JP3541544B2

JP3541544B2 - Neutral potential control method

Info

Publication number: JP3541544B2
Application number: JP04081296A
Authority: JP
Inventors: 昌文市原
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 1996-02-28
Filing date: 1996-02-28
Publication date: 2004-07-14
Anticipated expiration: 2016-02-28
Also published as: JPH09233840A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三角波比較ＰＷＭ制御を行う中性点クランプ形インバータをアクティブフィルタとして動作させる場合の中性点電位制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
中性点クランプ形インバータ（ＮＰＣインバータ）は、図９に主回路図を示すように、直流側の電圧Ｖ_dcをコンデンサＣ₁，Ｃ₂によって分圧し、分圧したことによってできる中性点電位Ｖ_n（１／２Ｖ_dc）をインバータ出力として利用できるようにスイッチング素子（トランジスタやＧＴＯ，ＴＧＢＴなどの自己消弧能力を有する素子）を配置する。
【０００３】
このインバータは、主回路のスイッチング素子には理論的には直流電源電圧の半分の電圧しかかからないため、一般の電圧形インバータと比較した場合、同じ素子を用いれば出力電圧が２倍のインバータを構成でき、同じ出力容量ならば素子の耐圧が半分で済む利点がある。
【０００４】
出力スイッチングモードとしては、図１０に太線で導通ルートを示すように、１相当たり３種類があり、グラント電位Ｇ_ndと電源電位Ｖ_dc及び１／２Ｖ_dc電位の３種類の電位を出力できる。一般のインバータと比較すると、１／２Ｖ_dc電位を出力できる点が優れており、高調波成分を低減した出力電圧を得ることができる。
【０００５】
ＮＰＣインバータは、中性点には電源が接続されているわけではないため、中性点に電流が流れ込むとその電位が上昇し、電流が流れ出すと電位が下降する。中性点電流は、通常は基本波の３倍の周期で変動しているが、直流分は０である。
【０００６】
しかし、何らかの要因で直流分が含まれると、中性点電位が偏る。このようなＮＰＣインバータ１を図１２に示すように、アクティブフィルタとして運転した場合も同様に中性点電位Ｖ_nが偏る。
【０００７】
ＮＰＣインバータの中性点を安定する方法として、図１１に示すように、インバータの各運転状態における基本波力率別に中性点電流の直流分が最も大きくなる６次高調波の位相データと、該基本波力率別に６次高調波の重畳量と中性点電流が線形関係になる振幅範囲データとを持つテーブル１０１と、基本波指令値に対して前記位相データに従って位相制御され、前記中性点電位の偏差に応じて振幅制御されかつ前記振幅範囲データにより振幅制限して６次高調波を発生する発信器１０４とを設け、基本波指令値に位相及び振幅を制御した６次高調波指令値を重畳した電圧指令値で制御するようにしたものがある（特願平７−９１２１３号）。
【０００８】
現在のところ、ＮＰＣインバータをアクティブフィルタとして動作させたという事例はないようである。類似した適用例として無効電力補償装置があるが、この場合は上記６次高調波重畳法によって中性点電位を制御することが可能である（以下これを「無効電力補償動作を想定した６次高調波重畳法」という）。また、有効電力をやりとりするような力率が高い運転を行う場合は直流重畳法によって中性点電位を制御することが可能である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
実際にＮＰＣインバータをアクティブフィルタ動作を行わせたところ、中性点電位は大きく崩れることは無かったが、ある程度の範囲内を変動することがわかった。この状態で、無効電力補償動作を想定した６次高調波重畳法を適用しても制御効果は殆ど無かった。
【００１０】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、中性点電位を安定させることができる中性点クランプ形インバータをアクティブフィルタとして運転する場合の中性電位制御方法を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の中性点電位制御方法は、中性点クランプ形インバータをアクティブフィルタとして運転する場合、分圧電圧と等しい電圧の外部直流電源を出力周波数の３倍の成分について高インピーダンスとなるリアクトルを介して前記中性点に接続し、出力周波数の３倍のリプル成分を除いた中性点電位変動分だけを外部直流電源で補償する。
【００１２】
または、アクティブフィルタの動作に加えて無効電流指令を加算して若干の無効電力を入出力させると共に、基本波指令値に無効電力補償動作を対象とした６次高周波を重畳する。
【００１３】
または、前記直流側にエネルギー蓄積要素を設置し、アクティブフィルタ動作に加えて中性点電位変動量に応じた有効電力を入出力させる。
【００１４】
または、直流側を共通に接続した複数台の中性点インバータにより有効電力ループを構成するように制御し、アクティブフィルタ動作に加えて中性点電位変動量に応じた有効電力を入出力する。
【００１５】
または、アクティブフィルタの相電圧指令値に同位相の３次高調波を基本波成分と重畳成分を合成した変調率のピーク値が増加しない範囲で重畳する。
【００１６】
または、相電圧指令値に出力相電圧基本波成分の６次高調波成分を運転モードに適した位相で重畳する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１
図１にアクティブフィルタの直流電源回路を示す。同図において、１はアクティブフィルタとして運転される中性点クランプ形（ＮＰＣ）インバータ、Ｃ₁，Ｃ₂はＮＰＣインバータの直流側に接続された直流電源用直列コンデンサ、Ｅは電圧が１／２Ｖ_dcの外部直流電源、Ｌはリアクトルである。
【００１８】
外部直流電源ＥをリアクトルＬを介してコンデンサＣ₂と並列に接続することにより、出力の３倍の周波数で変動する成分は制御しないようにする。外部直流電源Ｅの容量はアクティブフィルタ動作時の中性点電位の変動は非常に小さいため、小容量のものでよい。
【００１９】
このアクティブフィルタを連系運転する場合、直流電圧Ｖ_dcは従来の変換器と同様の制御方法により一定に保たれる。リアクトルＬを用いない場合は外部直流電源Ｅにより中性点電位Ｖ_nを本来の値に完全に固定できるが、外部直流電源Ｅが出力周波数の３倍のリップル成分も補償する必要が生じる。よって、リアクトルＬによりリップル成分は外部直流電源Ｅで補償させないようにする。
【００２０】
リアクトルＬの値は、出力周波数の３倍の成分については高インピーダンス、数１０周期以上の低周波成分については低インピーダンスになるように決定する。出力周波数がｆ（Ｈｚ）、外部直流電源Ｅを接続しないときの中性点電位Ｖ_nの振動による交流成分がＶ_nac（Ｖ）、リアクトルＬの値がＬ（Ｈ）とすると（１）式のリップル電流ｉ_Lが流れる。
【００２１】
【数１】

【００２２】
このリップル電流ｉ_Lが十分小さくなるようにリアクトルＬの値を決める。このようにして、リップル成分を除いた数１０周期に亘る直流的な中性点電位変動分だけを外部直流電源Ｅで補償することが可能となり、中性点電位Ｖ_nが安定する。
【００２３】
実施の形態２
図２にＮＰＣインバータを用いたアクティブフィルタの高調波電流指令系を示す。同図において、２はＮＰＣインバータをアクティブフィルタ運転するための電流制御系で、高調波補償のための有効分電流指令と無効分電流指令が入力する。３はこの高調波補償のための無効分電流指令に無効電力補償動作のための無効分電流指令を加算する加算器である。
【００２４】
純粋なアクティブフィルタ動作を行っている場合は、前記「無効電力補償動作を想定した６次高調波重畳法」（Ａ手法）は効果があまりない。逆に、ある程度無効電力を出力してやれば、上記Ａ手法が適用できることがわかった。よって、図２のように、指令値としてアクティブフィルタ＋無効電力補償を行うように指令を与えてやれば、前記Ａ手法によって中性点電位を制御できる。
【００２５】
図２からわかるように、一般的なアクティブフィルタ動作を行う制御系に無効電力補償を行う制御系をつけ加えることは容易であるため現実的である。また、一般的な電力系統は遅れ負荷が多いため、補償動作として進み補償を行えば、電力系統の力率改善効果も期待できる。
【００２６】
無効電力補償動作を付加すると出力電流に基本波成分が含まれるため、前記従来の技術における中性点クランプ形インバータの中性点電位制御法による中性点電位制御（図１１）が可能となる。
【００２７】
実施の形態３
図３にＮＰＣインバータを用いたアクティブフィルタの相電圧指令系を示す。同図において、５は中性点電位変動量を増幅し、有効電力指令を出力するアンプ、６はこの有効電力指令を制限するリミッタ、７はこのリミッタからの有効電力指令の符号をアクティブフィルタが有効電力を吸収している場合、信号の符号を反転させる符号反転回路、８_U，８_V，８_Wはそれぞれアクティブフィルタ動作のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値に回路７からの有効電力指令を加算する加算器である。
【００２８】
ＮＰＣインバータでは、出力相電圧指令値に直流分を重畳すると、中性点電位に流れる電流に直流成分が含まれるようになる。この直流成分はほぼ運転力率に比例し、力率が高い程大きくなる。直流成分の重畳量とそれによる中性点電流成分を求めると図４のようになる。また、直流分を重畳する符号を変化させることによって中性点電流直流成分の符号を制御することができ、中性点電位を制御することができる。直流重畳による中性点電流直流分の変化を表１に示す。
【００２９】
【表１】

【００３０】
しかして図３のように、アクティブフィルタ動作に加えて、有効電力を入出力するように制御を行ってやると、この直流電圧重畳法による中性点電位制御が行えるようになる。よって、アクティブフィルタの直流側に大容量コンデンサ、２次電池などのエネルギーの入出力が可能な装置を用意して、この装置に対して上記直流電圧重畳法による中性点電位制御を行えば、中性電位を安定化することができる。
【００３１】
実施の形態４
図５にＮＰＣインバータを用いたアクティブフィルタの並列運転回路を示す。同図において、ＡＦ１，ＡＦ２は系統に対し並列に接続された複数のアクティブフィルタで、それぞれ、ＮＰＣインバータ１，速系リアクトルＬ，直流電源用コンデンサＣ₁，Ｃ₂で構成され、直流電源側は共通に接続されている。
【００３２】
このように、アクティブフィルタＡＦ１，ＡＦ２を設置すると、複数のＮＰＣインバータの間でエネルギーをやりとりすることができる。よって、あるＮＰＣインバータにはエネルギー吸収動作，別のＮＰＣインバータにはエネルギー供給動作を行わせることによってエネルギー入出力動作を複数台のＮＰＣインバータ間で行わせることができる。このようにしてエネルギーの入出力を行っている状態であれば、アクティブフィルタ動作を行いながら前記直流重畳法による中性点電位制御が行えるようになる。この場合、実施の形態３の例とは異なり、直流側にエネルギー入出力が可能な装置を増設する必要がない。
【００３３】
実施の形態５
図６にＮＰＣインバータを用いたアクティブフィルタの相電圧指令系を示す。同図において、１１は出力電圧基本波位相により制御され基本波と同相の３次高調波電圧を出力する３次高調波発振器、１２_U，１２_V，１２_WはそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値に３次高調波発振器１１からの３次高調波電圧を加算する加算器である。
【００３４】
アクティブフィルタ動作中の出力電圧は、主に系統電圧を出力しているために基本波成分がかなりの割合を占める。この基本波成分の３倍の周波数を持つ３次高調波電圧を図６のように相電圧指令値に同相で重畳すると、重畳成分は３次高調波であるため線間電圧としては出力されない。よって、重畳成分は出力電圧には影響しない。重畳量は、基本波成分と重畳成分を合成した変調率のピーク値が増加しない範囲で重畳する。
【００３５】
このように３次高調波電圧を重畳すると、出力電圧は変化しないものの動作変調率が低下し、中性点電位の電圧を出力するスイッチングモードが選択される割合が増加する。実際に、アクティブフィルタの動作時の自然な中性点電位復帰能力（通常のアクティブフィルタ動作中であっても中性点電位は本来の正常な値（直流側電圧の半分）に戻ろうとする力がわずかであるが働く）が高くなった。
【００３６】
この方法では、重畳位相差を運転モードに関係なく一定としておくことができるため、特に制御などを行う必要がない。このため、制御系の構成を殆ど変化させる必要がない利点がある。
【００３７】
実施の形態６
図７にＮＰＣインバータを用いたアクティブフィルタの相電圧指令系を示す。同図において、１５は適当な位相差を出力する重畳位相差テーブル、１６は中性点電位制御量とテーブル１５からの位相差に基づいて６次高調波を出力する６次高調波発振器、１７_U，１７_V，１７_WはそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令値に発振器１６からの６次高調波を加算する加算器である。
【００３８】
図７のように相電圧指令値に６次高調波を適当な位相差で重畳すると、無効電力補償動作中の場合は、位相差が０度などの時に中性点電位を制御する力がピークとなる。一方、アクティブフィルタ動作中は適切な位相差が無効電力補償動作の場合と異なり、前記Ａ手法を行っているだけで中性点電位制御の効果は小さい。
【００３９】
しかし、６次高調波の位相差を適切に設定してやれば、アクティブフィルタ動作中の中性点電位を制御する能力を生じる。適切な位相差は補償している高調波次数やその大きさ、基本波との位相差などによって変化する。
【００４０】
テーブル１５は図８のような構成になっており、入力パラメータとしてアクティブフィルタが出力するすべての次数の高調波（基本波を含む）の位相差と振幅を運転状況として与え、その運転状況に適した６次高調波重畳位相差を出力する。テーブルの個々の要素には、その要素（重畳位相差）を利用すべき運転状況が１つ対応している。
【００４１】
テーブル１５の作成に際しては、まず、出力電流データをフーリエ変換器１４でフーリエ変換し、出力電流高調波の各次数において、振幅を出力の−１００％から＋１００％まで、基本波との位相差を０度から３６０度まで、それぞれ独立に少しずつ変化させることによって、様々な運転状況を想定する。その後、その状況で最も重畳効果が現れる６次高調波重畳位相差をシミュレーションによって求め、対応するテーブルに重畳位相差を書き込む。これを想定されるすべての運転状況について行うことによってテーブルを作成する。
【００４２】
実際にアクティブフィルタ動作を行う場合は、アクティブフィルタで補償することが想定される高調波（一般的には５次，７次，１１次，１３次程度まで）電流を対象とし、それぞれの振幅，位相差をパラメータとする。例えば５，７，１１，１３次を対象とするならば、８入力のテーブルとなる。
【００４３】
このようなテーブルを作成し、実際の運転の際にはインバータが出力している出力電流を周波数解析し、各高調波成分の振幅と基本波に対する位相差を求めることによって変換器の運転状況を定量的に検出し、その運転状況をテーブルに入力することによって最適な６次高調波重畳位相差を求める。重畳量については、中性点電流直流成分とほぼ比例関係にあるので、中性点電位の変動に応じた値を指定する。なお、６次高調波も３次高調波同様、出力線間電圧には現れないため、出力電流には影響しない。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、中性点クランプ形インバータをアクティブフィルタとして動作させた場合の中性点の電位を安定化させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１にかかる外部電源による中性点電位制御回路図。
【図２】実施の形態２にかかる無効分電流付加による中性点電位制御の電流指令回路図。
【図３】実施の形態３にかかる直流重畳による中性点電位制御の相電圧指令回路図。
【図４】直流成分の重畳とそれによる中性点電流直流成分を示すグラフ。
【図５】実施の形態４にかかる並列運転による中性点電位制御の説明図。
【図６】実施の形態５にかかる３次高調波重畳による中性点制御の相電圧指令回路図。
【図７】実施の形態６にかかる６次高調波重畳による中性点制御の相電圧指令回路図。
【図８】重畳位相差テーブルの説明図。
【図９】中性点クランプ形インバータの構成図。
【図１０】中性点クランプ形インバータのスイッチングモード説明図。
【図１１】中性点クランプ形インバータの中性点電位制御ブロック図。
【図１２】中性点クランプ形インバータによるアクティブフィルタの構成図。
【符号の説明】
１…中性点クランプ形（ＮＰＣ）インバータ
２…電流制御系
５…アンプ
６…リミッタ
７…有効電力を吸収している場合信号の符号を反転させる符号反転回路
１１…３次高調波発振器
１５…重畳位相差テーブル
１６…６次高調波発振器
１０１…６次高調波の位相データと振幅範囲を持つテーブル
１０２…アンプ
１０３…リミッタ
１０４…６次高調波発振器
ＡＦ１，ＡＦ２…アクティブフィルタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a neutral point potential control method in a case where a neutral point clamp type inverter performing triangular wave comparison PWM control is operated as an active filter.
[0002]
[Prior art]
As shown in the main circuit diagram of FIG. 9, the neutral point-clamped inverter (NPC inverter) _divides the voltage V _dc on the DC side by capacitors C ₁ and C ₂ , and generates a neutral point potential by dividing the voltage. V _n (1 / 2V _dc) to take advantage of the inverter output switching element to arrange the (transistor or GTO, elements having the self-extinguishing capabilities such TGBT).
[0003]
This inverter can theoretically apply only half the DC power supply voltage to the switching element of the main circuit. Therefore, compared to a general voltage type inverter, an inverter with twice the output voltage can be configured using the same element. There is an advantage that the breakdown voltage of the element can be reduced to half with the same output capacitance.
[0004]
As shown in FIG. 10, there are three types of output switching modes, one for each phase, as shown by the bold line, and can output three types of potentials: a grant potential _Gnd , a power supply potential _Vdc, and a 1/2 _Vdc potential. Compared with a general inverter, it is excellent in that it can output a 1/2 V _dc potential, and an output voltage with reduced harmonic components can be obtained.
[0005]
In the NPC inverter, a power source is not necessarily connected to the neutral point. Therefore, when a current flows into the neutral point, the potential increases, and when the current starts flowing, the potential decreases. The neutral point current usually fluctuates in a cycle three times the fundamental wave, but the DC component is zero.
[0006]
However, if a direct current component is included for some reason, the neutral point potential is biased. Such an NPC inverter 1 as shown in FIG. 12, even when the plant is operated as an active filter similarly biased neutral point potential V _n.
[0007]
As a method for stabilizing the neutral point of the NPC inverter, as shown in FIG. 11, the phase data of the sixth harmonic in which the DC component of the neutral point current is the largest for each fundamental wave power factor in each operation state of the inverter, A table 101 having, for each of the fundamental wave power factors, an amplitude range data in which the amount of superposition of the sixth harmonic and the neutral point current have a linear relationship, and a phase control is performed on the fundamental wave command value according to the phase data; A transmitter 104 that is controlled in amplitude according to the deviation of the potential at the neutral point and that generates a sixth harmonic by limiting the amplitude based on the amplitude range data, and controlling the phase and the amplitude to the fundamental wave command value. There is one in which control is performed by a voltage command value on which a command value is superimposed (Japanese Patent Application No. 7-91213).
[0008]
At present, there seems to be no case where the NPC inverter is operated as an active filter. As a similar application example, there is a reactive power compensator. In this case, the neutral point potential can be controlled by the sixth harmonic superposition method (hereinafter, this is referred to as “sixth harmonic assuming a reactive power compensation operation”). Harmonic superposition method "). In addition, when an operation with a high power factor for exchanging active power is performed, the neutral point potential can be controlled by the DC superposition method.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
When the NPC inverter was actually made to perform the active filter operation, it was found that the neutral point potential did not significantly collapse but fluctuated within a certain range. In this state, even when the sixth harmonic superposition method assuming the reactive power compensation operation was applied, there was almost no control effect.
[0010]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to operate a neutral point clamp type inverter capable of stabilizing a neutral point potential as an active filter. An object of the present invention is to provide a sex potential control method.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
According to the neutral point potential control method of the present invention, when the neutral point clamp type inverter is operated as an active filter, an external DC power supply having a voltage equal to the divided voltage is supplied to a reactor having a high impedance for a component three times the output frequency. Connected to the neutral point, and compensates for only the neutral point potential fluctuation excluding the ripple component three times the output frequency by the external DC power supply.
[0012]
Alternatively, in addition to the operation of the active filter, a reactive current command is added to input and output a small amount of reactive power, and a sixth-order high frequency for the reactive power compensation operation is superimposed on the fundamental wave command value.
[0013]
Alternatively, an energy storage element is provided on the DC side to input and output active power according to the amount of neutral point potential fluctuation in addition to the active filter operation.
[0014]
Alternatively, control is performed so as to form an active power loop by a plurality of neutral point inverters commonly connected on the DC side, and active power according to the neutral point potential fluctuation amount is input / output in addition to the active filter operation.
[0015]
Alternatively, the third harmonic having the same phase is superimposed on the phase voltage command value of the active filter within a range where the peak value of the modulation factor obtained by combining the fundamental wave component and the superimposed component does not increase.
[0016]
Alternatively, the sixth harmonic component of the output phase voltage fundamental wave component is superimposed on the phase voltage command value at a phase suitable for the operation mode.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1
FIG. 1 shows a DC power supply circuit of an active filter. In the figure, 1 is a neutral point clamp type (NPC) inverter operated as an active filter, C ₁ and C ₂ are DC power series capacitors connected to the DC side of the NPC inverter, and E is a voltage of 1 / 2V. _{dc is} an external DC power supply, and L is a reactor.
[0018]
By connecting an external DC power source E in parallel with the capacitor C ₂ through the reactor L, varying components at three times the frequency of the output is not to control. The capacity of the external DC power supply E may be small since the fluctuation of the neutral point potential during the active filter operation is very small.
[0019]
When the active filter is operated in an interconnected manner, the DC voltage _Vdc is kept constant by a control method similar to that of the conventional converter. Although the case of not using the reactor L can be completely fixed to the original value of the neutral point potential V _n by an external DC power source E, 3 times the ripple component of the external DC power source E is output frequencies to be compensated occurs. Therefore, the ripple component is prevented from being compensated by the external DC power supply E by the reactor L.
[0020]
The value of the reactor L is determined so as to have a high impedance for a component three times the output frequency and a low impedance for a low frequency component of several tens of cycles or more. Output frequency f (Hz), the AC component due to the vibration of the neutral point potential V _n when not connected to external DC power source E V _nac (V), the value of the reactor L is a L (H) (1) formula Ripple current i _L flows.
[0021]
(Equation 1)

[0022]
The value of the reactor L is determined so that the ripple current i _L becomes sufficiently small. In this way, it is possible to compensate only DC neutral point potential fluctuation over several 10 periods excluding the ripple component in the external DC power source E, the neutral point potential V _n is stabilized.
[0023]
Embodiment 2
FIG. 2 shows a harmonic current command system of an active filter using an NPC inverter. In the figure, reference numeral 2 denotes a current control system for performing an active filter operation of the NPC inverter, to which an effective current command and an invalid current command for harmonic compensation are input. Reference numeral 3 denotes an adder for adding a reactive current command for reactive power compensation to the reactive current command for harmonic compensation.
[0024]
When a pure active filter operation is performed, the “sixth harmonic superposition method assuming the reactive power compensation operation” (method A) has little effect. Conversely, it has been found that the method A can be applied if the reactive power is output to some extent. Therefore, as shown in FIG. 2, if a command is given as a command value to perform active filter + reactive power compensation, the neutral point potential can be controlled by the above-described method A.
[0025]
As can be seen from FIG. 2, it is easy to add a control system for performing reactive power compensation to a general control system for performing an active filter operation, so that it is realistic. In addition, since a general power system has many delay loads, an effect of improving the power factor of the power system can be expected if lead compensation is performed as a compensation operation.
[0026]
When the reactive power compensation operation is added, the fundamental wave component is included in the output current, so that the neutral point potential control (FIG. 11) by the neutral point potential control method of the neutral point clamp type inverter according to the above-described conventional technique becomes possible. .
[0027]
Embodiment 3
FIG. 3 shows a phase voltage command system of an active filter using an NPC inverter. In the figure, reference numeral 5 denotes an amplifier for amplifying the neutral point potential variation and outputting an active power command, 6 a limiter for limiting the active power command, 7 an active filter for signing the active power command from the limiter. When the active power is absorbed, a sign inverting circuit for inverting the sign of the signal. 8 _U , 8 _V , and 8 _W are the active power commands from the circuit 7 for the U, V, and W phase voltage command values of the active filter operation, respectively. Are added.
[0028]
In the NPC inverter, when a DC component is superimposed on the output phase voltage command value, a DC component is included in the current flowing to the neutral point potential. This DC component is almost proportional to the operating power factor, and increases as the power factor increases. FIG. 4 shows the relationship between the amount of superposition of the DC component and the neutral point current component. Further, by changing the sign for superimposing the DC component, the sign of the DC component of the neutral point current can be controlled, and the neutral point potential can be controlled. Table 1 shows changes in the neutral point current DC component due to the DC superposition.
[0029]
[Table 1]

[0030]
Then, as shown in FIG. 3, if control is performed so as to input and output active power in addition to the active filter operation, neutral point potential control by the DC voltage superposition method can be performed. Therefore, if a device capable of inputting and outputting energy such as a large-capacity capacitor and a secondary battery is prepared on the DC side of the active filter, and neutral point potential control is performed on the device by the DC voltage superposition method, Neutral potential can be stabilized.
[0031]
Embodiment 4
FIG. 5 shows a parallel operation circuit of an active filter using an NPC inverter. In the drawing, AF1 and AF2 are a plurality of active filters connected in parallel to the system, each comprising an NPC inverter 1, a speed system reactor L, and DC power supply capacitors C ₁ and C _2. Commonly connected.
[0032]
When the active filters AF1 and AF2 are installed in this manner, energy can be exchanged between a plurality of NPC inverters. Therefore, an energy input / output operation can be performed between a plurality of NPC inverters by causing an NPC inverter to perform an energy absorption operation and another NPC inverter to perform an energy supply operation. When energy is input / output in this way, the neutral point potential control by the DC superposition method can be performed while performing the active filter operation. In this case, unlike the example of the third embodiment, there is no need to add a device capable of inputting and outputting energy on the DC side.
[0033]
Embodiment 5
FIG. 6 shows a phase voltage command system of an active filter using an NPC inverter. In the figure, reference numeral 11 denotes a third harmonic oscillator which is controlled by the output voltage fundamental wave phase and outputs a third harmonic voltage in phase with the fundamental wave, and 12 _U , 12 _V and 12 _W denote U, V and W phase voltages, respectively. The adder adds the third harmonic voltage from the third harmonic oscillator 11 to the command value.
[0034]
Since the output voltage during the active filter operation mainly outputs the system voltage, the fundamental wave component occupies a considerable proportion. When a third harmonic voltage having a frequency three times the fundamental wave component is superimposed in phase with the phase voltage command value as shown in FIG. 6, the superimposed component is a third harmonic and is not output as a line voltage. Therefore, the superimposed component does not affect the output voltage. The superimposition amount is superimposed in a range where the peak value of the modulation rate obtained by combining the fundamental wave component and the superimposed component does not increase.
[0035]
When the third harmonic voltage is superimposed in this way, although the output voltage does not change, the operation modulation rate decreases, and the rate at which the switching mode that outputs the voltage at the neutral point potential is increased. Actually, a natural neutral point potential return capability at the time of the operation of the active filter (the ability of the neutral point potential to return to the original normal value (half of the DC side voltage) even during the normal active filter operation) (Although it works slightly).
[0036]
In this method, the superimposed phase difference can be kept constant irrespective of the operation mode, so that there is no need to perform any particular control. For this reason, there is an advantage that the configuration of the control system does not need to be changed.
[0037]
Embodiment 6
FIG. 7 shows a phase voltage command system of an active filter using an NPC inverter. In the figure, 15 is a superimposed phase difference table for outputting an appropriate phase difference, 16 is a 6th harmonic oscillator for outputting a 6th harmonic based on the neutral point potential control amount and the phase difference from the table 15, 17 _U , 17 _V and 17 _W are adders for adding the sixth harmonic from the oscillator 16 to the U, V and W phase voltage command values, respectively.
[0038]
As shown in FIG. 7, when the sixth harmonic is superimposed on the phase voltage command value with an appropriate phase difference, during the reactive power compensation operation, the force for controlling the neutral point potential becomes peak when the phase difference is 0 degree or the like. It becomes. On the other hand, during the active filter operation, an appropriate phase difference is different from the case of the reactive power compensation operation, and the effect of the neutral point potential control is small only by performing the method A.
[0039]
However, if the phase difference of the sixth harmonic is set appropriately, the ability to control the neutral point potential during the operation of the active filter is generated. The appropriate phase difference changes depending on the harmonic order being compensated, its magnitude, the phase difference with the fundamental wave, and the like.
[0040]
The table 15 has a configuration as shown in FIG. 8, and gives as input parameters the phase differences and amplitudes of harmonics (including fundamental waves) of all orders output by the active filter as operating conditions, and is suitable for the operating conditions. And outputs the sixth harmonic superimposed phase difference. Each element of the table corresponds to one operating condition in which the element (superimposed phase difference) should be used.
[0041]
When creating the table 15, first, the output current data is Fourier-transformed by the Fourier transformer 14, and in each order of the output current harmonic, the amplitude is changed from -100% to + 100% of the output, and the phase difference from the fundamental wave is calculated. Various operating conditions are assumed by independently and slightly changing each from 0 degrees to 360 degrees. Thereafter, the sixth harmonic superimposed phase difference at which the superimposition effect appears most in that situation is determined by simulation, and the superimposed phase difference is written in the corresponding table. A table is created by performing this for all assumed driving situations.
[0042]
When the active filter operation is actually performed, harmonic currents (generally up to the fifth, seventh, eleventh, and thirteenth orders) that are assumed to be compensated by the active filter are targeted, and their respective amplitudes, The phase difference is used as a parameter. For example, if the target is the fifth, seventh, eleventh and thirteenth order, an eight-input table is obtained.
[0043]
By creating such a table and analyzing the frequency of the output current output by the inverter during actual operation, the amplitude of each harmonic component and the phase difference with respect to the fundamental wave are obtained to determine the operating condition of the converter. The optimum 6th harmonic superimposed phase difference is obtained by quantitatively detecting and inputting the operation status to the table. Since the amount of superposition is substantially proportional to the direct current component of the neutral point, a value corresponding to the fluctuation of the neutral point potential is specified. The sixth harmonic, like the third harmonic, does not appear in the output line voltage, and thus does not affect the output current.
[0044]
【The invention's effect】
According to the present invention, the potential at the neutral point when the neutral point clamp type inverter is operated as an active filter can be stabilized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a neutral point potential control circuit diagram using an external power supply according to a first embodiment.
FIG. 2 is a current command circuit diagram of neutral point potential control by adding a reactive current according to the second embodiment.
FIG. 3 is a phase voltage command circuit diagram of neutral point potential control by DC superposition according to the third embodiment.
FIG. 4 is a graph showing superposition of a DC component and a DC component of a neutral point current resulting therefrom.
FIG. 5 is an explanatory diagram of neutral point potential control by parallel operation according to the fourth embodiment.
FIG. 6 is a phase voltage command circuit diagram for neutral point control by superimposing the third harmonic according to the fifth embodiment.
FIG. 7 is a phase voltage command circuit diagram of neutral point control by superimposition of sixth harmonics according to the sixth embodiment.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a superimposed phase difference table.
FIG. 9 is a configuration diagram of a neutral point clamp type inverter.
FIG. 10 is an explanatory diagram of a switching mode of the neutral point clamp type inverter.
FIG. 11 is a neutral point potential control block diagram of a neutral point clamp type inverter.
FIG. 12 is a configuration diagram of an active filter using a neutral point clamp type inverter.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Neutral point clamp type (NPC) inverter 2 ... Current control system 5 ... Amplifier 6 ... Limiter 7 ... Sign inverting circuit 11 for inverting the sign of a signal when active power is absorbed 11 ... Third harmonic oscillator 15 ... Superimposed phase difference table 16: 6th harmonic oscillator 101: Table having 6th harmonic phase data and amplitude range 102: Amplifier 103: Limiter 104: 6th harmonic oscillator AF1, AF2: Active filter

Claims

A neutral point potential control method in which a DC side voltage is divided into １／ by a first and a second capacitor and a neutral point clamp type inverter having the divided point as a neutral point is operated as an active filter. So,
An external DC power supply having a voltage equal to the divided voltage is connected to the neutral point via a reactor having a high impedance with respect to a component three times the output frequency, and a neutral point excluding a ripple component three times the output frequency. A neutral point potential control method characterized in that a neutral point potential is stabilized by compensating only a potential variation with an external DC power supply.

The voltage on the DC side is divided into により by the first and second capacitors, and a neutral point-clamped inverter having the divided point as a neutral point is used as an active filter. Neutral point potential control method when operating by introducing an active current command value and a reactive current command value for the current control system for
Wherein the reactive current command value for the active filter operation when the harmonic compensation, the inputting and outputting some of the reactive power by adding the reactive current command value for the static reactive current compensation device operation, the fundamental wave command value A sixth-order high-frequency wave intended for a reactive power compensation operation, and stabilizing the neutral point potential.

The DC side voltage is divided into により by the first and second capacitors, and a neutral point clamp type inverter having the divided point as a neutral point is used as an active filter. A neutral point potential control method in the case of operating by introducing a voltage command value into a PWM circuit ,
Installing an energy storage element on the DC side, inputting / outputting active power according to the neutral point potential fluctuation amount in addition to the phase voltage command value at the time of active filter operation, and stabilizing the neutral point potential. Neutral point potential control method.

A neutral point potential control method in which a DC side voltage is divided into １／ by a first and a second capacitor and a neutral point clamp type inverter having the divided point as a neutral point is operated as an active filter. So,
The active power loop is controlled by a plurality of neutral point inverters with the DC side connected in common.In addition to the active filter operation, active power according to the neutral point potential fluctuation is input and output. A neutral point potential control method characterized by stabilizing a point potential.