JP3251935B2 - データ・モデム・レシーバ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はリモート場所から送信線を通して送信され
たアナログ信号を受信するデータ・モデム・レシーバに
関し、特に前記アナログ信号は第１及び第２の所定の周
波数において強いスペクトル成分を有するトレーニング
信号を含み、前記アナログ信号を対応するディジタル信
号に変換するアナログ−ディジタル変換手段を有するデ
ータ・モデム・レシーバに関する。

〔従来技術〕

多点データ・モデム回路網においては、マスタ局は数
個のリホート局をポールする。多点データ・モデム通信
システムはヨーロッパ特許第0.169.542号にある。この
システムのマスタ局は各リモート・モデムが受信する連
続キャリヤ信号を発信する。そのポールに含まれている
端末機番号がリモート局の番号と一致しないと、ポール
は捨てられる。ポールを認めたリモート局は２つの形の
メッセージのうちの１つを返信することによってそれに
応答する。それらメッセージはそのデータの最初のブロ
ックか又はデータ不送信を表示するキャラクタ・シーケ
ンスかのどちらかである。リモート局は送信前ではその
モデムに対する“送信要求”をターンオンすることによ
り、送信後にはそれをターンオフすることによってその
メッセージを送るときに切換えられたキャリア信号を使
用しなければならない。ある特定のリモート局がアクテ
ィブになると、マスタ局のモデムはリモート・モデムの
キャリヤを検知し、レシーバ・タイミング信号を引出
し、内部ゲイン・パラメータをセットし、イコライザ値
を取得してアクティブ・モデムに対する送信路を補償し
なければならない。各モデム通信チャンネルは減衰、振
幅及び遅延歪及び位相障害などに対応する異なる特性群
を生ずる別の異なる送信路を有する。故に、マスタ局モ
デムは各通信チャンネルを個々に補償しなければならな
い。各リモート−マスタ通信チャンネルはトレーニング
信号を送るようモデムに接続を要求し、マスタ・モデム
・レシーバがデータ送信の信頼性のために要求されるパ
ラメータを取得可能である。そのため、マスタ・モデム
は特定のリモート・モデムに割当てられたメモリー場所
からレシーバ・オペレーティング・パラメータ及び係数
を取得する。記憶されているパラメータはデータ・タイ
ミング・クロック・オフセット及びイコライザ係数の補
償のためのパラメータを含む。その後の送信の始めでマ
スタ・モデム・レシーバ・パラメータ及び係数は対応す
る記憶場所に予め記憶されている値からロードされる。
リモート・モデムからのその後の送信中、モデムは期間
により、又は１群の周波数によってマスタ・モデムで識
別される。短いリモート−マスタ送信中、各トレーニン
グ・シーケンスは重要な送信時間の一部を占有する。そ
れ故、トレーニング・シーケンスの期間は短いことが望
ましい。

その解決のため、米国特許第4,577,334号が、入ライ
ン信号のスタートにおいて、エネルギ検知回路が所定の
しきい値を越えた受信信号エネルギ・レベルを検知した
ときに動作するデータ・モデム・レシーバを開示してい
る。

〔この発明が解決しようとする問題点〕

しかし上記の発明は有効なトレーニング信号以外の雑
音及び２次チャンネル信号を検出してしまうという欠点
を有する。

従って、この発明は強力且つ選択的なトレーニング信
号を検知することにより短いトレーニング期間を可能に
するデータ・モデム・レシーバを提供することである。

［問題を解決するための手段］ 上記課題に鑑みて、本発明は、送信線を介してリモー
ト局から送信された第１の周波数及び第２の周波数にお
いて強成分を有するスペクトルを持つトレーニング信号
を含むアナログ信号を受信するデータ・モデム・レシー
バ（80）であって、前記アナログ信号を対応するディジ
タル信号に変換するアナログ−ディジタル変換手段と、
前記アナログ−ディジタル変換手段に接続され、夫々前
記第１の周波数及び前記第２の周波数に応答する第１の
ディジタル・フィルタ（112）及び第２のディジタル・
フィルタ（116）と、前記第１のディジタル・フィルタ
及び前記第２のディジタル・フィルタに接続され夫々の
出力信号の強度を測定する第１の強度測定装置（124）
及び第２の強度測定手段（128）と、第１のしきい値信
号及び第２のしきい値信号を供給するしきい値設定手段
（146,152）と、前記第１の強度測定装置、第２の強度
測定装置及び前記しきい値設定手段に接続され、前記第
１の強度測定手段の出力及び前記第２の強度測定手段の
出力と前記第１のしきい値信号及び第２のしきい値信号
とを夫々比較し、それぞれの前記出力が前記第１のしき
い値信号と前記第２のしきい値信号のレベルより共に大
きいときにはトレーニング表示信号を供給するトレーニ
ング信号検知手段（134）と、前記トレーニング表示信
号によって始動され、前記第１の周波数と前記第２の周
波数に従って第１のDFT計算を実行する複数の第１のDFT
計算器と、前記トレーニング信号と同期して送信されて
くる当該リモート局を識別するための１群のモデム・ア
ドレス周波数に従って第２のDFT計算を実行する複数の
第２のDFT計算器と、を有するDFT計算手段（142）と、
前記トレーニング表示信号の供給に応答して入力された
前記トレーニング信号におけるオペレーティング・パラ
メータ及びイコライザ調整に係るデータを、当該トレー
ニング信号の送信元であるリモート局モデム・アドレス
と共に記憶するバッファ記憶手段（240）と、を含み、
前記トレーニング信号検知手段は、前記第１のDFT計算
器と前記第２のDFT計算器を始動させるために、前記バ
ッファ記憶手段に記憶されている前記トレーニング信号
を識別するためのカウント値を供給するカウンタ手段
（360）を有し、以降に前記リモート局からの短いトレ
ーニング信号と同期して送信されてくる前記１群のモデ
ム・アドレス周波数によって当該リモート局モデムは識
別され、前記バッファ記憶手段（240）に記憶されてい
る当該リモート局の前記オペレーティング・パラメータ
及びイコライザ調整に係るデータに基づいて、前記リモ
ート局から入力されるトレーニング信号の受信タイミン
グ制御がセットされる、ように構成されたことを特徴と
するデータ・モデム・レシーバを提供するものである。

〔実施例〕

第１図はマスタ・モデム12と３つのリモート・モデム
14,16,18とを含む多点データ・モデム通信システム10を
示す。使用するリモート・モデムの数は多くても少くて
もよい。マスタ・モデム12はマスタ・データ端末装置
（DTE）ユニット20に接続され、リモート・モデム14,1
6,18はリモートDTEユニット22,24,26に接続される。マ
スタ・モデム12は４線式電話送信線28を介して分岐点30
に接続され、そこから４線式電話機32,34,36を介して夫
々のモデム14,16,18に接続される。４線式電話送信線2
8,32,34,36の各々は送信線対及び受信線対を含む。

データは、普通、CCITT推奨V.33によるキャリヤ周波
数1800Hzを使用し、2400Hzの変調周波数（2400ボーの記
号レート）を使用する14,400ビット／秒のデータ・ビッ
ト・レートで送信される。

第２図は第１図のモデム14,16,18の１つのモデム送信
部のブロック図である。該当するDTEからのデータ信号
は入力線50を通してスクランブラ52に供給される。スク
ランブラ52の出力は線54を介してエンコーダ56の入力に
接続される。イニシャライズ制御回路57は線58を通して
エンコーダ56に接続される。イニシャライズ制御回路57
はエンコーダ56からトレーニング信号（以下で説明す
る）を発生可能にする。エンコーダ56の出力は線59を介
してその出力が線62から変調器64に接続されるローパス
・フイルタ60に接続される。変調器64の出力はその出力
線70が電話送信線に接続されるディジタル−アナログ変
換器68に接続される。

第3A図及び第3B図は、マスタ・モデム12（第１図）に
含まれているマスタ・モデム・レシーバ80のブロック図
である。送信線28から受信した信号は入力線82を通して
ディジタル・サンプル手段を形成するアナログ−ディジ
タル変換器82に接続される。アナログ−ディジタル変換
器（又はコンバータ）84はその出力線90がインタポーレ
ーション・フイルタ202に接続されているノッチ・フィ
ルタ88に線86を介して接続される出力を有する。信号サ
ンプルのタイミングを改善するインタポーレーション・
フイルタ202はその出力が線200を介してノード92に接続
される。インタポーレーション・フイルタ202は信号サ
ンプルのタイミングが許容できる場合、正確度を落とし
て省略することができる。ノード92は線94からノッチ・
フイルタ96に接続される。ノッチ・フイルタ96はその出
力線98がノード100に接続される。ノード100は線102を
介してノード104に接続され、更に線106を介してノード
108に接続される。ノード108は線110を介してIIR（無限
インパルス応答）フイルタ112に接続されて600Hzに同調
され、線114を介してIIRフイルタ116に接続されて3000H
zに同調される。

複合値であるIIRフイルタ112の出力は対線118を介し
てスイッチS1に、これも複合値であるIIRフイルタ116の
出力は線120を介してスイッチS2に接続される。スイッ
チS1,S2は第3A図の端子１及び２で示すスイッチ位置を
持つ。スイッチS1の端子１は対線122を介して方形モジ
ュラス決定回路124（第3B図）に接続され、スイッチS2
の端子１は対線126を介して方形モジュラス決定回路128
に接続される。方形モジュラス決定回路124,128は夫々
の線130,132を介してトレーニング信号検知回路134に接
続されている出力を有する。トレーニング信号検知器13
4は出力線136を介してイニシャライズ制御回路138に接
続される。イニシャライズ制御回路138はDFT計算器142
に接続されている双方向性ドス140に接続され、計算器1
42は複数の個々のDFT計算回路を含む。

ノード104（第3A図）は線148を介してスイッチ位置1,
2を有する２位置スイッチS3に接続されているピーク値
推定回路146（第3B図）に対し線144を介して接続され
る。スイッチS3の端子１は出力線154を介してトレーニ
ング信号検知回路134に接続されるしきい値設定回路152
に対し線152を介して接続される。ノード100（第3A図）
はスイッチ端子1,2を持ち、その端子２は線158を介して
レベル推定器160に接続される。レベル推定器160の出力
は線162からキャリヤ・オン／オフ制御回路164に接続さ
れ、回路164は線166を介してスイッチS3の位置２からの
入力を受信する。スイッチS1,S2の位置２は夫々対線17
0,172を介して、4:1レート減縮スイッチ回路178に接続
されている線176に実値出力信号を出力する複合マルチ
プライヤ174に接続される。レート減縮回路178の出力は
線180を介してサマー182と、その出力が線186を介して
サマー182に接続されているリーキイ積分器184（第3A
図）に接続される。サマー182の出力は線188を介して調
節回路190に接続され、出力線192を介してアナログ−デ
ィジタル・コンバータ84のサンプル時間を制御するモデ
ム・クロック発生回路194に接続される。スイッチS1,S2
が位置２にあるとき、回路112,116,174,178,182,184,19
0,194はフエーズ・ロック・ループ（PLL）の形のタイミ
ング回復回路198を構成する。

モデム・レシーバ80（第3A図，第3B図）の残りの部分
は線204を介してバッファ・シフトレジスタ206に接続さ
れているノード92（第3A図）を有する。バッファ・シフ
トレジスタ206は第３図に１個の２位置スイッチS5とし
て示す32個の個々の２位置スイッチに接続された32段を
持つ。スイッチS5の端子１は線208を介してDFT計算器14
2に接続され、スイッチS5の端子２は線210を介してバン
ドパス・フイルタ212に接続される。複合信号であるバ
ンドパス・フイルタ212の出力は線213を介して端子1,2
を有する２位置スイッチS6に接続される。スイッチS6の
端子２は線214を介してモジュレータ216に接続される。
モジュレータ216の出力は線218を介してゲイン制御回路
220に接続され、その出力は線222を介してイコライザ22
4に接続される。イコライザ224の出力は線226を介して
自動位相制御回路228に接続され、回路228の出力は線23
0を介して検知回路232に接続される。検知回路232の出
力は線234を介してデスクランブラ236に接続され、その
出力線238にはモデム・レシーバ80が受信したデータを
表わすデータ信号が出力される。

又、モデム・レシーバには、夫々線242,244,246を介
してDFT計算器142、ゲイン制御回路220及びイコライザ2
24に接続されるレシーバ・パラメータ記憶ユニット240
（第3B図）を有し、初期トレーニング・シーケンス中に
夫々の送信モデムに関連した位置にイコライザ係数及び
レシーバ・パラメータを記憶し、その後のトレーニング
・シーケンス中に記憶されている係数及びパラメータを
読出す。

リモート・モデム14,16,18の各々による最初の送信の
開始において、下記テーブル１に示すような６セグメン
トSG₁〜SG₆から成る初期トレーニング・シーケンスが送
信される。

テーブル１の第１列（１）はそれぞれの部分SG₁〜SG₂
の記号の間隔を示し、第２列（２）は対応する大体の時
間を秒で示す。それら各部は次のようになる。

SG₁:セグメント1:180゜位相可変 SG₂:セグメント2:イコライザ条件パターン SG₃:セグメント3:構造シーケンス SG₄:セグメント4:180゜位置可変 SG₅:セグメント5:イコライザ条件パターン SG₆:セグメント6:スクランブルされた全バイナリ１ 初期トレーニング・シーケンスにおける記号期間の合計
数は約1472ミリ秒の合計時間に対応する3534である。セ
グメントSG₁,SG₂,SG₆はCCITT推奨V.33に対応する従来の
トレーニング信号セグメントである。セグメントSG₃は
データ・ビット・レート、変調特性、他の送信関係パラ
メータのような設定条件に関する情報を含む。セグメン
トSG₄はタイミング調節に関する計算に使用される。セ
グメントSG₅はセグメントSG₃の送信の結果、必要とされ
るイコライザ調節のわずかな調節を与える。

上記のように、初期トレーニング・シーケンス中、マ
スタ・モデム・レシーバ80はオペレーティング・パラメ
ータ及びイコライザ係数を取得してレシーバ・パラメー
タ記憶ユニット240（第3B図）の送信リモート・モデム
に関する位置に記憶する。リモート・モデムによるその
後の送信は短いトレーニング信号で始まり、テーブル２
に示すようにただ１つのセグメントから成るその後のト
レーニング・シーケンスと呼ばれる。

リモート・モデムはその後のトレーニング・シーケン
スと同期して１群の識別周波数を送ることによって識別
される。前に記憶したレシーバ・パラメータ及び係数は
レシーバ・パラメータ記憶ユニット240の識別された位
置から読出すことができる。非常に短時間のトレーニン
グ信号（この実施例では10.4ミリ秒）で十分にインタポ
ーレーション・フイルタ202に導入されるシフトによっ
てレシーバ・タイミング制御をセットすることができ
る。

第4A図は交番トレーニング信号の電力スペクトル密度
を示す。トレーニング信号は周波数_１＝600Hz,_２＝
3000Hzの強いスペクトル成分を含む。これらの周波数は
次式から求めることができる。

_１＝_ｃ−1/2_{ｂ ２}＝_ｃ＋1/2_ｂ ここで、_ｃ（＝1800Hz）はキャリヤ周波数，
_ｂ（＝2400Hz）は変調周波数。

前述のように、リモート・モデム（テーブル２）から
のその後の送信中、交番トレーニング信号は第4B図に示
すように、７つの可能性のある周波数1000Hz,1200Hz,14
00Hz,………,2200Hzから選ばれるアドレス周波数と同期
して送信される。例として、第4C図は３つのアドレス周
波数1200Hz,1600Hz,1800Hzと共に送信されるトレーニン
グ信号の電力スペクトル密度を示す。

交番トレーニング信号の受信中、DFT（個々のフーリ
エ変換）計算は下記のようにDFT計算器142（第３図）の
個々のDFT回路に行われる。まず、タイミング回復イニ
シャライズのため、 上式でS_iはレシーバ・サンプル,N＝48である。DFT計算
器142は夫々２つの信号600Hz,3000Hz及び７つのアドレ
ス周波数1000Hz,1200Hz,……,2200Hzに応答する９つの
個個のDFT回路を含む。

マスタ・モデム・レシーバ80は上記のDFT計算器が始
まる前に真正のトレーニング信号を受信したということ
を検知する。受信したトレーニング信号のレベルは典型
的に−10〜−30dBm内にあり、背景ノイズ，バンド内ノ
イズ，低周波ハム、及びモデム通信システム10に低い周
波数二次チャンネルを使用した場合のバンド内ノイズを
伴うかもしれない。与えられたリモート・モデムからの
主チャンネル信号の受信が他のリモート・モデムからの
二次チャンネル信号から干渉を受けるというように二次
チャンネルは主チャンネルから独立に動作する。ノイズ
及び二次チャンネル信号のレベルは、特に個々のリモー
ト−マスタ・チャンネル間で大きな減衰差において“ハ
イ”であることができる。

第3A図，第3B図は、簡単なマスタ・モデム・レシーバ
80の動作である。インタポーレーション・フイルタ202
は初期的に遅延せずにその入力を通過させる。スイッチ
S1〜S6すべては位置１である。アナログ−ディジタルコ
ンバータ84における変換の後、サンプルされた信号は構
造類似であり、二次チャンネル周波数を抑制するノッチ
・フイルタ88,96に供給される。ノッチ・フイルタ96の
出力は夫々周波数600Hz及び3000Hzにおいて狭いバンド
パス・フイルタとして動作するIIRフイルタ112,116に供
給される。方形モジュラス決定回路124,128（第3B図）
はフイルタ112,116からの出力信号の強さを確認する。
その強さはトレーニング信号検知器134で夫々のしきい
値レベルと比較される。これらしきい値はピーク・値推
定回路146によって推定されたピーク信号レベルに応答
してしきい値設定回路152で決定される。両しきい値レ
ベルが超過したとき、トレーニング検知信号が発行さ
れ、DFT計算器が始動する。方形モジュラス信号がそれ
らのしきい値を越えた瞬間は受信信号のレベルとは無関
係である。DFT計算の完了後、DFTの結果はタイミング回
復イニシャライズ及びモデム・アドレス認識のためイニ
シャライズ制御回路138の制御のもとに供給される。ト
レーニング信号の終結において、時間シフトがインタポ
ーレーション・フイルタ202に導入され、スイッチS1〜S
6は位置１から２に移動し、フイルタ112,116はタイミン
グ回復回路（PLL）198にスイッチされ、ゲイン制御回路
220は動作可能となる。又、キャリヤ・オン／オフ制御
回路164は作動し、レベル推定器160とピーク・レベル推
定器146の両出力の比較によって、キャリヤ信号のター
ンオフを検知しうるようになる。

第５図はノッチ・フイルタ88（第3A図）の図である。
ノッチ・フイルタは第５図のように接続された遅延250,
252,マルチプライヤ254,256,258,260,262及びアダー26
4,266を含む。ノッチ・フイルタ88の入力線86はアダー2
64に接続され、アダー266の出力はノッチ・フイルタ88
の出力線90に接続される。マルチプライヤ254,256,258,
260,262は次の掛算係数が供給される。

h₁＝−1.813 h₂＝−0.870 h₃＝ 0.921 h₄＝−1.800 h₅＝−0.921 上記のように、ノッチ・フイルタ88は相当低周波の二次
チャンネル信号を抑制するよう設計される。ノッチ・フ
イルタ96はノッチ・フイルタ82と構造同一であり、更に
二次チャンネル周波数の抑制を行う。

第６図は600Hz IIRフイルタ112（第3A図）を表わす。
フイルタ112は第６図に示すように接続された遅延270,2
72,マルチプライヤ274,276,278,280及びアダー282,284
を含む。フイルタ112の入力線110はアダー282に接続さ
れ、マルチプライヤ280及びアダー284の出力118a,118b
はフイルタ112の出力118（複合）を形成する。マルチプ
ライヤ274,276,278,280は次の係数が供給される。

a₁＝−1.856 a₂＝ 0.960 a₃＝−0.928 a₄＝−0.315 フイルタ88は600Hz附近で狭いバンドを通過するよう設
計される。

第７図は3000Hz IIRフイルタ116（第3A図）を示す。
フイルタ116は第７図に示すように接続された遅延290,2
92,マルチプライヤ294,296,298,300及びアダー302,304
を含む。フイルタ116の入力線114はアダー302に供給さ
れ、マルチプライヤ300及びアダー304の出力120a,120b
はフイルタ116の（複合）出力120を形成する。マルチプ
ライヤ294,296,298,300は次の係数が供給される。

a₅＝0.630 a₆＝0.960 a₇＝0.315 a₈＝0.928 フイルタ116は3000Hz附近の狭いバンドを通過するよう
設計される。

第８図は方形モジュラス決定回路124（第3B図）を示
す。入力線118a,118bの（複合）信号（第３図の線118を
も形成する）は第８図の１対のマルチプライヤ310,312
に供給される。マルチプライヤ310,312の出力はアダー3
14に接続され、その出力は方形モジュラス決定回路124
の出力130を形成する。

第９図はピーク値推定器146（第3B図）を示す。ピー
ク値推定器146はしきい値素子、遅延322、マルチプライ
ヤ324,326及びアダー328を含む。しきい値素子320は線1
44から入力信号を受信し、線330から遅延322の出力を受
信する。しきい値素子320は線144の信号を正の値の信号
に変換し、この信号が線330の信号より大の場合にはそ
の出力線332に該正の値の信号を出力する。そうでない
ときは、しきい値素子320の出力は“0"である。線148の
ピーク値推定器146の出力信号はアダー328の出力によっ
て形成される。マルチプライヤ324,326は次の係数が供
給される。

b₁＝0.999 b₂＝1.000 ピーク値推定器146は線144の入力信号のピーク値に従
って線148に出力信号を供給する。

第10図はしきい値設定回路152（第3B図）を示す。線1
50のしきい値設定回路152の入力は、その出力が２つの
マルチプライヤ342,344に供給されるマルチプライヤの
２つの入力に供給され、次の値の係数e₁,e₂が与えられ
る。

e₁＝0.4420 e₂＝0.0616 線154a,154bのマルチプライヤ342,344の出力は第3B図
の線154で示すしきい値設定回路152の出力を形成する。
マルチプライヤ340はしきい値設定回路152に対する入力
信号を方形にし、それによって方形モジュラス決定回路
124,128の出力との信号値独立比較をトレーニング信号
検知器134で行うことができる。

第11図はトレーニング信号検知回路134（第3B図）を
示し、夫々方形モジュラス決定回路124,128に接続され
た入力線130,132を有する。入力線130はしきい値設定器
152から入力線154aを介して接続される。減算入力を有
するアダー350に供給される。入力線132はしきい値設定
器152から入力線154bを介して接続された減算入力を有
するアダー352に接続されるアダー350,352の出力はアダ
ー350,352の出力を零基準値と比較する夫々の比較器35
4,356に接続される。従って、比較器354,356の出力は60
0Hz及び3000Hzしきい値を超過したかどうか確認する。
比較器354,356の出力はアンド・ゲート358及びカウンタ
・モジュール360に接続される。アンド・ゲート358は60
0Hz及び3000Hz両しきい値を超過したときに線136aに出
力する。カウンタ・モジュール360は夫々カウント値信
号n₁,n₂を供給する１対の出力136b,136cを持つ。カウン
ト値信号n₁はイニシャライズ制御回路138（第3B図）で
使用され、バッファ・レジスタ206からの第１のバッフ
ァド・サンプルを選択し、DFT計算器142における600Hz
及び3000HzのためのDFT計算回路を始動する。カウント
値n₁は夫々600Hz及び3000Hz方形モジュラス信号のため
のしきい値を越えた瞬間に従って、12乃至20の範囲にあ
る。カウント値n₁は２つのサンプル期間の数から選んだ
最低のものに対応する。これら２つの数は２つの期間に
対応する。その第１は、トレーニング信号検出の瞬間ま
で、600Hz方形モジュラス信号がそのしきい値を越える
前に20サンプル期間から延長するものである。その第２
は、3000Hz方形モジュラス信号がそのしきい値を越える
前でトレーニング信号検出までに12サンプル期間から延
長する。

カウント値n₂はイニシャライズ制御回路138で使用さ
れ、バッファ・レジスタ206から第１のバッファド・サ
ンプルを選択し、DFT計算器142におけるアドレス周波数
1000Hz,1200Hz,……,2200HzのためのDFT計算回路を始動
する。

振幅及び遅延両歪はトレーニング信号検知器134がト
レーニング信号を検知する瞬間を遅延する。例えば、30
00Hz成分が更に5dBの減衰を持つ場合、対応するしきい
値を越えるまで１ミリ秒長くかかる。他の例として、60
0Hz成分が更に２ミリ秒の遅延を持って、そのしきい値
を越えるまで２ミリ秒長くかかるということがわかる。
極端な歪条件のための分析は信頼性のあるトレーニング
信号の検出のため、しきい値設計回路152のための適当
な値e₁,e₂をひき出すようにすることができる。しか
し、検知器134によるトレーニング信号の検知の瞬間に
おいては、トレーニング信号はすでに短期間受信されて
いる。受信サンプルはバッファ・レジスタ206に記憶さ
れ、そのような記憶サンプルは、前述のように、DFT計
算器で使用可能である。この実施例では、電話線歪とは
別に、適当な600Hzトレーニング信号成分は、3000Hz方
形モジュラス信号のしきい値超過前、３記号期間の間に
受信する。従って、600Hz及び3000Hz DFT計算器が適当
にスタートすると、600Hz方形モジュラスしきい値を越
える前に且つ3000Hz方形しきい値モジュラスを越える前
に両方で５記号期間中に早いバッファド・サンプルを受
信する。記号レートは2400ボー、サンプル周波数は9600
Hz、１記号期間は４サンプル期間に対応する。

電話線歪とは無関係に、1000Hz,1200Hz,……,2200Hz
の適当なアドレス周波数成分は600Hz及び3000Hzの１つ
を越えた瞬間、３記号期間で受信する。異なるバッファ
ド・サンプルはアドレス周波数のためのDFT計算を開始
するよう選ばれ、600Hz,3000Hz成分のために選ばれる。
しかし、両スタート点は一番早い選択サンプルが信頼性
があったというように決定される。トレーニング・シー
ケンスの長さは歪に対する不確実性を許すに十分であ
り、信頼性があり、正確なDFT計算結果が得られるであ
ろう。

第12図は前述のカウント値n₁,n₂を発生するカウンタ
・モジュール360の動作の流れ図である。動作はブロッ
ク370から始まり、そこでn₁,n₂が12にセットされる。ブ
ロック374において、方形モジュラスしきい値を越えた
かをチェックする。そうであると、流れ図はトレーニン
グ信号を検出したかどうかを示すブロック378に行き、
トレーニング信号は値n₁,n₂と共にイニシャライズ制御
回路138に送られる。その動作はブロック380で終る。

600Hzしきい値を越えた場合、ブロック382に行き、30
00Hz方形モジュラスしきい値を越えたかどうかチェック
される。そうであると、ブロック384にいき、n₁がn₁＋
１と20の小さい方にセットされ、n₂がn₂＋１になる。ブ
ロック386に行き、次のサンプル期間が発生するまで待
つ。ブロック388において、600Hz方形モジュラスしきい
値を越えたかどうかチェックされ、そうであると、ブロ
ック378に行き、そうでないとブロック384に戻る。ブロ
ック382で、3000Hz方形モジュラスしきい値を越えなか
った場合、ブロック390で次のサンプル期間を待ち、ブ
ロック374に戻る。ブロック376で3000Hzモジュラスしき
い値を越えなかった場合、ブロック392によりn₂はn₂＋
１で置換えられ、394で示すように次のサンプル期間を
待ち、ブロック376に戻る。故に、希望するn₁及びn₂の
値が計算され、バッファ・レジスタ206又は個々の段に
接続されている端子を有するDFT計算器142のロータリ・
スイッチによってのようにバッファ・レジスタ206（第3
B図）から適当なサンプルを選ぶことができる。

第13図はレベル推定回路160（第3B図）を示す。レベ
ル推定回路160は遅延448、信号整流器450、マルチプラ
イヤ452,454,及びアダー456を含む。信号整流器450は負
入力信号を公知方法で対応する正信号に変換する。信号
整流器450の出力は出力がアダー456に供給されるマルチ
プライヤ454の係数d₂によって掛算される。アダー456の
出力は直接レベル推定回路160の出力線162に接続され
る。マルチプライヤ452,454は次の係数が供給される。

d₁＝0.98 d₂＝0.02 遅延448及びマルチプライヤ452を含むフイードバック・
ループはリーキイ積分器の方法で動作し、期間中の信号
の平均を出力する。

第14図はDFT計算器142（第3B図）、バッファ・シフト
レジスタ206及びバンドパス・フイルタ212のより詳細な
図である。DFT計算器142は夫々周波数600Hz,1000Hz,120
0Hz,1400Hz,1600Hz,1800Hz,2000Hz,2200Hz及び3000Hzに
応答する９つのDFT計算器402−１〜402−９を含む。ス
イッチ404は前述のカウント値信号n₁,n₂に応答して適当
な信号サンプルを選択し、DFT計算器402−１〜402−９
におけるDFT計算を開始する。DFT計算器402−１〜402−
９はタイミング調節制御に使用するためのアドレス認識
手段（図に示していない）に接続された出力を有する。
これらはこの発明の一部ではないからこれ以上の説明は
要しない。DFT計算回路402−１〜402−９は各々が夫々
の局部発生周波数と供給信号との相関を計測する。DFT
計算回路は前述の米国特許第4,577,334号に詳細に説明
してある。

バッファ・シフトレジスタ206は32個のシフトレジス
タ段410−０〜410−31を含み、段410−０は線204から入
力信号を受信する。各段410−０〜410−31からの出力は
集合的にスイッチS5で示す32個の個々のスイッチに対し
線412−０〜412−31を介して接続される。これらのスイ
ッチは線414−０〜414−31を介してDFT計算器142のスイ
ッチ404に接続された端子１と線416−０〜416−31を介
してバンドパス・フイルタ212に接続された端子２とを
有する。

バンドパス・フイルタ212は線416−０〜416−31に接
続された入力を持つ32個のマルチプライヤ420−０〜420
−31を含み、マルチプライヤ係数C₀〜C₃₁を受信する。
係数C₀〜C₃₁はフイルタ212のために希望するバンドパス
特性を与えるために選ばれる複合値である。マルチプラ
イヤ420−０〜420−31の複合値出力は線422−０〜422−
31を介して線213にバンドパス・フイルタ212の出力を供
給するアダー424に接続される。第3B図に戻り、デモジ
ュレータ216の入力は線214を介して公称9600Hzのサンプ
ル・クロック周波数より低い周波数が供給される。故
に、イコライザ224はいわゆる分数的T/2スペースド型の
ものであり、線213のバンドパス・フイルタ212の１つお
きの出力サンプルがスイッチS6及び線214を介してデモ
ジュレータ216に送信される。

第15図はゲイン制御回路220（第3B図）を示す。ゲイ
ン制御回路220は遅延500,502、マルチプライヤ504,506,
508,510,512,514,アダー516,518,520,522,524、及び増
加回路526を含む。線218の複合値入力信号はマルチプラ
イヤ514において、マルチプライヤ512からの別の実数値
ゲイン因数G_a,G_bの積と掛算される。ゲイン制御回路220
の出力を形成するマルチプライヤ514の出力はマルチプ
ライヤ504,506とアダー516とで形成される方形モジュラ
ス決定回路530に供給される。アダー516の出力は遅延50
0、マルチプライヤ508,510及びアダー518によって形成
されるリーキイ集積回路532に供給される。マルチプラ
イヤ508,510には次の係数g₁,g₂が供給される。

g₁＝0.999975 g₂＝0.000025 リーキイ積分回路532は40,000の２サンプル期間（約８
秒）の平均期間を有する。リーキイ積分回路532の出力
はアダー520,522によって２つのしきい値g₃,g₄と比較さ
れ、第15図に“ー”サインで表わすように減算器として
作用する。上しきい値g₃＝0.063は内部（方形を意味す
る）レベルのための基準値の上１％にあり、下しきい値
g₄＝0.062はその基準値の下１％にある。リーキイ積分
回路532の出力が上しきい値g₃の上であると、ゲイン因
数G_aは増加回路526の小さい単位のステップだけ減少す
る。リーキイ積分回路が下しきい値g₄の下にあると、ゲ
イン因数G_aは増加回路526の小単位ステップだけ増加す
る。この実施例の単位ステップの値は0.25×10^-6であ
る。ゲイン因数G_bは初期トレーニング信号（テーブル
１）の送信中固定である。故に、初期トレーニング信号
のセグメントSG₁中、DFT計算器142に含まれている600Hz
計算回路402.1（第14図）の出力はルックアップ・テー
ブルを使用し、最良値の近似値によりゲイン因数をイニ
シャライズするよう使用される。これは範囲0.1〜0.2に
あるG_aの初期値とG_b＝2^kの値（ｋ＝1,2,3,……又は10）
とを供給する。リーキイ積分路532の遅延500の初期値は
内部（方形を意味する）値0.0625のための目標基準値に
ある。600Hzにおける振幅歪は範囲０〜3dBである。ゲイ
ン因数G_a,G_bのイニシャライズにおける振幅歪のために
妥協接続が行われるので、最良ゲイン因数の値の近似値
に対する振幅歪の影響は小さい。故に、初期トレーニン
グ・セグメントSG₄（テーブル１）中、G_a,G_bの値はレシ
ーバ・パラメータ記憶ユニット240（第3B図）に記憶さ
れる。

リモート・モデム14,16,18の１つからのその後の送信
中、初期トレーニング中に記憶したG_a,G_bの値はゲイン
制御回路220にリロードされ、遅延素子500は目標値0.06
25にイニシャライズされる。その後のトレーニング信号
の後、G_aはゆっくりΔだけ増加し、G_bは一定に留まる。
トレーニング信号の後、スイッチS6（第3B図）がその位
置２に移動したとき、ゲイン制御回路220は受信信号に
対し非常にゆっくりした調節のみを行う。ゲイン制御回
路220は正規化したRMS（ルートは方形を意味する）出力
値を保証するよう調節し、２次チャンネル信号から最少
障害（ａ）を持ち、ノイズ、偶然な信号ピーク及びレベ
ルのふらつきなどからその低速の故に（ｂ）を有する。
この点について、これはイコライザ224及び自動位相制
御回路228のために独立したレベルの適用を受信するこ
とができ、自動位相制御回路228で補償されている電話
線減衰の急速なふらつきを有するので、イコライザ224
（第3B図）の入力の正規化を持つという利点を有する。

従って、以上説明したものは受信トレーニング信号の
信頼性のある検出と、非常に短いトレーニング・シーケ
ンスの利用とを与えることができるモデム・レシーバで
ある。この回路は予め選択することなく、ノイズ及び２
次チャンネル障害の存在下で範囲の大きい受信レベルで
最良に動作する。その上、ハードウエアの有効な利用は
トレーニング信号検知のためのタイミング回復位相ロッ
ク・ループに置かれているフイルタを使用することによ
って達成することができる。その上、トレーニング信号
検知回路にゲイン制御がないので、初期ゲイン調節によ
る劣化を許す間隔は要求されない。バンドパス・フイル
タの後に置かれたゲイン制御回路はノイズ、２次チャン
ネル障害、偶然信号ピークなどの存在下で最少の障害を
有する遅い調節を与え、その位置における内部電力値を
正規化する。

【図面の簡単な説明】 第１図は、マスタ・モデムと複数のリモート・モデムと
を含むデータ・モデム通信システムのブロック図、 第２図は、リモート・モデム送信器のブロック図、 第3A図及び第3B図は、マスタ・モデム・レシーバのブロ
ック図、 第4A図乃至第4C図は、トレーニング信号成分とアドレス
周波数とを表わす電力スペクトル密度のプロット、 第５図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているノ
ッチ・フイルタの回路図、 第６図及び第７図は、マスタ・モデムに含まれているII
Rフイルタの回路図、 第８図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれている方
形モジュラス決定回路の図、 第９図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているピ
ーク値推定回路の回路図、 第10図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているし
きい値設定回路の図、 第11図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているト
レーニング信号検知回路の図、 第12図は、トレーニング信号検知回路に含まれているカ
ウンタ・モジュールの動作を示す流れ図、 第13図は、トレーニング信号検知回路に含まれているレ
ベル推定回路の回路図、 第14図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているバ
ッファ・シフトレジスタ、バンドパス・フイルタ及びDE
T計算器の図、 第15図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているゲ
イン制御回路の図である。 図中、10……多点データ・モデム通信システム、12……
マスタ・モデム、14,16,18……リモート・モデム、20…
…マスタDTE、22,24,26……リモートDTE、30……分岐
点、254,256,258……マルチプライヤ、250,252……遅
延、264,266……アダー。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アードリアーン カマーマン オランダ国，3431 テイ‐エイ ニーウ エゲイン ウエンカバークプラトスーン 37 (56)参考文献 特開 昭61−41233（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−30434（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−122427（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−160757（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−88913（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信線を介してリモート局から送信された
   第１の周波数及び第２の周波数において強成分を有する
   スペクトルを持つトレーニング信号を含むアナログ信号
   を受信するデータ・モデム・レシーバ（80）であって、 前記アナログ信号を対応するディジタル信号に変換する
   アナログ−ディジタル変換手段と、 前記アナログ−ディジタル変換手段に接続され、夫々前
   記第１の周波数及び前記第２の周波数に応答する第１の
   ディジタル・フィルタ（112）及び第２のディジタル・
   フィルタ（116）と、 前記第１のディジタル・フィルタ及び前記第２のディジ
   タル・フィルタに接続され夫々の出力信号の強度を測定
   する第１の強度測定装置（124）及び第２の強度測定手
   段（128）と、 第１のしきい値信号及び第２のしきい値信号を供給する
   しきい値設定手段（146,152）と、 前記第１の強度測定装置、第２の強度測定装置及び前記
   しきい値設定手段に接続され、前記第１の強度測定手段
   の出力及び前記第２の強度測定手段の出力と前記第１の
   しきい値信号及び第２のしきい値信号とを夫々比較し、
   それぞれの前記出力が前記第１のしきい値信号と前記第
   ２のしきい値信号のレベルより共に大きいときにはトレ
   ーニング表示信号を供給するトレーニング信号検知手段
   （134）と、 前記トレーニング表示信号によって始動され、前記第１
   の周波数と前記第２の周波数に従って第１のDFT計算を
   実行する複数の第１のDFT計算器と、前記トレーニング
   信号と同期して送信されてくる当該リモート局を識別す
   るための１群のモデム・アドレス周波数に従って第２の
   DFT計算を実行する複数の第２のDFT計算器と、を有する
   DFT計算手段（142）と、 前記トレーニング表示信号の供給に応答して入力された
   前記トレーニング信号におけるオペレーティング・パラ
   メータ及びイコライザ調整に係るデータを、当該トレー
   ニング信号の送信元であるリモート局モデム・アドレス
   と共に記憶するバッファ記憶手段（240）と、を含み、 前記トレーニング信号検知手段は、前記第１のDFT計算
   器と前記第２のDFT計算器を始動させるために、前記バ
   ッファ記憶手段に記憶されている前記トレーニング信号
   を識別するためのカウント値を供給するカウンタ手段
   （360）を有し、 以降に前記リモート局からの短いトレーニング信号と同
   期して送信されてくる前記１群のモデム・アドレス周波
   数によって当該リモート局モデムは識別され、前記バッ
   ファ記憶手段（240）に記憶されている当該リモート局
   の前記オペレーティング・パラメータ及びイコライザ調
   整に係るデータに基づいて、前記リモート局から入力さ
   れるトレーニング信号の受信タイミング制御がセットさ
   れる、ように構成されたことを特徴とするデータ・モデ
   ム・レシーバ。