JP3557855B2

JP3557855B2 - Reluctance motor torque control device

Info

Publication number: JP3557855B2
Application number: JP15864597A
Authority: JP
Inventors: 欣高出口; 吉典山村; 康彦北島
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1997-06-16
Filing date: 1997-06-16
Publication date: 2004-08-25
Anticipated expiration: 2017-06-16
Also published as: JPH118993A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所望のトルク値を出力するリラクタンスモータに関し、特に、リラクタンスモータの回転子及び固定子の突極の製造誤差あるいは回転子の位置検出誤差に起因して生じるトルク脈動を低減できる、リラクタンスモータのトルク制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
リラクタンスモータのトルク制御装置としては、例えば、「メガトルクモータの理論解析とそのトルク制御法」（田中他、電気学会研究会、ＳＰＣ−８７−１４）や、特開平２−２０６３８９号公報に開示された装置がある。
本トルク制御装置の基本構成図を図１に示す。本装置は、リラクタンスモータ３の回転子位置を検出する回転子位置手段４と、トルク指令値及び回転子位置に応じてリラクタンスモータ３の各励磁相への電流指令値を演算する電流指令値演算手段１と、リラクタンスモータ３の各励磁相の電流を電流指令値に一致させる電流制御手段２とからなる。
【０００３】
ここで、電流指令値演算手段１は、以下のような原理で実現されている。尚、以下では、３相４極のリラクタンスモータ（図２）で説明し、３相４極以外のリラクタンスモータについては原理も同様に説明できるため、記述を省略する。
先ず、回転子位置及びトルク指令値の符号に応じて励磁する相をどのように選択するかについて説明する。
【０００４】
リラクタンスモータの出力トルクＴＲＱは、式１で記述される。

【０００５】
Ｌａ：ａ相の自己インダクタンスＬｂ：ｂ相の自己インダクタンス
Ｌｃ：ｃ相の自己インダクタンスＭａｂ：ａｂ相の相互インダクタンス
Ｍｂｃ：ｂｃ相の相互インダクタンスＭｃａ：ｃａ相の相互インダクタンス
ｉａ：ａ相電流ｉｂ：ｂ相電流ｉｃ：ｃ相電流
θ：モータ回転位置。
【０００６】
ここで通常、相互インダクタンスは自己インダクタンスに比べて著しく小さく、相互インダクタンスのモータ回転子位置に対する微分値も自己インダクタンスのそれに比べて著しく小さいため、リラクタンスモータの出力トルクＴＲＱは、式２で近似できる。

【０００７】
従って、自己インダクタンスのモータ回転子位置に対する微分値が正である相に電流を流すことで正値のトルクを出力でき、逆に自己インダクタンスのモータ回転子位置に対する微分値が負である相に電流を流すことで負値のトルクを出力することができる。
例えば、モータ回転子位置と各相の自己インダクタンスとの関係が図３であるリラクタンスモータについて言えば、正値のトルクを出力したいときには、区間ｓ１ではｂ相のみに電流を流し、区間ｓ２ではｂ及びｃ相に電流を流し、区間ｓ３ではｃ相のみに電流を流し、区間ｓ４ではｃ及びａ相に電流を流すといった具合に、図３（ｂ）に示した相を励磁すればよく、逆に負値のトルクを出力したいときには、図３（ｃ）に示した相を励磁すればよい。尚、回転子角度値と回転子位置との関係については図５に示す。
【０００８】
さて、次に指令値通りのトルクを出力すべく各相への電流指令値を演算する方法について説明する。
図３（ｂ）（ｃ）に示した通り、電流を流す相は回転子の位置に応じて１相のみである状況と２相の状況とがある。尚、以下では、指令トルクが正の場合について説明し、負の場合は正の向きと同様に実現及び説明できるため、記述を省略する。
【０００９】
１相のみの場合、例えば励磁相をａ相のみとした場合、式１は式３となるため、ａ相の電流指令値ｉａ^＊を式４とすることで、指令値通りのトルクＴＲＱ^＊を出力できる。
ＴＲＱ＝（１／２）ｉａ^２（ｄＬａ／ｄθ）・・・（式３）
ｉａ^＊＝（ＴＲＱ^＊）^１／２（２／（ｄＬａ／ｄθ））^１／２・・・（式４）。
【００１０】
２相の場合、例えば励磁相をａ及びｂ相とした場合、式１は式５となるため、ａ相の電流指令値ｉａ^＊及びｂ相の電流指令値ｉｂ^＊を式６とすることで、指令値通りのトルクＴＲＱ^＊を出力できる。
ＴＲＱ＝（１／２）ｉａ^２（ｄＬａ／ｄθ）＋（１／２）ｉｂ^２（ｄＬｂ／ｄθ）＋ｉａｉｂ（ｄＭａｂ／ｄθ）・・・（式５）
ｉａ^＊＝α（ＴＲＱ^＊）^１／２ｉｂ^＊＝β（ＴＲＱ^＊）^１／２・・・（式６）
ここで、α，βは式７を満たす正値である。
【００１１】
１＝（１／２） α^２（ｄＬａ／ｄθ）＋（１／２） β^２（ｄＬｂ／ｄθ）＋αβ（ｄＭａｂ／ｄθ）・・・（式７）。
式７から明らかなように、２相励磁区間では、αもしくはβを、α，βは式７を満たす正値であるという範囲で、自由に選定できる。
以上、１相励磁区間についてはａ相について述べたが、ｂ相あるいはｃ相についても全く同様であるので説明を省略する。また、同じ理由で２相励磁区間についてもｂ相及びｃ相励磁、ｃ相及びａ相励磁についての説明を省略する。
【００１２】
さて、電流指令値演算手段１の原理を説明したが、「メガトルクモータの理論解析とそのトルク制御法」に示されている方法では、電流指令値が不連続に変化することを避けるべく、つまり、不連続とすることで電流応答性が要求されることを回避すべく、２相励磁区間でのα（もしくはβ）を回転子位置に対する電流指令パターンが連続的にかつ直線的になるように設定し、β（もしくはα）は式７を満たす値に設定するものとしている（図４）。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようなリラクタンスモータのトルク制御装置にあっても、リラクタンスモータの製造誤差（製造公差）、あるいは、回転子位置の検出誤差（計測あるいは推定誤差）に対する配慮は何らなされていなかった。
例えば、図９（ａ）に示す回転子突極の製造誤差がある場合、ａ相の自己インダクタンス特性及び自己インダクタンスの回転角に対する微分値特性は概略図１０のように変化する。従って、正のトルクを発生させようとして、図４に示す従来の電流指令値を適用しても、−４５＜θ＜−４５＋θ１の範囲では、ａ相は負のトルクを発生し、逆に４５−θ１＜θ＜４５の範囲では、ａ相は過剰なトルクを発生することになり、結局、回転位相に応じたトルク脈動を引き起こしてしまい、トルクの制御性が悪化するという問題点があった。また、−４５＜θ＜−４５＋θ１の範囲では、ａ相は負のトルクを発生し、同時にｃ相では正のトルクを発生するわけであるから、回転子に正負両方向のトルクが加わることになるため、機械的歪みを引き起し、モータが異音を発生してしまう状況も考えられた。
【００１４】
あるいは、図９（ｂ）に示す回転子突極の製造誤差がある場合、ａ相の自己インダクタンス特性及び自己インダクタンスの回転角に対する微分値特性は概略図１１のように変化する。従って、正のトルクを発生させようとした場合、図４に示す従来の電流指令値を適用しても、−４５＜θ＜−４５＋θ２の範囲では、ａ相の発生トルクは不足し、４５−θ２＜θ＜４５の範囲においても、ａ相の発生トルクは不足することになり、結局、回転位相に応じたトルク脈動を引き起こしてしまい、トルクの制御性が悪化するという問題点があった。
【００１５】
回転子位置に検出誤差がある場合についても、図９（ａ）等と同様の理由によりトルク脈動を引き起こしてしまい、トルクの制御性が悪化するという問題点があった。また、モータが異音を発生してしまう状況も考えられた。
以上のように従来の方法では、リラクタンスモータの製造誤差、あるいは、回転子位置の検出誤差に対する配慮が何らなされていなかったため、トルクの制御性が悪化する、モータが異音を発生するなどといった不都合が起きる場合があるという問題点があった。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、このような従来の問題点に着目してなされたものである。
請求項１に係る発明では、リラクタンスモータの回転子位置を計測あるいは推定により検出する回転子位置検出手段と、この検出手段によって得られるリラクタンスモータの回転子位置に応じて、指令値通りのトルクを出力するように、リラクタンスモータの各励磁相への電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、各励磁相の電流値が、電流指令値演算手段によって演算された電流指令値に一致するように、各励磁相への電流を制御する電流制御手段と、を備えるリラクタンスモータのトルク制御装置において、前記電流指令値演算手段を、自己インダクタンスの回転角に対する微分値の符号が切り換わる回転角の前後所定角度範囲においては、その励磁相ヘの電流指令値を０もしくはモータの発生トルクへの影響が著しく小さい値とするものとしたことを特徴とする。
【００１７】
請求項２に係る発明では、前記電流指令値演算手段は、前記所定角度範囲を、リラクタンスモータの回転子及び固定子の突極部角度の製造誤差に応じて定められる角度範囲とすることを特徴とする。つまり、考えられる製造誤差の範囲では、製造誤差のトルクへの感度が高い励磁相の電流指令値を０もしくは著しく小さい値とした。
【００１８】
請求項３に係る発明では、前記電流指令値演算手段は、前記所定角度範囲を、リラクタンスモータの回転子位置の検出誤差に応じて定められる角度範囲とすることを特徴とする。つまり、考えられる検出誤差の範囲では、検出誤差のトルクへの感度が高い励磁相の電流指令値を０もしくは著しく小さい値とした。
請求項４に係る発明では、リラクタンスモータの回転子位置を計測あるいは推定により検出する回転子位置検出手段と、この検出手段によって得られるリラクタンスモータの回転子位置に応じて、指令値通りのトルクを出力するように、リラクタンスモータの各励磁相への電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、各励磁相の電流値が、電流指令値演算手段によって演算された電流指令値に一致するように、各励磁相への電流を制御する電流制御手段と、を備えるリラクタンスモータのトルク制御装置において、前記電流指令値演算手段を、各励磁相への電流指令値を回転子位置に対して連続的に変化させると共に、２相以上を励磁する状況においては、自己インダクタンスの回転角に対する２階微分値の絶対値が大きい相ほど電流配分が小さくなるように重み付けするものとしたことを特徴とする。
【００１９】
すなわち、式５から、自己インダクタンスの回転角に対する２階微分値の絶対値が大きい相においては、回転子の位置検出誤差に対してトルク制御精度が悪くなるので、そのような相においては電流を少なく配分し、逆に２階微分値の絶対値が小さい相には電流を多くするようにした。
請求項５に係る発明では、前記電流指令値演算手段は、リラクタンスモータの回転子及び固定子の突極部角度の製造誤差と、リラクタンスモータの回転子位置の検出誤差との少なくとも一方に起因して、自己インダクタンスの回転角に対する微分値の絶対値が所定値より大きく変化する、角度範囲を含めて、重み付けすることを特徴とする。
【００２０】
【発明の効果】
請求項１に係る発明によれば、自己インダクタンスの回転角に対する微分値の符号が切り換わる回転角近傍の所定角度範囲においては、その励磁相ヘの電流指令値を０もしくはモータの発生トルクへの影響が著しく小さい値とすることにより、モータ製造時の製造誤差が存在する場合においても、製造誤差のトルクヘの感度が高い励磁相への電流指令値を０もしくは著しく小さい値とすることになるので、製造誤差に起因するトルク脈動を低減でき、トルクの制御性を向上させることができる。また、２相で正負のトルクを同時に発生する状況をなくせるので、モータの歪みによる異音も低減できる。
【００２１】
請求項２に係る発明によれば、前記所定角度範囲を、リラクタンスモータの製造誤差に応じて定められる角度範囲として、考えられる製造誤差の範囲内では、製造誤差のトルクへの感度が高い励磁相の電流指令値を０もしくは著しく小さい値としたので、モータを大量生産する場合であっても、製造誤差に起因するトルク脈動を低減でき、トルクの制御性を向上させることができる。
【００２２】
請求項３に係る発明によれば、前記所定角度範囲を、回転子位置の検出誤差（計測あるいは推定誤差）に応じて定められる角度範囲として、考えられる検出誤差の範囲では、検出誤差のトルクへの感度が高い励磁相の電流指令値を０もしくは著しく小さい値としたので、回転子位置計測用のセンサ出力精度による検出誤差、センサ出力をコントローラへ取込む際のＡ／Ｄ変換の分解能による検出誤差、更には回転子位置を推定する場合の推定精度による検出誤差に起因するトルク脈動を低減でき、トルクの制御性を向上させることができる。また、２相での正負のトルクを同時に発生させる状況をなくせるので、モータの歪みによる異音も低減できる。
【００２３】
請求項４に係る発明によれば、各励磁相への電流指令値を回転子位置に対して連続的に変化させると共に、２相以上を励磁する状況においては、自己インダクタンスの回転角に対する２階微分値の絶対値が大きい相ほど電流配分が小さくなるように重み付けするものとしたことにより、すなわち、自己インダクタンスの回転角に対する２階微分値の絶対値が大きい相においては、回転子の位置検出誤差に対してトルク制御精度が悪くなるので、そのような相においては電流を少なく配分し、逆に２階微分値の絶対値が小さい相には電流を多くするようにしたことにより、回転位置検出誤差よって生じる２相励磁区間でのトルク脈動を低減でき、トルクの制御性を向上させることができる。
【００２４】
請求項５に係る発明によれば、リラクタンスモータの回転子及び固定子の突極部角度の製造誤差と、リラクタンスモータの回転子位置の検出誤差との少なくとも一方に起因して、自己インダクタンスの回転角に対する微分値の絶対値が所定値より大きく変化する、角度範囲を含めて、重み付けすることにより、モータの製造誤差及び回転子位置の検出誤差によって生じる２相励磁区間でのトルク脈動を低減でき、トルクの制御性を向上させることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に本発明に係るリラクタンスモータのトルク制御装置の実施の形態を説明する。
本トルク制御装置の基本構成は、図１に示すように、リラクタンスモータ３の回転子位置を計測あるいは推定により検出する回転子位置手段４と、トルク指令値（ＴＲＱ^＊）及び回転子位置に応じてリラクタンスモータ３の各励磁相への電流指令値を演算する電流指令値演算手段１と、リラクタンスモータ３の各励磁相の電流を電流指令値に一致させる電流制御手段２とからなる。
【００２６】
ここで、電流指令値演算手段１は、自己インダクタンスの回転角に対する微分値の符号が切り換わる回転角近傍の所定角度範囲においては、その励磁相ヘの電流指令値を０もしくはモータの発生トルクへの影響が著しく小さい値とするものとしてあるが、具体的内容については後述する。
リラクタンスモータ３は、例えば図２に示す３相４極構造のものとする。
【００２７】
回転子３４は回転軸３５回りを回転するが、９０度毎に４つの突起を備える。これを囲む固定子３６は突極を６０度毎に備える。向かい合う突極には同じ向きの磁束が発生するように１本の巻線が巻かれている（３１，３２，３３）。
一方、固定子３６に対する回転子３４の位置を検出するように、回転子位置検出手段としてのエンコーダ式回転角センサ（以下エンコーダという）３７が備えられている。
【００２８】
図６に示すように、回転子位置検出手段としてのエンコーダ３７の出力するパルスは、電流指令値演算手段としての制御回路１３に入力されている。
制御回路１３は、パルス処理回路、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、タイマ、直流電源などを備え、トルク指令値（ＴＲＱ^＊）及び回転子位置に応じてリラクタンスモータ３の各相への電流指令値を演算し、Ｄ／Ａ出力する。その出力は、電流制御手段としての駆動回路１４に入力されている。
【００２９】
駆動回路１４は、リラクタンスモータ３の各励磁相の電流値が、電流指令値に一致するように、各励磁相への印加電圧を調整して、各励磁相の電流を制御する。この制御のため、駆動回路１４にはリラクタンスモータ３の各励磁相の実際の電流を検出する電流センサ１２から信号が入力されている。
この駆動回路１４の詳細は図７に示される。
【００３０】
比較器１５により、電流センサ１２で検出する３相分の出力ｉｍｓｒａ，ｉｍｓｒｂ，ｉｍｓｒｃと、制御回路１３からＤ／Ａ出力される３相分の電流指令値ｉａ^＊，ｉｂ^＊，ｉｃ^＊とをそれぞれ比較して、各相３１，３２，３３のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ等）４２，４３，４４を駆動することで、各相の電流値を指令値と一致するように調整する。
【００３１】
すなわち、ａ相を例にとって説明すると、ｉｍｓｒａ≧ｉａ^＊なら、図７のスイッチング素子４２をＯＦＦ操作し、ｉｍｓｒａ＜ｉａ^＊なら、ＯＮ操作することで、ａ相（３１）に加わる電圧をＯＮ／ＯＦＦ的に調整し、ａ相の電流値が指令値と一致するように調整する。
尚、図７において、４１は電源、４５〜４７はコイル、４８〜５０は抵抗、５１〜５３はダイオードである。類似した回路は、リラクタンスモータに限らず直流モータ等でも一般的に用いられるものであるため詳細な記述は省略する。
【００３２】
次に作用について説明する。
本発明のポイントである、トルク指令値（ＴＲＱ^＊）及びエンコーダ出力（回転子位置θ）から各相への電流指令値を演算する制御回路１３について、作用を説明する。
制御回路１３は、１相のみを励磁する回転角区間においては、式４を満たすγ＝（２／（ｄＬａ／ｄθ））^１／２を、２相を励磁する回転角区間においては、式７を満たすα，βを、励磁しない回転角区間においては、０を値として持つテーブルＴＡＢＬＥ−Ｐ（負の向きのトルク用としては、ＴＡＢＬＥ−Ｎ）をＲＯＭデータとして備える。
【００３３】
ここで、リラクタンスモータ３が回転角９０度毎の周期的構造であることから、テーブル値は回転角９０度分だけを備えておく。本テーブルについては、後で詳細に説明する。
次に、各相への電流指令値の演算方法を図８のフローチャートで説明する。
本演算ルーチン（７０１）は、１００μｓ毎に実行される。
【００３４】
先ず、エンコーダからのパルス信号を処理することで、回転子位置を得て、ＲＡＭ変数（回転子位置変数）θに代入する（７０２）。
次にトルク指令値ＴＲＱ^＊が０であるか否かを判定し（７０３）、０である場合には、７１１に進み、３相の電流指令値を全て０とする（ｉａ^＊＝ｉｂ^＊＝ｉｃ^＊＝０）。
【００３５】
トルク指令値ＴＲＱ^＊が０でない場合は、トルク指令値ＴＲＱ^＊の絶対値の平方根を求めて、ＲＡＭ変数ｋに代入する（７０４）と共に、回転子位置を９０で除算したときの余りをθとおくことにより、回転子位置変数θを０≦θ＜９０度の範囲に正規化する（７０６）。
次にトルク指令値ＴＲＱ^＊の符号を判定し（７０７）、正の場合には、７１２に進む。
【００３６】
７１２ではＴＡＢＬＥ−Ｐを参照し、ＲＡＭ変数ｋを乗じることにより、ａ相の電流指令値ｉａ^＊を導出する。
ｂ相の電流指令値ｉｂ^＊は、ａ相の電流指令値ｉａ^＊を３０度遅らせたものであるため、７１３で回転子位置変数θをθ−３０と置き換えた後、７１４でＴＡＢＬＥ−Ｐを参照し、ＲＡＭ変数ｋを乗じることにより導出する。
【００３７】
同様に、ｃ相の電流指令値ｉｃ^＊は、ｂ相の電流指令値ｉｂ^＊を更に３０度遅らせたものであるため、７１５で回転子位置変数θをθ−３０と置き換えた後、７１６でＴＡＢＬＥ−Ｐを参照し、ＲＡＭ定数ｋを乗じることにより導出する。７０７にてトルク指令値ＴＲＱ^＊の符号が負であると判定した場合には、７２２に進む。
【００３８】
７２２〜７２６については、７１２〜７１６の使用テーブルをＴＡＢＬＥ−ＰからＴＡＢＬＥ−Ｎに置き換えたものであるので、作用の説明を省略する。
最後に、７０８にて、導出された電流指令値ｉａ^＊，ｉｂ^＊，ｉｃ^＊をＤ／Ａ出力し、本ルーチンを終了する（７０９）。
ここで、請求項１に係る発明を適用する場合には、モータ回転子・固定子の製造誤差をθ１としたときに、ＴＡＢＬＥ−Ｐを図１２とすることで実現できる。すなわち、従来２相を励磁していた区間にあって、自己インダクタンスの回転角に対する微分値の符号が切り換わる回転角からθ１の範囲のデータ値を０とすることで、実現できる。この場合、−θ１＜θ＜０の範囲では、ｂ相のみの１相励磁となり、−４５＜θ＜−４５＋θ１の範囲では、ｂ相のみの１相励磁となる。言うまでもなく、従来２相の励磁区間にあって、自己インダクタンスの回転角に対する微分値の符号が切り換わる回転角からθ１の範囲のデータ値を著しく小さい値としてもよい。
【００３９】
請求項２に係る発明を適用する場合であっても、モータ回転子・固定子の製造誤差をθ１としたとき、ＴＡＢＬＥ−Ｐを、請求項１に係る発明を適用する場合と同様に、図１２とすることで実現できる。
請求項３に係る発明を適用する場合には、回転子位置の検出誤差をθ１としたときに、ＴＡＢＬＥ−Ｐを、請求項１に係る発明を適用する場合と同様に、図１２とすることで実現できる。
【００４０】
請求項４に係る発明を適用する場合には、自己インダクタンスの回転角に対する２階微分値が大きく変動する角度範囲をθ３としたとき、ＴＡＢＬＥ−Ｐを、図１３とすることで実現できる。
請求項５に係る発明を適用する場合には、自己インダクタンスの回転角に対する２階微分値が大きく変動する角度範囲をθ３、モータの製造誤差と回転子位置の検出誤差との和をθ４としたとき、ＴＡＢＬＥ−Ｐを、図１４とすることで実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】トルク制御装置の基本構成図
【図２】リラクタンスモータの構造図
【図３】トルクの向きに対応した励磁相を説明する図
【図４】従来の電流指令値を示す図
【図５】回転子角度とインダクタンスとの関係を示す図
【図６】トルク制御装置の具体的構成図
【図７】駆動回路の詳細図
【図８】電流指令値演算のフローチャート
【図９】製造誤差例を示す図
【図１０】製造誤差によるモータ特性変化例１を示す図
【図１１】製造誤差によるモータ特性変化例２を示す図
【図１２】請求項１〜請求項３に係る発明を説明する図
【図１３】請求項４に係る発明を説明する図
【図１４】請求項５に係る発明を説明する図
【符号の説明】
１電流指令値演算手段
２電流制御手段
３リラクタンスモータ
４回転子位置検出手段
１２電流センサ
１３制御回路
１４駆動回路
１５比較回路
３７エンコーダ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a reluctance motor that outputs a desired torque value, and more particularly to a reluctance motor that can reduce torque pulsation caused by a manufacturing error of salient poles of a rotor and a stator of a reluctance motor or a position detection error of a rotor. The present invention relates to a motor torque control device.
[0002]
[Prior art]
Examples of a torque control device for a reluctance motor are disclosed in “Theoretical Analysis of Mega-Torque Motor and Its Torque Control Method” (Tanaka et al., IEICE Technical Committee, SPC-87-14), and JP-A-2-206389. There is a device.
FIG. 1 shows a basic configuration diagram of the torque control device. This apparatus includes a rotor position means 4 for detecting a rotor position of the reluctance motor 3, and a current command value calculation for calculating a current command value for each excitation phase of the reluctance motor 3 according to the torque command value and the rotor position. 1 includes a current control means 2 for matching the current of each excitation phase of the reluctance motor 3 to a current command value.
[0003]
Here, the current command value calculating means 1 is realized by the following principle. In the following description, a three-phase four-pole reluctance motor (FIG. 2) will be described, and the principle of the reluctance motor other than the three-phase four-pole will be described in the same manner.
First, how to select the phase to be excited according to the rotor position and the sign of the torque command value will be described.
[0004]
The output torque TRQ of the reluctance motor is described by Expression 1.

[0005]
La: a-phase self-inductance Lb: b-phase self-inductance Lc: c-phase self-inductance Mab: ab-phase mutual inductance Mbc: bc-phase mutual inductance Mca: ca-phase mutual inductance ia: a-phase current ib: b Phase current ic: c-phase current θ: motor rotation position.
[0006]
Here, usually, the mutual inductance is significantly smaller than the self inductance, and the differential value of the mutual inductance with respect to the motor rotor position is also significantly smaller than that of the self inductance. Therefore, the output torque TRQ of the reluctance motor can be approximated by Expression 2.

[0007]
Therefore, a positive torque can be output by passing a current through a phase in which the differential value of the self-inductance with respect to the motor rotor position is positive. , A negative torque can be output.
For example, in the reluctance motor in which the relationship between the motor rotor position and the self-inductance of each phase is shown in FIG. 3, when a positive torque is desired to be output, a current flows only in the b phase in the section s1 and b in the section s2. The current shown in FIG. 3B may be excited, for example, by passing a current through the c phase, passing a current through the c phase only in the section s3, and passing a current through the c and a phases in the section s4. When it is desired to output a negative torque to the phase, the phase shown in FIG. FIG. 5 shows the relationship between the rotor angle value and the rotor position.
[0008]
Now, a method of calculating a current command value for each phase to output a torque according to the command value will be described.
As shown in FIGS. 3B and 3C, there are a situation where only one phase flows the current depending on the position of the rotor and a situation where the current flows in two phases. In the following, the case where the command torque is positive will be described, and the case where the command torque is negative can be realized and described in the same manner as in the case of the positive direction.
[0009]
In the case of only one phase, for example, when the excitation phase is only the a phase, Equation 1 is given by Equation 3. Therefore, by setting the a-phase current command value ia ^* to Equation 4, the torque TRQ ^{* according} to the command value is obtained. Can output.
TRQ = (１／) ia ² (dLa / dθ) (formula 3)
ia ^* = (TRQ ^* ) ^1/2 (2 / (dLa / dθ)) ^1/2 (Equation 4).
[0010]
In the case of two phases, for example, when the excitation phases are the a and b phases, Equation 1 becomes Equation 5, and therefore the current command value ia ^* of the a phase and the current command value ib ^* of the b phase are obtained by Equation 6. , A torque TRQ ^* according to the command value can be output.
TRQ = (1/2) ia ² (dLa / dθ) + (1/2) ib ² (dLb / dθ) + iaib (dMab / dθ) (Equation 5)
ia ^* = α (TRQ ^* ) ^1/2 ib ^* = β (TRQ ^* ) ^1/2 (Equation 6)
Here, α and β are positive values that satisfy Expression 7.
[0011]
1 = (1/2) α ² (dLa / dθ) + (1/2) β ² (dLb / dθ) + αβ (dMab / dθ) (Equation 7).
As is apparent from Equation 7, in the two-phase excitation section, α or β can be freely selected as long as α and β are positive values satisfying Equation 7.
Although the one-phase excitation section has been described for the a-phase, the same applies to the b-phase or the c-phase, and a description thereof will be omitted. For the same reason, the description of the b-phase and c-phase excitations and the description of the c-phase and a-phase excitations in the two-phase excitation section will be omitted.
[0012]
Now, the principle of the current command value calculation means 1 has been described. However, in the method described in “Theoretical analysis of mega-torque motor and its torque control method”, the current command value is prevented from changing discontinuously, In order to avoid the need for current responsiveness due to discontinuity, α (or β) in the two-phase excitation interval is set so that the current command pattern for the rotor position is continuous and linear. And β (or α) is set to a value that satisfies Equation 7 (FIG. 4).
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, even in such a torque control device for a reluctance motor, no consideration has been given to a manufacturing error (manufacturing tolerance) of the reluctance motor or a detection error (measurement or estimation error) of the rotor position.
For example, when there is a manufacturing error of the rotor salient pole shown in FIG. 9A, the self-inductance characteristics of the a-phase and the differential value characteristics of the self-inductance with respect to the rotation angle change as shown in FIG. Therefore, even if the conventional current command value shown in FIG. 4 is applied in order to generate a positive torque, the a-phase generates a negative torque in the range of −45 <θ <−45 + θ1, and In the range of -θ1 <θ <45, the a-phase generates an excessive torque, and eventually causes a torque pulsation according to the rotation phase, resulting in a problem that torque controllability deteriorates. . In the range of −45 <θ <−45 + θ1, since the a-phase generates a negative torque and the c-phase generates a positive torque at the same time, both positive and negative torques are applied to the rotor. Therefore, there has been considered a situation in which mechanical distortion is caused and the motor generates abnormal noise.
[0014]
Alternatively, when there is a manufacturing error of the rotor salient pole shown in FIG. 9B, the self-inductance characteristics of the a-phase and the differential value characteristics of the self-inductance with respect to the rotation angle change as shown in FIG. Therefore, when a positive torque is to be generated, even if the conventional current command value shown in FIG. 4 is applied, the generated torque of the a-phase is insufficient in the range of −45 <θ <−45 + θ2, and 45− Even in the range of θ2 <θ <45, the generated torque of the a-phase is insufficient, and the torque pulsation corresponding to the rotation phase is eventually caused, and the controllability of the torque is deteriorated.
[0015]
Also in the case where there is a detection error in the rotor position, torque pulsation is caused for the same reason as in FIG. 9A and the like, and there is a problem that torque controllability is deteriorated. Also, a situation in which the motor generates abnormal noise was considered.
As described above, in the conventional method, since no consideration is given to the manufacturing error of the reluctance motor or the detection error of the rotor position, the controllability of the torque is deteriorated, and the motor generates abnormal noise. There is a problem that may occur.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made in view of such conventional problems.
In the invention according to claim 1, a rotor position detecting means for detecting or estimating the rotor position of the reluctance motor and a torque according to a command value according to the rotor position of the reluctance motor obtained by the detecting means. Current command value calculation means for calculating a current command value for each excitation phase of the reluctance motor so that the current command value is calculated by the current command value calculation means. Current control means for controlling the current to each excitation phase, the torque control device for a reluctance motor, comprising : in the front and rear predetermined angular range, to an extremely small value the influence of the current command value of the excitation phase f to generate the torque of zero or the motor And characterized in that a thing.
[0017]
In the invention according to claim 2, the current command value calculating means sets the predetermined angle range to an angle range determined according to a manufacturing error of the salient pole angle of the rotor and the stator of the reluctance motor. And That is, within the range of possible manufacturing errors, the current command value of the excitation phase having a high sensitivity to the manufacturing error torque is set to 0 or an extremely small value.
[0018]
The invention according to claim 3 is characterized in that the current command value calculation means sets the predetermined angle range to an angle range determined according to a detection error of a rotor position of a reluctance motor. That is, within the range of possible detection errors, the current command value of the excitation phase in which the sensitivity of the detection error to the torque is high is set to 0 or an extremely small value.
In the invention according to claim 4, a rotor position detecting means for detecting or estimating the rotor position of the reluctance motor and a torque according to a command value according to the rotor position of the reluctance motor obtained by the detecting means. Current command value calculation means for calculating a current command value for each excitation phase of the reluctance motor so that the current command value is calculated by the current command value calculation means. And a current control means for controlling a current to each excitation phase, wherein the current command value calculation means continuously outputs a current command value to each excitation phase with respect to a rotor position. In a situation in which two or more phases are excited and the absolute value of the second derivative with respect to the rotation angle of the self-inductance is larger, the current distribution increases. Characterized in that it is assumed that weighting to be smaller.
[0019]
That is, from equation 5, in a phase where the absolute value of the second derivative with respect to the rotation angle of the self-inductance is large, the torque control accuracy is deteriorated with respect to the rotor position detection error. The current is allocated to a phase in which the absolute value of the second derivative is small, and the current is increased in a phase where the absolute value of the second derivative is small.
In the invention according to claim 5, the current command value calculation means is caused by at least one of a manufacturing error of the salient pole angle of the rotor and the stator of the reluctance motor and a detection error of the rotor position of the reluctance motor. In addition, the weighting is performed including the angle range in which the absolute value of the differential value of the self-inductance with respect to the rotation angle changes more than a predetermined value.
[0020]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, in a predetermined angle range near the rotation angle at which the sign of the differential value of the self-inductance with respect to the rotation angle switches, the current command value to the excitation phase is set to 0 or the torque generated by the motor. By setting the influence to a very small value, the current command value to the excitation phase having a high sensitivity to the torque of the manufacturing error is set to 0 or a very small value even when there is a manufacturing error at the time of manufacturing the motor. In addition, torque pulsation caused by manufacturing errors can be reduced, and torque controllability can be improved. In addition, since the situation in which positive and negative torques are simultaneously generated in two phases can be eliminated, abnormal noise due to motor distortion can also be reduced.
[0021]
According to the second aspect of the present invention, the predetermined angular range is defined as an angle range determined according to a manufacturing error of the reluctance motor. Since the current command value is set to 0 or an extremely small value, torque pulsation due to a manufacturing error can be reduced and torque controllability can be improved even when a motor is mass-produced.
[0022]
According to the invention according to claim 3, the predetermined angle range is set as an angle range determined according to the detection error (measurement or estimation error) of the rotor position. The current command value of the excitation phase with high sensitivity is set to 0 or a remarkably small value, so that the detection error due to the accuracy of the sensor output for rotor position measurement and the resolution due to the resolution of A / D conversion when the sensor output is taken into the controller Errors, and furthermore, torque pulsation caused by detection errors due to estimation accuracy in estimating the rotor position can be reduced, and torque controllability can be improved. Further, since a situation in which positive and negative torques in two phases are simultaneously generated can be eliminated, abnormal noise due to motor distortion can also be reduced.
[0023]
According to the invention of claim 4, the current command value to each excitation phase is continuously changed with respect to the rotor position, and in a situation where two or more phases are excited, the second order with respect to the rotation angle of the self-inductance is changed. By weighting so that the current distribution becomes smaller as the absolute value of the differential value becomes larger, that is, in the phase where the absolute value of the second-order differential value with respect to the rotation angle of the self-inductance is larger, the position of the rotor is detected. Since the torque control accuracy becomes worse with respect to the error, the current is distributed less in such a phase, and conversely, the current is increased in the phase in which the absolute value of the second-order differential value is smaller. The torque pulsation in the two-phase excitation section caused by the detection error can be reduced, and the controllability of the torque can be improved.
[0024]
According to the invention according to claim 5, the rotation of the self-inductance is caused by at least one of the manufacturing error of the salient pole angle of the rotor and the stator of the reluctance motor and the detection error of the rotor position of the reluctance motor. By weighting including the angle range in which the absolute value of the differential value with respect to the angle changes more than a predetermined value, torque pulsation in a two-phase excitation section caused by a motor manufacturing error and a rotor position detection error can be reduced. Thus, torque controllability can be improved.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of a torque control device for a reluctance motor according to the present invention will be described below.
As shown in FIG. 1, the basic configuration of the present torque control device includes a rotor position means 4 for detecting or estimating a rotor position of a reluctance motor 3 and a torque command value (TRQ ^* ) and a rotor position. A current command value calculating means 1 for calculating a current command value to each excitation phase of the reluctance motor 3 and a current control means 2 for matching the current of each excitation phase of the reluctance motor 3 to the current command value.
[0026]
Here, in a predetermined angle range near the rotation angle at which the sign of the differential value of the self-inductance changes with respect to the rotation angle, the current command value calculation means 1 converts the current instruction value to the excitation phase to 0 or the torque generated by the motor. Is set to a value that is extremely small, but specific contents will be described later.
The reluctance motor 3 has, for example, a three-phase four-pole structure shown in FIG.
[0027]
The rotor 34 rotates around a rotation axis 35, and has four projections every 90 degrees. The stator 36 surrounding this has salient poles every 60 degrees. One winding is wound around the salient poles facing each other so as to generate magnetic flux in the same direction (31, 32, 33).
On the other hand, an encoder-type rotation angle sensor (hereinafter, referred to as an encoder) 37 as a rotor position detecting means is provided so as to detect the position of the rotor 34 with respect to the stator 36.
[0028]
As shown in FIG. 6, the pulse output from the encoder 37 as the rotor position detecting means is input to the control circuit 13 as the current command value calculating means.
The control circuit 13 includes a pulse processing circuit, a CPU, a RAM, a ROM, an I / O, a timer, a DC power supply, and the like, and supplies a current to each phase of the reluctance motor 3 according to a torque command value (TRQ ^* ) and a rotor position. Calculates the command value and outputs D / A. The output is input to a drive circuit 14 as current control means.
[0029]
The drive circuit 14 controls the current applied to each excitation phase by adjusting the voltage applied to each excitation phase so that the current value of each excitation phase of the reluctance motor 3 matches the current command value. For this control, a signal is input to the drive circuit 14 from the current sensor 12 that detects the actual current of each excitation phase of the reluctance motor 3.
Details of the drive circuit 14 are shown in FIG.
[0030]
The comparator 15 outputs the three-phase outputs imsra, imsrb, and imsrc detected by the current sensor 12 and the three-phase current command values ia ^* , ib ^* , and ic ^* output from the control circuit 13 in D / A. By comparing and driving the switching elements (MOSFETs and the like) 42, 43, and 44 of the

respective phases

31, 32, and 33, the current values of the respective phases are adjusted to match the command values.
[0031]
That is, taking the a-phase as an example, if imsra ≧ ia ^* , the switching element 42 in FIG. 7 is turned off, and if imsra <ia ^* , the switching element 42 is turned on to turn on / off the voltage applied to the a-phase (31). The adjustment is made OFF, and the adjustment is performed so that the current value of the a-phase matches the command value.
In FIG. 7, 41 is a power supply, 45 to 47 are coils, 48 to 50 are resistors, and 51 to 53 are diodes. Similar circuits are generally used not only for reluctance motors but also for DC motors and the like, and therefore detailed descriptions are omitted.
[0032]
Next, the operation will be described.
The operation of the control circuit 13 which calculates the current command value for each phase from the torque command value (TRQ ^* ) and the encoder output (rotor position θ), which is a point of the present invention, will be described.
The control circuit 13 determines that γ = (2 / (dLa / dθ)) ^1/2 that satisfies Equation 4 in the rotation angle section in which only one phase is excited, and Equation 7 in the rotation angle section in which two phases are excited. The table TABLE-P having 0 as a value (for negative direction torque, TABLE-N) is provided as ROM data in the rotation angle section in which α and β satisfying the above are not excited.
[0033]
Here, since the reluctance motor 3 has a periodic structure for each rotation angle of 90 degrees, the table value is provided only for the rotation angle of 90 degrees. This table will be described later in detail.
Next, a method of calculating the current command value for each phase will be described with reference to the flowchart of FIG.
This calculation routine (701) is executed every 100 μs.
[0034]
First, a rotor position is obtained by processing a pulse signal from an encoder, and is substituted into a RAM variable (rotor position variable) θ (702).
Next, it is determined whether or not the torque command value TRQ ^* is 0 (703), and if it is 0, the process proceeds to 711 and all three-phase current command values are set to 0 (ia ^* = ib ^* = ic ^* = 0).
[0035]
If the torque command value TRQ ^* is not 0, the square root of the absolute value of the torque command value TRQ ^* is obtained and substituted into the RAM variable k (704), and the remainder obtained by dividing the rotor position by 90 is represented by θ. Thus, the rotor position variable θ is normalized to the range of 0 ≦ θ <90 degrees (706).
Next, the sign of the torque command value TRQ ^* is determined (707).
[0036]
At 712, the current command value ia ^* of the a-phase is derived by multiplying the RAM variable k by referring to TABLE-P.
Since the b-phase current command value ib ^* is obtained by delaying the a-phase current command value ia ^* by 30 degrees, the rotor position variable θ is replaced with θ-30 at 713, and TABLE-P is changed at 714. It is derived by multiplying by a RAM variable k with reference to the reference.
[0037]
Similarly, since the c-phase current command value ic ^* is obtained by further delaying the b-phase current command value ib ^* by 30 degrees, the rotor position variable θ is replaced with -30 at 715, and then at 716. It is derived by multiplying the RAM constant k by referring to TABLE-P. If it is determined in 707 that the sign of the torque command value TRQ ^* is negative, the process proceeds to 722.
[0038]
As for 722 to 726, the use table of 712 to 716 is replaced with TABLE-P from TABLE-N, and the description of the operation is omitted.
Finally, in 708, the derived current command values ia ^* , ib ^* , ic ^* are output as D / A, and this routine ends (709).
Here, when the invention according to claim 1 is applied, when the manufacturing error of the motor rotor / stator is θ1, TABLE-P can be realized by making FIG. That is, this can be realized by setting the data value in the range of θ1 from the rotation angle at which the sign of the differential value with respect to the rotation angle of the self-inductance is switched to 0 in the section where the two phases are conventionally excited. In this case, in the range of -θ1 <θ <0, one-phase excitation of only the b phase is performed, and in the range of -45 <θ <-45 + θ1, one-phase excitation of only the b phase is performed. Needless to say, in the conventional two-phase excitation section, the data value in the range of θ1 from the rotation angle at which the sign of the differential value with respect to the rotation angle of the self-inductance switches may be set to an extremely small value.
[0039]
Even in the case where the invention according to claim 2 is applied, when the manufacturing error of the motor rotor / stator is θ1, TABLE-P is shown as in the case where the invention according to claim 1 is applied. It can be realized by setting to 12.
In the case where the invention according to claim 3 is applied, when the detection error of the rotor position is set to θ1, TABLE-P is set to FIG. 12 similarly to the case where the invention according to claim 1 is applied. Can be realized.
[0040]
In the case where the invention according to claim 4 is applied, when an angular range in which the second-order differential value of the self-inductance with respect to the rotation angle greatly fluctuates is θ3, TABLE-P can be realized by making FIG.
In the case where the invention according to claim 5 is applied, the angle range in which the second-order differential value of the self-inductance with respect to the rotation angle fluctuates greatly is θ3, and the sum of the motor manufacturing error and the rotor position detection error is θ4. At this time, TABLE-P can be realized by making FIG.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a basic configuration diagram of a torque control device. FIG. 2 is a structural diagram of a reluctance motor. FIG. 3 is a diagram illustrating an excitation phase corresponding to a torque direction. FIG. 4 is a diagram showing a conventional current command value. 5 is a diagram showing the relationship between the rotor angle and the inductance. FIG. 6 is a specific configuration diagram of the torque control device. FIG. 7 is a detailed diagram of the drive circuit. FIG. 8 is a flowchart of a current command value calculation. FIG. 10 is a diagram showing an example. FIG. 10 is a diagram showing a motor characteristic change example 1 due to a manufacturing error. FIG. 11 is a diagram showing a motor characteristic change example 2 due to a manufacturing error. FIG. FIG. 13 is a diagram for explaining the invention according to claim 4; FIG. 14 is a diagram for explaining the invention according to claim 5;
REFERENCE SIGNS LIST 1 current command value calculation means 2 current control means 3 reluctance motor 4 rotor position detection means 12 current sensor 13 control circuit 14 drive circuit 15 comparison circuit 37 encoder

Claims

Rotor position detecting means for detecting or estimating the rotor position of the reluctance motor,
Current command value calculation means for calculating a current command value to each excitation phase of the reluctance motor, so as to output a torque as the command value, in accordance with the rotor position of the reluctance motor obtained by the detection means;
Current control means for controlling the current to each excitation phase so that the current value of each excitation phase matches the current command value calculated by the current command value calculation means;
In a torque control device for a reluctance motor comprising:
In a predetermined angle range before and after the rotation angle at which the sign of the differential value with respect to the rotation angle of the self-inductance switches, the current command value calculation means sets the current command value to the excitation phase to 0 or the influence on the torque generated by the motor. A torque control device for a reluctance motor, wherein the torque control device has an extremely small value.

2. The reluctance according to claim 1, wherein said current command value calculating means sets said predetermined angle range to an angle range determined according to a manufacturing error of salient pole angle of a rotor and a stator of a reluctance motor. Motor torque control device.

2. The torque control device for a reluctance motor according to claim 1, wherein the current command value calculation unit sets the predetermined angle range to an angle range determined according to a detection error of a rotor position of the reluctance motor.

Rotor position detecting means for detecting or estimating the rotor position of the reluctance motor,
Current command value calculation means for calculating a current command value to each excitation phase of the reluctance motor, so as to output a torque as the command value, in accordance with the rotor position of the reluctance motor obtained by the detection means;
Current control means for controlling the current to each excitation phase so that the current value of each excitation phase matches the current command value calculated by the current command value calculation means;
In a torque control device for a reluctance motor comprising:
In the situation where the current command value calculating means continuously changes the current command value to each excitation phase with respect to the rotor position and excites two or more phases, the second derivative of the self-inductance with respect to the rotation angle is obtained. A torque control device for a reluctance motor, wherein a weight is assigned so that a current distribution becomes smaller for a phase having a larger absolute value.

The current command value calculating means is configured to control the self-inductance rotation angle due to at least one of a manufacturing error of the salient pole angle of the rotor and the stator of the reluctance motor and a detection error of the rotor position of the reluctance motor. 5. The torque control device for a reluctance motor according to claim 4, wherein weighting is performed including an angle range in which the absolute value of the differential value changes more than a predetermined value.