JP3314199B2 - Spread spectrum signal demodulator - Google Patents
Spread spectrum signal demodulatorInfo
- Publication number
- JP3314199B2 JP3314199B2 JP53166597A JP53166597A JP3314199B2 JP 3314199 B2 JP3314199 B2 JP 3314199B2 JP 53166597 A JP53166597 A JP 53166597A JP 53166597 A JP53166597 A JP 53166597A JP 3314199 B2 JP3314199 B2 JP 3314199B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- spread spectrum
- correlation value
- correlation
- spread
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 この発明はスペクトル拡散信号復調装置に関し、特
に、セルラー通信システム、構内無線通信システム、あ
るいは無線LANシステム等に用いられるスペクトル拡散
信号復調装置に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a spread spectrum signal demodulation apparatus, and more particularly, to a spread spectrum signal demodulation apparatus used in a cellular communication system, a private wireless communication system, a wireless LAN system, or the like.
背景技術 スペクトル拡散信号による符号分割多元接続（CDMA）
を行うシステムにおいては、複数の信号が同時に同一の
帯域を用いて伝送されるため、各信号に割り当てられた
符号間の相関によって信号間の干渉が生じ、信号数が増
えるに従って特性が劣化する。さらに信号レベルにばら
つきがある場合には、小さいレベルの信号が大きいレベ
ルの信号から受ける干渉が相対的に大きなものとなり、
小さいレベルの信号の特性が大きく劣化してしまう。BACKGROUND ART Code division multiple access (CDMA) using spread spectrum signals
Since a plurality of signals are transmitted using the same band at the same time, interference between signals occurs due to correlation between codes assigned to the signals, and characteristics deteriorate as the number of signals increases. Further, when there is a variation in the signal level, the interference of a small level signal from a large level signal becomes relatively large,
The characteristics of a signal of a small level are greatly deteriorated.
このような信号間の干渉を低減することにより、特性
を改善する方式がいくつか提案されている。その一つは
相互相関除去方式と呼ばれるものである。この方式は、
予めわかっている符号間の相関値を用いて相関除去を行
う方式であり、この方式を実現する構成例を第19図に示
す。同図において、1001〜100Kは相関器、101は相互相
関除去回路である。Several schemes have been proposed for improving the characteristics by reducing such interference between signals. One of them is called a cross-correlation elimination method. This method is
This is a method for removing correlation using a correlation value between codes known in advance, and FIG. 19 shows a configuration example for realizing this method. In the figure, reference numerals 1001 to 100K denote correlators, and 101 denotes a cross-correlation removing circuit.
スペクトル拡散方式としては直接拡散方式を想定し、
受信信号をｒと表す。該受信信号ｒは、第23図の式
（１）で表すことができる。Assuming the direct spread method as the spread spectrum method,
The received signal is represented by r. The received signal r can be represented by equation (1) in FIG.
ここに、同時に伝送される信号の個数をＫ、ｋ（ｋ＝
１、２、…、Ｋ）番目の送信シンボルをdk、ｋ番目の信
号の拡散符号をck、拡散符号ckによる拡散操作をｋ、
伝送路で付加される背景雑音をｎ、受信レベルをakとし
ている。Here, the number of simultaneously transmitted signals is represented by K, k (k =
1, 2,..., K) -th transmission symbol is d k , the k-th signal spreading code is c k , and the spreading operation by the spreading code c k is k 1 ,
The background noise added on the transmission path is n, and the reception level is ak .
拡散操作ｋと相関操作ｋが同期していれば、同図
の式（２）の規則が成り立つ。If the spreading operation k and the correlation operation k are synchronized, the rule of Expression (2) in FIG.
ただし、相関操作ｋが終了するのは１シンボルの伝
送が完了したあとであるから、これを示すために１シン
ボル分の遅延因子ｚをつけて表現している。However, since the correlation operation k ends after the transmission of one symbol is completed, the correlation operation k is expressed by adding a delay factor z for one symbol to indicate this.
受信信号ｒに対し、ｋ番目の信号の相関器100k出力
ｋは同図の式（３）のように表される。Correlator 100k output of k-th signal for received signal r
k is expressed as in equation (3) of FIG.
全ての復調対象信号を同時に記述するためにベクトル
表現すると、同図の式（４）のようになる。ここで、
は相互相関行列に対応する行列型演算子である。When all the signals to be demodulated are expressed in a vector in order to describe them at the same time, the expression (4) in FIG. here,
Is a matrix type operator corresponding to the cross-correlation matrix.
簡単のため、信号間でシンボルタイミングが同期して
いるものとし、信号ｉ（ｉ＝１、２、…、Ｋ）と信号ｊ
（ｊ＝１、２、…、Ｋ）間の相互相関値をci,j（ci,i＝
１、|ci,j|≦ｌ）とすると、同図の式（５）が成り立
つ。ここで、ci,jを要素とする行列Ｃは、各信号間の相
互相関を表す。For the sake of simplicity, it is assumed that the symbol timing is synchronized between the signals, and the signal i (i = 1, 2,..., K) and the signal j
The cross-correlation value between (j = 1, 2,..., K) is ci, j (ci, i =
1, | ci, j | ≦ l), equation (5) in FIG. Here, a matrix C having elements ci, j represents a cross-correlation between respective signals.
相互相関除去回路101は、相互相関行列Ｃの逆行列（C
-1）を求め、相関器1001〜100Kの出力に対して同図の式
（６）で表せる行列乗算を行う。The cross-correlation removing circuit 101 calculates an inverse matrix (C
-1 ) is obtained, and a matrix multiplication expressed by equation (6) is performed on the outputs of the correlators 1001 to 100K.
個々の信号の拡散符号を予めわかっているので、相互
相関行列Ｃの要素ci,jも予め計算でき、逆行列（C-1）
も予め求めておくことができる。Since the spreading code of each signal is known in advance, the element ci, j of the cross-correlation matrix C can be calculated in advance, and the inverse matrix (C -1 )
Can also be obtained in advance.
以上のような相互相関除去により得られた信号（∞
）は、同図の式（５）を式（６）に代入することによ
り、同図の式（７）のように表されることがわかる。The signal (除去
) Is expressed as equation (7) by substituting equation (5) into equation (6).
これはつまり、相関除去された信号（∞）は、もと
の信号の受信レベルＡと送信シンボルｄの積に雑音成分
ｎが加わったものとなり、同時に受信される他の信号の
影響は一切受けないこととなる。すなわち、信号間の相
互干渉がなくなることを意味しており、干渉除去された
検波信号が得られることになる。この干渉除去されたそ
れぞれの検波信号に対して位相同期などを行い、ビット
判定することにより、それぞれの信号の復調を行うこと
ができる。In other words, the signal ( ∞ ) from which the correlation has been removed becomes a product of the reception level A of the original signal and the transmission symbol d plus the noise component n, and is completely unaffected by other simultaneously received signals. It will not be. That is, it means that there is no mutual interference between the signals, and a detected signal from which the interference has been removed can be obtained. By performing phase synchronization or the like on each of the detected signals from which the interference has been removed and performing bit determination, each signal can be demodulated.
なお、相関除去方式についてシンボル同期している場
合についての動作を示したが、同期していない場合につ
いても、文献“Near−Far Residtance of Multiuser De
tectors in Asynchronous Channels"（E.Lupas,S.Verd
u,IEEE Trans.Com.VOl.38,No.4,April 1990）に示され
るように、同期の場合と同等に相関除去を行うことがで
きる。すなわち、十分長い時間の間に送られるシンボル
数をＬとすると、この期間においてLKの同期した信号が
伝送されていると見なすことができるから、LK×LKの大
きさを持つ相関行列Ｃを扱うことによって、非同期の場
合の相関除去を達成することができる。Although the operation of the correlation elimination method in the case of symbol synchronization is shown, the case of non-synchronization is also described in the document "Near-Far Residtance of Multiuser
tectors in Asynchronous Channels "(E. Lupas, S. Verd
u, IEEE Trans. Com. Vol. 38, No. 4, April 1990), it is possible to perform correlation removal as in the case of synchronization. That is, assuming that the number of symbols transmitted during a sufficiently long time is L, it can be considered that a signal synchronized with LK is transmitted in this period. Therefore, a correlation matrix C having a size of LK × LK is handled. Thereby, correlation cancellation in the asynchronous case can be achieved.
相関除去方式は、信号数の増減があると相関行列Ｃの
大きさが変わるため、相関除去の処理に用いる逆行列C
-1を再計算しなければならない。また、拡散符号の変更
／変化があった場合、相関行列Ｃが変化するので、やは
り逆行列C-1を再計算しなければならない。すなわち、
ボイスアクチベーションなどにより、信号のオン・オフ
が頻繁に発生する場合や、移動通信においで遅延量の変
化がはやい場合などは、非常に短い時間の中で逆行列計
算を行う必要がある。In the correlation elimination method, since the size of the correlation matrix C changes when the number of signals increases or decreases, the inverse matrix C used for the correlation elimination process is used.
-1 must be recalculated. Also, when the spreading code is changed / changed, the correlation matrix C changes, so that the inverse matrix C -1 must be recalculated. That is,
When signal on / off frequently occurs due to voice activation or the like, or when the amount of delay changes rapidly in mobile communication, it is necessary to perform an inverse matrix calculation in a very short time.
逆行列演算は一般に、行列の大きさの３乗に比例した
計算量を要する。すなわち、シンボル同期している場合
でＫの３乗程度、非同期の場合には（LK）の３乗程度に
比例した計算量となるから、逆行列演算をリアルタイム
で行うことは困難となる。The inverse matrix operation generally requires a calculation amount proportional to the cube of the matrix size. That is, the amount of calculation is proportional to the third power of K in the case of symbol synchronization and the third power of (LK) in the case of non-synchronization, so that it is difficult to perform the inverse matrix operation in real time.
上述した相互相関除去方式の他に、信号間の干渉を除
去することにより特性を改善するもう一つの方式とし
て、複製信号除去方式がある。この方式は、それぞれの
信号の複数信号を作成し、もとの信号から差し引くこと
により干渉を低減する方式であり、復調の対象とする信
号を１つずつもとの信号から差し引く方法（シリアル方
式）と、復調の対象とする信号をまとめてもとの信号か
ら差し引く方法（パラレル方式）がある。シリアル方式
（successive方式とも呼ばれる）は第20図に、パラレル
方式は第21図に示されているような構成の装置により実
現されている。In addition to the cross-correlation elimination method described above, there is a duplicate signal elimination method as another method for improving characteristics by eliminating interference between signals. This method is a method of reducing interference by generating a plurality of signals of each signal and subtracting the signals from the original signal, and subtracting one signal to be demodulated from the original signal one by one (serial method). ) And a method (parallel method) in which signals to be demodulated are combined and subtracted from the original signal. The serial system (also referred to as a "successive system") is realized by an apparatus having a structure as shown in FIG. 20, and the parallel system is realized by an apparatus having a structure as shown in FIG.
これらの図の装置は信号数がＫの場合を示しており、
相関器1191〜119Kで検出されたシンボルを、再変調器12
91〜129Kで再拡散することにより複製信号を生成し、複
製信号除去器1491〜149Kによってもとの信号（受信信
号）から他局の複製信号を一つずつもしくはまとめて差
し引き、相関器1591〜159Kで再度シンボルを検出するも
のである。干渉除去回路2791、2792、2891、2892におい
て、干渉除去回路2791と2792、および干渉除去回路2891
と2892はそれぞれ同一もしくは同等の構成を有してい
る。これらを複数段接続することにより、上記再変調器
と複製信号除去器と相関器による信号処理を繰り返し行
う。それぞれの方式（パラレル方式とシリアル方式）に
おける複製信号の生成は、相関器で検出したシンボルの
強度を保ったまま再拡散する方法（軟判定基準）と、相
関器で検出したシンボルを一旦ビット判定（硬判定基
準）し、再拡散した後で、個々の信号の受信レベルを乗
じることで信号強度を回復する方式にさらに分類され
る。The devices in these figures show the case where the number of signals is K,
The symbols detected by the correlators 1191 to 119K are converted by the remodulator 12
Duplicate signals are generated by re-spreading at 91 to 129K, and duplicate signals of other stations are subtracted one by one or collectively from the original signals (received signals) by duplicate signal removers 1491 to 149K. The symbol is detected again at 159K. In the interference elimination circuits 2791, 2792, 2891 and 2892, the interference elimination circuits 2791 and 2792 and the interference elimination circuit 2891
And 2892 each have the same or equivalent configuration. By connecting these in a plurality of stages, signal processing by the remodulator, duplicated signal remover, and correlator is repeatedly performed. In each method (parallel method and serial method), a duplicate signal is generated by a method of re-spreading while maintaining the strength of the symbol detected by the correlator (soft decision criterion) and a method of once determining the symbol detected by the correlator. (Hard decision criterion), and after re-spreading, is further classified into a method of recovering the signal strength by multiplying by the reception level of each signal.
シリアル方式には、相関器1191によって最初に復調さ
れる信号は干渉の除去がされないという問題がある。こ
の問題を解消するため、通常は最も強い信号を先に復調
し、最も弱い信号を最後に復調することで、全体で見た
ときの復調特性を向上させる手法がとられる。個々の信
号の強度を検出する手段がない場合には、代替手段を用
いてなんらかの基準で信号のランキングがなされ、これ
に従って復調する順番を決定する。しかし、このような
ランキングによって復調する順番が随時かわるような構
成は、回路規模が増大する。すなわち、特性上の問題を
補うために、新たな構成上の問題を招く。The serial method has a problem that a signal first demodulated by the correlator 1191 is not canceled. In order to solve this problem, a method of improving the demodulation characteristics when viewed as a whole is usually adopted by demodulating the strongest signal first and demodulating the weakest signal last. If there is no means for detecting the strength of each signal, the signals are ranked on some basis using alternative means, and the order of demodulation is determined accordingly. However, such a configuration in which the order of demodulation is changed as needed by the ranking increases the circuit scale. That is, a new configuration problem is caused in order to compensate for the characteristic problem.
パラレル方式は、それぞれの信号の受信強度が等しい
か互いに近い場合には、シリアル方式に比べて干渉除去
特性が良い。しかし、フェージング環境下や遠近問題な
どにより個々の信号レベルが大きく違うような場合にお
いては、シリアル方式のほうが干渉除去特性がよくな
る。なお、このあたりの議論は、文献“Multiuser Dete
ction for CDMA System"（A.Duel−Hallen,J.Holtzman,
and Z.Zvonar）IEEE Personal Communications,April 1
995）に詳しく記されている。また、パラレル方式は、
復調する信号数Ｋと拡散率がある割合を超えると、ステ
ージ数を増加させるにつれて復調特性が逆に劣化してし
まう問題がある。このため、従来の文献では、復調する
信号数Ｋと拡散率の割合がおよそ0.5以下、ステージ数
も２〜３段に限定した場合の復調特性のみが報告されて
いる。例えば、上述の文献では２段まで、文献Y.Yoon,
R.Kohno,et.al:“A Spread−Spectrum Multi−Access S
ystem with a Co−Channel Interfernce Canceller for
Multipath Fading Channels",IEEE JSAC,Dec.1993では
３段までである。The parallel system has better interference removal characteristics than the serial system when the reception strength of each signal is equal or close to each other. However, in the case where individual signal levels greatly differ due to a fading environment, a near-far problem, or the like, the serial system has better interference removal characteristics. The discussion in this area is based on the document "Multiuser Dete
ction for CDMA System "(A. Duel-Hallen, J. Holtzman,
and Z.Zvonar) IEEE Personal Communications, April 1
995). In addition, the parallel method
If the number K of signals to be demodulated and the spreading factor exceed a certain ratio, there is a problem that the demodulation characteristics are adversely deteriorated as the number of stages is increased. For this reason, the conventional literature reports only the demodulation characteristics when the ratio between the number K of signals to be demodulated and the spreading factor is about 0.5 or less and the number of stages is limited to two or three. For example, in the above-mentioned document, up to two columns, the document Y. Yoon,
R. Kohno, et.al: “A Spread-Spectrum Multi-Access S
ystem with a Co-Channel Interfernce Canceller for
Multipath Fading Channels ", IEEE JSAC, Dec.
特開平７−131382号公報（USP5467368）において発明
された干渉除去方式は一種のパラレル方式であり、第22
図に示されているような構成の装置で実現される。ここ
で、相関器1191〜119Kの相関器で検出されたシンボル
を、再変調器1291〜129Kで再拡散することにより複製信
号を生成し、複製信号除去器1490によって元の信号（受
信信号）から全ての複製信号をまとめて差し引き、相関
器1191〜119Kで再度検出したシンボルに対して、相関器
1591〜159Kで検出されたシンボルをそれぞれ加算する。
干渉除去回路2991、2992は、同一もしくは同等の構成を
有している。The interference cancellation system invented in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 7-131382 (US Pat. No. 5,467,368) is a kind of parallel system.
This is realized by an apparatus having a configuration as shown in the figure. Here, a duplicate signal is generated by re-spreading the symbols detected by the correlators of the correlators 1191 to 119K by the re-modulators 1291 to 129K, and the duplicate signal remover 1490 generates a duplicate signal from the original signal (received signal). All the duplicated signals are subtracted together and the symbols detected again by the correlators 1191 to 119K are correlated with each other.
The symbols detected at 1591 to 159K are respectively added.
The interference removal circuits 2991 and 2992 have the same or equivalent configuration.
上述の記法を用いて、第22図に示されているような構
成の装置の動作について以下に説明する。相関器119k
（ｋ＝１、２、…、Ｋ）の出力は（３）式で与えられて
いるから、再変調器129kの出力で得られるｋ番目の複製
信号は第24図の式（８）のようになる。Using the above-mentioned notation, the operation of the device having the configuration shown in FIG. 22 will be described below. Correlator 119k
Since the output of (k = 1, 2,..., K) is given by equation (3), the k-th replicated signal obtained from the output of the re-modulator 129k is expressed by equation (8) of FIG. become.
全ての複製信号は複製信号除去器1490によって受信信
号から差し引かれ、同図の式（９）の信号が得られる。All the duplicated signals are subtracted from the received signal by the duplicated signal remover 1490 to obtain the signal of the equation (9) in FIG.
複製信号除去器1490の出力信号は、相関器1591〜159K
に入力され、それぞれの信号に対応する拡散符号との相
関が求められた後に、相関器1191〜119Kで検出されたシ
ンボルが加えられる。ここで得られる信号（干渉除去回
路2991のｋ番目の出力シンボル）をｋ（１）とする
と、同図の式（10）で表すことができる。The output signal of the duplicated signal remover 1490 is correlated with the correlators 1591 to 159K.
, And after the correlation with the spreading code corresponding to each signal is obtained, the symbols detected by the correlators 1191 to 119K are added. Assuming that the signal obtained here (the k-th output symbol of the interference removal circuit 2991) is k (1), it can be represented by equation (10) in FIG.
上式をＫ個の信号数だけベクトル表現すれば同図の式
（11）のようになる。If the above equation is vector-represented by the number of K signals, the equation is as shown in equation (11).
ここで、１は単位行列である。 Here, 1 is a unit matrix.
再変調器1291〜129Kの再変調器から相関器1591〜159K
の相関器までの処理をＭ回繰り返したときに得られる信
号を（Ｍ）とすると、同図の式（12）のようになる。Remodulators 1291-129K to correlators 1591-159K
Assuming that a signal obtained when the processing up to the correlator is repeated M times is (M), the equation (12) in the figure is obtained.
ここで、式（12）の右辺に含まれるは相関器1191〜
119Kで検出された信号であり、前記式（４）で表され
る。式（４）は次の式（13）のように変形できる。Here, the right-hand side of equation (12) includes the correlators 1191 to
This is a signal detected at 119K and is represented by the above equation (4). Equation (4) can be transformed into the following equation (13).
式（13）を式（12）に代入することにより、干渉除去
回路がＭ段のときに得られる信号(M)は同図の式（1
4）のようになることがわかる。By substituting equation (13) into equation (12), the signal (M) obtained when the interference elimination circuit has M stages is represented by equation (1 ) in FIG.
You can see that it looks like 4).
上式において、右辺第一項はもとの信号の受信レベル
Ａと送信シンボルｄの積となり、これは検波しようとし
ている希望信号成分そのものである。同第二項は、相関
行列が干渉除去回路の台数Ｍだけ乗じられており、これ
は残留干渉成分である。これは、すなわち、もし相関行
列Ｃが同図の条件式（15）を満たせば、干渉除去回路の
数を増やす毎に干渉成分が小さくなることを示してい
る。In the above equation, the first term on the right side is the product of the reception level A of the original signal and the transmission symbol d, which is the desired signal component to be detected. In the second term, the correlation matrix is multiplied by the number M of interference cancellation circuits, and this is a residual interference component. This means that if the correlation matrix C satisfies the conditional expression (15) in the figure, the interference component becomes smaller each time the number of interference canceling circuits is increased.
次に、復調しようとしている信号のシンボルタイミン
グを抽出する方法について述べる。通常は、干渉除去さ
れていない受信信号と個々のスペクトル拡散信号に割り
当てられた拡散符号との相関値を整合フィルタを用いて
検出し、そのピークタイミングに基づいてシンボルタイ
ミングが決定される。Next, a method for extracting the symbol timing of a signal to be demodulated will be described. Normally, a correlation value between a received signal from which interference has not been removed and a spread code assigned to each spread spectrum signal is detected using a matched filter, and the symbol timing is determined based on the peak timing.
干渉除去によって回線の品質を向上させる効果を利用
して、一定の品質が満たされるまで多くの信号を同一の
帯域に収容することができる。このため、干渉除去の効
果を頼りに収容信号数を増やすと、相互相関が大きくな
るために、受信信号から抽出したシンボルタイミングの
精度が劣化する。これはつまり、精度の低いシンボルタ
イミングに基づいて複製信号を生成するから、誤った複
製信号によって干渉除去が正常に行われず、復調特性が
劣化することとなる。しかし、このような、干渉除去を
前提としたシンボルタイミングの抽出方法については殆
ど検討されていない。By utilizing the effect of improving the quality of a line by removing interference, many signals can be accommodated in the same band until a certain quality is satisfied. For this reason, if the number of accommodated signals is increased by relying on the effect of interference removal, the cross-correlation will increase, and the accuracy of the symbol timing extracted from the received signal will deteriorate. In other words, since the duplicate signal is generated based on the symbol timing with low accuracy, interference removal is not performed normally due to an erroneous duplicate signal, and the demodulation characteristics deteriorate. However, such a method of extracting symbol timing on the premise of removing interference has hardly been studied.
相関除去方式は、前記したように、完全に干渉が除去
された検波信号を得ることができるが、非常に大きな行
列の逆行列計算を行う必要があるため処理量が膨大とな
り、リアルタイムで実現することが困難である。As described above, the correlation elimination method can obtain a detection signal from which interference has been completely eliminated. However, since it is necessary to perform an inverse matrix calculation of a very large matrix, the processing amount becomes enormous and is realized in real time. It is difficult.
従来の複製信号除去方式は、相関除去方式に比べては
るかに少ない処理量で実現することができるが、符号間
の相関のために、相関器119kの出力中に干渉信号の影響
が現れ、従って再変調器129kで生成される複製信号は干
渉の影響による誤差を含んでいる。この誤差は、複製信
号除去を繰り返す毎に蓄積され、検波の対象としている
希望信号そのものの大きさをやがて越えてしまう。すな
わち、干渉除去能力に限界があり、干渉除去回路数を増
やし続けるとやがて特性が悪化する。The conventional duplicate signal elimination scheme can be realized with a much smaller processing amount than the correlation elimination scheme, but due to the correlation between codes, the influence of the interference signal appears in the output of the correlator 119k, and therefore, The duplicate signal generated by the re-modulator 129k includes an error due to the influence of interference. This error is accumulated every time the duplicate signal removal is repeated, and eventually exceeds the magnitude of the desired signal to be detected. That is, there is a limit to the interference removal capability, and the characteristics eventually deteriorate as the number of interference removal circuits is increased.
一方、特開平７−131382号公報（USP5467368）におい
て出願された方式は、前記したように、複製信号をパラ
レルに作成し、もとの受信信号から除去する一種の複製
信号除去方式である。特に、軟判定を用いて複製信号を
作成すると、その結果得られる出力信号は相関除去方式
に近いものとなる。すなわち、複製信号除去方式と同程
度の処理量で、優れた特性を得ることができる。On the other hand, the method filed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 7-131382 (US Pat. No. 5,467,368) is a kind of duplicate signal elimination method in which duplicate signals are created in parallel and eliminated from the original received signal, as described above. In particular, if a duplicated signal is created using soft decision, the resulting output signal will be close to that of the correlation removal method. That is, excellent characteristics can be obtained with the same processing amount as that of the duplicate signal removal method.
しかし、同方式においてもやはり、特定の条件下にお
いて、符号間の相関による複製信号の誤差がステージを
経る度に蓄積され、やがて検波の対象としている希望信
号そのものの大きさを越えてしまう。この条件は、１つ
の信号が（Ｋ−１）の信号から受ける相互相関によって
支配されており、例えば、相互相関の大きさが0.5程度
のときにステージ数が１〜３段においては平均した特性
がやや改善されるが、さらにステージ数を増やすと逆に
劣化しはじめ、やがて急激に特性が悪化するという問題
がある。However, even in the same method, under specific conditions, errors in the duplicated signal due to correlation between codes are accumulated every time the signal passes through the stage, and eventually exceed the size of the desired signal to be detected. This condition is governed by the cross-correlation that one signal receives from the signal of (K-1). For example, when the magnitude of the cross-correlation is about 0.5, the characteristic is averaged when the number of stages is 1 to 3. However, there is a problem that when the number of stages is further increased, the characteristics start to deteriorate, and then the characteristics rapidly deteriorate.
発明の開示 本発明は、上述の従来技術の問題点を解決するための
ものであり、従来の複製信号除去方式より、わずかに処
理量を増やすだけで、干渉除去能力を大幅に向上させる
スペクトル拡散信号復調装置を提供することを目的とす
る。DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention is intended to solve the above-mentioned problems of the prior art, and it is possible to greatly increase the interference rejection capability by slightly increasing the processing amount compared to the conventional duplicate signal rejection method. It is an object to provide a signal demodulation device.
また、本発明は、特開平７−131382号公報（USP54673
68）において出願された方式が有する前述の問題を解決
するためのものであり、相互相関の大きさによらずに、
干渉除去回路の数を増やすことによっていくらでも相互
相関除去方式の特性に近づけることができるスペクトル
拡散信号復調装置を提供することを目的とする。Further, the present invention relates to Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-131382 (US Pat.
68) to solve the above-mentioned problem of the method filed in the above, and regardless of the magnitude of the cross-correlation,
It is an object of the present invention to provide a spread spectrum signal demodulator capable of approaching the characteristics of the cross-correlation elimination system by increasing the number of interference elimination circuits.
さらに、本発明は、従来の干渉除去方式で考慮されて
いなかった、シンボルタイミングの抽出精度を向上させ
るスペクトル拡散信号復調装置を提供することを目的と
する。It is a further object of the present invention to provide a spread spectrum signal demodulation device that improves symbol timing extraction accuracy, which has not been considered in the conventional interference cancellation method.
この発明は、スペクトル拡散信号が複数合成された受
信信号を入力とするスペクトル拡散信号復調装置におい
て、受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号に割
り当てられた拡散符号と該受信信号との相関値を検出す
る少なくとも１個の第１の相関値検出手段と、前記第１
の相関値検出手段により検出された相関値をそれぞれの
シンボルタイミングに合わせて該拡散符号で再度拡散す
ることにより該受信信号に含まれる個々のスペクトル拡
散信号の複製を作成する少なくとも１個の複製信号作成
手段と、前記複製信号作成手段により得られた複製信号
を該受信信号から減じる少なくとも１個の複製信号減算
手段と、前記複製信号減算手段により得られた複製信号
除去後の受信信号と該受信信号に含まれる個々のスペク
トル拡散信号に割り当てられた拡散符号との相関値を検
出する少なくとも１個の第２の相関値検出手段と、前記
第１の相関値検出手段で出力される相関信号が複製信号
作成手段と複製信号減算手段と第２の相関値検出手段を
経て出力されるまでの間に生成される中間信号（相関信
号や複製信号も含む）に対して、少なくとも１回その強
度を弱める少なくとも１個の信号強度抑圧手段と、上記
複製信号作成手段、複製信号減算手段、第２の相関値検
出手段、および信号強度抑圧手段からなる干渉除去回路
を複数個縦続接続した点に特徴がある。The present invention relates to a spread spectrum signal demodulation apparatus which receives a received signal obtained by combining a plurality of spread spectrum signals, and calculates a correlation value between the spread code assigned to each spread spectrum signal included in the received signal and the received signal. At least one first correlation value detecting means for detecting,
At least one copy signal for creating a copy of each spread spectrum signal included in the received signal by re-spreading the correlation value detected by the correlation value detecting means with the spreading code in accordance with each symbol timing. Creating means; at least one duplicate signal subtracting means for subtracting the duplicate signal obtained by the duplicate signal creating means from the received signal; and a duplicated signal-removed received signal obtained by the duplicate signal subtraction means; At least one second correlation value detecting means for detecting a correlation value with a spread code assigned to each spread spectrum signal included in the signal; and a correlation signal output by the first correlation value detecting means. An intermediate signal (including a correlation signal and a duplicate signal) generated before being output through the duplicate signal creation means, the duplicate signal subtraction means, and the second correlation value detection means. ), At least one signal strength suppressing means for weakening the strength at least once, and interference elimination comprising the duplicated signal creating means, duplicated signal subtracting means, second correlation value detecting means, and signal strength suppressing means. The feature is that a plurality of circuits are connected in cascade.
この発明によれば、干渉除去能力を大幅に向上させる
ことができ、また干渉除去回路の数を増やすことによっ
ていくらでも相互相関除去方式の特性に近づけることが
できるスペクトル拡散信号復調装置を提供することがで
きるようになる。According to the present invention, it is possible to provide a spread spectrum signal demodulation device which can greatly improve the interference canceling capability and can approach the characteristics of the cross-correlation canceling system by increasing the number of interference canceling circuits. become able to.
図面の簡単な説明 第１図は本発明の第１の実施形態の構成を示すブロッ
ク図である。第２図は第１図の複製信号作成手段の一具
体例の構成を示すブロック図である。第３図は第１図の
信号強度抑圧手段の一具体例の構成を示すブロックであ
る。第４図は第１図の第２の相関値検出手段の一具体例
の構成を示すブロック図である。第５図は前記複製信号
作成手段の他の具体例の構成を示すブロック図である。
第６図は前記複製信号作成手段のさらに他の具体例の構
成を示すブロック図である。第７図は信号強度抑圧手段
の他の具体例の構成を示すブロック図である。第８図は
第７図の信号強度抑圧手段の特性を示す図である。第９
図は前記第２の相関値検出手段の他の具体例の構成を示
すブロック図である。第10図は本発明の第２の実施形態
の構成を示すブロック図である。第11図は本発明の第３
の実施形態の構成を示すブロック図である。第12図は第
11図の相関器の一具体例の構成を示すブロック図であ
る。第13図は第11図の再変調器の一具体例の構成を示す
ブロック図である。第14図は本発明の第４の実施形態の
構成を示すブロック図である。第15図は本発明の第５の
実施形態の構成を示すブロック図である。第16図は本発
明の第６の実施形態の構成を示すブロック図である。第
17図は本発明の第７の実施形態の構成を示すブロック図
である。第18図は本発明の第８の実施形態の構成を示す
ブロック図である。第19図は従来の相関除去方式のスペ
クトル拡散信号復調装置の構成を示すブロック図であ
る。第20図は従来の複製信号除去方式のスペクトル拡散
信号復調装置の第１の構成を示すブロック図である。第
21図は従来の複製信号除去方式のスペクトル拡散信号復
調装置の第２の構成を示すブロック図である。第22図は
特開平７−131382号公報（USP5467368）において発明さ
れた干渉除去方式の構成を示すブロック図である。第23
図は従来装置の動作を説明するための数式を示す図であ
る。第24図は従来装置および本発明の動作を説明するた
めの数式を示す図である。第25図は本発明の動作を説明
するための数式を示す図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a specific example of the duplicated signal creating means of FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a specific example of the signal strength suppressing means of FIG. FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a specific example of the second correlation value detecting means of FIG. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of another specific example of the duplicated signal creating means.
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of still another specific example of the duplicated signal creating means. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of another specific example of the signal strength suppressing means. FIG. 8 is a diagram showing characteristics of the signal strength suppressing means of FIG. Ninth
FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of another specific example of the second correlation value detecting means. FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the present invention. FIG. 11 shows the third embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the embodiment. Fig. 12
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a specific example of the correlator shown in FIG. 11; FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a specific example of the re-modulator of FIG. FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the fourth embodiment of the present invention. FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the fifth embodiment of the present invention. FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the sixth embodiment of the present invention. No.
FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the seventh embodiment of the present invention. FIG. 18 is a block diagram showing the configuration of the eighth embodiment of the present invention. FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of a conventional spread spectrum signal demodulation apparatus using a correlation removal method. FIG. 20 is a block diagram showing a first configuration of a conventional spread spectrum signal demodulation apparatus using a duplicated signal removal method. No.
FIG. 21 is a block diagram showing a second configuration of a conventional spread spectrum signal demodulation apparatus using a duplicate signal removal method. FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of the interference elimination system invented in Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-131382 (US Pat. No. 5,467,368). 23rd
FIG. 1 is a diagram showing mathematical expressions for explaining the operation of the conventional device. FIG. 24 is a diagram showing mathematical expressions for explaining the operation of the conventional device and the present invention. FIG. 25 is a diagram showing mathematical expressions for explaining the operation of the present invention.
発明の実施するための最良の形態 以下に、図面を参照して、本発明を詳細に説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第１図は、本発明のスペクトル拡散信号復調装置の第
１実施形態の構成を示すブロック図である。第１図に示
されているように、本実施形態のスペクトル拡散信号復
調装置は。受信信号を入力とし、受信信号に含まれる個
々のスペクトル拡散信号に割り当てられた拡散符号と該
受信信号との相関値を検出する第１の相関値検出手段11
1〜11K、該受信信号を遅らせて出力する遅延素子190、
該第１の相関値検出手段111〜11Kおよび遅延素子190の
出力信号を入力とする干渉除去回路21、および該干渉除
去回路21と同構成の多段接続された干渉除去回路22〜2M
（Ｍは正の整数）から構成されている。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of the spread spectrum signal demodulation device of the present invention. As shown in FIG. 1, the spread spectrum signal demodulation apparatus according to the present embodiment is: A first correlation value detecting means 11 which receives a received signal and detects a correlation value between a spread code assigned to each spread spectrum signal included in the received signal and the received signal.
1 to 11K, a delay element 190 for delaying and outputting the received signal,
An interference canceling circuit 21 to which the output signals of the first correlation value detecting means 111 to 11K and the delay element 190 are input, and multistage connected interference canceling circuits 22 to 2M having the same configuration as the interference canceling circuit 21
(M is a positive integer).
前記のように、干渉除去回路21〜2Mは同一もしくは同
等の構成であるので、干渉除去回路21を代表に挙げてそ
の構成を説明すると、該干渉除去回路21は、前記第１の
相関値検出手段111〜11Kの出力信号を入力とする複製信
号作成手段121〜12K、該複製信号作成手段121〜12Kの出
力信号である複製信号の強度を抑圧する信号強度抑圧手
段131〜13K、前記遅延素子190によって遅延された受信
信号から前記信号強度抑圧手段131〜13Kの出力信号の和
を減算する信号減算手段140、入力シンボルを遅らせて
出力する遅延素子191〜19K、および該信号減算手段140
と遅延素子190〜19Kの出力信号を入力とする第２の相関
値検出手段151〜15Kから構成されている。As described above, since the interference canceling circuits 21 to 2M have the same or equivalent configuration, the configuration of the interference canceling circuit 21 will be described by taking the interference canceling circuit 21 as a representative. Duplicate signal generating means 121 to 12K to which the output signals of means 111 to 11K are input, signal intensity suppressing means 131 to 13K for suppressing the intensity of the duplicate signal which is the output signal of the duplicate signal generating means 121 to 12K, and the delay element Signal subtracting means 140 for subtracting the sum of the output signals of the signal strength suppressing means 131 to 13K from the received signal delayed by 190, delay elements 191 to 19K for delaying and outputting input symbols, and the signal subtracting means 140
And second correlation value detection means 151 to 15K to which the output signals of the delay elements 190 to 19K are input.
前記複製信号作成手段121〜12Kは、前記第１の相関値
検出手段により検出された相関値をそれぞれの送信シン
ボルのタイミングに合わせて該拡散符号で再度拡散する
ことにより該受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散
信号の複製を作成する。また、前記第２の相関値検出手
段151〜15Kは、前記複製信号減算手段により得られた複
製信号除去後の受信信号と該受信信号に含まれる個々の
スペクトル拡散信号に割り当てられた拡散符号との相関
値を検出する。The duplicated signal creation means 121 to 12K re-spreads the correlation value detected by the first correlation value detection means with the spreading code in accordance with the timing of each transmission symbol, thereby obtaining the individual signals included in the received signal. Make a copy of the spread spectrum signal of. Further, the second correlation value detection means 151 to 15K are provided with a reception signal after the removal of the copy signal obtained by the copy signal subtraction means and a spread code assigned to each spread spectrum signal included in the reception signal. Is detected.
次に、前記干渉除去回路21の各構成要素の構成の一例
を、具体例により説明する。まず、前記複製信号作成手
段121の一具体例を第２図を参照して説明する。なお、
前記複製信号作成手段121〜12Kのそれぞれは同一または
同等の構成を有しているので、ここでは複製信号作成手
段121を代表にあげて説明する。Next, an example of the configuration of each component of the interference removal circuit 21 will be described with a specific example. First, a specific example of the duplicated signal creating means 121 will be described with reference to FIG. In addition,
Since each of the duplicated signal creation units 121 to 12K has the same or equivalent configuration, the duplicated signal creation unit 121 will be described as a representative here.
複製信号作成手段121は、図示されているように、前
記第１の相関値検出手段111からの出力信号を入力とす
るラッチ回路321、拡散符号を発生する拡散符号生成器3
23、および前記ラッチ回路321の出力と前記拡散符号を
乗じる乗算器322から構成されている。ラッチ回路321
は、シンボル毎に入力される信号をラッチして、１シン
ボルの期間にわたってその値を保持して出力する。拡散
符号生成器323は、シンボルタイミングに合わせて予め
設定されている拡散符号を発生する。乗算器323は、ラ
ッチ回路321の出力と前記拡散符号を乗じた結果を出力
する。前記シンボルタイミングは、第１の相関値検出手
段111から供給される。As shown in the figure, the duplicated signal creation means 121 includes a latch circuit 321 that receives an output signal from the first correlation value detection means 111 as an input, a spread code generator 3 that generates a spread code.
23, and a multiplier 322 for multiplying the output of the latch circuit 321 by the spreading code. Latch circuit 321
Latches a signal input for each symbol, and holds and outputs the value over a period of one symbol. The spreading code generator 323 generates a spreading code set in advance in accordance with the symbol timing. The multiplier 323 outputs a result obtained by multiplying the output of the latch circuit 321 by the spreading code. The symbol timing is supplied from the first correlation value detection means 111.
次に、前記信号強度抑圧手段131の一具体例の構成
を、第３図を参照して説明する。なお、前記信号強度抑
圧手段131〜13Kのそれぞれは同一または同等の構成を有
しているので、ここでは前記信号強度抑圧手段131を代
表にあげて説明する。Next, the configuration of a specific example of the signal strength suppressing means 131 will be described with reference to FIG. Since the signal strength suppressing means 131 to 13K have the same or equivalent configuration, the signal strength suppressing means 131 will be described here as a representative.
第３図において、乗算器351は、予め設定された０以
上１未満の抑圧係数と入力信号を乗じて出力する。な
お、従来の技術で実現されるスペクトル拡散信号復調装
置はこの係数を１に設定した場合と等価であり、この場
合においては前述した従来技術の問題が生じる。すなわ
ち、それらの問題を解決するためには、複製信号もしく
は相関信号の強度を抑圧することが非常に重要となる。
この具体例では、該抑圧係数は固定値としているが、本
発明はこれに限定されるものではない。In FIG. 3, a multiplier 351 multiplies a preset suppression coefficient equal to or greater than 0 and less than 1 by an input signal and outputs the result. Note that the spread spectrum signal demodulation device realized by the conventional technique is equivalent to the case where this coefficient is set to 1, and in this case, the problem of the conventional technique described above occurs. That is, in order to solve these problems, it is very important to suppress the strength of the duplicate signal or the correlation signal.
In this specific example, the suppression coefficient is a fixed value, but the present invention is not limited to this.
次に、前記第２の相関値検出手段151の一具体例の構
成を、第４図を参照して説明する。なお、前記複製信号
作成手段151〜15Kのそれぞれは同一または同等の構成を
有しているので、ここでは複製信号作成手段151を代表
にあげて説明する。Next, the configuration of a specific example of the second correlation value detecting means 151 will be described with reference to FIG. Since each of the duplicated signal creation units 151 to 15K has the same or equivalent configuration, the duplicated signal creation unit 151 will be described here as a representative.
複製信号作成手段151は図示されているように、前記
複製信号減算手段140からの出力信号を入力とし、該入
力信号に拡散符号生成器384で生成された拡散符号を乗
算する乗算器381、該乗算結果を１シンボル期間だけ積
分する積分器382、および該積分結果に前記第１の相関
値検出手段111の出力信号を前記遅延器191で遅延した信
号を加算する加算器383から構成されている。ここに、
前記拡散符号生成器384は、予め設定されている拡散符
号をシンボルタイミングに合わせて発生させる。乗算器
381は、複製信号除去手段からの出力信号と拡散符号を
乗じた結果を出力する。積分器382は、シンボルタイミ
ングに合わせて入力信号を１シンボル期間だけ積分した
結果を出力する。加算器383は、第１図に示された複製
信号作成手段への入力信号と積分器382の出力を加算し
て出力する。As shown in the figure, the duplicated signal creation unit 151 receives the output signal from the duplicated signal subtraction unit 140 as an input, and multiplies the input signal by the spreading code generated by the spreading code generator 384. It comprises an integrator 382 for integrating the multiplication result for one symbol period, and an adder 383 for adding a signal obtained by delaying the output signal of the first correlation value detection means 111 by the delay unit 191 to the integration result. . here,
The spreading code generator 384 generates a predetermined spreading code in accordance with the symbol timing. Multiplier
Reference numeral 381 outputs a result obtained by multiplying the output signal from the duplicated signal removing means by the spread code. Integrator 382 outputs the result of integrating the input signal for one symbol period in accordance with the symbol timing. The adder 383 adds the input signal to the duplicated signal creating means shown in FIG. 1 and the output of the integrator 382 and outputs the result.
次に、第１図に示す本実施例の動作を数式を用いて以
下に説明する。ここで、前記複製信号作成手段121〜12K
として第２図の構成を、前記信号強度抑圧手段131〜13K
として第３図の構成を、また、第２の相関値検出手段15
1〜15Kとして第４図の構成を用いている。なお、以下の
説明においては、ベースバンド信号処理を想定し、信号
は全て複素信号で表されるとしているが、IF帯などにお
いて同等の処理を実行しても構わない。Next, the operation of this embodiment shown in FIG. 1 will be described below using mathematical expressions. Here, the duplicate signal creation means 121 to 12K
2 as the signal strength suppressing means 131 to 13K.
3 and the second correlation value detecting means 15
The configuration shown in FIG. 4 is used as 1 to 15K. In the following description, it is assumed that baseband signal processing is performed, and all signals are represented by complex signals. However, equivalent processing may be performed in an IF band or the like.
第１の相関値検出手段11k（ｋ＝１、２、…、Ｋ）の
出力信号は前記（３）式で与えられ、これをベクトル表
現した場合は前記（４）式もしくは（５）式で与えられ
る。抑圧係数１〜抑圧係数Ｋを全て同じ値ｓとすると、
複製信号減算手段140の出力は第24図の式（16）で与え
られる。すなわち、遅延器190の出力信号zrから、信号
強度抑圧手段131〜13Kの出力信号の和を減じたものとな
る。なお、本実施形態では、該抑圧係数１〜抑圧係数Ｋ
を全て同じ値ｓとしたが、本発明はこれに限定されるも
のではない。The output signal of the first correlation value detecting means 11k (k = 1, 2,..., K) is given by the above equation (3), and when this is expressed in a vector, it is expressed by the above equation (4) or (5). Given. Assuming that the suppression coefficients 1 to K have the same value s,
The output of the duplicate signal subtracting means 140 is given by equation (16) in FIG. That is, the sum of the output signals of the signal strength suppression units 131 to 13K is subtracted from the output signal zr of the delay unit 190. In the present embodiment, the suppression coefficients 1 to K
Have the same value s, but the present invention is not limited to this.
第２の相関値検出手段15k（ｋ＝１、２、…、Ｋ）の
出力信号k (1)は、第４図の構成の動作により第24図の
式（17）で与えられ、これをベクトル表現した場合は第
25図の式（18）となる。The output signal k (1) of the second correlation value detecting means 15k (k = 1, 2,..., K ) is given by the equation (17) in FIG. 24 by the operation of the configuration in FIG. If expressed in vector
Equation (18) in FIG. 25 is obtained.
第１図に示すように、干渉除去回路を多段接続するこ
とにより、前記複製信号作成手段、前記信号強度抑圧手
段、前記複製信号減算手段および前記第２の相関値検出
手段が繰り返し実行される。第Ｍ番目の干渉除去回路2M
の出力信号をベクトル（Ｍ）とすると、それは同図の
式（19）で与えられる。As shown in FIG. 1, by connecting the interference removing circuits in multiple stages, the duplicated signal creating means, the signal strength suppressing means, the duplicated signal subtracting means and the second correlation value detecting means are repeatedly executed. M-th interference elimination circuit 2M
Is the vector (M), which is given by equation (19) in FIG.
第１の相関値検出手段11k（ｋ＝１、２、…、Ｋ）で
検出された相関値は前記式（４）で与えられ、これを変
形すると同図の式（20）となる。The correlation value detected by the first correlation value detecting means 11k (k = 1, 2,..., K) is given by the above equation (4), and when this is modified, it becomes equation (20) in FIG.
前記式（20）を式（19）に代入すれば同図の式（21）
を得る。By substituting equation (20) into equation (19), equation (21) in FIG.
Get.
式（21）の右辺第１項は定数1/s、元の信号の受信レ
ベルＡ、および送信シンボルｄの積となり、これは検波
しようとしている希望信号成分そのものである。同第２
項は、前記式（４）の中で与えられる行列型演算子と
定数1/sの積が干渉除去回路の台数Ｍだけ乗じられてお
り、これは残留干渉成分である。これはすなわち、もし
相関行列Ｃが同図の条件式（22）を満たせば、干渉除去
回路の数を増やす毎に干渉成分が小さくなることを示し
ている。The first term on the right side of the equation (21) is a product of the constant 1 / s, the reception level A of the original signal, and the transmission symbol d, which is the desired signal component to be detected. The second
The term is obtained by multiplying the product of the matrix type operator given in the above equation (4) and the constant 1 / s by the number M of interference canceling circuits, and this is a residual interference component. This means that if the correlation matrix C satisfies the conditional expression (22) in the figure, the interference component becomes smaller each time the number of interference canceling circuits is increased.
ここで、相関行列Ｃは、簡単のため信号間でシンボル
タイミングが同期しているものとすれば、前記式（５）
で示したものと同等のものである。前述のように、シン
ボルが非同期の場合についても同期の場合と同様に取り
扱うことができるから、本発明を非同期の場合に適用し
ても同期の場合と同様の効果を得ることができる。Here, assuming that the symbol timing is synchronized between the signals for simplicity, the correlation matrix C is given by the above equation (5).
It is equivalent to that shown in. As described above, the case where the symbols are asynchronous can be handled in the same way as the case of synchronization. Therefore, even when the present invention is applied to the case of asynchronous, the same effect as that of the case of synchronization can be obtained.
一般に、式（５）の形式で与えられる相関行列Ｃは、
直交行列Ｘと固有値αｉ（ｉ＝１、２、…、Ｋ）を用い
て、同図の式（23）に示すように対角化が可能である。In general, the correlation matrix C given in the form of equation (5) is
Using the orthogonal matrix X and the eigenvalues α i (i = 1, 2,..., K), diagonalization can be performed as shown in equation (23) of FIG.
よって、同図の式（24）が成立するから、干渉除去回
路の数を増やす毎に干渉成分が小さくなるための条件式
（22）は、結局、同図の式（25）と等価となる。Therefore, since the equation (24) in the figure is satisfied, the conditional equation (22) for decreasing the interference component every time the number of the interference canceling circuits is increased becomes equivalent to the equation (25) in the figure. .
ここで相関行列の固有値αｉはそれぞれのスペクトル
拡散信号の拡散符号、符号波形、信号の到来時間差など
によって決まるものであり、これらの固有値に対して式
（25）を満たすように抑圧係数ｓを設定することによ
り、干渉除去回路の数を増やすことで干渉成分をいくら
でも小さくすることができる。Here, the eigenvalue α i of the correlation matrix is determined by the spread code and code waveform of each spread spectrum signal, the arrival time difference of the signal, and the like. The suppression coefficient s is set to satisfy the equation (25) for these eigenvalues. By setting, any number of interference components can be reduced by increasing the number of interference removal circuits.
具体的に一例を挙げれば、拡散率が32、検波対象信号
数Ｋ＝16の時の固有値は、平均が１で分散が0.47とな
る。なお、この値は送信信号波形の帯域制限を行わず、
かつ全ての検波対象信号がシンボル同期しており、かつ
ランダム符号を拡散符号とした場合である。この場合、
抑圧係数ｓを0.6程度に設定することにより、AWGNチャ
ネルにおいて、干渉除去回路数Ｍ＝３で8dB程度、Ｍ＝
６で12dB程度軽減することができる。Specifically, for example, when the spreading factor is 32 and the number of detection target signals K = 16, the eigenvalue has an average of 1 and a variance of 0.47. This value does not limit the band of the transmission signal waveform.
In this case, all the detection target signals are symbol-synchronized, and the random code is a spread code. in this case,
By setting the suppression coefficient s to about 0.6, in the AWGN channel, the number of interference canceling circuits is about 8 dB with M = 3, and M = 3.
6 can reduce about 12 dB.
以上のように、前記実施形態では、前記複製信号作成
手段121〜12K、信号強度抑圧手段131〜13K、および第２
の相関値検出手段151〜15Kとして、それぞれ第２図、第
３図、および第４図の構成を用いて説明したが、本発明
はこれらの構成に限定されるものではない。以下に、該
複製信号作成手段121〜12K、信号強度抑圧手段131〜13
K、および第２の相関値検出手段151〜15Kの他の具体例
につき説明する。As described above, in the embodiment, the duplicated signal creation units 121 to 12K, the signal strength suppression units 131 to 13K, and the second
2, FIG. 3, and FIG. 4 have been described as the correlation value detecting means 151 to 15K, however, the present invention is not limited to these configurations. Hereinafter, the duplicated signal creation means 121 to 12K, the signal strength suppression means 131 to 13
Another specific example of K and the second correlation value detecting means 151 to 15K will be described.
第５図は、前記複製信号作成手段121の第２具体例の
構成を示すブロック図である。該複製信号作成手段121
は、図示されているように、硬判定決331、ラッチ回路3
32、乗算器333、334、拡散符号生成器335から構成され
ている。硬判定器331は入力された信号の符号を判定し
て出力する。ラッチ回路332は、硬判定器331の出力符号
をシンボルタイミングに合わせてラッチし、１シンボル
の期間にわたってその値を保持して出力する。拡散符号
生成器335は、シンボルタイミングに合わせて予め設定
されている拡散符号を発生させる。乗算器333は、ラッ
チ回路332の出力と拡散符号を乗じた結果を出力する。
乗算器334は、硬判定器331に入力された信号に対応する
スペクトル拡散信号の受信レベルと乗算器333の出力を
それぞれ乗じた信号を出力する。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a second specific example of the duplicated signal creating means 121. The duplicate signal creation means 121
Is the hard decision 331, the latch circuit 3
32, multipliers 333 and 334, and a spreading code generator 335. The hard decision unit 331 determines the sign of the input signal and outputs it. The latch circuit 332 latches the output code of the hard decision unit 331 in accordance with the symbol timing, and holds and outputs the value over the period of one symbol. The spreading code generator 335 generates a spreading code that is set in advance in accordance with the symbol timing. The multiplier 333 outputs a result obtained by multiplying the output of the latch circuit 332 by the spreading code.
The multiplier 334 outputs a signal obtained by multiplying the output of the multiplier 333 by the reception level of the spread spectrum signal corresponding to the signal input to the hard decision unit 331.
次に、前記複製信号作成手段121の第３の具体例を第
６図を参照して説明する。複製信号作成手段121は、図
示されているように、RAKE合成器341、硬判定器342、ラ
ッチ回路343、乗算器344、345、拡散符号生成器346、加
算器347から構成されている。Next, a third specific example of the copy signal creation means 121 will be described with reference to FIG. As shown in the figure, the duplicated signal creation means 121 includes a RAKE combiner 341, a hard decision unit 342, a latch circuit 343, multipliers 344 and 345, a spread code generator 346, and an adder 347.
すなわち、RAKE合成器341は、入力された信号におい
て観測される時間分散された複数の到来信号の時間差を
補正し、これらの信号を全加算して出力する。硬判定器
342は入力された信号の符号を判定して出力する。ラッ
チ回路343は、硬判定器342の出力符号をシンボルタイミ
ングに合わせてラッチし、１シンボルの期間にわたって
その値を保持して出力する。That is, the RAKE combiner 341 corrects the time difference between a plurality of time-dispersed incoming signals observed in the input signal, and adds and outputs these signals. Hard decision unit
342 determines and outputs the sign of the input signal. The latch circuit 343 latches the output code of the hard decision unit 342 in accordance with the symbol timing, and holds and outputs the value over the period of one symbol.
拡散符号生成器346は、RAKE合成器341で合成された複
数の到来信号のうちの一つに対応するシンボルタイミン
グに合わせて予め設定されている拡散符号を発生させ
る。乗算器344は、ラッチ回路343の出力と拡散符号を乗
じた結果を出力する。乗算器345は、RAKE合成器341で合
成された複数の到来信号のうちの一つに対応するスペク
トル拡散信号の受信レベルと乗算器344の出力をそれぞ
れ乗じた信号を出力する。一般に、乗算器344、345と拡
散符号生成器346は、RAKE合成器341で合成された到来信
号の数と同数だけ存在し、合成されたそれぞれの到来信
号に対応したシンボルタイミングと受信レベルに基づい
て拡散信号の生成と信号レベルの設定が行われる。この
ようにして乗算器345から出力される複数の信号は、加
算器347において加算され出力信号となる。The spreading code generator 346 generates a spreading code that is set in advance in accordance with the symbol timing corresponding to one of the plurality of incoming signals synthesized by the RAKE combiner 341. Multiplier 344 outputs the result of multiplying the output of latch circuit 343 by the spreading code. The multiplier 345 outputs a signal obtained by multiplying the output of the multiplier 344 by the reception level of the spread spectrum signal corresponding to one of the plurality of incoming signals synthesized by the RAKE combiner 341. In general, the multipliers 344 and 345 and the spreading code generator 346 exist in the same number as the number of incoming signals synthesized by the RAKE combiner 341 and are based on the symbol timing and reception level corresponding to each of the synthesized incoming signals. Thus, a spread signal is generated and a signal level is set. The plurality of signals output from the multiplier 345 in this way are added in the adder 347 to become an output signal.
次に、前記信号強度抑圧手段131の第２の具体例の構
成を、第７図を参照して説明する。図示されているよう
に、信号強度抑圧手段131は、リミッタ回路361、乗算器
362から構成されている。リミッタ回路361は予め設定さ
れた閾値と入力信号の強度を比較し、入力信号強度が閾
値を下回れば入力信号をそのまま出力し、閾値を上回れ
ば出力信号強度を飽和させる。乗算器362は、リミッタ
回路361から出力される信号と予め設定された抑圧係数
を乗じた信号を出力する。Next, the configuration of a second specific example of the signal strength suppressing means 131 will be described with reference to FIG. As shown, the signal strength suppressing means 131 includes a limiter circuit 361, a multiplier,
362. The limiter circuit 361 compares the input signal strength with a preset threshold value, and outputs the input signal as it is when the input signal strength is lower than the threshold, and saturates the output signal strength when the input signal strength is higher than the threshold. The multiplier 362 outputs a signal obtained by multiplying the signal output from the limiter circuit 361 by a preset suppression coefficient.
第８図は、第７図で構成される信号強度抑圧手段の入
出力信号の強度の関係を図示したものである。この図か
ら、該信号強度抑圧手段は、入力信号強度が閾値より小
さい時には、入力信号強度×抑圧係数を出力し、該閾値
以上の時には、閾値×抑圧係数を出力することがわか
る。FIG. 8 shows the relationship between the input and output signal strengths of the signal strength suppressing means shown in FIG. From this figure, it can be seen that the signal strength suppressing means outputs the input signal strength × suppression coefficient when the input signal strength is smaller than the threshold value, and outputs the threshold value × suppression coefficient when the input signal strength is equal to or larger than the threshold value.
なお、前記信号強度抑圧手段131に関する上記以外の
実施形態は種々考えられる。総じて言えば、信号強度抑
圧手段131〜13Kは、入力信号の平均電力に比べて出力信
号の平均電力を小さくすることにより、信号強度の抑圧
を実現する働きをする。Various embodiments other than those described above regarding the signal strength suppressing means 131 are conceivable. Generally speaking, the signal strength suppressing units 131 to 13K function to realize suppression of the signal strength by reducing the average power of the output signal as compared with the average power of the input signal.
第９図は、前記第２の相関値検出手段151は第２具体
例の構成を示す図である。該第２の相関値検出手段151
は、第４図で示した第１具体例と同様２つの入力信号を
持つが、この具体例ではシンボルタイミングを生成する
点で第１具体例と異なる。図示されているように、第２
の相関値検出手段151は、整合フィルタ391、加算器39
2、タイミング検出器393、タイミング生成器394から構
成されている。FIG. 9 is a diagram showing a configuration of the second correlation value detecting means 151 in a second specific example. The second correlation value detecting means 151
Has two input signals as in the first example shown in FIG. 4, but this example differs from the first example in that symbol timing is generated. As shown, the second
Of the correlation value detection means 151, the matched filter 391, the adder 39
2. It is composed of a timing detector 393 and a timing generator 394.
整合フィルタ391は予め設定された拡散符号と入力信
号の相関値を検出して出力する。加算器392は第１図に
おける複製信号作成手段への入力信号と整合フィルタ39
1からの出力信号を加算して出力する。タイミング検出
器393は、出力される相関信号のピーク値に基づいてシ
ンボルタイミングの先頭を検出する。タイミング生成器
394はタイミング検出器393の信号に基づいてシンボルタ
イミングを生成する。Matching filter 391 detects and outputs a correlation value between a predetermined spreading code and an input signal. The adder 392 is connected to the input signal to the duplicated signal generating means in FIG.
The output signal from 1 is added and output. The timing detector 393 detects the head of the symbol timing based on the peak value of the output correlation signal. Timing generator
394 generates a symbol timing based on the signal of the timing detector 393.
なお、以上の説明においてはハードウェアにより処理
を実現する例を示しているが、本発明はこれに限定され
ず、汎用のプロセッサおよびメモリなどから構成される
回路を用いて、ソフトウェアにより同様の処理を実現す
ることも可能である。In the above description, an example in which the processing is implemented by hardware is shown. However, the present invention is not limited to this, and similar processing is performed by software using a circuit including a general-purpose processor and a memory. It is also possible to realize.
次に、本発明の第２の実施形態を第10図のブロック図
を参照して説明する。該スペクトル拡散信号復調装置
は、受信信号を入力とする第１の相関値検出手段111〜1
1K、該受信信号を遅らせて出力する遅延素子190、該第
１の相関値検出手段111〜11Kおよび遅延素子190の出力
信号を入力とする干渉除去回路31、および該干渉除去回
路31と同構成の多段接続された干渉除去回路32〜3M（Ｍ
は正の整数）から構成されている。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the block diagram of FIG. The spread spectrum signal demodulation apparatus includes first correlation value detection means 111 to 1 to which a received signal is input.
1K, a delay element 190 for delaying and outputting the received signal, an interference canceling circuit 31 to which the output signals of the first correlation value detecting means 111 to 11K and the delay element 190 are input, and the same configuration as the interference canceling circuit 31 Interference canceling circuits 32 to 3M (M
Is a positive integer).
該干渉除去回路31〜3Mは同一または同等の構成を有し
ているので、干渉除去回路31を代表に挙げて、その構成
を説明する。干渉除去回路31は、第１の相関値検出手段
111〜11Kの出力信号を入力とする複製信号検出手段121
〜12K、該複製信号検出手段121〜12Kの出力信号を強度
抑圧する信号強度抑圧手段131〜13K、対応する信号強度
抑圧手段以外の全ての信号強度抑圧手段からの出力信号
が入力する複製信号減算手段141〜14K、対応する複製信
号減算手段141〜14Kからの出力信号が入力する第２の相
関値検出手段151〜15K、および受信信号を遅らせて出力
する遅延素子190から構成されている。Since the interference elimination circuits 31 to 3M have the same or equivalent configuration, the configuration will be described using the interference elimination circuit 31 as a representative. The interference elimination circuit 31 includes first correlation value detection means.
Duplicate signal detecting means 121 having an output signal of 111 to 11K as an input
To 12K, signal strength suppression means 131 to 13K for strength suppression of the output signals of the copy signal detection means 121 to 12K, and a copy signal subtraction to which the output signals from all the signal strength suppression means other than the corresponding signal strength suppression means are input. Means 141 to 14K, second correlation value detecting means 151 to 15K to which the output signals from the corresponding duplicated signal subtracting means 141 to 14K are input, and a delay element 190 for delaying and outputting the received signal.
この実施形態では、第１図に示した第１の実施形態の
構成に比べて、遅延素子191〜19Kを削除することができ
るが、複製信号減算手段がＫ個必要となる。また、第２
の相関値検出手段151〜15Kは、第１の相関値検出手段11
1〜11Kと同一もしくは同等の構成のものを用いることが
できる。In this embodiment, the delay elements 191 to 19K can be eliminated as compared with the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, but K duplicate signal subtraction means are required. Also, the second
Of the first correlation value detecting means 11
Those having the same or equivalent configuration as 1 to 11K can be used.
この理由は、第１の実施形態では、自分自身を含めた
全ての複製信号を受信信号から差し引いた複製信号の誤
差が複製信号減算手段140で生成されるのに対し、第２
の実施形態では、自分以外の複製信号のみを受信信号か
ら差し引いた複製信号除去信号が複製信号減算手段141
〜14Kで生成されるので、第２の相関値検出手段で検出
しようとしている目的の信号成分が既に該複製信号除去
信号に含まれているからである。The reason is that in the first embodiment, the error of the duplicate signal obtained by subtracting all the duplicate signals including itself from the received signal is generated by the duplicate signal subtracting means 140,
In the embodiment of the present invention, the duplicated signal removal signal obtained by subtracting only the duplicated signal other than the own signal from the received signal is used as the duplicated signal subtraction means 141.
This is because the target signal component to be detected by the second correlation value detection means is already included in the duplicated signal removal signal since it is generated at .about.14K.
これ以外の手段の具体例および動作については、第１
の実施例で述べたものと同一であり、第２の実施形態全
体の動作もまた第１の実施形態から容易に類推できるの
で、ここでは説明を省略する。For specific examples and operations of other means, see the first section.
Since the operation of the second embodiment is the same as that described in the first embodiment, and the operation of the second embodiment as a whole can be easily analogized from the first embodiment, the description thereof will be omitted.
第11図は、本発明のスペクトル拡散信号復調装置の第
３の実施形態の構成を示すブロック図である。該スペク
トル拡散信号復調装置は、受信信号が入力してくる相関
器211〜21K、信号強度抑圧のための乗算器221〜22K、受
信信号を遅らせて出力する遅延素子290、多段に接続さ
れた干渉除去回路41〜4Mから構成されている。FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a third embodiment of the spread spectrum signal demodulator of the present invention. The spread spectrum signal demodulation apparatus includes correlators 211 to 21K to which a received signal is input, multipliers 221 to 22K for suppressing signal strength, a delay element 290 for delaying and outputting a received signal, and interference connected in multiple stages. It is composed of removal circuits 41 to 4M.
該干渉除去回路41〜4Mは同一または同等の構成を有し
ているので、干渉除去回路41を代表に挙げて、その構成
を説明する。干渉除去回路41は、複製信号を生成する再
変調器231〜23K、複製信号を受信信号から差し引く複製
信号減算手段240、前記相関器211〜21Kと同構成の相関
器251〜25K、信号強度抑圧のための乗算器261〜26K、加
算器271〜27K、入カシンボルを遅らせて出力する遅延素
子281〜28K、および受信信号を遅らせて出力する遅延素
子290から構成されている。Since the interference elimination circuits 41 to 4M have the same or equivalent configuration, the configuration will be described using the interference elimination circuit 41 as a representative. The interference elimination circuit 41 includes a re-modulator 231 to 23K that generates a duplicate signal, a duplicate signal subtraction unit 240 that subtracts the duplicate signal from a received signal, correlators 251 to 25K having the same configuration as the correlators 211 to 21K, and signal strength suppression. 261 to 26K, adders 271 to 27K, delay elements 281 to 28K for delaying input symbols and outputting them, and a delay element 290 for delaying and outputting received signals.
この実施形態は、前記第１の実施形態と同様に、複数
個の干渉除去回路41〜4Mを接続することにより、干渉信
号をさらに減らすことができる。相関器211〜21Kとして
は、例えば第12図に示す整合フィルタ401とラッチ回路4
02からなる構成を、また再変調器231〜23Kとしては、例
えば第13図に示す乗算器403と拡散信号404からなる構成
を用いることができる。In this embodiment, similarly to the first embodiment, the interference signals can be further reduced by connecting a plurality of interference elimination circuits 41 to 4M. As the correlators 211 to 21K, for example, the matched filter 401 and the latch circuit 4 shown in FIG.
For example, as the remodulators 231 to 23K, a configuration including the multiplier 403 and the spread signal 404 shown in FIG. 13 can be used.
前記した構成の干渉除去回路を、図示のようにＭ段接
続したとすると、最後に得られる検波信号のベクトルは
第25図の式（26）で与えられる。If the interference elimination circuits having the above-described configuration are connected in M stages as shown in the figure, the vector of the finally obtained detection signal is given by equation (26) in FIG.
第１の実施形態で得られる検波信号は式（21）で与え
られるから、これと式（26）を比較すれば、第１の実施
形態で得られる検波信号の信号対干渉比ならびに信号対
雑音比と、本実施形態で得られるそれらの値は同じであ
ることがわかる。Since the detection signal obtained in the first embodiment is given by the equation (21), when this is compared with the equation (26), the signal-to-interference ratio and the signal-to-noise ratio of the detection signal obtained in the first embodiment are obtained. It can be seen that the ratios and their values obtained in this embodiment are the same.
つまり、本実施形態では、第１の実施形態と比較して
信号の強度抑圧を行う場所が異なっているが、第１の実
施形態で得られる検波信号の品質と同等の信号品質とな
ることがわかる。このように、本発明における信号の強
度抑圧を行う箇所は、再変調器の前後、減算器の前後、
もしくは相関器の前後に位置することができる。That is, in the present embodiment, the location where signal strength suppression is performed is different from that in the first embodiment, but the signal quality may be equivalent to the quality of the detection signal obtained in the first embodiment. Understand. As described above, the locations where the signal strength is suppressed in the present invention are before and after the re-modulator, before and after the subtractor,
Alternatively, it can be located before and after the correlator.
第14図は、本発明の第４の実施形態の構成を示すブロ
ック図である。この実施形態は、第１の相関値検出手段
411、多段に接続された干渉除去回路51〜5Mから構成さ
れている。また、同一または同構成の干渉除去回路51〜
5Mは、干渉除去回路51で代表して示されているように、
受信信号を１シンボル時間遅らせてサンプル単位で出力
する遅延素子421、複製信号減算手段431、信号強度抑圧
手段411、複製信号作成手段451、および第２の相関値検
出手段461から構成されている。前記各手段の動作は前
記第１の実施形態のものと同じであるので、説明を省略
する。FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, first correlation value detecting means
411, is composed of interference removal circuits 51 to 5M connected in multiple stages. In addition, interference cancellation circuits 51 to
5M, as shown by the interference cancellation circuit 51,
It comprises a delay element 421 for delaying the received signal by one symbol time and outputting in sample units, a duplicate signal subtracting means 431, a signal strength suppressing means 411, a duplicate signal creating means 451, and a second correlation value detecting means 461. The operation of each means is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.
第15図は、本発明の第５の実施形態の構成を示すブロ
ック図である。ここで干渉除去回路61は、干渉除去回路
62〜6Mと同一もしくは同等の構成である。また、該干渉
除去回路61〜6Mは、第１、第２、第３の実施形態で示し
た干渉除去回路21、31または41と同一もしくは同等の構
成である。FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the fifth embodiment of the present invention. Here, the interference elimination circuit 61 is an interference elimination circuit.
It has the same or equivalent configuration as 62-6M. Further, the interference elimination circuits 61 to 6M have the same or equivalent configuration as the interference elimination circuits 21, 31, or 41 shown in the first, second, and third embodiments.
いま、該干渉除去回路61が第１図の干渉除去回路21の
同じ構成であるとすると、第15図の構成では、該干渉除
去回路21の複製信号作成手段121〜12Kに０信号が入力す
るのと同じことになる。第１図の複製信号作成手段121
〜12Kに０信号が入力したとすると、複製信号減算手段1
40に入力する信号は受信信号と０信号が入力することに
なるから、該複製信号減算手段140からは、受信信号が
出力され、第２の相関値検出手段151〜15Kに入力するこ
とになる。そして、該第２の相関値検出手段151〜15Kか
らの出力が、第２段目の干渉除去回路62に入力すること
になる。Now, assuming that the interference elimination circuit 61 has the same configuration as the interference elimination circuit 21 of FIG. 1, in the configuration of FIG. 15, a 0 signal is input to the duplicated signal generation means 121 to 12K of the interference elimination circuit 21. Will be the same as Duplicate signal creation means 121 in FIG.
Assuming that 0 signal is input to ~ 12K, the duplicated signal subtraction means 1
Since a signal to be input to 40 is a received signal and a 0 signal are input, the received signal is output from the duplicated signal subtracting means 140 and input to the second correlation value detecting means 151 to 15K. . Then, the outputs from the second correlation value detecting means 151 to 15K are input to the second stage interference removal circuit 62.
換言すれば、第15図の０信号を入力とする干渉除去回
路61は、第１図の第１の相関値検出手段111〜11Kおよび
遅延器190と同じ働きをすることになる。そして、干渉
除去回路62、63、…が、第１図の干渉除去回路21、22、
…と同じ働きをすることになる。したがって、この実施
形態によれば、前記第１〜４実施形態のように、第１段
目の干渉除去回路21、31、41、51の前段に、該干渉除去
回路21、31、41、51と異なる回路を接続することなく、
最初から干渉除去回路62〜6Mと同じ構成の第１の相関値
検出手段61を用いることができるようになり、回路構成
を単純化すると共に、回路の作成に要するコストを低減
できるという利点がある。In other words, the interference elimination circuit 61 which inputs the 0 signal in FIG. 15 has the same function as the first correlation value detection means 111 to 11K and the delay unit 190 in FIG. The interference elimination circuits 62, 63,... Correspond to the interference elimination circuits 21, 22,.
Will work the same as ... Therefore, according to this embodiment, as in the first to fourth embodiments, the interference elimination circuits 21, 31, 41, 51 are provided before the first-stage interference elimination circuits 21, 31, 41, 51. Without connecting a different circuit to
The first correlation value detection means 61 having the same configuration as the interference removal circuits 62 to 6M can be used from the beginning, and there is an advantage that the circuit configuration can be simplified and the cost required for circuit creation can be reduced. .
第16図は、本発明の第６の実施形態の構成を示すブロ
ック図である。干渉除去回路61〜6Mは、第５の実施形態
で説明した構成と同一又は同等である。この実施形態
は、受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号のう
ち、復調の対象となる信号が、無音声や非連続型送信モ
ードのために一時的に送信停止になっている場合、該信
号に対応する抑圧係数を一時的にゼロとする手段を設け
た点に特徴がある。FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the sixth embodiment of the present invention. The interference cancellation circuits 61 to 6M are the same as or equivalent to the configuration described in the fifth embodiment. This embodiment is used when the signal to be demodulated among the individual spread spectrum signals included in the received signal is temporarily stopped for non-speech or discontinuous transmission mode. This is characterized in that means for temporarily setting the suppression coefficient corresponding to the above to zero is provided.
送信状態判定器620は該手段の一例であり、図示され
ていない音声符復号装置（ボコーダ;Voice Coder Decod
er）からの信号により、検波対象信号の送信状態、すな
わち検波対象信号の送信が一時停止されている状態にあ
るのか否かの検出をする。抑圧係数決定器610は、一時
停止されている状態にある信号の抑圧係数をゼロとす
る。一方、送信を行っている検波対象信号については、
予め決められた値、または送信を行っている検波対象信
号に応じた値を抑圧係数として出力する。これらの抑圧
係数１、２、…、Ｋは干渉除去回路61に最初に入力さ
れ、次に遅延器631によって干渉除去回路61の処理遅延
時間だけ遅れて次の干渉除去回路62に入力される。この
ようにして、抑圧係数は最後の干渉除去回路6Mまで引き
継がれて入力される。The transmission state determiner 620 is an example of the means, and a voice codec (Voice Coder Decod
er), it is detected whether or not the transmission state of the detection target signal, that is, whether the transmission of the detection target signal is temporarily stopped. The suppression coefficient determiner 610 sets the suppression coefficient of the signal in the paused state to zero. On the other hand, for the detection target signal that is transmitting,
A predetermined value or a value corresponding to the signal to be detected that is being transmitted is output as a suppression coefficient. , K are input first to the interference canceling circuit 61 and then input to the next interference canceling circuit 62 by the delay unit 631 with a delay of the processing delay time of the interference canceling circuit 61. In this way, the suppression coefficient is taken over and input to the last interference removal circuit 6M.
第17図は、本発明の第７の実施形態の構成を示すブロ
ック図である。干渉除去回路61〜6Mは、第５の実施形態
で説明した構成と同一又は同等である。FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the seventh embodiment of the present invention. The interference cancellation circuits 61 to 6M are the same as or equivalent to the configuration described in the fifth embodiment.
符号間干渉計算器720は、受信信号を基に、各検波対
象信号の拡散符号と他の検波対象信号の拡散符号との間
の相互相関量を求める。抑圧係数決定器710は、相互相
関量から最適な抑圧係数１、２、…、Ｋを設定し、それ
らの係数を遅延器731、732、…、73Mを経て、干渉除去
回路61〜6Mに供給する。具体的には、相互相関が大きい
検波対象信号にかかる抑圧係数は瞬間的に小さく設定す
ることにより、検波特性が更に向上する。The intersymbol interference calculator 720 calculates a cross-correlation amount between a spreading code of each signal to be detected and a spreading code of another signal to be detected based on the received signal. The suppression coefficient determiner 710 sets optimal suppression coefficients 1, 2,..., K from the cross-correlation amount, and supplies those coefficients to the interference removal circuits 61 to 6M via the delay units 731, 732,. I do. Specifically, the detection characteristic is further improved by setting the suppression coefficient applied to the detection target signal having a large cross-correlation momentarily to a small value.
次に、本発明の第８の実施形態の構成を、第18図のブ
ロック図で説明する。図において、291〜29Kは受信信号
に含まれる個々のスペクトル拡散信号の受信電力を計測
する電力計測手段であり、他の符号は第11図と同一また
は同等物を示す。この実施形態では、該電力計測手段29
1〜29Kにより計測された結果に基づいて、乗算器221〜2
2Kに印加される抑圧係数が決定される。Next, the configuration of the eighth embodiment of the present invention will be described with reference to the block diagram of FIG. In the figure, reference numerals 291 to 29K denote power measuring means for measuring the received power of the individual spread spectrum signals included in the received signal, and the other symbols are the same as or equivalent to those in FIG. In this embodiment, the power measuring means 29
Based on the result measured by 1-29K, the multiplier 221-2-2
The suppression coefficient applied to 2K is determined.
前記の各実施形態、例えば第１図の実施形態では、第
１の相関値検出手段111〜11Kと、干渉除去回路21の第２
の相関値検出手段151〜15Kとを同じ個数にしたが、該第
２の相関値検出手段151〜15Kの個数を第１の相関値検出
手段111〜11Kの個数より多くしてもよい。この場合に
は、増加した第２の相関値検出手段には、遅延器191〜1
9Kの出力信号は入力されないことになる。In the above embodiments, for example, the embodiment of FIG. 1, the first correlation value detecting means 111 to 11K and the second
Although the number of the correlation value detecting means 151 to 15K is the same, the number of the second correlation value detecting means 151 to 15K may be larger than the number of the first correlation value detecting means 111 to 11K. In this case, the increased second correlation value detection means includes delay units 191-1 to 191-1.
The 9K output signal will not be input.
また、前記第６、第７の実施形態（第16、17図）で説
明した、送信状態判定器620、抑圧係数決定器610、抑圧
係数遅延器631〜63M、符号間干渉計算機720、抑圧係数
決定器710、抑圧係数遅延器731〜73Mを、前記第１〜第
４実施形態に適用できることは明らかである。Also, the transmission state determiner 620, the suppression coefficient determiner 610, the suppression coefficient delayers 631 to 63M, the intersymbol interference calculator 720, the suppression coefficient described in the sixth and seventh embodiments (FIGS. 16 and 17). It is clear that the decision unit 710 and the suppression coefficient delay units 731 to 73M can be applied to the first to fourth embodiments.
また、前記１〜８実施形態において、各干渉除去回路
中に送信側で行う帯域制限と同じ処理を行う帯域制限フ
ィルタを含めることができる。例えば、第１図、第10
図、第11図等の複製信号減算手段の後段に該帯域制限フ
ィルタを置くことができる。該帯域制限フィルタは複製
干渉信号を伝送路上の干渉信号に近いものにすることが
できるので、干渉除去特性を向上させることができる。In the first to eighth embodiments, a band limiting filter that performs the same processing as the band limiting performed on the transmission side can be included in each interference canceling circuit. For example, FIG.
The band limiting filter can be placed after the duplicated signal subtracting means as shown in FIGS. The band limiting filter can make the duplicate interference signal close to the interference signal on the transmission path, so that the interference removal characteristics can be improved.
産業上の利用可能性 特開平７−131382号公報（USP5467368）を含む従来の
複製信号除去方式では、干渉除去回路の数を増やしてい
くと検波特性が劣化する欠点を有していた。特に、軟判
定基準によって複製信号を作成するパラレル方式で干渉
除去回路をＭ段接続した場合には、その検波特性は前記
式（14）で与えられ、同式の右辺第２項に表れている相
関行列のべき乗が発散することが特性劣化の原因となっ
ている。本発明による干渉除去を行うスペクトル拡散信
号復調装置において、軟判定基準によって複製信号を作
成するパラレル方式は、検波特性が前記式（21）あるい
は式（26）で与えられ、これらの式の右辺第２項が収束
する条件は前記式（25）で示されている。すなわち、相
関行列の固有値αｉの分布に応じて、前記式（25）を満
たすような抑圧係数ｓを設定することにより干渉除去特
性が向上し、特に干渉除去回路を複数段接続した場合に
この効果が顕著に表れる。Industrial Applicability The conventional duplicate signal elimination system including Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 7-131382 (US Pat. No. 5,467,368) has a disadvantage that the detection characteristics deteriorate as the number of interference elimination circuits is increased. In particular, when M stages of interference canceling circuits are connected in a parallel system in which a duplicated signal is generated based on a soft decision criterion, the detection characteristic is given by the above equation (14), and appears in the second term on the right side of the equation. Divergence of the power of the correlation matrix causes characteristic deterioration. In the spread spectrum signal demodulation apparatus for performing interference cancellation according to the present invention, in the parallel system in which a duplicate signal is created by a soft decision criterion, the detection characteristic is given by the above equation (21) or (26), and the right side of these equations The condition under which the two terms converge is shown by the above equation (25). That is, by setting the suppression coefficient s that satisfies the expression (25) in accordance with the distribution of the eigenvalue α i of the correlation matrix, the interference elimination characteristics are improved. The effect appears remarkably.
同様に、硬判定基準によって複製信号を作成する方式
であっても、本発明では、複製信号を抑圧することまた
はこれと等価な方法によって検波特性を向上させること
ができる。Similarly, even in a method in which a duplicate signal is created based on a hard decision criterion, in the present invention, the detection characteristics can be improved by suppressing the duplicate signal or a method equivalent thereto.
また、本発明による干渉除去を行うスペクトル拡散信
号復調装置で、整合フィルタで複数回相関値検出を行う
場合には、それぞれの干渉除去回路内の第２の相関値検
出手段においてシンボルタイミングの検出を行うので、
干渉成分を除去しながらタイミング抽出することとな
り、干渉除去回路の段数を増やすに従ってシンボルタイ
ミングの抽出精度が向上する。これは従来の方式では考
慮されていないものである。Further, in the spread spectrum signal demodulator for performing interference cancellation according to the present invention, when the correlation value is detected a plurality of times by the matched filter, the detection of the symbol timing is performed by the second correlation value detection means in each interference cancellation circuit. So do
The timing is extracted while removing the interference component. As the number of stages of the interference removal circuit is increased, the symbol timing extraction accuracy is improved. This is not considered in the conventional method.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 武内 良男 埼玉県大宮市宮原町１丁目87番１−805 号 (56)参考文献 特開 昭56−7542（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−148540（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−177854（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−74724（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−170242（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−268630（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−327654（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−131382（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−273713（ＪＰ，Ａ) 米国特許4134071（ＵＳ，Ａ) ”Ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ Ｄｅｔｅｃ ｔｉｏｎ ｉｎ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏ ｕｓ Ｃｏｄｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍ ｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｍ ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ Ｔ ｒａｎｓ．ＣＯＭ．，Ｖｏｌ．38，Ｎ ｏ．４，509−519 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/707 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Yoshio Takeuchi 1-87-805, Miyahara-cho, Omiya-shi, Saitama (56) References JP-A-56-7542 (JP, A) JP-A-58-148540 (JP, A) JP-A-6-177854 (JP, A) JP-A-7-74724 (JP, A) JP-A-7-170242 (JP, A) JP-A-6-268630 (JP, A) U.S. Pat. Multiple-Access Communications, IEEE Trans.COM., Vol.38, No.4, 509-. 519 (58) Field surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) H04B 1/707
Claims (13)
信号を入力とするスペクトル拡散信号復調装置におい
て、 受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号に割り当
てられた拡散符号と該受信信号との相関値を検出する少
なくとも１個の第１の相関値検出手段と、 前記第１の相関値検出手段により検出された相関値をそ
れぞれのシンボルタイミングに合わせて該拡散符号で再
度拡散することにより該受信信号に含まれる個々のスペ
クトル拡散信号の複製を作成する少なくとも１個の複製
信号作成手段と、 前記複製信号作成手段により得られた複製信号を該受信
信号から減じる少なくとも１個の複製信号減算手段と、 前記複製信号減算手段により得られた複製信号除去後の
受信信号と該受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散
信号に割り当てられた拡散符号との相関値を検出する少
なくとも１個の第２の相関値検出手段と、 前記第１の相関値検出手段で出力される相関信号が複製
信号作成手段と複製信号減算手段と第２の相関値検出手
段を経て出力されるまでの間に生成される中間信号に対
して、少なくとも１回その強度を弱める少なくとも１個
の信号強度抑圧手段を具備し、 上記複製信号作成手段、複製信号減算手段、第２の相関
値検出手段、および信号強度抑圧手段からなる干渉除去
回路を１個または複数個接続し、 前記少なくとも１個の信号強度抑圧手段は、入力された
信号の強度が設定された閾値を越える場合には、出力信
号の強度を一定に保つようにしたことを特徴とするスペ
クトル拡散信号復調装置。1. A spread spectrum signal demodulation apparatus which receives a received signal in which a plurality of spread spectrum signals are combined, and a correlation value between the spread code assigned to each spread spectrum signal included in the received signal and the received signal. At least one first correlation value detecting means for detecting the correlation signal detected by the first correlation value detecting means, and re-spreading the correlation value detected by the first correlation value detecting means with the spreading code in accordance with each symbol timing. At least one copy signal creating means for creating a copy of each spread spectrum signal included in, and at least one copy signal subtracting means for subtracting the copy signal obtained by the copy signal creation means from the received signal; The received signal from which the duplicate signal has been removed obtained by the duplicate signal subtracting means is divided into individual spread spectrum signals included in the received signal. At least one second correlation value detecting means for detecting a correlation value with the assigned spread code; and a correlation signal output from the first correlation value detecting means is a duplicate signal creating means and a duplicate signal subtracting means. And at least one signal strength suppressing means for weakening the intermediate signal generated at least once before being output through the second correlation value detecting means and the intermediate signal; One or a plurality of interference canceling circuits each including a duplicated signal subtracting means, a second correlation value detecting means, and a signal strength suppressing means, wherein the at least one signal strength suppressing means has a strength of an input signal; A spread spectrum signal demodulator characterized in that when the threshold value exceeds a set threshold value, the intensity of the output signal is kept constant.
信号を入力とするスペクトル拡散信号復調装置におい
て、 受信信号と前段の出力シンボルを入力信号とし、複製信
号作成手段、複製信号減算手段、第２の相関値検出手
段、および信号強度抑圧手段による処理を一括して行
い、遅延された受信信号と検出されたシンボルを出力と
する干渉除去回路を１個または複数個接続した構成から
なり、 該受信信号が最も早く入力される先頭の干渉除去回路に
おける入力シンボルを全てゼロとし、 前記信号強度抑圧手段は、入力された信号の強度が設定
された閾値を越える場合には、出力信号の強度を一定に
保つようにしたことを特徴とするスペクトル拡散信号復
調装置。2. A spread-spectrum signal demodulator which receives a received signal obtained by combining a plurality of spread-spectrum signals as input, receives a received signal and an output symbol at a preceding stage as input signals, and generates a duplicated signal creating means, a duplicated signal subtracting means, The correlation value detecting means and the signal strength suppressing means are collectively processed, and one or a plurality of interference removing circuits for outputting the delayed received signal and the detected symbol are connected. All input symbols in the leading interference canceling circuit into which the signal is input earliest are set to zero, and the signal strength suppressing means keeps the strength of the output signal constant when the strength of the input signal exceeds a set threshold. A spread-spectrum signal demodulator characterized by being kept at a minimum.
信号復調装置において、 設定される閾値は、前記信号強度抑圧手段に入力された
信号に対応するスペクトル拡散信号の受信レベルより大
きいことを特徴とするスペクトル拡散信号復調装置。3. The spread spectrum signal demodulation device according to claim 1, wherein the set threshold value is higher than a reception level of the spread spectrum signal corresponding to the signal input to the signal strength suppressing means. Spread spectrum signal demodulation device.
信号復調装置において、 前記信号強度抑圧手段は、入力された相関信号もしくは
複製信号もしくはこれら以外の中間信号に対して０以上
１未満の抑圧係数を乗じた信号を出力することを特徴と
するスペクトル拡散信号復調装置。4. The spread spectrum signal demodulator according to claim 1, wherein said signal strength suppressing means suppresses the input correlation signal, the duplicated signal, or an intermediate signal other than these signals from 0 to less than 1. A spread spectrum signal demodulation device for outputting a signal multiplied by a coefficient.
装置において、 受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号に対応す
る信号強度抑圧手段において乗ぜられる０以上１未満の
抑圧係数を、それぞれの送信シンボルの受信タイミング
に合わせて次の信号抑圧手段に伝達する抑圧係数伝達手
段を有することを特徴とするスペクトル拡散信号復調装
置。5. A spread spectrum signal demodulation apparatus according to claim 4, wherein said signal transmission means transmits a suppression coefficient of 0 or more and less than 1 multiplied by signal strength suppression means corresponding to each spread spectrum signal included in the received signal. A spread spectrum signal demodulation device comprising a suppression coefficient transmitting means for transmitting to a next signal suppressing means in accordance with a symbol reception timing.
装置において、 受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号のうち、
復調の対象となる信号が、無音声や非連続型送信モード
のために一時的に送信停止になっている場合、該信号に
対応する抑圧係数を一時的にゼロとする手段を具備する
ことを特徴とするスペクトル拡散信号復調装置。6. The spread spectrum signal demodulation apparatus according to claim 5, wherein, of the individual spread spectrum signals included in the received signal,
In the case where the signal to be demodulated is temporarily stopped transmission due to no voice or discontinuous transmission mode, it is necessary to have means for temporarily setting the suppression coefficient corresponding to the signal to zero. Characteristic spread spectrum signal demodulation device.
装置において、 受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号のそれぞ
れの相互相関量を推定する手段と、 該相互相関量に応じて信号強度抑圧手段における０以上
１未満の抑圧係数を適応的に変化させる手段を具備する
ことを特徴とするスペクトル拡散信号復調装置。7. A spread spectrum signal demodulation apparatus according to claim 5, wherein: means for estimating a cross-correlation amount of each of the spread-spectrum signals included in the received signal; and signal strength suppression according to the cross-correlation amount. A spread spectrum signal demodulation apparatus characterized by comprising means for adaptively changing a suppression coefficient of 0 or more and less than 1 in the means.
装置において、 全ての信号強度抑圧手段において設定される０以上１未
満の抑圧係数が、同じ値であることを特徴とするスペク
トル拡散信号復調装置。8. A spread spectrum signal demodulation apparatus according to claim 4, wherein the suppression coefficients set in all the signal strength suppression means are equal to or greater than 0 and less than 1. apparatus.
信号復調装置において、 前記第２の相関値検出手段は、整合フィルタを用いて相
関値を検出し、その値に基づいてシンボルタイミングを
も生成することを特徴とするスペクトル拡散信号復調装
置。9. The spread spectrum signal demodulation apparatus according to claim 1, wherein said second correlation value detection means detects a correlation value using a matched filter, and determines a symbol timing based on the detected value. A spread spectrum signal demodulator characterized by generating.
調装置において、 前記複製信号作成手段は、該複製信号作成手段の前の最
も近くに位置する相関値検出手段が生成するシンボルタ
イミングを用いて、入力シンボルを拡散符号で再度拡散
することを特徴とするスペクトル拡散信号復調装置。10. The spread-spectrum signal demodulator according to claim 9, wherein said duplicated signal generating means uses a symbol timing generated by a correlation value detecting means located closest before said duplicated signal generating means. And a spread spectrum signal demodulation apparatus for respreading an input symbol with a spreading code.
散信号復調装置において、 前段の相関値検出手段の個数に比べて、現段の相関値検
出手段の個数が等しいが多い構成であることを特徴とす
るスペクトル拡散信号復調装置。11. The spread spectrum signal demodulation device according to claim 1, wherein the number of correlation value detection means at the current stage is equal to or greater than the number of correlation value detection means at the preceding stage. Characteristic spread spectrum signal demodulation device.
散信号復調装置において、 受信信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号の受信電
力をそれぞれ計測する少なくとも１個の受信電力計測手
段と、 上記受信電力計測手段により測定された結果に基づい
て、受信電力の大きいスペクトル拡散信号は、受信電力
の小さいスペクトル拡散信号と同じ干渉除去回路からも
しくは前の干渉除去回路から復調を開始することを特徴
とするスペクトル拡散信号復調装置。12. The spread spectrum signal demodulation device according to claim 1, wherein at least one received power measuring means for measuring received power of each spread spectrum signal included in the received signal, and said received power. Based on the result measured by the measuring means, the spread spectrum signal having the higher received power is demodulated from the same interference canceling circuit as the spread spectrum signal having the lower received power or from the previous interference canceling circuit. Spread signal demodulator.
散信号復調装置において、 送信側と受信側で設定される信号波形の帯域制限と同等
の処理を、複製信号もしくは相関信号に対して行うこと
を特徴とするスペクトル拡散信号復調装置。13. A spread-spectrum signal demodulator according to claim 1, wherein a process equivalent to a band limitation of a signal waveform set on a transmission side and a reception side is performed on a duplicate signal or a correlation signal. A spread spectrum signal demodulator characterized by the above-mentioned.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP1997/000679 WO1997033401A1 (en) | 1996-03-07 | 1997-03-05 | Spread-spectrum signal demodulator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3314199B2 true JP3314199B2 (en) | 2002-08-12 |
Family
ID=14180158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53166597A Expired - Fee Related JP3314199B2 (en) | 1997-03-05 | 1997-03-05 | Spread spectrum signal demodulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3314199B2 (en) |
-
1997
- 1997-03-05 JP JP53166597A patent/JP3314199B2/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| "Ｍｕｌｔｉｓｔａｇｅ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｉｎ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｃｏｄｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＣＯＭ．，Ｖｏｌ．３８，Ｎｏ．４，５０９−５１９ |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100305740B1 (en) | The spread spectrum signal demodulating device | |
| JP5059776B2 (en) | Quasi-linear interference cancellation for wireless communications | |
| US6282233B1 (en) | Multi-user receiving apparatus and CDMA communication system | |
| JP3323067B2 (en) | CDMA receiver | |
| US6192067B1 (en) | Multistage interference canceller | |
| JP3326679B2 (en) | CDMA receiver | |
| US6798737B1 (en) | Use of Walsh-Hadamard transform for forward link multiuser detection in CDMA systems | |
| JPH07131382A (en) | Demodulator for spread spectrum signal | |
| EP1344326A2 (en) | Weighting factor setting method for subtractive interference canceller, interference canceller unit using said weighting factor and interference canceller | |
| JPH10190495A (en) | Interference canceler | |
| JPH0856213A (en) | Code division multiplex receiver | |
| KR100277925B1 (en) | Multiuser defectors for DS-CDMA systems and it's method | |
| EP1605602B1 (en) | Interference reduction apparatus and method | |
| EP0988706B1 (en) | Reception method and receiver | |
| US20020191580A1 (en) | Multiuser interference cancellation apparatus | |
| JP3371956B2 (en) | Interference canceller device | |
| JP3886709B2 (en) | Spread spectrum receiver | |
| JP2001168767A (en) | Spread spectrum signal demodulator | |
| JP3031348B2 (en) | CDMA multi-user interference canceller | |
| JP3314199B2 (en) | Spread spectrum signal demodulator | |
| JP2004356864A (en) | Receiver and receiving method | |
| JPH118566A (en) | Device and method for cdma reception | |
| JP2002271233A (en) | Signal receiver in ds-cdma system | |
| JPH0795130A (en) | Spread spectrum signal receiver | |
| JP2002198879A (en) | Antenna diversity receiving apparatus |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110607 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120607 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140607 Year of fee payment: 12 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |