにする。前記パイロット搬送波検出器１５は図１に示すようにディジタル入力信号に応じる形か、或いはシンボルコード検出器１３から直接的に提供されるアナログ入力信号に応じる形のものである。
【００１７】
図１はアナログ−ディジタル変換器１４からシンボルデコーダ２０に供給されるディジタル化された基底帯域シンボルコードを示している。前記シンボルデコーダ２０は本発明者が１９９６年１月１２日付けで米国特許出願第０８／７４６，５２０号の「ＤｉｇｉｔａｌｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎｒｅｃｅｉｖｅｒｗｉｔｈａｄａｐｔｉｖｅｆｉｌｔｅｒｃｉｒｃｕｉｔｒｙｆｏｒｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇＮＴＳＣｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」に詳細に記述されている。シンボルデコーダ２０はシンボルデコーダ２０の入力信号をデータスライシングして第１シンボルデコーダの出力を生成するデータスライサ２１と、ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号を抑える応答信号をシンボルデコーダ２０に提供するＮＴＳＣ除去コームフィルタ２２と、コームフィルタ２２の出力をデータスライシングして、間違ったシンボルデコーダの出力を補正するデータスライサ２４と、間違ったシンボルデコーダの出力を補正して第２シンボルデコーダの出力を生成する整合コームフィルタ２４と、前記第１及び第２シンボルデコーダの出力のいずれか一つを信号デコーダ２０によってディジタルテレビジョン受信機のトレリスデコーダ（ｔｒｅｌｌｉｓｄｅｃｏｄｅｒ）１６に提供される最終的なシンボルデコーダ出力として選択するマルチプレクサ２５とを含む。シンボルデコーダ初期化期間を除いた時間にＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号の受信される表示がない場合には、マルチプレクサ２５が整合コームフィルタ２４から第２シンボルデコーダの出力を選択してトレリスデコーダ１６にシンボルデコーダ２０の出力信号を提供する。
【００１８】
前記マルチプレクサ２５を、受信されたディジタルテレビジョンの信号にデータセグメント同期化及びフィールド同期化コードグループが現れる期間にテレビジョン受信機内のメモリから出力される理想的なシンボルデコーディング結果を提供するように変更することにより、前記シンボルデコーダ２０の機能を向上させることができる。このように向上したシンボルデコーダは、本発明者が１９９７年４月１５日付けで米国特許出願第０８／８３９，６９１号「ＤｉｇｉｔａｌｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎｒｅｃｅｉｖｅｒｗｉｔｈａｄａｐｔｉｖｅｆｉｌｔｅｒｃｉｒｃｕｉｔｒｙｆｏｒｓｕｐｐｒｅｓｓｉｎｇＮＴＳＣｃｏ−ｃｈａｎｎｅｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ」に詳細に記述されている。
【００１９】
ＶＨＦ中間周波数増幅器４１の出力信号は、ＮＴＳＣビデオ搬送波の変調を基底帯域にシンクロダインする回路４６へ印加される。同位相同期検出器と直角位相同期検出器がＮＴＳＣビデオ搬送波の変調を基底帯域にシンクロダインするための前記回路４６に用いられる。シンクロダインは基底帯域以上の最終の中間周波数帯域に変換された後、ディジタル領域内で行われて最終の中間周波数がディジタル化されうるようにする。また、基底帯域へのＮＴＳＣビデオ搬送波変調のシンクロダインはアナログ領域内で行われることができ、このような目的のために用いられる同位相同期検出器と直角位相同期検出器の出力はアナログ−ディジタル変換器を用いてそれぞれディジタル化されることができる。直角位相同期検出器の応答（Ｑ）はＮＴＳＣ信号の単一側波帯の成分（即ち、７５０ｋＨｚ以上の成分）と同位相同期検出器の応答（Ｉ）に現れるディジタルテレビジョン信号の人造雑音のヒルバート変換である。前記直角位相同期検出器の応答（Ｑ）によって提供されるヒルバート変換は位相シフトされ、逆ヒルバート変換回路４７によって全ての周波数（応答のない一番低い周波数を除いた）で９０°遅れを提供する。
【００２０】
加算と減算は線形的に組み合わせられる選択的な形でなされる。線形組合せ器４７，４８のいずれか一方は加算器となり、他方は減算器となる。回路４７の逆ヒルバート変換出力は線形組合せ器４８内の同位相同期検出器の出力と線形的に組み合わせられてアナログテレビジョン受信機回路の残りの部分に提供されるためのレベルに補正されるようにブーストされた高周波数をもつ複合ビデオ信号を生成する。基底帯域複合ビデオ信号と関連して、前記残りの部分には同期分離回路、カラー信号再生回路及び４：３画面比のＮＴＳＣ画像をディジタルテレビジョン像をディスプレイする１６：９画面に表示し得るように変換させる回路が含まれる。
【００２１】
回路４７の逆ヒルバート変換出力は、線形組合せ器４９でシンクロダイン回路４６の同位相基底帯域出力（Ｉ）と線形的に組み合わせられて７５０ｋＨｚ以上をカットオフする輝度信号を生成するが、この輝度信号にはディジタルテレビジョン人造雑音がない。線形組合せ器４８、４９がそれぞれ加算器と減算器であるか、それとも線形組合せ器４８、４９がそれぞれ減算器と加算器であるかは、前記直角位相同期検出器の動作を同位相同期検出の動作を進ませるか遅らせるかによって決定される。
【００２２】
図１は１ＭＨｚのカットオフ周波数をもつ低域通過フィルタ５０によってフィルタリングされた後、ディジタルテレビジョン信号の受信動作がなされる間のＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示するために、二乗器（ｓｑｕａｒｅｒ）３１によって二乗される前記線形組合せ器４９から出力される帯域制限された輝度信号を示している。前記二乗器３１は乗数（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）と被乗数（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｎｄ）で信号を受信するディジタル逓倍器から構成されることができるが、ＲＯＭ（ｒｅａｄｏｎｌｙｍｅｍｏｒｙ）で具現することがさらに実用的である。二乗器３１の出力信号はディジタルテレビジョン信号受信時のＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーを表示する。
【００２３】
ディジタルしきい検出器３２は補正されていない誤りをデータスライサ２１に流入させるのに不充分なＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号より低いしきい値を前記ＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号のエネルギーが超過するほど充分大きい時期を決定する。しきい検出器３１の出力はマルチプレクサ制御回路３３に印加される。マルチプレクサ制御回路３３はシンボルデコーダ２０の出力信号として提供される最終シンボルデコーダの出力を決定する第１及び第２シンボルデコーダの出力をマルチプレクサ２５が選択する動作を制御する。マルチプレクサ制御回路３３はマルチプレクサ２５がシンボルデコーダ初期化期間に第１シンボルデコーダの出力をシンボルデコーダ２０の出力回路として選択するように制御する。他の期間には前記マルチプレクサ制御回路３３は前記しきい検出器３２の出力がＮＴＳＣ同一チャネル干渉信号が補正されていない誤りをデータスライサ２１の動作に流入するようにするに不充分であることを現す間、前記マルチプレクサ２５がシンボルデコーダ２０の出力信号として第１シンボルデコーダの出力を選択するように制御し、そうでない場合にはマルチプレクサ２５をしてシンボルデコーダ２０の出力信号として第２シンボルデコーダの出力を選択させるように制御する。
【００２４】
図２は線形組合せ器４９の出力を二乗器３１によって二乗せず、ディジタルしきい検出器３２に提供するために図１の装置を変形した形を示す。線形組合せ器４９の出力は本質的に最大７５０ｋＨｚの基底帯域輝度信号なので、いつも同じ極性を有する。従って、二乗器３１を省略することができ、ディジタルしきい検出器３２はディジタルしきい検出器０３２の所定のしきい値の二乗根に相当する所定のしきい値をもつディジタルしきい検出器３２で代替することができる。即ち、ディジタルしきい検出器３２の所定のしきい値はディジタルしきい検出器０３２の所定のしきい値の二乗になる。
【００２５】
図１及び図２のテレビジョン受信機において、低域通過フィルタ５０が含まれることにより、逆ヒルバート変換回路４７に対する要求事項を緩和させるが、これは低域通過フィルタ５０のカットオフ周波数以上の周波数部分のディジタルテレビジョン人造雑像を抑えるために、前記周波数部分には正確に９０°の遅れが提供される必要がないからである。逆ヒルバート変換回路４７が４．２ＭＨｚの周波数に正確に９０°の遅れを提供する場合、前記低域通過フィルタ５０をストレート挿入連結（ｓｔｒａｉｇｈｔ−ｔｈｒｏｕｇｈｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）で代替することができる。逆ヒルバート変換フィルタ４７の出力を線形組合せ器４８でシンクロダイン回路４６の同位相基底低域出力（Ｉ）と組み合わせて複合ビデオ信号を高周波数にブーストするにおいて、前記逆ヒルバート変換回路４７が４．２ＭＨｚまでの周波数に対して正確に９０°の遅れを提供する必要はないが、これは遅れの誤りが酷くない場合に正確でない遅れを伴う複合ビデオ信号の高周波数のロールオフ（ｒｏｌｌ−ｏｆｆ）を補償するためにビデオピーキング回路（ｖｉｄｅｏｐｅａｋｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔｒｙ）が用いられることができるからである。
【００２６】
図３は図１及び図２のテレビジョン受信機の変形例を示す。図３において、逆ヒルバート変換回路４７がシンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシフトさせて線形組合せ器４８，４９に印加する代わりに、逆ヒルバート変換回路５１がシンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシフトさせて線形組合せ器４８に印加し、他の逆ヒルバート変換回路４９がシンクロダイン回路４６の直角位相基底帯域応答Ｑをシフトさせて線形組合せ器４９に印加する。逆ヒルバート変換回路５１は０．５ＭＨｚ〜４．２ＭＨｚの周波数に正確に９０°の遅れを提供して前記複合ビデオ信号のスペクトル応答を最適化させるが、０．５ＭＨｚ以下の周波数に９０°の遅れを提供する必要はない。これにより、最高４．２ＭＨｚの周波数に９０°の遅れを提供するに必要な高いディジタルサンプリング比で０．５ＭＨｚ以下の周波数に９０°の遅れを提供するに必要な多くのタップＦＩＲ（ｆｉｎｉｔｅ−ｉｍｐｕｌｓｅ−ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが不要となる。前記高いディジタルサンプリング比は最高４．２ＭＨｚの周波数に９０°の遅れを提供するのにも必要である。低域通過フィルタ５０を使用するので、逆ヒルバート変換回路５２は最高１．０ＭＨｚまでの周波数にのみ正確に９０°の遅れを提供すべきである。
【００２７】
逆ヒルバート変換回路５２はＮＴＳＣ走査線比（ｓｃａｎｌｉｎｅｒａｔｅ）以下で０．５ＭＨｚ以下の周波数に９０°の遅れを提供する。このような要求条件は逆ヒルバート変換回路５１に用いられるディジタルサンプリング比より４倍低い１／１０のディジタルサンプリング比で充足されることができ、逆ヒルバート変換回路５２内におけるＦＩＲフィルタリングのために差別的に遅れたサンプリングを提供するための一時的な貯蔵に対する必要性を減らす。低域通過フィルタ５０は０．５ＭＨｚ以下の低いカットオフ周波数を持たせて、逆ヒルバート変換回路５２で用いられる前記１／１０ディジタルサンプリング比が逆ヒルバート変換回路５１で用いられるディジタルサンプリング比より８倍低くなるように設計することができる。また、低域通過フィルタ５０のカットオフ周波数をもう１回二等分するか或いは数回二等分して前記逆ヒルバート変換回路５２で用いられる１／１０ディジタルサンプリング比が逆ヒルバート変換回路５１で用いられるディジタルサンプリング比の１／１０となるようにすることができる。
【００２８】
図４は図１のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示す流れ図である。初期段階Ｓ０ではビデオ信号部分をもった同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を時々伴うディジタルテレビジョン信号を受信し、このようなディジタルテレビジョン信号受信動作は図１のテレビジョン受信機の構成要素１，２，３，３７，３８，４１によって行われる。シンクロダイン回路４６はＳ１段階を行うが、この段階Ｓ１では同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号のビデオ信号部分を基底帯域にシンクロダインしてディジタルテレビジョン信号の第１人造雑音を含む同位相復調結果を生成し、ディジタルテレビジョン信号の第２人造雑音を含む直角位相復調結果を生成する。逆ヒルバート変換回路４７はＳ２段階を行うが、この段階Ｓ２では７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で前記同位相及び直角位相復調結果を９０゜の差をつけて位相シフトさせる。
【００２９】
線形組合せ器４９はＳ３段階を行うが、この段階Ｓ３では前記所定の周波数範囲内の周波数で９０゜の差をつけて位相シフトされた同位相及び直角位相復調結果を線形的に組み合わせて、前記所定の周波数範囲内のディジタルテレビジョン信号の第１及び第２人造雑音が取り除かれた組合せ結果を生成する。（低域通過フィルタ５０は前記所定の周波数範囲の上限を決定する）二乗器３１はＳ４段階を行うが、この段階Ｓ４では前記線形組合せ結果を二乗する。ディジタルしきい検出器３２は最終段階Ｓ５を行うが、この段階Ｓ５では前記線形組合せの結果を二乗した結果が前記所定値の二乗を超過するか否かを検出して、ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴うかを決定する。
【００３０】
図５は図４のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示した流れ図で、逆ヒルバート変換回路４７によって行われる段階Ｓ２が図４と異なるが、図５の段階Ｓ２’で７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で直角位相復調結果を９０°位相シフトさせる。
図６は図２のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示す流れ図である。図６に示した方法も図４のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３段階と同一の段階を利用する。図１のテレビジョン受信機の二乗器３１によって行われる二乗遂行段階Ｓ４は、図２のテレビジョン受信機の動作では省略される。図１のテレビジョン受信機のディジタルしきい検出器３２によって行われるＳ５段階は、図２のテレビジョン受信機の動作ではＳ５’段階で代替されるが、この段階（Ｓ５’）で所定の周波数範囲内の線形組合せ結果の振幅が所定値を超過するかを検出して、ディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉アナログテレビジョン信号を伴う時期を表す信号を生成する。この段階（Ｓ５’）は図２のテレビジョン受信機のディジタルしきい検出器３２によって行われる。
【００３１】
図７は図３のテレビジョン受信機によって行われる動作方法を示す流れ図で、逆ヒルバート変換回路４７によって行われる図４のＳ２段階が図７のＳ２’段階と異なる。この段階（Ｓ２’）では７５０ｋＨｚ以下の所定の周波数範囲内の周波数で直角位相復調結果を９０°位相シフトさせる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号とディジタルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジョン信号内の同一チャネル干渉ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用いるテレビジョン受信機の構成図である。
【図２】ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号とディジタルテレビジョン信号が受信でき、ディジタルテレビジョン信号内の同一チャネル干渉ＮＴＳＣアナログテレビジョン信号の存在を検出するための本発明の方法を用いるテレビジョン受信機の構成図である。
【図３】図１及び図２のテレビジョン受信機の変形例を示す構成図である。
【図４】本発明の一の実施形態によってディジタルテレビジョン信号が十分な振幅をもつ同一チャネル干渉ＮＴＳＣ信号を伴う時期をディジタルテレビジョン受信機で検出する方法を示す流れ図である。
【図５】本発明の他の実施形態による図４と同様の流れ図である。
【図６】本発明の他の実施形態による図４と同様の流れ図である。
【図７】本発明の他の実施形態による図４と同様の流れ図である。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital television that transmits a digital television signal by using a high frequency within a television broadcast signal band, and particularly to a digital television signal that is transmitted. Enough amplitude The present invention relates to a method for detecting in a digital television receiver when there is a co-channel interfering NTSC signal.
[0002]
[Prior art]
The Digital Television Standard, published on September 16, 1995 by the Advanced Television Subcommittee (ATSC), is a 6 MHz band such as that currently used for wireless broadcasting of National Television Subcommittee (NTSC) analog television signals in the United States. It defines the name of a vestigial sideband (VSB) signal for transmitting digital television signals of a wide television channel. As long as an NTSC analog television signal is broadcast, it may be possible for the digital television signal to be able to detect in a receiver when an NTSC analog television signal induces co-channel interference with a receiving digital television signal. It is advantageous. Reducing the undesirable effects of the co-channel interference by designing the digital television receiver to change its mode of operation in response to the determination that co-channel interference is occurring; Which is what was normally done by comb filters.
[0003]
The comb filter used in a digital television receiver to suppress NTSC co-channel interference should not be used if the co-channel interference does not occur. This is because Johnson noise can be prevented from being additionally generated from a large number of paths passing through the filter. Generally, co-channel interference generated from an NTSC analog television signal causes an error in data slicing (data slicing) performed at the time of symbol decoding for synchronizing a digital television signal into a baseband. Co-channel interference is considered real if it has enough energy to cause it. U.S. patent application Ser. No. 08 / 821,944, filed on Mar. 21, 1997, entitled "Using video signals from auxiliaries analog TV receivers for detecting NTSC interference in digital transmission and NTSC interference in digital transmission. A digital television receiver is described that is designed to determine whether it is occurring and to change its mode of operation accordingly, thereby reducing unwanted effects such as co-channel interference. Rather than after synchronizing a digital television signal to the baseband from the patent, after synchronizing the NTSC cochannel interference to the baseband, it is more likely to detect NTSC cochannel interference by the digital television receiver. It turns out that it is easy.
[0004]
No. 5,122,879 issued on Jun. 16, 1992, entitled "Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from the lower signal and the NT signal which is the same as the signal received from the NT channel. An analog television receiver which detects synchronously in quadrature-phase and quadrature-phase is described. This receiver synchronizes the response of the high-frequency amplitude device directly to the baseband so that the adjacent lower channel appears in the Image. The quadrature phase synchronization detection response has a 90 ° phase shift at all video frequencies above 500-750 kHz and is linearly combined with the phase synchronization detection response while the received NTSC signal is synchronously detected. The image frequency component converted to the base band is suppressed. No. 5,122,879 does not mention the fact that the process eliminates video frequency components above 750 kHz. However, the loss of brightness of high frequency signals can be tolerated in small screen television receivers such as those used in wristwatches.
[0005]
Current digital television receivers are designed to use multiple frequency conversions, but the first conversion to an intermediate frequency in the Ultra High Frequency (UHF) band above the channel band is specified in television broadcasting. The second conversion to an intermediate frequency in a very high frequency (VHF) band below the channel band is specified by television broadcasting. Therefore, suppression of the image poses no further problem. In addition, since the carrier of the VSB digital television signal is located only 310 kHz from the channel edge, there is almost no double sideband component compared to the NTSC signal.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The present inventor has recognized that an NTSC receiver that linearly combines an in-phase synchronized video detection response with an inverse-Hilbert-transformed quadrature synchronized video detection response is an NTSC receiver in which the digital television signal is Enough amplitude It is pointed out that it is important in receiving a digital television signal because it is used as an auxiliary receiver for detecting the co-channel interference NTSC signal having the following. If the inverse Hilbert transform of the quadrature synchronous video detection response is adjusted to a frequency below 750 kHz, such an auxiliary receiver will not respond to co-channel digital television signal artifacts. By suppressing artifacts in the digital television signal, the size of the co-channel interference NTSC signal can be easily measured.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
One embodiment of the present invention embodies a method of detecting in a digital television receiver when a digital television signal is accompanied by co-channel interfering NTSC signals. The method is performed as follows. First, the video component of the co-channel interference NTSC signal is synchronized to a baseband to generate an in-phase demodulation result including a first artificial image (artifact) of the digital television signal, and a second demodulation result of the digital television signal. A quadrature demodulation result including an artificial image is generated. Next, the in-phase and quadrature-phase demodulation results are respectively obtained at a frequency of several kHz or more. 90 ° phase shift Thereafter, the linear combination is performed to generate a linear combination result from which the first and second artificial images of the digital television signal are removed. Thereafter, it is detected whether or not the amplitude of the linear combination result does not exceed a predetermined value. Enough amplitude Are indicated with the co-channel interference NTSC signal with.
[0008]
Other embodiments of the present invention include: Enough amplitude To realize a digital television receiver including a circuit for detecting a time when an analog television signal having the same occupies a television broadcast channel. The receiver includes an input circuit that selects a vestigial sideband amplitude modulated signal from a television broadcast channel that indicates a video signal portion of an analog television signal occupying the television broadcast channel. The converted residual sideband amplitude modulation signal is converted into an intermediate frequency signal, and the intermediate frequency signal is amplified to provide an amplified intermediate frequency signal. The vestigial sideband amplitude modulated signal received by the input circuit includes a vestigial sideband, a video carrier, and a full sideband.
[0009]
A video synchronizer circuit is associated with the video carrier signal and synchronously detects the amplified intermediate frequency associated with the quadrature carrier of the video carrier signal to provide an in-phase synchronization detection response and a quadrature synchronization detection response. Generate. A phase shift circuit, referred to herein as an inverse Hilbert transform circuit, shifts all frequency components of the quadrature phase lock detection response above a predetermined frequency by 90 ° to generate a phase shift circuit response. A linear combination circuit linearly combines the response of the in-phase synchronization detection and the response of the phase shift circuit to produce the video signal appearing in all of the received sideband amplitude modulated signals and the residual sideband. Linear combination circuit depending on the part Play response . The response of the linear combination circuit does not respond to the response of the digital television signal occupying the currently received television broadcast channel. A threshold detector is included in the receiver, the threshold detector detecting when the response of the first linear combinational circuit exceeds a predetermined threshold, and detecting the co-channel analog television signal. Enough amplitude Indicates that the signal has
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 shows a television receiver capable of receiving not only digital television signals but also NTSC analog television signals. The radio television broadcast signal received by the antenna 1 is amplified by an appropriately tuned radio frequency amplifier 2 and sent to a first detector 3. The radio frequency amplifier 2 and the first detector 3 function as a tuner for selecting a digital television signal from any one of the channels located at different positions in the frequency band when properly tuned. . The first detector 3 includes a first local oscillator that provides a first local oscillation that is tunable over a frequency range equal to or higher than an ultra-high frequency (UHF0 television broadcast signal), and the first local oscillation is a radio frequency amplifier 2 that is appropriately tuned. A 6 MHz wide UHF intermediate frequency located at a frequency above the assigned channel frequency within the UHF television broadcast band by upconverting the selected television signal by mixing with the television signal selected by A first mixer for generating an in-band UHF intermediate frequency signal.
[0011]
The first detector 3 supplies the UHF intermediate frequency signal to a UHF band intermediate frequency amplifier 6 used for NTSC audio reception. The output of the UHF intermediate frequency amplifier 6 is applied to a second detector 9 used for NTSC audio reception. The second detector 9 mixes an output of the UHF intermediate frequency amplifier 6 with a second local oscillator that provides a second local oscillation having a predetermined frequency equal to or higher than a UHF television broadcast band frequency, and generates a VHF signal. A second mixer for generating a VHF intermediate frequency signal located at a frequency below the assigned channel frequency within the television broadcast band. This VHF intermediate frequency signal is applied to the VHF intermediate frequency amplifier 12.
[0012]
The output of the VHF intermediate frequency amplifier 12 is applied to an intercarrier sound detector 34, which supplies a 4.5 MHz intercarrier sound intermediate frequency signal to an intercarrier sound intermediate frequency amplifier 35. The inter-carrier sound intermediate frequency amplifier 35 amplifies the inter-carrier sound intermediate frequency signal, limits the amplified signal symmetrically, and applies the symmetrically limited signal to the FM detector 36. The FM detector 36 reproduces a baseband composite signal supplied to the remaining components of the analog television receiver portion of the digital television receiver. The remaining components generally include a stereophonic decoder circuit. If the NTSC audio signal is selected by narrow-band filtering at the intermediate frequency amplifiers 6 and 12 that pass only the FM audio carrier and convert it to an intermediate frequency, the inter-carrier sound detector 34 is a multiplier. This multiplier may multiply the output of the IF amplifier 12 as a video carrier selected by the multiplier by a narrow band filter responsive to the output of the IF amplifier (10 or 11). If the NTSC audio signal is filtered and selected by the intermediate frequency amplifiers 6,12, which pass both the NTS audio and video carriers and convert them to an intermediate frequency to provide a "quasi-parallel"sound; , The intercarrier sound detector 34 is a simple rectifier or squarer.
[0013]
The first detector 3 supplies a high frequency band signal to a UHF band intermediate frequency amplifier 37 used for both NTSC video reception and ATSC reception. A surface-acoustic-wave (SAW) filter in the UHF IF amplifier 37 determines all IF outputs for ATSC digital television signals and NTSC video signals, and rejects NTSC audio signals. The SAW filter has a flat amplitude output over the remaining 6 MHz wide television broadcast channels converted to the UHF intermediate frequency band and has a linear phase output over its passband. In front of the SAW filter in the UHF intermediate frequency amplifier 37, a transistor amplifier designed to drive the SAW filter from a predetermined source impedance that minimizes multiple reflection is provided. In order to maintain the predetermined source impedance, it is preferable that the gain of the transistor amplifier has a fixed value and is sufficient to overcome the insertion loss in the SAW filter. The output of the UHF intermediate frequency amplifier 37 is applied to a second detector 38 used for ATSC digital television reception and NTSC video reception. The second detector 38 mixes the output of the UHF intermediate frequency amplifier 37 with the second local oscillator that provides the second local oscillation of a predetermined frequency equal to or higher than the UHF television broadcast band frequency, and mixes the VHF television with the second local oscillator. A second mixer for generating a VHF intermediate frequency signal located at a frequency below the assigned channel in the broadcast band.
[0014]
The VHF intermediate frequency signal output from the second detector 38 is applied to a VHF intermediate frequency amplifier 41. The VHF intermediate frequency amplifier 41 has a controlled-gain providing an amplification of 60 dB or more. Includes a transistor amplifier stage. The VHF intermediate frequency amplifier 41 includes a reverse automatic gain control (AGC) responsive to its output signal level. This inverse AGC is for the linearity of the gain provided by itself. The RF amplifier 2 includes a delayed inverse automatic gain adjustment stage according to the output signal level of the intermediate frequency amplifier 47.
[0015]
The output signal of the VHF intermediate frequency amplifier 41 is applied to an ATSC symbol code detector 13 for detecting a baseband symbol code. The ATSC symbol code detector 13 uses an in-phase synchronization detector for detecting the vestigial sideband amplitude modulation of the data carrier, and provides automatic frequency / phase control for a control oscillator that supplies a synchro-dyne signal to the synchronization detector. A quadrature phase-locked detector is used to perform automatc frequency and phase control (AFPC). The in-phase synchronization detector operates in the analog domain, and its output is digitized by the analog-to-digital converter 14 into 10 bits. The symbol code detector 13 and the analog-to-digital converter 14 at the subsequent stage convert the VHF band output of the intermediate frequency amplifier 47 into a final intermediate frequency band equal to or higher than the base band. In addition, the output of the second detector can be replaced with a digital synchro-dyne circuit that sinks in the baseband.
[0016]
Such an alternative circuit is disclosed in U.S. Pat. B. Patel's "Digital VSB detector with bandpass phase tracker, as for inclusion in an HDTV receiver", and U.S. Pat. phase tracker using ladder filters, as for use in an HDTV receiver. " When a digital television signal is received, a direct signal derived from the reception of the pilot signal is detected by the pilot carrier detector 15 along with a symbol code reproduced in the base band, and a digital television enable signal is generated. This digital television enable signal adjusts the display portion of the digital television receiver to display a digital television image rather than an NTSC television image. The pilot carrier detector 15 is of a type corresponding to a digital input signal as shown in FIG. 1 or a type corresponding to an analog input signal provided directly from the symbol code detector 13.
[0017]
FIG. 1 shows the digitized baseband symbol code supplied from the analog-to-digital converter 14 to the symbol decoder 20. The symbol decoder 20 is described in detail in US Patent Application Serial No. 08 / 746,520, entitled "Digital Television Receiver with Adaptive Filter Circuitry for Supplements NTSC co-channel, dated January 12, 1996," by the present inventor. I have. The symbol decoder 20 performs data slicing on an input signal of the symbol decoder 20 to generate an output of the first symbol decoder, and an NTSC removal comb filter 22 for providing a response signal for suppressing the NTSC co-channel interference signal to the symbol decoder 20. A data slicer 24 for data slicing the output of the comb filter 22 to correct the output of the wrong symbol decoder, and a matched comb filter 24 for correcting the output of the wrong symbol decoder to generate the output of the second symbol decoder. And selecting one of the outputs of the first and second symbol decoders as the final symbol decoder output provided to the trellis decoder 16 of the digital television receiver by the signal decoder 20. And a multiplexer 25 for selection. If there is no indication to receive the NTSC co-channel interference signal at a time other than the symbol decoder initialization period, the multiplexer 25 selects the output of the second symbol decoder from the matched comb filter 24 and sends the symbol decoder to the trellis decoder 16. 20 output signals are provided.
[0018]
The multiplexer 25 is adapted to provide an ideal symbol decoding result output from a memory in the television receiver during the period when the data segment synchronization and field synchronization code groups appear in the received digital television signal. By changing, the function of the symbol decoder 20 can be improved. The improved symbol decoder is disclosed by the present inventor in U.S. patent application Ser. No. 08 / 839,691 entitled "Digital television receiver with adaptive filter circuit for supply NTSC technology, dated Apr. 15, 1997." It has been described.
[0019]
The output signal of the VHF intermediate frequency amplifier 41 is applied to a circuit 46 that synchronizes the modulation of the NTSC video carrier to the baseband. In-phase and quadrature phase locked detectors are used in the circuit 46 to synchronize the modulation of the NTSC video carrier to the baseband. Synchronization is performed in the digital domain after being converted to a final intermediate frequency band above the baseband so that the final intermediate frequency can be digitized. Also, the synchronizing of NTSC video carrier modulation to the baseband can be performed in the analog domain, and the outputs of the in-phase and quadrature-phase synchronization detectors used for such purpose are analog-to-digital. Each can be digitized using a converter. The response (Q) of the quadrature phase locked detector is a component of the single sideband of the NTSC signal (that is, a component of 750 kHz or more) and the artificial noise of the digital television signal appearing in the response (I) of the phase locked detector. Hilbert transform. The Hilbert transform provided by the quadrature phase locked detector response (Q) is phase shifted and provides a 90 ° delay at all frequencies (except the lowest frequency with no response) by the inverse Hilbert transform circuit 47. .
[0020]
Addition and subtraction are performed in a selective manner that is linearly combined. One of the linear combiners 47 and 48 is an adder, and the other is a subtractor. The inverse Hilbert transform output of circuit 47 is linearly combined with the output of the in-phase lock detector in linear combiner 48 so that it is corrected to a level to be provided to the rest of the analog television receiver circuit. To generate a composite video signal having a high frequency boosted to. In connection with the baseband composite video signal, the remaining portion can display a sync separation circuit, a color signal reproduction circuit, and a 4: 3 screen ratio NTSC image on a 16: 9 screen displaying a digital television image. Is included.
[0021]
The inverse Hilbert transform output of the circuit 47 is linearly combined with the in-phase baseband output (I) of the synchro dyne circuit 46 by a linear combiner 49 to generate a luminance signal that cuts off 750 kHz or more. Has no digital television artificial noise. Whether the linear combiners 48 and 49 are an adder and a subtractor, respectively, or whether the linear combiners 48 and 49 are a subtractor and an adder, respectively, determines whether the operation of the quadrature phase lock detector is the same. It is determined by whether the action is advanced or delayed.
[0022]
FIG. 1 illustrates a squarer (squarer) for indicating the energy of an NTSC co-channel interference signal during a receiving operation of a digital television signal after being filtered by a low-pass filter 50 having a cut-off frequency of 1 MHz. ) 31 shows the band-limited luminance signal output from the linear combiner 49 squared by 31. The squaring device 31 may be a digital multiplier that receives a signal with a multiplier and a multiplicand. However, it is more practical to implement the squaring device 31 with a ROM (read only memory). The output signal of the squarer 31 indicates the energy of the NTSC co-channel interference signal at the time of receiving the digital television signal.
[0023]
The digital threshold detector 32 sets a threshold lower than the NTSC co-channel interference signal that is not sufficient to allow uncorrected errors to flow into the data slicer 21 when the threshold is large enough to exceed the energy of the NTSC co-channel interference signal. To determine. The output of the threshold detector 31 is applied to a multiplexer control circuit 33. The multiplexer control circuit 33 controls an operation in which the multiplexer 25 selects the output of the first and second symbol decoders that determines the output of the final symbol decoder provided as the output signal of the symbol decoder 20. The multiplexer control circuit 33 controls the multiplexer 25 to select the output of the first symbol decoder as the output circuit of the symbol decoder 20 during the symbol decoder initialization period. During other periods, the multiplexer control circuit 33 determines that the output of the threshold detector 32 is insufficient to allow the NTSC co-channel interference signal to pass uncorrected errors into the operation of the data slicer 21. During this time, the multiplexer 25 controls the selection of the output of the first symbol decoder as the output signal of the symbol decoder 20. Otherwise, the multiplexer 25 controls the multiplexer 25 to select the output of the second symbol decoder as the output signal of the symbol decoder 20. Control to select output.
[0024]
FIG. 2 shows a modified version of the apparatus of FIG. 1 to provide the digital threshold detector 32 with the output of the linear combiner 49 not squared by the squarer 31. Since the output of the linear combiner 49 is essentially a baseband luminance signal of up to 750 kHz, it always has the same polarity. Therefore, the squarer 31 can be omitted, and the digital threshold detector 32 has a digital threshold detector 32 having a predetermined threshold corresponding to the square root of the predetermined threshold of the digital threshold detector 032. Can be substituted. That is, the predetermined threshold of the digital threshold detector 32 is the square of the predetermined threshold of the digital threshold detector 032.
[0025]
In the television receivers of FIGS. 1 and 2, the requirement for the inverse Hilbert transform circuit 47 is reduced by including the low-pass filter 50, but the frequency is higher than the cut-off frequency of the low-pass filter 50. This is because the frequency portion need not be provided with an exact 90 ° delay in order to suppress digital television artifacts in the portion. If the inverse Hilbert transform circuit 47 provides a precise 90 ° delay at a frequency of 4.2 MHz, the low-pass filter 50 can be replaced with a straight-through connection. In order to boost the composite video signal to a high frequency by combining the output of the inverse Hilbert transform filter 47 with the in-phase base low-pass output (I) of the synchro dyne circuit 46 by the linear combiner 48, the inverse Hilbert transform circuit 47 performs the following operation. It is not necessary to provide an exact 90 ° delay for frequencies up to 2 MHz, but this can be a high frequency roll-off of a composite video signal with an inaccurate delay if the delay error is not severe. , A video peaking circuit may be used.
[0026]
FIG. 3 shows a modification of the television receiver of FIGS. In FIG. 3, instead of the inverse Hilbert transform circuit 47 shifting the quadrature baseband response Q of the synchro dyne circuit 46 and applying it to the linear combiners 48 and 49, the inverse Hilbert transform circuit 51 uses the quadrature phase of the synchro dyne circuit 46 instead. The baseband response Q is shifted and applied to the linear combiner 48, and another inverse Hilbert transform circuit 49 shifts the quadrature baseband response Q of the synchro dyne circuit 46 and applies it to the linear combiner 49. Inverse Hilbert transform circuit 51 provides a precise 90 ° delay for frequencies between 0.5 MHz and 4.2 MHz to optimize the spectral response of the composite video signal, but a 90 ° delay for frequencies below 0.5 MHz. There is no need to provide. This allows for the large number of taps FIR (finite-impulse) required to provide a 90 ° delay at frequencies below 0.5 MHz with the high digital sampling ratio required to provide a 90 ° delay at frequencies up to 4.2 MHz. -Response) filter is not required. The high digital sampling ratio is also necessary to provide a 90 ° delay for frequencies up to 4.2 MHz. Because of the use of the low pass filter 50, the inverse Hilbert transform circuit 52 should provide a precise 90 ° delay only for frequencies up to 1.0 MHz.
[0027]
Inverse Hilbert transform circuit 52 provides a 90 ° delay at frequencies below 0.5 MHz below the NTSC scan line rate. Such a requirement can be satisfied at a digital sampling ratio of 1/10, which is four times lower than the digital sampling ratio used for the inverse Hilbert transform circuit 51, and is discriminating due to the FIR filtering in the inverse Hilbert transform circuit 52. Reduce the need for temporary storage to provide late sampling. The low-pass filter 50 has a low cutoff frequency of 0.5 MHz or less so that the 1/10 digital sampling ratio used in the inverse Hilbert transform circuit 52 is eight times the digital sampling ratio used in the inverse Hilbert transform circuit 51. It can be designed to be low. Further, the cutoff frequency of the low-pass filter 50 is divided into two equal parts once or two or more times, and the 1/10 digital sampling ratio used in the inverse Hilbert conversion circuit 52 is changed by the inverse Hilbert conversion circuit 51. It can be made to be 1/10 of the digital sampling ratio used.
[0028]
FIG. 4 is a flowchart showing an operation method performed by the television receiver of FIG. In the initial stage S0, a digital television signal, sometimes accompanied by a co-channel interference analog television signal having a video signal portion, is received. Such a digital television signal receiving operation is performed by the components 1 and 2 of the television receiver shown in FIG. 2, 3, 37, 38, 41. The synchro-dyne circuit 46 performs the S1 step. In this step S1, the video signal portion of the co-channel interference analog television signal is synchronized with the baseband and the in-phase demodulation result including the first artificial noise of the digital television signal is obtained. And generating a quadrature demodulation result including the second artificial noise of the digital television signal. The inverse Hilbert transform circuit 47 performs the S2 step. In this step S2, the in-phase and quadrature-phase demodulation results are obtained at a frequency within a predetermined frequency range of 750 kHz or less. 90 ° phase shift Let it.
[0029]
The linear combiner 49 performs the S3 step, and in this step S3, a frequency within the predetermined frequency range is used. 90 ° phase shift The obtained in-phase and quadrature-phase demodulation results are linearly combined to generate a combination result in which the first and second artificial noises of the digital television signal within the predetermined frequency range have been removed. (The low-pass filter 50 determines the upper limit of the predetermined frequency range.) The squarer 31 performs step S4, in which the linear combination result is squared. The digital threshold detector 32 performs the final step S5. In this step S5, it is detected whether the result of squaring the result of the linear combination exceeds the square of the predetermined value, and the digital television signal is output. Enough amplitude With the co-channel interference analog television signal.
[0030]
FIG. 5 is a flow chart showing an operation method performed by the television receiver of FIG. 4. Although step S2 performed by the inverse Hilbert transform circuit 47 is different from that of FIG. 4, a predetermined frequency of 750 kHz or less is obtained in step S2 ′ of FIG. The quadrature demodulation result is shifted by 90 ° at a frequency within the frequency range.
FIG. 6 is a flowchart showing an operation method performed by the television receiver of FIG. The method shown in FIG. 6 also uses the same steps as S0, S1, S2, and S3 in FIG. The square performing step S4 performed by the squarer 31 of the television receiver of FIG. 1 is omitted in the operation of the television receiver of FIG. The step S5 performed by the digital threshold detector 32 of the television receiver of FIG. 1 is replaced with the step S5 ′ in the operation of the television receiver of FIG. 2, but at this step (S5 ′), a predetermined frequency is set. The digital television signal is detected by detecting whether the amplitude of the linear combination result within the range exceeds a predetermined value. Enough amplitude And generating a signal representing the time associated with the co-channel interference analog television signal having This step (S5 ') is performed by the digital threshold detector 32 of the television receiver of FIG.
[0031]
FIG. 7 is a flowchart showing an operation method performed by the television receiver of FIG. 3. The step S2 of FIG. 4 performed by the inverse Hilbert transform circuit 47 is different from the step S2 ′ of FIG. In this step (S2 '), the quadrature phase demodulation result is shifted by 90 ° at a frequency within a predetermined frequency range of 750 kHz or less.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a television receiver that can receive NTSC analog television signals and digital television signals and uses the method of the present invention to detect the presence of co-channel interfering NTSC analog television signals in digital television signals. It is a block diagram.
FIG. 2 illustrates a television receiver that can receive NTSC analog television signals and digital television signals and that uses the method of the present invention to detect the presence of co-channel interfering NTSC analog television signals in digital television signals. It is a block diagram.
FIG. 3 is a configuration diagram showing a modification of the television receiver of FIGS. 1 and 2;
FIG. 4 shows a digital television signal according to one embodiment of the present invention. Enough amplitude 4 is a flowchart showing a method for detecting a time accompanied by a co-channel interference NTSC signal with a digital television receiver.
FIG. 5 is a flowchart similar to FIG. 4 according to another embodiment of the present invention;
FIG. 6 is a flowchart similar to FIG. 4 according to another embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a flowchart similar to FIG. 4 according to another embodiment of the present invention;

Claims

Receiving a digital television signal sometimes accompanied by a co-channel interference analog television signal having a video signal portion;
The video signal portion of the co-channel interference analog television signal is synchronized with the baseband to generate an in-phase demodulation result including the first artificial noise of the digital television signal, and the second artificial noise of the digital television signal is generated. Generating a quadrature demodulation result including:
Shifting the quadrature demodulation result by 90 ° at a frequency within a predetermined frequency range of 750 kHz or less;
The in-phase demodulation result and the quadrature-phase demodulation result shifted by 90 ° at a frequency within the predetermined frequency range are linearly combined to generate first and second digital television signal signals within the predetermined frequency range. Generating a linear combination result with reduced noise;
The amplitude of the linear combination result within the predetermined frequency range exceeds a predetermined value to generate a signal indicating when the digital television signal is accompanied by a co-channel interference analog television signal having sufficient amplitude. Detecting the presence of

The method of claim 1, wherein shifting the quadrature demodulation result by 90 ° at a frequency within the predetermined frequency range of 750 kHz or less comprises inversely Hilbert transforming the quadrature demodulation result.

Detecting whether the amplitude of the linear combination result exceeds the predetermined value includes squaring the result of the linear combination and detecting whether the result of squaring the result of the linear combination exceeds the predetermined value. The method of claim 1, comprising the step of:

Receiving a digital television signal sometimes accompanied by a co-channel interference analog television signal having a video signal portion;
The video signal portion of the co-channel interference analog television signal is synchronized with the baseband to generate an in-phase demodulation result including the first artificial noise of the digital television signal, and the second artificial noise of the digital television signal is generated. Generating a quadrature demodulation result including:
Shifting the quadrature demodulation result by 90 ° at a frequency within a predetermined frequency range of 750 kHz or less;
The phase shifted quadrature phase shift demodulation results are linearly combined with the in-phase and quadrature phase demodulation results to reduce first and second artifacts of the digital television signal within the predetermined frequency range. Generating a linear combination result;
Detecting an amplitude of the linear combination result within the predetermined frequency range exceeding a predetermined value to generate a signal indicating that the digital television signal is accompanied by a co-channel interference analog television signal having a sufficient amplitude; Performing the steps of :

Detecting an amplitude of the linear combination result in the predetermined frequency range that exceeds the predetermined value to generate a signal indicating that the digital television signal is accompanied by a co-channel interference analog television signal having a sufficient amplitude. The stage to do
Squaring the result of the linear combination;
Detecting when the result of squaring the result of the linear combination exceeds the square of the predetermined value and generating a signal indicating that the digital television signal is accompanied by a co-channel interference NTSC signal having a sufficient amplitude. The method of claim 4, comprising:

In a digital television receiver provided with a circuit for detecting a time when an analog television signal having a sufficient amplitude occupies a television broadcast channel,
Said circuit,
The video signal portion of the analog television signal occupying the television broadcast channel is shown, and the amplitude modulation signal of the residual sideband including the video carrier and the entire sideband together with the residual sideband is selected from the television broadcast channel, An input circuit that converts the amplitude modulation signal of the selected vestigial sideband to an intermediate frequency signal, amplifies the intermediate frequency signal, and provides an amplified intermediate frequency signal;
The intermediate frequency signal is the amplified relative to the carrier of the quadrature video carrier signal and the video carrier signal and synchronously detecting, video sync b dynes for generating in-phase synchronous detection response and quadrature-phase synchronous detection response Circuit and
A first phase shift circuit that shifts all the frequency components of the quadrature phase synchronization detection response equal to or higher than a predetermined frequency by 90 °;
In order to generate a response to a portion of the video signal appearing in the full sideband and the vestigial sideband, the response being independent of a response to a digital television signal occupying the television broadcast channel, A first linear combination circuit that linearly combines the in-phase synchronization detection response and the response of the first phase shift circuit ;
Including a threshold detector for determining whether the response of said first linear combinational circuit exceeds a predetermined threshold and generating a signal indicating that the co-channel analog television signal has sufficient amplitude. Characteristic digital television receiver.

7. The circuit according to claim 6, further comprising a second linear combination circuit that linearly combines the response of the in-phase synchronization detection and the response of the first phase shift circuit to generate a response to the video signal. Digital television receiver.

A second phase shift circuit that shifts all frequency components of the quadrature phase synchronization detection response of 500 kHz or more by 90 ° to generate a response of the second phase shift circuit;
7. The circuit according to claim 6, further comprising a second linear combination circuit that linearly combines the response of the in-phase synchronization detection and the response of the second phase shift circuit to generate a response to the video signal. Digital television receiver.