JP3242314B2 - Power supply unit for discharge lamp - Google Patents
Power supply unit for discharge lampInfo
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ほぼ定電力出力特
性を有する放電灯用電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp power supply having substantially constant power output characteristics.
【０００２】[0002]
【従来の技術】放電灯としては、例えば、キセノンラン
プ、メタルハライドランプ及び水銀灯等の高輝度放電灯
がある。通常、高輝度放電灯に定格電力以上の電力を供
給すると、高輝度放電灯が破損する確率が高い。そこ
で、高輝度放電灯用の電源装置は、高輝度放電灯に許容
電力以上の電力を供給しないような出力特性を有してい
る。また、経年変化によって、高輝度放電灯の照度が変
化することがある。また、放電灯を安定に点灯させるた
めに必要な電圧が、高輝度放電灯ごとにばらつくことが
ある。これらに対応するため、上記電源装置は、出力電
力を任意に設定でき、かつ変更可能であることが望まし
い。さらに、高輝度放電灯の起動時、迅速に安定な点灯
状態にするため、上記電源装置は、高輝度放電灯に大電
流を流すことが可能である必要がある。2. Description of the Related Art Discharge lamps include, for example, high-intensity discharge lamps such as xenon lamps, metal halide lamps and mercury lamps. Normally, when power higher than the rated power is supplied to the high-intensity discharge lamp, the high-intensity discharge lamp is likely to be damaged. Therefore, the power supply device for a high-intensity discharge lamp has an output characteristic that does not supply power higher than the allowable power to the high-intensity discharge lamp. In addition, the illuminance of the high-intensity discharge lamp may change due to aging. Further, the voltage required to stably turn on the discharge lamp may vary from one high-intensity discharge lamp to another. In order to cope with these, it is desirable that the power supply device can arbitrarily set the output power and change the output power. Furthermore, in order to quickly and stably turn on the high-intensity discharge lamp when it is started, the power supply device needs to be able to pass a large current through the high-intensity discharge lamp.
【０００３】そのため、次のような放電灯用の電源装置
が提案されている。即ち、交流電源を直流に変換し、こ
れをインバータに供給して、矩形波の低周波交流に変換
し、高輝度放電灯に供給する。インバータの出力電圧を
電圧検出装置によって検出する。また、インバータへの
入力電流を電流検出器によって検出する。電圧検出装置
からの検出電圧を、無負荷検出用基準電圧と比較して、
予め定めた一定の値の無負荷検出信号を発生する。無負
荷時には、無負荷検出信号と、電流検出器からの検出信
号とを加算し、この加算信号によって、インバータを高
周波制御する。この状態で、放電灯を起動点灯させる
と、出力電圧設定用の基準信号と電圧検出装置の出力電
圧との誤差を求め、これと電流検出器からの検出信号と
を加算した加算信号によって、インバータを高周波制御
し、放電灯にほぼ定電力が印加される。For this reason, the following power supply devices for discharge lamps have been proposed. That is, the AC power is converted to DC and supplied to an inverter, converted to a low-frequency rectangular AC, and supplied to a high-intensity discharge lamp. The output voltage of the inverter is detected by a voltage detection device. The input current to the inverter is detected by a current detector. Compare the detection voltage from the voltage detection device with the no-load detection reference voltage,
A no-load detection signal having a predetermined constant value is generated. When there is no load, the no-load detection signal and the detection signal from the current detector are added, and the high frequency control of the inverter is performed by the added signal. In this state, when the discharge lamp is started and turned on, an error between the reference signal for setting the output voltage and the output voltage of the voltage detection device is obtained, and the inverter is provided by an addition signal obtained by adding this to the detection signal from the current detector. Is controlled at high frequency, and almost constant power is applied to the discharge lamp.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかし、放電灯の点灯
初期状態において、放電灯において発生しているアーク
のインピーダンス変動が大きい。そのため、放電灯に流
れる電流が定格電流の１／２以下である低電流になるこ
とがある。この場合、アーク切れが生じ、放電灯を点灯
させることができなくなる。However, in the initial lighting state of the discharge lamp, the impedance of the arc generated in the discharge lamp greatly varies. For this reason, the current flowing through the discharge lamp may be a low current that is 以下 or less of the rated current. In this case, an arc break occurs and the discharge lamp cannot be turned on.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】上記の問題点を解決する
ために、請求項１記載の発明は、直流電源に接続される
直列回路を有し、この直列回路は、１次巻線を有する出
力トランスと、上記１次巻線に直列に接続されたスイッ
チング素子を、具えている。上記１次巻線と上記スイッ
チング素子との接続点に、フライバック特性の出力整流
ダイオードの一端が接続されている。上記出力整流ダイ
オードにより整流されて放電灯に印加される出力電圧
を、電圧検出手段が検出する。この電圧検出手段は、直
列接続された複数の抵抗器を有している。上記抵抗器と
直列に接続され、上記放電灯に流れる電流を電圧に変換
して検出する電流検出手段が設けられている。この電流
検出手段は、上記電圧検出手段の抵抗器と直列に接続さ
れている。上記電圧検出手段の出力電圧及び上記電流検
出手段の出力電圧を、加算した加算信号が、第１の基準
電圧に等しくなるよう、上記スイッチング素子を制御す
る制御手段が設けられている。上記電圧検出手段に、そ
の出力電圧を一定にするように定電圧素子が設けられて
いる。In order to solve the above-mentioned problems, the invention according to claim 1 has a series circuit connected to a DC power supply, and the series circuit has a primary winding. An output transformer and a switching element connected in series to the primary winding are provided. One end of an output rectifier diode having flyback characteristics is connected to a connection point between the primary winding and the switching element. Voltage detection means detects an output voltage rectified by the output rectifier diode and applied to the discharge lamp. This voltage detecting means has a plurality of resistors connected in series. Current detecting means is provided which is connected in series with the resistor and converts a current flowing through the discharge lamp into a voltage and detects the voltage. This current detecting means is connected in series with the resistor of the voltage detecting means. Control means is provided for controlling the switching element such that an addition signal obtained by adding the output voltage of the voltage detection means and the output voltage of the current detection means becomes equal to a first reference voltage. The voltage detecting means is provided with a constant voltage element so as to make its output voltage constant.
【０００６】請求項１記載の発明によれば、電圧検出手
段が検出した上記放電灯の出力電圧と、上記放電灯を流
れる電流を検出した電流検出手段の出力電圧を加算した
加算信号が、第１の基準電圧に等しくなるように、上記
スイッチング素子が制御され、放電灯は、定電力制御さ
れる。放電灯の起動時のインピーダンスが大きく、放電
灯に流れる電流が少なく、上記加算信号の値が小さくな
ろうとしたとき、上記電圧検出手段に定電圧素子が設け
られているので、加算信号は第１の基準電圧に等しい値
を維持するように電流を増加させる。従って、一定の電
流が、上記放電灯に流れる状態が維持される。According to the first aspect of the present invention, an addition signal obtained by adding the output voltage of the discharge lamp detected by the voltage detection means and the output voltage of the current detection means detecting the current flowing through the discharge lamp is the first signal. The switching element is controlled so as to be equal to one reference voltage, and the discharge lamp is controlled at a constant power. When the impedance at the start of the discharge lamp is large, the current flowing through the discharge lamp is small, and the value of the addition signal is about to decrease, the addition signal is the first signal because the voltage detecting means is provided with a constant voltage element. The current is increased to maintain a value equal to the reference voltage of Therefore, a state where a constant current flows through the discharge lamp is maintained.
【０００７】更に、上記制御手段が、上記加算信号と上
記第１の基準電圧とを比較演算し、出力電圧を発生する
比較演算手段、例えばシャントレギュレータまたは演算
増幅器と、この比較演算手段からの出力電圧を入力し、
上記スイッチング素子に駆動信号を供給する駆動手段
を、含んでいる。この駆動手段が、上記比較演算手段か
らの出力電圧に応じて駆動制御電圧を発生する駆動制御
電圧発生手段、例えばホトカプラーと、上記駆動制御電
圧と第２の基準電圧とに応じて上記スイッチング素子に
上記駆動信号を供給する駆動制御手段、例えばスイッチ
ング素子用駆動装置とを、具備し、上記駆動制御電圧発
生手段が、上記比較演算手段と上記駆動制御手段とを電
気的に絶縁している。Further, the control means compares the addition signal with the first reference voltage to generate an output voltage, such as a shunt regulator or an operational amplifier, and an output from the comparison operation means. Enter the voltage,
Drive means for supplying a drive signal to the switching element is included. The driving means includes a driving control voltage generating means for generating a driving control voltage according to the output voltage from the comparison calculating means, for example, a photocoupler, and the switching element according to the driving control voltage and a second reference voltage. A drive control means for supplying the drive signal, for example, a drive device for a switching element, is provided, and the drive control voltage generation means electrically insulates the comparison operation means from the drive control means.
【０００８】上記比較演算手段が、上記加算信号と上記
第１の基準電圧とを比較演算し、出力電圧を発生する。
この出力電圧に応じて、駆動制御電圧発生手段が、駆動
制御電圧を発生する。この駆動制御電圧と第２の基準電
圧とに応じて、駆動制御手段が、上記スイッチング素子
を制御する。駆動制御電圧発生手段が、上記比較演算手
段と上記駆動制御手段とを電気的に絶縁しているので、
ノイズの影響を受けにくい。The comparison operation means compares the addition signal with the first reference voltage to generate an output voltage.
Drive control voltage generating means generates a drive control voltage according to the output voltage. Drive control means controls the switching element according to the drive control voltage and the second reference voltage. Since the drive control voltage generation means electrically insulates the comparison operation means and the drive control means,
Less susceptible to noise.
【０００９】更に、上記駆動制御電圧発生手段への動作
電圧を、上記１次巻線とは逆極性に上記出力トランスに
設けた２次巻線に誘起された電圧を整流した直流電圧か
ら得て、上記駆動制御電圧発生手段にその入力電圧を一
定にする第２の定電圧素子を設けてある。Further, an operating voltage to the drive control voltage generating means is obtained from a DC voltage obtained by rectifying a voltage induced in a secondary winding provided in the output transformer with a polarity opposite to that of the primary winding. The drive control voltage generating means is provided with a second constant voltage element for keeping the input voltage constant.
【００１０】上記放電灯に印加される電圧は、２次巻線
に生じている電圧と、１次及び２次巻線の巻線比によっ
て決まる。放電灯のインピーダンスが非常に大きい例え
ば無負荷状態のとき、駆動制御電圧発生手段に流れる電
流が大きくなり、放電灯に印加される電圧も非常に大き
くなる。これを防止するため、即ち、２次巻線の電圧を
一定に保持するため、第２の定電圧素子が設けられてい
る。[0010] The voltage applied to the discharge lamp is determined by the voltage generated in the secondary winding and the turn ratio of the primary and secondary windings. When the discharge lamp has a very high impedance, for example, in a no-load state, the current flowing through the drive control voltage generating means increases, and the voltage applied to the discharge lamp also increases. To prevent this, that is, to keep the voltage of the secondary winding constant, a second constant voltage element is provided.
【００１１】更に、上記駆動制御電圧発生手段への動作
電圧として、上記出力トランスに、その１次巻線と同極
性に設けた３次巻線に誘起された電圧を整流して得た直
流電圧も供給されている。Further, as an operating voltage to the drive control voltage generating means, a DC voltage obtained by rectifying a voltage induced in a tertiary winding provided in the output transformer in the same polarity as that of the primary winding is obtained. Are also supplied.
【００１２】２次巻線に電圧が誘起されていないとき、
３次巻線に誘起された電圧を整流することによって得た
直流電圧を、駆動電圧制御手段に供給し、駆動電圧制御
手段に供給される駆動電圧を大きくしているので、駆動
電圧制御手段が正常に動作する。When no voltage is induced in the secondary winding,
The DC voltage obtained by rectifying the voltage induced in the tertiary winding is supplied to the drive voltage control means, and the drive voltage supplied to the drive voltage control means is increased. Works fine.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】本発明による放電灯用電源装置の
第１の実施形態を図１に示す。この放電灯用電源装置
は、交流電源１に接続された整流回路２を有している。
この整流回路２の出力側に平滑コンデンサ３が接続され
ている。FIG. 1 shows a first embodiment of a discharge lamp power supply device according to the present invention. This discharge lamp power supply device has a rectifier circuit 2 connected to an AC power supply 1.
The smoothing capacitor 3 is connected to the output side of the rectifier circuit 2.
【００１４】この放電灯用電源装置は、出力トランス４
も有している。この出力トランス４は、１次巻線４１、
２次巻線４２、３次巻線４３、４４を有している。１次
巻線４１は、その巻き始めの端子が、平滑コンデンサ３
の陽極側に接続されている。また、１次巻線４１の巻き
終わりは、スイッチング手段、例えばＭＯＳＦＥＴ５の
導電路を介して平滑コンデンサ３の陰極に接続されてい
る。即ち、１次巻線４１とＭＯＳＦＥＴ５は、直列に接
続されている。なお、スイッチング素子としては、ＭＯ
ＳＦＥＴ５の他に、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ
等も使用可能である。The power supply device for a discharge lamp includes an output transformer 4
Also have. This output transformer 4 has a primary winding 41,
It has a secondary winding 42 and tertiary windings 43 and 44. The primary winding 41 has a winding start terminal connected to the smoothing capacitor 3.
Is connected to the anode side. The end of the primary winding 41 is connected to the cathode of the smoothing capacitor 3 via a switching means, for example, a conductive path of the MOSFET 5. That is, the primary winding 41 and the MOSFET 5 are connected in series. In addition, as a switching element, MO
In addition to the SFET 5, an IGBT, a bipolar transistor, or the like can be used.
【００１５】１次巻線４１とＭＯＳＦＥＴ５との接続点
に、フライバック特性のダイオード６のアノードが接続
されている。このダイオード６のカソードは、平滑コン
デンサ７の陽極に接続されている。平滑コンデンサ７の
陰極は、１次巻線４１の巻きはじめに接続されている。
平滑コンデンサ７の両端間には、ダミー抵抗器７１が接
続されている。これは、この電源装置の起動時に、オー
バーシュートの発生によって過大電圧が発生することを
防止するために設けられている。The connection point between the primary winding 41 and the MOSFET 5 is connected to the anode of the diode 6 having flyback characteristics. The cathode of the diode 6 is connected to the anode of the smoothing capacitor 7. The cathode of the smoothing capacitor 7 is connected to the beginning of the primary winding 41.
A dummy resistor 71 is connected between both ends of the smoothing capacitor 7. This is provided in order to prevent the occurrence of overvoltage due to the occurrence of overshoot when the power supply device is started.
【００１６】平滑コンデンサ７の両端は、限流用リアク
トル８を介してインバータ１１の入力端子に接続されて
いる。このインバータ１１は、ブリッジ接続された例え
ばＩＧＢＴ１２、１３、１４、１５を有し、これらＩＧ
ＢＴ１２、１３、１４、１５は、インバータ駆動装置１
６からの例えば５０乃至３００Ｈｚの低周波信号に応じ
て、平滑コンデンサ７から供給された直流電圧をスイッ
チングして、これを５０乃至３００Ｈｚの低周波交流電
圧に変換する。インバータ１１にも、ＭＯＳＦＥＴやバ
イポーラトランジスタを使用することもできる。Both ends of the smoothing capacitor 7 are connected to an input terminal of an inverter 11 via a current limiting reactor 8. The inverter 11 includes, for example, IGBTs 12, 13, 14, and 15 connected in a bridge.
BT12,13,14,15 are inverter driving devices 1
The DC voltage supplied from the smoothing capacitor 7 is switched in accordance with the low frequency signal of, for example, 50 to 300 Hz from 6 and converted into a low frequency AC voltage of 50 to 300 Hz. A MOSFET or a bipolar transistor can also be used for the inverter 11.
【００１７】インバータ１１の出力端子は、イグナイタ
９を介して放電灯、例えば高輝度放電灯１０に接続され
ている。イグナイタ９は、高輝度放電灯１０の起動時
に、放電灯に高電圧を印加することによって、放電灯１
０を点灯させるためのものである。イグナイタ９は、放
電灯１０の一端とインバータの一方の出力端子との間に
接続されたカップリングコイル９１を有し、このカップ
リングコイル９１の中間タップと放電灯の他端との間
に、コンデンサ９３及び限流抵抗器９４が直列に接続さ
れている。コンデンサ９３及び限流抵抗器９４の接続点
と、インバータ１１の一方の出力端子との間に発振用の
電圧制御素子９２が設けられている。The output terminal of the inverter 11 is connected to a discharge lamp, for example, a high-intensity discharge lamp 10 via an igniter 9. When the high-intensity discharge lamp 10 is started, the igniter 9 applies a high voltage to the discharge lamp to
This is for lighting 0. The igniter 9 has a coupling coil 91 connected between one end of the discharge lamp 10 and one output terminal of the inverter. Between the intermediate tap of the coupling coil 91 and the other end of the discharge lamp, A capacitor 93 and a current limiting resistor 94 are connected in series. An oscillation voltage control element 92 is provided between a connection point between the capacitor 93 and the current limiting resistor 94 and one output terminal of the inverter 11.
【００１８】なお、インバータ１１の出力端子間にはバ
イパスコンデンサ９５が設けられている。これは、イグ
ナイタ９が動作したときに、これが発生する高周波信号
がインバータ１１に印加されるのを防止するために設け
られている。また、限流用リアクトル８は、放電灯１０
が点灯を開始したときに発生する突入電流を限流させる
ために設けられている。A bypass capacitor 95 is provided between the output terminals of the inverter 11. This is provided to prevent a high-frequency signal generated by the igniter 9 from being applied to the inverter 11 when the igniter 9 operates. The current limiting reactor 8 includes a discharge lamp 10
Is provided to limit the rush current generated when lighting starts.
【００１９】平滑コンデンサ７の両端間には、電圧検出
手段として、直列に接続された抵抗器２２、２３、２４
が、平滑コンデンサ７の陽極側から陰極側に向かって順
に接続されている。抵抗器２４の両端間の電圧が、電圧
検出手段の出力電圧として使用される。Between the two ends of the smoothing capacitor 7, resistors 22, 23, 24 connected in series are connected as a voltage detecting means.
Are connected in order from the anode side to the cathode side of the smoothing capacitor 7. The voltage between both ends of the resistor 24 is used as the output voltage of the voltage detecting means.
【００２０】平滑コンデンサ７の陰極及び抵抗器２４の
接続点と出力トランス４の巻き始めとの間には、インバ
ータ１１を流れる電流、即ち放電灯１０に流れる電流を
検出するため、電流検出手段として抵抗器２０が接続さ
れている。この抵抗器２０の両端間には、放電灯１０を
流れる電流に比例した電圧が発生する。Between the connection point between the cathode of the smoothing capacitor 7 and the resistor 24 and the beginning of winding of the output transformer 4, a current flowing through the inverter 11, that is, a current flowing through the discharge lamp 10 is detected. The resistor 20 is connected. A voltage proportional to the current flowing through the discharge lamp 10 is generated between both ends of the resistor 20.
【００２１】抵抗器２０、２４は直列に接続されている
ので、抵抗器２０及び２４間の電圧は、平滑コンデンサ
の両端間電圧を表す電圧と、インバータ１１を流れる電
流を表す電圧との加算信号となる。この加算信号は、比
較演算手段、例えばシャントレギュレータ５６の制御端
子と、１次巻線４１の巻き始め及び出力トランス４の２
次巻線４２の巻き始めに接続されている基準電位側端子
との間に印加される。このシャントレギュレータ５６
は、加算信号が予め定められた第１の基準電圧よりも大
きくなったときに、基準電位端子側と出力側との間が導
通する。Since the resistors 20 and 24 are connected in series, the voltage between the resistors 20 and 24 is the sum signal of the voltage representing the voltage across the smoothing capacitor and the voltage representing the current flowing through the inverter 11. Becomes This addition signal is supplied to the comparison operation means, for example, the control terminal of the shunt regulator 56, the winding start of the primary winding 41, and the output of the output transformer 4.
It is applied between the reference potential side terminal connected at the beginning of winding of the next winding 42. This shunt regulator 56
When the addition signal becomes higher than a predetermined first reference voltage, conduction is established between the reference potential terminal side and the output side.
【００２２】このシャントレギュレータ５６の出力側
に、限流用抵抗器５３と駆動制御電圧発生手段をなすホ
トカプラー５０のホトダイオード５１とが直列に接続さ
れている。ホトダイオード５１と限流抵抗器５３との直
列回路に並列にバイパス抵抗器５４が接続されている。On the output side of the shunt regulator 56, a current limiting resistor 53 and a photodiode 51 of a photocoupler 50 serving as a drive control voltage generating means are connected in series. A bypass resistor 54 is connected in parallel with a series circuit of the photodiode 51 and the current limiting resistor 53.
【００２３】ホトダイオード５１、限流抵抗器５３及び
シャントレギュレータ５６には、２次巻線４２、フライ
バック特性の整流ダイオード３１及び平滑コンデンサ３
６によって構成される電源部から動作電圧が供給されて
いる。即ち、２次巻線４２の巻きはじめ及び平滑コンデ
ンサ３６の陰極は、シャントレギュレータ５６の基準電
位側に接続され、２次巻線４２の巻き終わりは、フライ
バック特性のダイオード３１を介して平滑コンデンサ３
６の陽極に接続されている。この平滑コンデンサ３６の
両端が、ホトダイオード５１、限流抵抗器５３及びシャ
ントレギュレータ５６の直列回路に接続されている。従
って、シャントレギュレータ５６が導通したとき、ホト
ダイオード５１に電流が流れ、ホトダイオード５１が発
光する。なお、２次巻線４２の巻き数Ｎ２は、１次巻線
４１の巻き数Ｎ１の１／５乃至１／１０である。The photodiode 51, the current limiting resistor 53, and the shunt regulator 56 include a secondary winding 42, a rectifying diode 31 having flyback characteristics, and a smoothing capacitor 3.
An operating voltage is supplied from a power supply unit constituted by the reference numeral 6. That is, the beginning of the winding of the secondary winding 42 and the cathode of the smoothing capacitor 36 are connected to the reference potential side of the shunt regulator 56, and the end of the winding of the secondary winding 42 is ended via the flyback diode 31. 3
6 are connected to the anode. Both ends of the smoothing capacitor 36 are connected to a series circuit of a photodiode 51, a current limiting resistor 53 and a shunt regulator 56. Therefore, when the shunt regulator 56 conducts, a current flows through the photodiode 51, and the photodiode 51 emits light. The number of turns N2 of the secondary winding 42 is 1/5 to 1/10 of the number of turns N1 of the primary winding 41.
【００２４】なお、平滑コンデンサ３６の陰極は３次巻
線４４の巻き終わりにも接続されている。また、３次巻
線４４の巻き始めはフォワード特性のダイオード３４及
び限流抵抗器３５を介して平滑コンデンサ３６の陽極に
接続されている。なお、３次巻線４４の巻き数も、１次
巻線４１の巻き数Ｎ１の１／５乃至１／１０である。The cathode of the smoothing capacitor 36 is also connected to the end of the tertiary winding 44. The beginning of the winding of the tertiary winding 44 is connected to the anode of the smoothing capacitor 36 via the diode 34 having a forward characteristic and the current limiting resistor 35. The number of turns of the tertiary winding 44 is also 1/5 to 1/10 of the number of turns N1 of the primary winding 41.
【００２５】電圧検出手段における抵抗器２３、２４の
直列回路に並列に第１の定電圧素子、例えばツェナーダ
イオード２５が設けられている。このツェナーダイオー
ド２５は、抵抗器２４の両端間電圧が予め定めた値とな
るように設定されている。同様に、シャントレギュレー
タ５６に並列に第２の定電圧素子、例えばツェナーダイ
オード５５が接続されている。A first constant voltage element, for example, a zener diode 25 is provided in parallel with the series circuit of the resistors 23 and 24 in the voltage detecting means. The Zener diode 25 is set so that the voltage between both ends of the resistor 24 becomes a predetermined value. Similarly, a second constant voltage element, for example, a zener diode 55 is connected in parallel with the shunt regulator 56.
【００２６】ホトカプラー５０のホトトランジスタ５２
のコレクタ・エミッタ導電路は、抵抗器５８と直列に接
続されている。この直列回路には、３次巻線４３、フォ
ワードダイオード３２、平滑コンデンサ３３からなる電
源部から動作電源が供給されている。即ち、２次巻線４
３の巻き始めは、フォワードダイオード３２を介して平
滑コンデンサ３３の陽極に接続されている。平滑コンデ
ンサ３３の陰極は平滑コンデンサ３３の陰極に接続され
ると共に、平滑コンデンサ３の陰極にも接続されてい
る。この平滑コンデンサ３３の両端が、ホトトランジス
タ５２のコレクタ・エミッタ導電路及び抵抗器５８の直
列回路に接続されている。３次巻線４３の巻き数も、１
次巻線４１の巻き数Ｎ１の１／５乃至１／１０である。The phototransistor 52 of the photocoupler 50
Are connected in series with the resistor 58. The series circuit is supplied with operating power from a power supply unit including a tertiary winding 43, a forward diode 32, and a smoothing capacitor 33. That is, the secondary winding 4
3 is connected to the anode of the smoothing capacitor 33 via the forward diode 32. The cathode of the smoothing capacitor 33 is connected to the cathode of the smoothing capacitor 33 and also to the cathode of the smoothing capacitor 3. Both ends of the smoothing capacitor 33 are connected to a collector-emitter conductive path of the phototransistor 52 and a series circuit of a resistor 58. The number of turns of the tertiary winding 43 is also 1
It is 1/5 to 1/10 of the number of turns N1 of the next winding 41.
【００２７】抵抗器５８の両端間電圧は、駆動制御手
段、例えばスイッチング素子用駆動装置６２に入力され
る。スイッチング素子用駆動装置６２は、発振回路６１
が発振する例えば三角波の第２の基準電圧と、抵抗器５
８の両端間電圧とを比較し、第２の基準電圧が抵抗器５
８の両端間電圧より大きいときに、ＭＯＳＦＥＴ５をオ
ンさせるものである。なお、第２の基準電圧は、インバ
ータ駆動装置１６が発生する低周波信号よりも周波数の
高い高周波信号である。従って、スイッチング素子用駆
動装置６２は、ＭＯＳＦＥＴ５をＰＷＭ制御する。The voltage between both ends of the resistor 58 is inputted to drive control means, for example, a drive device 62 for the switching element. The switching device driver 62 includes an oscillation circuit 61.
Oscillates, for example, a second reference voltage of a triangular wave, and a resistor 5
8 is compared with the voltage between both ends.
When the voltage is larger than the voltage between both ends of the MOSFET 8, the MOSFET 5 is turned on. Note that the second reference voltage is a high-frequency signal having a higher frequency than the low-frequency signal generated by the inverter driving device 16. Therefore, the switching element driving device 62 performs PWM control on the MOSFET 5.
【００２８】この電源装置では、交流電源１を整流回路
２によって整流し、平滑コンデンサ３によって平滑す
る。スイッチング素子用駆動装置６２が、ＭＯＳＦＥＴ
５を導通させると、出力トランス４の１次巻線４１に直
流電流が流れて、出力トランス４が励磁される。これに
よって出力トランス４の３次巻線４３に電圧が誘起さ
れ、これが整流ダイオード３２によって整流され、平滑
コンデンサ３３によって平滑されて、ホトトランジスタ
５２及び抵抗器５８に対する動作電源を形成する。同様
に３次巻線４４にも電圧が誘起され、これが整流ダイオ
ード３４によって整流され、限流抵抗器３５を介して平
滑コンデンサ３６に供給され、平滑される。In this power supply device, the AC power supply 1 is rectified by the rectifier circuit 2 and smoothed by the smoothing capacitor 3. The switching element driving device 62 is a MOSFET
When 5 is made conductive, a DC current flows through the primary winding 41 of the output transformer 4 and the output transformer 4 is excited. As a result, a voltage is induced in the tertiary winding 43 of the output transformer 4, which is rectified by the rectifier diode 32 and smoothed by the smoothing capacitor 33 to form an operating power supply for the phototransistor 52 and the resistor 58. Similarly, a voltage is induced in the tertiary winding 44, which is rectified by the rectifier diode 34, supplied to the smoothing capacitor 36 via the current limiting resistor 35, and smoothed.
【００２９】２次巻線４２にも電圧が誘起される。しか
し、この電圧がダイオード３１を逆バイアスするので、
平滑コンデンサ３６側には電流は流れない。A voltage is also induced in the secondary winding 42. However, since this voltage reverse biases the diode 31,
No current flows to the smoothing capacitor 36 side.
【００３０】ＭＯＳＦＥＴ５が非導通状態になった瞬
間、出力トランス４に発生していた磁界の方向は同一方
向に保つため、１次巻線４１の電流が、巻き始めから巻
き終わりに向かって流れていると、２次巻線を流れる電
流も巻き始めから巻きおわりに向かって流れる。よっ
て、ダイオード３１が導通し、平滑コンデンサ３６が充
電される。At the moment when the MOSFET 5 is turned off, the direction of the magnetic field generated in the output transformer 4 is maintained in the same direction, so that the current of the primary winding 41 flows from the beginning to the end of the winding. In this case, the current flowing through the secondary winding also flows from the beginning to the end of the winding. Therefore, the diode 31 conducts, and the smoothing capacitor 36 is charged.
【００３１】同時に、このとき、１次巻線４１には、平
滑コンデンサ３６の両端間電圧をＮ１／Ｎ２倍した電圧
が誘起されており、整流ダイオード６を介して平滑コン
デンサ７が充電される。即ち、ＭＯＳＦＥＴ５がオフ時
に１次巻線４１に誘起された電圧は、整流ダイオード６
によって整流されて、平滑コンデンサ７によって平滑さ
れる。At the same time, a voltage which is N1 / N2 times the voltage across the smoothing capacitor 36 is induced in the primary winding 41, and the smoothing capacitor 7 is charged via the rectifier diode 6. That is, when the MOSFET 5 is turned off, the voltage induced in the primary winding 41
And smoothed by the smoothing capacitor 7.
【００３２】平滑コンデンサ７によって平滑された直流
出力は、限流リアクトル８を介してインバータ１１に供
給され、インバータ駆動装置１６からの低周波信号によ
って低周波交流電圧に変換され、イグナイタ９を介して
放電灯１０に供給される。このとき、コンデンサ９３
は、抵抗器９４を介して充電され、コンデンサ９３の電
圧が電圧制御素子９２のブレークダウン電圧に達する
と、コンデンサ９３の充電電荷が電圧制御素子９２、カ
プッリングコイル９１を介して放電し、カップリングコ
イル９１とコンデンサ９３との共振現象が生じる。カッ
プリングコイル９１の共振電圧によって、この両端に高
電圧が発生し、放電灯１０の両端間に高電圧が印加さ
れ、放電灯１０が点灯する。The DC output smoothed by the smoothing capacitor 7 is supplied to the inverter 11 via the current limiting reactor 8, is converted into a low frequency AC voltage by a low frequency signal from the inverter driving device 16, and is converted via the igniter 9. It is supplied to the discharge lamp 10. At this time, the capacitor 93
Is charged through the resistor 94, and when the voltage of the capacitor 93 reaches the breakdown voltage of the voltage control element 92, the charge of the capacitor 93 is discharged through the voltage control element 92 and the coupling coil 91, and A resonance phenomenon between the ring coil 91 and the capacitor 93 occurs. Due to the resonance voltage of the coupling coil 91, a high voltage is generated at both ends, and a high voltage is applied between both ends of the discharge lamp 10, and the discharge lamp 10 is turned on.
【００３３】放電灯１０に電流が流れると、抵抗器２０
に電流が流れ、電流検出電圧が発生する。一方、抵抗器
２４には平滑コンデンサ７の両端間電圧に比例した電圧
が発生している。これら両電圧を加算した電圧がシャン
トレギュレータ５６に供給される。このとき、この加算
電圧が第１の基準電圧よりも低いと、シャントレギュレ
ータ５６は非導通状態を維持する。しかし、加算電圧が
第１の基準電圧よりも大きいと、シャントレギュレータ
５６が導通し、ホトダイオード５１が強く光る。これが
ホトトランジスタ５２によって検出され、抵抗器５８の
両端に電圧が発生する。この電圧が、スイッチング用素
子駆動装置６２に供給され、発振回路６１の第２の基準
電圧と比較され、ＭＯＳＦＥＴのオン、オフ期間がＰＷ
Ｍ制御される。When a current flows through the discharge lamp 10, the resistor 20
Current flows to generate a current detection voltage. On the other hand, a voltage proportional to the voltage across the smoothing capacitor 7 is generated in the resistor 24. The sum of these two voltages is supplied to the shunt regulator 56. At this time, if the added voltage is lower than the first reference voltage, the shunt regulator 56 maintains the non-conductive state. However, when the added voltage is higher than the first reference voltage, the shunt regulator 56 conducts, and the photodiode 51 shines strongly. This is detected by the phototransistor 52, and a voltage is generated across the resistor 58. This voltage is supplied to the switching element driving device 62, and is compared with the second reference voltage of the oscillation circuit 61.
M is controlled.
【００３４】電流検出用の抵抗器２０の抵抗値をＲＳ、
この抵抗器２０に流れる電流をＩOとすると、この抵抗
器２０の両端間電圧は、ＲＳ・ＩO となる。また、放電
灯１０に印加される電圧をＶO とし、電圧検出用の抵抗
器２４の両端に発生する電圧と上記ＶO との比をＫとす
ると、電圧検出用の抵抗器２４の両端間電圧は、Ｋ・Ｖ
O となる。そして、シャントレギュレータ５６の第１の
基準電圧をＶref とすると、フィードバック制御が行わ
れているので、ＲＳ・ＩO 、Ｋ・ＶO 及びＶref の間に
は、数１で示す関係が成立する。The resistance value of the current detecting resistor 20 is represented by RS,
Assuming that the current flowing through the resistor 20 is I O , the voltage between both ends of the resistor 20 is RS · I O. Further, the voltage applied to the discharge lamp 10 and V O, when the ratio between the voltage and the V O generated across the resistor 24 for voltage detection and K, across resistor 24 for voltage detection The voltage is KV
It becomes O. If the first reference voltage of the shunt regulator 56 is V ref , the feedback control is performed, and therefore, the relationship expressed by Equation 1 is established between RS · I O , K · V O and V ref. I do.
【００３５】[0035]
【数１】Ｖref ＝ＲＳ・ＩO ＋Ｋ・ＶO ## EQU1 ## V ref = RS · I O + K · V O
【００３６】従って、放電灯１０の起動時に流れる短絡
電流をＩS とすると、ＩS は数１においてＶO ＝０とし
たときのＩO の値であるので、Ｖref ／ＲＳとなる。ま
た、放電灯１０の無負荷電圧をＶS とすると、ＶS は数
１においてＩO ＝０としたときのＶO であるので、Ｖ
ref ／Ｋとなる。即ち、図２の一点鎖線で示すように定
電力曲線に近似した特性を、この電源装置は示す。Therefore, assuming that the short-circuit current flowing when the discharge lamp 10 is started is I S , I s is the value of I O when V O = 0 in Equation 1, so that V ref / RS. Further, assuming that the no-load voltage of the discharge lamp 10 is V S , V S is V O when I O = 0 in Equation 1, and therefore V S
ref / K. In other words, this power supply device has characteristics approximating a constant power curve as shown by the dashed line in FIG.
【００３７】そして、放電灯１０の起動点灯時には、放
電灯１０の内部インピーダンスが小さいので、放電灯１
０には短絡電流ＩS が流れ、放電灯１０の内部インピー
ダンスの上昇と共に定格電力のＰ点に向かって電流が移
動していく。ところが、起動点灯時には放電灯１０の管
内圧力の安定性が悪く、放電灯１０の内部インピーダン
スが非常に大きくなることがある。その結果、放電灯１
０を流れる電流は、定格電力のときの定格電流Ｉr より
低下し、出力電圧ＶO が予め定めたＶａに達すると、ツ
ェナーダイオード２５がツェナー特性を示し、電圧検出
用抵抗器２４の両端間電圧ＫＶO を予め定めた一定電圧
とする。When the discharge lamp 10 is started and lit, the internal impedance of the discharge lamp 10 is small.
The short-circuit current I S flows through 0, and the current moves toward the point P of the rated power as the internal impedance of the discharge lamp 10 increases. However, at the time of start-up lighting, the stability of the pressure inside the tube of the discharge lamp 10 is poor, and the internal impedance of the discharge lamp 10 may be extremely large. As a result, the discharge lamp 1
Current through zero, lower than the rated current I r in the case of rated power, the output voltage V O reaches predetermined Va, a Zener diode 25 indicates a zener characteristic, across the voltage detecting resistor 24 The voltage KV O is a predetermined constant voltage.
【００３８】ＫＶO が一定であるので、フィードバック
制御によりＲＳ・ＩO が一定になるように制御が行われ
る。その結果、放電灯１０の出力電流ＩO も一定とな
る。従って、ツェナーダイオード２５を適切に選定する
ことによって、図２に示すように定格電流Ｉr の１／２
の電流１／２・Ｉr で定電流特性とすることができる。
このように、この電源装置では、起動点灯時の放電灯１
０の内部インピーダンスが高く変化しても、出力電流が
１／２・Ｉr よりも下がらないように、この電源装置で
は制御が行われて、放電灯１０のアークの立ち切れを防
止している。Since KV O is constant, control is performed by feedback control so that RS · I O is constant. As a result, the output current IO of the discharge lamp 10 also becomes constant. Accordingly, by appropriately selecting the Zener diode 25, the rated current I r as shown in FIG. 2 1/2
Can be in the current 1/2 · I r and a constant current characteristic.
As described above, in this power supply device, the discharge lamp 1 at the time of starting lighting is turned on.
It is varied high internal impedance of 0, so that the output current does not drop below 1/2 · I r, the power supply apparatus is controlled done, to prevent the falling out of the arc of the discharge lamp 10 .
【００３９】しかし、この状態では、１次巻線４１に誘
起される電圧、即ち平滑コンデンサ７の両端間の電圧
は、上述したように平滑コンデンサ３６の両端間電圧を
Ｎ１／Ｎ２倍したものであるので、上昇し、放電灯１０
の出力電圧も上昇していく。そこで、平滑コンデンサ３
６の両端間の電圧は、ホトダイオード５１、限流抵抗器
５３、シャントレギュレータ５６の電圧でもあるので、
シャントレギュレータ５６の出力側と基準電位側との間
の電圧を、ツェナーダイオード５６を設けることによっ
て、平滑コンデンサ３６の両端間電圧を一定にして、平
滑コンデンサ７の両端間電圧も一定にしようとしてい
る。However, in this state, the voltage induced in the primary winding 41, that is, the voltage across the smoothing capacitor 7 is obtained by multiplying the voltage across the smoothing capacitor 36 by N1 / N2 as described above. Because there is, the discharge lamp 10
Output voltage also rises. Therefore, the smoothing capacitor 3
6 is also the voltage of the photodiode 51, the current limiting resistor 53, and the shunt regulator 56,
By providing the Zener diode 56 for the voltage between the output side of the shunt regulator 56 and the reference potential side, the voltage between both ends of the smoothing capacitor 36 is made constant, and the voltage between both ends of the smoothing capacitor 7 is also made constant. .
【００４０】即ち、ホトダイオード５１の順方向電圧を
Ｖｐｈｃとする。ホトダイオード５１を順方向電圧で駆
動する際に限流抵抗器５３に流れる電流によってその両
端間に発生した電圧をＶｒとする。ツェナーダイオード
５６の電圧、即ちシャントレギュレータ５６の電圧をＶ
ｚｄとする。放電灯１０のインピーダンスが大きいと
き、特に無負荷のときには、放電灯１０の両端間電圧Ｖ
Ｍは、出力トランス４の１次巻線４１と２次巻線４２と
が同一極性であるので、数２で表される。That is, the forward voltage of the photodiode 51 is set to Vphc. When the photodiode 51 is driven by a forward voltage, a voltage generated between both ends by a current flowing through the current limiting resistor 53 is defined as Vr. The voltage of the Zener diode 56, that is, the voltage of the shunt regulator 56 is
zd. When the impedance of the discharge lamp 10 is large, particularly when there is no load, the voltage V across the discharge lamp 10
M is expressed by Equation 2 since the primary winding 41 and the secondary winding 42 of the output transformer 4 have the same polarity.
【００４１】[0041]
【数２】ＶＭ＝（Ｖｚｄ＋Ｖｒ＋Ｖｐｈｃ）Ｎ１／Ｎ２## EQU2 ## VM = (Vzd + Vr + Vphc) N1 / N2
【００４２】例えば、平滑コンデンサ３６の両端間電圧
が大きい場合、ホトダイオード５１を流れる電流は、平
滑コンデンサ３６の両端間電圧から、（Ｖｚｄ＋Ｖｐｈ
ｃ）を減算した電圧を限流抵抗器５３で除算した電流が
流れる。この電流に応じた光量でホトダイオード５１が
点灯し、抵抗器５８に発生した電圧に応じてＭＯＳＦＥ
Ｔ５がスイッチング素子用駆動装置６２によって制御さ
れ、平滑コンデンサ３６の両端間電圧が低下する。最終
的にはホトダイオード５１の順方向電圧を発生するのに
必要な電流が、ホトダイオード５１、限流抵抗器５３、
ツェナーダイオード５５を流れ、限流抵抗器５３の電圧
がＶｒとなる状態に制御される。For example, when the voltage between both ends of the smoothing capacitor 36 is large, the current flowing through the photodiode 51 is calculated from the voltage between both ends of the smoothing capacitor 36 by (Vzd + Vph).
The current obtained by dividing the voltage obtained by subtracting c) by the current limiting resistor 53 flows. The photodiode 51 is turned on with the light amount corresponding to this current, and the MOSFET is turned on according to the voltage generated at the resistor 58.
T5 is controlled by the switching element driving device 62, and the voltage across the smoothing capacitor 36 decreases. Eventually, the current required to generate a forward voltage of the photodiode 51 is generated by the photodiode 51, the current limiting resistor 53,
The current flowing through the Zener diode 55 is controlled so that the voltage of the current limiting resistor 53 becomes Vr.
【００４３】このように出力トランス４の２次巻線４２
の両端間電圧によって放電灯１０の出力電圧を制御する
ようにしているので、起動時のように放電灯１０のイン
ピーダンスが小さくなり、放電灯１０の両端間電圧が低
くなったとき、２次巻線４２に誘起される電圧も低くな
り、例えば負荷短絡の場合、シャントレギュレータ５６
が動作できなくなる。そこで、コンデンサ３６の電圧
が、負荷短絡等の状態でも維持できるように、３次巻線
４４、整流ダイオード３４によって平滑コンデンサ３６
を充電している。即ち、３次巻線４４には、ＭＯＳＦＥ
Ｔ５がオンのとき電圧が誘起される。２次巻線４２には
ＭＯＳＦＥＴ５がオフのとき電圧が誘起される。従っ
て、平滑コンデンサ３６は、２次巻線４２単独の場合よ
りも多く充電され、その平均電圧が、２次巻線４２単独
の場合よりも高くなり、シャントレギュレータ５６を負
荷短絡の場合でも動作させることができる。As described above, the secondary winding 42 of the output transformer 4
The output voltage of the discharge lamp 10 is controlled by the voltage between both ends of the discharge lamp 10. Therefore, when the impedance of the discharge lamp 10 becomes small as in the start-up and the voltage between both ends of the discharge lamp 10 becomes low, the secondary winding The voltage induced on line 42 is also low, for example, in the event of a load short, shunt regulator 56
Will not work. Therefore, the tertiary winding 44 and the rectifying diode 34 provide a smoothing capacitor 36 so that the voltage of the capacitor 36 can be maintained even in a state such as a load short circuit.
Is charging. That is, the tertiary winding 44 has a MOSFE
When T5 is on, a voltage is induced. When the MOSFET 5 is off, a voltage is induced in the secondary winding 42. Therefore, the smoothing capacitor 36 is charged more than when the secondary winding 42 is used alone, the average voltage becomes higher than when the secondary winding 42 is used alone, and the shunt regulator 56 operates even when the load is short-circuited. be able to.
【００４４】上記の実施の形態では、シャントレギュレ
ータ５６を比較演算手段として用いたが、図３に示すよ
うに演算増幅器８１を使用してもよい。この場合、第１
の基準電圧は、抵抗器８３、８４、８５とツェナーダイ
オード８６とによって設定され、演算増幅器８１の非反
転入力端子に供給される。また、加算信号は、演算増幅
器８１の反転入力端子に供給されている。また、加算信
号が第１の基準電圧よりも大きいとき、ホトダイオード
５１を流れる電流を演算増幅器８１の出力側に吸い込む
ように、演算増幅器８１の出力側にダイオード８２のカ
ソードが接続されている。このダイオード８２のアノー
ドは、ツェナーダイオード５５と抵抗器５３との接続点
に接続されている。In the above embodiment, the shunt regulator 56 is used as the comparison operation means. However, an operation amplifier 81 may be used as shown in FIG. In this case, the first
Is set by resistors 83, 84, 85 and a Zener diode 86, and supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 81. The addition signal is supplied to the inverting input terminal of the operational amplifier 81. The cathode of the diode 82 is connected to the output side of the operational amplifier 81 so that the current flowing through the photodiode 51 is sucked into the output side of the operational amplifier 81 when the sum signal is larger than the first reference voltage. The anode of the diode 82 is connected to a connection point between the Zener diode 55 and the resistor 53.
【００４５】また、上記の実施の形態では、インバータ
１１を設けたが、これを除去し、イグナイタ９及び限流
リアクトル８を介して平滑コンデンサ７の両端間電圧を
放電灯１０に供給してもよい。In the above-described embodiment, the inverter 11 is provided. However, the inverter 11 may be removed, and the voltage between both ends of the smoothing capacitor 7 may be supplied to the discharge lamp 10 via the igniter 9 and the current limiting reactor 8. Good.
【００４６】上記の実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ５と発
振回路６１とスイッチング素子用駆動装置６２とを用い
ているが、スイッチング素子とその制御装置とを内蔵し
たパワーＩＣを使用してもよい。このパワーＩＣの場
合、その制御端子に入力される電流が一定値になるよう
にＰＷＭ制御がその内部で行われる。In the above embodiment, the MOSFET 5, the oscillation circuit 61, and the switching device driver 62 are used. However, a power IC incorporating a switching device and its control device may be used. In the case of this power IC, PWM control is performed inside the power IC so that the current input to the control terminal becomes a constant value.
【００４７】上記の実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ５と発
振回路６１とスイッチング素子用駆動装置６２とを用い
ているが、図４に示すように出力トランス４の３次巻線
４３の出力電圧をホトトランジスタ５２を介して、ＭＯ
ＳＦＥＴ５のゲートに接続された自励発振しているトラ
ンジスタ１０１に供給して、これを制御して、フィード
バック制御してもよい。In the above embodiment, the MOSFET 5, the oscillation circuit 61, and the switching device driving device 62 are used. However, as shown in FIG. Through MO
The signal may be supplied to the self-excited oscillating transistor 101 connected to the gate of the SFET 5 and controlled to perform feedback control.
【００４８】また、上記の実施の形態では、整流回路２
の出力をそのまま平滑コンデンサ３に供給しているが、
整流回路２の出力側に高力率コンバータを設け、力率を
改善させてもよい。In the above embodiment, the rectifier circuit 2
Is supplied to the smoothing capacitor 3 as it is,
A high power factor converter may be provided on the output side of the rectifier circuit 2 to improve the power factor.
【００４９】[0049]
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、放電灯に印加される電圧を検出した電圧検出手段
の出力電圧と、放電灯を流れる電流を検出した電流検出
手段の出力電圧との加算値が、第１の基準電圧と等しく
なるように、スイッチング素子を制御手段によって制御
し、放電灯をほぼ定電力に制御している。そして、放電
灯のインピーダンスが高く、放電灯を流れる電流が少な
い状態でも、第１の定電圧素子を用いて、電圧検出手段
の出力電圧を一定にしているので、上記加算値が第１の
基準電圧と等しい状態を維持するように、即ち電流検出
手段の出力電圧が増加するように、放電灯に流れる電流
が増加させられる。従って、放電灯を流れる電流が一定
値に維持され、第１の定電圧素子を適切に選択すること
によって、放電灯のアーク切れを防止することができ
る。As described above, according to the first aspect of the present invention, the output voltage of the voltage detecting means detecting the voltage applied to the discharge lamp and the output voltage of the current detecting means detecting the current flowing through the discharge lamp are determined. The switching element is controlled by the control means so that the sum of the output voltage and the first reference voltage is equal to each other, and the discharge lamp is controlled to have substantially constant power. Even when the discharge lamp has a high impedance and the current flowing through the discharge lamp is small, the output voltage of the voltage detecting means is kept constant by using the first constant voltage element. The current flowing through the discharge lamp is increased so as to maintain the state equal to the voltage, that is, so as to increase the output voltage of the current detecting means. Therefore, the current flowing through the discharge lamp is maintained at a constant value, and by appropriately selecting the first constant voltage element, it is possible to prevent the arc of the discharge lamp from breaking.
【００５０】更に、上記加算値が、第１の基準電圧より
も大きいとき、比較演算手段が出力電圧を発生し、この
出力電圧に応じて駆動制御電圧発生手段が駆動制御電圧
を発生し、上記駆動制御電圧と第２の基準電圧とに応じ
て駆動制御手段が、上記スイッチング素子に上記駆動信
号を供給するの。そして、駆動制御電圧発生手段が、比
較演算手段と駆動制御手段とを電気的に絶縁しているの
で、ノイズ等に起因する誤動作を防止することができ
る。Further, when the added value is larger than the first reference voltage, the comparison operation means generates an output voltage, and the drive control voltage generation means generates a drive control voltage according to the output voltage. The drive control means supplies the drive signal to the switching element according to the drive control voltage and the second reference voltage. Since the drive control voltage generation means electrically insulates the comparison operation means from the drive control means, it is possible to prevent malfunction due to noise or the like.
【００５１】更に、上記駆動制御電圧発生手段への動作
電圧を、上記１次巻線とは逆極性に上記出力トランスに
設けた２次巻線に誘起された電圧を整流して得た直流電
圧から得ているので、この駆動制御電圧発生手段の動作
電圧の値に応じて１次巻線の電圧が変化し、放電灯に印
加される電圧が変化する。従って、上述したように放電
灯のインピーダンスが大きい場合には、放電灯に印加さ
れる電圧も大きくなるが、駆動制御電圧発生手段の入力
電圧を一定にするように第２の定電圧素子を設けている
ので、駆動制御電圧発生手段の動作電圧も一定になり、
放電灯に印加される電圧が上昇するのを防止できる。Further, the operating voltage to the drive control voltage generating means is changed to a DC voltage obtained by rectifying a voltage induced in a secondary winding provided in the output transformer in a polarity opposite to that of the primary winding. Therefore, the voltage of the primary winding changes according to the value of the operating voltage of the drive control voltage generating means, and the voltage applied to the discharge lamp changes. Therefore, when the impedance of the discharge lamp is high as described above, the voltage applied to the discharge lamp also increases, but the second constant voltage element is provided so as to keep the input voltage of the drive control voltage generation means constant. Therefore, the operating voltage of the drive control voltage generating means also becomes constant,
The voltage applied to the discharge lamp can be prevented from rising.
【００５２】更に、上記出力トランスの１次巻線と同極
性に上記出力トランスに３次巻線を設け、これに誘起さ
れた電圧を整流した直流電圧も駆動制御電圧発生手段に
供給しているので、放電灯のインピーダンスが小さくて
も、駆動制御電圧発生手段が正常に動作する。Further, a tertiary winding is provided on the output transformer with the same polarity as that of the primary winding of the output transformer, and a DC voltage obtained by rectifying the induced voltage is also supplied to the drive control voltage generating means. Therefore, even if the impedance of the discharge lamp is small, the drive control voltage generation means operates normally.
【図１】本発明による放電灯用電源装置の１実施の形態
のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a discharge lamp power supply device according to the present invention.
【図２】同実施の形態における電圧−電流特性図であ
る。FIG. 2 is a voltage-current characteristic diagram in the embodiment.
【図３】同実施の形態の変形例を示すブロック図であ
る。FIG. 3 is a block diagram showing a modification of the embodiment.
【図４】同実施の形態の別の変形例を示すブロック図で
ある。FIG. 4 is a block diagram showing another modification of the embodiment.
４ 出力トランス ４１ １次巻線 ４２ ２次巻線 ４３ ４４ ３次巻線 ５ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子） ６ フライバック特性の整流ダイオード １０ 放電灯 ２０ 抵抗器（電流検出手段） ２２ ２３ ２４ 抵抗器（電圧検出手段） ２５ ツェナーダイオード（第１の定電圧素子） ５０ ホトカプラー（駆動制御電圧発生手段） ５５ ツェナーダイオード（第２の定電圧素子） ５６ シャントレギュレータ（比較演算手段） ６３ スイッチング素子用駆動装置（駆動制御手段） Reference Signs List 4 output transformer 41 primary winding 42 secondary winding 43 44 tertiary winding 5 MOSFET (switching element) 6 rectifier diode with flyback characteristic 10 discharge lamp 20 resistor (current detecting means) 22 23 24 resistor (voltage (Detection means) 25 Zener diode (first constant voltage element) 50 Photocoupler (drive control voltage generation means) 55 Zener diode (second constant voltage element) 56 Shunt regulator (comparison operation means) 63 Driving device for switching element (drive) Control means)
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−179694（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−45390（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−13193（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−90392（ＪＰ，Ａ) 実開 昭55−50533（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭54−63976（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05B 41/282 H02M 1/08 301 H02M 3/28 H02M 7/06 H02M 7/48 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-3-179694 (JP, A) JP-A-7-45390 (JP, A) JP-A-6-13193 (JP, A) JP-A-59-193 90392 (JP, A) Japanese Utility Model Showa 55-50533 (JP, U) Japanese Utility Model Showa 54-63976 (JP, U) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H05B 41/282 H02M 1 / 08 301 H02M 3/28 H02M 7/06 H02M 7/48
Claims (1)
１次巻線と直列に接続されたスイッチング素子とを、具
え、直流電源が接続される直列回路と、 上記１次巻線と上記スイッチング素子との接続点に一端
が接続された、フライバック特性の出力整流ダイオード
と、 上記出力整流ダイオードにより整流されて放電灯に印加
される出力電圧を、検出し、直列接続された複数の抵抗
器を有する電圧検出手段と、 上記抵抗器と直列に接続され、上記放電灯に流れる電流
を電圧に変換して検出する電流検出手段と、 上記電圧検出手段の出力電圧及び上記電流検出手段の出
力電圧を、加算した加算信号が、第１の基準電圧に等し
くなるように、上記スイッチング素子を制御する制御手
段と、 上記電圧検出手段に、その出力電圧を一定にするように
設けられた第１の定電圧素子とを、 具備し、 上記制御手段が、上記加算信号と上記第１の基準電圧と
を比較演算し、出力電圧を発生する比較演算手段と、こ
の比較演算手段からの出力電圧を入力し、上記スイッチ
ング素子に駆動信号を供給する駆動手段とを、含み、 この駆動手段が、上記比較演算手段からの出力電圧に応
じて駆動制御電圧を発生する駆動制御電圧発生手段と、
上記駆動制御電圧と第２の基準電圧とに応じて上記スイ
ッチング素子に上記駆動信号を供給する駆動制御手段と
を、具備し、上記駆動制御電圧発生手段が、上記比較演
算手段と上記駆動制御手段とを電気的に絶縁し、 上記駆動制御電圧発生手段への動作電圧を、上記１次巻
線とは逆極性に上記出力トランスに設けた２次巻線に誘
起された電圧を整流した直流電圧から得て、上記駆動制
御電圧発生手段にその入力電圧を一定にする第２の定電
圧素子を設け、 上記駆動制御電圧発生手段への動作電圧として、上記出
力トランスの１次巻線と同極性に上記出力トランスに設
けた３次巻線に誘起された電圧を整流した直流電圧も供
給される放電灯用電源装置。An output transformer having a primary winding; a switching element connected in series with the primary winding; a series circuit to which a DC power supply is connected; An output rectifier diode having a flyback characteristic, one end of which is connected to a connection point with the switching element; and an output voltage rectified by the output rectifier diode and applied to the discharge lamp, and a plurality of resistors connected in series. Voltage detecting means having a detector; current detecting means connected in series with the resistor to convert a current flowing through the discharge lamp into a voltage and detecting the voltage; output voltage of the voltage detecting means and output of the current detecting means Control means for controlling the switching element such that an addition signal obtained by adding the voltages becomes equal to the first reference voltage; and a voltage detection means for setting the output voltage to be constant. A first constant voltage element, wherein the control means performs a comparison operation between the addition signal and the first reference voltage to generate an output voltage; and And a drive unit for receiving a drive signal to the switching element, the drive unit generating a drive control voltage according to the output voltage from the comparison operation unit. When,
Drive control means for supplying the drive signal to the switching element in accordance with the drive control voltage and the second reference voltage, wherein the drive control voltage generation means includes the comparison operation means and the drive control means And a DC voltage obtained by rectifying an operating voltage to the drive control voltage generating means with a polarity opposite to that of the primary winding and a voltage induced in a secondary winding provided in the output transformer. The drive control voltage generating means is provided with a second constant voltage element for making the input voltage constant, and the operating voltage to the drive control voltage generating means is the same polarity as the primary winding of the output transformer. And a DC voltage obtained by rectifying a voltage induced in a tertiary winding provided in the output transformer.
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| JP34770095A JP3242314B2 (en) | 1995-12-14 | 1995-12-14 | Power supply unit for discharge lamp |
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|---|---|---|---|---|
| JP2002299096A (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-11 | Mitsubishi Electric Corp | Discharge lamp lighting device |
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1995
- 1995-12-14 JP JP34770095A patent/JP3242314B2/en not_active Expired - Fee Related
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