JP3414862B2 - Audio signal power amplifier circuit and audio device using the same - Google Patents
Audio signal power amplifier circuit and audio device using the sameInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、オーディオ信号電力
増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関し、詳
しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号を増幅
してＢＴＬ（Balanced Tranceformer Less）方式の出力
回路によりスピーカを駆動して音響を出力する、ラジオ
やカセットテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビ
デオカメラ、コンポーネントステレオ装置などのオーデ
ィオ信号を発生するような装置（これらを含めてここで
はオーディオ装置という）において、ＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができ、特に携帯用のオーデ
ィオ装置に適する電力増幅回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an audio signal power amplifier circuit and an audio device using the same, and more particularly to an output circuit of a BTL (Balanced Tranceformer Less) system which amplifies an audio signal composed of voice or performance sound. In a device such as a radio, a cassette tape player, a video tape recorder, a video camera, or a component stereo device that outputs a sound by driving a speaker by an audio signal (including these, it is referred to as an audio device here), The present invention relates to a power amplifier circuit that can reduce power consumption of an output circuit of a BTL and is particularly suitable for a portable audio device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１２(a) にＢＴＬ出力回路を用いたオ
ーディオ装置の例として従来のポータブルカセットテー
ププレーヤの信号再生系の回路を簡単なブロック図で示
す。１は読取ヘッド、２は、ヘッドアンプ、イコライザ
回路等を含む信号再生処理回路、３は正相側（非反転出
力側）の出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、逆相側（反転出力側）の出力段アンプであ
る。2. Description of the Related Art FIG. 12 (a) is a simple block diagram showing a circuit of a signal reproducing system of a conventional portable cassette tape player as an example of an audio device using a BTL output circuit. 1 is a reading head, 2 is a signal reproduction processing circuit including a head amplifier, an equalizer circuit, etc., 3 is an output stage amplifier on the positive phase side (non-inverting output side), 4 is a speaker as a load, and 5 is an inverse It is an output stage amplifier on the phase side (inverted output side).
【０００３】再生時には、オーディオ信号が記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介して入力オ
ーディオ信号として読出信号Ａが得られる。この読出信
号Ａが信号再生処理回路２に入力されて、録音時の高周
波バイアス成分が除去され、イコライジング処理などが
施されて、オーディオ信号Ｂが再生される。再生された
オーディオ信号Ｂは、最終的に出力段アンプ３，５にそ
れぞれ加えられて増幅される。入力信号Ｂは、それぞれ
の出力段アンプにおいて出力信号Ｃ，Ｃ’となりこれら
出力によりスピーカ４が駆動される。その結果、スピー
カ４から再生音が発生する。At the time of reproduction, a read signal A is obtained as an input audio signal via the read head 1 from a tape (not shown) on which an audio signal is recorded. The read signal A is input to the signal reproduction processing circuit 2, the high frequency bias component at the time of recording is removed, the equalizing process and the like are performed, and the audio signal B is reproduced. The reproduced audio signal B is finally added to and amplified by the output stage amplifiers 3 and 5, respectively. The input signal B becomes output signals C and C ′ in the respective output stage amplifiers, and the speaker 4 is driven by these outputs. As a result, reproduced sound is generated from the speaker 4.
【０００４】通常、トランジスタのアンプ３，５は、そ
れぞれの入力段に一対の信号を生成する入力段アンプ３
a ，５a を有する。オーディオ信号Ｂは、入力段アンプ
３aにより増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一
対の信号にされる。これら信号が出力段アンプを構成す
るプシュプルトランジスタＱ1 ，Ｑ2 で増幅されて、出
力信号Ｃとして電力増幅される。また、オーディオ信号
Ｂは、入力段アンプ５a により反転増幅されて同様にプ
シュプルトランジスタＱ3 ，Ｑ4 で増幅されて、出力信
号Ｃ’として電力増幅される。Normally, the transistor amplifiers 3 and 5 are input stage amplifiers 3 that generate a pair of signals at their respective input stages.
a and 5a. The audio signal B is amplified by the input stage amplifier 3a to be a pair of signals having phases different from each other by 180 °. These signals are amplified by the push-pull transistors Q1 and Q2 forming the output stage amplifier, and the power is amplified as the output signal C. Further, the audio signal B is inverted and amplified by the input stage amplifier 5a, is similarly amplified by the push-pull transistors Q3 and Q4, and is power-amplified as the output signal C '.
【０００５】出力段アンプ３を例としてその電力増幅に
ついて詳述すると、入力信号Ｂに応じて出力段アンプ３
へ給電する電源ラインＶccの電圧がトランジスタＱ1 で
出力信号Ｃの電圧まで降下される。言い替えれば、トラ
ンジスタＱ1 の内部インピーダンスによる降下電圧の量
がオーディオ信号Ｂの波形に応じて変化する結果として
出力信号Ｃが生成される。ことき、トランジスタＱ1
は、電源ラインＶccの電圧と出力信号Ｃの電圧との差電
圧を受け持つ。その結果として、トランジスタＱ1 は、
前記差電圧分の電力を消費する。なお、出力段アンプの
構成は、説明の都合上、図では出力トランジスタＱ1 ，
Ｑ2 だけの簡単な回路にしているが、実際の回路として
は、ドライブ回路等の周辺回路が加わっていてもよい。
そして、以上のことは、出力段アンプ５についても同様
である。特に、ＢＴＬ回路の場合には、通常、入力段ア
ンプ３a ，５a が差動増幅回路で構成されていて、アン
プ３，５の出力端子から入力段差動アンプ３a ，５a の
基準電圧（Ｖcc／２の電圧，Ｖccは電源電圧）が加えら
れる反転入力側へネガティブフィードバックがかけられ
ているが、発明には直接関係していないので図ではそれ
が省略されている。The power amplification of the output stage amplifier 3 will be described in detail below.
The voltage of the power supply line Vcc for supplying the voltage to V is lowered to the voltage of the output signal C by the transistor Q1. In other words, the output signal C is generated as a result of the amount of voltage drop caused by the internal impedance of the transistor Q1 changing according to the waveform of the audio signal B. Kotoki, transistor Q1
Is responsible for the difference voltage between the voltage of the power supply line Vcc and the voltage of the output signal C. As a result, transistor Q1
The difference voltage is consumed. For the sake of explanation, the output stage amplifier has a configuration in which the output transistors Q1,
Although it is a simple circuit of only Q2, a peripheral circuit such as a drive circuit may be added as an actual circuit.
The same applies to the output stage amplifier 5. In particular, in the case of the BTL circuit, normally, the input stage amplifiers 3a and 5a are composed of differential amplifier circuits, and the reference voltage (Vcc / 2 of the input stage differential amplifiers 3a and 5a is supplied from the output terminals of the amplifiers 3 and 5). Negative feedback is applied to the inverting input side to which the voltage Vcc, Vcc is the power supply voltage), but since it is not directly related to the invention, it is omitted in the figure.
【０００６】ここで、ＢＴＬ出力段アンプ３，５の動作
を詳述すると、オーディオ信号Ｂの電圧値が基準電圧
（Ｖcc／２）より上にあるときには、入力段アンプ３a
の出力により電源側トランジスタＱ1 が能動状態にされ
接地側トランジスタＱ2 が遮断状態にされる。さらに入
力段アンプ５a の出力により電源側トランジスタＱ3 が
遮断状態にされ接地側トランジスタＱ4 が能動状態にさ
れる。そして、オーディオ信号Ｂの電圧値に応じた電流
が電源ラインＶccからトランジスタＱ1 を経てスピーカ
４，トランジスタＱ4 ，グランドへと流れる。オーディ
オ信号Ｂの電圧値が基準電圧より下にあるときには、ト
ランジスタのＯＮ，ＯＦＦ関係が前記と逆になり、オー
ディオ信号Ｂの電圧値に応じた電流が電源ラインＶccか
らトランジスタＱ3 ，スピーカ４，トランジスタＱ2 ，
グランドへと流れる。オーディオ信号Ｂの電圧値が基準
電圧にあるときには、各トランジスタは、ＯＦＦ状態に
ある。このときには、前記の入力段アンプ３a ，５a へ
のネガティブフィードバックにより、各アンプ３，５の
出力端子はＶcc／２になる。The operation of the BTL output stage amplifiers 3 and 5 will be described in detail. When the voltage value of the audio signal B is higher than the reference voltage (Vcc / 2), the input stage amplifier 3a.
The output of Q.sub.1 causes the transistor Q1 on the power supply side to be activated and the transistor Q2 on the ground side to be cut off. Further, the power supply side transistor Q3 is cut off and the ground side transistor Q4 is activated by the output of the input stage amplifier 5a. Then, a current corresponding to the voltage value of the audio signal B flows from the power supply line Vcc through the transistor Q1 to the speaker 4, the transistor Q4, and the ground. When the voltage value of the audio signal B is lower than the reference voltage, the ON / OFF relation of the transistor is reversed, and a current corresponding to the voltage value of the audio signal B is supplied from the power supply line Vcc to the transistor Q3, the speaker 4, and the transistor. Q2,
It flows to the ground. When the voltage value of the audio signal B is at the reference voltage, each transistor is in the OFF state. At this time, the output terminals of the amplifiers 3 and 5 become Vcc / 2 due to the negative feedback to the input stage amplifiers 3a and 5a.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】このように、互いに逆
相で動作する一対の出力段アンプ３，５を設けてＢＴＬ
動作をさせたときの各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，
Ｑ4 で消費される電力を図１２(b) の斜線で示す。な
お、図では各トランジスタが消費する電力を斜線の方向
を換えることでそれぞれの斜線の範囲で示している。斜
線で示す出力トランジスタの降下電圧による電力は、パ
ワー増幅用のトランジスタによって熱として放散され
る。このため、電力損失が大きいパワートランジスタが
必要になる。ここで大きな電力が消費されるので、ＢＴ
Ｌ出力回路で出力信号Ｃ，Ｃ’を生成する場合の電力効
率はよくない。As described above, the pair of output stage amplifiers 3 and 5 which operate in opposite phases are provided to the BTL.
Each transistor Q1, Q2, Q3, when operated
The power consumed by Q4 is shown by the diagonal lines in Fig. 12 (b). In the figure, the power consumed by each transistor is shown in the range of each diagonal line by changing the direction of the diagonal line. The electric power due to the voltage drop of the output transistor shown by the diagonal line is dissipated as heat by the transistor for power amplification. Therefore, a power transistor with large power loss is required. Since a large amount of power is consumed here, BT
The power efficiency when the output signals C and C ′ are generated by the L output circuit is not good.
【０００８】このことは、特に、限られた電力のバッテ
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。This is a problem especially in a portable audio device that operates on a battery of limited power, because the operating time of the device depends on the power usage efficiency. Moreover, in this type of device, the ability to operate for a long time is extremely important as a product value. Therefore, it is required that the device consumes as little power as possible.
【０００９】この発明の目的は、出力回路の消費電力を
低減することができるＢＴＬのオーディオ信号電力増幅
回路を提供することにある。この発明の他の目的は、出
力回路のトランジスタの消費電力を低減することにより
電力損失の低いトランジスタが使用できるＢＴＬのオー
ディオ信号電力増幅回路を提供することにある。また、
この発明の目的は、オーディオ装置のＢＴＬの出力回路
の消費電力を低減することができるオーディオ装置を提
供することにある。この発明のさらに他の目的は、携帯
用に適したオーディオ装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide a BTL audio signal power amplifier circuit which can reduce power consumption of an output circuit. Another object of the present invention is to provide a BTL audio signal power amplifier circuit in which a transistor with low power loss can be used by reducing the power consumption of the transistor in the output circuit. Also,
An object of the present invention is to provide an audio device capable of reducing the power consumption of the BTL output circuit of the audio device. Still another object of the present invention is to provide an audio device suitable for carrying.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するプッシュプルの第１の出力段
アンプと、前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅
して出力するプッシュプルの第２の出力段アンプと、電
源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数で
スイッチング動作をして前記第１または第２の出力段ア
ンプに給電するスイッチング回路と、このスイッチング
回路の出力と第１および第２の出力段アンプの電力を受
ける端子との間に給電電力を平滑化するために設けられ
たコイルと、オーディオ信号の電圧およびこのオーディ
オ信号を前記出力段アンプで増幅することで生成された
増幅オーディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記の給
電する電力の電圧との差を第１の差とし、前記オーディ
オ信号の電圧および前記オーディオ信号を前記第２の出
力段アンプで増幅することで生成された増幅オーディオ
信号の電圧のいずれかの電圧と前記給電する電力の電圧
との差を第２の差とし、前記いずれかの電圧と前記給電
する電力の電圧とを受けて前記第１の差および第２の差
のいずれかを検出する検出回路と、この検出回路の検出
信号に応じて給電する電力がオーディオ信号のレベルに
対応して変化するようにスイッチング回路のスイッチン
グ期間を制御する制御回路と、前記第１の出力段アンプ
の出力と前記第２の出力段アンプの出力との間に設けら
れたコンデンサと、スイッチング回路がＯＮしていると
きにスピーカにコンデンサから放電電流を流出させるた
めにスイッチング回路がＯＦＦしているときに第１およ
び第２の出力段アンプのいずれかからスピーカに流され
る電流をコイルに還流させるとともに、この電流の一部
でコンデンサに充電する還流回路とを備え、制御回路
が、第１の出力段アンプに給電するときには第１の出力
段アンプの出力信号の電圧と前記給電する電力の電圧と
の差が一定になるようにスイッチング期間をＰＷＭ制御
し、第２の出力段アンプに給電するときには第２の出力
段アンプの出力信号の電圧と給電する電力の電圧との差
が一定になるようにスイッチング期間をＰＷＭ制御し、
第１の出力段アンプの出力と前記第２の出力段アンプの
出力とによりスピーカを駆動するものである。The features of an audio signal power amplifier circuit of the present invention and an audio apparatus using the same which achieves the above-mentioned object are characterized by a push-pull first circuit for receiving an audio signal, amplifying it, and outputting it. 1 output stage amplifier, a push-pull second output stage amplifier that receives the audio signal, inverts and amplifies the audio signal, and outputs the power, and switches at a frequency exceeding an audible frequency by receiving power from a power supply line. a switching circuit for supplying power to the first or second output stage a <br/> amplifier to the operation, the switching
It receives the output of the circuit and the power of the first and second output stage amplifiers.
It is provided to smooth the power supply between the
Coils and, an audio signal voltage and the difference between one of the voltage and the power supply to the power voltage of the voltage of the amplified audio signal generated by amplifying the audio signal in the output-stage amplifier first and the difference, out of the voltage and the audio signal of the audio signal of the second
A difference between any one of the voltages of the amplified audio signal generated by amplification by the power stage amplifier and the voltage of the power to be fed is defined as a second difference, and the one of the voltages and the power feeding is set.
And a detection circuit for detecting one of the first difference and the second difference in response to the voltage of the electric power to be detected.
A control circuit for controlling the switching period of the switching circuit so that the power supplied according to the signal changes corresponding to the level of the audio signal; and the output of the first output stage amplifier and the output of the second output stage amplifier. When the capacitor provided between the output and the switching circuit is ON
The discharge current from the capacitor to the speaker.
Therefore, when the switching circuit is off,
And the second output stage amplifier to the speaker.
Current flowing back to the coil and part of this current
The control circuit is equipped with a reflux circuit that charges the capacitor with
However, when power is supplied to the first output stage amplifier, the switching period is PWM controlled so that the difference between the voltage of the output signal of the first output stage amplifier and the voltage of the supplied power is constant.
And, when the feeding to the second output stage amplifier second output
PWM control the switching period so that the difference between the voltage of the output signal of the stage amplifier and the voltage of the power to be fed becomes constant ,
The speaker is driven by the output of the first output stage amplifier and the output of the second output stage amplifier.
【００１１】[0011]
【作用】第１または第２のアンプと電源ラインとの間に
前記のような制御をする制御回路とスイッチング回路と
を設けることにより、アンプへの給電電力がスイッチン
グ制御により生成される。しかも、アンプへの給電電力
の電圧は、オーディオ信号の電圧に応じてフィードバッ
クがかかる。そこで、給電電力の電圧とこのアンプの出
力信号の電圧との電位差を一定に維持するように動作さ
せることができる。そこで、この一定の電位差をアンプ
の動作に要する最低電圧か、それ以上でも低い電圧の範
囲で一定値に維持するようにすることができる。この一
定の電位差（一定電圧）は、アンプにおいては、出力信
号を生成するための降下電圧に対応している。そこで、
ここでは、アンプでの降下電圧が前記の最低電圧か、そ
れ以上の低い一定電圧に維持されて増幅動作が行われる
ことになる。このときの出力信号の電流値は、スイッチ
ング回路から給電された電力により決定され、それは、
入力されたオーディオ信号に応じた電流になる。また、
このときのアンプの消費電力は、前記一定電圧でほぼ決
定される。そこで、従来のように一定の電源電圧から直
接電圧降下させて出力信号を得たときの消費電力よりも
消費電力が低くなる。By providing the control circuit and the switching circuit for performing the above control between the first or second amplifier and the power supply line, the power supplied to the amplifier is generated by the switching control. Moreover, the voltage of the power supplied to the amplifier is fed back according to the voltage of the audio signal. Therefore, it is possible to operate so as to maintain the potential difference between the voltage of the power supply and the voltage of the output signal of the amplifier constant. Therefore, this constant potential difference can be maintained at a constant value in the range of the minimum voltage required for the operation of the amplifier or a voltage lower than the minimum voltage. This constant potential difference (constant voltage) corresponds to the drop voltage for generating the output signal in the amplifier. Therefore,
In this case, the voltage drop in the amplifier is maintained at the above-mentioned minimum voltage or a constant voltage lower than it, and the amplifying operation is performed. The current value of the output signal at this time is determined by the power supplied from the switching circuit, which is
The current will be according to the input audio signal. Also,
The power consumption of the amplifier at this time is substantially determined by the constant voltage. Therefore, the power consumption is lower than the power consumption when the output signal is obtained by directly lowering the voltage from a constant power supply voltage as in the related art.
【００１２】一方、電源ラインＶccをスイッチングする
ために発生するスイッチング回路とこれの制御回路の和
の電力損失は、スイッチングトランジスタのＯＮ抵抗が
低く、常時発生するのではなく、スイッチング時に過渡
的に発生するものが主体となる。常時発生していた従来
のものに較べれば、極めて僅かなものである。これによ
る消費電力の増加は、電力増幅段の電力消費からみれば
比較的小さなものである。しかも、スピーカに並列にコ
ンデンサを設けることにより、スピーカに流れる電流が
平滑化されるばかりでなく、消費電力を増加させること
なく、この電流を増強することができる。On the other hand, the power loss of the sum of the switching circuit and the control circuit for switching the power supply line Vcc does not always occur because the ON resistance of the switching transistor is low, but it occurs transiently during switching. What you do is the main subject. The number is extremely small compared to the conventional one which was always generated. The increase in power consumption due to this is relatively small in view of the power consumption of the power amplification stage. Moreover, by providing a capacitor in parallel with the speaker, not only the current flowing through the speaker is smoothed but also this current can be increased without increasing the power consumption.
【００１３】したがって、全体として、オーディオ信号
の増幅のために消費する電力損失を少なくすることがで
きる。これにより電力使用効率を向上させることができ
る。なお、この発明では、電力供給ラインのスイッチン
グが可聴周波数を超える速いタイミングで行われる。こ
れにより、たとえ、スイッチングに起因する歪み成分が
増幅されたオーディオ信号に含まれていたとしても、こ
の成分は最終的には聞き取られることがない。よって、
実用上、オーディオ信号の質を損なうことがなく、オー
ディオ装置としての性能を維持することができる。Therefore, as a whole, the power loss consumed for amplifying the audio signal can be reduced. As a result, power usage efficiency can be improved. In the present invention, switching of the power supply line is performed at a fast timing exceeding the audible frequency. As a result, even if a distortion component due to switching is included in the amplified audio signal, this component will not be heard in the end. Therefore,
Practically, the performance of the audio device can be maintained without impairing the quality of the audio signal.
【００１４】[0014]
【実施例】図１において、出力段回路３０は、ポータブ
ルカセットテーププレーヤ１０の出力段増幅回路であっ
て、図１２のアンプ３，５に対して電力を供給する供給
電力制御回路４０，４１がそれぞれ、電源側とグランド
側に設けられている。なお、入力段アンプ３a ，５a の
反転入力側にネガティブフィードバックがかけられてい
るが、図では、それが省略されている。また、図１２と
同一の構成は同一の符号を付してある。したがって、説
明は割愛する。また、図示はしていないが、電源ライン
Ｖccは、携帯用のオーディオ装置として、電池の＋側の
出力電力ラインに接続されている。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS In FIG. 1, an output stage circuit 30 is an output stage amplifier circuit of a portable cassette tape player 10, and power supply control circuits 40 and 41 for supplying power to the amplifiers 3 and 5 of FIG. They are provided on the power supply side and the ground side, respectively. Although negative feedback is applied to the inverting input side of the input stage amplifiers 3a and 5a, it is omitted in the figure. The same components as those in FIG. 12 are designated by the same reference numerals. Therefore, the explanation is omitted. Although not shown, the power supply line Vcc is connected to the + side output power line of the battery as a portable audio device.
【００１５】供給電力制御回路４０は、ＰＷＭ（パルス
ワイドモジュレーション）の制御により出力電力を、こ
の電力の電圧がオーディオ信号の出力信号の電圧に対し
て一定値に維持されるようにスイッチングレギュレーシ
ョンする電力制御回路である。供給電流の制御は、オー
ディオ信号Ｂの正，負の半サイクルの信号レベルに応じ
て決定される出力トランジスタＱ1 ，Ｑ3 の内部インピ
ーダンスの変化に応じて行われる。そのために、出力電
力の電圧と出力信号Ｃ，Ｃ’の電圧とを検出する。そし
て、これらの差に対応する電力をトランジスタＱ1 ，Ｑ
3 に供給して、トランジスタＱ1 ，Ｑ3 の出力側と電力
供給端子との間の電位差が一定になるように制御する。
これにより同時に、入力信号（あるいは出力信号）に応
じた電力を供給する。この回路４０は、検出回路５０、
スイッチングレギュレーション回路６０、そして平滑回
路７０からなる。なお、点線で示すコンデンサＣN は、
高周波信号をバイパスさせるためのものであり、その容
量は、２０００Ｐ程度である。このコンデンサは原理的
には不要である。The power supply control circuit 40 controls the switching of the output power by PWM (pulse wide modulation) control so that the voltage of this power is maintained at a constant value with respect to the voltage of the output signal of the audio signal. It is a control circuit. The control of the supply current is performed according to the change of the internal impedance of the output transistors Q1 and Q3, which is determined according to the signal levels of the positive and negative half cycles of the audio signal B. Therefore, the voltage of the output power and the voltage of the output signals C and C ′ are detected. Then, the power corresponding to the difference between these is supplied to the transistors Q1 and Q.
3 to control the potential difference between the output side of the transistors Q1 and Q3 and the power supply terminal to be constant.
As a result, at the same time, power corresponding to the input signal (or output signal) is supplied. This circuit 40 includes a detection circuit 50,
It includes a switching regulation circuit 60 and a smoothing circuit 70. The capacitor CN shown by the dotted line is
It is for bypassing a high frequency signal, and its capacity is about 2000P. This capacitor is not necessary in principle.
【００１６】スイッチングレギュレーション回路６０
は、電源ラインＶccとアンプ３への電力供給端子（出力
端子６）との間に挿入された回路である。これは、制御
電圧値発生回路６５とスイッチング回路６６とからな
る。制御電圧値発生回路６５は、トランジスタＱ61とア
ンプ６１とを有していて、スイッチング制御のための制
御電圧値を発生する。スイッチング回路６６は、コンパ
レータ６２とＰＮＰ形のスイッチングトランジスタＱ6
2、そして三角波発生回路６３とからり、電源ラインＶc
cに接続される電力供給ラインをトランジスタＱ62によ
りＯＮ／ＯＦＦして、その結果得られる電力を平滑回路
７０を介して出力端子６に送出する。それが出力端子６
に発生する、アンプ３に対する給電電力Ｄになる。Switching regulation circuit 60
Is a circuit inserted between the power supply line Vcc and a power supply terminal (output terminal 6) to the amplifier 3. It comprises a control voltage value generation circuit 65 and a switching circuit 66. The control voltage value generation circuit 65 has a transistor Q61 and an amplifier 61, and generates a control voltage value for switching control. The switching circuit 66 includes a comparator 62 and a PNP type switching transistor Q6.
2, and the triangular wave generation circuit 63, the power supply line Vc
The power supply line connected to c is turned on / off by the transistor Q62, and the resulting power is sent to the output terminal 6 via the smoothing circuit 70. That is output terminal 6
The power supply D to the amplifier 3 is generated.
【００１７】供給電力制御回路４０の制御により出力端
子６の電圧は、出力信号Ｃのレベルに追従して変動する
ことになるが、この出力端子６とトランジスタＱ1 の出
力信号の出力端子との電位差が一定に維持されること
で、前述したように、トランジスタＱ1 での消費電力は
低減される。すなわち、ここでは、出力信号Ｃの信号レ
ベルが低いときには、それに応じて出力端子６の電圧も
低くなる。出力信号Ｃの信号レベルが高いときには、そ
れに応じて出力端子６の電圧も高くなる。供給電力制御
回路４０とトランジスタＱ1 との全消費電力が、従来の
トランジスタＱ1 による消費電力より少なくなければな
らない。これは、スイッチング周波数を高い周波数に選
択すること、例えば、５０ｋＨｚ〜８００ｋＨｚ程度の
高い周波数にすること、そして出力端子６とトランジス
タＱ1 の出力信号の出力端子との電位差を、従来の電源
ラインＶccからの平均的な電圧降下よりも低い一定の電
圧に維持することで達成できる。これにより、従来のト
ランジスタＱ1 における電源電圧Ｖccからの電圧降下に
より発生する平均的な消費電力より小さく抑えられる。The voltage of the output terminal 6 varies according to the level of the output signal C under the control of the power supply control circuit 40. However, the potential difference between the output terminal 6 and the output terminal of the output signal of the transistor Q1. Is maintained constant, the power consumption of the transistor Q1 is reduced as described above. That is, here, when the signal level of the output signal C is low, the voltage of the output terminal 6 also decreases accordingly. When the signal level of the output signal C is high, the voltage of the output terminal 6 also increases accordingly. The total power consumption of the power supply control circuit 40 and the transistor Q1 must be smaller than that of the conventional transistor Q1. This is because the switching frequency is selected to be a high frequency, for example, a high frequency of about 50 kHz to 800 kHz, and the potential difference between the output terminal 6 and the output terminal of the output signal of the transistor Q1 from the conventional power line Vcc. This can be achieved by maintaining a constant voltage lower than the average voltage drop of As a result, the average power consumption generated by the voltage drop from the power supply voltage Vcc in the conventional transistor Q1 can be suppressed to be smaller than the average power consumption.
【００１８】さて、先に説明したように、アンプ３は、
オーディオ信号Ｂを受け、これをトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 でプッシュプル増幅してパワー増幅し、増幅された出
力信号Ｃを生成する。検出回路５０は、ベース−エミッ
タ間を検出端子とするＮＰＮトランジスタＱ50を主体と
して構成されている。その検出信号Ｅは、スイッチング
レギュレーション回路６０のトランジスタＱ61に出力さ
れてトランジスタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。トランジ
スタＱ50は、給電電力Ｄの電圧をそのエミッタに受け、
そのベースには、アンプ３から出力される出力信号Ｃの
電圧を順方向接続のダイオードＤ51，Ｄ52を介して受け
る。その結果、検出回路５０の検出動作は、給電電力Ｄ
の電圧と出力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が１Ｖf
（ベース・エミッタ間の順方向降下電圧）より大きいか
否かに応じて異なってくる。As described above, the amplifier 3 is
It receives the audio signal B and outputs it to the transistors Q1 and Q.
The output signal C is amplified by push-pull amplification and power amplification at 2. The detection circuit 50 mainly comprises an NPN transistor Q50 having a base-emitter detection terminal. The detection signal E is output to the transistor Q61 of the switching regulation circuit 60 to turn on / off the transistor Q62. The transistor Q50 receives the voltage of the power supply D at its emitter,
The base receives the voltage of the output signal C output from the amplifier 3 via the diodes D51 and D52 connected in the forward direction. As a result, the detection operation of the detection circuit 50 is the power supply D
Difference voltage VD-C between the output voltage and the output signal C is 1Vf
It differs depending on whether it is larger than (forward drop voltage between base and emitter).
【００１９】検出回路５５は、トランジスタＱ3 側に対
応して設けられた、検出回路５０と同様な回路であっ
て、レベルシフトをさせてワイヤドＯＲする４つのダイ
オードＤi を介して検出回路５０にワイヤドＯＲ接続さ
れ、その検出信号は、検出回路５０の検出信号とＯＲさ
れてスイッチングレギュレーション回路６０に入力され
る。また、供給電力制御回路４０の出力端子６もトラン
ジスタＱ1 ，Ｑ3 のそれぞれのコレクタに共に接続され
ている。しかも、ＢＴＬの出力トランジスタＱ1，Ｑ3
は、それぞれオーディオ信号Ｂの上側の半サイクルと下
側の半サイクルで交互に動作し、同時に動作することは
ない。そこで、供給電力制御回路４０は、トランジスタ
Ｑ3 の動作に対してもトランジスタＱ1 と同様な電力供
給動作をする。The detection circuit 55 is a circuit provided corresponding to the transistor Q3 side and similar to the detection circuit 50. The detection circuit 55 is wired to the detection circuit 50 via four diodes Di which are level-shifted and wired-ORed. The detection signal is OR-connected, and the detection signal is ORed with the detection signal of the detection circuit 50 and input to the switching regulation circuit 60. The output terminal 6 of the power supply control circuit 40 is also connected to the collectors of the transistors Q1 and Q3. Moreover, the BTL output transistors Q1 and Q3
Respectively operate in the upper half cycle and the lower half cycle of the audio signal B, respectively, and never simultaneously. Therefore, the power supply control circuit 40 performs the same power supply operation as the transistor Q1 with respect to the operation of the transistor Q3.
【００２０】したがって、以下では、トランジスタＱ1
側の動作と検出回路５０の動作を中心に説明する。さ
て、差電圧ＶD-C が１Ｖf 未満のときには検出回路５０
のトランジスタＱ50がＯＮする。これにより、差電圧Ｖ
D-C −１Ｖf の検出信号Ｅ（＝誤差電圧）に応じた電流
をトランジスタＱ61に加える。トランジスタＱ61は、こ
の誤差電圧に応じてそれを増幅した電圧を分圧電圧Ｆ
（後述）として発生する。一方、差電圧ＶD-C が１Ｖf
以上のときには、トランジスタＱ50はＯＦＦする。これ
により一定電圧（＝Ｖcc）の検出信号Ｅが発生する。な
お、５１は、ダイオードＤ51，Ｄ52をＯＮ状態に維持す
るための定電流源であり、出力信号Ｃから２×１Ｖf
（＝２Ｖf ）高い基準信号ＧをトランジスタＱ50のベー
スに発生する。Therefore, in the following, the transistor Q1
The operation on the side and the operation of the detection circuit 50 will be mainly described. Now, when the difference voltage VD-C is less than 1 Vf, the detection circuit 50
Transistor Q50 turns on. As a result, the difference voltage V
A current corresponding to the detection signal E (= error voltage) of DC-1Vf is applied to the transistor Q61. The transistor Q61 divides the voltage amplified according to this error voltage into the divided voltage F
It occurs as (described later). On the other hand, the difference voltage VD-C is 1Vf
At the time of the above, the tiger Nji Star Q50 is turned OFF. As a result, the detection signal E having a constant voltage (= Vcc) is generated. Reference numeral 51 is a constant current source for maintaining the diodes D51 and D52 in the ON state, and 2 × 1 Vf from the output signal C.
A (= 2Vf) high reference signal G is generated at the base of transistor Q50.
【００２１】制御電圧値発生回路６５は、検出回路５０
の検出信号Ｅを受けてコンパレータ６２に対する比較電
圧値Ｐを発生する。これは、検出回路５０からの検出信
号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＮしたときに、言い
替えれば、出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄ
の電圧の差が１Ｖf 未満になったときに、電源ラインＶ
ccの電圧と出力信号Ｃの電圧との間の電圧値を、直列接
続の抵抗回路Ｒ62，Ｒ63の接続点Ｎに分圧電圧Ｆとして
発生する。アンプ６１は、この分圧電圧Ｆを受けて、こ
れと基準信号Ｇの電圧との差分の信号を増幅して前記の
比較電圧値Ｐを発生する。そして、これをコンパレータ
６２の(-) 入力（基準端子側）に出力する。The control voltage value generation circuit 65 includes a detection circuit 50.
In response to the detection signal E, the comparison voltage value P for the comparator 62 is generated. This is because when the transistor Q61 is turned on in response to the detection signal E from the detection circuit 50, in other words, the voltage of the output signal C and the power supply power D of the output terminal 6 are set.
When the voltage difference between the two is less than 1 Vf, the power supply line V
A voltage value between the voltage of cc and the voltage of the output signal C is generated as the divided voltage F at the connection point N of the resistance circuits R62 and R63 connected in series. The amplifier 61 receives the divided voltage F, amplifies the difference signal between the divided voltage F and the voltage of the reference signal G, and generates the comparison voltage value P. Then, this is output to the (-) input (reference terminal side) of the comparator 62.
【００２２】検出回路５０からの検出信号Ｅを受けてト
ランジスタＱ61がＯＦＦしたときには、すなわち、出力
信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１
Ｖf以上になったときには、トランジスタＱ55がＯＦＦ
してトランジスタＱ61がＯＦＦになる。このときには、
出力信号Ｃと基準信号Ｇとの差の電圧（＝２Ｖf ）がア
ンプ61により増幅されることで比較電圧値Ｐが発生す
る。これは、一定値（後述するように、三角波の信号レ
ベルより低い値）になる。コンパレータ６２は、(+) 入
力に周波数が可聴周波数を超える一定周波数の三角波の
信号Ｓを三角波発生回路６３から受ける。そして、比較
電圧値Ｐの電圧と信号Ｓの電圧とを比較して信号Ｓの電
圧が比較電圧値Ｐの電圧を越えているときにはＰＮＰト
ランジスタＱ62をＯＦＦさせるＨＩＧＨレベルの信号を
駆動パルスＨとして出力する。この駆動パルスＨは、ト
ランジスタＱ62に加えられる。ただし、ここでの三角波
の信号Ｓは、その振幅基準がオーディオ信号Ｂの振幅変
化に対応する基準信号Ｇの電圧を基準とするものであ
り、コンパレータ６２に入力される前に基準信号Ｇと信
号Ｓとが合成回路６４で合成される。When the transistor Q61 is turned off in response to the detection signal E from the detection circuit 50, that is, the difference between the voltage of the output signal C and the voltage of the power supply D of the output terminal 6 is 1.
When it becomes equal to or greater than Vf, the transistor Q55 is OFF
Then, the transistor Q61 is turned off. At this time,
A voltage (= 2Vf) which is the difference between the output signal C and the reference signal G is amplified by the amplifier 61 to generate the comparison voltage value P. This is a constant value (a value lower than the signal level of the triangular wave, as will be described later). The comparator 62 receives a triangular wave signal S having a constant frequency whose frequency exceeds the audible frequency from the triangular wave generation circuit 63 at the (+) input. Then, the voltage of the comparison voltage value P and the voltage of the signal S are compared, and when the voltage of the signal S exceeds the voltage of the comparison voltage value P, a HIGH level signal for turning off the PNP transistor Q62 is output as the drive pulse H. To do. This drive pulse H is applied to the transistor Q62. However, the triangular wave signal S here is such that its amplitude reference is based on the voltage of the reference signal G corresponding to the amplitude change of the audio signal B, and the reference signal G and the signal before being input to the comparator 62. S and S are combined in the combining circuit 64.
【００２３】平滑回路７０は、スイッチング回路６６の
トランジスタＱ62の出力に接続されていてその出力電力
を平滑化する。この回路は、トランジスタＱ62の出力と
アンプ３への電力供給ライン（出力端子６）との間に直
列に挿入されたコイルＬ７０を主体とする回路である。
このコイルＬ７０を介することで、スイッチングされた
電力が平滑化され、平滑化された給電電力Ｄが出力端子
６に発生する。なお、コイルＬ７０の入力端とアンプ
３，５の出力との間にはフライホイールダイオード（後
述）が接続されている。このダイオードによりコイルＬ
７０に流れる電流の還流路が形成される。これにより電
力供給ラインがスイッチングトランジスタＱ62により遮
断されているときにコイルＬ７０に蓄えられたエネルギ
ーが慣性電流としてアンプ３，５側に供給されてコイル
Ｌ７０へと戻る。The smoothing circuit 70 is connected to the output of the transistor Q62 of the switching circuit 66 and smoothes its output power. This circuit is a circuit mainly composed of a coil L70 inserted in series between the output of the transistor Q62 and the power supply line (output terminal 6) to the amplifier 3.
The switched power is smoothed through the coil L70, and the smoothed power supply D is generated at the output terminal 6. A flywheel diode (described later) is connected between the input end of the coil L70 and the outputs of the amplifiers 3 and 5. This diode allows coil L
A return path for the current flowing through 70 is formed. As a result, when the power supply line is cut off by the switching transistor Q62, the energy stored in the coil L70 is supplied to the amplifiers 3 and 5 as an inertial current and returns to the coil L70.
【００２４】次に、給電電力Ｄとアンプ３の出力信号Ｃ
との差電圧ＶD-C をほぼ１Ｖf に制御するスイッチング
レギュレーション回路６０の動作について説明する。図
２に示すように、コンパレータ６２は、その一方の入力
信号に基準信号Ｇを基準とした三角波の信号Ｓ（図２
(a) ，(c) 参照）が入力され、他方には、比較電圧値Ｐ
が入力される。差電圧ＶD-C が１Ｖf 未満のときには、
図２(a) に示すように、コンパレータ６２は、三角波の
信号レベル（波形Ｓ）とアンプ６１の出力信号（波形
Ｐ）のレベルとの比較の結果に応じた二値の駆動パルス
Ｈ（図２(b) のＨ参照）を発生してこれによりトランジ
スタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、信号Ｐの前半
のレベルＰa は、基準信号Ｇより下にある。これは、差
電圧ＶD-C が１Ｖf より少し下に維持されていてほぼ１
Ｖf になっている状態である。信号Ｐの後半のレベルＰ
b は、基準信号Ｇより上にある。このときには、差電圧
ＶD-C が１Ｖf より低くなったときである。このときに
は、給電電力Ｄの量を増加するように、駆動パルスＨが
ＨＩＧＨレベルにある期間が短くなっている。これによ
り給電電力Ｄが増加してこれによりトランジスタＱ1の
電圧降下が増加して差電圧ＶD-C が１Ｖf になるように
制御される。Next, the feed power D and the output signal C of the amplifier 3
The operation of the switching regulation circuit 60 for controlling the difference voltage VD-C between the control voltage and VD-C to about 1 Vf will be described. As shown in FIG. 2, the comparator 62 has a triangular wave signal S (FIG.
(see (a) and (c)) is input, and the comparison voltage value P
Is entered. When the difference voltage VD-C is less than 1Vf,
As shown in FIG. 2 (a), the comparator 62 uses a binary drive pulse H (see the figure) corresponding to the result of comparison between the signal level of the triangular wave (waveform S) and the level of the output signal of the amplifier 61 (waveform P). 2 (b) H) is generated to turn on / off the transistor Q62. Here, the level Pa of the first half of the signal P is lower than the reference signal G. This is because the difference voltage VD-C is maintained slightly below 1Vf and is almost 1
It is in the state of Vf. Level P of the latter half of signal P
b is above the reference signal G. At this time, the difference voltage VD-C becomes lower than 1Vf. At this time, the period in which the drive pulse H is at the HIGH level is shortened so that the amount of the power supply D is increased . This increases the power supply D, which causes the transistor Q1
The voltage drop is increased so that the differential voltage VD-C is controlled to 1 Vf.
【００２５】これにより、差電圧ＶD-C が１Ｖf 以上あ
るときには、この差を１Ｖf にほぼ一致させるような方
向に比較電圧値Ｐのレベルが変化して、この変化に応じ
た電流がアンプ３へ供給される。そして、差電圧ＶD-C
がほぼ１Ｖf になる。すなわち、比較電圧値Ｐと三角波
Ｓとの比較結果に応じたＰＷＭが行われ、スイッチング
トランジスタＱ62が駆動パルスＨによりＯＮ／ＯＦＦが
制御される。そして、このような制御は検出信号Ｅの値
に応じて行われる。As a result, when the difference voltage VD-C is 1 Vf or more, the level of the comparison voltage value P changes in such a direction that the difference is substantially equal to 1 Vf, and a current corresponding to this change is sent to the amplifier 3. Supplied. And the difference voltage VD-C
Becomes almost 1Vf. That is, PWM is performed according to the result of comparison between the comparison voltage value P and the triangular wave S, and the switching transistor Q62 is turned on / off by the drive pulse H. Then, such control is performed according to the value of the detection signal E.
【００２６】出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力
Ｄの電圧の差が１Ｖf 以上のときには、トランジスタＱ
50がＯＦＦする。検出電圧Ｅは、このときに電源電圧Ｖ
ccになる。そこで、トランジスタＱ61がＯＦＦし、２Ｖ
f の差の電圧が発生する。その結果、比較電圧値Ｐは、
図２(c) に示すＰc のレベルになり、基準信号Ｇより２
Ｖf 低い一定の電圧がコンパレータ６２に加えられる。
その結果、図２(d) の波形Ｈで示すような駆動パルスＨ
が発生してスイッチングのトランジスタＱ62をＯＦＦ状
態にさせる。その結果、差電圧ＶD-C がほぼ１Ｖf に一
致するようにアンプ３への電力供給が行われて、比較電
圧値Ｐは、Ｐa のレベルまで復帰することになる。な
お、比較電圧値Ｐの前記Ｐa のレベルは、抵抗Ｒ62，Ｒ
63の値により決定され、選択可能である。また、比較電
圧値Ｐの前記Ｐc のレベルは、三角波の振幅との関係で
決定され、これも選択可能である。また、比較電圧値Ｐ
のレベルの変化に対する応答速度は、オーディオ信号の
変化に対しては十分速いものであり、回路の設計上で選
択可能である。When the difference between the voltage of the output signal C and the voltage of the power supply D at the output terminal 6 is 1 Vf or more , the transistor Q
50 turns off. At this time, the detection voltage E is the power supply voltage V
Become cc. Then, the transistor Q61 turns off and 2V
A voltage with a difference of f is generated. As a result, the comparison voltage value P is
It becomes the level of Pc shown in FIG.
A constant voltage lower than Vf is applied to the comparator 62.
As a result, the drive pulse H as shown by the waveform H in FIG.
Occurs to turn off the switching transistor Q62. As a result, power is supplied to the amplifier 3 so that the difference voltage VD-C substantially matches 1Vf, and the comparison voltage value P returns to the level of Pa. The level of Pa of the comparison voltage value P depends on the resistors R62, R
It is determined by the value of 63 and is selectable. The level of Pc of the comparison voltage value P is determined in relation to the amplitude of the triangular wave, and this is also selectable. In addition, the comparison voltage value P
The response speed to the change in the level of is sufficiently fast to the change in the audio signal, and can be selected in the circuit design.
【００２７】具体的な動作としては、例えば、入力信号
Ｂの電圧レベルが大きく上昇したときには、トランジス
タＱ1 の内部インピーダンスが急激に低下して、出力信
号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖ
f 以下になる。このことで比較電圧値Ｐは、Ｐc で示す
ように三角波Ｓよりも上側のレベルになり、コンパレー
タ６２の駆動パルスＨは、ＬＯＷレベルに維持されてト
ランジスタＱ62は、ＯＮ状態に維持される。出力信号Ｃ
と出力端子６の給電電力Ｄの電圧との差が１Ｖf 近傍に
なるまで、このような制御が行われる続ける。また、例
えば、入力信号Ｂの電圧レベルが大きく低下したときに
は、トランジスタＱ1 の内部インピーダンスが急激に増
加して、出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの
電圧の差が１Ｖf 以上になる。このときには、スイッチ
ングのトランジスタＱ62をＯＦＦ状態になっている。こ
れにより給電電力Ｄの電圧を低下させ、差電圧ＶD-C の
目標値を１Ｖf とする制御が行われる。そして、緩やか
な入力信号Ｂのレベルの変化に対しては、トランジスタ
Ｑ1 の内部インピーダンスの変化に応じて、前記の１Ｖ
f 以上の場合と１Ｖf 以下の場合に２つの制御が短時間
に交互に行われて、図２(e) に示すように、三角波の信
号Ｓの複数のサイクルに亘るパルス幅のパルスと短いパ
ルス幅のパルスとが交互に現れる。As a concrete operation, for example, when the voltage level of the input signal B is greatly increased, the internal impedance of the transistor Q1 is drastically lowered, and the voltage of the output signal C and the power supply power D of the output terminal 6 are reduced. Voltage difference is 1V
It becomes less than f. The comparison voltage value P in this becomes the upper level than the triangular wave S as shown by Pc, the drive pulse H of the comparator 62, the transistor Q62 is maintained at the LOW level is maintained in the ON state. Output signal C
Such control is continued until the difference between the voltage and the voltage of the power supply D at the output terminal 6 becomes close to 1 Vf. Further, for example, when the voltage level of the input signal B is greatly reduced, the internal impedance of the transistor Q1 is rapidly increased, and the difference between the voltage of the output signal C and the voltage of the power supply D of the output terminal 6 becomes 1 Vf or more. . At this time, switch
Transistor Q62 is turned off. As a result, the voltage of the power supply D is reduced and the target value of the differential voltage VD-C is controlled to 1Vf. Then, with respect to the gradual change of the level of the input signal B, the above-mentioned 1V is applied according to the change of the internal impedance of the transistor Q1.
When f or more and 1 Vf or less, two controls are alternately performed in a short time, and as shown in FIG. 2 (e), a pulse having a pulse width and a short pulse for a plurality of cycles of the triangular wave signal S. Pulses of width alternate.
【００２８】ところで、三角波の周波数としては、可聴
周波数の上限が一般的には２０ＫＨｚとされることや、
発振回路の調整の容易性や電力効率等を考慮して、１０
０ｋＨｚ〜５００ＫＨｚ程度の範囲がよい。なお、ここ
で、制御目標値（差電圧に対するある所定の検出基準電
圧）とされる差電圧ＶD-C の１Ｖf （約０．７Ｖ）は、
アンプ３のトランジスタＱ1 が単段であることに対応し
て決められた値である。すなわち、アンプ３への給電電
力Ｄの電圧とアンプ３の出力信号Ｃの電圧の差ＶD-C
は、トランジスタＱ1 の応答性能等を損なわない値の中
から、アンプ３が増幅動作を行うために必要とする最小
限の電圧であるコレクタ−エミッタ間のＯＮ時電圧にで
きるだけ近い値として選択されている。したがって、ト
ランジスタＱ1 がダーリントントランジスタであれば、
前記の差電圧ＶD-C は２Ｖｆ（約１．４Ｖ）とされる。
具体的には、ダイオードＤ51，Ｄ52に対して、もう１つ
のダイオードがさらに直列に挿入される。By the way, as the frequency of the triangular wave, the upper limit of the audible frequency is generally set to 20 KHz,
Considering the ease of adjustment of the oscillator circuit and power efficiency, 10
A range of about 0 kHz to 500 KHz is preferable. Note that, here, 1 Vf (about 0.7 V) of the differential voltage VD-C which is the control target value (a certain predetermined detection reference voltage with respect to the differential voltage) is
It is a value determined corresponding to the fact that the transistor Q1 of the amplifier 3 has a single stage. That is, the difference VD-C between the voltage of the power supply D to the amplifier 3 and the voltage of the output signal C of the amplifier 3
Is selected as a value as close as possible to the ON-state voltage between the collector and the emitter, which is the minimum voltage required for the amplifier 3 to perform the amplifying operation, from values that do not impair the response performance of the transistor Q1. There is. Therefore, if the transistor Q1 is a Darlington transistor,
The difference voltage VD-C is set to 2Vf (about 1.4V).
Specifically, another diode is further inserted in series with respect to the diodes D51 and D52.
【００２９】さて、検出回路５５の動作について説明す
ると、この回路は、給電電力Ｄの電圧と出力信号電圧
Ｃ’との差電圧ＶD-C'が１Ｖf より大きいか否かに応じ
た値の検出信号Ｅ’を生成する。検出信号Ｅ’は、検出
信号ＥとワイヤードＯＲされて、スイッチングレギュレ
ーション回路６０のトランジスタＱ61に送出される。こ
れにより、スイッチングレギュレーション回路６０にお
けるＰＷＭ制御が差電圧ＶD-C ばかりでなく、アンプ５
側の差電圧ＶD-C ’にも依存することになるが、トラン
ジスタＱ1 とＱ3 のうち一方がＯＮしているときには、
他方はＯＦＦ状態になっているので、問題はない。した
がって、検出回路５５の動作は、検出対象がアンプ５側
の差電圧ＶD-C ’に変わる以外は、前記と同じである。Now, the operation of the detection circuit 55 will be described. This circuit detects a value depending on whether the difference voltage VD-C 'between the voltage of the power supply D and the output signal voltage C'is larger than 1Vf. Generate signal E '. The detection signal E ′ is wired-ORed with the detection signal E and sent to the transistor Q61 of the switching regulation circuit 60. As a result, the PWM control in the switching regulation circuit 60 does not only apply to the differential voltage VD-C but also to the amplifier 5
It depends on the side difference voltage VD-C ', but when one of the transistors Q1 and Q3 is ON,
There is no problem because the other is in the OFF state. Therefore, the operation of the detection circuit 55 is the same as that described above except that the detection target changes to the differential voltage VD-C 'on the amplifier 5 side.
【００３０】図３は、トランジスタＱ2 とＱ4 とグラン
ドとの間に設けられた供給電力制御回路４１の詳細図で
ある。供給電力制御回路４１と供給電力制御回路４０と
の相違は、単に、三角波発生回路として供給電力制御回
路４０側の三角波発生回路６３の出力を受けて、これと
位相が１８０度相違する三角波を発生する反転アンプ６
３ａを有することと、電源ラインＶccとグランドライン
ＧＮＤとを入れ換えた回路であることである。５７は、
その検出回路であって、検出回路５０に対応している。
ＮＰＮトランジスタＱ63は、スイッチングトランジスタ
であって、ＰＮＰトランジスタＱ62に対応している。ア
ンプ６１a は、アンプ６１に、コンパレータ６２a はコ
ンパレータ６２に、トランジスタＱ61は、トランジスタ
Ｑ61ａにそれぞれ対応している。そして、各アンプ３，
５からグランドＧＮＤへとシンクさせる電流を受ける供
給電力制御回路４１の入力端子６ａは、流出電流（その
電圧をＤ’とする）が流入電流に変わる以外は供給電力
制御回路４０の出力端子６に対応している。FIG. 3 is a detailed diagram of the supply power control circuit 41 provided between the transistors Q2 and Q4 and the ground. The difference between the supplied power control circuit 41 and the supplied power control circuit 40 is that the output of the triangular wave generation circuit 63 on the side of the supplied power control circuit 40 as a triangular wave generation circuit is simply received and a triangular wave having a phase difference of 180 degrees is generated. Inverting amplifier 6
3a is included and the power supply line Vcc and the ground line GND are interchanged. 57 is
The detection circuit corresponds to the detection circuit 50.
The NPN transistor Q63 is a switching transistor and corresponds to the PNP transistor Q62. The amplifier 61a corresponds to the amplifier 61, the comparator 62a corresponds to the comparator 62, and the transistor Q61 corresponds to the transistor Q61a. And each amplifier 3,
The input terminal 6a of the supply power control circuit 41 which receives the current for sinking from 5 to the ground GND is connected to the output terminal 6 of the supply power control circuit 40 except that the outflow current (whose voltage is D ') is changed to the inflow current. It corresponds.
【００３１】アンプ６１ａは、トランジスタＱ3 、Ｑ4
の出力Ｃ’の信号の電圧から２Ｖf低い電圧信号を(-)
入力に受け、一方の(+) 入力には抵抗Ｒ62a ，Ｒ63a の
分圧点Ｎａの電圧Ｆａを受ける。通常は、(-) 入力側が
高い電位になるので、アンプ６１の出力Ｐに対してアン
プ６１ａの出力には、図６に示すように、信号Ｐに対し
てこれとは位相が反転した検出信号Ｐ＊が発生する。こ
れがコンパレータ６２ａの(-) 側に入力される。アンプ
６３ａは、三角波発生回路６３の出力Ｓを受けて三角波
発生回路６３の出力に対して位相を反転させた逆相の三
角波の信号を発生して合成回路６４ａに送出する。合成
回路６４ａは、この位相を反転させた信号をコンパレー
タ６２ａに入力させる前に基準信号Ｇａと合成して基準
レベルが基準信号Ｇａになる三角波Ｓ* （図６参照）に
する。したがって、三角波Ｓ* も、その振幅基準がオー
ディオ信号Ｂの振幅変化に対応して変化する基準信号Ｇ
ａの電圧を基準とする。The amplifier 61a includes transistors Q3 and Q4.
The voltage signal which is 2Vf lower than the voltage of the signal of the output C'of (-)
One input (+) receives the voltage Fa of the voltage dividing point Na of the resistors R62a and R63a. Normally, since the (-) input side has a high potential, the output of the amplifier 61a with respect to the output P of the amplifier 61 has a detection signal whose phase is inverted with respect to the signal P as shown in FIG. P * occurs. This is input to the (-) side of the comparator 62a. The amplifier 63a receives the output S of the triangular wave generating circuit 63, generates an inverted phase triangular wave signal whose phase is inverted with respect to the output of the triangular wave generating circuit 63, and sends it to the synthesizing circuit 64a. The combining circuit 64a combines this phase-inverted signal with the reference signal Ga before inputting it to the comparator 62a to form a triangular wave S * (see FIG. 6) whose reference level becomes the reference signal Ga. Therefore, the triangular wave S * also has a reference signal G whose amplitude reference changes in accordance with the amplitude change of the audio signal B.
The voltage of a is used as a reference.
【００３２】コンパレータ６２ａは、(+) 入力に合成回
路６４ａから信号Ｓ＊を受ける。そして、比較電圧値Ｐ
ａの電圧と信号Ｓ＊の電圧とを比較して信号Ｓ＊の電圧
が比較電圧値Ｐａの電圧以下のときにＬＯＷレベルの駆
動信号Ｈａを発生してＮＰＮトランジスタＱ63をＯＦＦ
させる。これにより大きい電流が供給されたときに、図
６に示すように、駆動パルスＨ、Ｈａとがほぼ同期して
ほぼ同じタイミングで発生し、電源側，グランド側のス
イッチングレギュレーションのＯＮ／ＯＦＦがほぼ同期
が採れて、信号歪みが低減される。The comparator 62a receives the signal S * from the combining circuit 64a at its (+) input. Then, the comparison voltage value P
The voltage of a and the voltage of the signal S * are compared, and when the voltage of the signal S * is equal to or lower than the voltage of the comparison voltage value Pa, a LOW level drive signal Ha is generated and the NPN transistor Q63 is turned off.
Let When a larger current is supplied to this, as shown in FIG. 6, the drive pulses H and Ha are generated almost in synchronization with each other at almost the same timing, and the ON / OFF of the switching regulation on the power supply side and the ground side is almost the same. Synchronization is achieved and signal distortion is reduced.
【００３３】また、前記トランジスタＱ63をＰＮＰトラ
ンジスタとすれば、ＯＮ／ＯＦＦ関係が逆転するので、
検出系の動作に応じてアンプ６１ａとコンパレータ６２
ａとの入力側の接続を入れ替えればアンプ６３ａにより
三角波を位相反転させなくても同様にＯＮ／ＯＦＦのス
イッチングがほぼ電源側のスイッチングレギュレータと
同期の採れたものとなる。ただし、ＰＮＰトランジスタ
は、グランドからのＯＮサチュレーション電圧が高くな
るので、このトランジスタによる消費電力は増加する。
ところで、トランジスタＱ2 側に対応して設けられてい
る検出回路５８は、検出回路５５と同様な回路であり、
検出回路５７に並列に接続されている。その動作は、検
出回路５７と同様である。If the transistor Q63 is a PNP transistor, the ON / OFF relationship is reversed.
The amplifier 61a and the comparator 62 are operated according to the operation of the detection system.
If the connection on the input side with "a" is exchanged, the ON / OFF switching can be performed in synchronism with the switching regulator on the power supply side even if the triangular wave is not inverted by the amplifier 63a. However, since the ON saturation voltage from the ground of the PNP transistor becomes high, the power consumption of this transistor increases.
By the way, the detection circuit 58 provided corresponding to the transistor Q2 side is a circuit similar to the detection circuit 55,
It is connected in parallel to the detection circuit 57. The operation is similar to that of the detection circuit 57.
【００３４】次に、このテーププレーヤの全体的な動作
を説明する。再生時には、オーディオ信号の記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介してオーデ
ィオ信号の読取信号Ａが得られる。この読出信号Ａに対
し信号再生処理回路２でオーディオ信号Ｂを得る。この
オーディオ信号Ｂは、アンプ３，５のトランジスタＱ1
，Ｑ4 とトランジスタＱ3 ，Ｑ2 とによってそれぞれ
プッシュプル増幅される。このとき、供給電力制御回路
４０からはオーディオ信号Ｂの基準レベルのうち上側，
下側の半サイクルに応じて入力信号Ｂのレベルに応じた
電流が供給される。そして、上側の半サイクルについて
は、アンプ３のトランジスタＱ1 から出力された電流が
トランジスタＱ4 を介してシンクされる。下側の半サイ
クルについては、アンプ５のトランジスタＱ3 から出力
された電流がトランジスタＱ2 を介してシンクされる。
これにより入力信号Ｂが電力増幅されて出力信号Ｃ，
Ｃ’が発生してこれによりスピーカ４が駆動される。こ
のとき、上側の半サイクルについては、アンプ３への給
電電力Ｄの電圧とこのアンプ３の出力信号Ｃの電圧との
差電圧ＶD-C が、アンプ３の動作に要する最小値に近い
１Ｖf の値に維持されるように制御されている。Next, the overall operation of this tape player will be described. At the time of reproduction, a read signal A of an audio signal is obtained via the read head 1 from a tape (not shown) on which an audio signal is recorded. An audio signal B is obtained from the read signal A by the signal reproduction processing circuit 2. This audio signal B is the transistor Q1 of the amplifiers 3 and 5.
, Q4 and transistors Q3, Q2 are push-pull amplified. At this time, from the supply power control circuit 40, the upper side of the reference level of the audio signal B,
A current corresponding to the level of the input signal B is supplied according to the lower half cycle. Then, in the upper half cycle, the current output from the transistor Q1 of the amplifier 3 is sunk through the transistor Q4. In the lower half cycle, the current output from the transistor Q3 of the amplifier 5 is sunk through the transistor Q2.
As a result, the input signal B is power-amplified and the output signal C,
C'is generated, which drives the speaker 4. At this time, for the upper half cycle, the difference voltage VD-C between the voltage of the power supply D to the amplifier 3 and the voltage of the output signal C of the amplifier 3 is 1Vf which is close to the minimum value required for the operation of the amplifier 3. It is controlled to maintain the value.
【００３５】以上は、グランド側へと戻す還流電流の電
力についても供給電力制御回路４１の動作によって同様
に制御される。結果として、その消費電力は、図７の斜
線で示すよう部分になり、従来に比べてその消費電力が
低減される。電力供給ラインをスイッチングするために
発生する電力損失は、前記したように、トランジスタＱ
62，Ｑ63のＯＮ時の抵抗によるものが主体であるが、Ｏ
Ｎ抵抗値は低いので、実際の消費電力は、低く抑えるこ
とができる。特に、トランジスタＱ62，Ｑ63をスイッチ
ングするＰＷＭ制御の駆動回路は、差動アンプ構成のＩ
Ｃ化回路で構成できるためにその消費電力は、電力増幅
段の前記消費電力に比べて小さく抑えられる。The above are similarly controlled by even the operation of the supply power control circuit 41 for power return current back to the ground side. As a result, the power consumption becomes a portion shown by the diagonal lines in FIG. 7, and the power consumption is reduced as compared with the conventional one. As described above, the power loss caused by switching the power supply line is caused by the transistor Q.
Mainly due to resistance when 62 and Q63 are ON, but O
Since the N resistance value is low, the actual power consumption can be kept low. In particular, the PWM control drive circuit for switching the transistors Q62 and Q63 has a differential amplifier configuration I
The power consumption can be suppressed to be smaller than the power consumption of the power amplification stage because it can be configured by the C-ized circuit.
【００３６】さて、スピーカ４に並列に挿入されたコン
デンサ１００は、スピーカ４を流れる負荷電流について
可聴周波数を超える成分を除去して平滑化を行うととも
にスピーカ４に対してスイッチングＯＦＦ時の転流電流
の一部を蓄えて（後述）電力増強を行う。特に供給電力
制御回路４０，４１におけるスイッチングＯＦＦ時の電
流変動分の平滑化をする。このために、その容量の具体
的な値は、スピーカ４のインピーダンスとの関係で決ま
る。通常、数千ｐＦ程度であるが、高域成分を増幅しな
いアンプや低音専用のアンプ、低音増強アンプなどで
は、数十μＦ程度のものを用いることができる。Now, the capacitor 100 inserted in parallel with the speaker 4 removes components exceeding the audible frequency from the load current flowing through the speaker 4 for smoothing, and the commutation current to the speaker 4 when the switching is OFF. A part of the power is stored (described later) to increase power. In particular, the current fluctuations at the time of switching OFF in the power supply control circuits 40 and 41 are smoothed. Therefore, the specific value of the capacitance is determined by the relationship with the impedance of the speaker 4. Usually, it is about several thousand pF, but for an amplifier that does not amplify high frequency components, an amplifier dedicated to bass, a bass boosting amplifier, etc., a amplifier of about several tens of μF can be used.
【００３７】還流路回路１０１は、フライホイールダイ
オードＤ７０，Ｄ７１，Ｄ７２，Ｄ７３と、端子Ａ，Ｂ
のいずれか一方と端子Ｃとを選択的に接続する切換回路
７１，７２、そしてコンパレータ７３，７４とから構成
されている。ダイオードＤ７０とＤ７１は、切換回路７
１，７２の端子Ａとの間にカソード側が切換回路７１側
になるように直列に接続され、その接続点Ｎb がアンプ
３の出力に接続され、ダイオードＤ７２，Ｄ７３は、切
換回路７１，７２の端子Ｂとの間にカソード側が切換回
路７１側になるように直列に接続され、その接続点Ｎc
がアンプ５の出力に接続されている。切換回路７１の端
子Ｃは、コイルＬ７０とスイッチングトランジスタＱ62
との接続点に接続され、切換回路７２の端子Ｃは、コイ
ルＬ７０ａ（図３参照）とスイッチングトランジスタＱ
63との接続点に接続されている。The return circuit 101 includes flywheel diodes D70, D71, D72, D73 and terminals A, B.
Of the switching circuits 71 and 72, and the comparators 73 and 74, which selectively connect either one of them to the terminal C. The diodes D70 and D71 are connected to the switching circuit 7
1, 72 are connected in series so that the cathode side is on the side of the switching circuit 71, the connection point Nb is connected to the output of the amplifier 3, and the diodes D72, D73 are connected to the switching circuits 71, 72. It is connected in series with the terminal B such that the cathode side is on the switching circuit 71 side, and its connection point Nc
Is connected to the output of the amplifier 5. The terminal C of the switching circuit 71 has a coil L70 and a switching transistor Q62.
And a terminal C of the switching circuit 72 is connected to a coil L70a (see FIG. 3) and a switching transistor Q.
It is connected to the connection point with 63.
【００３８】ここで、ダイオードＤ７０は、スイッチン
グトランジスタＱ62がＯＦＦしている期間にコイルＬ７
０に流れる電流を出力段アンプ５に給電するための還流
路を形成し、ダイオードＤ７２は、スイッチングトラン
ジスタＱ62がＯＦＦしている期間にコイルＬ７０に流れ
る電流を出力段アンプ３に給電するための還流路を形成
する。また、ダイオードＤ７１は、スイッチングトラン
ジスタＱ63がＯＦＦしている期間にコイルＬ７０ａに流
れる電流をスピーカ４，コンデンサ１００へと流し、ト
ランジスタＱ4 を経てコイルに戻す還流路を形成し、ダ
イオードＤ７３は、スイッチングトランジスタＱ63がＯ
ＦＦしている期間にコイルＬ７０ａに流れる電流をスピ
ーカ４，コンデンサ１００へと流し、トランジスタＱ2
を経てコイルに戻す還流路を形成する。Here, the diode D70 is connected to the coil L7 while the switching transistor Q62 is OFF.
A return path for supplying the current flowing to 0 to the output stage amplifier 5 is formed, and the diode D72 is a return path for supplying the current flowing to the coil L70 to the output stage amplifier 3 while the switching transistor Q62 is OFF. Forming a path. The diode D71 is a current flowing through the period when the switching transistor Q63 is turned OFF to the coil L70a speaker 4, flows into the capacitor 100, forms a return path back to the coil through the transistors Q4, diode D73, the switching transistor Q63 is O
The current flowing through the coil L70a is supplied to the speaker 4 and the capacitor 100 during the FF period, and the transistor Q2
Through to form a return path back to the coil.
【００３９】コンパレータ７３，７４は、それぞれ切換
回路７１，７２に切換信号を送出するものであって、Ｖ
cc／２を基準電圧としてオーディオ信号Ｂを受ける。こ
れらは、相互に反転動作をして位相が１８０°相違する
パルスを切換信号として切換回路７１，７２にそれぞれ
出力する。その結果、オーディオ信号Ｂが上側半サイク
ルにあるときには、切換回路７１は、Ｂ端子を、切換回
路７２がＡ端子を選択する。この条件の下でスイッチン
グトランジスタＱ62がＯＦＦのときにはトランジスタＱ
1 から流出する電流は、アンプ３の出力端子、スピーカ
４、接続点Ｎc、ダイオードＤ７２、切換回路７１を経
てコイルＬ７０へと戻る。スイッチングトランジスタＱ
62がＯＮのときにはトランジスタＱ4 を流れた電流がコ
イルＬ７０ａを経てグランドへと流れる。しかし、この
ときにスイッチングトランジスタＱ63がＯＦＦしていれ
ば、この電流は、グランドへではなく、切換回路７２の
端子Ｃ、ダイオード７１、接続点Ｎb 、アンプ３の出力
端子、スピーカ４、アンプ５の出力、トランジスタＱ4
を経て、コイルＬ７０ａへと戻る。これによりスピーカ
４を通る還流路が形成されてコイルＬ７０ａからの電流
がスピーカ４に流れ、コンデンサ１００に充電され、か
つ出力が増強される。Comparators 73 and 74 send switching signals to the switching circuits 71 and 72, respectively.
The audio signal B is received with cc / 2 as a reference voltage. These perform reverse operations to each other and output pulses having a phase difference of 180 ° to the switching circuits 71 and 72 as switching signals. As a result, when the audio signal B is in the upper half cycle, the switching circuit 71 selects the B terminal and the switching circuit 72 selects the A terminal. Under this condition, when the switching transistor Q62 is off, the transistor Q
The current flowing out of 1 returns to the coil L70 via the output terminal of the amplifier 3, the speaker 4, the connection point Nc, the diode D72, and the switching circuit 71. Switching transistor Q
When 62 is ON, the current flowing through the transistor Q4 flows through the coil L70a to the ground. However, if the switching transistor Q63 is off at this time, this current is not sent to the ground but to the terminal C of the switching circuit 72, the diode 71, the connection point Nb, the output terminal of the amplifier 3, the speaker 4, and the amplifier 5. Output, transistor Q4
And returns to the coil L70a. As a result, a return path passing through the speaker 4 is formed, a current from the coil L70a flows into the speaker 4, the capacitor 100 is charged, and the output is enhanced.
【００４０】以上は、上側の半サイクルであるが、オー
ディオ信号Ｂが下側半サイクルにあるときには、切換回
路７１，７２の接続関係が残りの側にそれぞれ切替わ
る。この条件の下でスイッチングトランジスタＱ62がＯ
ＦＦのときには、トランジスタＱ3 から流出する電流
は、アンプ５の出力端子、スピーカ４、接続点Ｎb 、ダ
イオードＤ７０、切換回路７１を経てコイルＬ７０へと
戻る。スイッチングトランジスタＱ62がＯＮのときには
トランジスタＱ2 を流れた電流がコイルＬ７０ａを経て
グランドへと流れる。しかし、このときスイッチングト
ランジスタＱ63がＯＦＦしていれば、この電流は、切換
回路７２の端子Ｃ、ダイオード７３、接続点Ｎc 、アン
プ５の出力端子、スピーカ４、アンプ３の出力、トラン
ジスタＱ2 を経て、コイルＬ７０ａへと戻る。これによ
りスピーカ４を通る還流路が形成されてコイルＬ７０ａ
からの電流がスピーカ４に流れ、コンデンサ１００に充
電され、かつ出力増強される。The above is the upper half cycle, but when the audio signal B is in the lower half cycle, the connection relationship of the switching circuits 71 and 72 is switched to the remaining side respectively. Under this condition, switching transistor Q62 is O
In the case of FF, the current flowing out from the transistor Q3 returns to the coil L70 via the output terminal of the amplifier 5, the speaker 4, the connection point Nb, the diode D70, and the switching circuit 71. When the switching transistor Q62 is ON, the current flowing through the transistor Q2 flows through the coil L70a to the ground. However, if the switching transistor Q63 is off at this time, this current passes through the terminal C of the switching circuit 72, the diode 73, the connection point Nc, the output terminal of the amplifier 5, the output of the speaker 4 and the amplifier 3, and the transistor Q2. , And returns to the coil L70a. As a result, a return path passing through the speaker 4 is formed and the coil L70a is formed.
Current flows from the speaker 4, charges the capacitor 100, and boosts the output.
【００４１】スピーカ４に対する電力増強の具体的な説
明をすると、スイッチングトランジスタＱ62がＯＦＦ状
態のときには、スピーカ４に流れる電流値が転流電流に
なるので、話を分かりやすくするために、スピーカ４に
流れる電流をＩとしてオーディオ信号Ｂの上側の半サイ
クルについて説明する。今仮に、電流Ｉ×２／３がコイ
ルＬ７０からトランジスタＱ1 を経てスピーカ４に供給
されてダイオードＤ７２により転流したとする。この場
合には、トランジスタＱ4 を経てスピーカ４に供給され
コイルＬ７０ａ，ダイオードＤ７１による転流電流もＩ
×２／３となり、全体でＩ×４／３の電流がスピーカ４
とコンデンサ１００とに流れる。このうちスピーカ４に
Ｉが流れ、コンデンサ１００にＩ×１／３が流れ、コン
デンサ１００が充電される。A concrete explanation of the power increase for the speaker 4 is that, when the switching transistor Q62 is in the OFF state, the value of the current flowing through the speaker 4 becomes a commutation current. The upper half cycle of the audio signal B will be described with the flowing current I. Suppose now that the current I.times.2 / 3 is supplied from the coil L70 to the speaker 4 via the transistor Q1 and commutated by the diode D72. In this case, the commutation current due to the coil L70a and the diode D71 supplied to the speaker 4 via the transistor Q4 is also I.
× 2/3, and the total current of I × 4/3 is speaker 4
And capacitor 100. Of these, I flows into the speaker 4, I × 1/3 flows into the capacitor 100, and the capacitor 100 is charged.
【００４２】スイッチングトランジスタＱ62，Ｑ63がＯ
Ｎ状態のときには、コイルＬ７０からトランジスタＱ1
を経てＩ×２／３が供給され、これにコンデンサ１００
に蓄えられた電流分Ｉ×１／３が加わってスピーカ４に
流れ、合計でＩの電流が流れる。これによりスイッチン
グトランジスタＱ62がＯＮ，ＯＦＦにかかわらずスピー
カ４にはＩの電流が流れることになる。以上は、オーデ
ィオ信号Ｂの下側の半サイクルについても成立する。し
たがって、コイルＬ７０から供給する電力は、トランジ
スタＱ1 ，Ｑ2 に供給する電力がＩ×２／３であって
も、スピーカ４には、Ｉの電力を供給することが可能に
なり、電流増強がなされる。実験したところによれば、
コンデンサを設けて前記ダイオードによりスピーカ４に
還流させた場合には、これらがない場合に比べてスピー
カ４に流れる電流が１．５倍程度まで増強された。Switching transistors Q62 and Q63 are O
In the N state, the coil L70 to the transistor Q1
I × 2/3 is supplied to the capacitor 100 via
The current component I × 1/3 added to the current flows to the speaker 4, and a total current I flows. As a result, current I flows through the speaker 4 regardless of whether the switching transistor Q62 is ON or OFF. The above also holds for the lower half cycle of the audio signal B. Therefore, even if the power supplied to the transistors Q1 and Q2 is I × 2/3, the power supplied from the coil L70 can be supplied to the speaker 4 and the current can be increased. It According to the experiment,
Install a capacitor and connect the diode to the speaker 4
When recirculated , the current flowing through the speaker 4 was increased up to about 1.5 times as compared with the case without these.
【００４３】図４は、検出回路の一方の電圧の検出対象
を出力信号Ｃの電圧に換えて、入力信号Ｂの電圧にして
検出信号を得る供給電力制御回路４０a の実施例であ
る。図４において、供給電力制御回路４０a は、入力信
号Ｂの電圧と給電電力Ｄの電圧とに応じて出力信号Ｃの
電圧と給電電力Ｄの電圧とが一定になるように制御す
る。なお、図１と同一の構成は、同一の符号で示す。図
１と相違する点は、検出回路５０からアンプ６１に至る
回路が、反転増幅型のオペアンプで構成される検出・増
幅回路６７に置き換えられ、基準信号Ｇがトランジスタ
Ｑ1 のベースバイアス電位に設定されるいる点である。
したがって、三角波発生回路６３もトランジスタＱ1 の
ベースを基準電位に採って動作する。FIG. 4 shows an embodiment of the supply power control circuit 40a which obtains a detection signal by changing the detection target of one voltage of the detection circuit to the voltage of the output signal C and changing it to the voltage of the input signal B. In FIG. 4, the power supply control circuit 40a controls the voltage of the output signal C and the voltage of the power supply D to be constant according to the voltage of the input signal B and the voltage of the power supply D. The same components as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. The difference from FIG. 1 is that the circuit from the detection circuit 50 to the amplifier 61 is replaced with a detection / amplification circuit 67 composed of an inverting amplification type operational amplifier, and the reference signal G is set to the base bias potential of the transistor Q1. This is the point that
Therefore, the triangular wave generating circuit 63 also operates by taking the base of the transistor Q1 as the reference potential.
【００４４】検出・増幅回路６７は、(-) 入力端子に給
電電力Ｄの電圧を受け、(+) 入力端子には基準側電位と
して抵抗ＲS を介してトランジスタＱ1 のベースから得
られる入力信号Ｂの電圧が入力される。すなわち、抵抗
ＲS が入力信号Ｂの電流値を電圧値に変換している。そ
して、この抵抗ＲS の検出・増幅回路６７は、(+) 入力
端子側には、出力信号Ｃに対してほぼ一定の電圧が発生
して、図１のダイオードＤ55，Ｄ56の役割をしている。
また、これは、出力側から(+) 入力端子へのフィードバ
ック抵抗Ｒf を有している。そして、その出力信号Ｐの
電圧は、コンパレータ６２の基準入力端子である(-) 入
力端子に送出される。コンパレータ６２の(+) 入力端子
には三角波発生回路６３の出力が供給される。このよう
な回路では、検出信号により発生する分圧電圧信号Ｆと
給電電力Ｄとが一致し、さらにオペアンプの入力端子が
バーチャルショートである関係から基準信号Ｇも同じレ
ベルになる。The detection / amplification circuit 67 receives the voltage of the power supply D at the (-) input terminal, and the (+) input terminal receives the input signal B obtained from the base of the transistor Q1 through the resistor RS as the reference side potential. Is input. That is, the resistor RS converts the current value of the input signal B into a voltage value. In the detection / amplification circuit 67 for the resistor RS, a substantially constant voltage is generated with respect to the output signal C on the (+) input terminal side, and functions as the diodes D55 and D56 in FIG. .
It also has a feedback resistor Rf from the output to the (+) input terminal. Then, the voltage of the output signal P is sent to the (−) input terminal which is the reference input terminal of the comparator 62. The output of the triangular wave generation circuit 63 is supplied to the (+) input terminal of the comparator 62. In such a circuit, the divided voltage signal F generated by the detection signal and the feed power D match, and the reference signal G also becomes the same level because the input terminal of the operational amplifier is a virtual short circuit.
【００４５】出力段アンプの出力信号の電圧と入力信号
の電圧との相違は、これらの間に出力段アンプの増幅率
に対応するレベル差があることと、位相が１８０゜相違
することである。この点を考慮すれば、入力信号Ｂを検
出対象としても前記実施例と同じ動作が可能でる。三角
波の信号Ｓと入力信号Ｂとの周波数の差が大きいので、
三角波Ｓの周波数を低くして入力信号Ｂとの関係におい
てその動作を原理的に説明すると、図５に示すようにな
る。入力信号Ｂに応じて三角波Ｓと基準信号Ｐとの波形
（図５(a) 参照）が得られ、基準信号Ｇを越えた三角波
の幅に対応したＰＷＭパルスがトランジスタＱ62に加え
られる。その結果、出力信号Ｃとの関係では、図５(b)
のような波形関係でＰＷＭ制御が行われる。The difference between the voltage of the output signal of the output stage amplifier and the voltage of the input signal is that there is a level difference between them that corresponds to the amplification factor of the output stage amplifier and that the phases differ by 180 °. . Considering this point, the same operation as that of the above-described embodiment is possible even when the input signal B is detected. Since the frequency difference between the triangular wave signal S and the input signal B is large,
When the frequency of the triangular wave S is lowered and its operation in relation to the input signal B is explained in principle, it becomes as shown in FIG. A waveform of the triangular wave S and the reference signal P (see FIG. 5A) is obtained according to the input signal B, and a PWM pulse corresponding to the width of the triangular wave exceeding the reference signal G is applied to the transistor Q62. As a result, in relation to the output signal C, FIG.
The PWM control is performed with the waveform relationship as described above.
【００４６】以上の実施例では、テーププレーヤにおけ
る再生信号を例に採って説明してきたが、これは、マイ
ク入力や放送受信入力等の他のオーディオ信号であって
もよい。このような場合には、信号再生処理回路は、出
力段アンプの前段に挿入される前段アンプになる場合が
多い。また、増幅された信号がスピーカに送出される例
について説明したが、この信号の出力先は、それに限定
されるものではない。例えば、記録回路へその入力とし
て出力されたり、もっと大能力のパワーアンプへその入
力として出力されてもよい。検出回路５０のトランジス
タＱ50，Ｑ55は、ＮＰＮトランジスタであるが、これを
ＰＮＰトランジスタとすることもできる。この場合に
は、エミッタ側が出力信号Ｃを受け、ベース側が給電電
力Ｄの電圧信号を受ける。ところで、より多くの電流容
量が必要なときには、給電電力Ｄの出力端子６と接地Ｇ
ＮＤと間のコンデンサＣN を単なる高周波バイパス用の
ものではなく、これより大きな容量の平滑コンデンサに
することもできる。In the above embodiments, the reproduction signal in the tape player has been described as an example, but it may be another audio signal such as a microphone input or a broadcast reception input. In such a case, the signal reproduction processing circuit is often a pre-stage amplifier that is inserted before the output stage amplifier. Further, the example in which the amplified signal is sent to the speaker has been described, but the output destination of this signal is not limited to that. For example, it may be output as its input to the recording circuit or may be output as its input to a power amplifier of higher capacity. Although the transistors Q50 and Q55 of the detection circuit 50 are NPN transistors, they may be PNP transistors. In this case, the emitter side receives the output signal C and the base side receives the voltage signal of the feeding power D. By the way, when more current capacity is required, the output terminal 6 of the power supply D and the ground G
The capacitor CN between ND and ND may be a smoothing capacitor having a larger capacity than that for a simple high frequency bypass.
【００４７】図８の実施例は、ダイオードＤ７０，Ｄ７
２，Ｄ７１，Ｄ７３を削除して切替回路７１の端子Ｃ側
に転流電流に対して順方向にダイオードＤ７４を設け、
また、切替回路７２の端子Ｃ側に転流電流に対してダイ
オードＤ７５を設けた実施例である。この実施例の動作
は前記の実施例と同様である。ただし、ダイオードの数
が少ない分だけ消費電力を低減できる。図９の実施例
は、図８におけるダイオードＤ７４をスイッチ回路７５
に置き換え、ダイオードＤ７５をスイッチ回路７６に置
き換えたものである。スイッチ回路７５は、コンパレー
タ６２の駆動パルスＨを受けて駆動パルスＨが発生して
いるときに、ＯＮしてコイルＬ７０の電流の転流路を形
成する。駆動パルスＨが発生していないときにＯＦＦに
なる。スイッチ回路７６は、コンパレータ６２ａの駆動
パルスＨａを受けて駆動パルスＨａが発生しているとき
に、ＯＮしてコイルＬ７０ａの電流の転流路を形成す
る。駆動パルスＨａが発生していないときにＯＦＦにな
る。この実施例の動作は、図１のものと同じであり、一
般に、スイッチ回路の電圧降下は、ダイオードの順方向
電圧降下により低いので、ダイオードがスイッチ回路に
なった分だけ消費される電力が低くなる。In the embodiment shown in FIG. 8, the diodes D70 and D7 are used.
2, D71 and D73 are removed, and a diode D74 is provided on the terminal C side of the switching circuit 71 in the forward direction with respect to the commutation current.
In addition, the diode D75 is provided on the terminal C side of the switching circuit 72 for the commutation current. The operation of this embodiment is similar to that of the previous embodiment. However, the power consumption can be reduced by the number of diodes. In the embodiment shown in FIG. 9, the diode D74 shown in FIG.
And the diode D75 is replaced with a switch circuit 76. The switch circuit 75 receives the drive pulse H of the comparator 62 and, when the drive pulse H is generated, turns on to form a commutation passage for the current of the coil L70. It is turned off when the drive pulse H is not generated. The switch circuit 76 is turned on when the drive pulse Ha of the comparator 62a is received and the drive pulse Ha is generated, and forms the commutation path of the current of the coil L70a. It turns off when the drive pulse Ha is not generated. The operation of this embodiment is the same as that of FIG. 1, and generally, since the voltage drop of the switch circuit is low due to the forward voltage drop of the diode, the power consumed by the diode becoming the switch circuit is low. Become.
【００４８】図１０の実施例は、図１のダイオードＤ７
０，Ｄ７２，Ｄ７１，Ｄ７３をスイッチ回路７７，７
８，７９，８０にそれぞれ置き換えたものである。この
置き換えにより切換回路７１，７２は不要になる。しか
し、スイッチングトランジスタＱ62，Ｑ63がＯＦＦにな
っているときに、各スイッチをＯＮさせてトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ3 に流れる電流をコイルＬ７０，Ｌ７０ａに戻
す転流路を形成するために、ＯＮ／ＯＦＦ制御回路８
２，８３が設けられている。ＯＮ／ＯＦＦ制御回路８２
は、駆動パルスＨを受けるバッファアンプ８２ａと、バ
ッファアンプ８２ａの出力とコンパレータ７３の出力を
インバートした出力とを受けてスイッチ回路７７をＯＮ
／ＯＦＦするＡＮＤゲート８２ｂと、バッファアンプ８
２ａの出力とコンパレータ７３の出力を受けてスイッチ
回路７８をＯＮ／ＯＦＦするＡＮＤゲート８２ｃとから
なる。The embodiment of FIG. 10 corresponds to the diode D7 of FIG.
0, D72, D71, D73 are switched circuits 77, 7
They are replaced with 8, 79 and 80, respectively. By this replacement, the switching circuits 71 and 72 become unnecessary. However, when the switching transistors Q62 and Q63 are turned off, an ON / OFF control circuit is formed in order to form a commutation path for turning on each switch to return the current flowing in the transistors Q1 and Q3 to the coils L70 and L70a. 8
2, 83 are provided. ON / OFF control circuit 82
Receives the drive pulse H, the buffer amplifier 82a, and the output of the buffer amplifier 82a and the output of the comparator 73 inverted to turn on the switch circuit 77.
AND gate 82b for turning on / off, and buffer amplifier 8
It is composed of an AND gate 82c which receives the output of 2a and the output of the comparator 73 and turns ON / OFF the switch circuit 78.
【００４９】ＯＮ／ＯＦＦ制御回路８３は、駆動パルス
Ｈａを受けるバッファアンプ８３ａと、バッファアンプ
８３ａの出力とコンパレータ７４の出力をインバートし
た出力とを受けてスイッチ回路７９をＯＮ／ＯＦＦする
ＡＮＤゲート８３ｂと、バッファアンプ８３ａの出力と
コンパレータ７４の出力を受けてスイッチ回路７０をＯ
Ｎ／ＯＦＦするＡＮＤゲート８３ｃとからなる。スイッ
チ回路７７は、図９の切換回路７１がＡ端子に接続され
ているときのスイッチ回路７５と同様な動作をし、スイ
ッチ回路７８は、切換回路７１がＢ端子に接続されてい
るときのスイッチ回路７５と同様な動作をする。スイッ
チ回路７９は、図９の切換回路７２がＡ端子に接続され
ているときのスイッチ回路７６と同様な動作をし、スイ
ッチ回路８０は、切換回路７２がＢ端子に接続されてい
るときのスイッチ回路７６と同様な動作をする。したが
って、これらスイッチ回路による電流を転流させる動作
は、図９と同様である。The ON / OFF control circuit 83 receives a drive pulse Ha and a buffer amplifier 83a, and an AND gate 83b for turning on / off the switch circuit 79 by receiving the output of the buffer amplifier 83a and the output of the comparator 74 inverted. Receives the output of the buffer amplifier 83a and the output of the comparator 74, and turns on the switch circuit 70.
It is composed of an AND gate 83c that turns N / OFF. The switch circuit 77 operates similarly to the switch circuit 75 when the switching circuit 71 of FIG. 9 is connected to the A terminal, and the switch circuit 78 switches when the switching circuit 71 is connected to the B terminal. The same operation as the circuit 75 is performed. The switch circuit 79 operates similarly to the switch circuit 76 when the switching circuit 72 of FIG. 9 is connected to the A terminal, and the switch circuit 80 switches when the switching circuit 72 is connected to the B terminal. It operates similarly to the circuit 76. Therefore, the operation of commutating the current by these switch circuits is the same as in FIG.
【００５０】図１１は、電源側の供給電力制御回路４０
を各トランジスタＱ1 、Ｑ3 に対応させて独立に設け、
グランド側の供給電力制御回路４１を各トランジスタＱ
2 、Ｑ4 に対応させて独立に設けた実施例である。な
お、この場合には、三角波発生回路もそれぞれの独立に
設けられている。供給電力制御回路がそれぞれ独立して
いるので、それぞれのスイッチングレギュレータのコイ
ルに流れる電流を転流させる回路もそれぞれダイオード
Ｄ７０，Ｄ７１，Ｄ７２，Ｄ７３を直接接続することが
できる。その動作は、前記の実施例と同じである。とこ
ろで、実施例における三角波発生回路の三角波には、鋸
歯状波やランプ電圧等のほぼ三角形の波形が含まれるこ
とはもちろんである。FIG. 11 shows the power supply control circuit 40 on the power supply side.
Are independently provided for each of the transistors Q1 and Q3,
Connect the ground side power supply control circuit 41 to each transistor Q
This is an example in which it is provided independently corresponding to 2 and Q4. In this case, the triangular wave generating circuits are also provided independently. Since the supply power control circuits are independent from each other, the diodes D70, D71, D72, D73 can be directly connected to the circuits for commutating the currents flowing through the coils of the respective switching regulators. The operation is the same as in the above embodiment. By the way, it goes without saying that the triangular wave of the triangular wave generating circuit in the embodiment includes a substantially triangular waveform such as a sawtooth wave and a ramp voltage.
【００５１】[0051]
【発明の効果】この発明にあっては、アンプと電源ライ
ンとの間に前記で説明してきたような制御をする制御回
路とスイッチング回路とを設けることにより、アンプへ
の給電電力がスイッチング制御により生成され、アンプ
への給電電力の電圧は、オーディオ信号の電圧に応じて
フィードバックがかかる。そこで、給電電力の電圧とこ
のアンプの出力信号の電圧との電位差を一定に維持する
ように動作させることができ、この一定の電位差をアン
プの動作に要する最低電圧か、それ以上でも低い電圧の
範囲で一定値に維持するようにすることができる。しか
も、スピーカに並列にコンデンサを設けることにより、
スピーカに流れる電流が平滑化されるばかりでなく、消
費電力を増加させることなく、この電流を増強すること
ができる。According to the present invention, by providing the control circuit and the switching circuit for performing the above-described control between the amplifier and the power supply line, the power supplied to the amplifier is controlled by the switching control. The voltage of the power generated and supplied to the amplifier is fed back according to the voltage of the audio signal. Therefore, it is possible to operate so as to keep the potential difference between the voltage of the power supply and the voltage of the output signal of this amplifier constant, and this constant potential difference is the minimum voltage required for the operation of the amplifier, or a voltage lower than that. The range can be kept constant. Moreover, by installing a capacitor in parallel with the speaker,
Not only is the current flowing through the speaker smoothed, but this current can be increased without increasing power consumption.
【００５２】その結果、従来のように一定の電源電圧か
ら直接電圧降下させて出力信号を得たときの消費電力よ
りも消費電力が低くなる。一方、電源ラインＶccをスイ
ッチングするために発生するスイッチング回路とこれの
制御回路の和の電力損失は、スイッチングトランジスタ
のＯＮ抵抗が低く、常時発生するのではなく、スイッチ
ング時に過渡的に発生するものが主体となる。常時発生
していた従来のものに較べれば、極めて僅かなものであ
る。これによる消費電力の増加は、電力増幅段の電力消
費からみれば比較的小さなものである。したがって、全
体として、オーディオ信号の増幅のために消費する電力
損失を少なくすることができる。これにより電力使用効
率を向上させることができる。As a result, the power consumption becomes lower than the power consumption when the output signal is obtained by directly dropping the voltage from the constant power supply voltage as in the conventional case. On the other hand, the power loss of the sum of the switching circuit generated for switching the power supply line Vcc and the control circuit thereof does not always occur because the ON resistance of the switching transistor is low, but may occur transiently during switching. Be the subject. The number is extremely small compared to the conventional one which was always generated. The increase in power consumption due to this is relatively small in view of the power consumption of the power amplification stage. Therefore, as a whole, the power loss consumed for amplification of the audio signal can be reduced. As a result, power usage efficiency can be improved.
【図１】図１は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した一実施例のブロッ
ク図である。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment in which an audio device of the present invention is applied to a portable cassette tape player.
【図２】図２は、図１における供給電力制御回路の動作
を説明するための波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the supply power control circuit in FIG.
【図３】図３は、図１におけるグランド側の供給電力制
御回路のブロック図である。3 is a block diagram of a power supply control circuit on the ground side in FIG.
【図４】図４は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した他の一実施例の供
給電力制御回路を中心としたブロック図である。FIG. 4 is a block diagram centering on a power supply control circuit of another embodiment in which the audio device of the present invention is applied to a portable cassette tape player.
【図５】図５は、図４における供給電力制御回路の動作
を説明するための波形図である。5 is a waveform diagram for explaining the operation of the supply power control circuit in FIG.
【図６】図６は、電源側，グランド側のそれぞれの供給
電力制御回路のスイッチング動作を説明する波形図であ
る。FIG. 6 is a waveform diagram illustrating a switching operation of each of the power supply side and ground side supply power control circuits.
【図７】図７は、図１の実施例において消費される電力
の説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of power consumed in the embodiment of FIG.
【図８】図８は、図１における電流還流路を形成するフ
ライホイールダイオードの数を低減した他の実施例の説
明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram of another embodiment in which the number of flywheel diodes forming the current return path in FIG. 1 is reduced.
【図９】図９は、図８のフライホイールダイオードをス
イッチ回路に置き換えた他の実施例の説明図である。9 is an explanatory diagram of another embodiment in which the flywheel diode of FIG. 8 is replaced with a switch circuit.
【図１０】図１０は、図１のフライホイールダイオード
をスイッチ回路に置き換えた他の実施例の説明図であ
る。10 is an explanatory diagram of another embodiment in which the flywheel diode in FIG. 1 is replaced with a switch circuit.
【図１１】図１１は、各アンプの電源側およびグランド
側のそれぞれに供給電力制御回路を設けた他の実施例の
ブロック図である。FIG. 11 is a block diagram of another embodiment in which a power supply control circuit is provided on each of the power supply side and the ground side of each amplifier.
【図１２】図１２は、従来のＢＴＬ出力回路を用いたポ
ータブルカセットテーププレーヤの説明図であって、
(a) は、そのブロック図であり、(b) は、その出力段ト
ランジスタの消費電力の説明図である。FIG. 12 is an explanatory diagram of a portable cassette tape player using a conventional BTL output circuit,
(a) is a block diagram thereof, and (b) is an explanatory diagram of power consumption of the output stage transistor.
１…読取ヘッド、２…信号再生処理回路、３…出力段ア
ンプ、４…スピーカ、
５…出力用の電解コンデンサ、６…出力端子、
１０…ポータブルカセットテーププレーヤ
３０…出力段回路、４０…供給電力制御回路、５０，５
５…検出回路、
６０…スイッチングレギュレーション回路、６５…制御
電圧値発生回路、
６１…アンプ、６２…コンパレータ、６３…三角波発生
回路、
６６…スイッチング回路、７０…平滑回路、
Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ50，Ｑ61，Ｑ62…トランジスタ、Ｂ…オ
ーディオ入力信号、
Ｃ，Ｃ’…オーディオ出力信号。1 ... Read head, 2 ... Signal reproduction processing circuit, 3 ... Output stage amplifier, 4 ... Speaker, 5 ... Output electrolytic capacitor, 6 ... Output terminal, 10 ... Portable cassette tape player 30 ... Output stage circuit, 40 ... Supply Power control circuit, 50, 5
5 ... Detection circuit, 60 ... Switching regulation circuit, 65 ... Control voltage value generation circuit, 61 ... Amplifier, 62 ... Comparator, 63 ... Triangular wave generation circuit, 66 ... Switching circuit, 70 ... Smoothing circuit, Q1, Q2, Q50, Q61 , Q62 ... Transistor, B ... Audio input signal, C, C '... Audio output signal.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−235652（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−17710（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−23309（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−162516（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−124112（ＪＰ，Ｕ) 実開 平５−70017（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 3/217 H03F 1/02 H03F 3/68 ─────────────────────────────────────────────────── --Continued from the front page (56) Reference JP-A-5-235652 (JP, A) JP-A-59-17710 (JP, A) JP-A-57-23309 (JP, A) JP-A-56- 162516 (JP, A) Actual development Sho 61-124112 (JP, U) Actual development 5-70017 (JP, U) (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H03F 3/217 H03F 1 / 02 H03F 3/68
Claims (6)
力するプッシュプルの第１の出力段アンプと、 前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出力す
るプッシュプルの第２の出力段アンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１または第２の出力段
アンプに給電するスイッチング回路と、このスイッチング回路の出力と前記第１および第２の出
力段アンプの電力を受ける端子との間に前記給電電力を
平滑化するために設けられたコイルと、 前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
前記第１の出力段アンプで増幅することで生成された増
幅オーディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第１の差とし、前記オーディオ信
号の電圧および前記オーディオ信号を前記第２の出力段
アンプで増幅することで生成された増幅オーディオ信号
の電圧のいずれかの電圧と前記給電する電力の電圧との
差を第２の差とし、前記いずれかの電圧と前記給電する
電力の電圧とを受けて前記第１の差および第２の差のい
ずれかの差に応じた検出信号を発生する検出回路と、 この検出回路の前記検出信号に応じて 前記給電する電力
が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化するよう
に前記スイッチング回路のスイッチング期間を制御する
制御回路と、 前記第１の出力段アンプの出力と前記第２の出力段アン
プの出力との間に設けられたコンデンサと、前記スイッチング回路がＯＮしているときに前記スピー
カに前記コンデンサから放電電流を流出させるために前
記スイッチング回路がＯＦＦしているときに前記第１お
よび第２の出力段アンプのいずれかからスピーカに流さ
れる電流を前記コイルに還流させるとともに、この電流
の一部で前記コンデンサに充電する還流回路と を備え、前記制御回路は、 前記第１の出力段アンプに給電すると
きには前記第１の出力段アンプの出力信号の電圧と前記
給電する電力の電圧との差が一定になるように前記スイ
ッチング期間をＰＷＭ制御し、前記第２の出力段アンプ
に給電するときには前記第２の出力段アンプの出力信号
の電圧と前記給電する電力の電圧との差が一定になるよ
うに前記スイッチング期間をＰＷＭ制御し、前記第１の
出力段アンプの出力と前記第２の出力段アンプの出力と
によりスピーカを駆動するオーディオ信号電力増幅回
路。1. A push-pull first output stage amplifier which receives an audio signal and amplifies and outputs the same, and a push-pull second output stage which receives the audio signal and inverts and amplifies and outputs the received audio signal. An amplifier, a switching circuit that receives power from a power supply line and performs a switching operation at a frequency exceeding an audible frequency to supply power to the first or second output stage amplifier, an output of the switching circuit, and the first and second Out of
Connect the power supply to the terminal that receives the power of the power stage amplifier.
A coil provided for smoothing, and the voltage of the audio signal and the voltage of the amplified audio signal generated by amplifying the audio signal by the first output stage amplifier, and the power supply. A difference between the voltage and the electric power is defined as a first difference, and any one of the voltage of the audio signal and the voltage of the amplified audio signal generated by amplifying the audio signal by the second output stage amplifier and the voltage The difference between the voltage of the power to be fed and the second voltage is defined as the second difference, and the voltage is fed to any one of the above voltages.
A detection circuit that receives a voltage of electric power to generate a detection signal according to the difference between the first difference and the second difference, and the power to be supplied according to the detection signal of the detection circuit. It is provided between a control circuit that controls the switching period of the switching circuit so as to change according to the level of the audio signal, and an output of the first output stage amplifier and an output of the second output stage amplifier. Capacitor and the speed of the switching circuit when the switching circuit is ON.
Before to discharge the discharge current from the capacitor to the
When the switching circuit is OFF, the first
And from the second output stage amplifier to the speaker.
Current flowing back to the coil and this current
And a return circuit for charging the capacitor with a part of the control circuit , and the control circuit supplies the voltage of the output signal of the first output stage amplifier and the voltage of the supplied power when supplying power to the first output stage amplifier. So that the difference between
The etching period PWM control, the switching period as the difference between the voltage of the power that the voltage and the power supply of the output signal of the second output stage amplifier is constant when the power supply to said second output-stage amplifier PWM controlled, an audio signal power amplifier circuit that drives the first output-stage amplifier and the second speaker by the output of the output stage amplifier and the output of.
００ｋＨｚの範囲のある周波数で発振し、振幅の基準レ
ベルが前記オーディオ信号に応じて変化する三角波を発
生する三角波発生回路と、この三角波発生回路の出力を
一方に受け、他方に前記検出信号に応じた制御信号を前
記制御回路から受けるコンパレータと、このコンパレー
タの出力信号に応じて前記電源ラインから受ける電力を
ＯＮ／ＯＦＦするスイッチングトランジスタとを備え、
前記還流回路として前記スイッチングトランジスタがＯ
ＦＦしている期間に前記コイルに流れる電流を前記第１
の出力段アンプに給電するための還流路を形成する第１
のダイオードが前記第２の出力段アンプの出力と前記コ
イルの前記スイッチング回路の出力側との間にそして前
記コイルに流れる電流を前記第２の出力段アンプに給電
するための還流路を形成する第２のダイオードが前記第
１の出力段アンプの出力と前記コイルの前記スイッチン
グ回路の出力側との間にそれぞれ設けられている請求項
１記載のオーディオ信号電力増幅回路。2. The switching circuit comprises 50 kHz to 8 kHz.
A triangular wave generating circuit that oscillates at a frequency in the range of 00 kHz and generates a triangular wave whose amplitude reference level changes according to the audio signal, and one of which receives the output of this triangular wave generating circuit and the other of which receives the detection signal. before the control signal
A comparator received from the control circuit, and a switching transistor for turning on / off the electric power received from the power supply line according to the output signal of the comparator,
As the return circuit, the switching transistor is O
The current flowing through the coil during the FF period is the first
Forming a return path for supplying power to the output stage amplifier of the first
Of the diode forms a return path between the output of the second output stage amplifier and the output side of the switching circuit of the coil and for supplying a current flowing in the coil to the second output stage amplifier. The audio signal power amplifier circuit according to claim 1, wherein a second diode is provided between the output of the first output stage amplifier and the output side of the switching circuit of the coil.
信号をエミッタおよびベースの一方に受け、前記第１ま
たは第２の出力段アンプの入力信号および出力信号のい
ずれかの電圧を前記エミッタおよび前記ベースの他方に
受けてこれら信号の電位の差に応じた前記検出信号を発
生するトランジスタを有するものであり、前記制御回路
は、前記ＰＷＭ制御のために前記検出信号に応じて所定
の電圧の制御信号を発生する制御電圧値発生回路を有
し、前記電位の差が前記第１または第２の出力段アンプ
が増幅器として動作するために必要な最小の値か、これ
より大きいこれの近傍の一定値に制御される請求項１記
載のオーディオ信号電力増幅回路。3. The detection circuit receives a voltage signal of the power to be supplied to one of an emitter and a base, and receives a voltage of either an input signal or an output signal of the first or second output stage amplifier by the emitter. and said base receiving the other are those having a transistor for generating said detection signal corresponding to the difference between the potentials of the signals, the control circuit
It may have a control voltage value generating circuit for generating a control signal of Jo Tokoro voltage in response to the detection signal for the PWM control
And, the difference is whether the minimum value required for the first or second output stage amplifier operates as an amplifier of the electric potential, according to claim 1 Symbol controlled than this constant at large which near the
The audio signal power amplifier circuit shown.
値とある所定の電圧値との差に応じた電圧値を制御信号
として発生する制御電圧値発生回路と前記制御信号を受
けてある三角波と比較して前記スイッチング回路をスイ
ッチングするための信号を発生するコンパレータとを有
し、前記制御信号により前記第１および第２の差のいず
れかが一定電圧値になるように制御される請求項１記載
のオーディオ信号電力増幅回路。4. The voltage generated by the detection signal is controlled by the control circuit.
A control voltage value generation circuit that generates a voltage value corresponding to the difference between the value and a predetermined voltage value as a control signal, and a signal for switching the switching circuit by comparing the control voltage value generation circuit with a triangular wave that has received the control signal The audio signal power amplifier circuit according to claim 1, wherein the audio signal power amplifier circuit is controlled by the control signal such that one of the first and second differences becomes a constant voltage value .
力するプッシュプルの第１の出力段アンプと、 前記オーディオ信号を受けてこれを反転増幅して出力す
るプッシュプルの第２の出力段アンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１または第２の出力段
アンプに給電する第１のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路の出力と前記第１および第
２の出力段アンプの電力を受ける端子との間に前記給電
電力を平滑化するために設けられた第１のコイルと、 前記第１または第２の出力段アンプからグランド側へと
流出されるグランド電流を受けて可聴周波数を超える周
波数でスイッチング動作をして前記電流をグランドへと
流す第２のスイッチング回路と、この第２のスイッチング回路の入力と前記グランド電流
を流出する前記第１または第２の出力段アンプの端子と
の間にグランド電流を平滑化するために設けられた第２
のコイルと、 前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
前記第１の出力段アンプで増幅することで生成された増
幅オーディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第１の差とし、前記オーディオ信
号の電圧および前記オーディオ信号を前記第２の出力段
アンプで増幅することで生成された増幅オーディオ信号
の電圧のいずれかの電圧と前記給電する電力の電圧との
差を第２の差とし、前記いずれかの電圧と前記給電する
電力の電圧とを受けて前記第１の差および第２の差のい
ずれかの差に応じた検出信号を発生する第１の検出回路
と 、 この第１の検出回路の前記検出信号に応じて 発生させた
比較レベルが所定の第１の三角波のレベルと比較される
ことにより前記給電する電力が前記オーディオ信号のレ
ベルに対応して変化するように前記第１のスイッチング
回路のスイッチング期間を制御する第１の制御回路と、 前記オーディオ信号および前記オーディオ信号を前記第
１の出力段アンプで増幅することで生成された増幅オー
ディオ信号のいずれかの電圧と前記第１の出力段アンプ
からの前記グランド電流の電圧との差を第３の差とし、
前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
前記第２の出力段アンプで増幅することで生成された増
幅オーディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記第２の
出力段アンプからの前記グランド電流の電圧との差を第
４の差とし、前記いずれかの電圧と前記グランド電流の
電圧とを受けて前記第３の差および第４の差のいずれか
の差に応じた検出信号を発生する第２の検出回路と、 この第２の検出回路の前記検出信号に応じて 発生させた
比較レベルが所定の第２の三角波のレベルと比較される
ことにより前記グランド側へ還流させる電力が前記オー
ディオ信号のレベルに対応して変化するように前記第２
のスイッチング回路のスイッチング期間を制御する第２
の制御回路と前記第１の出力段アンプの出力と前記第２
の出力段アンプの出力との間に設けられたコンデンサ
と、 前記第１および第２のスイッチング回路のいずれかがＯ
Ｎしているときに前記スピーカに前記コンデンサから放
電電流を流出させるために前記第１および第２のスイッ
チング回路のいずれかがＯＦＦしているときに前記第１
および第２の出力段アンプのいずれかからスピーカに流
される電流を前記コイルに還流させるとともに、この電
流の一部で前記コンデンサに充電する還流回路と を備
え、 前記第１の制御回路は、前記第１の検出信号による電圧
値とある所定の電圧値との差に応じた電圧値を第１の制
御信号として発生する第１の制御電圧値発生回路と前記
第１の制御信号を受けて前記第１の三角波のレベルと比
較して前記第１のスイッチング回路をスイッチングする
ための信号を発生する第１のコンパレータとを有し、前
記第１の制御信号により前記第１および第２の差のいず
れかが一 定になるようにＰＷＭ制御し、 前記第２の制御回路は、前記第２の検出信号による電圧
値と前記ある所定の電圧値あるいは他の所定の電圧値と
の差に応じた電圧値を第２の制御信号として発生する第
２の制御電圧値発生回路と前記第２の制御信号を受けて
前記第２の三角波のレベルと比較して前記第２のスイッ
チング回路をスイッチングするための信号を発生する第
２のコンパレータとを有し、前記第２の制御信号により
前記第３および第４の差のいずれかが一定になるように
ＰＷＭ制御し、 前記 第１の出力段アンプの出力と前記第２の出力段アン
プの出力とによりスピーカを駆動するオーディオ信号電
力増幅回路。5. An audio signal is received, amplified and output.
Push-pull first output stage amplifier It receives the audio signal, inverts and amplifies it, and outputs it.
Push-pull second output stage amplifier, Frequencies above the audible frequency when receiving power from the power line
Switching operation by the first or second output stage
A first switching circuit for powering the amplifier,The output of the first switching circuit and the first and the first
The power feeding between the power receiving terminal of the second output stage amplifier and the power receiving terminal.
A first coil provided for smoothing electric power; From the first or second output stage amplifier to the ground side
The frequency exceeds the audible frequency due to the flowing ground current.
Switching operation is performed at the wave number to bring the current to ground.
A second switching circuit to flow,The input of the second switching circuit and the ground current
And a terminal of the first or second output stage amplifier
Second for smoothing the ground current between
Coil of The voltage of the audio signal and the audio signal
Amplification generated by amplification in the first output stage amplifier
The width of one of the audio signal voltages
The difference between the power of the audio signal and the voltage
Signal and the audio signal to the second output stage.
Amplified audio signal generated by amplifying with amplifier
Between the voltage of any of the
The difference is the second difference,Power supply with any of the above voltages
Receiving the voltage of electric powerThe first difference and the second difference
GapFirst detection circuit for generating a detection signal according to the difference
When , According to the detection signal of the first detection circuit, Raised
The comparison level is compared with the level of the predetermined first triangular wave.
As a result, the power to be supplied is the level of the audio signal.
The first switching to change corresponding to the bell
A first control circuit for controlling a switching period of the circuit; The audio signal and the audio signal
Amplification amplifier generated by amplifying with the output stage amplifier of 1
Any voltage of the Dio signal and the first output stage amplifier
The difference from the ground current voltage from the third difference,
The voltage of the audio signal and the audio signal
Amplification generated by amplification in the second output stage amplifier
The voltage of one of the voltages of the width audio signal and the second
The difference between the ground current voltage from the output stage amplifier and the
4 difference,Of any of the voltage and the ground current
Receiving voltage andAny of the third difference and the fourth differenceOr
A second detection circuit for generating a detection signal according to the difference between According to the detection signal of the second detection circuit, Raised
The comparison level is compared with the level of the predetermined second triangular wave.
To the ground siderefluxThe power to
The second signal is changed so as to change according to the level of the audio signal.
For controlling the switching period of the switching circuit of the second
Control circuit, the output of the first output stage amplifier, and the second
Capacitor provided between the output of the output stage amplifier and
When, Either of the first and second switching circuits is O
The speaker is discharged from the capacitor when
The first and second switches for draining an electric current.
When any one of the teaching circuits is OFF, the first
And from either the second output stage amplifier to the speaker.
Current is returned to the coil and
A return circuit that charges the capacitor with a portion of the flow Equipped
e, The first control circuit isVoltage according to the first detection signal
valueThe voltage value corresponding to the difference between the predetermined voltage value and the first
A first control voltage value generation circuit for generating a control signal, and
Upon receiving the first control signal, the level and the ratio of the first triangular wave are compared.
In comparison, the first switching circuit is switched.
A first comparator for generating a signal for
According to the first control signalAboveThe difference between the first and second
RekaIs one PWM control to be constant, The second control circuit isVoltage based on the second detection signal
valueAnd a certain predetermined voltage value or another predetermined voltage value
Generating a voltage value as a second control signal according to the difference between
Receiving the second control voltage value generating circuit and the second control signal
The second switch is compared with the level of the second triangular wave.
To generate a signal for switching the starting circuit
2 comparator, and by the second control signal
Any of the third and fourth differencesSo that
PWM control, The above The output of the first output stage amplifier and the second output stage amplifier
Audio signal power to drive the speaker by
Force amplifier circuit.
信号を負荷等へ出力するオーディオ装置において、 前記オーディオ信号を受けて増幅する前段増幅回路と、 この前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第１の出力段アンプと、 前記前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力するプッシ
ュプルの第２の出力段アンプと、 電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１および第２の出力段
アンプに給電するスイッチング回路と、このスイッチング回路の出力と前記第１および第２の出
力段アンプの電力を受ける端子との間に前記給電電力を
平滑化するために設けられたコイルと、 前記オーディオ信号の電圧および前記オーディオ信号を
前記第１の出力段アンプで増幅することで生成された増
幅オーディオ信号の電圧のいずれかの電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第１の差とし、前記オーディオ信
号の電圧および前記オーディオ信号を前記第２の出力段
アンプで増幅することで生成された増幅オーディオ信号
の電圧のいずれかの電圧と前記給電する電力の電圧との
差を第２の差とし、前記いずれかの電圧と前記給電する
電力の電圧とを受けて前記第１の差および第２の差のい
ずれかの差に応じた検出信号を発生する検出回路と、 この検出回路の前記検出信号に応じて 前記給電する電力
が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化するよう
に前記スイッチング回路のスイッチング期間を制御する
制御回路と、 前記第１の出力段アンプの出力と前記第２の出力段アン
プの出力との間に設けられたスピーカと、 前記第１の出力段アンプの出力と前記第２の出力段アン
プの出力との間に設けられたコンデンサと、 前記スイッチング回路がＯＮしているときに前記スピー
カに前記コンデンサから放電電流を流出させるために前
記スイッチング回路がＯＦＦしているときに前記第１お
よび第２の出力段アンプのいずれかから前記スピーカに
流される電流を前記コイルに還流させるとともに、この
電流の一部で前記コンデンサに充電する還流回路と を備
え、前記制御回路は、 前記第１の出力段アンプに給電すると
きには前記第１の出力段アンプの出力信号の電圧と前記
給電する電力の電圧との差が一定になるように前記スイ
ッチング期間をＰＷＭ制御し、前記第２の出力段アンプ
に給電するときには前記第２の出力段アンプの出力信号
の電圧と前記給電する電力の電圧との差が一定になるよ
うに前記スイッチング期間をＰＷＭ制御するオーディオ
装置。6. An audio device that amplifies an audio signal and outputs the amplified signal to a load or the like, and a pre-stage amplifier circuit that receives and amplifies the audio signal, and the audio signal amplified by the pre-stage amplifier circuit. And a push-pull first output stage amplifier that receives and amplifies the power of the audio signal and outputs the amplified audio signal to the load by receiving the audio signal amplified by the pre-stage amplifier circuit. A push-pull second output stage amplifier; a switching circuit which receives power from a power supply line and performs a switching operation at a frequency exceeding an audible frequency to supply power to the first and second output stage amplifiers; The output of this switching circuit and the first and second outputs
Connect the power supply to the terminal that receives the power of the power stage amplifier.
A coil provided for smoothing, and the voltage of the audio signal and the voltage of the amplified audio signal generated by amplifying the audio signal by the first output stage amplifier, and the power supply. One of the voltage of the audio signal and the voltage of the amplified audio signal generated by amplifying the audio signal by the second output stage amplifier, where the difference between the voltage and the power is the first difference. The difference between the above voltage and the voltage of the power to be fed is defined as a second difference, and the voltage is fed to any of the above voltages.
A detection circuit that receives a voltage of electric power to generate a detection signal according to the difference between the first difference and the second difference, and the power to be supplied according to the detection signal of the detection circuit. a control circuit for controlling the switching period of the switching circuit so as to change in response to the level of the audio signal, an output of the first output stage amplifier and an output of the second output stage en <br/> flop a capacitor provided between the speaker provided, the output of the first output stage amplifier and the second output-stage amplifier and the output of the during the speed when said switching circuit is oN
Before to discharge the discharge current from the capacitor to the
When the switching circuit is OFF, the first
From either the second output stage amplifier to the speaker
This current is caused to flow back to the coil and
The control circuit is configured to charge the capacitor with a part of the current, and the control circuit controls the voltage of the output signal of the first output stage amplifier and the power to be fed when feeding the first output stage amplifier. wherein as a difference between the voltage becomes constant Sui
The etching period PWM control, the switching period as the difference between the voltage of the power that the voltage and the power supply of the output signal of the second output stage amplifier is constant when the power supply to said second output-stage amplifier audio apparatus for PWM control.
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