JP3272167B2 - 受信装置及びディジタル移動通信方式 - Google Patents
受信装置及びディジタル移動通信方式Info
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- JP3272167B2 JP3272167B2 JP24489894A JP24489894A JP3272167B2 JP 3272167 B2 JP3272167 B2 JP 3272167B2 JP 24489894 A JP24489894 A JP 24489894A JP 24489894 A JP24489894 A JP 24489894A JP 3272167 B2 JP3272167 B2 JP 3272167B2
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- Japan
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- trellis
- signal
- code
- sequence
- symbol deinterleaver
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マルチメディアに用い
られるディジタル移動通信方式に係り、特に、トレリス
復号器における判定遅延の影響を受けずに、判定信号を
用いた適応等化を実現し、更に、この適応等化とインタ
リーブを用いたトレリス符号化変調とを併用することに
より、フェージングによる伝送波形の劣化を補償し、高
い伝送品質での通信を可能にする受信装置及びディジタ
ル移動通信方式に関する。
られるディジタル移動通信方式に係り、特に、トレリス
復号器における判定遅延の影響を受けずに、判定信号を
用いた適応等化を実現し、更に、この適応等化とインタ
リーブを用いたトレリス符号化変調とを併用することに
より、フェージングによる伝送波形の劣化を補償し、高
い伝送品質での通信を可能にする受信装置及びディジタ
ル移動通信方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル移動通信において、マルチメ
ディアによる画像等の情報を伝送するためには、誤り率
が１０-6程度の伝送品質を得ることが目標である。とこ
ろが、受信機が移動することにより生じるマルチパスフ
ェージングのため、伝送波形が劣化し、しばしば、受信
信号レベルが受信機の熱雑音のレベルにまで落ち込んで
しまうことがある。そこで、フェージング伝送路による
伝送波形の劣化を補償する必要がある。
ディアによる画像等の情報を伝送するためには、誤り率
が１０-6程度の伝送品質を得ることが目標である。とこ
ろが、受信機が移動することにより生じるマルチパスフ
ェージングのため、伝送波形が劣化し、しばしば、受信
信号レベルが受信機の熱雑音のレベルにまで落ち込んで
しまうことがある。そこで、フェージング伝送路による
伝送波形の劣化を補償する必要がある。
【０００３】従来、フェージングによる伝送波形の劣化
対策として、ダイバーシチ受信、誤り訂正、適応等化等
の方法が検討されている。誤り訂正では、トレリス符号
化変調が提案されている（Ungerboeck G.,“Channel co
ding with multilevel/phase signals”,IEEE Trans.In
form.Theory,Vol.IT28,No.1, pp.55-67(Jan.1982)参
照）。トレリス符号化変調は、伝送帯域を広げること無
く、符号化により、通信路の信頼性を改善することがで
きるものである。
対策として、ダイバーシチ受信、誤り訂正、適応等化等
の方法が検討されている。誤り訂正では、トレリス符号
化変調が提案されている（Ungerboeck G.,“Channel co
ding with multilevel/phase signals”,IEEE Trans.In
form.Theory,Vol.IT28,No.1, pp.55-67(Jan.1982)参
照）。トレリス符号化変調は、伝送帯域を広げること無
く、符号化により、通信路の信頼性を改善することがで
きるものである。
【０００４】フェージング対策としてトレリス符号化変
調を用いる場合、インタリーブによってフェージングに
よるバースト誤りを緩和することにより、時間ダイバー
シチ効果が得られ、トレリス符号化変調の誤り訂正効果
を高めることができることが知られている（Divsalar
D.,and Simon M.K., “The design of trellis codedMP
SK for fading channels:performance criteria ”,IEE
E Trans.Commun.,Vol.36,No.9,pp.1004-1012, (Sep.198
8) 参照、Divsalar D.,and Simon M.K., “Thedesign o
f trellis coded MPSK for fading channels:set perti
toning for optimum code design”,IEEE Trans.Commu
n., Vol.36,No.9, pp.1013-1021,(Sep.1988) 参照）。
調を用いる場合、インタリーブによってフェージングに
よるバースト誤りを緩和することにより、時間ダイバー
シチ効果が得られ、トレリス符号化変調の誤り訂正効果
を高めることができることが知られている（Divsalar
D.,and Simon M.K., “The design of trellis codedMP
SK for fading channels:performance criteria ”,IEE
E Trans.Commun.,Vol.36,No.9,pp.1004-1012, (Sep.198
8) 参照、Divsalar D.,and Simon M.K., “Thedesign o
f trellis coded MPSK for fading channels:set perti
toning for optimum code design”,IEEE Trans.Commu
n., Vol.36,No.9, pp.1013-1021,(Sep.1988) 参照）。
【０００５】適応等化では、判定帰還形適応等化器（中
嶋牧人，三瓶政一，“陸上移動通信のための判定帰還形
適応等化器”，通総研季報，Vol.37,No.1,pp.125-135,
(Feb.1991) 参照）や、最尤系列推定器（府川和彦，鈴
木博，“逐次最小２乗形適応最ゆう系列推定（ＲＬＳ−
ＭＬＳＥ）…最ゆう推定理論の移動無線への応用…”信
学論（Ｂ−II），Vol.J76-B-II,No.4,pp.202-214(1993-
04) 参照）等が提案されている。適応等化は、符号間干
渉を生じる周波数選択性フェージング伝搬路における伝
送波形の劣化補償に有効である。
嶋牧人，三瓶政一，“陸上移動通信のための判定帰還形
適応等化器”，通総研季報，Vol.37,No.1,pp.125-135,
(Feb.1991) 参照）や、最尤系列推定器（府川和彦，鈴
木博，“逐次最小２乗形適応最ゆう系列推定（ＲＬＳ−
ＭＬＳＥ）…最ゆう推定理論の移動無線への応用…”信
学論（Ｂ−II），Vol.J76-B-II,No.4,pp.202-214(1993-
04) 参照）等が提案されている。適応等化は、符号間干
渉を生じる周波数選択性フェージング伝搬路における伝
送波形の劣化補償に有効である。
【０００６】近年、フェージングによる伝送波形の劣化
補償にトレリス符号化変調と適応等化を併用することが
検討されている。これまでに研究されている併用方式と
しては、時不変伝送路を対象としたものがあった（Eyub
oglu M.V.,“Detection coded modulation signals on
linear,severely distorted channels using decisionf
eedback noise prediction with interleaving”,IEEE
Trans.Commun.,Vol.36,No.4,pp.401-409,(Apr.1988) 参
照）。また、併用方式における干渉波をキャンセルする
方式も提案されている（村田英一，吉田進，竹内勉，
“トレリス符号化同一チャネル干渉波キャンセル方
式”，信学技報，RCS93-75,(1993-11)参照）。
補償にトレリス符号化変調と適応等化を併用することが
検討されている。これまでに研究されている併用方式と
しては、時不変伝送路を対象としたものがあった（Eyub
oglu M.V.,“Detection coded modulation signals on
linear,severely distorted channels using decisionf
eedback noise prediction with interleaving”,IEEE
Trans.Commun.,Vol.36,No.4,pp.401-409,(Apr.1988) 参
照）。また、併用方式における干渉波をキャンセルする
方式も提案されている（村田英一，吉田進，竹内勉，
“トレリス符号化同一チャネル干渉波キャンセル方
式”，信学技報，RCS93-75,(1993-11)参照）。
【０００７】また、トレリス符号化変調と適応等化を併
用する別の方式として、周波数選択性フェージング伝搬
路を対象としたものがあった（荻原春生，安仁屋満，
“選択性フェージング伝送路に対する適応等化と符号化
変調”，信学論（Ａ），Vol.J75-A,No.1,pp.101-107,(1
992-01) 参照）。この方式は、インタリーブを用いない
で、フェージング伝搬路をＡＲモデル化し、トレリス符
号化変調の判定信号を用いたカルマンフィルタアルゴリ
ズムによる適応等化とトレリス符号化変調を用いたもの
である。この方式では、インタリーブを用いていないの
で、十分な符号化利得は得られていない。
用する別の方式として、周波数選択性フェージング伝搬
路を対象としたものがあった（荻原春生，安仁屋満，
“選択性フェージング伝送路に対する適応等化と符号化
変調”，信学論（Ａ），Vol.J75-A,No.1,pp.101-107,(1
992-01) 参照）。この方式は、インタリーブを用いない
で、フェージング伝搬路をＡＲモデル化し、トレリス符
号化変調の判定信号を用いたカルマンフィルタアルゴリ
ズムによる適応等化とトレリス符号化変調を用いたもの
である。この方式では、インタリーブを用いていないの
で、十分な符号化利得は得られていない。
【０００８】周波数選択性フェージング伝搬路を対象と
したものとしては、別の方式も提案されている（鈴木恭
宜，荻原春生，“トレリス符号化変調を適用した適応等
化”，信学春期全大，B-431,(1994)参照）。この方式で
は、インタリーブの前に、判定帰還形適応等化器を用い
ている。しかし、この方式では、トレリス符号化変調の
判定信号が、判定帰還形適応等化器に用いられていない
ため、トレリス符号化変調の誤り訂正効果を十分に利用
できず、Ｅb ／Ｎo の十分に高い領域でわずかに特性を
改善する程度となっている。
したものとしては、別の方式も提案されている（鈴木恭
宜，荻原春生，“トレリス符号化変調を適用した適応等
化”，信学春期全大，B-431,(1994)参照）。この方式で
は、インタリーブの前に、判定帰還形適応等化器を用い
ている。しかし、この方式では、トレリス符号化変調の
判定信号が、判定帰還形適応等化器に用いられていない
ため、トレリス符号化変調の誤り訂正効果を十分に利用
できず、Ｅb ／Ｎo の十分に高い領域でわずかに特性を
改善する程度となっている。
【０００９】これらのことから、周波数選択性フェージ
ング伝搬路において、トレリス符号化変調と適応等化と
を併用して、一層の特性改善を実現するためには、トレ
リス符号化において時間ダイバーシチ効果の得られるイ
ンタリーブを用い、更に、適応等化においてトレリス符
号化変調の判定信号を用いて誤り訂正効果を十分に利用
する方式が考えられる。ここで、適応等化処理におい
て、トレリス符号化変調の誤り訂正効果を最大限に得る
には、トレリス復号器で最尤推定された判定信号を用い
る必要がある。
ング伝搬路において、トレリス符号化変調と適応等化と
を併用して、一層の特性改善を実現するためには、トレ
リス符号化において時間ダイバーシチ効果の得られるイ
ンタリーブを用い、更に、適応等化においてトレリス符
号化変調の判定信号を用いて誤り訂正効果を十分に利用
する方式が考えられる。ここで、適応等化処理におい
て、トレリス符号化変調の誤り訂正効果を最大限に得る
には、トレリス復号器で最尤推定された判定信号を用い
る必要がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のディジタル移動通信方式では、トレリス符号化変調
と適応等化を併用する場合、トレリス復号器において判
定信号を最尤推定する際の判定遅延が存在するため、適
応等化において判定帰還による符号間干渉除去動作を実
現することができないという問題点があった。
来のディジタル移動通信方式では、トレリス符号化変調
と適応等化を併用する場合、トレリス復号器において判
定信号を最尤推定する際の判定遅延が存在するため、適
応等化において判定帰還による符号間干渉除去動作を実
現することができないという問題点があった。
【００１１】また、従来のディジタル移動通信方式で
は、伝搬路が高速に変動する場合、トレリス復号器にお
ける判定遅延は無視できないものとなり、適応等化動作
が劣化するという問題点があった。
は、伝搬路が高速に変動する場合、トレリス復号器にお
ける判定遅延は無視できないものとなり、適応等化動作
が劣化するという問題点があった。
【００１２】本発明は上記実情に鑑みて為されたもの
で、トレリス復号器における判定遅延の影響を受けず
に、判定帰還による符号間干渉除去動作を行って、判定
信号を用いた適応等化を実現し、更に、この適応等化と
インタリーブを用いたトレリス符号化変調を併用するこ
とにより、フェージングによる伝送波形の劣化を補償
し、高品質の伝送波形を得ることができる受信装置及び
ディジタル移動通信方式を提供することを目的とする。
で、トレリス復号器における判定遅延の影響を受けず
に、判定帰還による符号間干渉除去動作を行って、判定
信号を用いた適応等化を実現し、更に、この適応等化と
インタリーブを用いたトレリス符号化変調を併用するこ
とにより、フェージングによる伝送波形の劣化を補償
し、高品質の伝送波形を得ることができる受信装置及び
ディジタル移動通信方式を提供することを目的とする。
【００１３】
【００１４】
【００１５】
【課題を解決するための手段】 上記従来例の問題点を解
決するための請求項１記載の発明は、受信装置におい
て、受信信号を検波して検波信号を得、前記検波信号を
行方向に書き込み、列方向に読み出す動作で時間順序を
戻すシンボルディインタリーバと、前記シンボルディイ
ンタリーバから読み出された出力のトレリス復号化を行
い、ビタビアルゴリズムに従って前記シンボルディイン
タリーバの出力からトレリス符号化変調の判定信号を出
力するトレリス復号器とを有し、前記シンボルディイン
タリーバが、前記判定信号を含む符号系列を用いてトレ
リス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符号間干渉を
考慮した事後確率に基づくブランチメトリックを求める
シンボルディインタリーバであり、前記トレリス復号器
が、前記ブランチメトリックによってトレリス復号化を
行うトレリス復号器であることを特徴としている。
決するための請求項１記載の発明は、受信装置におい
て、受信信号を検波して検波信号を得、前記検波信号を
行方向に書き込み、列方向に読み出す動作で時間順序を
戻すシンボルディインタリーバと、前記シンボルディイ
ンタリーバから読み出された出力のトレリス復号化を行
い、ビタビアルゴリズムに従って前記シンボルディイン
タリーバの出力からトレリス符号化変調の判定信号を出
力するトレリス復号器とを有し、前記シンボルディイン
タリーバが、前記判定信号を含む符号系列を用いてトレ
リス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符号間干渉を
考慮した事後確率に基づくブランチメトリックを求める
シンボルディインタリーバであり、前記トレリス復号器
が、前記ブランチメトリックによってトレリス復号化を
行うトレリス復号器であることを特徴としている。
【００１６】上記従来例の問題点を解決するための請求
項２記載の発明は、受信装置において、受信信号を検波
して検波信号を得、前記検波信号を列方向に書き込み、
行方向に読み出す動作で時間順序を戻すシンボルディイ
ンタリーバと、前記シンボルディインタリーバから読み
出された出力のトレリス復号化を行い、ビタビアルゴリ
ズムに従って前記シンボルディインタリーバの出力から
トレリス符号化変調の判定信号を出力するトレリス復号
器とを有し、前記シンボルディインタリーバが、前記判
定信号を含む符号系列を用いてトレリス符号の各状態毎
に伝搬路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率に
基づくブランチメトリックを求めるシンボルディインタ
リーバであり、前記トレリス復号器が、前記ブランチメ
トリックによってトレリス復号化を行うトレリス復号器
であることを特徴としている。
項２記載の発明は、受信装置において、受信信号を検波
して検波信号を得、前記検波信号を列方向に書き込み、
行方向に読み出す動作で時間順序を戻すシンボルディイ
ンタリーバと、前記シンボルディインタリーバから読み
出された出力のトレリス復号化を行い、ビタビアルゴリ
ズムに従って前記シンボルディインタリーバの出力から
トレリス符号化変調の判定信号を出力するトレリス復号
器とを有し、前記シンボルディインタリーバが、前記判
定信号を含む符号系列を用いてトレリス符号の各状態毎
に伝搬路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率に
基づくブランチメトリックを求めるシンボルディインタ
リーバであり、前記トレリス復号器が、前記ブランチメ
トリックによってトレリス復号化を行うトレリス復号器
であることを特徴としている。
【００１７】上記従来例の問題点を解決するための請求
項３記載の発明は、ディジタル移動通信方式において、
入力信号である情報系列のトレリス符号化を行うトレリ
ス符号器と、前記トレリス符号化された符号化信号系列
を列方向に書き込み、行方向に読み出す動作を時間間隔
を置いて行うことで系列順序を変更するシンボルインタ
リーバと、前記系列順序を変更した符号語を変調して送
信する変調器とを有する送信装置と、請求項１の受信装
置を有することを特徴としている。
項３記載の発明は、ディジタル移動通信方式において、
入力信号である情報系列のトレリス符号化を行うトレリ
ス符号器と、前記トレリス符号化された符号化信号系列
を列方向に書き込み、行方向に読み出す動作を時間間隔
を置いて行うことで系列順序を変更するシンボルインタ
リーバと、前記系列順序を変更した符号語を変調して送
信する変調器とを有する送信装置と、請求項１の受信装
置を有することを特徴としている。
【００１８】上記従来例の問題点を解決するための請求
項４記載の発明は、ディジタル移動通信方式において、
入力信号である情報系列のトレリス符号化を行うトレリ
ス符号器と、前記トレリス符号化された符号化信号系列
を行方向に書き込み、列方向に読み出す動作を時間間隔
を置いて行うことで系列順序を変更するシンボルインタ
リーバと、前記系列順序を変更した符号語を変調して送
信する変調器とを有する送信装置と、請求項２の受信装
置を有することを特徴としている。
項４記載の発明は、ディジタル移動通信方式において、
入力信号である情報系列のトレリス符号化を行うトレリ
ス符号器と、前記トレリス符号化された符号化信号系列
を行方向に書き込み、列方向に読み出す動作を時間間隔
を置いて行うことで系列順序を変更するシンボルインタ
リーバと、前記系列順序を変更した符号語を変調して送
信する変調器とを有する送信装置と、請求項２の受信装
置を有することを特徴としている。
【００１９】
【００２０】
【作用】 請求項１，２記載の発明によれば、シンボルデ
ィインタリーバで、ディインタリーブ処理を行うと共に
トレリス復号器から得られた判定信号を含む符号系列を
用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符
号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリッ
クを求め、トレリス復号器で、ブランチメトリックによ
ってトレリス復号化を行う受信装置としているので、符
号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリッ
クによるトレリス復号化を行うことで判定遅延の影響が
なく、適応等化において判定帰還による符号間干渉除去
動作を実現することができる。
ィインタリーバで、ディインタリーブ処理を行うと共に
トレリス復号器から得られた判定信号を含む符号系列を
用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符
号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリッ
クを求め、トレリス復号器で、ブランチメトリックによ
ってトレリス復号化を行う受信装置としているので、符
号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリッ
クによるトレリス復号化を行うことで判定遅延の影響が
なく、適応等化において判定帰還による符号間干渉除去
動作を実現することができる。
【００２１】請求項３，４記載の発明によれば、トレリ
ス符号器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行
い、シンボルインタリーバでトレリス符号化された符号
化信号系列を列方向に書き込み、行方向に読み出すイン
タリーブ処理を行い、変調器でインタリーブ処理された
符号語を変調して送信する送信装置と請求項１の受信装
置を有するディジタル移動通信方式、又はトレリス符号
器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行い、シン
ボルインタリーバでトレリス符号化された符号化信号系
列を行方向に書き込み、列方向に読み出すインタリーブ
処理を行い、変調器でインタリーブ処理された符号語を
変調して送信する送信装置と請求項２の受信装置を有す
るディジタル移動通信方式としているので、インタリー
ブ処理により時間ダイバーシチ効果が得られ、符号間干
渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリックによ
るトレリス復号化を行うことで判定遅延の影響がなく、
トレリス符号化変調の判定信号を用いた誤り訂正の適応
等化を実現することができる。
ス符号器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行
い、シンボルインタリーバでトレリス符号化された符号
化信号系列を列方向に書き込み、行方向に読み出すイン
タリーブ処理を行い、変調器でインタリーブ処理された
符号語を変調して送信する送信装置と請求項１の受信装
置を有するディジタル移動通信方式、又はトレリス符号
器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行い、シン
ボルインタリーバでトレリス符号化された符号化信号系
列を行方向に書き込み、列方向に読み出すインタリーブ
処理を行い、変調器でインタリーブ処理された符号語を
変調して送信する送信装置と請求項２の受信装置を有す
るディジタル移動通信方式としているので、インタリー
ブ処理により時間ダイバーシチ効果が得られ、符号間干
渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリックによ
るトレリス復号化を行うことで判定遅延の影響がなく、
トレリス符号化変調の判定信号を用いた誤り訂正の適応
等化を実現することができる。
【００２２】
【実施例】本発明の一実施例について図面を参照しなが
ら説明する。本発明の一実施例に係る送信装置及び受信
装置及びこれら装置から成るディジタル移動通信方式
は、周波数選択性フェージング伝搬路において、送信装
置側にて情報系列をトレリス符号化し、インタリーブ処
理し、ＰＳＫ変調を行って送信し、受信装置側にて受信
信号にディインタリーブ処理を施し、ＰＳＫ判定信号と
伝搬路上の受信信号からトレリス符号の各状態毎に伝搬
路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率に基づく
ブランチメトリックを求め、そのブランチメトリックに
従ってトレリス復号化を行うものであり、受信装置のト
レリス復号による判定遅延の影響がなく、判定信号を用
いた適応等化動作を実現でき、またインタリーブを用い
ることで時間ダイバーシチ効果が得られるものである。
ら説明する。本発明の一実施例に係る送信装置及び受信
装置及びこれら装置から成るディジタル移動通信方式
は、周波数選択性フェージング伝搬路において、送信装
置側にて情報系列をトレリス符号化し、インタリーブ処
理し、ＰＳＫ変調を行って送信し、受信装置側にて受信
信号にディインタリーブ処理を施し、ＰＳＫ判定信号と
伝搬路上の受信信号からトレリス符号の各状態毎に伝搬
路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率に基づく
ブランチメトリックを求め、そのブランチメトリックに
従ってトレリス復号化を行うものであり、受信装置のト
レリス復号による判定遅延の影響がなく、判定信号を用
いた適応等化動作を実現でき、またインタリーブを用い
ることで時間ダイバーシチ効果が得られるものである。
【００２３】本実施例の送信装置について図１（ａ）を
使って説明する。図１（ａ）は、本発明の一実施例に係
る送信装置の構成ブロック図である。本実施例の送信装
置（Transmitter ）は、図１（ａ）に示すように、入力
される情報系列のトレリス符号化を行うトレリス符号器
（Trellis Encoder ）１１と、符号語のインタリーブ処
理を行うシンボルインタリーバ（Symbol Interleaver）
１２と、シンボルインタリーバ１２からの出力に関して
位相偏移変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）の変調を
行うＰＳＫ変調器（PSK Modulator ）１３と、ＰＳＫ変
調された信号を空中に電波として放射するアンテナ１４
とから構成されている。
使って説明する。図１（ａ）は、本発明の一実施例に係
る送信装置の構成ブロック図である。本実施例の送信装
置（Transmitter ）は、図１（ａ）に示すように、入力
される情報系列のトレリス符号化を行うトレリス符号器
（Trellis Encoder ）１１と、符号語のインタリーブ処
理を行うシンボルインタリーバ（Symbol Interleaver）
１２と、シンボルインタリーバ１２からの出力に関して
位相偏移変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）の変調を
行うＰＳＫ変調器（PSK Modulator ）１３と、ＰＳＫ変
調された信号を空中に電波として放射するアンテナ１４
とから構成されている。
【００２４】次に、本実施例の送信装置の各部について
具体的に説明する。トレリス符号器１１は、フェージン
グによる伝送波形の劣化防止策としての誤り訂正で、伝
送帯域を広げることなく符号化により通信路の信頼性を
改善するトレリス符号化を用いて入力された情報系列を
符号化する符号器である。尚、トレリス符号化の技術に
ついては、前述したように、「Ungerboeck G.,"Channel
coding with multilevel/phase signals",IEEE Trans.
Inform.Theory,Vol.IT-28,No.1, pp.55-67 (Jan.198
2).」に具体的に記載されている。
具体的に説明する。トレリス符号器１１は、フェージン
グによる伝送波形の劣化防止策としての誤り訂正で、伝
送帯域を広げることなく符号化により通信路の信頼性を
改善するトレリス符号化を用いて入力された情報系列を
符号化する符号器である。尚、トレリス符号化の技術に
ついては、前述したように、「Ungerboeck G.,"Channel
coding with multilevel/phase signals",IEEE Trans.
Inform.Theory,Vol.IT-28,No.1, pp.55-67 (Jan.198
2).」に具体的に記載されている。
【００２５】シンボルインタリーバ１２は、トレリス符
号器１１から出力される符号化信号系列が入力され、フ
ェージングによるバースト誤りを緩和するインタリーブ
の処理を行って、時間ダイバーシチ効果を得るものであ
る。ここで、インタリーブ処理とは、移動通信における
誤り発生はバーストとランダムの混在となっているた
め、ランダム誤り訂正を適用する場合にこのインタリー
ブ処理を組み合わせるもので、符号語内の各ビットを時
間的に離して伝送し、受信側で元の符号語を構成するこ
とによりバースト誤りをランダム化しようとするもので
ある。尚、シンボルインタリーバ１２での具体的なイン
タリーブ処理は、シンボルインタリーバ１２内に設けら
れた行列のブロックに列方向（又は行方向）に入力情報
のデータを書き込み、行方向（又は列方向）に入力情報
のデータを時間間隔を置いて読み出す処理を行うもので
ある。また、時間ダイバーシチ効果とは、移動局がその
移動中に受けるフェージングの時間的変動特性を観察す
ると、ある時間を離れたときフェージングのレベル相関
が低くなり、従ってその時間間隔以上離して同一信号を
複数回送出し、受信レベルの高い状態での情報を選択す
ることで良好な伝送特性が得られることになり、このよ
うに、受信レベルの相関が互いに無相関とみなせる時間
間隔を利用することで得られる伝送品質改善効果をいう
ものである。
号器１１から出力される符号化信号系列が入力され、フ
ェージングによるバースト誤りを緩和するインタリーブ
の処理を行って、時間ダイバーシチ効果を得るものであ
る。ここで、インタリーブ処理とは、移動通信における
誤り発生はバーストとランダムの混在となっているた
め、ランダム誤り訂正を適用する場合にこのインタリー
ブ処理を組み合わせるもので、符号語内の各ビットを時
間的に離して伝送し、受信側で元の符号語を構成するこ
とによりバースト誤りをランダム化しようとするもので
ある。尚、シンボルインタリーバ１２での具体的なイン
タリーブ処理は、シンボルインタリーバ１２内に設けら
れた行列のブロックに列方向（又は行方向）に入力情報
のデータを書き込み、行方向（又は列方向）に入力情報
のデータを時間間隔を置いて読み出す処理を行うもので
ある。また、時間ダイバーシチ効果とは、移動局がその
移動中に受けるフェージングの時間的変動特性を観察す
ると、ある時間を離れたときフェージングのレベル相関
が低くなり、従ってその時間間隔以上離して同一信号を
複数回送出し、受信レベルの高い状態での情報を選択す
ることで良好な伝送特性が得られることになり、このよ
うに、受信レベルの相関が互いに無相関とみなせる時間
間隔を利用することで得られる伝送品質改善効果をいう
ものである。
【００２６】ＰＳＫ変調器１３は、シンボルインタリー
バ１２から出力された情報を位相偏移変調（ＰＳＫ）を
行ってアンテナ１４に出力するものである。ここで、Ｐ
ＳＫとは、変調信号によって、搬送波の瞬時位相に予め
定められた離散的な値を対応させる位相変調の方式のこ
とである。
バ１２から出力された情報を位相偏移変調（ＰＳＫ）を
行ってアンテナ１４に出力するものである。ここで、Ｐ
ＳＫとは、変調信号によって、搬送波の瞬時位相に予め
定められた離散的な値を対応させる位相変調の方式のこ
とである。
【００２７】次に、本実施例の受信装置について図１
（ｂ）を使って説明する。図１（ｂ）は、本発明の一実
施例に係る受信装置の構成ブロック図である。本実施例
の受信装置（Receiver）は、図１（ｂ）に示すように、
送信装置のアンテナ１４から放射された電波を受信する
アンテナ２１と、インタリーブ処理された情報を元の符
号語に戻し（ディインタリーブ処理し）、符号間干渉を
考慮した事後確率に基づくブランチメトリックを求める
シンボルディインタリーバ（Symbol Deinterleaver）２
２と、求められたブランチメトリックに従ってトレリス
復号化を行い、ビタビアルゴリズムにより判定信号系列
を得るトレリス復号器（Trellis Decoder ）２３とから
構成されている。
（ｂ）を使って説明する。図１（ｂ）は、本発明の一実
施例に係る受信装置の構成ブロック図である。本実施例
の受信装置（Receiver）は、図１（ｂ）に示すように、
送信装置のアンテナ１４から放射された電波を受信する
アンテナ２１と、インタリーブ処理された情報を元の符
号語に戻し（ディインタリーブ処理し）、符号間干渉を
考慮した事後確率に基づくブランチメトリックを求める
シンボルディインタリーバ（Symbol Deinterleaver）２
２と、求められたブランチメトリックに従ってトレリス
復号化を行い、ビタビアルゴリズムにより判定信号系列
を得るトレリス復号器（Trellis Decoder ）２３とから
構成されている。
【００２８】次に、本実施例の受信装置の各部について
具体的に説明する。シンボルディインタリーバ２２は、
アンテナ２１で受信された受信信号系列が入力され、ト
レリス復号器２３から得られるＰＳＫ判定信号（PSK De
cision Symbol ）と伝搬路上でそれに連続する複数の受
信信号によりブランチメトリックを求めるものである。
尚、シンボルディインタリーバ２２での具体的なディイ
ンタリーブ処理は、シンボルディインタリーバ２２内に
設けられた行列のブロックに列方向（又は行方向）に受
信信号のデータを書き込み、行方向（又は列方向）に受
信信号のデータを読み出す処理を行うものである。ここ
で、ブランチメトリックとは、トレリス符号化変調によ
る判定信号（ＰＳＫ判定信号）を含む符号化系列を用い
てトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符号間
干渉を考慮した事後確率に基づいて求められたもので、
トレリス復号器２３での復号を行う際の基準となるもの
である。尚、ブランチメトリックの求め方については後
述する。
具体的に説明する。シンボルディインタリーバ２２は、
アンテナ２１で受信された受信信号系列が入力され、ト
レリス復号器２３から得られるＰＳＫ判定信号（PSK De
cision Symbol ）と伝搬路上でそれに連続する複数の受
信信号によりブランチメトリックを求めるものである。
尚、シンボルディインタリーバ２２での具体的なディイ
ンタリーブ処理は、シンボルディインタリーバ２２内に
設けられた行列のブロックに列方向（又は行方向）に受
信信号のデータを書き込み、行方向（又は列方向）に受
信信号のデータを読み出す処理を行うものである。ここ
で、ブランチメトリックとは、トレリス符号化変調によ
る判定信号（ＰＳＫ判定信号）を含む符号化系列を用い
てトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符号間
干渉を考慮した事後確率に基づいて求められたもので、
トレリス復号器２３での復号を行う際の基準となるもの
である。尚、ブランチメトリックの求め方については後
述する。
【００２９】トレリス復号器２３は、符号間干渉を考慮
した事後確率に基づくブランチメトリックによるトレリ
ス復号化を行うと共に、ビタビアルゴリズムによりシン
ボルディインタリーバ２２に判定信号系列を出力するも
のである。尚、ビタビアルゴリズムについては、「Proa
kis J.G.,Digital Communications,2nd ed.,McGrawHil
l,pp.454-459,(1989).」に具体的に記載されている。
した事後確率に基づくブランチメトリックによるトレリ
ス復号化を行うと共に、ビタビアルゴリズムによりシン
ボルディインタリーバ２２に判定信号系列を出力するも
のである。尚、ビタビアルゴリズムについては、「Proa
kis J.G.,Digital Communications,2nd ed.,McGrawHil
l,pp.454-459,(1989).」に具体的に記載されている。
【００３０】つまり、シンボルデインタリーバ２２で、
判定信号を含む符号系列を用いてトレリス符号の各状態
毎に伝搬路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率
に基づくブランチメトリックを求め、トレリス復号器２
３で、ブランチメトリックに従った復号化を行うこと
で、判定遅延の影響がなく判定信号を用いた適応等化動
作を実現するものである。
判定信号を含む符号系列を用いてトレリス符号の各状態
毎に伝搬路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率
に基づくブランチメトリックを求め、トレリス復号器２
３で、ブランチメトリックに従った復号化を行うこと
で、判定遅延の影響がなく判定信号を用いた適応等化動
作を実現するものである。
【００３１】そして、図１（ａ）の送信装置と図１
（ｂ）の受信装置とを伝送路で結んで本実施例のディジ
タル移動通信の通信方式が形成されるものである。ここ
で、伝送路は、周波数選択性フェージングを前提にして
いる。
（ｂ）の受信装置とを伝送路で結んで本実施例のディジ
タル移動通信の通信方式が形成されるものである。ここ
で、伝送路は、周波数選択性フェージングを前提にして
いる。
【００３２】つまり、本実施例のディジタル移動通信方
式では、周波数選択性フェージング伝搬路において、送
信装置側にて情報系列をトレリス符号化し、インタリー
ブ処理し、ＰＳＫ変調を行って送信し、受信装置側にて
ディインタリーバ２２で受信信号にディインタリーブ処
理を施すと共にトレリス復号器２３からのＰＳＫ判定信
号と伝搬路上の受信信号からトレリス符号の各状態毎に
伝搬路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率に基
づくブランチメトリックを求め、そのブランチメトリッ
クに従ってトレリス復号器２３でトレリス復号化を行う
ようにしているので、ディインタリーバ２２内のトレリ
ス復号器２３による判定信号を含む符号系列を用いてト
レリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行うことで、受信
装置のトレリス復号器２３による判定遅延の影響がなく
なり、判定信号を用いた適応等化動作を実現できる効果
があり、またインタリーブを用いることで時間ダイバー
シチ効果が得られ、従って、上記適応等化方式を併用し
つつ符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメ
トリックによる復号を行えるものである。
式では、周波数選択性フェージング伝搬路において、送
信装置側にて情報系列をトレリス符号化し、インタリー
ブ処理し、ＰＳＫ変調を行って送信し、受信装置側にて
ディインタリーバ２２で受信信号にディインタリーブ処
理を施すと共にトレリス復号器２３からのＰＳＫ判定信
号と伝搬路上の受信信号からトレリス符号の各状態毎に
伝搬路推定を行い、符号間干渉を考慮した事後確率に基
づくブランチメトリックを求め、そのブランチメトリッ
クに従ってトレリス復号器２３でトレリス復号化を行う
ようにしているので、ディインタリーバ２２内のトレリ
ス復号器２３による判定信号を含む符号系列を用いてト
レリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行うことで、受信
装置のトレリス復号器２３による判定遅延の影響がなく
なり、判定信号を用いた適応等化動作を実現できる効果
があり、またインタリーブを用いることで時間ダイバー
シチ効果が得られ、従って、上記適応等化方式を併用し
つつ符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメ
トリックによる復号を行えるものである。
【００３３】次に、符号間干渉を考慮した事後確率によ
るブランチメトリックについて図２を使って説明する。
図２は、ディインタリーブのブロックサイズを説明する
ための説明図である。図２に示すように、ディインタリ
ーバ内に設けられるディインタリーブ処理のためのブロ
ックは、受信信号がＩ軸方向に入力され、トレリス復号
器２３への出力がＪ軸方向に出力されるものである。
るブランチメトリックについて図２を使って説明する。
図２は、ディインタリーブのブロックサイズを説明する
ための説明図である。図２に示すように、ディインタリ
ーバ内に設けられるディインタリーブ処理のためのブロ
ックは、受信信号がＩ軸方向に入力され、トレリス復号
器２３への出力がＪ軸方向に出力されるものである。
【００３４】具体的には、インタリーブのブロックの特
定座標（i,j ）には、受信信号（Input Symbol into Tr
ellis Decoder ：後述するｙ(i,j) ）が入力され、正の
Ｉ軸方向に次の受信信号（Next Received Symbol：後述
するｙ(i+1,j) ）が入力され、負のＩ軸方向に８ＰＳＫ
判定信号（8PSK Decison Symbol：後述するｘd(i-1,
j)）が入力されるものである。
定座標（i,j ）には、受信信号（Input Symbol into Tr
ellis Decoder ：後述するｙ(i,j) ）が入力され、正の
Ｉ軸方向に次の受信信号（Next Received Symbol：後述
するｙ(i+1,j) ）が入力され、負のＩ軸方向に８ＰＳＫ
判定信号（8PSK Decison Symbol：後述するｘd(i-1,
j)）が入力されるものである。
【００３５】そして、特定のディインタリーバ内のディ
インタリーブ処理のためのブロック（単にディインタリ
ーバ内のブロックとする）のシンボルを座標（i,j ）で
表わし、符号ベクトルをｓ(i,j) 、送信信号をｘ(i,j)
、送信信号系列をＸ(i,j) 、２次元伝搬路インパルス
応答ベクトルをｈ(i,j) 、伝搬路インパルス応答列をη
(i,j) 、受信信号をｙ(i,j) 、分散Ｎo/2 のＡＷＧＮを
ｎ(i,j) 、受信信号系列をΨ(i,j) 、とし、H を複素共
役転置、・ を複素共役とすると、 ｘ(i,j) ＝mapping(s(i,j)) （１） ＸH(i,j)＝(ｘ(i,j),ｘ(i-1,j)) （２） ｈH(i,j)＝(ｈij・(0),ｈij・(1)) （３） ｙ(i,j) ＝ＸH(i,j)ｈ(i,j) ＋ｎ(i,j) （４） Ψ(i+1,j) ＝{ｙ(i+1,j),ｙ(i,j)} （５） η(i+1,j) ＝{ｈ(i+1,j),ｈ(i,j)} （６） で表わすことができる。
インタリーブ処理のためのブロック（単にディインタリ
ーバ内のブロックとする）のシンボルを座標（i,j ）で
表わし、符号ベクトルをｓ(i,j) 、送信信号をｘ(i,j)
、送信信号系列をＸ(i,j) 、２次元伝搬路インパルス
応答ベクトルをｈ(i,j) 、伝搬路インパルス応答列をη
(i,j) 、受信信号をｙ(i,j) 、分散Ｎo/2 のＡＷＧＮを
ｎ(i,j) 、受信信号系列をΨ(i,j) 、とし、H を複素共
役転置、・ を複素共役とすると、 ｘ(i,j) ＝mapping(s(i,j)) （１） ＸH(i,j)＝(ｘ(i,j),ｘ(i-1,j)) （２） ｈH(i,j)＝(ｈij・(0),ｈij・(1)) （３） ｙ(i,j) ＝ＸH(i,j)ｈ(i,j) ＋ｎ(i,j) （４） Ψ(i+1,j) ＝{ｙ(i+1,j),ｙ(i,j)} （５） η(i+1,j) ＝{ｈ(i+1,j),ｈ(i,j)} （６） で表わすことができる。
【００３６】ここで、ＰＳＫ判定信号をｘd(i-1,j)と
し、以下の条件付き事後確率を特定の符号化シンボル候
補ｍについて考えることにする。
し、以下の条件付き事後確率を特定の符号化シンボル候
補ｍについて考えることにする。
【００３７】送信信号は、インタリーブを用いることに
より、等確率、独立に発生するものと仮定する。厳密に
言えば、送信信号は符号化系列であるから、符号の拘束
を受け、独立、等確率ではないが、インタリーブの結
果、十分に離れたシンボル同士は、符号の拘束が薄れ、
実質上独立、等確率として扱えるものである。この場
合、（７）式の分母は候補ｍに依存しないから、以下で
は分子について考えることにする。（７）式の分子は以
下のように変形することができる。
より、等確率、独立に発生するものと仮定する。厳密に
言えば、送信信号は符号化系列であるから、符号の拘束
を受け、独立、等確率ではないが、インタリーブの結
果、十分に離れたシンボル同士は、符号の拘束が薄れ、
実質上独立、等確率として扱えるものである。この場
合、（７）式の分母は候補ｍに依存しないから、以下で
は分子について考えることにする。（７）式の分子は以
下のように変形することができる。
【００３８】ここで、ｘ(i-1,j),ｘ(i,j) が等確率、独
立とみなせる。以下、ｍに依存しない項をＣｏｎｓｔ．
（一定）とし、受信信号ｙ(i+1,j) に対して、ｘn(i+1,
j)を用いて式を展開すると、（９）式は以下の［数１］
（＝（１０）式）となる。
立とみなせる。以下、ｍに依存しない項をＣｏｎｓｔ．
（一定）とし、受信信号ｙ(i+1,j) に対して、ｘn(i+1,
j)を用いて式を展開すると、（９）式は以下の［数１］
（＝（１０）式）となる。
【００３９】
【数１】
【００４０】（１０）式（＝［数１］）を（７）式に代
入すると、以下の［数２］（＝（１１）式）となる。
入すると、以下の［数２］（＝（１１）式）となる。
【００４１】
【数２】
【００４２】（１１）式（＝［数２］）の両辺に対数を
とると、以下の［数３］（＝（１２）式）となる。
とると、以下の［数３］（＝（１２）式）となる。
【００４３】
【数３】
【００４４】（１２）式（＝［数３］）の計算を簡略化
するために、送信シンボル候補ｎに対して、最も尤度の
高いシンボルを選択すると、以下の［数４］（＝（１
３）式）となる。
するために、送信シンボル候補ｎに対して、最も尤度の
高いシンボルを選択すると、以下の［数４］（＝（１
３）式）となる。
【００４５】
【数４】
【００４６】（１３）式（＝［数４］）において、受信
雑音がＡＷＧＮであることから、以下の［数５］（＝
（１４）（１５）（１６）（１７）式）が求められる。
雑音がＡＷＧＮであることから、以下の［数５］（＝
（１４）（１５）（１６）（１７）式）が求められる。
【００４７】
【数５】
【００４８】（１３），（１４），（１５）式から、符
号間干渉を考慮した事後確率によるブランチメトリック
は、送信シンボル候補ｍに対して以下の［数６］（＝
（１８）（１９）（２０）式）となる。
号間干渉を考慮した事後確率によるブランチメトリック
は、送信シンボル候補ｍに対して以下の［数６］（＝
（１８）（１９）（２０）式）となる。
【００４９】
【数６】
【００５０】次に、符号間干渉を考慮した事後確率によ
るブランチメトリックの計算手順を図３及び図４を使っ
て説明する。図３は、判定信号から受信信号への状態遷
移図であり、図４は、ブランチメトリックの計算処理を
行う受信装置の具体的構成ブロック図である。
るブランチメトリックの計算手順を図３及び図４を使っ
て説明する。図３は、判定信号から受信信号への状態遷
移図であり、図４は、ブランチメトリックの計算処理を
行う受信装置の具体的構成ブロック図である。
【００５１】図４に示す受信装置は、受信信号を空中か
ら取り込むアンテナ２１と、ディインタリーブ処理を行
うディインタリーバ（Symbol Deinterleaver）３１と、
ブランチメトリックに従ってトレリス復号化を行うと共
にビタビアルゴリズム（Vitertbi Algorithm）を用いて
トレリス符号の各状態毎の伝搬路推定を行うトレリス復
号器（Trellis Decoder and State Estimator ）３２
と、加算器３３ａ，３３ｂ，３３ｃと、トランスバーサ
ルフィルタ（Transversal Filter：ＴＦ）３４ａ，３４
ｂと、遅延回路（Ｄ）３５ａ，３５ｂと、ＲＬＳアルゴ
リズムのパラメータ更新を行うパラメータエスティメー
タ（Parameter Estimator ）３６と、絶対値の二乗を演
算する演算回路３７ａ，３７ｂと、８ＰＳＫトレリスマ
ッピング回路（8PSK Trellis Mapping）３８ａ，３８ｂ
と、最尤度の状態を選択する選択回路（Select of Maxi
mum Likelihood State n ）３９とから構成されてい
る。
ら取り込むアンテナ２１と、ディインタリーブ処理を行
うディインタリーバ（Symbol Deinterleaver）３１と、
ブランチメトリックに従ってトレリス復号化を行うと共
にビタビアルゴリズム（Vitertbi Algorithm）を用いて
トレリス符号の各状態毎の伝搬路推定を行うトレリス復
号器（Trellis Decoder and State Estimator ）３２
と、加算器３３ａ，３３ｂ，３３ｃと、トランスバーサ
ルフィルタ（Transversal Filter：ＴＦ）３４ａ，３４
ｂと、遅延回路（Ｄ）３５ａ，３５ｂと、ＲＬＳアルゴ
リズムのパラメータ更新を行うパラメータエスティメー
タ（Parameter Estimator ）３６と、絶対値の二乗を演
算する演算回路３７ａ，３７ｂと、８ＰＳＫトレリスマ
ッピング回路（8PSK Trellis Mapping）３８ａ，３８ｂ
と、最尤度の状態を選択する選択回路（Select of Maxi
mum Likelihood State n ）３９とから構成されてい
る。
【００５２】符号間干渉を考慮した事後確率によるブラ
ンチメトリックの計算手順は、符号化率２／３のトレリ
ス符号を前提とし、図２のディインタリーブのブロック
サイズはトレリス復号器のパスメモリ長とＴＤＭＡフレ
ームの積とする。
ンチメトリックの計算手順は、符号化率２／３のトレリ
ス符号を前提とし、図２のディインタリーブのブロック
サイズはトレリス復号器のパスメモリ長とＴＤＭＡフレ
ームの積とする。
【００５３】図３において、すでにトレリス復号器３２
で判定済みの８ＰＳＫ送信信号ｘd(i-1,j)から、今度ト
レリス復号器３２に入力する受信信号ｙ(i,j) への変遷
を考える。このとき、トレリス符号化則に従い、ｘd(i-
1,j)からｘm(i,j)への変遷は４候補存在する。それぞれ
の候補について、送信信号系列候補Ｘm(i,j)と伝搬路イ
ンパルス応答ベクトルｈm(i-1,j)を用いて、ブランチメ
トリックαm(i,j)を求める。ここで、Ｘm(i,j)，ｈm(i-
1,j)とαm(i,j)を用いて、ＲＬＳアルゴリズムのパラメ
ータ更新を行う。
で判定済みの８ＰＳＫ送信信号ｘd(i-1,j)から、今度ト
レリス復号器３２に入力する受信信号ｙ(i,j) への変遷
を考える。このとき、トレリス符号化則に従い、ｘd(i-
1,j)からｘm(i,j)への変遷は４候補存在する。それぞれ
の候補について、送信信号系列候補Ｘm(i,j)と伝搬路イ
ンパルス応答ベクトルｈm(i-1,j)を用いて、ブランチメ
トリックαm(i,j)を求める。ここで、Ｘm(i,j)，ｈm(i-
1,j)とαm(i,j)を用いて、ＲＬＳアルゴリズムのパラメ
ータ更新を行う。
【００５４】次に、受信信号ｙ(i+1,j) への変遷を考え
る。ここで、ｙ(i,j) の候補からｙ(i+1,j) の符号間干
渉を考慮した候補について、送信信号系列候補Ｘn(i+1,
j)と更新された伝搬路インパルス応答ベクトルｈm(i,j)
を用いて、ブランチメトリックβn(i+1,j)を求める。こ
こで、計算を簡略化するために、最も尤度の高い候補ｎ
を選択し、αm(i,j)に加えて、候補ｘm(i,j)のブランチ
メトリックとする。この手順を全ての候補について行う
ものである。これにより、トレリス復号器３２に入力す
るディインタリーバ３１内(i,j) のブランチメトリック
が求められる。
る。ここで、ｙ(i,j) の候補からｙ(i+1,j) の符号間干
渉を考慮した候補について、送信信号系列候補Ｘn(i+1,
j)と更新された伝搬路インパルス応答ベクトルｈm(i,j)
を用いて、ブランチメトリックβn(i+1,j)を求める。こ
こで、計算を簡略化するために、最も尤度の高い候補ｎ
を選択し、αm(i,j)に加えて、候補ｘm(i,j)のブランチ
メトリックとする。この手順を全ての候補について行う
ものである。これにより、トレリス復号器３２に入力す
るディインタリーバ３１内(i,j) のブランチメトリック
が求められる。
【００５５】これ以降、同様にして、次にディインタリ
ーバ３１内(i,j+1) のブランチメトリックを求め、トレ
リス復号器３２に入力する。そして、トレリス復号器３
２において、求められたブランチメトリックに従いトレ
リス符号語についてトレリス復号化が行われるものであ
る。
ーバ３１内(i,j+1) のブランチメトリックを求め、トレ
リス復号器３２に入力する。そして、トレリス復号器３
２において、求められたブランチメトリックに従いトレ
リス符号語についてトレリス復号化が行われるものであ
る。
【００５６】図４に示す受信装置によれば、ディインタ
リーバ３１で受信信号にディインタリーブ処理を施すと
共にトレリス復号器３２からのＰＳＫ判定信号と伝搬路
上の受信信号からブランチメトリックを求め、そのブラ
ンチメトリックに従ってトレリス復号器３２でトレリス
復号化を行うようにしているので、ディインタリーバ３
１内のトレリス復号器３２による判定信号を含む符号系
列を用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行う
ことで、受信装置のトレリス復号器３２による判定遅延
の影響がなくなり、判定信号を用いた適応等化動作を実
現できる効果があり、またインタリーブを用いることで
時間ダイバーシチ効果が得られるものである。つまり、
上記適応等化方式を併用しつつ符号間干渉を考慮した事
後確率に基づくブランチメトリックによるトレリス復号
化を行えるようにしたものである。
リーバ３１で受信信号にディインタリーブ処理を施すと
共にトレリス復号器３２からのＰＳＫ判定信号と伝搬路
上の受信信号からブランチメトリックを求め、そのブラ
ンチメトリックに従ってトレリス復号器３２でトレリス
復号化を行うようにしているので、ディインタリーバ３
１内のトレリス復号器３２による判定信号を含む符号系
列を用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行う
ことで、受信装置のトレリス復号器３２による判定遅延
の影響がなくなり、判定信号を用いた適応等化動作を実
現できる効果があり、またインタリーブを用いることで
時間ダイバーシチ効果が得られるものである。つまり、
上記適応等化方式を併用しつつ符号間干渉を考慮した事
後確率に基づくブランチメトリックによるトレリス復号
化を行えるようにしたものである。
【００５７】次に、本実施例のディジタル移動通信方式
の計算機シミュレーションについて、図５及び表１，２
を使って説明する。図５は、拘束長Ｌ＝３のトレリス符
号器の一例を示す構成ブロック図であり、表１は、本実
施例のトレリス符号を用いたディジタル移動通信方式に
関する計算機シミュレーションの条件を示す表であり、
表２は、ＲＬＳ−ＭＬＳＥによる適応等化器に関する計
算機シミュレーションの条件を示す表である。
の計算機シミュレーションについて、図５及び表１，２
を使って説明する。図５は、拘束長Ｌ＝３のトレリス符
号器の一例を示す構成ブロック図であり、表１は、本実
施例のトレリス符号を用いたディジタル移動通信方式に
関する計算機シミュレーションの条件を示す表であり、
表２は、ＲＬＳ−ＭＬＳＥによる適応等化器に関する計
算機シミュレーションの条件を示す表である。
【００５８】まず、本実施例のディジタル移動通信方式
を周波数選択性フェージング伝搬路に対して用いる場合
の計算機シミュレーションのシミュレーション条件は、
表１に示すようなものである。
を周波数選択性フェージング伝搬路に対して用いる場合
の計算機シミュレーションのシミュレーション条件は、
表１に示すようなものである。
【００５９】
【表１】
【００６０】尚、本実施例のディジタル移動通信方式で
は、フェージングのないガウス雑音通信路に対して最適
化された符号を使用した。この最適化された符号の詳細
は、「Channel coding with multilevel/phase signal
s」 Ungerboeck G. 著 IEEETrans.Inform.Theory, Vo
l.IT-28,No.1,pp.55-67(Jan.1982) に記載されている。
は、フェージングのないガウス雑音通信路に対して最適
化された符号を使用した。この最適化された符号の詳細
は、「Channel coding with multilevel/phase signal
s」 Ungerboeck G. 著 IEEETrans.Inform.Theory, Vo
l.IT-28,No.1,pp.55-67(Jan.1982) に記載されている。
【００６１】また、表１における拘束長Ｌの定義は、ト
レリス符号器の遅延器数とし、拘束長Ｌ＝３のトレリス
符号器の一例を図５に示す。Ｌ＝３のトレリス符号器
は、図５に示すように、２つのｍｏｄ２の加算器と３つ
の遅延器（Delay 回路：Ｄ）とから構成されている。
レリス符号器の遅延器数とし、拘束長Ｌ＝３のトレリス
符号器の一例を図５に示す。Ｌ＝３のトレリス符号器
は、図５に示すように、２つのｍｏｄ２の加算器と３つ
の遅延器（Delay 回路：Ｄ）とから構成されている。
【００６２】また、ビタビアルゴリズムのパスメモリ長
は、拘束長Ｌの６倍とした。尚、これらのシミュレーシ
ョンの前提条件については、「Digital Communication
s,2nd ed」 Proakis J.G. 著 McGrawHill,pp.454-459
(1989)に詳しく記載されている。
は、拘束長Ｌの６倍とした。尚、これらのシミュレーシ
ョンの前提条件については、「Digital Communication
s,2nd ed」 Proakis J.G. 著 McGrawHill,pp.454-459
(1989)に詳しく記載されている。
【００６３】また、本実施例のディジタル移動通信方式
の特性を明らかにするために、無符号化、インタリーブ
を用いないＲＬＳ−ＭＬＳＥによる適応等化器に関する
計算機シミュレーションを表２に示す条件で併せて行い
比較することにする。
の特性を明らかにするために、無符号化、インタリーブ
を用いないＲＬＳ−ＭＬＳＥによる適応等化器に関する
計算機シミュレーションを表２に示す条件で併せて行い
比較することにする。
【００６４】
【表２】
【００６５】次に、計算機シミュレーション結果を、図
６〜図９を使って説明する。図６は、ブロックインタリ
ーバの一例を示す説明図であり、図７は、ＴＤＭＡフレ
ームスタック数に対する平均誤り率を示すグラフ図であ
り、図８は、最大ドップラ周波数に対する平均誤り率を
示すグラフ図であり、図９は、平均Ｅb ／Ｎo に対する
平均誤り率を示すグラフ図である。
６〜図９を使って説明する。図６は、ブロックインタリ
ーバの一例を示す説明図であり、図７は、ＴＤＭＡフレ
ームスタック数に対する平均誤り率を示すグラフ図であ
り、図８は、最大ドップラ周波数に対する平均誤り率を
示すグラフ図であり、図９は、平均Ｅb ／Ｎo に対する
平均誤り率を示すグラフ図である。
【００６６】まず、本実施例のディジタル移動通信方式
のインタリーブ特性の計算機シミュレーション結果を図
７に示す。図７では、ＴＤＭＡ１フレームを基本とし、
ＴＤＭＡのフレームスタック数に対する平均誤り率を示
している。ここで、ＴＤＭＡフレームスタック数４、ト
レリス復号器のパスメモリ長３シンボルのブロックイン
タリーバの一例を図６に示したが、ＴＤＭＡ１フレーム
が７１シンボルであるから、図７においてＴＤＭＡフレ
ームスタック数が１０とは、シンボルインタリーブ間隔
が７１０シンボルということである。
のインタリーブ特性の計算機シミュレーション結果を図
７に示す。図７では、ＴＤＭＡ１フレームを基本とし、
ＴＤＭＡのフレームスタック数に対する平均誤り率を示
している。ここで、ＴＤＭＡフレームスタック数４、ト
レリス復号器のパスメモリ長３シンボルのブロックイン
タリーバの一例を図６に示したが、ＴＤＭＡ１フレーム
が７１シンボルであるから、図７においてＴＤＭＡフレ
ームスタック数が１０とは、シンボルインタリーブ間隔
が７１０シンボルということである。
【００６７】図７に示した計算機シミュレーションの結
果から、本実施例のディジタル移動通信方式のインタリ
ーブ特性は、フレームスタック数が４以上になると、平
均誤り率はフロア傾向が認められる。このフロア傾向
は、隣接受信信号シンボルインタリーブによりほぼ独立
化されているためである。
果から、本実施例のディジタル移動通信方式のインタリ
ーブ特性は、フレームスタック数が４以上になると、平
均誤り率はフロア傾向が認められる。このフロア傾向
は、隣接受信信号シンボルインタリーブによりほぼ独立
化されているためである。
【００６８】次に、本実施例のディジタル移動通信方式
の最大ドップラ周波数特性の計算機シミュレーション結
果を図８に示す。図８では、本実施例のシミュレーショ
ン結果をＴＣＭと表記し、ＲＬＳ−ＭＬＳＥのシミュレ
ーション結果と比較している。尚、本実施例の計算機シ
ミュレーションでは、インタリーブのフレームスタック
数を、十分なインタリーブを行ったとして１０フレーム
で計算している。
の最大ドップラ周波数特性の計算機シミュレーション結
果を図８に示す。図８では、本実施例のシミュレーショ
ン結果をＴＣＭと表記し、ＲＬＳ−ＭＬＳＥのシミュレ
ーション結果と比較している。尚、本実施例の計算機シ
ミュレーションでは、インタリーブのフレームスタック
数を、十分なインタリーブを行ったとして１０フレーム
で計算している。
【００６９】図８に示した計算機シミュレーションの結
果から、本実施例のディジタル移動通信方式の最大ドッ
プラ周波数特性は、最大ドップラ周波数４０(Hz)から２
００(Hz)において、ＲＬＳ−ＭＬＳＥに比べて特性が改
善されている。特性改善の理由は、トレリス符号化変調
による誤り訂正効果と、インタリーブによる時間ダイバ
ーシチ効果と、トレリス復号器の判定信号を用いた適応
等化によるフェージング劣化補償等が考えられる。
果から、本実施例のディジタル移動通信方式の最大ドッ
プラ周波数特性は、最大ドップラ周波数４０(Hz)から２
００(Hz)において、ＲＬＳ−ＭＬＳＥに比べて特性が改
善されている。特性改善の理由は、トレリス符号化変調
による誤り訂正効果と、インタリーブによる時間ダイバ
ーシチ効果と、トレリス復号器の判定信号を用いた適応
等化によるフェージング劣化補償等が考えられる。
【００７０】また、本実施例に関して拘束長Ｌを変えて
同様の最大ドップラ周波数特性の計算機シミュレーショ
ンを行った結果、拘束長Ｌが大きくなると最大ドップラ
周波数特性を改善し、Ｌ＝５では最大ドップラ周波数４
０(Hz)から２００(Hz)において安定した特性を示してい
る。また、Ｌ＝６においては、最大ドップラ周波数４０
(Hz)以上ではＬ＝５とほぼ同じ特性であるが、１０(Hz)
では特性を改善している。また、本実施例に関する最大
ドップラ周波数特性では、最大ドップラ周波数４０(Hz)
以下と２００(Hz)以上で特性が劣化している。４０(Hz)
以下での劣化はインタリーブ内のバースト誤りによるイ
ンタリーブ効果の劣化によるためであり、２００(Hz)以
上での劣化は適応等化の追随性劣化によるためである。
同様の最大ドップラ周波数特性の計算機シミュレーショ
ンを行った結果、拘束長Ｌが大きくなると最大ドップラ
周波数特性を改善し、Ｌ＝５では最大ドップラ周波数４
０(Hz)から２００(Hz)において安定した特性を示してい
る。また、Ｌ＝６においては、最大ドップラ周波数４０
(Hz)以上ではＬ＝５とほぼ同じ特性であるが、１０(Hz)
では特性を改善している。また、本実施例に関する最大
ドップラ周波数特性では、最大ドップラ周波数４０(Hz)
以下と２００(Hz)以上で特性が劣化している。４０(Hz)
以下での劣化はインタリーブ内のバースト誤りによるイ
ンタリーブ効果の劣化によるためであり、２００(Hz)以
上での劣化は適応等化の追随性劣化によるためである。
【００７１】次に、本実施例のディジタル移動通信方式
の平均Ｅb ／Ｎo 特性の計算機シミュレーション結果を
図９に示す。図９では、本実施例のシミュレーション結
果をＴＣＭと表記し、ＲＬＳ−ＭＬＳＥのシミュレーシ
ョン結果と比較し、更に理論曲線をTheoryと表記して示
している。ここで、理論曲線は、ＱＰＳＫ同期検波、２
ブランチ最大比合成の理論曲線である。尚、ＱＰＳＫ同
期検波、２ブランチ最大比合成については、「Digital
Communications,2nd ed」 Proakis J.G. 著McGrawHil
l,pp.719ー728(1989)に詳しく記載されている。
の平均Ｅb ／Ｎo 特性の計算機シミュレーション結果を
図９に示す。図９では、本実施例のシミュレーション結
果をＴＣＭと表記し、ＲＬＳ−ＭＬＳＥのシミュレーシ
ョン結果と比較し、更に理論曲線をTheoryと表記して示
している。ここで、理論曲線は、ＱＰＳＫ同期検波、２
ブランチ最大比合成の理論曲線である。尚、ＱＰＳＫ同
期検波、２ブランチ最大比合成については、「Digital
Communications,2nd ed」 Proakis J.G. 著McGrawHil
l,pp.719ー728(1989)に詳しく記載されている。
【００７２】また、図９に示した本実施例及びＲＬＳ−
ＭＬＳＥのシミュレーションにおいて最大ドップラ周波
数を１６０(Hz)とし、また本実施例のシミュレーション
において、インタリーブのフレームスタック数を、十分
なインタリーブを行ったとして１０フレームで計算して
いる。
ＭＬＳＥのシミュレーションにおいて最大ドップラ周波
数を１６０(Hz)とし、また本実施例のシミュレーション
において、インタリーブのフレームスタック数を、十分
なインタリーブを行ったとして１０フレームで計算して
いる。
【００７３】図９に示した計算機シミュレーションの結
果から、ＲＬＳ−ＭＬＳＥの平均Ｅb ／Ｎo 特性は、平
均Ｅb ／Ｎo が大きくなるにつれて、適応等化動作の追
随性劣化による平均誤り率のフロアー傾向が認められ
る。これに対して、本実施例のディジタル移動通信方式
の平均Ｅb ／Ｎo 特性は、平均Ｅb ／Ｎo ＝１０（dB）
までトレリス符号化変調の送信信号点数の増加による劣
化が認められる。平均Ｅb ／Ｎo ＝１０（dB）以上で
は、最大ドップラ周波数特性と同じ理由で特性が改善さ
れている。平均Ｅb ／Ｎo ＝１５(dB)のとき、本実施例
のディジタル移動通信方式は、ＲＬＳ−ＭＬＳＥに比べ
てＬ＝５で平均誤り率を約２桁半改善している。
果から、ＲＬＳ−ＭＬＳＥの平均Ｅb ／Ｎo 特性は、平
均Ｅb ／Ｎo が大きくなるにつれて、適応等化動作の追
随性劣化による平均誤り率のフロアー傾向が認められ
る。これに対して、本実施例のディジタル移動通信方式
の平均Ｅb ／Ｎo 特性は、平均Ｅb ／Ｎo ＝１０（dB）
までトレリス符号化変調の送信信号点数の増加による劣
化が認められる。平均Ｅb ／Ｎo ＝１０（dB）以上で
は、最大ドップラ周波数特性と同じ理由で特性が改善さ
れている。平均Ｅb ／Ｎo ＝１５(dB)のとき、本実施例
のディジタル移動通信方式は、ＲＬＳ−ＭＬＳＥに比べ
てＬ＝５で平均誤り率を約２桁半改善している。
【００７４】また、図９には本実施例のディジタル移動
通信方式において拘束長Ｌを変化させたシミュレーショ
ンの平均Ｅb ／Ｎo 特性も示している。図９において、
平均誤り率１０-5における本実施例のディジタル移動通
信方式（ＴＣＭ）の理論曲線（Theory）からのＥb ／Ｎ
o 改善量は、拘束長Ｌ＝３の時約６(dB)であり、Ｌ＝４
の時約８(dB)であり、Ｌ＝５とＬ＝６の時約９(dB)とな
った。
通信方式において拘束長Ｌを変化させたシミュレーショ
ンの平均Ｅb ／Ｎo 特性も示している。図９において、
平均誤り率１０-5における本実施例のディジタル移動通
信方式（ＴＣＭ）の理論曲線（Theory）からのＥb ／Ｎ
o 改善量は、拘束長Ｌ＝３の時約６(dB)であり、Ｌ＝４
の時約８(dB)であり、Ｌ＝５とＬ＝６の時約９(dB)とな
った。
【００７５】これにより、拘束長Ｌの大きい方が理論曲
線からのＥb ／Ｎo 改善量が大きく得られ、トレリス符
号化変調による誤り訂正効果の大きいことがいえる。ま
た、拘束長Ｌ＝４，Ｌ＝５とＬ＝６で得られるＥb ／Ｎ
o 改善量はほぼ同じであり、トレリス符号化変調の誤り
訂正効果の飽和傾向が認められる。
線からのＥb ／Ｎo 改善量が大きく得られ、トレリス符
号化変調による誤り訂正効果の大きいことがいえる。ま
た、拘束長Ｌ＝４，Ｌ＝５とＬ＝６で得られるＥb ／Ｎ
o 改善量はほぼ同じであり、トレリス符号化変調の誤り
訂正効果の飽和傾向が認められる。
【００７６】本実施例のディジタル移動通信方式によれ
ば、周波数選択性フェージング伝搬路に対して、トレリ
ス復号器による判定遅延の影響がなく、判定信号を用い
た適用等化方式を併用したトレリス符号化変調としたも
のであり、トレリス符号化変調による判定信号を含む符
号系列を用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を
行い、符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチ
メトリックを求めて復号を行うようにしているので、イ
ンタリーブ特性、最大ドップラ周波数特性及び平均Ｅb
／Ｎo 特性に関する計算機シミュレーション結果から、
ＲＬＳ−ＭＬＳＥによる適用等化器に比べて、平均Ｅb
／Ｎo ＝１５(dB)以上、最大ドップラ周波数４０(Hz)か
ら２００(Hz)において特性を改善することができるとい
う効果を奏するものである。
ば、周波数選択性フェージング伝搬路に対して、トレリ
ス復号器による判定遅延の影響がなく、判定信号を用い
た適用等化方式を併用したトレリス符号化変調としたも
のであり、トレリス符号化変調による判定信号を含む符
号系列を用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を
行い、符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチ
メトリックを求めて復号を行うようにしているので、イ
ンタリーブ特性、最大ドップラ周波数特性及び平均Ｅb
／Ｎo 特性に関する計算機シミュレーション結果から、
ＲＬＳ−ＭＬＳＥによる適用等化器に比べて、平均Ｅb
／Ｎo ＝１５(dB)以上、最大ドップラ周波数４０(Hz)か
ら２００(Hz)において特性を改善することができるとい
う効果を奏するものである。
【００７７】
【００７８】
【発明の効果】 請求項１，２記載の発明によれば、シン
ボルディインタリーバで、ディインタリーブ処理を行う
と共にトレリス復号器から得られた判定信号を含む符号
系列を用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行
い、符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメ
トリックを求め、トレリス復号器で、ブランチメトリッ
クによってトレリス復号化を行う受信装置としているの
で、符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメ
トリックによるトレリス復号化を行うことで判定遅延の
影響がなく、適応等化において判定帰還による符号間干
渉除去動作を実現することができる効果がある。
ボルディインタリーバで、ディインタリーブ処理を行う
と共にトレリス復号器から得られた判定信号を含む符号
系列を用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行
い、符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメ
トリックを求め、トレリス復号器で、ブランチメトリッ
クによってトレリス復号化を行う受信装置としているの
で、符号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメ
トリックによるトレリス復号化を行うことで判定遅延の
影響がなく、適応等化において判定帰還による符号間干
渉除去動作を実現することができる効果がある。
【００７９】請求項３，４記載の発明によれば、トレリ
ス符号器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行
い、シンボルインタリーバでトレリス符号化された符号
化信号系列を列方向に書き込み、行方向に読み出すイン
タリーブ処理を行い、変調器でインタリーブ処理された
符号語を変調して送信する送信装置と請求項１の受信装
置を有するディジタル移動通信方式、又はトレリス符号
器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行い、シン
ボルインタリーバでトレリス符号化された符号化信号系
列を行方向に書き込み、列方向に読み出すインタリーブ
処理を行い、変調器でインタリーブ処理された符号語を
変調して送信する送信装置と請求項２の受信装置を有す
るディジタル移動通信方式としているので、インタリー
ブ処理により時間ダイバーシチ効果が得られ、符号間干
渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリックによ
るトレリス復号化を行うことで判定遅延の影響がなく、
トレリス符号化変調の判定信号を用いた誤り訂正の適応
等化を実現することができる効果がある。
ス符号器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行
い、シンボルインタリーバでトレリス符号化された符号
化信号系列を列方向に書き込み、行方向に読み出すイン
タリーブ処理を行い、変調器でインタリーブ処理された
符号語を変調して送信する送信装置と請求項１の受信装
置を有するディジタル移動通信方式、又はトレリス符号
器で入力信号の情報系列のトレリス符号化を行い、シン
ボルインタリーバでトレリス符号化された符号化信号系
列を行方向に書き込み、列方向に読み出すインタリーブ
処理を行い、変調器でインタリーブ処理された符号語を
変調して送信する送信装置と請求項２の受信装置を有す
るディジタル移動通信方式としているので、インタリー
ブ処理により時間ダイバーシチ効果が得られ、符号間干
渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリックによ
るトレリス復号化を行うことで判定遅延の影響がなく、
トレリス符号化変調の判定信号を用いた誤り訂正の適応
等化を実現することができる効果がある。
【図１】本発明の一実施例に係る送信装置及び受信装置
の構成ブロック図である。
の構成ブロック図である。
【図２】ディインタリーブのブロックサイズを説明する
ための説明図である。
ための説明図である。
【図３】判定信号から受信信号への状態遷移図であであ
る。
る。
【図４】ブランチメトリックの計算処理を行う受信装置
の具体的構成ブロック図である。
の具体的構成ブロック図である。
【図５】拘束長Ｌ＝３のトレリス符号器の一例を示す構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図６】ディインタリーブのブロックサイズの一例を示
す説明図である。
す説明図である。
【図７】ＴＤＭＡフレームスタック数に対する平均誤り
率を示すグラフ図である。
率を示すグラフ図である。
【図８】ドップラ周波数に対する平均誤り率を示すグラ
フ図である。
フ図である。
【図９】平均Ｅb ／Ｎo に対する平均誤り率を示すグラ
フ図である。
フ図である。
１１…トレリス符号器、 １２…シンボルインタリー
バ、 １３…ＰＳＫ変調器、 １４…アンテナ、 ２１
…アンテナ、 ２２…シンボルディインタリーバ、 ２
３…トレリス復号器、 ３１…シンボルディインタリー
バ、 ３２…トレリス復号器、 ３３…加算器、 ３４
…トランスバーサルフィルタ、 ３５…遅延回路、 ３
６…パラメータエスティメータ、 ３７…演算回路、
３８…８ＰＳＫトレリスマッピング回路、 ３９…選択
回路
バ、 １３…ＰＳＫ変調器、 １４…アンテナ、 ２１
…アンテナ、 ２２…シンボルディインタリーバ、 ２
３…トレリス復号器、 ３１…シンボルディインタリー
バ、 ３２…トレリス復号器、 ３３…加算器、 ３４
…トランスバーサルフィルタ、 ３５…遅延回路、 ３
６…パラメータエスティメータ、 ３７…演算回路、
３８…８ＰＳＫトレリスマッピング回路、 ３９…選択
回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−216882（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−83229（ＪＰ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】 受信信号を検波して検波信号を得、前記
検波信号を行方向に書き込み、列方向に読み出す動作で
時間順序を戻すシンボルディインタリーバと、前記シン
ボルディインタリーバから読み出された出力のトレリス
復号化を行い、ビタビアルゴリズムに従って前記シンボ
ルディインタリーバの出力からトレリス符号化変調の判
定信号を出力するトレリス復号器とを有し、前記シンボ
ルディインタリーバが、前記判定信号を含む符号系列を
用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符
号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリッ
クを求めるシンボルディインタリーバであり、前記トレ
リス復号器が、前記ブランチメトリックによってトレリ
ス復号化を行うトレリス復号器であることを特徴とする
受信装置。 - 【請求項２】 受信信号を検波して検波信号を得、前記
検波信号を列方向に書き込み、行方向に読み出す動作で
時間順序を戻すシンボルディインタリーバと、前記シン
ボルディインタリーバから読み出された出力のトレリス
復号化を行い、ビタビアルゴリズムに従って前記シンボ
ルディインタリーバの出力からトレリス符号化変調の判
定信号を出力するトレリス復号器とを有し、前記シンボ
ルディインタリーバが、前記判定信号を含む符号系列を
用いてトレリス符号の各状態毎に伝搬路推定を行い、符
号間干渉を考慮した事後確率に基づくブランチメトリッ
クを求めるシンボルディインタリーバであり、前記トレ
リス復号器が、前記ブランチメトリックによってトレリ
ス復号化を行うトレリス復号器であることを特徴とする
受信装置。 - 【請求項３】 入力信号である情報系列のトレリス符号
化を行うトレリス符号器と、前記トレリス符号化された
符号化信号系列を列方向に書き込み、行方向に読み出す
動作を時間間隔を置いて行うことで系列順序を変更する
シンボルインタリーバと、前記系列順序を変更した符号
語を変調して送信する変調器とを有する送信装置と、請
求項１の受信装置を有することを特徴とするディジタル
移動通信方式。 - 【請求項４】 入力信号である情報系列のトレリス符号
化を行うトレリス符号器と、前記トレリス符号化された
符号化信号系列を行方向に書き込み、列方向 に読み出す
動作を時間間隔を置いて行うことで系列順序を変更する
シンボルインタリーバと、前記系列順序を変更した符号
語を変調して送信する変調器とを有する送信装置と、請
求項２の受信装置を有することを特徴とするディジタル
移動通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24489894A JP3272167B2 (ja) | 1994-09-14 | 1994-09-14 | 受信装置及びディジタル移動通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24489894A JP3272167B2 (ja) | 1994-09-14 | 1994-09-14 | 受信装置及びディジタル移動通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0888656A JPH0888656A (ja) | 1996-04-02 |
| JP3272167B2 true JP3272167B2 (ja) | 2002-04-08 |
Family
ID=17125624
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24489894A Expired - Lifetime JP3272167B2 (ja) | 1994-09-14 | 1994-09-14 | 受信装置及びディジタル移動通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3272167B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69739878D1 (de) * | 1996-04-09 | 2010-07-01 | Thomson Multimedia Sa | Detektion einer Kodesequenz in einem Trellisdekoder |
| US7190744B2 (en) * | 2001-06-07 | 2007-03-13 | Micronas Semiconductors, Inc. | Error generation for adaptive equalizer |
| JP2009267930A (ja) * | 2008-04-28 | 2009-11-12 | Shinshu Univ | 不均一誤り特性を有する情報伝送システム |
-
1994
- 1994-09-14 JP JP24489894A patent/JP3272167B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0888656A (ja) | 1996-04-02 |
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