JP3369438B2

JP3369438B2 - １ビットデジタル信号を介した信号伝送方法、デルタシグマ変調回路、および、復調回路

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Publication number: JP3369438B2
Application number: JP13014997A
Authority: JP
Inventors: 正浩岸田
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Priority date: 1997-05-20
Filing date: 1997-05-20
Publication date: 2003-01-20
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Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、オーディ
オ信号処理などに、特に好適に用いられるデルタシグマ
変調を用いた信号伝送方法、デルタシグマ変調回路、お
よび、デルタシグマ変調にて生成された１ビットデジタ
ル信号の復調回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】デジタル信号を伝送する方式として、従
来より、複数のビットからなる１語を区切りとして伝送
するマルチビット符号化方式と、デルタシグマ変調を用
いて、１ビットデジタル信号に符号化して伝送する方式
とが知られている。

【０００３】マルチビット符号化方式の場合、送信また
は記録側は、所定のフォーマットに応じて、データを１
語にエンコードする。一方、受信または再生側は、語同
期を取って、各語の区切りを判別すると共に、各語をデ
コードしてデータを識別する。したがって、双方の側
で、語のフォーマットに応じた信号処理を行う信号処理
回路が必要になる。この結果、語のフォーマットが決定
され、サンプリング周波数やダイナミックレンジなどが
一旦規格化されると、規格を変更することが困難であ
る。さらに、当該方式では、語同期を必要とするため、
伝送路などの影響を受けやすく、発生したエラーを訂正
するためのエラー訂正回路が不可欠である。

【０００４】これに対して、１ビットデジタル符号化方
式は、１ビットデジタル信号が語同期の不要な微細に細
分化されたデータの流れであるため、伝送路などの影響
を受けにくく、エラーに強いという利点を有している。
したがって、当該方式では、送信または記録装置と、受
信または再生装置との双方において、エラー訂正回路が
不要になる。さらに、１ビットデジタル信号が音声信号
である場合、受信または再生側は、簡単な低次のローパ
スフィルタによって、当該１ビットデジタル信号をアナ
ログ信号に復調できるので、復調に複雑な処理回路が不
要になる。したがって、近年では、マルチビット符号化
方式に比べて利点の多い１ビットデジタル符号化方式が
注目を集めている。

【０００５】図１２に示すように、従来の典型的なデル
タシグマ変調回路１００において、入力端子１０１から
入力されたアナログの音声信号は、縦続に接続された積
分器ｍ１０１〜ｍ１０７にて積分される。各段の積分器
出力は、加算器１０３にて加算された後、量子化器１０
４に入力される。量子化器１０４は、加算器１０３の出
力が０以上であるとき、出力端子１０６に「１」の出力
を導出し、加算器１０３の出力が０未満のとき「０」の
出力を導出する。また、量子化器１０４の出力は、デジ
タル／アナログ変換器１０５および帰還抵抗ｒ１００を
介して、初段の積分器ｍ１０１の入力側に負帰還され
る。

【０００６】一方、デルタシグマ変調回路１０１が出力
する１ビットデジタル信号のノイズフロアにディップを
形成して、当該ノイズフロア形状を所望の形状に調整す
るために、デルタシグマ変調回路１０１の積分回路１０
２には、３つの帰還回路ｍ１１１〜ｍ１１３が設けられ
ている。帰還回路ｍ１１１は、第３段目の積分器ｍ１０
３の出力を第２段目の積分器ｍ１０２の入力側に負帰還
し、帰還回路ｍ１１２およびｍ１１３は、第５および第
７段目の積分器ｍ１０５・ｍ１０７の出力を、第４およ
び第６段目の積分器ｍ１０４・ｍ１０６の入力側に負帰
還する。

【０００７】これらの帰還回路ｍ１１１〜ｍ１１３によ
って、３つの部分負帰還ループが形成され、１ビットデ
ジタル信号の量子化ノイズレベルは、各部分負帰還ルー
プのゲインに応じた周波数（零点周波数）を中心に急峻
に低下する。なお、以下では、量子化ノイズの周波数特
性のうち、レベルが低下している部分をディップと称す
る。これらのディップによって、高域の量子化ノイズが
抑制され、例えば、２０ｋＨｚなど、所望の利用周波数
帯域の上限まで、量子化ノイズのレベルを所定の値以下
に保つことができる。

【０００８】上記デルタシグマ変調回路１００におい
て、音声信号が１ビットデジタル信号へと変調された
後、当該１ビットデジタル信号は、図示しない受信ある
いは再生装置において、例えば、低次のローパスフィル
タなどにより、アナログの音声信号へと復調される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成のデルタシグマ変調回路１００を用いて変調した場
合、音声信号などの主信号と、例えば、チャネル情報を
示すフラグなどの副信号との双方を伝送することが困難
であるという問題を有している。

【００１０】ここで、主信号と副信号との双方を伝送す
る従来の方法として、マルチビット符号化方式における
信号伝送方法の場合を例にして説明する。なお、以下で
は、従来における典型的なマルチビット符号化方式の一
例として、例えば、コンパクトディスクなどのデジタル
オーディオを用い、主信号と副信号とを伝送または記録
再生する方法について説明する。

【００１１】コンパクトディスクの場合、サンプリング
周波数Ｆｓは、４４．１ｋＨｚに設定されており、図１
３に示すように、音声帯域の上限周波数Ｆａは、１／２
Ｆｓ、すなわち、２２．０５ｋＨｚとなる。ここで、Ｆ
ａからＦｓまでの周波数帯域では、音声帯域の信号がＦ
ａで鏡像反転して折り返されるので、この帯域（折り返
し領域）は、信号伝送に使用できない。したがって、主
信号である音声信号と共に、例えば、左右いずれのチャ
ネルであるかを識別するフラグなどのサブコードを副信
号として伝送する場合、当該サブコードは、音声信号を
示すメインデータと共に、それぞれ時間軸方向に分割さ
れて伝送される。

【００１２】この結果、送信または記録側では、規格化
されたデータフォーマットに合わせて、上記フラグや音
声信号をエンコードする回路が必要になると共に、受信
または再生側では、受信または再生されたデータをデコ
ードして、上記メインデータとサブコードとを分離する
回路が必要になる。

【００１３】なお、メインデータとサブコードとを時分
割して伝送する方法は、簡単な回路で復調できるという
１ビットデジタル符号化方式の利点を阻害するため、１
ビットデジタル符号化方式に適用することはできない。

【００１４】本発明は、上記の問題点を鑑みてなされた
ものであり、その目的は、簡単な回路で、主信号に副信
号を重畳して伝送可能な１ビットデジタル信号を介する
信号伝送方法、デルタシグマ変調回路、および、復調回
路を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る１
ビットデジタル信号を介した信号伝送方法は、上記課題
を解決するために、所定の有効周波数を有する主信号
を、零点制御を用い、上記有効周波数帯域内の予め定め
る特定周波数での量子化雑音が低下するようにデルタシ
グマ変調して１ビットデジタル信号に変調する工程と、
伝送路または記録媒体を介して１ビットデジタル信号を
伝送する伝送工程と、伝えられた上記１ビットデジタル
信号を復調する工程とを有する１ビットデジタル信号を
介した信号伝送方法において、さらに、以下の工程を備
えていることを特徴としている。

【００１６】すなわち、上記伝送工程の前に、上記特定
周波数にて、上記１ビットデジタル信号の主信号に副信
号を周波数分割多重で重畳する工程と、上記伝送工程の
後で、上記１ビットデジタル信号の上記特定周波数を弁
別して、上記副信号を抽出する工程とを備えている。

【００１７】上記構成において、変調側では、例えば、
アナログ信号やマルチビットデジタル信号などとして与
えられる主信号が１ビットデジタル信号にデルタシグマ
変調される。この際、１ビットデジタル信号の量子化雑
音レベルは、零点制御によって、主信号の有効周波数帯
域内の予め定められる特定周波数で低下している。

【００１８】さらに、変調側において、１ビットデジタ
ル信号には、特定周波数の搬送波を介して、副信号が周
波数分割多重で重畳される。当該特定周波数では、量子
化雑音レベルが低下しているので、当該量子化雑音レベ
ルと、主信号のレベルの下限値とのレベル差は、有効周
波数帯域内の近隣の周波数に比べて大きくなっており、
当該特定周波数では、主信号のダイナミックレンジと副
信号のダイナミックレンジとの双方を確保できる。

【００１９】一方、当該１ビットデジタル信号が伝送路
または記録媒体を介して伝送されると、復調側では、受
け取った１ビットデジタル信号から、主信号を復調す
る。例えば、主信号が音声信号の場合、１ビットデジタ
ル信号に含まれた主信号は、簡単な低次のローパスフィ
ルタを通過させるなどして復調される。

【００２０】さらに、復調側では、例えば、バンドパス
フィルタやフーリエ変換などを用いて、上記１ビットデ
ジタル信号の特定周波数成分を弁別し、副信号を抽出す
る。上述したように、主信号のダイナミックレンジと副
信号のダイナミックレンジとが十分確保されているの
で、復調側では、何ら支障無く副信号を抽出できる。

【００２１】上記１ビットデジタル信号を介した信号伝
送方法では、副信号が主信号に周波数分割多重によって
重畳されているので、時分割多重などにて伝送する場合
に必要となるような複雑な構成を必要とせず、信号処理
のための回路を簡略化できる。この結果、１ビットデジ
タル信号にて信号を伝送する場合の利点を阻害すること
なく、主信号と副信号とを重畳できる。

【００２２】また、上記特定周波数は、主信号の有効周
波数帯域内に設定されている。したがって、特定周波数
を知らない第三者は、主信号と副信号とを分離できな
い。例えば、第三者が、１ビットデジタル信号から主信
号の有効帯域成分のみを弁別しても、弁別された信号に
は、主信号と副信号との双方が含まれている。また、周
波数分割多重なので、時分割多重で付加した場合に比べ
ても、主信号と副信号とを分離しにくい。この結果、第
三者による副信号の改竄を防止できる。

【００２３】請求項２の発明に係るデルタシグマ変調回
路は、上記課題を解決するために、主信号となる入力信
号が初段に入力され、互いに縦続に接続された複数の積
分器と、上記各積分器の出力を加算する加算器と、上記
加算器の出力を量子化して、１ビットデジタル信号を出
力する量子化器と、上記積分器の出力を、当該積分器よ
り前段の積分器の入力側へ負帰還して、予め定める特定
周波数での上記１ビットデジタル信号の量子化雑音を低
下させる部分負帰還回路とを有するデルタシグマ変調回
路において、上記特定周波数にて、上記１ビットデジタ
ル信号の主信号に副信号を周波数分割多重で重畳する副
信号重畳手段を備えていることを特徴としている。

【００２４】上記構成では、積分器、加算器、量子化
器、および部分負帰還回路によって、入力信号は、１ビ
ットデジタル信号にデルタシグマ変調される。また、例
えば、副信号に基づいて生成した特定周波数の信号を上
記加算器に入力するなどして、副信号重畳手段は、当該
１ビットデジタル信号の主信号に副信号を周波数分割多
重にて重畳する。

【００２５】上記特定周波数は、積分器や部分負帰還回
路などによって形成される部分負帰還ループのゲインに
よって設定され、１ビットデジタル信号の量子化雑音の
レベルは、当該特定周波数で低下している。したがっ
て、当該特定周波数において、主信号のダイナミックレ
ンジと、副信号のダイナミックレンジとの双方を確実に
確保できる。

【００２６】それゆえ、請求項１と同様に、復調が容易
であるというデルタシグマ変調の特徴を阻害することな
く、主信号と副信号とを１ビットデジタル信号に変調可
能なデルタシグマ変調回路を提供できる。また、当該デ
ルタシグマ変調回路は、主信号の有効周波数帯域内で副
信号を重畳しているので、第三者による副信号の除去あ
るいは改竄を困難にすることができる。

【００２７】また、請求項３の発明に係るデルタシグマ
変調回路は、請求項２記載の発明の構成において、上記
副信号重畳手段は、上記加算器の入力の１つに、上記副
信号を上記特定周波数の搬送波を介して入力することを
特徴としている。

【００２８】上記構成では、副信号重畳手段は、デルタ
シグマ変調に使用される加算器を副信号の重畳にも使用
している。したがって、重畳のために設ける回路を簡略
化できる。

【００２９】さらに、請求項４の発明に係るデルタシグ
マ変調回路は、請求項２または３記載の発明の構成にお
いて、上記主信号は、音声信号であり、上記副信号は、
チャネル情報、プリエンファシスの有無、著作権擁護の
ためのフラグ、ＩＤコード、マスタリングコード、また
は、時間情報のうちの少なくとも１つを示す信号である
ことを特徴としている。

【００３０】上記構成では、上記の各副信号となる情報
は、主信号となる音声信号に密接に関連し、かつ、情報
量が少ない情報である。したがって、特定周波数におけ
る量子化レベルと、主信号レベルの下限値とのレベル差
が少ない場合、すなわち、副信号のダイナミックレンジ
が余り広くとれない場合であっても、十分なＳ／Ｎで副
信号を重畳して伝送あるいは記録できる。この結果、復
調側において、上記副信号に基づいて、チャネル分離や
プリエンファシスの制御など、主信号に関連した処理を
行うことができる。

【００３１】請求項５の発明に係る復調回路は、上記課
題を解決するために、所定の有効周波数帯域を有する主
信号を、零点制御を用い、上記有効周波数帯域内の予め
定める特定周波数での量子化雑音が低下するようにデル
タシグマ変調して生成された１ビットデジタル信号を復
調する復調回路において、上記１ビットデジタル信号の
主信号には、副信号が、上記特定周波数の搬送波を介し
て周波数分割多重で重畳されており、上記１ビットデジ
タル信号から上記特定周波数成分を弁別して上記副信号
を抽出すると共に、当該副信号に応じて所定の処理を行
う制御手段を備えていることを特徴としている。

【００３２】上記構成では、１ビットデジタル信号の量
子化雑音のレベルは、特定周波数において低下している
ため、当該特定周波数において確保可能なダイナミック
レンジは、有効周波数帯域内の近隣の周波数に比べて大
きくなっており、副信号のＳ／Ｎを十分に確保できる。
したがって、上記制御手段は、当該特定周波数成分を弁
別することによって、１ビットデジタル信号に重畳され
ていた副信号を抽出し、例えば、チャネルの分離など、
所定の処理を行うことができる。さらに、上記副信号
は、周波数分割多重で重畳されているので、復調回路
は、時分割多重で重畳する場合に比べて、主信号を容易
に復調できる。

【００３３】なお、請求項５記載の発明の構成におい
て、制御手段が主信号のレベルを監視し、当該レベルが
所定の値以下の場合に副信号を抽出することによって、
ディップを余り深く形成できない場合、すなわち、特定
周波数における量子化ノイズレベルが余り低下しない場
合であっても、確実に副信号を抽出できる。

【００３４】また、請求項６の発明に係る復調回路は、
請求項５記載の発明の構成において、上記主信号は、音
声信号であり、上記副信号は、当該音声信号のチャネル
を示すチャネル情報であると共に、上記制御手段は、当
該チャネル情報に基づいて、左右またはマルチチャネル
の分離を行うことを特徴としている。

【００３５】それゆえ、復調回路は、音声信号のチャネ
ルを正しく判定できる。したがって、例えば、各チャネ
ルの１ビットデジタル信号を伝送する伝送路が入れ換わ
っていた場合など、復調回路が、通常とは異なるチャネ
ルの１ビットデジタル信号を受け取った場合であって
も、当該復調回路は、何ら支障なく、左右またはマルチ
チャネルの分離が可能となる。この結果、復調回路が、
例えば、音声信号を音響化したり、あるいは、さらに、
記録や伝送を行ったりする場合、当該復調回路は、音声
信号の出力などを正しいチャネルで行うことができる。

【００３６】一方、請求項７の発明に係る復調回路は、
請求項５記載の発明の構成において、上記主信号は、音
声信号であり、上記副信号は、当該音声信号のプリエン
ファシスの有無を示すフラグであると共に、上記制御手
段は、当該フラグに基づいて、ディエンファシスのオン
／オフを制御することを特徴としている。

【００３７】それゆえ、復調回路は、受け取った１ビッ
トデジタル信号の音声信号がプリエンファシス処理され
た信号であるか否かを確実に判別して、音声信号にディ
エンファシスをかけることができる。

【００３８】さらに、請求項８の発明に係る復調回路
は、請求項５記載の発明の構成において、上記主信号
は、音声信号であり、上記副信号は、当該音声信号の著
作権擁護のためのフラグ、ＩＤコード、またはマスタリ
ングコードのうちの少なくとも１つであると共に、上記
制御手段は、当該副信号に基づいて、上記音声信号の複
写または復調出力を制限することを特徴としている。

【００３９】上記構成において、上記制御手段は、１ビ
ットデジタル信号から副信号を抽出し、副信号が複写ま
たは復調出力を許可していない場合、音声信号の複写ま
たは復調出力を制限する。例えば、音声信号の著作権を
擁護するなどの目的で、変調側が副信号として著作権擁
護のためのフラグを重畳した場合、変調側、すなわち、
音声信号の作成者の意図に応じて、復調側における音声
信号の複写または復調は制限される。また、音声信号を
区別するためのＩＤコードや、音声信号の種別を識別す
るためのマスタリングコードなどを副信号として重畳し
た場合、これらの副信号に基づいて、復調側は、自らが
当該音声信号の複写または復調出力を許可されているか
否かを判別して、許可されていない場合、複写または復
調を制限する。いずれの場合であっても、制御手段が副
信号に基づいて音声信号の複写または復調出力を制限す
るので、変調側において、復調側における複写または復
調出力の許可／不許可を指定できる。

【００４０】ところで、１ビットデジタル信号を受け取
るまでの間に、上記副信号が改竄されると、復調回路
は、音声信号の複写または復調出力を制限できない。し
たがって、従来は、副信号の改竄を防止するために、例
えば、副信号を暗号化するなどして、副信号の改竄を防
止している。しかしながら、この方法では、暗号化およ
び復号化するために、例えば、順序回路など、複雑な回
路を必要とする。

【００４１】これに対して、請求項８記載の発明の構成
では、副信号は、音声信号の有効周波数帯域内の特定周
波数にて周波数分割多重される。したがって、上記特定
周波数を知らない第三者は、副信号と主信号とを分離す
ることさえできず、容易に改竄できない。この結果、従
来のように、時分割多重で伝送される副信号に比べて、
改竄が困難である。さらに、上記特定周波数は、有効周
波数帯域内に設けられているので、ある周波数成分を不
用意に除去すると、音声信号が変化する。したがって、
副信号の改竄をさらに確実に防止できる。この結果、復
調回路は、変調側において指示された複写または復調出
力の許可／不許可に基づいて、音声信号の複写または復
調出力を確実に制限できる。

【００４２】なお、請求項６から８記載の発明の構成に
おいて、採用される副信号、すなわち、チャネル情報、
プリエンファシスの有無、著作権擁護のためのフラグ、
ＩＤコード、および、マスタリングコードは、いずれも
情報量が少なく、小ビットのフラグで示すことができ
る。したがって、請求項６から８記載に係る復調回路
は、副信号に確保可能なダイナミックレンジが比較的狭
くても、確実に副信号を判別できる。

【００４３】

【発明の実施の形態】

〔第１の実施形態〕本発明の一実施形態について図１か
ら図４に基づいて説明すると以下の通りである。すなわ
ち、本実施形態に係る音声信号伝送装置は、音声信号を
主信号として伝送する装置であり、当該主信号に周波数
分割で多重する副信号として、当該音声信号が左右いず
れのチャネルであるかを示すチャネル情報を使用してい
る。

【００４４】図２に示すように、上記音声信号伝送装置
１は、左右チャネルの音声信号源２Ｌ・２Ｒが出力した
アナログまたはマルチビットの音声信号を、送信回路３
で１ビットデジタル信号にデルタシグマ変調した後、例
えば、光ファイバなどの伝送路４Ｌ・４Ｒを介して、受
信回路（復調回路）５へ伝送すると共に、受信回路５に
て、これら１ビットデジタル信号を復調し、アンプ６Ｌ
・６Ｒを介して、左右チャネルのスピーカ７Ｌ・７Ｒか
ら音響化するものである。ここで、上記伝送路４Ｌ・４
Ｒの入れ換わりなどに対して、左右各チャネルの音声信
号を正確に判別して復調出力するために、送信回路３に
おいて、いずれか一方（ここでは、左チャネル）で、副
信号となるチャネル情報が、主信号となる音声信号に周
波数分割多重化される。なお、以下では、各部材を参照
する際、左右を特に区別しない場合、あるいは、両者を
総称する場合は、参照符号の最後に付された英字（Ｒあ
るいはＬ）を省き、例えば、音声信号源２のように参照
する。

【００４５】図１に示すように、上記デルタシグマ変調
回路３１は、上記音声信号源２から入力端子１１に入力
されるアナログの音声信号を高次積分する積分回路１２
と、各次の積分出力を加算する加算器１３と、加算器１
３の出力を量子化して、１ビットデジタル信号を出力す
る量子化器１４と、当該量子化器１４の出力をアナログ
値に変換して、上記積分回路１２に帰還させるデジタル
／アナログ変換器１５とを備えている。

【００４６】上記量子化器１４は、加算器１３の出力を
所定のサンプリング周波数ＦＳでサンプリングし、当該
出力が０以上のとき、「１」の出力を導出し、０未満の
とき「０」の出力を導出する。これにより、サンプリン
グ周波数ＦＳの１ビットデジタル信号が出力端子１６か
ら出力される。

【００４７】マルチビットデジタル信号を高速サンプリ
ングする１ビットデジタル符号化方式では、量子化器１
４のサンプリング周波数ＦＳは、通常、マルチビットデ
ジタル信号のサンプリング周波数をｆｓとすると、例え
ば、３２ｆｓや６４ｆｓなど、ｆｓの所定数倍に設定さ
れる。ここで、コンパクトディスクの場合のように、ｆ
ｓ＝４４．１ｋＨｚとすると、ＦＳは、３２ｆｓの場合
で、１．４１ＭＨｚ、６４ｆｓの場合で、２．８２ＭＨ
ｚとなる。

【００４８】一方、上記積分回路１２は、縦続接続され
た７次の積分器ｍ１〜ｍ７と、部分負帰還ループを構成
するための帰還回路（部分負帰還回路）ｍ１１〜ｍ１３
と、初段の積分器ｍ１の入力側と上記デジタル／アナロ
グ変換器１５との間に設けられた帰還抵抗ｒ０とを具備
して構成されている。なお、当該帰還抵抗ｒ０は、後述
する差動増幅器ａ１の反転入力端子に接続されている。

【００４９】第１次の積分器ｍ１は、差動増幅器ａ１
と、当該差動増幅器ａ１の入出力間に設けられた、時定
数素子であるコンデンサｃ１と、積分器ｍ１の入力と差
動増幅器ａ１の反転入力端子との間に設けられた入力抵
抗ｒ１とを備えている。なお、差動増幅器ａ１の非反転
入力端子は、接地されている。この差動増幅器ａ１から
の出力は、積分器ｍ１の出力として、次段の積分器ｍ２
と上記加算器１３とに入力される。

【００５０】次段以降の積分器ｍ２〜ｍ７も、同様に構
成されており、対応する部分の参照符号は、同一英字
に、各積分器ｍ２〜ｍ７の次数に対応した添数字を付し
て示している。例えば、第３次の積分器ｍ３では、積分
器ｍ２の出力が入力抵抗ｒ３を介して入力され、差動増
幅器ａ３の出力は、次段の積分器ｍ４と加算器１３とに
入力される。

【００５１】また、上記帰還回路ｍ１１は、第２次の積
分器ｍ２、および、第３次の積分器ｍ３に関連して設け
られており、積分器ｍ３の出力を積分器ｍ２の入力側に
負帰還させることができる。具体的には、当該帰還回路
ｍ１１は、差動増幅器ａ１１と、当該差動増幅器ａ１１
の反転入力端子に一端が接続された入力抵抗ｒｉ１１
と、差動増幅器ａ１１の入出力間に設けられた帰還抵抗
ｒｆ１１と、差動増幅器ａ１１の出力に一端が接続され
た出力抵抗ｒｏ１１とを備えている。上記入力抵抗ｒｉ
１１の他端は、帰還回路ｍ１１の入力、すなわち、積分
器ｍ３の出力に接続されており、上記出力抵抗ｒｏ１１
の他端は、帰還回路ｍ１１の出力、すなわち、積分器ｍ
２に設けられた差動増幅器ａ２の反転入力端子に接続さ
れている。なお、差動増幅器ａ１１の非反転入力端子は
接地されている。同様に、第４次の積分器ｍ４と第５次
の積分器ｍ５とに関連して、帰還回路ｍ１２が設けられ
ており、第６次の積分器ｍ６と第７次の積分器ｍ７とに
関連して、帰還回路ｍ１３が設けられている。両帰還回
路ｍ１２・ｍ１３の構成は、帰還回路ｍ１１の構成と同
様であるため、対応する部分の参照符号は、同一英字
に、帰還回路ｍ１２・ｍ１３の添数字と同じ添数字を付
して示している。

【００５２】上記帰還回路ｍ１１〜ｍ１３によって、積
分回路１２内には、３つの部分負帰還ループが形成され
る。例えば、帰還回路ｍ１１により形成される部分負帰
還ループでは、積分器ｍ２の出力は、積分器ｍ３で積分
および反転され、さらに、帰還回路ｍ１１において正転
された後、積分器ｍ２に設けられた差動増幅器ａ２の非
反転入力端子に負帰還される。

【００５３】これら３つの部分負帰還ループによって、
１ビットデジタル信号の量子化ノイズレベルの周波数特
性には、図３に示すように、３つのディップが形成され
る。ディップの中心周波数（零点周波数）ｆは、それぞ
れの部分負帰還ループのループゲインＧｐによって決ま
り、以下の式（１）に示すように、ｆ ≒ ＦＳ×（Ｇｐ）^1/2／２π …（１）となる。なお、上式（１）において、ＦＳは、デルタシ
グマ変調回路３１のサンプリング周波数である。このよ
うに、１ビットデジタル信号の量子化ノイズレベルを、
各零点周波数で低下させることによって、所望の周波数
帯域における量子化ノイズレベルを一定の値以下に抑え
ることができる。

【００５４】部分負帰還ループのゲインＧｐは、部分負
帰還ループを構成する差動増幅器の乗算器係数によって
決定される。例えば、帰還回路ｍ１１により形成される
部分負帰還ループのゲインＧｐは、差動増幅器ａ２・ａ
３・ａ１１の乗算器係数の積で決定される。したがっ
て、これらの乗算器係数は、所定の周波数帯域におい
て、所定のダイナミックレンジが保たれ、かつ、零点周
波数が所望の周波数となるように設定される。

【００５５】ここで、上記周波数帯域とダイナミックレ
ンジとの一例として、現行の民生用デジタルオーディオ
機器で要求される条件を挙げると、１０ｋＨｚ〜２０ｋ
Ｈｚの周波数帯域において、９０〜１００ｄＢ程度のＳ
／Ｎを保つことが要求される。したがって、上記各部分
負帰還ループのゲインＧｐは、図３に示すように、例え
ば、２０ｋＨｚ以下の領域において、所望のダイナミッ
クレンジ（例えば、９０ｄＢ程度）を確保できるような
大きさに設定される。

【００５６】このように、上記所定の周波数帯域が音声
帯域（通常可聴帯域）の場合を例にして説明すると、音
声帯域の上限（２０ｋＨｚ付近）を中心にディップを形
成することによって、当該音声帯域の量子化ノイズフロ
アの深さを効果的に低下させることができる。この場
合、ディップが存在する帯域は、１ｋＨｚ〜４０ｋＨｚ
程度となる。また、上記３つのディップの周波数（零点
周波数）α１、α２、α３は、例えば、以下の式
（２）、（３）に示すように、 α１＝α３／（２・√２） …（２） α２＝α３／√２ …（３）などに設定される。

【００５７】さらに、本実施形態に係るデルタシグマ変
調回路３１には、副信号を上記零点周波数の搬送波で振
幅変調して、付加情報信号を発生する付加情報信号発生
回路（副信号重畳手段）２１が設けられている。当該付
加情報信号発生回路２１の出力は、加算器１３に印加さ
れ、各積分器ｍ１〜ｍ７の出力および付加情報信号の合
計が量子化器１４に出力される。

【００５８】本実施形態では、上記付加情報信号の主信
号への重畳は、デルタシグマ変調回路３１内の加算器１
３を用いて行われている。当該加算器１３は、デルタシ
グマ変調する際、量子化出力を遅延して入力側に負帰還
するために必要不可欠の構成であり、当該加算器１３を
付加情報信号の重畳に兼用することによって、特別な構
成を付加することなく、主信号と副信号とを多重化して
伝送できる。

【００５９】なお、図１では、説明の便宜上、デルタシ
グマ変調回路３１において、積分次数が７次で、部分負
帰還ループの数が３つの場合を例にして説明したが、こ
れに限るものではない。零点制御が可能なデルタシグマ
変調回路であれば、本実施形態と同様の効果が得られ
る。

【００６０】ここで、副信号と付加情報信号との対応、
具体的には、副信号をどのように符号化するか、あるい
は、どの零点周波数に何ビットの情報量を持つフラグを
割り当てるかは、様々に設定できるが、以下では、図２
を参照して、左チャネルの１ビットデジタル信号にのみ
チャネル情報を付加し、かつ、上記３つの零点周波数を
低い方からα１・α２・α３としたとき、音声信号が左
チャネルの場合、零点周波数α２のみにフラグを立てる
場合を例にして説明する。

【００６１】この場合、各チャネルに対応する零点周波
数は、１つであり、当該零点周波数にて付加する情報量
は１ビットである。したがって、付加情報信号発生回路
２１は、当該零点周波数にて所定のレベルで発振する発
振器２２と、当該発振器２２の出力を付加情報信号とし
て出力するか否かを選択するスイッチ２３とによって実
現できる。

【００６２】本実施形態では、左チャネル側のデルタシ
グマ変調回路３１Ｌにおいて、上記発振器２２は、発振
周波数が２番目の零点周波数α２に設定され、出力レベ
ルは、零点周波数α２における量子化ノイズレベルか
ら、音声信号レベルの下限値までの大きさよりも、小さ
く設定されている。また、上記スイッチ２３は、当該デ
ルタシグマ変調回路３１Ｌに印加される音声信号がステ
レオ信号のとき導通する。なお、例えば、モノラル信号
のときなど、当該音声信号が左チャネルではないとき、
スイッチ２３は遮断される。

【００６３】本実施形態に係る音声信号伝送装置１は、
チャネル情報を付加する構成を簡略化するため、左チャ
ネルの１ビットデジタル信号にのみチャネル情報を付加
し、右チャネルの１ビットデジタル信号には付加してい
ない。すなわち、右チャネルのデルタシグマ変調回路３
２Ｒは、音声信号源２Ｒからのアナログ音声信号を、そ
のままデルタシグマ変調している。具体的には、図４に
示すように、当該デルタシグマ変調回路３２は、図１に
示すデルタシグマ変調回路３１から付加情報信号発生回
路２１を省いた構成となっている。また、これに伴っ
て、図１に示す加算器１３に代えて、入力の数が１つ少
ない加算器１３ａが用いられている。なお、残余の構成
は、デルタシグマ変調回路３１と同様であるため、同一
の機能を有する部材には、同一の符号を付して説明を省
略する。

【００６４】これにより、図２に示す送信回路３におい
て、デルタシグマ変調回路３１Ｌは、音声信号源２Ｌが
出力したアナログの音声信号をデルタシグマ変調し、か
つ、左チャネルであることを示すチャネル情報を重畳す
る。この結果、チャネル情報が重畳された１ビットデジ
タル信号は、出力端子４１Ｌから出力される。これら左
右チャネルの１ビットデジタル信号は、伝送路４Ｌ・４
Ｒを介して、受信回路５に伝送される。なお、本実施形
態では、右チャネル側の出力端子４１Ｒから出力される
１ビットデジタル信号には、チャネル情報が重畳されて
いない。

【００６５】一方、送信回路５では、伝送路４Ｌを介
し、入力端子４２Ｌから入力された１ビットデジタル信
号は、復調回路５１Ｌおよびローパスフィルタ５２Ｌを
介して、チャネル切り換え回路５３に伝えられる。同様
に、伝送路４Ｒを介し、入力端子４２Ｒから入力された
１ビットデジタル信号は、復調回路５１Ｒおよびローパ
スフィルタ５２Ｒを介して、上記チャネル切り換え回路
５３に印加される。なお、当該チャネル切り換え回路５
３、および、後述するチャネル判別回路６３が、特許請
求の範囲に記載の制御手段に対応している。

【００６６】上記各復調回路５１は、例えば、ローパス
フィルタなどで実現されている。この場合、ローパスフ
ィルタの遮断周波数は、１ビットデジタル信号で伝送可
能な伝送帯域の上限周波数Ｆｔに設定されている。これ
により、１ビットデジタル信号は、アナログ信号に変調
される。なお、上記ローパスフィルタ５２は、音声信号
の有効周波数帯域より高域のノイズ成分を除去できれば
よい。したがって、特に、高次のフィルタではなく、１
次のフィルタで十分である。この場合は、例えば、１個
の抵抗と１個のコンデンサとで実現できる。

【００６７】また、各復調回路５１の後段に配された各
ローパスフィルタ５２の遮断周波数は、上記伝送帯域の
うち、音声信号を伝送する帯域（音声帯域）の上限周波
数Ｆａに設定されている。これにより、各ローパスフィ
ルタ５２において、上記アナログ信号から主信号となる
音声信号が抽出され、チャネル切り換え回路５３へ入力
される。

【００６８】ここで、高速サンプリング１ビット符号化
方式では、サンプリング周波数をＦＳとすると、ＦＳ／
２が伝送帯域の上限周波数Ｆｔとなり、ＦＳ／６が音声
帯域として使用可能な周波数帯域の上限周波数Ｆａとな
ることが知られている。

【００６９】例えば、ＦＳ＝３２ｆｓ、ｆｓをコンパク
トディスクの場合のように、４４．１ｋＨｚとすると、Ｆｔ＝３２×４４．１／２＝７０５．６〔ｋＨｚ〕 …（４）Ｆａ＝３２×４４．１／６＝２３５．２〔ｋＨｚ〕 …（５）となる。

【００７０】しかしながら、実際に回路をハードウェア
化した場合、上記上限周波数Ｆｔ、Ｆａまでの周波数帯
域において、量子化ノイズを十分に低減することは困難
である。したがって、現行の民生用デジタルオーディオ
機器で要求されるＳ／Ｎの条件、すなわち、１０〜２０
ｋＨｚでのＳ／Ｎを９０〜１００ｄＢ程度とすることが
比較的容易に実現できるように、上記上限周波数Ｆｔ、
Ｆａの現実的な値は、それらの１／２〜１／４程度とな
っている。具体的には、例えば、Ｆａは、５０ｋＨｚ程
度、Ｆｔは１２０ｋＨｚ程度に設定される。なお、上記
サンプリング周波数ＦＳを６４ｆｓまで上げた場合に
は、各上限周波数Ｆａ・Ｆｔは、それぞれ１００ｋＨ
ｚ、２４０ｋＨｚ程度となる。

【００７１】また、上記チャネル切り換え回路５３は、
具体的には、リレーやアナログスイッチなどで実現さ
れ、１つの入力を、２つの出力のうちの何れか一方を選
択して出力するスイッチｓ１・ｓ２を備えている。スイ
ッチｓ１の共通接点ｓ１Ｃは、ローパスフィルタ５２Ｌ
に接続されており、スイッチｓ２の共通接点ｓ２Ｃは、
ローパスフィルタ５２Ｒに接続されている。また、スイ
ッチｓ１の一方の個別接点ｓ１Ｌと、スイッチｓ２の一
方の個別接点ｓ２Ｌとは共通に左チャネルのアンプ６Ｌ
を介してスピーカ７Ｌに接続されている。同様に、両ス
イッチｓ１・ｓ２の残余の個別接点ｓ１Ｒ・ｓ２Ｒは共
通に右チャネルのアンプ６Ｒを介してスピーカ７Ｒに接
続されている。各スイッチｓ１・ｓ２は、後述するチャ
ネル判別回路６３の指示に応じ、連動して切り換えられ
る。これにより、受信回路５が両チャネルのスピーカ７
Ｌ・７Ｒへアナログの音声信号を出力する際、左右チャ
ネルを入れ換えるか否かを選択できる。

【００７２】さらに、１ビットデジタル信号に重畳され
た副信号、すなわち、チャネル情報を抽出するために、
受信回路５には、上記各復調回路５１Ｌ・５１Ｒの出力
に接続され、中心周波数が上記零点周波数α２に設定さ
れたバンドパスフィルタ６２Ｌ・６２Ｒと、各バンドパ
スフィルタ６２Ｌ・６２Ｒの出力に基づいて、上記チャ
ネル切り換え回路５３を制御するチャネル判別回路６３
Ｌ・６３Ｒが設けられている。

【００７３】上記各バンドパスフィルタ６２は、上記零
点周波数α２以外の帯域におけるノイズを除去できれば
よく、チャネル情報の抽出は、チャネル判別回路６３で
行われる。したがって、特に高次のフィルタを用いるこ
となく、１次のフィルタで実現できる。

【００７４】また、左チャネルのチャネル判別回路６３
Ｌは、バンドパスフィルタ６２Ｌの出力信号をフーリエ
変換し、上記周波数α２成分が所定の値を越えていた場
合、左チャネルを示すフラグが立っていると判定する。
さらに、当該チャネル判別回路６３Ｌは、左チャネルを
示すフラグが立っていると判定したとき、上記チャネル
切り換え回路５３内のスイッチｓ１において、個別接点
ｓ１Ｌ側を導通させ、スイッチｓ２の個別接点ｓ２Ｒ側
を導通させる。一方、右チャネルのチャネル判別回路６
３Ｒは、チャネル判別回路６３Ｌと同様に、バンドパス
フィルタ６２Ｒの出力信号の周波数α２成分が所定の値
を越えていた場合に、左チャネルを示すフラグが立って
いると判定して、チャネル判別回路６３Ｌの場合とは逆
に、上記チャネル切り換え回路５３内のスイッチｓ１に
個別接点ｓ１Ｒ側を選択させ、スイッチｓ２に個別接点
ｓ２Ｌ側を選択させる。

【００７５】ここで、例えば、副信号としてチャネル情
報を重畳する場合のように、重畳した副信号を常時抽出
する必要がない場合、各チャネル判別回路６３は、特定
の時点で副信号を抽出することによって、主信号と副信
号とを分離する際の精度をさらに向上できる。

【００７６】具体的には、各チャネル判別回路６３は、
副信号が存在する周波数に隣接した狭帯域において、バ
ンドパスフィルタ６２の出力信号レベルを監視して、１
ビットデジタル信号における主信号のレベルを監視す
る。例えば、無入力信号時や微小入力信号など、当該狭
帯域における出力信号レベルが所定のレベルに到達しな
い期間に、チャネル判別回路６３は、副信号を抽出す
る。

【００７７】副信号の周波数は、零点制御で決定される
零点周波数で固定されており、そのスペクトルは、隣接
した帯域まで拡散していない。一方、音声信号などの主
信号のスペクトルは、副信号に比べて拡散している。こ
の結果、当該零点周波数に隣接した狭帯域における入力
信号レベルを判別することにより、零点周波数近傍にお
いて、主信号のレベルが低下している期間を正確に判別
できる。したがって、この期間中に、チャネル判別回路
６３が副信号を抽出することによって、主信号と副信号
とをさらに精度よく分離できる。

【００７８】例えば、マルチビット符号化方式のコンパ
クトディスクでは、記録可能なダイナミックレンジが１
００ｄＢである。一方、量子化ノイズフロアの形状は、
図１に示すデルタシグマ変調回路３１内の積分回路１２
を構成する素子の定数などによって大きく変化するが、
例えば、デルタシグマ変調回路３１のサンプリング周波
数ＦＳが６４ｆｓの場合、Ｓ／Ｎを約−１２０ｄＢ以下
まで低下させることができる。したがって、上記入力信
号レベルのしきい値を約−１２０ｄＢ程度に設定でき
る。

【００７９】なお、チャネル判別回路６３が監視する信
号は、バンドパスフィルタ６２の出力信号に限らず、例
えば、復調回路５１の出力信号レベルなどでもよい。上
記狭帯域での主信号レベルを識別可能であれば、本実施
形態と同様の効果が得られる。

【００８０】上記構成における音声信号伝送装置１各部
の動作を、図２に基づいて説明すると以下の通りであ
る。すなわち、音声信号源２Ｌで生成された左チャネル
のアナログ音声信号は、送信回路３へ入力される。送信
回路３において、当該音声信号には、左チャネルを示す
チャネル情報として、付加情報信号発生回路２１内の発
振器２１ａで生成させた搬送周波数α２の正弦波信号
が、デルタシグマ変調回路３１Ｌ内の加算器１３（図１
参照）にて加算される。さらに、加算された信号は、デ
ルタシグマ変調されて、伝送路４Ｌに出力される。一
方、右チャネルの音声信号は、音声信号源２Ｒで生成さ
れ、送信回路３内のデルタシグマ変調回路３２Ｒで、そ
のまま１ビットデジタル信号にデルタシグマ変調された
後、伝送路４Ｒに出力される。

【００８１】ここで、上記両伝送路４Ｌ・４Ｒが正しく
接続されていた場合、左チャネルの１ビットデジタル信
号は、受信回路５において、左チャネル用の入力端子４
２Ｌに入力され、右チャネルの１ビットデジタル信号
は、入力端子４２Ｒに入力される。左チャネル用の入力
端子４２Ｌから入力された１ビットデジタル信号は、復
調回路５１Ｌおよびローパスフィルタ５２Ｌにて、復調
された後、音声信号成分が抽出される。また、復調回路
５１Ｌの出力信号は、バンドパスフィルタ６２Ｌおよび
チャネル判別回路６３Ｌに印加され、予め設定された周
波数α２成分が所定のレベルを越えているか否かが判定
される。同様に、入力端子４２Ｒから入力された１ビッ
トデジタル信号に対して、復調回路５１Ｒおよびローパ
スフィルタ５２Ｒにて、復調と音声信号成分の抽出とが
行われる。

【００８２】ここで、上記入力端子４２Ｌには、左チャ
ネルの１ビットデジタル信号、すなわち、チャネル情報
が上記周波数α２にて周波数分割多重で重畳された信号
が、正しく入力されている。したがって、チャネル判別
回路６３Ｌは、当該１ビットデジタル信号に、左チャネ
ルを示すチャネル情報が重畳されていると判定して、チ
ャネル切り換え回路５３内のスイッチｓ１・ｓ２を制御
する。なお、右チャネルの１ビットデジタル信号には、
チャネル情報が重畳されていないので、上記周波数成分
α２は、所定のレベルに到達しない。したがって、チャ
ネル判別回路６３Ｒは、チャネル切り換え回路５３を制
御していない。

【００８３】これにより、スイッチｓ１は、個別接点ｓ
１Ｌに導通し、ローパスフィルタ５２Ｌの出力信号を左
チャネルの出力端子７１Ｌから出力する。この結果、左
チャネルの音声信号は、アンプ６Ｌおよびスピーカ７Ｌ
によって音響化される。また、スイッチｓ２は、個別接
点ｓ２Ｒに導通し、ローパスフィルタ５２Ｒの出力信号
を右チャネルの出力端子７１Ｒから出力する。この結
果、右チャネルの音声信号は、アンプ６Ｒおよびスピー
カ７Ｒによって音響化される。

【００８４】これに対して、伝送路４Ｌ・４Ｒが入れ換
わっていた場合には、左チャネルの１ビットデジタル信
号は、受信回路５において、右チャネル用の入力端子４
２Ｒに入力される。この結果、当該１ビットデジタル信
号の周波数α２成分は、所定のレベルを越える。したが
って、右チャネルのチャネル判別回路６３Ｒは、左チャ
ネルを示すチャネル情報が重畳されていると判定し、伝
送路４Ｌ・４Ｒが正しく接続されている場合とは逆に、
スイッチｓ１に個別接点ｓ１Ｒ側を選択させ、スイッチ
ｓ２に個別接点ｓ２Ｌ側を選択させる。この結果、左チ
ャネルの１ビットデジタル信号が右チャネル用の入力端
子４２Ｒに誤って入力された場合であっても、受信回路
５は、当該１ビットデジタル信号を復調した音声信号
を、左チャネルの出力端子７１Ｌから正しく出力する。

【００８５】このように、受信回路５は、受け取った１
ビットデジタル信号のチャネルが入れ換わっていた場
合、当該１ビットデジタル信号に重畳されたチャネル情
報に基づいて、左右チャネルを入れ換えて出力できる。
この結果、伝送路４Ｒ・４Ｌの入れ換わりなどによっ
て、通常とは異なるチャネルの１ビットデジタル信号が
受信回路５に伝えられた場合であっても、音声信号伝送
装置１は、各チャネルの音声信号を正しいチャネルで音
響化できる。

【００８６】上記構成では、主信号に対して、副信号を
周波数分割多重で重畳しているため、主信号と副信号と
を時分割多重で伝送する従来の方式のように、特別なフ
ォーマットやエラー防止回路を必要としない。また、周
波数分割多重で重畳しているため、副信号を重畳するに
あたって、デルタシグマ変調回路３１内の加算器１３
（図１参照）を利用できる。これらの結果、副信号を伝
送するための構成を飛躍的に簡略化でき、１ビットデジ
タル符号化方式の利点を損なうことなく、主信号と副信
号と伝送できる。

【００８７】なお、以上の説明では、左チャネルの１ビ
ットデジタル信号のみに、チャネル情報が重畳される場
合について説明したが、これに限らず、例えば、右チャ
ネルのみに重畳してもよい。さらに、例えば、右チャネ
ルの場合、零点周波数α１にフラグを立て、左チャネル
の場合、零点周波数α２にフラグを立てるなどして、両
チャネルの１ビットデジタル信号それぞれに、互いに異
なるチャネル情報を重畳してもよい。各チャネルの１ビ
ットデジタル信号のうち、少なくとも１つの１ビットデ
ジタル信号にチャネル情報が重畳されていれば、本実施
形態と同様の効果が得られる。

【００８８】また、以上の説明では、左右２チャネルの
場合について説明したが、本願発明は、これに限らず、
音声信号伝達装置１が複数のチャネルを備えている場合
にも適用できる。例えば、前３チャネル（右、中央およ
び左）と後ろ２チャネル（右および左）とからなるマル
チチャネルに分離し、受信回路にて、各チャネルの識別
を行う場合にも適用できる。この場合、チャネル情報と
零点周波数との対応関係の一例として、前右チャネルの
場合には、零点周波数α１のみにフラグを立て、前左チ
ャネルの場合には、零点周波数α２のみにフラグを立て
ると共に、前中央チャネルの場合には、零点周波数α３
のみにフラグを立てる。さらに、後右チャネルの場合に
は、零点周波数α１・α２の双方にフラグを立て、後左
チャネルの場合には、零点周波数α１・α３の双方にフ
ラグを立てる。このように、零点周波数の組み合わせに
よって、零点周波数の個数以上のチャネルに対応でき
る。

【００８９】〔第２の実施形態〕上述した第１の実施形
態では、副信号として、チャネル情報を重畳する場合に
ついて説明した。これに対し、本実施形態では、図５に
基づいて、音声信号伝送装置１ａが主信号となる音声信
号を伝送する際、副信号として、プリエンファシスの有
無を示すフラグを重畳する場合について説明する。プリ
エンファシスとは、デルタシグマ変調回路３１に入力さ
れる音声信号に対して、予め所定の周波数成分を強調す
る処理を意味し、プリエンファシスが行われていた場
合、上記音声信号伝送装置１ａの受信回路５ａは、音声
信号を復調する際に、上記所定の周波数成分のレベルを
低下させる処理、すなわち、ディエンファシス処理を行
う。これにより、受信回路５ａは、アンプ６Ｌ・６Ｒへ
出力するアナログの音声信号の周波数特性を平坦に戻す
ことができる。

【００９０】なお、プリエンファシス処理は、所定の周
波数成分を強調する処理であり、例えば、高域成分を強
調し、かつ、低域成分を抑制する場合や、これとは逆
に、低域成分を強調し、高域成分を抑制する場合など、
様々な周波数成分を強調する場合が考えられる。以下で
は、その一例として、プリエンファシス処理によって、
高域成分が強調される場合について説明する。

【００９１】具体的には、本実施形態に係る音声信号伝
送装置１ａは、受信回路５ａにおいて、図２に示すチャ
ネル切り換え回路５３に代えて、ディエンファシス回路
５４Ｌ・５４Ｒが設けられており、各チャネル判別回路
６３Ｌに代えて、エンファシス判別回路６４Ｌが設けら
れている。本実施形態に係る受信回路５ａでは、左チャ
ネルのみに、エンファシス判別回路６４Ｌが設けられて
おり、当エンファシス判別回路６４Ｌは、両チャネルの
ディエンファシス回路５４Ｌ・５４Ｒを制御する。これ
に伴って、当該受信回路５ａでは、図２に示す受信回路
５から、右チャネルのバンドパスフィルタ６２Ｒおよび
チャネル判別回路６３Ｒが省かれている。なお、上記デ
ィエンファシス回路５４およびエンファシス判別回路６
４が特許請求の範囲に記載の制御手段に対応する。

【００９２】また、送信回路３ａでは、チャネル判別信
号を生成する付加情報信号発生回路２１に代えて、エン
ファシス判別信号を生成する付加情報信号発生回路２１
ａが設けられている。なお、説明の便宜上、上述した第
１の実施形態の図面に記した部材と同一の機能を有する
部材には、同一の符号を付記してその説明を省略する。

【００９３】上記付加情報信号発生回路２１ａは、上記
付加情報信号発生回路２１と同様に、発振器２２とスイ
ッチ２３とから構成されている。ただし、本実施形態で
は、スイッチ２３は、デルタシグマ変調回路３１へ入力
されるアナログの音声信号がプリエンファシスされてい
る場合に導通し、プリエンファシスされていない場合、
遮断される。なお、上記スイッチ２３の開閉は、送信回
路３内にプリエンファシス回路が設けられている場合に
は、それのオフ／オンに連動して行われる。また、音声
信号源２Ｌ・２Ｒ側に、プリエンファシス回路が設けら
れている場合には、その音声信号源２Ｌ・２Ｒから送信
回路３ａへ、専用の切り換え信号を伝達し、当該切り換
え信号に基づいて、スイッチ２３の開閉を制御してもよ
い。さらに、ユーザの指定に基づいて、スイッチ２３の
開閉が行われてもよい。いずれの場合であっても、プリ
エンファシスが行われている場合、デルタシグマ変調回
路３１には、スイッチ２３を介して、プリエンファシス
判別信号が印加される。

【００９４】また、本実施形態では、発振器２２の発振
周波数がα１に設定されている。したがって、プリエン
ファシスがオンのとき、送信回路３ａが左チャネルの出
力端子４１Ｌから出力する１ビットデジタル信号には、
副信号として、上記零点周波数α１にフラグが立てられ
る。

【００９５】一方、受信回路５ａに設けられた左チャネ
ルのディエンファシス回路５４Ｌには、ローパスフィル
タ５２Ｌと出力端子７１Ｌとの間に設けられ、互いに直
列に接続された抵抗ｒ１Ｌ・ｒ２Ｌと、両抵抗ｒ１Ｌ・
ｒ２Ｌに一端が接続されたコンデンサｃＬと、当該コン
デンサｃＬの他端を接地するか否かを選択するスイッチ
ｓ３Ｌとが設けられている。同様に、右チャネルのディ
エンファシス回路５４Ｒは、抵抗ｒ１Ｒ・ｒ２Ｒと、コ
ンデンサｃＲと、スイッチｓ３Ｒとを備えている。後述
するように、ディエンファシスを行う場合、上記両スイ
ッチｓ３Ｌ・ｓ３Ｒは、エンファシス判別回路６４の指
示に応じ、連動して導通する。これにより、ローパスフ
ィルタが形成され、両ディエンファシス回路５４Ｌ・５
４Ｒの減衰量を、周波数が高くなるに伴って増加させる
ことができる。また、各ディエンファシス回路５４にお
いて、抵抗Ｒ１・Ｒ２およびコンデンサＣの大きさは、
プリエンファシス処理を打ち消すことができるような大
きさに予め設定されている。

【００９６】したがって、両ディエンファシス回路５４
Ｌ・５４Ｒは、両ローパスフィルタ５２Ｌ・５２Ｒの出
力信号のうち、高周波成分を抑制して、出力端子７１Ｌ
・７１Ｒからそれぞれ出力できる。これにより、プリエ
ンファシス処理で、高域成分が強調された場合、受信回
路５ａは、プリエンファシス処理を打ち消して、平坦な
周波数特性を持つアナログの音声信号をアンプ６Ｌ・６
Ｒに出力できる。

【００９７】なお、ディエンファシス回路５４は、プリ
エンファシスの定数に合わせて構成され、例えば、プリ
エンファシス処理が低域強調の場合は、スイッチｓ３が
導通した場合にハイパスフィルタを形成するように構成
される。

【００９８】また、エンファシス判別回路６４は、図２
に示すチャネル判別回路６３と同様であり、各復調回路
５１の出力信号から、副信号であるエンファシス判別信
号を抽出し、上記各ディエンファシス回路５４を制御す
る。具体的には、復調回路５１の出力信号において、零
点周波数α１成分が所定のレベルを越えた場合、ディエ
ンファシス回路５４は、主信号である音声信号がプリエ
ンファシスされていると判定し、上記両スイッチｓ３Ｌ
・ｓ３Ｒを導通させる。

【００９９】このように、上記構成の音声信号伝送装置
１ａにおいて、送信回路３ａは、音声信号に密接に関連
するプリエンファシスの有無を示す副信号を、１ビット
デジタル信号に重畳して伝送できる。また、受信回路５
ａは、当該副信号に基づいて、ディエンファシスのオン
／オフを自動的に選択できる。さらに、エンファシス判
別信号を、そのまま発光ダイオードに接続するだけで、
プリエンファシスの有無を示す表示回路を構成できる。

【０１００】〔第３の実施形態〕本願発明のさらに他の
実施の形態として、本実施形態では、主信号となる音声
信号の時間情報が副信号として付加される場合につい
て、図６に基づき説明する。なお、本実施形態に係る音
声信号伝送装置１ｂは、第１の実施形態に係る音声信号
伝送装置１と類似しているため、説明の便宜上、上述の
第１の実施形態の図面に記した部材と同一の機能を有す
る部材には、同一の符号を付記してその説明を省略す
る。

【０１０１】本実施形態に係る音声信号伝送装置１ｂで
は、送信回路３ｂにおいて、図２に示す付加情報信号発
生回路２１に代えて、時間情報信号を生成する付加情報
信号発生回路２１ｂが設けられている。当該時間情報
は、音声信号を伝送する際の通算時間を示す情報、ある
いは、例えば、曲など、音声信号が複数の部分に分割さ
れる場合、各曲毎の経過時間を示す情報などであり、８
ビット程度の情報量を有している。なお、この時間情報
は、上述のエンファシス判別信号と同様に、送信回路３
ｂ内で生成されても、あるいは、音声信号源２側から入
力されてもよい。

【０１０２】上記付加情報信号発生回路２１ｂは、具体
的には、零点周波数α１〜α３の各周波数の正弦波を生
成する発振器２２と、時間情報に対応したデジタル信号
を生成する時間情報発生回路２４と、当該デジタル信号
に基づいて、上記各正弦波を振幅変調するエンコーダ２
５とを備えている。上記エンコーダ２５は、時間情報発
生回路２４からのデジタル信号を、各零点周波数α１〜
α３に対応するビット列に分割する。本実施形態では、
時間情報が８ビット程度であり、零点周波数が３つに設
定されている。したがって、時間情報は、３ビット長の
３つのビット列に分割される。さらに、エンコーダ２５
は、発振器２２から入力された各零点周波数の正弦波
を、各零点周波数に対応するビット列の値に応じて、８
段階に振幅変調する。また、エンコーダ２５は、振幅変
調された各信号を重畳して、時間情報信号を生成する。
これにより、付加情報信号発生回路２１ｂは、付加情報
信号として時間情報信号をデルタシグマ変調回路３１へ
印加できる。

【０１０３】一方、受信回路５ｂには、図２に示すチャ
ネル判別回路６３Ｌに代えて、上記時間情報信号を復調
するデコーダ（制御手段）６５と、当該デコーダ６５の
指示に応じて表示装置６７を駆動する表示駆動回路６６
とが設けられている。なお、受信回路５ｂでは、図２に
示す受信回路５から、右チャネル側のバンドパスフィル
タ６２およびチャネル判別回路６３、並びに、チャネル
切り換え回路５３が省かれており、各ローパスフィルタ
５２Ｌ・５２Ｒの出力信号は、そのまま出力端子７１Ｌ
・７１Ｒから出力されている。

【０１０４】上記デコーダ６５は、バンドパスフィルタ
６２を介して復調回路５１の出力信号を受け取り、フー
リエ変換を用いて、各零点周波数α１〜α３の周波数成
分を抽出する。さらに、デコーダ６５は、上記エンコー
ダ２５とは逆の手順で時間情報を示すデジタル信号へと
復調する。具体的には、デコーダ６５は、各周波数成分
を振幅復調して、それぞれ、３ビットのビット列を生成
し、各ビット列を連結されて時間情報を示すデジタル信
号を出力する。

【０１０５】また、上記表示装置６７は、例えば、日文
字セグメントを複数並べて構成されている。各セグメン
トは、表示駆動回路６６の指示に基づき、「日」の文字
の各ノード毎に点灯／消灯を制御して、数字または英字
を表示できる。上記表示駆動回路６６は、デコーダ６５
からのデジタル信号に基づいて、各セグメントの点灯ノ
ードを決定し、例えば、各セグメントの点灯ノードを示
す端子に電圧を印加するなどして、表示装置６７の表示
を制御する。これにより、表示装置６７は、時間情報を
示す文字列を表示できる。

【０１０６】なお、各零点周波数α１〜α３において、
副信号のダイナミックレンジとして、８段階に振幅変調
するために必要なレンジを確保できない場合は、順次重
畳されるフラグを幾つかまとめて１語を形成し、語単位
で時間情報を表せばよい。例えば、副信号のダイナミッ
クレンジとして、１ビット、すなわち、２段階に振幅変
調可能なレンジしか確保できない場合、エンコーダ２５
は、時間情報発生回路２４からのデジタル信号を３ビッ
トずつに分割し、各ビットの値に応じて、発振器２２か
らの正弦波を所定の周期で断続する。これにより、各零
点周波数において、副信号のダイナミックレンジとして
確保可能なレンジの合計が、時間情報を伝送するために
必要な大きさに満たない場合であっても、時間情報を伝
送できる。

【０１０７】〔第４の実施形態〕本願発明のさらに他の
実施の形態として、本実施形態では、主信号となる音声
信号を伝送する際、副信号として、当該音声信号の著作
権擁護のためのフラグを重畳して伝送する場合につい
て、図７に基づき説明する。なお、本実施形態に係る音
声信号伝送装置１ｃも、第１の実施形態に係る音声信号
伝送装置１と類似しているため、説明の便宜上、上述の
第１の実施形態の図面に記した部材と同一の機能を有す
る部材には、同一の符号を付記してその説明を省略す
る。

【０１０８】本実施形態に係る音声信号伝送装置１ｃで
は、送信回路３ｃにおいて、図２に示す付加情報信号発
生回路２１に代えて、著作権擁護のためのフラグの有無
を示すフラグ信号を生成する付加情報信号発生回路２１
ｃが設けられている。一方、受信回路５ｃには、図２に
示すチャネル切り換え回路５３に代えて、音声信号の出
力するか否かを選択する出力制御回路５５が設けられて
おり、チャネル判別回路６３Ｌ・６３Ｒに代えて、上記
フラグ信号を判別するフラグ判別回路６８Ｌ・６８Ｒが
設けられている。なお、出力制御回路５５およびフラグ
判別回路６８が特許請求の範囲に記載の制御手段に対応
する。

【０１０９】上記フラグは、主信号となる音声信号の複
写および複製を制御するために付加されるものであっ
て、本実施形態では、音声信号の複写を１回行う場合、
すなわち、送信回路３ｃから受信回路５ｃへの信号伝送
を１回行う場合、送信回路３ｃは、フラグ有りを示すフ
ラグ信号を１ビットデジタル信号に重畳して伝送する。
一方、受信回路５ｃは、フラグ信号がフラグ有りを示し
ている場合、当該１ビットデジタル信号の復調出力すな
わち再生を阻止する。

【０１１０】具体的には、上記付加情報信号発生回路２
１ｃにおいて、発振器２２は、例えば、零点周波数α１
など、所定の零点周波数の正弦波を連続して出力する。
スイッチ２３は、音声信号を１回複写する場合に導通し
て、上記正弦波をフラグ信号としてデルタシグマ変調回
路３１に印加する。これにより、音声信号を１回複写す
る場合、当該音声信号には、フラグ有りを示すフラグ信
号が重畳され、１ビットデジタル信号にデルタシグマ変
調される。

【０１１１】また、受信回路５ｃにおいて、出力制御回
路５５は、ローパスフィルタ５２Ｌと出力端子７１Ｌと
の間に設けられたスイッチｓ４Ｌと、ローパスフィルタ
５２Ｒと出力端子７１Ｒとの間に設けられたスイッチｓ
４Ｒとを備えている。さらに、各フラグ判別回路６８
は、図２に示すチャネル判別回路６３と同様の構成であ
り、復調回路５１の出力信号における零点周波数α１成
分の大きさに基づいて、フラグの有無を判別し、上記両
スイッチｓ４Ｌ・ｓ４Ｒの開閉を制御する。具体的に
は、各フラグ判別回路６８は、当該周波数成分が所定の
レベルを越えている場合、フラグがあると判定する。少
なくとも一方がフラグ有りと判定すると、フラグ判別回
路６８は、上記両スイッチｓ４Ｌ・ｓ４Ｒを遮断する。
また、両方のフラグ判別回路６８がフラグ無しと判定し
た場合、上記両スイッチｓ４Ｌ・ｓ４Ｒは導通する。

【０１１２】例えば、１ビットデジタル信号が、図示し
ない音声信号源から直接受信回路５ｃへ印加された場合
など、受信回路５ｃに入力される１ビットデジタル信号
にフラグ有りを示すフラグ信号が重畳されていない場
合、フラグ判別回路６８は、上記両スイッチｓ４Ｌ・ｓ
４Ｒを導通させる。この結果、当該１ビットデジタル信
号は、復調回路５１、ローパスフィルタ５２、および、
出力制御回路５５を介し、アナログの音声信号として、
出力端子７Ｌ・７Ｒから出力される。

【０１１３】これに対して、図７に示すように、音声信
号源２の出力した音声信号が、送信回路３ｃおよび伝送
路４を介して受信回路５ｃに伝送される場合、送信回路
３ｃは、フラグ有りを示すフラグ信号を１ビットデジタ
ル信号に重畳して伝送する。したがって、受信回路５ｃ
では、フラグ判別回路６８が上記両スイッチｓ４Ｌ・ｓ
４Ｒを遮断する。これにより、当該ローパスフィルタ５
２の出力信号は、出力制御回路５５にて伝達が阻止さ
れ、出力端子７Ｌ・７Ｒから出力されない。この結果、
音声信号の作成者の意図に応じて、当該音声信号の複写
あるいは複製回数を制御することができ、音声信号の作
成者の著作権を擁護できる。

【０１１４】ここで、上記フラグ信号の搬送周波数は、
零点周波数に設定されており、主信号となる音声信号の
有効周波数帯域内にある。したがって、零点周波数を知
らない第三者が、伝送路４にて伝送される１ビットデジ
タル信号から、フラグ信号を改竄することは極めて困難
である。例えば、マルチビット符号化方式の場合は、音
声信号を示すビットとフラグ信号を示すビットとが時分
割多重で伝送されているため、伝送路４を通過するデジ
タル信号から、全てのビットを受け取り、所定の順番の
ビットを改竄すれば、フラグ信号を改竄できる。また、
本実施形態と同様に、音声信号とフラグ信号とを周波数
分割多重で伝送する場合であっても、音声信号の周波数
帯域と、フラグ信号の周波数帯域とが異なっていれば、
例えば、音声信号の周波数帯域のみを通過させるバンド
パスフィルタなどを用いれば、伝送路４を通過する１ビ
ットデジタル信号から、音声信号のみを抽出できる。こ
れに対して、本実施形態では、フラグ信号の周波数帯域
と音声信号の周波数帯域とが重なっているため、両者の
分離自体が極めて難しい。例えば、１ビットデジタル信
号から、音声信号の周波数帯域成分のみを抽出しても、
抽出された信号には、フラグ信号が含まれている。この
結果、第三者によるフラグ信号の改竄を防止でき、従来
に比べて、音声信号の作成者の著作権を確実に擁護でき
る。

【０１１５】なお、本実施形態では、フラグ信号は、フ
ラグの有無を区別するだけであり、受信回路５ｃは、音
声信号の複写が行われたか否かのみを判別しているが、
これに限るものではない。フラグ信号として、受信回路
５ｃが複写可能な回数を示す信号を使用すれば、音声信
号の複写回数を、音声信号の作成者の意図した回数に制
限できる。具体的には、音声信号源２は、出力する音声
信号に、所定の零点周波数の搬送波を介して、音声信号
の作成者の意図した複写回数を示すフラグ信号を予め周
波数多重分割で重畳する。付加情報信号発生回路２１ｃ
は、当該フラグ信号が示す回数よりも１つ小さな回数を
示すフラグ信号を生成し、デルタシグマ変調回路３１
は、重畳されていたフラグ信号を取り除いた後の音声信
号を１ビットデジタル信号に変調すると共に、付加情報
信号発生回路２１ｃが生成した新たなフラグ信号を当該
１ビットデジタル信号に重畳する。さらに、受信回路５
ｃのフラグ判別回路６８は、フラグ信号が示す回数を識
別して、０より大きい回数を示している場合のみ、出力
制御回路５５に、復調後の音声信号を出力させる。

【０１１６】〔第５の実施形態〕本願発明のさらに他の
実施の形態として、本実施形態では、主信号となる音声
信号を伝送する際、副信号として、当該音声信号のＩＤ
コードを重畳して伝送する場合について、図８に基づき
説明する。なお、本実施形態に係る音声信号伝送装置１
ｄは、上記第４の実施形態に係る音声信号伝送装置１ｃ
と類似しているため、説明の便宜上、上述の第４の実施
形態の図面に記した部材と同一の機能を有する部材に
は、同一の符号を付記してその説明を省略する。

【０１１７】本実施形態に係る音声信号伝送装置１ｄで
は、送信回路３ｄにおいて、図７に示す付加情報信号発
生回路２１ｃに代えて、上記ＩＤコードを示すコード信
号を生成する付加情報信号発生回路２１ｄが設けられて
いる。同様に、受信回路５ｄには、図７に示すフラグ判
別回路６８Ｌ・６８Ｒの代わりに、上記コード信号を判
別して、出力制御回路５５を制御するコード判別回路
（制御手段）６９Ｌ・６９Ｒが設けられている。

【０１１８】上記ＩＤコードは、主信号となる音声信号
自体を識別するためのコードであり、受信回路５ｄは、
送信回路３ｄが付加したＩＤコードに基づいて、自らが
享受可能な音声信号を判別して複写および複製を抑制す
る。このＩＤコードを用いると、例えば、無線や有線あ
るいは記録媒体を用いて、ＩＤコードを重畳した音声信
号を複数の聴衆に配信し、これらの聴衆のうち、所定の
料金を支払った者のみが、当該音声信号を再生可能な音
声信号伝送装置１ｄを実現できる。

【０１１９】本実施形態では、ＩＤコードを符号化する
際の一例として、ＩＤコードを二進数で表現し、二進数
の各位毎に、各零点周波数を割り当てる。さらに、ある
位が「１」のとき、それに対応する零点周波数にフラグ
を立て、「０」のときはフラグを立てない。例えば、零
点周波数α１を一桁目、α２を２桁目、α３を３桁目に
割り当てた場合、ＩＤコード「１０１」は、α１とα３
とにフラグを立てて表現され、ＩＤコード「０１１」
は、α２とα３とにフラグを立てて表現される。

【０１２０】この場合は、上記付加情報信号発生回路２
１ｄにおいて、発振器２２は、それぞれ３つの零点周波
数α１〜α３の正弦波を出力し、各正弦波に関連して設
けられたスイッチ２３は、対応する周波数でフラグを立
てる場合に導通し、フラグを立てない場合に遮断され
る。これにより、付加情報信号発生回路２１ｄは、ＩＤ
コードを示すコード信号を出力する。当該コード信号
は、デルタシグマ変調回路３１にて、主信号となる音声
信号に重畳される。

【０１２１】一方、コード判別回路６９は、復調回路５
１の出力信号から、各零点周波数成分を抽出して、１ビ
ットデジタル信号に重畳されていたＩＤコードを識別す
る。そして、当該ＩＤコードが所定の条件を満たす場
合、出力制御回路５５の両スイッチｓ４Ｌ・ｓ４Ｒを導
通させ、そうではない場合には、両スイッチｓ４Ｌ・ｓ
４Ｒを遮断する。なお、所定の条件とは、例えば、予め
コード判別回路６９が記憶するＩＤコードと一致するか
否かや、ＩＤコードを用いた演算結果が、ある範囲内に
あるか否かなど、ＩＤコードの使用目的に応じて種々に
設定できる。

【０１２２】この結果、受信回路５ｄは、受け取った１
ビットデジタル信号に重畳されたＩＤコードが享受可能
なＩＤコードである場合にのみ、各出力端子７１から音
声信号を出力できる。

【０１２３】なお、本実施形態では、副信号として、音
声信号のＩＤコードを付加する場合について説明した
が、ＩＤコードに代えて、マスタリングコードを付加す
る場合でも、同様の効果が得られる。具体的には、マス
ターとなる音声信号を記録する場合には、当該音声信号
がマスターであることを示すコード信号として、例え
ば、零点周波数α１にフラグを立てる。デルタシグマ変
調回路３１は、当該コード信号を１ビットデジタル信号
に重畳し、１ビットデジタル信号は、上記記録媒体に書
き込まれる。一方、受信回路５ｄのコード判別回路６９
は、記録媒体から１ビットデジタル信号を再生したと
き、１ビットデジタル信号に重畳されたコード信号に応
答して、出力制御回路５５を制御する。これにより、受
信回路５ｄは、マスタリングコードが付加されていない
場合、例えば、音声信号の出力を抑制するなどして、音
声信号の複写および複製を抑制する。

【０１２４】なお、上記第１ないし第５の実施形態にて
重畳した副信号は、あくまで一例であって、副信号をど
のように符号化するか、あるいは、どの零点周波数に何
ビットの情報量を持つフラグを割り当てるかは、様々に
設定できる。ただし、ある零点周波数にて重畳される付
加情報信号のレベルは、零点周波数におけるノイズレベ
ルから、音声信号レベルの下限値までの大きさよりも、
小さく設定しなければならない。したがって、１つの零
点周波数に付加されるフラグの情報量は、ディップでの
ノイズレベルと、音声信号のダイナミックレンジとによ
って制限される。さらに、図９から図１１に示すよう
に、零点周波数の個数を複数に設定し、各零点周波数に
付加するフラグを組み合わせることによって、多種の副
信号を多重化できる。

【０１２５】加えて、順次重畳されるフラグを幾つかま
とめて１語を形成し、語単位で副信号を表せば、さらに
多くの副信号を重畳できる。ただし、この場合は、副信
号の伝送に関しては、従来のように、マルチビット符号
化方式を用いて主信号を伝送する場合と同様に、語同期
が必要となる。したがって、副信号を時分割多重で伝送
しない場合に比べて、回路が複雑になり、規格の変更が
困難になる。ところが、従来とは異なり、副信号をマル
チビット符号化方式にて伝送する場合であっても、主信
号は、１ビットデジタル信号を用いて伝送されている。
したがって、副信号と主信号との分離、および、主信号
の処理に関しては、副信号を時分割多重で伝送しない場
合と同様の回路で実現できる。したがって、上記各実施
形態と同様に、主信号の処理回路を複雑にすることな
く、主信号に副信号を重畳できる。また、副信号を抽出
するためには、語同期を取る前に、主信号から副信号を
分離する必要があるが、副信号が重畳されている周波数
（零点周波数）は、主信号の有効使用帯域内にあるの
で、副信号の改竄が困難である点も同様である。

【０１２６】なお、上記第１から第５の各実施形態で
は、１種類の副信号を付加する場合について説明した
が、これに限らず、複数種類の副信号を主信号に重畳し
てもよい。例えば、当該エンファシス判別信号と、上述
のチャネル判別信号とは、いずれも情報量が１ビットの
信号であり、それぞれを１つの零点周波数で伝送でき
る。したがって、例えば、プリエンファシス処理がなさ
れている場合、図３に示す零点周波数α１の搬送周波数
でエンファシス判別信号を重畳し、左チャネルの場合、
零点周波数α２の搬送周波数でチャネル判別信号を重畳
できる。このように、エンファシス判別信号の搬送周波
数とチャネル判別信号の搬送周波数とをそれぞれ別の零
点周波数に設定することによって、主信号となる音声信
号に対して、プリエンファシスの有無を示すフラグとチ
ャネル情報との双方を同時に周波数分割多重で重畳して
伝送できる。

【０１２７】また、上記各実施形態では、例えば、光フ
ァイバなどの伝送路４を介して、１ビットデジタル信号
を伝送する場合を例にして説明したが、これに限るもの
ではない。本発明は、例えば、送信回路３（３ａ〜３
ｄ）が、１ビットデジタル信号を記録媒体に記録し、受
信回路５（５ａ〜５ｄ）が当該記録媒体から１ビットデ
ジタル信号を再生する場合にも適用できる。受信回路５
（５ａ〜５ｄ）が、送信回路３（３ａ〜３ｄ）の出力し
た１ビットデジタル信号を受け取るものであれば、上記
各実施形態と同様の効果が得られる。

【０１２８】さらに、上記各実施形態では、主信号とし
て音声信号を伝送する場合について説明したが、これに
限るものではなく、本発明は、デルタシグマ変調による
１ビット符号化方式を用いて伝送される信号であれば、
他の信号を伝送する場合にも適用できる。

【０１２９】

【発明の効果】請求項１の発明に係る１ビットデジタル
信号を介した信号伝送方法は、以上のように、１ビット
デジタル信号を介した主信号の伝送工程の前に、上記有
効周波数帯域内で、かつ、零点制御によって量子化雑音
が低下している特定周波数にて、上記１ビットデジタル
信号の主信号に副信号を周波数分割多重で重畳する工程
と、上記伝送工程の後で、上記１ビットデジタル信号の
上記特定周波数を弁別して、上記副信号を抽出する工程
とを備えている構成である。

【０１３０】上記構成において、上記特定周波数では、
量子化雑音のレベルが低下しているので、主信号のダイ
ナミックレンジと副信号のダイナミックレンジとの双方
を容易に確保でき、副信号を主信号に周波数分割多重で
重畳できる。この結果、例えば、復調回路の簡略化な
ど、１ビットデジタル信号にて信号を伝送する場合の利
点を阻害することなく、主信号と副信号とを重畳できる
という効果を奏する。

【０１３１】また、上記特定周波数は、主信号の有効周
波数帯域内に設定されている。したがって、特定周波数
を知らない第三者は、主信号と副信号とを分離できな
い。この結果、第三者による副信号の改竄を確実に防止
できるという効果を奏する。

【０１３２】請求項２の発明に係るデルタシグマ変調回
路は、以上のように、特定周波数にて、上記１ビットデ
ジタル信号の主信号に副信号を周波数分割多重で重畳す
る副信号重畳手段を備えている構成である。

【０１３３】それゆえ、請求項１と同様に、復調が容易
であるというデルタシグマ変調の特徴を阻害することな
く、主信号と副信号とを１ビットデジタル信号に変調可
能なデルタシグマ変調回路を提供できるという効果を奏
する。さらに、第三者による副信号の除去あるいは改竄
を困難にすることができるという効果を併せて奏する。

【０１３４】請求項３の発明に係るデルタシグマ変調回
路は、以上のように、請求項２記載の発明の構成におい
て、上記副信号重畳手段は、上記加算器の入力の１つ
に、上記副信号を上記特定周波数の搬送波を介して入力
する構成である。

【０１３５】上記構成では、デルタシグマ変調に使用さ
れる加算器は、副信号の重畳にも使用されるので、重畳
のために設ける回路を簡略化できるという効果を奏す
る。

【０１３６】請求項４の発明に係るデルタシグマ変調回
路は、以上のように、請求項２または３記載の発明の構
成において、上記主信号は、音声信号であり、上記副信
号は、チャネル情報、プリエンファシスの有無、著作権
擁護のためのフラグ、ＩＤコード、マスタリングコー
ド、または、時間情報のうちの少なくとも１つを示す信
号である構成である。

【０１３７】上記構成では、各副信号は、主信号となる
音声信号に密接に関連し、かつ、情報量が少ない情報を
示している。したがって、特定周波数における副信号の
ダイナミックレンジが余り広くとれない場合であって
も、デルタシグマ変調回路は、十分なＳ／Ｎで副信号を
重畳して伝送あるいは記録できる。この結果、復調側に
おいて、上記副信号に基づいて、主信号に関連した処理
を行うことができるという効果を奏する。

【０１３８】請求項５の発明に係る復調回路は、以上の
ように、零点制御を用いて生成された１ビットデジタル
信号の主信号には、副信号が、零点制御に応じた特定周
波数の搬送波を介して周波数分割多重で重畳されてお
り、上記１ビットデジタル信号から上記特定周波数成分
を弁別して上記副信号を抽出すると共に、当該副信号に
応じて所定の処理を行う制御手段を備えている構成であ
る。

【０１３９】上記構成では、主信号の周波数帯域内の特
定周波数において、１ビットデジタル信号の量子化雑音
のレベルが低下しているため、副信号のＳ／Ｎを十分に
確保できる。したがって、上記制御手段は、簡単な構成
で、１ビットデジタル信号に重畳されていた副信号を抽
出できるという効果を奏する。さらに、副信号は、周波
数分割多重で重畳されているので、復調回路は、時分割
多重で重畳する場合に比べて、主信号を容易に復調でき
るという効果を併せて奏する。

【０１４０】請求項６の発明に係る復調回路は、以上の
ように、請求項５記載の発明の構成において、上記主信
号は、音声信号であり、上記副信号は、当該音声信号の
チャネルを示すチャネル情報であると共に、上記制御手
段は、当該チャネル情報に基づいて、左右またはマルチ
チャネルの分離を行う構成である。

【０１４１】それゆえ、復調回路は、音声信号のチャネ
ルを正しく判定でき、伝送路の入れ換わりなどによっ
て、通常と異なるチャネルの音声信号が入力された場合
であっても、正しいチャネルで音声信号の出力できると
いう効果を奏する。

【０１４２】請求項７の発明に係る復調回路は、以上の
ように、請求項５記載の発明の構成において、上記主信
号は、音声信号であり、上記副信号は、当該音声信号の
プリエンファシスの有無を示すフラグであると共に、上
記制御手段は、当該フラグに基づいて、ディエンファシ
スのオン／オフを制御する構成である。

【０１４３】それゆえ、復調回路は、受け取った１ビッ
トデジタル信号の音声信号がプリエンファシス処理され
た信号であるか否かを確実に判別して、音声信号にディ
エンファシスをかけることができるという効果を奏す
る。

【０１４４】請求項８の発明に係る復調回路は、以上の
ように、請求項５記載の発明の構成において、上記主信
号は、音声信号であり、上記副信号は、当該音声信号の
著作権擁護のためのフラグ、ＩＤコード、またはマスタ
リングコードのうちの少なくとも１つであると共に、上
記制御手段は、当該副信号に基づいて、上記音声信号の
複写または復調出力を制限する構成である。

【０１４５】上記構成において、上記制御手段は、１ビ
ットデジタル信号から副信号を抽出し、副信号が複写ま
たは復調出力を許可していない場合、音声信号の複写ま
たは復調出力を制限する。これにより、変調側におい
て、復調側における複写または復調出力の許可／不許可
を指定できるという効果を奏する。

【０１４６】さらに、副信号は、音声信号の有効周波数
帯域内の特定周波数にて周波数分割多重されるので、副
信号の改竄が困難である。この結果、復調回路は、変調
側において指示された複写または復調出力の許可／不許
可に基づいて、音声信号の複写または復調出力を確実に
制限できるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、デルタ
シグマ変調回路の要部構成を示すブロック図である。

【図２】上記デルタシグマ変調回路が副信号としてチャ
ネル情報を重畳する場合の音声信号伝送装置全体の構成
を示すブロック図である。

【図３】上記デルタシグマ変調回路が出力する１ビット
デジタル信号における量子化ノイズレベルの周波数特性
を示すグラフである。

【図４】上記音声信号伝送装置において、副信号を重畳
しない側のデルタシグマ変調回路を示すブロック図であ
る。

【図５】本発明の他の実施形態を示すものであり、副信
号として、プリエンファシスの有無を付加する音声信号
伝送装置を示すブロック図である。

【図６】本発明のさらに他の実施形態を示すものであ
り、副信号として時間情報を付加する音声信号伝送装置
を示すブロック図である。

【図７】本発明のさらに他の実施形態を示すものであ
り、副信号として著作権擁護のためのフラグを付加する
音声信号伝送装置を示すブロック図である。

【図８】本発明のさらに他の実施形態を示すものであ
り、副信号としてＩＤコードを付加する音声信号伝送装
置を示すブロック図である。

【図９】上記量子化ノイズレベルの周波数特性と、副信
号との関連を説明するためのグラフである。

【図１０】上記量子化ノイズレベルの周波数特性と、副
信号との関連を説明するためのグラフである。

【図１１】上記量子化ノイズレベルの周波数特性と、副
信号との関連を説明するためのグラフである。

【図１２】従来例を示すものであり、デルタシグマ変調
回路の要部構成を示すブロック図である。

【図１３】従来のマルチビット符号化方式における量子
化ノイズレベルの周波数特性を示すグラフである。

【符号の説明】

４Ｌ・４Ｒ伝送路５・５ａ〜５ｄ受信回路（復調回路）１３加算器１４量子化器ｍ１〜ｍ７積分器ｍ１１〜ｍ１３帰還回路（部分負帰還回路）３１デルタシグマ変調回路２１・２１ａ〜２１ｄ付加情報信号発生回路（副信号
重畳手段）５３チャネル切り換え回路（制御手
段）５４Ｌ・５４Ｒディエンファシス回路（制御手
段）５５出力制御回路（制御手段）６３Ｌ・６３Ｒチャネル判別回路（制御手段）６４Ｌエンファシス判別回路（制御手
段）６５デコーダ（制御手段）６８Ｌ・６８Ｒフラグ判別回路（制御手段）６９Ｌ・６９Ｒコード判別回路（制御手段）

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の有効周波数を有する主信号を、零点
制御を用い、上記有効周波数帯域内の予め定める特定周
波数での量子化雑音が低下するようにデルタシグマ変調
して１ビットデジタル信号に変調する工程と、伝送路ま
たは記録媒体を介して１ビットデジタル信号を伝送する
伝送工程と、伝えられた上記１ビットデジタル信号を復
調する工程とを有する１ビットデジタル信号を介した信
号伝送方法において、さらに、上記伝送工程の前に、上記特定周波数にて、上
記１ビットデジタル信号の主信号に副信号を周波数分割
多重で重畳する工程と、上記伝送工程の後で、上記１ビットデジタル信号の上記
特定周波数を弁別して、上記副信号を抽出する工程とを
備えていることを特徴とする１ビットデジタル信号を介
した信号伝送方法。
【請求項２】主信号となる入力信号が初段に入力され、
互いに縦続に接続された複数の積分器と、上記各積分器
の出力を加算する加算器と、上記加算器の出力を量子化
して、１ビットデジタル信号を出力する量子化器と、上
記積分器の出力を、当該積分器より前段の積分器の入力
側へ負帰還して、予め定める特定周波数での上記１ビッ
トデジタル信号の量子化雑音を低下させる部分負帰還回
路とを有するデルタシグマ変調回路において、上記特定周波数にて、上記１ビットデジタル信号の主信
号に副信号を周波数分割多重で重畳する副信号重畳手段
を備えていることを特徴とするデルタシグマ変調回路。
【請求項３】上記副信号重畳手段は、上記加算器の入力
の１つに、上記副信号を上記特定周波数の搬送波を介し
て入力することを特徴とする請求項２記載のデルタシグ
マ変調回路。
【請求項４】上記主信号は、音声信号であり、上記副信号は、チャネル情報、プリエンファシスの有
無、著作権擁護のためのフラグ、ＩＤコード、マスタリ
ングコード、または、時間情報のうちの少なくとも１つ
を示す信号であることを特徴とする請求項２または３記
載のデルタシグマ変調回路。
【請求項５】所定の有効周波数帯域を有する主信号を、
零点制御を用い、上記有効周波数帯域内の予め定める特
定周波数での量子化雑音が低下するようにデルタシグマ
変調して生成された１ビットデジタル信号を復調する復
調回路において、上記１ビットデジタル信号の主信号には、副信号が、上
記特定周波数の搬送波を介して周波数分割多重で重畳さ
れており、上記１ビットデジタル信号から上記特定周波数成分を弁
別して上記副信号を抽出すると共に、当該副信号に応じ
て所定の処理を行う制御手段を備えていることを特徴と
する復調回路。
【請求項６】上記主信号は、音声信号であり、上記副信
号は、当該音声信号のチャネルを示すチャネル情報であ
ると共に、上記制御手段は、当該チャネル情報に基づいて、左右ま
たはマルチチャネルの分離を行うことを特徴とする請求
項５記載の復調回路。
【請求項７】上記主信号は、音声信号であり、上記副信
号は、当該音声信号のプリエンファシスの有無を示すフ
ラグであると共に、上記制御手段は、当該フラグに基づいて、ディエンファ
シスのオン／オフを制御することを特徴とする請求項５
記載の復調回路。
【請求項８】上記主信号は、音声信号であり、上記副信
号は、当該音声信号の著作権擁護のためのフラグ、ＩＤ
コード、またはマスタリングコードのうちの少なくとも
１つであると共に、上記制御手段は、当該副信号に基づいて、上記音声信号
の複写または復調出力を制限することを特徴とする請求
項５記載の復調回路。