JP3305325B2 - ２線式定電流駆動形トランスデューサ - Google Patents

２線式定電流駆動形トランスデューサ

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JP3305325B2 JP50707695A JP50707695A JP3305325B2 JP 3305325 B2 JP3305325 B2 JP 3305325B2 JP 50707695 A JP50707695 A JP 50707695A JP 50707695 A JP50707695 A JP 50707695A JP 3305325 B2 JP3305325 B2 JP 3305325B2
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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、周期的電圧信号である加速度信号に処理を
施し、それを積分して得た速度応答を出力する、２線式
圧電結晶速度トランスデューサに関する。本発明はより
詳細には、トランスデューサを用いて軸受ハウジング即
ちケーシングをモニタして、回転運動ないし往復運動を
している機械に関連して構造体に発生する振動を調べ、
それによって保守にかかわるその機械の全体的な状態の
診断を行うことに関するものである。
背景技術 ２線式定電流駆動形トランスデューサにおいては、こ
れまで、データ処理のためには個々に独立した部品であ
る電界効果トランジスタ（FET）やバイポーラ接合形ト
ランジスタ（BJT）を使用していた。そのような構成の
回路の特性は例えば利得、バイアス電圧、バイアス電
流、それに温度係数等の能動部品の諸特性に大きく左右
され、しかも、能動部品のそれら諸特性は、一般的にば
らつきの許容範囲が広いということがある。
従って、それら諸特性のばらつきに対処するために、
生産品である個々の装置に初期校正を施さねばならなか
った。更に、最適動作点は、温度の関数としても、また
経年変化の関数としても、大きくドリフトしていた。ま
た、（十分な利得を持たないため）帯域幅が狭かった。
従って設計が難しく、工賃及び部品代が高くついてい
た。
以下に列挙する従来例は、出願人の知る当業界の技術
水準を示したものであり、それらを本明細書に記載する
のは、関連技術を開示するという出願人が自ら認める義
務を果たすためである。ただし、ここで明言しておく
が、下記の引例のうちには、以下に詳述し請求の範囲に
明示する本発明の概念を、単独で教示しているものはな
く、更に、それら引例の考えられる限りのいかなる組合
せも、本発明の概念を自明にするものではない。発明者 特許発行日 特許番号 Bruckenstein et al. 1975年11月４日 第3918005号 Barr 1979年12月11日 第4178525号 Peters 1988年３月１日 第4727752号 Park et al. 1989年２月28日 第4807482号 Alexander 1992年３月17日 第5097223号 Verheyen et al. 1992年７月14日 第5130598号 Bruckenstein et al.への米国特許第3918005号には、
自動自己バイアス機能を備えたオペアンプを使用すると
いうことが教示されており、そこでは、反転入力と第２
のオペアンプA2との間に接続した負荷インピーダンスＺ
に対して、制御された電流または電圧を供給するように
している。
Barrへの米国特許第4178525号には、振動に応答する
トランスデューサ32が発生する周期的電圧の振幅ピーク
を検出して伝送する、２線式の圧電形加速度伝送装置が
教示されている。
Petersへの米国特許第4727752号には、圧電クリスタ
ル20を駆動する発振回路駆動システムが開示されてお
り、その出力は、共振子12のほぼ正弦波状の信号に対応
しており、具体例としては加速度計に適用したものが示
されている。このPeters特許には更に、水晶振動子を駆
動するためにデジタル信号を用いるということが開示さ
れており、そのようにして発振回路が図４に示されてい
る。また幾つかの他の実施例も開示されている。
Park et al.への米国特許第4807482号には、圧電形伝
送装置に作用する励振を測定する方法が開示されてい
る。２つの実施例が開示されている。
Alexanderへの米国特許第5097223号には、一対のオペ
アンプA1及びA2で構成した電流帰還形の可聴周波電力増
幅回路を用いることが教示されており、その構成におい
て、A1は可聴周波数利得を得るためのバッファ増幅器で
あり、A2は可聴下周波数利得を得るためのものである。
A1の出力を、電圧利得帰還回路を介してこのA1の反転入
力へ帰還させており、A2の出入力間には電圧利得帰還ル
ープを接続してある。必要に応じて電流制限回路を付加
することによって、出力段の電流を制限することができ
る。
Verheyen et al.への米国特許第5130598号には、燃料
噴射装置用の圧電アクチュエータを駆動する駆動装置が
開示されている。
その他の従来例 −Industrial Monitoring Instrumentation a division
of PCB Piezotronics Inc.;Machinery Vibration Meas
urement ＆ Monitoring Instrumentation;1992. −Columbia Research Labs,Inc.a Piezoelectric Produ
cts Division;1985. −Imo Industries Inc.,CEC Instruments Division,Pre
ssure and motion transducers for high performance
industrial and mil/aerospace applications,Short fo
rm catalog. −Kistler Instrument Corp.,Measure Acceleration,Sh
ock and Vibration. −Metrix Instrument Co.,1991/1992 Catalog.Pages 6
−9,14−23. −PCB Piezotronics Inc.Low impedance quartz accele
rometers series 300. −SKF,Condition Monitoring Catalog,1991,pages B−3
8 to B−45. −Vibra＊Metrics,Accelerometer Selector guide,Sept
ember 1,1989 bulletin VM142. −Vibro−Meter Corp.,400 Series Charge−Coupled Ac
celerometers,pages 2−１−7. −Wilcoxon Research,Industrial Vibration Sensors. −Wilcoxon Research,Short form Catalog of Vibratio
n Instrumentation,March 1991,pages 1−12. 以上に単に列挙しただけで詳細には説明しないその他
の従来例は、出願人の知る従来例を年代順に並べたもの
である。
発明の開示 本発明には、機械の振動を測定するための、２線式ト
ランスデューサが含まれる。圧電クリスタルを備えたセ
ンサによって、その振動を感受するようにしており、こ
の圧電クリスタルは、感受した加速度信号を、その周波
数が振動周波数に等しくかつその振幅が振動加速度に比
例する信号へ変換する。変換して得られた信号を、定電
流駆動形信号コンディショニング回路の中に含まれてい
る２段式回路の第１ステージ（段）が受取り、それを積
分して速度信号にする。
センサは、第１ステージと協働して、回路の接地電位
より高電位のバイアス点で動作する。この高電位バイア
スは、ツェナー・ダイオードを定電流源でバイアスして
基準定電圧を発生させることによって得ている。
第２ステージは、このトランスデューサの総合感度を
校正するための手段を備えた高利得増幅器として構成し
た第２オペアンプを含んでいる。この第２オペアンプの
出力をPNPトランジスタのベースに直接結合してある。
このPNPトランジスタは、エミッタ・ホロワとして構成
され、信号出力駆動回路としての機能と電流補償回路と
しての機能とを共に果たすようにしている。
高電位バイアスを基準とした第１ステージの速度信号
出力は、増幅段である第２ステージに結合されており、
この結合は、第１ステージからDC成分が伝達しないよう
に容量結合としてある。そして第２ステージは、その速
度信号入力を増幅して、その速度信号入力に応じた電圧
信号を出力する。
定電流駆動形信号コンディショニング回路は更に、出
力信号と、定電流源と、オペアンプの電源端子とを安定
なDC電圧でバイアスする機能を備えている。
図面の簡単な説明 図１は、機械の振動をモニタするために、その機械に
取付けられた状態にある本発明のトランスデューサ装置
の側面図である。
図２は、図１の1A−1A線に沿った断面図であり、機械
及びトランスデューサの一部を破断除去してトランスデ
ューサの内部の詳細構造を見えるようにした図である。
図３は、トランスデューサの内部に備えられた、信号
にコンディショニングを施すための回路の回路図であ
る。
図４は、図３に示した実施例の代わりに用いることの
できる、別実施例の回路図である。
図５は、図３に示した実施例の代わりに用いることの
できる、第２の別実施例の回路図である。
図６は、図３に示した実施例の代わりに用いることの
できる、第３の別実施例の回路図である。
発明を実施するための最良の形態 ２線式定電流駆動形トランスデューサの動作を詳述す
るのに先立ち、回路の説明及び解析を簡潔に行えるよう
に、幾つかの基本的な案内的説明をしておく。
第１に、AC信号、DC信号、及びそれら２種類の信号が
組合わさった信号の電圧を表記するために、１文字の変
数に２文字の下付文字を付した表記法を用いるが、これ
については次の通りである。即ち、AC信号については、
変数と２文字の下付文字との両方を小文字で表し（例え
ばvcd）、DC信号については、変数と２文字の下付文字
との両方を大文字で表し（例えばVCD）、そしてAC信号
とDC信号とが重畳した信号については、変数を小文字
で、２文字の下付文字を大文字で表す（例えばvCD）。
第２に、「演算増幅器」（以下、オペアンプと略称す
る）とは、帰還をかけることによって全体としての応答
特性を制御するようにした、直接結合形の高利得増幅器
のことである。典型的なオペアンプは５個の基本的な端
子を有しており、そのうちの２個が電源用端子であり、
別の２個が入力信号用（それら端子には負（−）記号と
正（＋）記号とが付される）の端子であり、残りの１個
が出力用の端子である。負記号が付された入力端子は反
転入力と呼ばれるが、それは、この端子が、その入力信
号に対して反転した、即ち位相が180度ずれた出力信号
を発生させるからである。また、正符号が付された入力
端子は非反転入力と呼ばれるが、それは、この端子が、
反転していない、即ち「位相が保存された」出力を発生
させるからである。ここでは、回路の解析を容易にする
ために、オペアンプの特性は「理想的」特性であるもの
とする。これは決して非現実的なことではなく、なぜな
らば、オペアンプの「理想的」特性は、オペアンプの実
際の特性に非常に近いものだからである。回路の解析を
容易にするために適用するオペアンプの理想的特性を要
約すると、次のようになる。
1.反転端子及び非反転端子の入力インピーダンスは無限
大である。従って、オペアンプへの入力電流はゼロであ
る。
2.反転端子と非反転端子との間の電圧（v+-）はゼロで
ある。このことを、それら入力端子どうしが互いに「固
着している（stick）」という。
3.開ループ電圧利得は無限大である。
4.出力インピーダンスはゼロである。従って出力電圧の
大きさは負荷の大きさに影響されない。
5.帯域幅は無限大である。
6.オペアンプの特性は温度変化によるドリフトを生じな
い。
オペアンプの以上の特性並びにその他の特性を記載し
た文献としては、Micro−Electronics Digital and Ana
log Circuits and Systems by Jacob Millman,MoGraw−
Hill Book Company,1979 at pages 523 through 525が
ある。
基本的な案内説明の最後に、低レベル入力且つ高利得
であるという厳しい条件の用途においては、電源に要求
される条件も非常に過酷なものになるということを指摘
しておく。このような場合には、電源線路上に電圧変動
やノイズが発生すると、それらがオペアンプの内部に結
合されてしまうおそれがあり、そうなると、それらが入
力信号として現れることになる。オペアンプのメーカー
は、オペアンプを設計する際にこのことを考慮して、そ
れらの影響ができるだけ小さくなるようにしている。電
源線路上の、電圧変動や電源に起因するノイズ、それに
ドリフトを排除することのできるオペアンプの能力は、
電源信号排除比（PSRR）と呼ばれている。言い替えるな
らば、PSRRとは、電源電圧の変動に対する、その電源電
圧の変動によって引き起こされる入力オフセット電圧の
比である。個々の電源装置ごとに、或いは、まとまった
電源装置に対して、通常値と上限値とを定めた規格が付
与されることがある。測定の単位には、例えば、μV/V
や、デシベル（dB）等が使用される。
図面について説明すると、図１は、振動する機械Ｍの
振動加速度をモニタするために機械Ｍに取付けた状態に
ある、２線式定電流駆動形トランスデューサ10の側面図
を示したものである。
図２について説明すると、同図は、振動加速度をモニ
タしてその振動加速度に比例した振幅を有する加速度信
号を出力する、２線式定電流駆動形トランスデューサ10
の断面図を示したものである。この２線式定電流駆動形
トランスデューサ10は圧電クリスタル12を使用してお
り、この圧電クリスタル12をセンサ基部14と慣性基準質
量IMとの間に配設することによって、それらを加速度セ
ンサ20としている。２線式定電流駆動形トランスデュー
サ10が機械Ｍに取付けられると、機械Ｍの振動のため
に、圧電クリスタル12に対して圧縮ないし引張力「Ｖ」
が作用する。このとき圧電クリスタル12は、その圧縮な
いし引張力に対抗する精密スプリングとして機能し、そ
れによって電荷を発生する。そのため、センサ20の端子
Ａ及びＢに、加速度の振幅に正比例している出力が発生
する。
図３には、（図２に示した）センサ20の、等価回路22
が示されている。この等価回路22の出力端子Ａ及びＢ
は、（図２に示した）センサ20の、端子Ａ及びＢと同じ
ものである。これら端子は、定電流駆動形信号コンディ
ショニング（CCPSC）回路100のノードＡ及びＢに結合さ
れており、このCCPSC回路100は、第１ステージ30と第２
ステージ40とを含んでいる。
等価回路22は、その周波数が機械Ｍの振動周波数に等
しく、かつその振幅が加速度の大きさに比例する入力信
号50（CCPSC回路100への入力信号）を送出する電圧源で
あると見なすことができる。この電圧源に、等価キャパ
シタC0が直列に接続されている。そのキャパシタンス
は、圧電クリスタル12（図２）の表面に平行板として形
成されている導電材料（殆どの場合、金属材料である）
の実効面積と、圧電クリスタル12（図２）の誘電率とに
よって決まる。第１ステージ30の設計は、この等価回路
22に基づいて行われる。
加速度信号50は、等価結晶キャパシタC0及び入力抵抗
R1を介してオペアンプU1へ入力される。抵抗R1の大きさ
によって、定電流駆動形信号コンディショニング（CCPS
C）回路100の入力インピーダンスが決まる。このRC回路
網（R0及びC0）は、ハイパス・フィルタとして機能する
（典型的な例を挙げるならば、後に表に示す標準的な値
を用いた場合に、−3dbの点が10〜20Hzの付近に位置す
る）。低周波用の速度トランスデューサを製作するに
は、本発明では補償を利用するようにしている。
図３には更に、加速度信号50を振動の大きさを表す出
力電圧信号に変換するために、定電流駆動形信号コンデ
ィショニング（CCPSC）回路100が等価回路22（図２のセ
ンサ20）に接続されていることが示されている。
定電流駆動形信号コンディショニング（CCPSC）回路1
00の第１ステージ30は、能動積分増幅（AIA）回路30で
ある。このAIA回路30は、加速度信号50の積分を行うた
めに回路網32を使用しており、この回路網32は、第１オ
ペアンプU1に合わせて設定されたキャパシタC2、C3と、
抵抗R1、R2、R3及びR4とで構成されている。この抵抗−
キャパシタ回路32を用いることによって抵抗値を比較的
小さくすることができ、そのため、大きな値の抵抗を使
用することに付随する問題点が回避される。
第１オペアンプU1は、その非反転入力ピン３が等価回
路22の第１端子Ｂに接続されており、その反転入力ピン
２が抵抗R1を介して等価回路22の第２端子Ａに接続され
ており、その出力ピン１がCCPSC回路100の第２ステージ
40に容量結合されており、そして、キャパシタンス（キ
ャパシタC2及びC3）を含んでいる帰還ループが、この第
１オペアンプU1の反転入力ピン２と出力ピン１との間に
接続されている。
回路網32から抵抗R1を除外すれば、Ｔ形回路網が得ら
れる。このＴ形回路網は、２つの部分から成るＴ字横枝
路と、Ｔ字縦枝路とで構成されている。Ｔ字縦枝路は、
インピーダンス手段（互いに並列なR2及びC2）から成
り、このインピーダンス手段は、その一端が第１オペア
ンプU1の反転入力ピン２に結合され、その他端がＴ字横
枝路の２つの部分の接続点に結合されている。Ｔ字横枝
路は、非反転入力ピン３に接続されている一方の部分が
抵抗手段（R4）で構成され、第１オペアンプU1の出力端
子ピン１に接続されている他方の部分がインピーダンス
手段（互いに並列なR3及びC3）で構成される。
第１ステージ30の利得の値が「１」になる周波数は、
この抵抗−キャパシタ回路網32によって決まる。
第１段の利得Gain1は、機械Ｍの振動周波数が変化す
るとそれに応じて変化する。中波帯の利得−周波数応答
は、次の簡単な計算式によって表される。
Gain1（ｆ）＝（1/R1 C2＋1/R1 C3）／（２πｆ） この式を更に簡単にすると、次式になる。
Gain1（ｆ）＝1/（２πfC23 R1） この式において、C23は、C2とC3との直列キャパシタ
ンスである。
またｆは、ヘルツを単位とした周波数である。
またπは、円周率であり3.14...である。
積分信号の低周波応答は、等価圧電結晶キャパシタン
スC0と、定電流駆動形信号コンディショニング（CCPS
C）回路100の入力インピーダンスR1とで決まる。
定電流駆動形信号コンディショニング（CCPSC）回路1
00の第２ステージ40は、能動積分増幅（AIA）回路30
（即ち第１ステージ30）に容量結合されており、速度電
圧信号に応じた電圧出力を送出し、この出力の電圧はモ
ニタ対象の振動に関係した大きさである。このオペアン
プU2の出力は、PNPトランジスタQ1に直接結合されてい
る。
トランジスタQ1は、コレクタ接地（CC）トランジスタ
増幅器として構成されている。この構成は「エミッタ・
ホロワ」とも呼ばれ、その名の由来は、電圧利得が
「１」に近いため、ベース電圧の変動が、エミッタ負荷
の両端子間にそのままの大きさで現れることによる。即
ち、エミッタが、入力信号に追従（フォロー）するので
ある。このことからも分かるように、エミッタ・ホロワ
は、入力抵抗が非常に高く（数百キロオーム程である）
出力抵抗が非常に低い（数十オーム程である）。従っ
て、CCトランジスタ回路の最も一般的な用途は、広い周
波数領域に亙って電圧利得を「１」に近い値に維持した
ままで（高抵抗から低抵抗への）抵抗変換の機能を果た
すバッファ段として用いるというものである。更に加え
て、エミッタ・ホロワは、信号の電力レベルも増大させ
る。
Q1は、出力駆動回路（バッファ）としての機能と電流
補償回路としての機能との両方を果たしている。電流I
Q1は、定電流IOと、U1及びU2の電力消費量と、ツェナー
・ダイオードD1を流れる電流ID1と、電流損失Iloss（こ
の損失は、R8、R4、及びR2、R3、R4によるものである）
とで決まるが、ただし最後の電流損失は比較的小さい。
IQ1＝ICD−ID1−IU1−IU2−Iloss Q1のインピーダンス変化にトランジスタ電流IQ1を乗
じた値が出力信号電圧vcdとなり、この出力信号電圧vcd
が、DCバイアス電圧VCDの上に重畳する。この出力が、
第２ステージ40によって制御され、第２ステージ40は、
利得段としての機能を果たすと共に、オペアンプU2の高
い利得を減殺することによってより広い帯域幅を得る周
波数補償回路としての機能も果たしている。
オペアンプU2の出力電圧の変化量は、このAC出力電圧
に、更に非常に小さな変動分を加えたものに等しく、こ
の非常に小さい変動分は、AC電流、温度、及び個々のデ
バイスごとのばらつきを原因とする、トランジスタQ1の
エミッタ−ベース間の電圧の変動によって生じるもので
ある。この小さな変動分は、オペアンプU2の大きな利得
によって補償される。その結果として得られる、最終的
な周波数応答は、トランジスタQ1の特性によって影響さ
れないものとなる。これより、第２ステージ40の中波帯
利得を求めるために、定電流駆動形信号コンディショニ
ング（CCPSC）回路100のAC解析を行う。反転入力ピン６
は「交流（AC）的に接地して」いる（尚、電圧は全て、
ノードＤを基準として表す）。キャパシタC5及び抵抗R5
を介して印加される入力電圧vinによって発生する電流I
inは、次の計算式によって表される。
Iin＝vin/R5 U2の入力インピーダンスが非常に高いため、このオペ
アンプU2のピン６には非常に僅かな電流しか流入せず、
それゆえ実質的に全ての入力信号電流がノードＥへ流入
し、それによってノードＥの電圧が変化する。この電圧
veは次の計算式によって表される。
ve＝−Iin R6＝−vin R6/R5 この電圧によって発生する、抵抗R7を流れる電流は、
次の計算式によって表される。
I7＝ve/R7 更にノードＣとノードＥとの間の電位差のために、抵
抗R8を流れる電流が発生し、この電流は次の計算式で表
される。
I8＝（vc−ve）/R8 ノードＥに流出入する電流を合計すると、次の式のよ
うになり、これによってI7の値が得られる。
Iin＋I8＝I7 以上に列挙した式から、第２ステージ40の中波帯電圧
利得を導出することができ、それは次の式で表される。
Gain2＝vcd/vin＝（R7 R8＋R6 R7＋R6 R8）／（R5 R7） ノードＡ、ＢからノードＣ、Ｄへの、この定電流駆動
形信号コンディショニング（CCPSC）回路100の総合的中
波帯周波数応答は、Gain1と、Gain2との積になる。
以上の、この定電流駆動形信号コンディショニング
（CCPSC）回路100の中波帯電圧利得の式は、この回路の
出力信号が、回路中の能動素子には影響されず、回路中
の受動部品にのみ影響されるという特性を明示してい
る。
中波帯に関しては、第１ステージ30のピン１における
出力は、入力に対して90゜の位相シフトを生じ、第２ス
テージ40がその上に更に180゜の位相シフトを追加す
る。従って全体としての位相シフトは90゜になり、これ
は速度と加速度との間の位相差に等しい。上限周波数及
び下限周波数における位相シフトは、当業界において一
般的に知られている変換方法を用いて導出することので
きるこの定電流駆動形信号コンディショニング（CCPS
C）回路100の極性とゼロとによって決まる。
以上に加えて、抵抗R6と、任意に設けることのできる
キャパシタC6とによって周波数応答の上限が決まる。キ
ャパシタC6は、オペアンプU2のピン６の反転入力とAC接
地部位との間の漂遊入力容量、並びにオペアンプU2のピ
ン５の比反転入力とAC接地部位との間の漂遊入力容量を
補償するために用いられるものである。更に、オペアン
プU2のそれら２つの入力の間に差分漂遊容量が存在する
場合には、それもこのキャパシタC6によって補償され
る。
次に、第１ステージ30と第２ステージ40とを含んでい
るこの定電流駆動形信号コンディショニング（CCPSC）
回路100のDC電圧バイアス解析について、図３を参照し
て説明する。定電流源80が、互いに直列に接続した抵抗
R10とツェナー・ダイオードD1とから成る枝路に電流を
流すように結合している。定電流源80は、ツェナー・ダ
イオードD1が降伏領域での動作を開始する電圧を、この
ツェナー・ダイオードD1に発生させる。ツェナー・ダイ
オードに降伏領域で動作させるというのは、ツェナー・
ダイオードを電圧調節器として動作させるための絶対的
な方式であり、これによってツェナー・ダイオードD1の
両端子間に、高度に安定した基準電圧が保持される。こ
の調整されたDCバイアス電圧が、入力信号50と、オペア
ンプU1のピン３の比反転入力と、オペアンプU2のピン５
の比反転入力とに印加される。この電圧は、ノードＤ
（回路接地電位）の基準電位よりVBDだけ高い。
第１ステージ30からの出力とは、オペアンプU1のピン
１からの出力である。ノードＤを基準として表した、こ
の第１ステージ30の（オペアンプU1のピン１の）DC出力
レベルは、ツェナー・ダイオードD1の両端子間の電圧降
下の大きさに等しい。一方、ノードＢを基準としたとき
には、この第１ステージ30のピン１からの出力は、ツェ
ナー・ダイオードD1に生じる変動には無関係なものとな
る。この出力が、キャパシタC5を介して第２ステージ40
の入力に容量結合されている。そしてこの第２ステージ
40の入力は、ポテンショメータR5を介して、オペアンプ
U2の反転入力ピン６に結合されている。このポテンショ
メータR5は、トランスデューサ10の総合感度を校正し、
（図２に示した）センサ20の感度の変動を補償するため
のものである。
オペアンプU2のピン５の比反転入力へ供給されている
DCバイアス電圧は、先に説明した理想的特性のために、
このオペアンプU2の反転入力ピン６にそのままの大きさ
で現れている。更にまた、理想的特性のために、オペア
ンプU2はその非反転ピン５及び反転ピン６に流出入する
電流がゼロになっている。これらの理想的特性の結果と
して、電圧調整器（ツェナー・ダイオードD1）は、無負
荷状態に維持されている（即ち、負荷電流の流れは、抵
抗R10とツェナー・ダイオードD1とで構成されている枝
路を流れない）。
更にキャパシタ（C5、C6及びC8）が、それらキャパシ
タの夫々の枝路をDC電流が流れるのを阻止している。こ
のため抵抗R6にはDC電流が流れない。従って、出力DCバ
イアス電圧VCDの大きさは、ツェナー・ダイオードD1の
両端子間のDC電圧降下VD1の大きさと、抵抗R7、R8の値
とだけで決定される。オペアンプU2は高利得である（こ
れについては先に述べた）ため、このオペアンプU2がト
ランジスタQ1を制御することによって、定電流源80から
トランジスタQ1へ流れる電流がちょうど次のような大き
さになり、その大きさとは、それによって発生する出力
電圧VCDが、抵抗R7の両端子間の電圧をVD1に等しく維持
するようになる大きさである。必ずこのようになるの
は、オペアンプU2の入力漏れ電流によって発生する抵抗
R6の両端子間の電圧が、無視可能なほど小さいからであ
る。抵抗R8及びR7は、出力電圧VCDのための分圧回路網
を形成しており、出力電圧VCDの値は次の式によって表
される。
VCD＝VD1（R7＋R8）/R7 この式は、抵抗R7を流れている電流の大きさがVD1/R7
であり、抵抗R8にも必ず同じ大きさの電流が流れている
（なぜならば、上述の理想的特性のためにR6にはDC電流
が流れないからである）ということからも、導出するこ
とができる。従って、DC出力電圧VCDは、次の計算式に
よって求められる。
VCD＝（VD1/R7）（R7＋R8） この式から分かるように、この出力DCバイアスは、例
えばPNPトランジスタQ1等の「能動」素子のパラメータ
には影響されない。この出力DCバイアスは、受動素子
（即ち抵抗）のみによって決定され、しかも受動素子は
使用環境での作動領域の全域において非常に安定してい
る。この特徴によって、従来例に対する本発明の顕著な
利点が得られており、特にオペアンプを使用する場合に
この利点は顕著である。
この電圧VCDは、オペアンプU1及びU2の両方に共通し
た正電源端子ピン８及び負電源端子ピン４のDCバイアス
電圧として使用される。このCD電圧は更に、定電流源80
をバイアスするためにも使用される。この「プリ・バイ
アス」方式を用いることによって、グラウンド・ループ
やツェナー・ダイオードD1のバイアス変動によって発生
する第１ステージ30のノイズを大幅に低下させることが
でき、トランスデューサ10の性能を大幅に改善すること
ができる。
図４及び図５は、図３に示した定電流駆動形信号コン
ディショニング（CCPSC）回路100の代わりに用いること
のできる、別実施例の回路の回路図を示したものであ
る。尚、図４及び図５に示した夫々の回路は、図３に示
したCCPSC回路100に関して上で述べた独創的特徴を同様
に備えている。
図４を参照して重要な点について説明すると、利得段
230の入力端子Ａ、Ｂはセンサ20（図２）から入力信号5
0を受取っている。この入力信号50は、利得段230によっ
て増幅された上で、キャパシタC3を介して第２ステージ
240の入力へ向けて出力される。
増幅された信号250は、第２ステージ240へ受渡されて
積分された後に、トランジスタQ1を介して、CCPSC回路2
00へ定電流を供給するために使用されている複数本の伝
送線路244、246上へ出力される。これら伝送線路は、そ
れらの第１端が定電流源80に作用的に結合されており、
それらの第２端が端子Ｃ及びＤに作用的に結合されてい
る。
定電流源80は、CCPSC回路200内の、互いに直列に接続
した第１抵抗手段である抵抗R10と第１ツェナー・ダイ
オードD1とから成る第１枝路へ電流を供給している。こ
れによって、ツェナー・ダイオードD1が電圧調整器とし
て機能しており、このダイオードD1の両端子間に、高度
に安定したDC基準電圧VD1が維持されている。この調整
されたDC基準電圧VD1が、利得段230へ入力されている入
力信号50と第２ステージ240へ入力されている増幅後の
信号250とを回路接地電位より高い電位へバイアスする
ために使用されている。この調整されたDC基準電圧VD1
は更に、第２ステージ240と協働することによって、出
力電圧信号vcdと、U1（利得段オペアンプ）及びU2（帰
還オペアンプ）の両方に共通した電源バイアス端子ピン
４及び８とを、安定したDC電圧でバイアスする機能も果
たす。
更に詳しく説明すると、利得段230の入力端子は、セ
ンサ20から入力信号50を受取っており、このセンサ20は
既述の如く圧電結晶12を利用したものであり、その圧電
結晶12をセンサ基部14と慣性基準質量IMとの間に配設す
ることによって、センサ20を構成している。センサ20を
モニタ対象の振動源に取付けると、その振動源の振動に
よって、圧電結晶12に圧縮ないし引張力が作用する。す
ると圧電結晶12は、その圧縮ないし引張力に対抗する精
密スプリングとして機能し、それによって電荷を発生す
る。その結果、センサ20の出力端子Ａ及びＢに、振動源
の加速度の振幅に正比例した信号が発生する。
図４について説明すると、同図にはセンサ20が、等価
回路22としてモデル化して示されている。等価回路22は
電圧源を含んでおり、この電圧源は、その周波数が振動
源の振動周波数に等しくその振幅が振動源の加速度の大
きさに比例する入力信号50を送出している。この電圧源
には等価キャパシタC0が直列に結合している。センサ20
の等価回路22の出力端子Ａ及びＢは、ノードＡ及びＢに
作用的に結合されており、それによって更に、夫々が、
利得段230のオペアンプU1の非反転入力と反転入力とに
作用的に結合されている。利得段回路230は、等価回路2
2から受取った入力信号50を、オペアンプU1及びそれに
付随する幾つかの回路部品を利用して増幅している。オ
ペアンプU1は必要な増幅を行い、それに付随する回路部
品（キャパシタC1、C2及び抵抗R1、R2及びR3）によって
このオペアンプU1の動作が制御され、もって利得段回路
230の全体特性及び安定性の調整が効果的に行われる。
尚、互いに並列に接続したキャパシタC1と抵抗R2とから
成る閉ループにより、この利得段の出力端子と入力端子
との間が結合されている。
次に示す第３の利得式は、結晶のインピーダンスを無
視した場合の、利得段回路230の利得を表した式であ
る。
Gain3（ｆ）＝［１＋R2/（R1（１＋２πf C1 R2）］ 次に示す第４の利得式は、結晶の持つ信号源インピー
ダンスを考慮に入れた場合の、利得段回路230の利得を
表した式である。
Gain4（ｆ）＝（２πf C0 R3/（１＋２πf R3（C0＋C2））］ ×［１＋R2/R1（１＋２πf C1 R2）］ 上式から分かるように、結晶のインピーダンスは、利
得段230の周波数応答に影響を及ぼすものである。
利得段230は、信号の増幅を行ったならば、その増幅
した信号250を、キャパシタC3を介して第２ステーズ240
へ供給する。CCPSC回路200のこの第２ステージ240は、
その増幅された信号250を受取り、それを積分したもの
を端子Ｃ及びＤへ出力する。
次に示す第５の利得式は、第２段240の積分器応答
（即ち、ローパス・フィルタ応答）を表した式である。
Gain5（ｆ）＝−［R6（R7＋R8）／ （R5 R7＋２πf C4 C5 C6（R7＋R8））］ 第２ステージでは上述の増幅された信号250を、可変
抵抗R5を介して帰還オペアンプU2の反転入力（ピン６）
へ結合している。この帰還オペアンプU2の出力はPNPト
ランジスタQ1に、直接結合によって結合されている。ま
た帰還ループが、この帰還オペアンプU2の出力端子か
ら、このトランジスタを介して、オペアンプU2の反転入
力端子に接続されている。トランジスタQ1は、伝送線路
の第２端に作用的に結合されており、増幅されてフィル
タ処理を施された速度電圧信号vcdを端子Ｃと端子Ｄと
の間に出力する信号出力駆動回路（バッファ）の機能を
果たしている。更に、このオペアンプU2の出力によっ
て、トランジスタQ1のインピーダンスが変化し、それに
よって端子Ｃと端子Ｄとの間のインピーダンスが変化す
る。このQ1のインピーダンス変化と、トランジスタ電流
IQ1が流れていることとによって、端子Ｃと端子Ｄとの
間の出力電圧vcdが変化し、それによって出力電圧v
cdが、モニタ対象の振動に関係した信号になる。
別の言い方をするならば、帰還オペアンプU2の出力端
子である。オペアンプU2のピン７から出力されるコンデ
ィショニングを施された出力信号が、トランジスタQ1を
駆動して、このトランジスタQ1のインピーダンス変化を
発生させる。こうしてインピーダンス変化が発生し、し
かもこのトランジスタQ1には一定の電流が流れるように
してあるため、伝送線路244、246の第２端子へ、コンデ
ィショニングが施された出力信号vcdが送出されること
になる。また更に、帰還ループが、そのコンディショニ
ング済出力信号の一部を帰還オペアンプU2の反転入力端
子へ戻しており、その戻された信号が振動信号250と併
合される結果、そのコンディショニング済出力信号vcd
が、モニタ対象の振動の大きさを表した信号になる。
ツェナー・ダイオードD1は、回路接地電位より高い安
定DC基準電圧VD1を発生するための安定DC電圧調整器と
して動作するようにバイアスされている。このバイアス
は、定電流源80から、互いに直列に接続した抵抗R10と
ツェナー・ダイオードD1とで構成した枝路へ電流を流す
ことによって得られている。
ツェナー・ダイオードD1は、入力信号50に、安定DC基
準電圧VD1を付加しており、それにより得られた信号をC
CPSC回路200の利得段230が受取っている。更に、この安
定DC電圧VD1は、オペアンプU2のピン５の非反転入力へ
も供給されている。オペアンプU2が理想的特性を有する
ものであるため、非反転入力へ供給されたこの電圧VD1
はそのままの大きさでオペアンプU2の反転入力ピン６に
現れる。更に、これも理想的特性のために、オペアンプ
U2のそれら非反転ピン５端子及び反転ピン６端子には電
流が流出入しない。また、キャパシタC3及びC4が、それ
らキャパシタの夫々の枝路をDC電流が流れるのを阻止し
ている。そのため抵抗R6にはDC電流が流れない。それゆ
えこの抵抗R6の両端子間には電圧降下が発生せず、反転
入力ピン６に結合しており従ってこの抵抗R6の反転入力
ピン６に結合している側の端部に加わっている安定DC電
圧VD1が、そのままの大きさでこの抵抗R6の他端に現れ
る。これによって抵抗R7の両端子間の電圧が、調整され
た電圧VD1になる。尚、この抵抗R7を流れる電流は定電
流源から供給され、調整された電圧VD1によって生じる
電流ではないため、抵抗R7の両端子間の電圧VD1は無負
荷状態にあることに注意されたい。
抵抗R7がその中に配置されている枝路は、互いに直列
に接続した２個の抵抗R7及びR8で構成されており、その
一端が端子Ｃに接続され、他端が端子Ｄに接続されてい
る。調整された電圧がR7の両端子間に発生しているた
め、抵抗R7及びR8の両方を通って一定の電流が流れてい
る。これによって端子Ｃと端子Ｄとの間の電圧が安定DC
電圧として設定されており、この安定DC電圧が、出力信
号vcdと、オペアンプU1及びU2の両方に共通する電源バ
イアス端子とへ供給するための安定DCバイアス電圧とし
て使用されている。
伝送線路244、246を、信号出力線路として兼用してい
るため、オペアンプは、その出力信号vcdを、オペアン
プU1及びU2の動作特性に対する妨害とならないように排
除することができる能力を備えている必要がある。この
ように、伝送線路244、246上の信号を、オペアンプU1及
びU2の動作特性に対する妨害とならないように排除する
ことのできるオペアンプU1及びU2の能力は、電源信号排
除比（PSRR）と呼ばれている。
図５は、図４に示した回路とよく似た回路の回路図で
あるが、大きな相違点が少なくとも１つあり、それは、
オペアンプU1及びU2の両方に共通する電源バイアス端子
であるピン４及びピン８を安定DC電圧でバイアスするた
めに、第２のツェナー・ダイオードD2を使用しているこ
とである。電源信号の上に出力信号252が重畳すると回
路200の特性に悪影響が及ぶことが判明している用途に
は、このような変更を組込むようにすればよい。
更に図５では、オペアンプU1及びU2の正電源端子であ
るピン８と端子Ｃとの間の接続を取り払ってある。その
結果、端子Ｃと端子Ｄとの間の出力電圧信号vcdが、オ
ペアンプU1及びU2をバイアスしている電源信号の上に重
畳するということがなくなっている。そして、その代わ
りに、オペアンプU1及びU2の正電源バイアス端子である
ピンが、ツェナー・ダイオードD2のカソードに接続され
ている。そしてこのツェナー・ダイオードD2のアノード
が、オペアンプU1及びU2の負電源バイアス端子であるピ
ン４に接続されている。
従って、定電流源が抵抗R13を介してツェナー・ダイ
オードD2に電流を流すことによって、このツェナー・ダ
イオードD2が安定DC電圧調整器として動作し、それによ
って、オペアンプU1及びU2の電源端子であるピン８及び
ピン４が、そのDC電圧でバイアスされる。
図４及び図５では、Ｔ形回路網242を用いて、端子Ｃ
及びＤを夫々端子C'及びD'に結合している。このＴ形回
路網242は、２つの部分から成るＴ字横枝路と、Ｔ字縦
枝路とで構成されている。Ｔ字縦枝路はキャパシタC5か
ら成り、このキャパシタC5はその一端が端子Ｄ及びD'に
結合され、その他端がＴ字横枝路の２つの部分の間の接
続部に結合されている。Ｔ字横枝路は、端子Ｃに接続さ
れている一方の部分が抵抗R11で構成されており、端子
C'に接続されている他方の部分が抵抗R12で構成されて
いる。このＴ形回路網242の目的は、定電流源80及び読
取装置70をCCPSC回路200に接続されている線路上に誘起
される過渡信号を、フィルタ作用によって除去すること
である。
図６は、図３に示した定電流駆動形信号コンディショ
ニング（CCPSC）回路100の代わりに用いることのでき
る、別実施例の回路の回路図である。尚、図６に示した
回路は、図３〜図５に示したCCPSC回路に関連して上で
説明した独創的特徴を同様に備えたものである。
図６に示した第２ステージ340に関する説明は、図４
に示した第２することができる240に関する上述の説明
と同様である。ただし、少なくとも１つの大きな相違が
あり、それは、CCPSC回路300に電力を供給する電流I0が
この回路300へ流れ込む方向は、図３、図４及び図５に
示した回路とは逆方向であるということである。そうす
るために、図４のトランジスタQ1がPNPトランジスタQ1
であったのを、NPNトランジスタQ2に代えている。更
に、電源バイアス端子であるピン８及びピン４への接続
を交替させ、ツェナー・ダイオードも逆向きにしてあ
る。
図６には、センサ20（等価回路22）と帰還オペアンプ
U2との間に介挿されてそれらに作用的に結合された電荷
結合差動CCD増幅段330が示されている。この電荷結合差
動増幅段330の入力端子Ａ、Ｂは、クーロン（電荷）信
号である振動信号50、即ちセンサ20から送出される加速
度信号を受取っている。CCD増幅段330は、このクーロン
信号である振動信号50を、ボルト信号である振動信号25
0へ変換する。CCD増幅段330は、式Ｖ＝Q/Cで表される動
作を実行することによって、この変換を行えるようにし
たものである。なお、この式においてＱは電荷、Ｖは電
圧、Ｃはキャパシタンスである。圧電クリスタル12の運
動によって発生した電荷は、C1及びC2（図６）へ供給さ
れ、それによって、式Ｖ＝Q/Cで表される電圧が、CCDオ
ペアンプU1の出力であるピン１に発生する。図６に示し
た、CCDオペアンプU1の出力であるピン１と帰還オペア
ンU2との間の接続に関する説明は、図３、図４及び図５
に示したオペアンプU1とU2との間の接続に関する上述の
説明と同じである。このCCD増幅段330を使用することに
よって得られる利点の１つに、センサ20をCCDオペアン
プU1から離して配設できることである。
この電荷結合差動増幅段330を使用することによっ
て、同相ノイズの低減を更に強化することができる。た
だし、シングルエンド形電荷結合（CC）増幅段を使用し
ても、同じように、電荷信号である振動信号50をボルト
信号である振動信号250に変換することができる。この
シングルエンド形電荷変換回路を構成するためには、単
にCCD増幅段330のC2及びR3の部分を短絡させて、それら
を削除するだけでよい。
以上を要約すると、図３、図４、図５及び図６の構成
における重要な特徴は、センサが発生した入力信号を帰
還オペアンプU2へ受渡し、この帰還オペアンプU2が出力
した信号によって、トランジスタのインピーダンス変化
を発生させていることである。このように、インピーダ
ンス変化を発生させしかもトランジスタに一定の電流が
流れるようにしているため、端子Ｃと端子Ｄとの間にコ
ンディショニングが施された出力信号vcdが発生するの
である。これに加えて、更なる別の特徴として、ツェナ
ー・ダイオードD1が発生するDC基準電圧VD1と、帰還オ
ペアンプU2とが協働して、端子Ｃと端子Ｄとの間に安定
DC電圧バイアスを提供するようにしていることである。
使用法及び動作について図３を参照して説明すると、
定電流駆動形信号コンディショニング（CCPSC）回路100
は、２個のオペアンプU1及びU2を組込んだ単一のモノリ
シック・チップとして構成され、このチップは、入力信
号である（端子Ａと端子Ｂとの間の）加速度電圧信号に
処理を施して、その信号を、このチップに接続した読取
装置70が利用することのできる出力信号である（端子Ｃ
と端子Ｄとの間の）電圧信号にするための、信号処理機
能を実行するハードウェアをサポートしている。この定
電流駆動形信号コンディショニング（CCPSC）回路100を
動作させる電力は、定電流IOを出力する定電流源80から
供給されている。
２線式の伝送線路（即ち、同軸ケーブルや単なるツイ
ストペア線等）は、出力信号をモニタするために使用さ
れているばかりでなく、信号コンディショニング回路10
0へ動作電力を供給するためにも使用されている。この
ように電源用接続線が信号出力用接続線としても兼用さ
れているため、遠隔信号伝送の用途においては、２、３
本の余分な配線が省略されるという利点が得られる。
この定電流駆動形信号コンディショニング（CCPSC）
回路100は、信号50を、２つのステージ30、40を介する
ことによって、積分及び増幅するようにしている。第１
ステージ30は能動積分増幅（AIA）回路であり、この回
路30はオペアンプU1及びそれに合わせて構成した回路に
よって入力信号50を積分し、電圧速度信号を出力してい
る。この電圧速度信号は、キャパシタC5を介して第２ス
テージ40に容量結合されており、第２ステージ40は高利
得オペアンプU2を含んでいる。高利得オペアンプU2は、
その出力がトランジスタQ1のベースに直接結合されてお
り、ここでQ1は、信号出力駆動回路（バッファ）として
の機能と電流補償回路としての機能とを果たしている。
オペアンプU2の出力は、トランジスタQ1のインピーダン
ス変化を生じさせる。このQ1のインピーダンス変化と、
トランジスタ電流IQ1との積として、機械Ｍの振動に対
応した出力信号電圧vcdが得られ、この出力信号電圧vcd
がDCバイアス電圧VCDの上に重畳し、そのDCバイアス電
圧VCDは、以下に説明するバイアス方式によって発生さ
れている。
まず最初に、定電流源80が信号コンディショニング回
路100へ、初期DCバイアス電圧である24ボルトの定電流
を供給する。この定電流の供給によって抵抗R10とツェ
ナー・ダイオードD1とから成る枝路に電流が流れる。ツ
ェナー・ダイオードD1はそれによってバイアスされて、
安定DC電圧調整器として機能し、回路接地電位より高い
安定DC基準電圧を発生する。この基準電圧が、入力信号
50と、オペアンプU1の比反転入力（ピン３）と、オペア
ンプU2の非反転入力（ピン５）とへ供給される。
オペアンプU2が理想的特性を有することから、次のよ
うな結果が得られる。第１に、オペアンプU2の非反転入
力（ピン５）へ供給された調整されたDC電圧が、そのま
まの大きさでこのオペアンプU2の反転入力（ピン６）に
現れる。第２に、オペアンプU2は、その非反転（ピン
５）端子と反転（ピン６）端子とのいずれにも電流が流
出入しない。
更にキャパシタC5、C6及びC8が、それらキャパシタの
夫々の枝路をDC電流が流れるのを阻止している。そのた
め抵抗R6にはDC電流が流れず、この抵抗R6の両端子間に
電圧降下が生じないため、反転入力ピン６に、従ってこ
の抵抗R6の第１端子に加わっている電圧が、この抵抗R6
の他の端子にそのままの大きさで現れる。これによっ
て、R7の両端子間の電圧が、調整された電圧になる。こ
のR7を流れる電流は定電流源80から供給され、電圧調整
器D1からは供給されないため、このR7の両端子間の電圧
は、無負荷状態の電圧源として機能する。
抵抗R7がその中に配設されている枝路は、互いに直列
に接続した抵抗R7と抵抗R8とで構成されている。この枝
路は、その第１端子が定電流源80の第１端子Ｃに結合さ
れ、その第２端子が定電流源80の第２端子Ｄ（回路接地
電位）に結合されている。抵抗R7の両端子間に調整され
た電圧が発生しているため、定電流源80から引き込まれ
て上述の互いに直列に接続した抵抗R7及びR8を流れる電
流は、ある一定の電流になる。しかも、オペアンプU2が
高利得であるため、トランジスタQ1が、定電流源80から
供給される電流のうちの残りの電流を補償する手段とし
て機能する。この独創的なバイアス方式によれば、初期
DCバイアス電圧VCDは、24ボルトから12ボルトへ低下す
る。
従って、この信号コンディショニング回路100は、み
ずからが使用する安定DCバイアス電圧を発生させる能力
を有しており、しかもそのために能動部品を使用してい
ないため、能動部品の変動に影響されることがない。こ
の安定DCバイアス電圧VCDを、定電流源80と、出力信号
と、オペアンプU1及びU2の両方に共通の電源端子である
ピン４及びピン８とをバイアスするために使用してい
る。このバイアス方式は−55℃〜＋125℃の温度範囲に
亙って安定であり、またデバイスの寿命の尽きるまでの
期間に亙って安定である。
電源線路上の信号を、オペアンプの動作特性に対する
妨害とならないように排除することのできるオペアンプ
の能力は、電源信号排除比（PSRR）と呼ばれている。こ
の特性を備えているため、回路の動作特性に何ら影響を
及ぼすことなく、電源信号の上に出力信号を重畳させる
ことが可能になっている。
下表の好適な回路部品を使用することによって、−55
℃〜＋125℃の安定バイアス温度範囲を有し、約2Hzから
5KHzまでに亙って3db周波数応答を有するコンディショ
ニング回路100が得られる。
尚、回路及び周波数応答の安定性を維持するために
は、ACインピーダンスが非常に低いことと、温度係数が
低いこととが要求される。トランスデューサ回路100の
性能を良好なものとするためには、オペアンプU1の選択
を慎重にすることが重要であり、なぜならば、そのこと
がこの回路100の、ノイズ、積分機能、及び大信号処理
能力に影響するからである。即ち、オペアンプU1は、で
きるだけ理想的特性に近い特性を有するものとすべきで
ある。
更に、以上の本発明の説明から明らかなように、以上
に詳述し以下の請求項に記載した本発明の範囲並びに真
正の概念から逸脱することなく、様々な構造上の変更な
いし改変を採用することができる。
下表は、本発明の１つの好適実施例に使用した回路部
品の定数をまとめて示したものである。
産業上の利用可能性 本発明の産業上の利用可能性は、以下に示す本発明の
目的の説明から明らかである。
主たる目的は、特に回路を形成する部品の殆どをキャ
パシタや抵抗等の受動部品とすることによって、手間の
かかる校正作業を不要にした装置を提供することにあ
る。
更なる別の目的は、信頼性の高い振動センサを提供す
ることにある。
更なる別の目的は、経年と温度変化とのいずれかの関
数としても安定した振動センサを提供することにある。
更に別の目的は、出力DCバイアスが「能動」デバイス
のパラメータに影響されない振動センサを提供すること
にある。
第１の局面に注目するならば、本発明の目的の１つと
して、次のような振動モニタを提供するということがあ
り、その振動モニタとは、振動をモニタしてその振動に
比例する振幅の加速度信号を出力するセンサを備え、前
記加速度信号を前記振動の大きさを表す出力電圧信号へ
変換する、前記センサに接続した定電流駆動形信号コン
ディショニング（CCPSC）回路を備え、該CCPSC回路が更
に、前記加速度信号を積分して速度信号にする、前記セ
ンサに結合した入力を有する能動積分増幅（AIA）回路
と、前記速度信号の電圧に応じた出力電圧を供給する、
前記AIA回路に結合した能動高利得オペアンプ／バッフ
ァ回路とを備えており、以上により、前記出力電圧が前
記振動の大きさを表すようにしたことを特徴とする振動
モニタである。
第２の局面に注目するならば、本発明の目的の１つとし
て、次のような振動トランスデューサを提供するという
ことがあり、その振動トランスデューサとは、該トラン
スデューサへの入力信号である振動を表す第１電圧信号
出力を送出するセンサを備え、加速度信号に関係した前
記第１電圧信号出力を定電流駆動形信号コンディショニ
ング回路が受取るようにしてあり、該定電流駆動形信号
コンディショニング回路は第１ステージを含んでおり、
該第１ステージは、前記第１電圧信号出力を積分して第
２電圧信号を第２ステージへ出力する第１オペアンプを
含んでおり、該第２ステージは、前記第２電圧信号出力
を反転及び増幅して前記振動入力を表す第３信号を出力
する第２オペアンプを含んでおり、前記コンディショニ
ング回路が更に、調整されたDC電圧基準とバイアス手段
とを備えており、該バイアス手段が、互いに直列に接続
した第１抵抗及びツェナー・ダイオードから成り第１端
子が定電流源の第１端子に接続され第２端子が電気的接
続手段を介して定電流源の第２端子に接続された第１枝
路を備えており、前記定電流源が、調整された電圧を発
生する安定DC電圧調整器として機能するツェナー・ダイ
オードをバイアスするためのバイアス手段を成してお
り、前記第１オペアンプが、反転入力と、非反転入力
と、電源端子と、出力とを有し、前記第１ステージが、
前記第１電圧信号出力を受取り実質的に前記加速度信号
を積分して速度に関係した前記第２電圧信号を出力する
手段として機能する回路を含んでおり、前記第２オペア
ンプが、反転入力と、非反転入力と、電源端子と、出力
とを有し、該第２オペアンプの前記反転入力が第２枝路
を介して前記第１オペアンプの前記出力に接続されてお
り、前記第２枝路が、互いに直列に接続したキャパシタ
と第２抵抗とで構成されており、前記第２段ステージ、
前記第１オペアンプの前記出力を反転及び増幅する手段
として機能するようにしてあることを特徴とする振動ト
ランスデューサである。
第３の局面に注目するならば、本発明の目的の１つと
して、次のような方法を提供するということがあり、そ
の方法とは、反転信号入力端子と、非反転信号入力端子
と、バイアス電圧端子と、単一の出力端子とを備えたオ
ペアンプを有する回路を自己バイアスすることによって
入力信号にコンディショニングを施す方法において、前
記バイアス電圧端子を介して前記オペアンプにバイアス
電圧を供給するステップと、前記オペアンプの前記反転
端子へ入力信号を導入するステップと、前記出力端子か
らコンディショニング済信号を出力させるステップと、
前記コンディショニング済信号と前記バイアス電圧とを
併合するステップと、以上により、前記コンディショニ
ング済信号の特性によって前記増幅器の動作特性が自己
調節され、前記バイアス電圧に前記コンディショニング
済出力信号が重畳するようにしたことを特徴とする方法
である。
第４の局面に注目するならば、本発明の目的の１つと
して、次のような定電流駆動形信号コンディショニング
回路を提供するということがあり、その定電流駆動形信
号コンディショニング回路とは、反転入力端子と、非反
転入力端子と、出力と、複数の電源端子とを有するオペ
アンプを含んで成る定電流駆動形信号コンディショニン
グ回路において、前記オペアンプの前記出力に作用的に
結合すると共に前記複数の電源端子どうしの間に作用的
に結合されたトランジスタを備え、前記オペアンプに電
力を供給するために複数本の電源線路を介して前記オペ
アンプの前記複数の電源端子に結合してそれら複数の電
源端子へ電源信号を供給する定電流電源を備え、前記オ
ペアンプの前記反転端子へ入力信号が入力するようにし
てあり、前記オペアンプから出力される出力信号が前記
トランジスタを駆動するようにしてあり、前記トランジ
スタが前記電源線路上へ信号を送出するようにしてあ
り、前記オペアンプの内部に一体に形成した電源信号排
除手段を備え、以上により、前記トランジスタから出力
される前記出力信号が、このコンディショニング回路の
前記電源信号の上に重畳するようにしたことを特徴とす
る定電流駆動形信号コンディショニング回路である。
第５の局面に注目するならば、本発明の目的の１つと
して、次のような動作パラメータをモニタするためのト
ランスデューサを提供するということがあり、そのトラ
ンスデューサとは、信号検出及び発生手段を備え、前記
信号発生手段に結合された反転入力を有し積分信号出力
を送出する積分回路を備え、反転入力と、出力と、自己
バイアス手段とを有するオペアンプを備え、前記反転入
力が前記積分回路の前記積分信号出力に結合しており、
前記オペアンプの前記出力が前記積分回路へ帰還されて
いることを特徴とするトランスデューサである。
第６の局面に注目するならば、本発明の目的の１つと
して、次のような振動モニタ装置を提供するということ
があり、その振動モニタ装置とは、振動源が発生してい
る振動を検出してその振動に対応した加速度信号を発生
するセンサ手段と、前記加速度信号を受取る信号コンデ
ィショニング回路とを備え、該信号コンディショニング
回路が積分回路を含んでおり、該積分回路が、前記第１
信号を積分してモニタ対象の前記信号に関係した速度信
号にする手段として機能するようにした。振動モニタ装
置において、反転入力端子と、非反転入力端子と、出力
端子と、電源端子とを有するオペアンプを備え、前記反
転入力が前記積分回路の前記出力に結合しており、前記
増幅器の前記出力がモニタ対象の振動に関係した前記第
２信号を送出するようにしており、前記第２信号をモニ
タするための手段を備えたことを特徴とする振動モニタ
装置である。
第７の局面に注目するならば、本発明の目的の１つと
して、次のような振動モニタ装置の振動信号処理回路を
提供するということがあり、その振動信号処理回路と
は、定電流を送出する電源を備え、第１端子と第２端子
とを有する複数本の伝送線路を備え、前記複数本の伝送
線路の前記第１端子が、前記定電流電源に作用的に結合
しており、前記複数本の伝送線路の前記第２端子に作用
的に結合したトランジスタを備え、反転入力端子と、非
反転入力端子と、出力端子と、電源バイアス端子とを有
する帰還オペアンプを備え、前記帰還オペアンプの前記
出力端子が、前記トランジスタに作用的に結合してお
り、前記帰還オペアンプの前記出力端子から前記トラン
ジスタを介して前記帰還オペアンプの前記入力端子のう
ちの一方の端子へ至る帰還ループを備え、前記帰還オペ
アンプの前記入力端子のうちの前記一方の端子へ振動信
号が入力するようにしてあり、以上により、前記帰還オ
ペアンプの前記出力端子から出力されるコンディション
済出力信号が前記トランジスタを駆動して該トランジス
タのインピーダンス変化を生じさせ、このインピーダン
ス変化と、該トランジスタに前記定電流が流れるように
してあることとによって、前記コンディション済出力信
号が前記複数本の伝送線路の前記第２端子へ送出され、
更に、前記帰還ループが前記コンディション済出力信号
の一部を前記帰還オペアンプの前記入力端子のうちの前
記一方の端子へ戻し、その戻された信号が前記振動信号
と併合されることによって、前記コンディション済出力
信号がモニタ対象の振動の大きさを表すようにしたこと
を特徴とする振動信号処理回路である。
以上の目的が、またその他の目的も、添付図面を参照
して以下の詳細な明細書の記載を考察することによって
明らかとなるであろう。
フロントページの続き (72)発明者 ブッシュ，トッド アメリカ合衆国テキサス州77065，ヒュ ーストン，エアポート・ブールバード 7651 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01H 11/08 G01H 11/06 G01P 7/00 H03F 3/45

Claims (27)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】振動モニタ装置の振動信号処理回路におい
    て、 定電流電源と、 それぞれが第１端子と第２端子とを有する複数本の伝送
    線路であって、第１端子が定電流電源に結合されている
    伝送線路と、 複数本の伝送線路の第２端子に結合されたトランジスタ
    と、 反転入力端子と、非反転入力端子と、出力端子と、電源
    バイアス端子とを有する帰還オペアンプであって、出力
    端子が、トランジスタに結合されている帰還オペアンプ
    と、 帰還オペアンプの出力端子からトランジスタを介して帰
    還オペアンプの２つの入力端子の内の振動信号が入力す
    る入力端子へ至る帰還ループと を備え、 帰還オペアンプの出力端子から出力されるコンディショ
    ン済出力信号がトランジスタを駆動して該トランジスタ
    のインピーダンス変化を生じさせ、このインピーダンス
    変化と、該トランジスタに定電流が流れることとによっ
    て、コンディション済出力信号が複数本の伝送線路の第
    ２端子へ送出され、更に、帰還ループによりコンディシ
    ョン済出力信号の一部を帰還オペアンプの振動信号が入
    力する入力端子へ戻し、その戻された信号が振動信号と
    併合され、これによって、コンディション済出力信号が
    モニタ対象の振動の大きさを表すようにしたことを特徴
    とする振動信号処理回路。
  2. 【請求項２】請求項１記載の振動信号処理回路におい
    て、振動信号が入力する帰還オペアンプの入力端子が、
    反転入力端子であることを特徴とする振動信号処理回
    路。
  3. 【請求項３】請求項２記載の振動信号処理回路におい
    て、該回路は、振動源に取付けられて振動信号を発生す
    るセンサを備えていることを特徴とする振動信号処理回
    路。
  4. 【請求項４】請求項３記載の振動信号処理回路におい
    て、 センサは、センサ基部と慣性基準質量との間に結合され
    ている圧電クリスタルを含んでおり、 振動源は、圧電クリスタルに作用する圧縮又は引張力を
    発生させ、圧電クリスタルが該圧縮又は引張力に対抗す
    る精密スプリングとして機能して、周波数が振動源の振
    動周波数に等しくかつ振幅が振動源の加速度の大きさに
    比例する振動信号を発生するよう構成されている ことを特徴とする振動信号処理回路。
  5. 【請求項５】請求項４記載の振動信号処理回路におい
    て、該回路はさらに、複数本の伝送線路の第２端子へDC
    定電圧を供給する手段を含んでいることを特徴とする振
    動信号処理回路。
  6. 【請求項６】請求項５記載の振動信号処理回路におい
    て、複数本の伝送線路の第２端子へDC定電圧を供給する
    手段は、伝送線路の第２端子に結合された第１ツェナー
    ・ダイオードを含んでいることを特徴とする振動信号処
    理回路。
  7. 【請求項７】請求項６記載の振動信号処理回路におい
    て、 複数本の伝送線路の第２端へDC定電圧を供給する手段は
    さらに、第１ツェナー・ダイオードと直列接続された第
    １抵抗手段を含んでいる第１枝路を備えており、 該第１枝路は、複数本の伝送線路の第２端子に結合され
    ており、 定電流電源が第１抵抗を介して第１ツェナー・ダイオー
    ドへ定電流を供給することによって、該第１ツェナー・
    ダイオードが、調節された電圧を発生する安定DC電圧調
    整器として機能するように、該第１ツェナー・ダイオー
    ドをバイアスするよう構成されている ことを特徴とする振動信号処理回路。
  8. 【請求項８】請求項７記載の振動信号処理回路におい
    て、複数本の伝送線路の第２端へDC定電圧を供給する手
    段はさらに、帰還オペアンプの非反転入力端子が第１抵
    抗と第１ツェナー・ダイオードとの接続点に結合され
    て、調整された電圧が帰還オペアンプの非反転入力端子
    へ印加され、かつ、帰還オペアンプの反転入力端子へ調
    整された電圧を印加するための、帰還オペアンプの内部
    に一体に形成された手段を備えていることを特徴とする
    振動信号処理回路。
  9. 【請求項９】請求項８記載の振動信号処理回路におい
    て、複数本の伝送線路の第２端子へDC定電圧を供給する
    手段はさらに、 互いに直列接続された複数の抵抗を含んでいる第２枝路
    であって、複数本の伝送線路の第２端子に結合された第
    ２枝路を有する分圧回路網と、 第１端子が帰還オペアンプの反転入力に接続され、第２
    端子が第２枝路の互いに直列に接続された複数の抵抗の
    内の２個の抵抗の接続部に接続された抵抗と を備えていることを特徴とする振動信号処理回路。
  10. 【請求項１０】請求項９記載の振動信号処理回路におい
    て、複数本の伝送線路の第２端子へDC定電圧を供給する
    手段はさらに、 抵抗をDC電流が実質的に流れないようにして、帰還オペ
    アンプの反転入力及び抵抗の第１端に印加されている調
    整された電圧が、該抵抗の第２端子と、互いに直列に接
    続された複数の抵抗の内の少なくとも１個の抵抗の両端
    子間とに現れるようにする手段を備えていることを特徴
    とする振動信号処理回路。
  11. 【請求項１１】請求項10記載の振動信号処理回路におい
    て、互いに直列接続された複数の抵抗の内の少なくとも
    １個の抵抗の両端子間に現れる調整された電圧が第２枝
    路を介して定電流を引き込むことによって、複数本の伝
    送線路の第２端子へDC定電圧が印加されるよう構成され
    ていることを特徴とする振動信号処理回路。
  12. 【請求項１２】請求項11記載の振動信号処理回路におい
    て、 該回路はさらに、センサと帰還オペアンプとの間に介挿
    され、センサと帰還オペアンプとに結合されて振動信号
    を増幅する利得段オペアンプを含んでおり、 帰還オペアンプの帰還ループは、振動信号を積分するた
    めの、帰還オペアンプに付随した手段として機能するキ
    ャパシタンスを備えている ことを特徴とする振動信号処理回路。
  13. 【請求項１３】請求項12記載の振動信号処理回路におい
    て、利得段オペアンプは、その非反転入力端子がセンサ
    の第１振動出力端子に結合され、その反転入力端子がセ
    ンサの第２出力端子に結合されていることを特徴とする
    振動信号処理回路。
  14. 【請求項１４】請求項13記載の振動信号処理回路におい
    て、利得段オペアンプは、その出力端子が、キャパシタ
    ンスと可変抵抗とを介して帰還オペアンプの反転端子に
    接続されていることを特徴とする振動信号処理回路。
  15. 【請求項１５】請求項14記載の振動信号処理回路におい
    て、利得段オペアンプは更に閉ループを含んでおり、該
    閉ループは、該利得段オペアンプの出力端子と反転入力
    端子との間に結合された、互いに並列接続されたキャパ
    シタンスと抵抗とを含んでいることを特徴とする振動信
    号処理回路。
  16. 【請求項１６】請求項15記載の振動信号処理回路におい
    て、利得段オペアンプは更に、帰還オペアンプの電源バ
    イアス端子に結合されている電源バイアス端子を含んで
    いることを特徴とする振動信号処理回路。
  17. 【請求項１７】請求項16記載の振動信号処理回路におい
    て、 利得段オペアンプの電源バイアス端子及び帰還オペアン
    プの電源バイアス端子は、複数本の伝送線路の第２端子
    に結合されており、それによって、複数本の伝送線路の
    第２端子どうしの間のDC定電圧が、利得段オペアンプ及
    び帰還オペアンプのための安定DCバイアス電圧となるよ
    うに構成されており、 利得段オペアンプ及び帰還オペアンプは、これらの内部
    に一体的に形成された電源信号排除手段を備えており、 トランジスタから出力されるコンディション済振動信号
    が、複数本の伝送線路の第２端子どうしの間のDC定電圧
    の上に重畳するよう構成されている ことを特徴とする振動信号処理回路。
  18. 【請求項１８】請求項16記載の振動信号処理回路におい
    て、 利得段オペアンプの電源バイアス端子及び帰還オペアン
    プの電源バイアス端子は、第２ツェナー・ダイオードの
    両端子に結合されており、 第２ツェナー・ダイオードが第２抵抗手段と直列に接続
    されており、該第２抵抗手段及び該第２ツェナー・ダイ
    オードは、複数本の伝送線路の第２端子どうしの間に接
    続されており、 定電流電源が、第２抵抗手段を介して第２ツェナー・ダ
    イオードへ定電流を供給して、該第２ツェナー・ダイオ
    ードが利得段オペアンプの電源バイアス端子及び帰還オ
    ペアンプの電源バイアス端子へ調整されたDC電圧を供給
    する安定DC電圧調整器として機能するように、該第２ツ
    ェナー・ダイオードをバイアスするように構成されてい
    る ことを特徴とする振動信号処理回路。
  19. 【請求項１９】請求項11記載の振動信号処理回路におい
    て、 該回路はさらに、センサと帰還オペアンプとの間に接続
    され、振動信号を積分する積分オペアンプを含んでお
    り、 帰還オペアンプの帰還ループは、抵抗手段を含んでいる ことを特徴とする振動信号処理回路。
  20. 【請求項２０】請求項19記載の振動信号処理回路におい
    て、積分オペアンプは、その非反転入力がセンサの第１
    端子に結合され、その反転入力が抵抗を介してセンサの
    第２端子に結合されていることを特徴とする振動信号処
    理回路。
  21. 【請求項２１】請求項20記載の振動信号処理回路におい
    て、積分オペアンプは、その出力端子がキャパシタンス
    と可変抵抗とを介して帰還オペアンプの反転端子に接続
    されていることを特徴とする振動信号処理回路。
  22. 【請求項２２】請求項21記載の振動信号処理回路におい
    て、積分オペアンプは閉ループを含んでおり、該閉ルー
    プは、該積分オペアンプの反転入力と出力端子との間に
    接続されたキャパシタンスを含んでいることを特徴とす
    る振動信号処理回路。
  23. 【請求項２３】請求項22記載の振動信号処理回路におい
    て、積分オペアンプは、その電源バイアス端子が帰還オ
    ペアンプの電源バイアス端子に結合されていることを特
    徴とする振動信号処理回路。
  24. 【請求項２４】請求項23記載の振動信号処理回路におい
    て、 積分オペアンプの電源バイアス端子及び帰還オペアンプ
    の電源バイアス端子は、複数本の伝送線路の第２端子に
    結合されており、それによって、複数本の伝送線路の第
    ２端子どうしの間のDC定電圧が、積分オペアンプ及び帰
    還オペアンプのための安定DCバイアス電圧となるように
    構成されており、 利得段オペアンプ及び帰還オペアンプは、これらの内部
    に一体的に形成された電源信号排除手段を備えており、 トランジスタから出力されるコンディション済振動信号
    が、複数本の伝送線路の第２端子どうしの間のDC定電圧
    の上に重畳されるよう構成されている ことを特徴とする振動信号処理回路。
  25. 【請求項２５】請求項11記載の振動信号処理回路におい
    て、該回路はさらに、センサと帰還オペアンプとの間に
    接続された電荷結合差動増幅段を含んでいることを特徴
    とする振動信号処理回路。
  26. 【請求項２６】請求項25記載の振動信号処理回路におい
    て、電荷結合差動増幅段は、電荷信号である振動信号を
    電圧信号である振動信号へ変換する変換手段を含んでい
    ることを特徴とする振動信号処理回路。
  27. 【請求項２７】請求項26記載の振動信号処理回路におい
    て、変換手段は、その少なくとも１つの入力端子が、少
    なくとも１個のキャパシタとセンサの少なくとも１つの
    出力端子とに結合されて、センサが発生した電荷によっ
    て該少なくとも１個のキャパシタの両端子間に電圧が発
    生するよう構成されていることを特徴とする振動信号処
    理回路。
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