JP3346524B2 - 非線形歪測定方法 - Google Patents
非線形歪測定方法Info
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- JP3346524B2 JP3346524B2 JP06557896A JP6557896A JP3346524B2 JP 3346524 B2 JP3346524 B2 JP 3346524B2 JP 06557896 A JP06557896 A JP 06557896A JP 6557896 A JP6557896 A JP 6557896A JP 3346524 B2 JP3346524 B2 JP 3346524B2
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- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、スピーカ出力などに含
まれる非線形歪の歪量を測定する方法に関するものであ
る。
まれる非線形歪の歪量を測定する方法に関するものであ
る。
【0002】
【従来の技術】スピーカから大きな音を発生させた時、
非線形歪が発生する。この非線形歪は、聴感上の音色劣
化や、音響信号処理系の性能(例えば、音響エコーキャ
ンセラのエコー消去性能)劣化などの原因となる。従っ
て、使用するスピーカから発生している歪の大きさを定
量的に把握しておくことは重要である。
非線形歪が発生する。この非線形歪は、聴感上の音色劣
化や、音響信号処理系の性能(例えば、音響エコーキャ
ンセラのエコー消去性能)劣化などの原因となる。従っ
て、使用するスピーカから発生している歪の大きさを定
量的に把握しておくことは重要である。
【0003】正弦波入力に対する高調波歪は測定法が確
立されている。しかし、広帯域信号入力に対する非線形
歪は、これを直接的に測定することはできない。
立されている。しかし、広帯域信号入力に対する非線形
歪は、これを直接的に測定することはできない。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】そこで従来、広帯域信
号入力に対する非線形歪は、コヒーレンス関数などの統
計的手法を用いて推定を行ってきた。しかし、統計的手
法では、精度向上のために多数回の平均計算が必要とな
り、演算量が多大となるという問題点があった。
号入力に対する非線形歪は、コヒーレンス関数などの統
計的手法を用いて推定を行ってきた。しかし、統計的手
法では、精度向上のために多数回の平均計算が必要とな
り、演算量が多大となるという問題点があった。
【0005】本発明は、上記の問題点、即ち、被測定系
の出力に含まれる非線形歪を精度良く測定するために、
多大な演算量が必要となる、という従来の問題を解決す
ることを目的とする。
の出力に含まれる非線形歪を精度良く測定するために、
多大な演算量が必要となる、という従来の問題を解決す
ることを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明では、確定的な擬
似ランダム信号であるM系列信号を用いた非線形歪の測
定方法を案出することで、上記問題点の解決を図った。
以下に、その方法の基本原理を説明する。
似ランダム信号であるM系列信号を用いた非線形歪の測
定方法を案出することで、上記問題点の解決を図った。
以下に、その方法の基本原理を説明する。
【0007】まず最初に、測定すべき歪量の定義を行
う。非線形性を含む線形系に、信号x(k)を入力した
時の出力信号y(k)は、次式のように表すことができ
る。
う。非線形性を含む線形系に、信号x(k)を入力した
時の出力信号y(k)は、次式のように表すことができ
る。
【0008】
【数1】 ただし、h(k)はインパルス応答、*は畳み込みを表
す。また、右辺のh(k)*x(k)は線形な応答を、
d(k)は非線形応答成分を、n(k)は定常な背景雑
音を表し、それぞれは無相関な信号であるものとする。
す。また、右辺のh(k)*x(k)は線形な応答を、
d(k)は非線形応答成分を、n(k)は定常な背景雑
音を表し、それぞれは無相関な信号であるものとする。
【0009】この時、‘雑音・歪量’DN 、および、歪
量Dを次のように定義する。
量Dを次のように定義する。
【0010】
【数2】
【0011】
【数3】 ただし、Es ,Ed ,En はそれぞれ、式(1)の右辺
各項、h(k)*x(k),d(k),n(k)のエネ
ルギー(2乗和)を表す。
各項、h(k)*x(k),d(k),n(k)のエネ
ルギー(2乗和)を表す。
【0012】さて、DN およびDの値を測定するために
は、Es ,Ed ,En の値を別個に測定することが必要
である。M系列信号を入力とすれば、このことが可能と
なることを以下に説明する。
は、Es ,Ed ,En の値を別個に測定することが必要
である。M系列信号を入力とすれば、このことが可能と
なることを以下に説明する。
【0013】ここで、M系列信号とは二値疑似不規則信
号(Binary pseudo-random signal)の中の一つである
最大周期列信号(Maximum period sequence)のことで
ある。このM系列信号を測定に使用する場合には、値は
1か−1の二値をとる信号とする。M系列信号の周期L
は、2 p−1(ただし、pは整数)とする。M系列信号
はその周波数スペクトルが白色であるという性質を持
ち、発生に再現性があって発生方法も簡単なため、各種
のシミュレーションや測定用信号として広く利用されて
いる。
号(Binary pseudo-random signal)の中の一つである
最大周期列信号(Maximum period sequence)のことで
ある。このM系列信号を測定に使用する場合には、値は
1か−1の二値をとる信号とする。M系列信号の周期L
は、2 p−1(ただし、pは整数)とする。M系列信号
はその周波数スペクトルが白色であるという性質を持
ち、発生に再現性があって発生方法も簡単なため、各種
のシミュレーションや測定用信号として広く利用されて
いる。
【0014】式(1)の入力信号x(k)として、周期
的に発生させたM系列信号m(k)を用いる。そして、
その時の出力信号y(k)に、m(k)の時間軸を反転
させた信号m(−k)を畳み込む。この手順はインパル
ス応答測定手順と同一である。畳み込みの結果を、時刻
0から一周期Lまでの区間で切り出した信号をh’
(k)(0≦k<L)と表すと、式(1)より、
的に発生させたM系列信号m(k)を用いる。そして、
その時の出力信号y(k)に、m(k)の時間軸を反転
させた信号m(−k)を畳み込む。この手順はインパル
ス応答測定手順と同一である。畳み込みの結果を、時刻
0から一周期Lまでの区間で切り出した信号をh’
(k)(0≦k<L)と表すと、式(1)より、
【0015】
【数4】 となる。但し、x(k)(=m(k))とm(−k)の
畳み込みは単位パルスになることを利用した。また、
h’(k)は、長さがLの信号として得られるので、以
降、Lを測定区間長と呼ぶ。
畳み込みは単位パルスになることを利用した。また、
h’(k)は、長さがLの信号として得られるので、以
降、Lを測定区間長と呼ぶ。
【0016】ここで、式(4)の右辺各項のエネルギー
をそれぞれE’s ,E’d ,E’nと表す。m(−k)
の畳み込み演算は各項の持つエネルギーの比を変化させ
ない。従って、式(2),(3)は次のように表され
る。
をそれぞれE’s ,E’d ,E’nと表す。m(−k)
の畳み込み演算は各項の持つエネルギーの比を変化させ
ない。従って、式(2),(3)は次のように表され
る。
【0017】
【数5】
【0018】
【数6】 〔E’s の測定〕E’s はE’d +E’n より十分に
(例えば20dB程度)大きな量であって、
(例えば20dB程度)大きな量であって、
【0019】
【数7】 が成立するものと仮定する。この式の右辺は、式(4)
のh’(k)のエネルギーであるので、E’s は次式に
よって測定される。
のh’(k)のエネルギーであるので、E’s は次式に
よって測定される。
【0020】
【数8】 〔E’d +E’n およびDN 測定〕通常の線形系のイン
パルス応答は減衰波形となっているため、ある程度の継
続時間以降は、その値がほぼ零であるとみなすことがで
きる。そこで、インパルス応答h(k)の継続長に比べ
てM系列の周期Lを十分に長く選べば、式(4)のh’
(k)の波形は図1のようになる。図1において、横軸
は時間、縦軸は振幅を表わす。図1に示すようにインパ
ルス応答h(k)のエネルギーE’s は時間軸の原点近
くに集中し、測定結果の後半部においては、E’s の値
は十分に減衰しているため無視できる。一方、式(4)
の右辺第2,3項のエネルギーは全時間区間にほぼ一様
に分布したものとなる[参考文献:C.Dunn et.al.,J.Au
dio Eng.Soc. 41,5,pp.314-335,1993 May.]。従って、
測定結果の後半部には非線形項と雑音項のみが現れてお
り、次式により、E’d +E’n の値が測定できる。
パルス応答は減衰波形となっているため、ある程度の継
続時間以降は、その値がほぼ零であるとみなすことがで
きる。そこで、インパルス応答h(k)の継続長に比べ
てM系列の周期Lを十分に長く選べば、式(4)のh’
(k)の波形は図1のようになる。図1において、横軸
は時間、縦軸は振幅を表わす。図1に示すようにインパ
ルス応答h(k)のエネルギーE’s は時間軸の原点近
くに集中し、測定結果の後半部においては、E’s の値
は十分に減衰しているため無視できる。一方、式(4)
の右辺第2,3項のエネルギーは全時間区間にほぼ一様
に分布したものとなる[参考文献:C.Dunn et.al.,J.Au
dio Eng.Soc. 41,5,pp.314-335,1993 May.]。従って、
測定結果の後半部には非線形項と雑音項のみが現れてお
り、次式により、E’d +E’n の値が測定できる。
【0021】
【数9】 式(5),(8),(9)よりDN の測定値が得られ
る。
る。
【0022】なお、式(9)では、後ろ半分の区間のエ
ネルギーを2倍してE’d +E’nの値を求めたが、こ
のエネルギー計算区間は、後ろ半分に限定されるもので
はなく、「インパルス応答のエネルギーE’s の値が無
視できる区間」であればよい。即ち、「E’s の値が無
視できる区間」において、波形の2乗平均値を求めて、
測定区間長Lを乗ずれば、E’d +E’n の測定値が得
られる。
ネルギーを2倍してE’d +E’nの値を求めたが、こ
のエネルギー計算区間は、後ろ半分に限定されるもので
はなく、「インパルス応答のエネルギーE’s の値が無
視できる区間」であればよい。即ち、「E’s の値が無
視できる区間」において、波形の2乗平均値を求めて、
測定区間長Lを乗ずれば、E’d +E’n の測定値が得
られる。
【0023】さて、式(2),(3)からわかるよう
に、背景雑音が十分に小さく(即ち、Ed 》En )、E
d +En ≒Ed とみなせるという条件下では、‘雑音・
歪量’DN は歪量Dと一致する。一般には、測定結果に
含まれる非線形歪成分と雑音成分を分離することは困難
なので、この条件を仮定し、‘雑音・歪量’DN を歪量
Dとみなすことが、通例である。従って、本発明の目的
もDN が測定できれば達成できる。
に、背景雑音が十分に小さく(即ち、Ed 》En )、E
d +En ≒Ed とみなせるという条件下では、‘雑音・
歪量’DN は歪量Dと一致する。一般には、測定結果に
含まれる非線形歪成分と雑音成分を分離することは困難
なので、この条件を仮定し、‘雑音・歪量’DN を歪量
Dとみなすことが、通例である。従って、本発明の目的
もDN が測定できれば達成できる。
【0024】また、M系列信号として、音声の平均的な
スペクトルを有するフィルタを通したものを用いるもの
である。
スペクトルを有するフィルタを通したものを用いるもの
である。
【0025】
【作用】本発明においては、M系列信号m(k)を被測
定系に入力信号として入力し、そのとき出力y(k)に
対して、M系列信号m(−k)を畳み込み、この結果得
られた信号h´(k)の測定区間長LのエネルギーE1
と、畳み込み出力h´(k)における被測定系のインパ
ルス応答の存在が無視できる時間区間のパワーを求め、
このパワーにh´(k)の測定区間長Lを乗じてエネル
ギーE2を求め、D=E2/E1から歪量Dを測定す
る。
定系に入力信号として入力し、そのとき出力y(k)に
対して、M系列信号m(−k)を畳み込み、この結果得
られた信号h´(k)の測定区間長LのエネルギーE1
と、畳み込み出力h´(k)における被測定系のインパ
ルス応答の存在が無視できる時間区間のパワーを求め、
このパワーにh´(k)の測定区間長Lを乗じてエネル
ギーE2を求め、D=E2/E1から歪量Dを測定す
る。
【0026】また、M系列信号として、音声の平均的な
スペクトルを有するフィルタを通すことにより、音声信
号に対して正しい歪量の測定を可能とする。
スペクトルを有するフィルタを通すことにより、音声信
号に対して正しい歪量の測定を可能とする。
【0027】
【実施例】図2は、本発明の測定方法を実施する装置の
一実施例を示したブロック図である。この図において、
21は被測定系、22はこの被測定系21の入力端子、
23は同じく出力端子、24はM系列信号発生部、25
はAD変換器、26は畳み込み部、27は信号エネルギ
ー計算部、28は雑音・歪エネルギー計算部、29は雑
音・歪量計算部を表す。
一実施例を示したブロック図である。この図において、
21は被測定系、22はこの被測定系21の入力端子、
23は同じく出力端子、24はM系列信号発生部、25
はAD変換器、26は畳み込み部、27は信号エネルギ
ー計算部、28は雑音・歪エネルギー計算部、29は雑
音・歪量計算部を表す。
【0028】この実施例の動作は以下のようである。ま
ず、M系列信号発生部24から発生させたM系列信号m
(k)を被測定系21の入力端子22に供給する。そし
て、被測定系21の出力端子23から出た信号は、AD
変換器25によって、ディジタル化され、信号y(k)
を得る。次に、畳み込み部26において、y(k)と、
時間軸を反転させたM系列信号m(−k)を、式(4)
に示すように、畳み込んで、信号h’(k)を得る。次
に、信号エネルギー計算部27において、式(8)に基
づいて、信号エネルギーE’s を計算する。また、同時
に雑音・歪エネルギー計算部28において、式(9)に
基づいて、雑音・歪エネルギー(E’d+E’n )を計
算する。最後に、雑音・歪量計算部29において、式
(5)に基づいて雑音・歪量DN を計算する。以上の操
作によって、本発明が実行される。
ず、M系列信号発生部24から発生させたM系列信号m
(k)を被測定系21の入力端子22に供給する。そし
て、被測定系21の出力端子23から出た信号は、AD
変換器25によって、ディジタル化され、信号y(k)
を得る。次に、畳み込み部26において、y(k)と、
時間軸を反転させたM系列信号m(−k)を、式(4)
に示すように、畳み込んで、信号h’(k)を得る。次
に、信号エネルギー計算部27において、式(8)に基
づいて、信号エネルギーE’s を計算する。また、同時
に雑音・歪エネルギー計算部28において、式(9)に
基づいて、雑音・歪エネルギー(E’d+E’n )を計
算する。最後に、雑音・歪量計算部29において、式
(5)に基づいて雑音・歪量DN を計算する。以上の操
作によって、本発明が実行される。
【0029】以上説明した本測定方法で用いるM系列信
号は確定的信号であるので、白色雑音などのような統計
的信号を用いる従来の測定法とは異なり、測定値を得る
ための平均化操作を行う必要がない。従って、以上の演
算操作を1回行うだけで求める非線形歪量が計算でき
る。その結果、複数回の演算結果を平均化する必要のあ
る従来法と比べて、演算量が大幅に低減できる。
号は確定的信号であるので、白色雑音などのような統計
的信号を用いる従来の測定法とは異なり、測定値を得る
ための平均化操作を行う必要がない。従って、以上の演
算操作を1回行うだけで求める非線形歪量が計算でき
る。その結果、複数回の演算結果を平均化する必要のあ
る従来法と比べて、演算量が大幅に低減できる。
【0030】次に本発明の他の実施例について説明す
る。非線形歪は入力信号に対する周波数成分依存性があ
るものと考えられる。一方、上記した方法は、スペクト
ルが白色信号であるM系列信号に対する歪量であった。
従って、音声信号などの有色入力信号に対する歪量が多
少異なってくるものと考えられる。しかし、この問題は
次のように解決が可能である。即ち、音声信号など、あ
る特定の有色入力信号に対する歪量は、その有色スペク
トルを持つフィルタ、つまり、音声の平均的なスペクト
ルを有するフィルタでM系列信号を有色化した後、歪の
評価を行えばよい。
る。非線形歪は入力信号に対する周波数成分依存性があ
るものと考えられる。一方、上記した方法は、スペクト
ルが白色信号であるM系列信号に対する歪量であった。
従って、音声信号などの有色入力信号に対する歪量が多
少異なってくるものと考えられる。しかし、この問題は
次のように解決が可能である。即ち、音声信号など、あ
る特定の有色入力信号に対する歪量は、その有色スペク
トルを持つフィルタ、つまり、音声の平均的なスペクト
ルを有するフィルタでM系列信号を有色化した後、歪の
評価を行えばよい。
【0031】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、確定的
信号であるM系列信号を用いて、非線形歪量の測定を行
う方法である。確定的信号を用いた場合は、白色雑音な
どのような統計的信号を用いる従来の測定法とな異な
り、測定値を得るための平均化操作を行う必要がない。
その結果、複数回の演算結果を平均化する必要のある従
来法と比べて、演算量が大幅に低減できるという長所を
有する。
信号であるM系列信号を用いて、非線形歪量の測定を行
う方法である。確定的信号を用いた場合は、白色雑音な
どのような統計的信号を用いる従来の測定法とな異な
り、測定値を得るための平均化操作を行う必要がない。
その結果、複数回の演算結果を平均化する必要のある従
来法と比べて、演算量が大幅に低減できるという長所を
有する。
【0032】また、M系列信号を音声の平均的なスペク
トルを有するフィルタを通すようにしたので、音声信号
に対しても正確な歪量の測定が可能である。
トルを有するフィルタを通すようにしたので、音声信号
に対しても正確な歪量の測定が可能である。
【図1】式(4)のh’(k)の波形を示す図である。
【図2】本発明の実施例を示すブロック図である。
21 被測定系 22 入力端子 23 出力端子 24 M系列信号発生部 25 AD変換器 26 畳み込み部 27 信号エネルギー計算部 28 雑音・歪エネルギー計算部 29 雑音・歪量計算部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04R 29/00 310 G01H 17/00 G01R 23/20
Claims (2)
- 【請求項1】 被測定系に含まれる非線形歪の歪量を測
定する方法であって、前記被測定系にM系列信号m
(k)を入力し、そのときの出力y(k)に対して時間
軸を反転したM系列信号m(−k)を畳み込み、畳み込
みの結果として得られた信号h’(k)の測定区間長L
のエネルギーE1を計算し、前記畳み込み信号h’
(k)において被測定系のインパルス応答の存在が無視
できる時間区間のパワーを計算し、計算したパワーに畳
み込み信号h’(k)の測定区間長Lを乗じてエネルギ
ーE2を計算し、D=E2/E1として歪量Dを測定す
ることを特徴とする非線形歪測定方法。 - 【請求項2】 請求項1の非線形歪測定方法において、
前記M系列信号m(k)は、音声の平均的なスペクトル
を有するフィルタを通したものであることを特徴とする
非線形歪測定方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06557896A JP3346524B2 (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 非線形歪測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP06557896A JP3346524B2 (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 非線形歪測定方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09261799A JPH09261799A (ja) | 1997-10-03 |
JP3346524B2 true JP3346524B2 (ja) | 2002-11-18 |
Family
ID=13291038
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP06557896A Expired - Fee Related JP3346524B2 (ja) | 1996-03-22 | 1996-03-22 | 非線形歪測定方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3346524B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
LV13342B (en) * | 2005-05-18 | 2005-10-20 | Real Sound Lab Sia | Method and device for correction of acoustic parameters of electro-acoustic transducers |
JP5267808B2 (ja) * | 2009-05-12 | 2013-08-21 | 株式会社日立製作所 | 音響出力システム及び音響出力方法 |
WO2021009799A1 (ja) * | 2019-07-12 | 2021-01-21 | 三菱電機株式会社 | 音響信号処理装置、音響システム、音響信号処理方法、及び音響信号処理プログラム |
-
1996
- 1996-03-22 JP JP06557896A patent/JP3346524B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH09261799A (ja) | 1997-10-03 |
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Legal Events
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |