JP3182066B2 - Signal transmission circuit - Google Patents

Signal transmission circuit

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JP3182066B2
JP3182066B2 JP32164195A JP32164195A JP3182066B2 JP 3182066 B2 JP3182066 B2 JP 3182066B2 JP 32164195 A JP32164195 A JP 32164195A JP 32164195 A JP32164195 A JP 32164195A JP 3182066 B2 JP3182066 B2 JP 3182066B2
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、与えられた多ビッ
トの2値信号を、対応する本数の信号線へ伝送するため
の信号伝送回路に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a signal transmission circuit for transmitting a given multi-bit binary signal to a corresponding number of signal lines.

【0002】[0002]

【従来の技術】高い入力インピーダンスと、低い出力イ
ンピーダンスとを有するバッファがよく知られている。
例えば、マイクロプロセッサシステムでは、与えられた
Nビットの2値信号をN本の信号線で構成されたバスへ
伝送するための出力バッファが多用される。ここに、N
は3以上の整数であり、例えばN=8,16,32,6
4等である。
2. Description of the Related Art Buffers having high input impedance and low output impedance are well known.
For example, in a microprocessor system, an output buffer for transmitting a given N-bit binary signal to a bus including N signal lines is frequently used. Where N
Is an integer of 3 or more, for example, N = 8, 16, 32, 6
4th magnitude.

【0003】図9は、従来の多ビット・スリーステート
出力バッファの構成を示している。図9の出力バッファ
5は、各々CMOSインバータを備えたN個の反転バッ
ファ6で構成されている。DI1〜DINは与えられた
Nビットの入力2値信号を、ENはイネーブル信号を、
7.1〜7.Nはバスを構成するN本の信号線を、DO
1〜DONはNビットの出力2値信号をそれぞれ示して
いる。1個の反転バッファ6は、イネーブル信号ENの
論理レベルが“H”である場合には、Nビットの入力2
値信号DI1〜DINのうちの対応する1ビットの2値
信号DI1の論理レベルを反転して得られた2値信号D
O1をN本の信号線7.1〜7.Nのうちの対応する信
号線7.1へ出力するように該信号線7.1を駆動し、
イネーブル信号ENの論理レベルが“L”である場合に
は、対応する信号線7.1への出力をハイインピーダン
ス状態にするものである。他のN−1個の反転バッファ
6の機能も同様である。なお、N本の信号線7.1〜
7.Nは、それぞれ浮遊容量Cを有するものとする。
FIG. 9 shows a configuration of a conventional multi-bit three-state output buffer. The output buffer 5 of FIG. 9 includes N inverting buffers 6 each having a CMOS inverter. DI1 to DIN are given N-bit input binary signals, EN is an enable signal,
7.1-7. N denotes N signal lines constituting a bus, DO
1 to DON indicate N-bit output binary signals, respectively. When the logic level of the enable signal EN is “H”, one inversion buffer 6 has an N-bit input 2.
A binary signal D obtained by inverting the logical level of the corresponding one-bit binary signal DI1 among the value signals DI1 to DIN
O1 is connected to N signal lines 7.1 to 7. Driving said signal line 7.1 to output to the corresponding signal line 7.1 of N;
When the logic level of the enable signal EN is "L", the output to the corresponding signal line 7.1 is set to a high impedance state. The functions of the other N-1 inversion buffers 6 are the same. The N signal lines 7.1 to 7.1
7. N each has a stray capacitance C.

【0004】図9の出力バッファ5によれば、イネーブ
ル信号ENの論理レベルが“H”である場合には、N個
の反転バッファ6の各々がN本の信号線7.1〜7.N
のうちの対応する1本の信号線を駆動する。この際、各
反転バッファ6は、与えられた1ビットの入力2値信号
の論理レベルが“L”から“H”に遷移すると、出力2
値信号の論理レベルを“H”から“L”へ遷移させるよ
うに、容量Cに蓄えられていた電荷を接地電源Vssへ流
す。また、各反転バッファ6は、与えられた1ビットの
入力2値信号の論理レベルが“H”から“L”に遷移す
ると、出力2値信号の論理レベルを“L”から“H”へ
遷移させるように、正電源Vddから容量Cへ充電電流を
供給する。つまり、Nビットの入力2値信号DI1〜D
INのうちのnビット(n≦N)の2値信号の論理レベ
ルがそれぞれ“H”から“L”に遷移するとき、n個の
容量Cの各々の端子電圧が初期電圧Vc (Vc =0V)
から“H”レベルの電圧Vddまで上昇するように、正電
源Vddから、式(1)で表されるエネルギの総量Et
供給される。すなわち、 Et =Er +Ec −Ec0 …(1) である。ここに、Er は配線の抵抗によりジュール熱と
なって消散するエネルギ、Ec は“H”レベルの電圧V
ddを有するn個の容量Cがもつエネルギ、Ec0は初期電
圧Vc を有するn個の容量Cがもつエネルギであって、 Er =nC(Vdd−Vc 2 /2 Ec =nCVdd 2 /2 Ec0=nCVc 2 /2 …(2) である。式(1)及び式(2)より、 Et =nCVdd(Vdd−Vc ) …(3) である。上例ではVc =0Vであるから、正電源Vdd
消費エネルギEt は、 Et =nCVdd 2 …(4) である。
According to the output buffer 5 of FIG. 9, when the logic level of the enable signal EN is "H", each of the N inversion buffers 6 has N signal lines 7.1 to 7.. N
Drive one corresponding signal line. At this time, when the logical level of the applied 1-bit input binary signal transitions from “L” to “H”, each inversion buffer 6 outputs
The electric charge stored in the capacitor C flows to the ground power supply V ss so that the logic level of the value signal changes from “H” to “L”. When the logical level of a given 1-bit input binary signal changes from “H” to “L”, each inverting buffer 6 changes the logical level of the output binary signal from “L” to “H”. The charging current is supplied from the positive power supply Vdd to the capacitor C so as to cause the charging. That is, N-bit input binary signals DI1 to D1
When the logical level of the n-bit (n ≦ N) binary signal of IN transitions from “H” to “L”, the terminal voltage of each of the n capacitors C changes to the initial voltage V c (V c = 0V)
To rise to "H" level voltage V dd from the positive supply V dd, the total E t of the energy of the formula (1) is supplied. That is, E t = E r + E c -E c0 ... (1). Here, E r is the energy dissipated by a Joule heat by the resistance of the wiring, E c is "H" level voltage V
n pieces of capacitor energy C has with dd, E c0 is an energy with n number of capacitor C with an initial voltage V c, E r = nC ( V dd -V c) 2/2 E c = nCV dd 2/2 E c0 = nCV c 2/2 ... is (2). From equation (1) and (2), it is E t = nCV dd (V dd -V c) ... (3). Since in the above example is V c = 0V, the energy consumption E t of the positive power supply V dd is E t = nCV dd 2 ... ( 4).

【0005】[0005]

【発明が解決しようとする課題】上記従来の技術によれ
ば、式(4)から判るように、正電源Vddの消費エネル
ギは、上記ビット数nや浮遊容量Cに比例して増大す
る。正電源Vddの単位時間あたりの消費エネルギすなわ
ち消費電力は、回路の動作周波数fに比例して増大す
る。
According to the above prior art, as can be seen from equation (4), the energy consumption of the positive power supply Vdd increases in proportion to the number of bits n and the stray capacitance C. The energy consumption of the positive power supply Vdd per unit time, that is, power consumption, increases in proportion to the operating frequency f of the circuit.

【0006】複数個のLSI(大規模集積回路)で構成
されたシステムでは、LSI間のバスを構成するN本の
長い信号線の各々がもつ浮遊容量Cは、10〜20pF
にも達する。また、システムの高性能化に伴なってバス
幅Nや動作周波数fが増大する傾向にある。したがっ
て、上記従来の技術によれば、出力バッファにおける消
費電力が問題となる。各LSIの中の内部バスを介した
回路ブロック間の信号伝送についても同様である。
In a system composed of a plurality of LSIs (large-scale integrated circuits), the stray capacitance C of each of N long signal lines constituting a bus between the LSIs is 10 to 20 pF.
Also reach. In addition, the bus width N and the operating frequency f tend to increase as the performance of the system increases. Therefore, according to the above-described conventional technique, power consumption in the output buffer becomes a problem. The same applies to signal transmission between circuit blocks via an internal bus in each LSI.

【0007】本発明の目的は、信号伝送回路における消
費電力を低減することにある。
An object of the present invention is to reduce power consumption in a signal transmission circuit.

【0008】[0008]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の信号伝送回路は、N本(Nは3以上の整
数)の信号線のうちの論理レベルが“L”から“H”へ
遷移しようとしているn本の信号線と、論理レベルが
“H”から“L”へ遷移しようとしているm本の信号線
とを全て各々スイッチを介して1本の共通線に接続する
ことによって、論理レベルが“L”から“H”へ遷移し
ようとしているn本の信号線の電圧を電力消費なしに中
間電圧Vc (0<Vc <Vdd)まで引き上げた後に、該
n本の信号線の電圧を中間電圧Vc から“H”レベルの
電圧Vddまで更に引き上げるためのエネルギの供給を各
々バッファで実現することとしたものである。
In order to achieve the above object, a signal transmission circuit according to the present invention provides a signal transmission circuit in which a logical level of N signal lines (N is an integer of 3 or more) is changed from "L" to "H". All of the n signal lines about to transition to "L" and the m signal lines about to transition from "H" to "L" are connected to one common line via switches. Thus, the voltage of the n signal lines whose logic level is about to transition from “L” to “H” is raised to the intermediate voltage V c (0 <V c <V dd ) without power consumption. in which it was decided to implement in each buffer supply of energy for further raising the voltage of the signal line from the intermediate voltage V c to the "H" level of the voltage V dd.

【0009】本発明の信号伝送回路によれば、論理レベ
ルが“H”から“L”へ遷移しようとしているm本の信
号線の各々の浮遊容量に蓄えられた電荷を有効利用する
ことにより、論理レベルが“L”から“H”へ遷移しよ
うとしているn本の信号線の電圧が電力消費なしに中間
電圧Vc まで引き上げられる。消費電力は、n本の信号
線の電圧を中間電圧Vc から“H”レベルの電圧Vdd
で引き上げる際にのみ生じる。この消費電力は、n本の
信号線の電圧を“L”レベルの電圧すなわち0Vから
“H”レベルの電圧Vddまで上げるのに要する消費電力
に比べて明らかに小さい。
According to the signal transmission circuit of the present invention, by effectively utilizing the charge stored in the floating capacitance of each of the m signal lines whose logic level is about to transition from “H” to “L”, logic level voltages of the n signal lines from "L" trying to transition to "H" is pulled without power consumption to an intermediate voltage V c. Power occurs only when pulling up the voltage of the n signal lines from the intermediate voltage V c to the "H" level of the voltage V dd. This power consumption is clearly smaller than the power consumption required to raise the voltage of the n signal lines from the “L” level voltage, that is, 0 V, to the “H” level voltage Vdd .

【0010】[0010]

【発明の実施の形態】以下、本発明に係る信号伝送回路
の具体例について、図面を参照しながら説明する。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A specific example of a signal transmission circuit according to the present invention will be described below with reference to the drawings.

【0011】図1は、マイクロプロセッサシステムの一
構成例を示している。図1のシステムは、1個のLSI
として構成されたプロセッサ10と、各々1個のLSI
として構成された2個のメモリ20とを備えている。図
1には、これら3個のLSIを互いに接続するようにN
本の信号線で構成されたデータバス30が示されてい
る。ここに、Nは3以上の整数であり、例えばN=8,
16,32,64等である。アドレスバスやコントロー
ルバスは、図示が省略されている。
FIG. 1 shows a configuration example of a microprocessor system. The system in FIG. 1 has one LSI
, And one LSI each
And two memories 20 configured as In FIG. 1, N is connected so that these three LSIs are connected to each other.
A data bus 30 composed of the signal lines is shown. Here, N is an integer of 3 or more, for example, N = 8,
16, 32, 64, etc. The illustration of the address bus and the control bus is omitted.

【0012】プロセッサ10は、その中核部分としての
MPUコア11と、データバス30から与えられたNビ
ットの2値信号をMPUコア11へ伝送するための入力
バッファ12と、MPUコア11から与えられたNビッ
トの2値信号をデータバス30へ伝送するための出力バ
ッファ13とを備えている。入力バッファ12及び出力
バッファ13は1個の双方向バスバッファを構成してお
り、出力バッファ13はスリーステートバッファであ
る。
The processor 10 has an MPU core 11 as a core part thereof, an input buffer 12 for transmitting an N-bit binary signal provided from the data bus 30 to the MPU core 11, and a processor provided from the MPU core 11. And an output buffer 13 for transmitting the N-bit binary signal to the data bus 30. The input buffer 12 and the output buffer 13 constitute one bidirectional bus buffer, and the output buffer 13 is a three-state buffer.

【0013】各メモリ20は、その中核部分としてのメ
モリコア21と、データバス30から与えられたNビッ
トの2値信号をメモリコア21へ伝送するための入力バ
ッファ22と、メモリコア21から与えられたNビット
の2値信号をデータバス30へ伝送するための出力バッ
ファ23とを備えている。入力バッファ22及び出力バ
ッファ23は1個の双方向バスバッファを構成してお
り、出力バッファ23はスリーステートバッファであ
る。
Each memory 20 has a memory core 21 as a core portion thereof, an input buffer 22 for transmitting an N-bit binary signal provided from a data bus 30 to the memory core 21, and a memory core 21 provided from the memory core 21. And an output buffer 23 for transmitting the received N-bit binary signal to the data bus 30. The input buffer 22 and the output buffer 23 constitute one bidirectional bus buffer, and the output buffer 23 is a three-state buffer.

【0014】図2は、図1中のプロセッサ10が有する
出力バッファ13の内部構成例を示している。図2にお
いて、DI1〜DINはMPUコア11から与えられた
Nビットの入力2値信号を、ENは出力バッファ13に
与えられたイネーブル信号を、CLKは出力バッファ1
3に与えられたクロック信号を、30.1〜30.Nは
データバス30を構成するN本の信号線を、DO1〜D
ONはNビットの出力2値信号をそれぞれ示している。
N本の信号線30.1〜30.Nは、それぞれ浮遊容量
Cを有するものとする。図2の出力バッファ13は、N
個の単位回路40.1〜40.Nと、1本の共通線44
と、与えられたクロック信号CLKから第1のクロック
信号XCLK、第2のクロック信号ICLK及び第3の
クロック信号YCLKを生成するための1個のクロック
発生器45と、第3のクロック信号YCLKに応答して
共通線44を接地するための1個のNMOSトランジス
タ46とを備えている。
FIG. 2 shows an example of the internal configuration of the output buffer 13 included in the processor 10 in FIG. 2, DI1 to DIN are N-bit input binary signals supplied from the MPU core 11, EN is an enable signal supplied to the output buffer 13, and CLK is an output buffer 1
3. The clock signal given to 3. N denotes N signal lines constituting the data bus 30 and DO1 to D
ON indicates an N-bit output binary signal.
N signal lines 30.1 to 30. N each has a stray capacitance C. The output buffer 13 of FIG.
Unit circuits 40.1 to 40. N and one common line 44
And one clock generator 45 for generating a first clock signal XCLK, a second clock signal ICLK, and a third clock signal YCLK from the applied clock signal CLK, and a third clock signal YCLK. A single NMOS transistor 46 for responsively grounding the common line 44.

【0015】N個の単位回路40.1〜40.Nの各々
は、反転バッファ41と、スイッチ42と、制御回路4
3とを備えている。第1の単位回路40.1について説
明すると、反転バッファ41は、第1の制御信号CT1
aの論理レベルが“H”である場合には、Nビットの入
力2値信号DI1〜DINのうちの対応する1ビットの
2値信号DI1の論理レベルを反転して得られた2値信
号DO1をN本の信号線30.1〜30.Nのうちの対
応する信号線30.1へ出力するように該信号線30.
1を駆動し、第1の制御信号CT1aの論理レベルが
“L”である場合には、対応する信号線30.1への出
力をハイインピーダンス状態にするものである。スイッ
チ42は、信号線30.1と共通線44との間に介在
し、第2の制御信号CT1bの論理レベルが“H”であ
る場合に閉じ、第2の制御信号CT1bの論理レベルが
“L”である場合に開くものである。制御回路43は、
入力2値信号DI1、イネーブル信号EN、第1のクロ
ック信号XCLK、第2のクロック信号ICLK及び第
3のクロック信号YCLKから、第1及び第2の制御信
号CT1a,CT1bを生成するものである。第2〜第
Nの単位回路40.2〜40.Nの各々の内部構成も同
様である。図2において、CT2a及びCT2bは第2
の単位回路40.2の中の第1及び第2の制御信号を、
CTNa及びCTNbは第Nの単位回路40.Nの中の
第1及び第2の制御信号をそれぞれ示している。
[0015] N unit circuits 40.1 to 40. N includes an inversion buffer 41, a switch 42, and a control circuit 4
3 is provided. The first unit circuit 40.1 will be described. The inversion buffer 41 controls the first control signal CT1
When the logic level of “a” is “H”, the binary signal DO1 obtained by inverting the logic level of the corresponding 1-bit binary signal DI1 among the N-bit input binary signals DI1 to DIN. To N signal lines 30.1 to 30. N so as to output to the corresponding one of the signal lines 30.1.
1 is driven, and when the logic level of the first control signal CT1a is "L", the output to the corresponding signal line 30.1 is set to a high impedance state. The switch 42 is interposed between the signal line 30.1 and the common line 44 and is closed when the logic level of the second control signal CT1b is “H”, and the logic level of the second control signal CT1b is “H”. L "is opened. The control circuit 43
The first and second control signals CT1a and CT1b are generated from the input binary signal DI1, the enable signal EN, the first clock signal XCLK, the second clock signal ICLK, and the third clock signal YCLK. Second to Nth unit circuits 40.2 to 40. The same applies to the internal configuration of each of N. In FIG. 2, CT2a and CT2b are the second
The first and second control signals in the unit circuit 40.2.
CTNa and CTNb are the Nth unit circuits 40. N shows first and second control signals, respectively.

【0016】図3は、図2中のクロック発生器45の内
部構成を示している。図3のクロック発生器45は、2
個のインバータ51,52と、1個の遅延回路53と、
1個のORゲート54とで構成されている。1個のイン
バータ51は、クロック発生器45に与えられたクロッ
ク信号CLKの論理レベルを反転させることにより、第
1のクロック信号XCLKを生成する。他の1個のイン
バータ52は、第1のクロック信号XCLKの論理レベ
ルを反転させることにより、第2のクロック信号ICL
Kを生成する。第2のクロック信号ICLKは、クロッ
ク発生器45に与えられたクロック信号CLKと同相で
ある。遅延回路53は、第2のクロック信号ICLKを
一定時間だけ遅延させて得られた遅延クロック信号をO
Rゲート54へ供給するものである。ORゲート54
は、第1のクロック信号XCLKと遅延回路53から供
給された遅延クロック信号とから、第3のクロック信号
YCLKを生成するものである。
FIG. 3 shows the internal configuration of the clock generator 45 in FIG. The clock generator 45 in FIG.
Inverters 51 and 52, one delay circuit 53,
It is composed of one OR gate 54. One inverter 51 generates the first clock signal XCLK by inverting the logic level of the clock signal CLK supplied to the clock generator 45. The other one of the inverters 52 inverts the logic level of the first clock signal XCLK to thereby generate the second clock signal ICL.
Generate K. The second clock signal ICLK has the same phase as the clock signal CLK supplied to the clock generator 45. The delay circuit 53 converts the delayed clock signal obtained by delaying the second clock signal ICLK by a certain time
This is supplied to the R gate 54. OR gate 54
Generates a third clock signal YCLK from the first clock signal XCLK and the delayed clock signal supplied from the delay circuit 53.

【0017】図4は、図2中の第1の単位回路40.1
の中の制御回路43の内部構成を示している。図4の制
御回路43は、マスターフリップフロップ61とスレー
ブフリップフロップ62とで構成された1個のラッチ6
3と、1個のイクスクルーシブNORゲート64と、1
個のORゲート65と、1個のインバータ66と、2個
のANDゲート67,68とを備えている。マスターフ
リップフロップ61は、第1のCMOSスイッチを構成
するPMOSトランジスタ71及びNMOSトランジス
タ72と、2個のインバータ73,74と、第2のCM
OSスイッチを構成するPMOSトランジスタ75及び
NMOSトランジスタ76とで構成されている。スレー
ブフリップフロップ62は、第3のCMOSスイッチを
構成するPMOSトランジスタ81及びNMOSトラン
ジスタ82と、2個のインバータ83,84と、第4の
CMOSスイッチを構成するPMOSトランジスタ85
及びNMOSトランジスタ86とで構成されている。第
1のCMOSスイッチのPMOSトランジスタ71、第
2のCMOSスイッチのNMOSトランジスタ76、第
3のCMOSスイッチのNMOSトランジスタ82及び
第4のCMOSスイッチのPMOSトランジスタ85の
各々のゲートには、第1のクロック信号XCLKが供給
される。また、第1のCMOSスイッチのNMOSトラ
ンジスタ72、第2のCMOSスイッチのPMOSトラ
ンジスタ75、第3のCMOSスイッチのPMOSトラ
ンジスタ81及び第4のCMOSスイッチのNMOSト
ランジスタ86の各々のゲートには、第2のクロック信
号ICLKが供給される。
FIG. 4 shows the first unit circuit 40.1 in FIG.
2 shows the internal configuration of the control circuit 43. The control circuit 43 of FIG. 4 includes a single latch 6 composed of a master flip-flop 61 and a slave flip-flop 62.
3 and one exclusive NOR gate 64 and 1
There are provided two OR gates 65, one inverter 66, and two AND gates 67 and 68. The master flip-flop 61 includes a PMOS transistor 71 and an NMOS transistor 72 constituting a first CMOS switch, two inverters 73 and 74, and a second CM.
It is composed of a PMOS transistor 75 and an NMOS transistor 76 constituting an OS switch. The slave flip-flop 62 includes a PMOS transistor 81 and an NMOS transistor 82 forming a third CMOS switch, two inverters 83 and 84, and a PMOS transistor 85 forming a fourth CMOS switch.
And an NMOS transistor 86. The gate of each of the PMOS transistor 71 of the first CMOS switch, the NMOS transistor 76 of the second CMOS switch, the NMOS transistor 82 of the third CMOS switch, and the PMOS transistor 85 of the fourth CMOS switch has a first clock. The signal XCLK is supplied. The gate of each of the NMOS transistor 72 of the first CMOS switch, the PMOS transistor 75 of the second CMOS switch, the PMOS transistor 81 of the third CMOS switch, and the NMOS transistor 86 of the fourth CMOS switch is connected to the second gate. Clock signal ICLK is supplied.

【0018】図4において、与えられた1ビットの入力
2値信号DI1は、PMOSトランジスタ71及びNM
OSトランジスタ72で構成された第1のCMOSスイ
ッチを介してインバータ73の入力(ノードN1)へ供
給される。インバータ73の出力(ノードN2)は、イ
ンバータ74と、PMOSトランジスタ75及びNMO
Sトランジスタ76で構成された第2のCMOSスイッ
チとを介して、インバータ73の入力(ノードN1)へ
フィードバックされる。また、インバータ73の出力
(ノードN2)は、PMOSトランジスタ81及びNM
OSトランジスタ82で構成された第3のCMOSスイ
ッチを介して、インバータ83の入力(ノードN3)へ
供給される。インバータ83の出力(ノードN4)は、
インバータ84と、PMOSトランジスタ85及びNM
OSトランジスタ86で構成された第4のCMOSスイ
ッチとを介して、インバータ83の入力(ノードN3)
へフィードバックされる。
In FIG. 4, a given 1-bit input binary signal DI1 is supplied to a PMOS transistor 71 and an NM
The signal is supplied to the input (node N1) of the inverter 73 via the first CMOS switch constituted by the OS transistor 72. The output (node N2) of the inverter 73 is connected to the inverter 74, the PMOS transistor 75 and the NMO
The signal is fed back to the input (node N1) of the inverter 73 via the second CMOS switch constituted by the S transistor 76. The output (node N2) of the inverter 73 is connected to the PMOS transistor 81 and NM
The signal is supplied to the input (node N3) of the inverter 83 via the third CMOS switch constituted by the OS transistor 82. The output of the inverter 83 (node N4) is
Inverter 84, PMOS transistor 85 and NM
The input of the inverter 83 (the node N3) via the fourth CMOS switch constituted by the OS transistor 86
Is fed back to

【0019】イクスクルーシブNORゲート64は、マ
スターフリップフロップ61の中のインバータ73の入
力(ノードN1)の論理レベルとスレーブフリップフロ
ップ62の中のインバータ83の出力(ノードN4)の
論理レベルとが一致した場合には“H”の論理レベルを
有する一致信号CNC1を、不一致の場合には“L”の
論理レベルを有する一致信号CNC1をORゲート65
へ供給するものである。ORゲート65は、第3のクロ
ック信号YCLKと一致信号CNC1とから、基本制御
信号CNT1を生成する。基本制御信号CNT1は、一
方のANDゲート67へそのまま供給されるとともに、
インバータ66を介して他のANDゲート68へも供給
される。ANDゲート67は、イネーブル信号ENと基
本制御信号CNT1とから、第1の制御信号CT1aを
生成する。ANDゲート68は、イネーブル信号ENと
基本制御信号CNT1の反転信号とから、第2の制御信
号CT1bを生成する。
The exclusive NOR gate 64 has the logic level of the input (node N1) of the inverter 73 in the master flip-flop 61 and the logic level of the output (node N4) of the inverter 83 in the slave flip-flop 62. An OR gate 65 outputs a match signal CNC1 having a logic level of "H" when they match, and a match signal CNC1 having a logic level of "L" when they do not match.
To be supplied to The OR gate 65 generates a basic control signal CNT1 from the third clock signal YCLK and the coincidence signal CNC1. The basic control signal CNT1 is supplied to one AND gate 67 as it is,
The signal is also supplied to another AND gate 68 via the inverter 66. The AND gate 67 generates a first control signal CT1a from the enable signal EN and the basic control signal CNT1. The AND gate 68 generates a second control signal CT1b from the enable signal EN and an inverted signal of the basic control signal CNT1.

【0020】図2中の第2〜第Nの単位回路40.2〜
40.Nの各々の中の制御回路43の内部構成も、図4
の構成と同様である。
The second to Nth unit circuits 40.2 to 40.2 in FIG.
40. N also shows the internal configuration of the control circuit 43 in each of FIG.
The configuration is the same as that described above.

【0021】図5は、図2中の第1の単位回路40.1
の中の反転バッファ41及びスイッチ42の各々の内部
構成を示している。反転バッファ41は、2個のPMO
Sトランジスタ91,92と、2個のNMOSトランジ
スタ93,94と、1個のインバータ95とで構成され
ている。2個のPMOSトランジスタ91,92は、正
電源Vddと信号線30.1との間に介在し、かつ互いに
直列に接続されている。2個のNMOSトランジスタ9
3,94は、信号線30.1と接地電源Vssとの間に介
在し、かつ互いに直列に接続されている。与えられた1
ビットの入力2値信号DI1は、1個のCMOSインバ
ータを構成するPMOSトランジスタ92及びNMOS
トランジスタ93の各々のゲートへ供給される。第1の
制御信号CT1aは、NMOSトランジスタ94のゲー
トへそのまま供給されるとともに、インバータ95を介
してPMOSトランジスタ91のゲートへも供給され
る。スイッチ42は、信号線30.1と共通線44との
間に介在した1個のCMOSスイッチを構成するPMO
Sトランジスタ101及びNMOSトランジスタ102
と、1個のインバータ103とで構成される。第2の制
御信号CT1bは、NMOSトランジスタ102のゲー
トへそのまま供給されるとともに、インバータ103を
介してPMOSトランジスタ101のゲートへも供給さ
れる。
FIG. 5 shows the first unit circuit 40.1 in FIG.
2 shows the internal configuration of each of the inversion buffer 41 and the switch 42. The inversion buffer 41 has two PMOs.
It is composed of S transistors 91 and 92, two NMOS transistors 93 and 94, and one inverter 95. The two PMOS transistors 91 and 92 are interposed between the positive power supply Vdd and the signal line 30.1, and are connected in series with each other. Two NMOS transistors 9
3, 94 are interposed between the signal line 30.1 and the ground power supply V ss and are connected in series with each other. Given 1
The bit input binary signal DI1 is composed of a PMOS transistor 92 and an NMOS which constitute one CMOS inverter.
The signal is supplied to each gate of the transistor 93. The first control signal CT1a is supplied to the gate of the NMOS transistor 94 as it is, and is also supplied to the gate of the PMOS transistor 91 via the inverter 95. The switch 42 is a PMO constituting one CMOS switch interposed between the signal line 30.1 and the common line 44.
S transistor 101 and NMOS transistor 102
And one inverter 103. The second control signal CT1b is supplied to the gate of the NMOS transistor 102 as it is, and is also supplied to the gate of the PMOS transistor 101 via the inverter 103.

【0022】図2中の第2〜第Nの単位回路40.2〜
40.Nの各々の中の反転バッファ41及びスイッチ4
2の内部構成も、図5の構成と同様である。
The second to Nth unit circuits 40.2 to 40.2 in FIG.
40. N and inverting buffer 41 and switch 4 in each of N
2 has the same internal configuration as that of FIG.

【0023】図6は、図2の出力バッファ13の中の第
1の単位回路40.1の動作を示している。第2のクロ
ック信号ICLKの立ち上がり時刻をtn-1 (図示せ
ず)、tn 及びtn+1 とする。図3中の遅延回路53に
おける遅延時間をTとすると、第3のクロック信号YC
LKは、各時刻tn-1 (不図示),tn ,tn+1 に立ち
下がり、該立ち下がり時点から各々時間Tの経過後に立
ち上がる。図6に示された入力2値信号DI1の論理レ
ベルは、時刻tn-1 (不図示)と時刻tn との間に
“L”から“H”に遷移し、時刻tn と時刻tn+1 との
間に“H”から“L”に遷移する。このとき、図4中の
マスターフリップフロップ61は、第2のクロック信号
ICLKの立ち上がり遷移に同期して、かつ入力2値信
号DI1の論理レベルに応じて、インバータ73の入力
及び出力(ノードN1及びN2)の論理レベルをそれぞ
れ更新する。また、スレーブフリップフロップ62は、
第2のクロック信号ICLKの立ち下がり遷移に同期し
て、かつインバータ73の出力(ノードN2)の論理レ
ベルに応じて、インバータ83の入力及び出力(ノード
N3及びN4)の論理レベルをそれぞれ更新する。した
がって、イクスクルーシブNORゲート64により、マ
スターフリップフロップ61の中のインバータ73の入
力(ノードN1)とスレーブフリップフロップ62の中
のインバータ83の出力(ノードN4)とから、図6に
示すような一致信号CNC1が生成される。この一致信
号CNC1は、時刻tn から始まる第2のクロック信号
ICLKの“H”レベルの期間に“L”レベルを保持
し、更に時刻tn+1 から始まる第2のクロック信号IC
LKの“H”レベルの期間に“L”レベルを保持するも
のである。この結果、基本制御信号CNT1は、時刻t
n に立ち下がり、一定時間Tの経過後に立ち上がり、更
に時刻tn+1 に立ち下がり、一定時間Tの経過後に立ち
上がる。以上のとおり、入力2値信号DI1の“L”か
ら“H”への論理レベルの遷移は、時刻tn から始まる
基本制御信号CNT1の“L”レベルの期間Tとなって
現われ、かつ該入力2値信号DI1の“H”から“L”
への論理レベルの遷移は、時刻tn+1 から始まる基本制
御信号CNT1の“L”レベルの期間Tとなって現われ
る。
FIG. 6 shows the operation of the first unit circuit 40.1 in the output buffer 13 of FIG. Assume that the rising time of the second clock signal ICLK is t n−1 (not shown), t n and t n + 1 . Assuming that the delay time in the delay circuit 53 in FIG. 3 is T, the third clock signal YC
LK falls at times t n-1 (not shown), t n , and t n + 1 , and rises after a lapse of time T from the time of the fall. The logic level of the input binary signal DI1 shown in FIG. 6 changes from “L” to “H” between time t n−1 (not shown) and time t n, and the time t n and time t n The state transits from “H” to “L” between n + 1 . At this time, the master flip-flop 61 in FIG. 4 synchronizes with the rising transition of the second clock signal ICLK and according to the logical level of the input binary signal DI1, inputs and outputs the inverter 73 (nodes N1 and N1). N2) is updated. Also, the slave flip-flop 62
The logic levels of the input and output (nodes N3 and N4) of the inverter 83 are updated in synchronization with the falling transition of the second clock signal ICLK and according to the logic level of the output (node N2) of the inverter 73. . Therefore, the exclusive NOR gate 64 outputs the input (node N1) of the inverter 73 in the master flip-flop 61 and the output (node N4) of the inverter 83 in the slave flip-flop 62 as shown in FIG. A match signal CNC1 is generated. The coincidence signal CNC1 holds the "H" level "L" level period of the second clock signal ICLK starting at time t n, the second clock signal IC beginning further from the time t n + 1
The “L” level is maintained during the “H” level of LK. As a result, the basic control signal CNT1 changes at time t
It falls at n , rises after a certain time T has elapsed, falls further at time t n + 1 , and rises after a certain time T has elapsed. As described above, the transition of the logic level of the input binary signal DI1 from “L” to “H” appears during the “L” level period T of the basic control signal CNT1 starting from the time t n , and "H" to "L" of the binary signal DI1
The transition of the logical level to appears as a period T of the “L” level of the basic control signal CNT1 starting from the time t n + 1 .

【0024】イネーブル信号ENの論理レベルが“H”
であるならば、図6の基本制御信号CNT1と同じ波形
を有する第1の制御信号CT1aが反転バッファ41へ
供給され、かつ該基本制御信号CNT1の反転波形を有
する第2の制御信号CT1bがスイッチ42へ供給され
る。図5中の反転バッファ41は、第1の制御信号CT
1aの論理レベルが“L”である間は、PMOSトラン
ジスタ91及びNMOSトランジスタ94がいずれもカ
ットオフしているので、信号線30.1への出力をハイ
インピーダンス状態に保持する。スイッチ42は、第2
の制御信号CT1bの論理レベルが“H”である間は、
PMOSトランジスタ101及びNMOSトランジスタ
102がいずれもオンしているので、信号線30.1と
共通線44とを短絡する。つまり、基本制御信号CNT
1の論理レベルが“L”である期間T(図6参照)で
は、反転バッファ41による信号線30.1の駆動動作
が禁止され、かつスイッチ42が閉じられる。そして、
基本制御信号CNT1の論理レベルが“L”から“H”
に遷移すると、第1の制御信号CT1aの論理レベルが
“L”から“H”に、第2の制御信号CT1bの論理レ
ベルが“H”から“L”にそれぞれ遷移する。このと
き、反転バッファ41の中のPMOSトランジスタ91
及びNMOSトランジスタ94がいずれもターンオンす
る。この時点で入力2値信号DI1の論理レベルが
“H”であるならば、反転バッファ41は、信号線3
0.1の上の出力2値信号DO1の論理レベルを“H”
から“L”へ遷移させるように、2個のNMOSトラン
ジスタ93,94を介して、浮遊容量Cに蓄えられてい
た電荷を接地電源Vssへ流し始める。一方、同時点で入
力2値信号DI1の論理レベルが“L”であるならば、
反転バッファ41は、信号線30.1の上の出力2値信
号DO1の論理レベルを“L”から“H”へ遷移させる
ように、2個のPMOSトランジスタ91,92を介し
て、正電源Vddから浮遊容量Cへ充電電流を供給し始め
る。つまり、反転バッファ41は、与えられた入力2値
信号DI1の論理レベルに応じて、信号線30.1の駆
動態様を選択する。反転バッファ41が信号線30.1
を駆動している間は、第2の制御信号CT1bの論理レ
ベルが“L”であるので、スイッチ42は開いている。
The logic level of the enable signal EN is "H"
, The first control signal CT1a having the same waveform as the basic control signal CNT1 in FIG. 6 is supplied to the inversion buffer 41, and the second control signal CT1b having the inverted waveform of the basic control signal CNT1 is switched. 42. The inversion buffer 41 in FIG.
While the logic level of 1a is “L”, both the PMOS transistor 91 and the NMOS transistor 94 are cut off, so that the output to the signal line 30.1 is held in a high impedance state. The switch 42 is connected to the second
While the logic level of the control signal CT1b is "H",
Since both the PMOS transistor 101 and the NMOS transistor 102 are on, the signal line 30.1 and the common line 44 are short-circuited. That is, the basic control signal CNT
In a period T (see FIG. 6) in which the logical level of 1 is "L", the driving operation of the signal line 30.1 by the inversion buffer 41 is prohibited, and the switch 42 is closed. And
The logic level of the basic control signal CNT1 changes from "L" to "H".
, The logic level of the first control signal CT1a changes from “L” to “H”, and the logic level of the second control signal CT1b changes from “H” to “L”. At this time, the PMOS transistor 91 in the inversion buffer 41
And the NMOS transistor 94 are turned on. At this point, if the logic level of the input binary signal DI1 is “H”, the inversion buffer 41
The logic level of the output binary signal DO1 above 0.1 is set to “H”.
As to transition from the "L", through two NMOS transistors 93 and 94, it begins to conduct electric charge stored in the stray capacitance C to ground power supply V ss. On the other hand, if the logic level of the input binary signal DI1 is "L" at the same time,
The inversion buffer 41 supplies the positive power supply V via two PMOS transistors 91 and 92 so that the logic level of the output binary signal DO1 on the signal line 30.1 changes from “L” to “H”. The supply of charging current from dd to the stray capacitance C starts. That is, the inversion buffer 41 selects the driving mode of the signal line 30.1 according to the logical level of the applied input binary signal DI1. The inversion buffer 41 has the signal line 30.1
Is driven, since the logic level of the second control signal CT1b is "L", the switch 42 is open.

【0025】図7は、入力2値信号DI1が他の波形を
有する場合の第1の単位回路40.1の動作を示してい
る。図7に示された入力2値信号DI1の論理レベル
は、時刻tn-1 (図示せず)と時刻tn との間に“L”
から“H”に遷移した後、時刻tn+1 の後まで“H”を
保持している。この場合、時刻tn+1 から始まる第2の
クロック信号ICLKの“H”レベルの期間では、マス
ターフリップフロップ61の中のインバータ73の入力
(ノードN1)の論理レベルとスレーブフリップフロッ
プ62の中のインバータ83の出力(ノードN4)の論
理レベルとが一致するので、一致信号CNC1の論理レ
ベルが“L”になることはない。したがって、図6の場
合とは違って、基本制御信号CNT1が時刻tn+1 に立
ち下がることはない。つまり、第3のクロック信号YC
LKの論理レベルが時刻tn+1 から始まる期間Tの間に
“L”になっても、基本制御信号CNT1の論理レベル
は“H”を保持する。したがって、イネーブル信号EN
の論理レベルが“H”であるならば、入力2値信号DI
1の論理レベルが遷移しない場合には、上記反転バッフ
ァ41による信号線30.1の駆動動作の禁止とスイッ
チ42の閉成とが行なわれることなく、反転バッファ4
1は信号線30.1の駆動を継続する。
FIG. 7 shows the operation of the first unit circuit 40.1 when the input binary signal DI1 has another waveform. The logic level of the input binary signal DI1 shown in FIG. 7 is "L" between time t n-1 (not shown) and time t n.
After that, “H” is held until after time t n + 1 . In this case, during the “H” level period of the second clock signal ICLK starting from the time t n + 1 , the logic level of the input (node N1) of the inverter 73 in the master flip-flop 61 and the logic level of the slave flip-flop 62 And the logic level of the output of the inverter 83 (node N4) matches, the logic level of the match signal CNC1 does not become “L”. Therefore, unlike the case of FIG. 6, the basic control signal CNT1 does not fall at the time t n + 1 . That is, the third clock signal YC
Even if the logic level of LK becomes “L” during the period T starting from time t n + 1 , the logic level of the basic control signal CNT1 remains “H”. Therefore, enable signal EN
Is "H", the input binary signal DI
When the logical level of 1 does not change, the driving operation of the signal line 30.1 by the inverting buffer 41 and the closing of the switch 42 are not performed, and the inverting buffer 4
1 keeps driving the signal line 30.1.

【0026】なお、イネーブル信号ENの論理レベルが
“L”であるならば、入力2値信号DI1の論理レベル
の遷移の有無にかかわらず、第1及び第2の制御信号C
T1a,CT1bの論理レベルがいずれも“L”とな
る。この結果、反転バッファ41は信号線30.1への
出力をハイインピーダンス状態に保持し、かつスイッチ
42は開く。
If the logic level of the enable signal EN is "L", the first and second control signals C and C are set regardless of the transition of the logic level of the input binary signal DI1.
The logic levels of T1a and CT1b are both "L". As a result, the inversion buffer 41 holds the output to the signal line 30.1 in a high impedance state, and the switch 42 is opened.

【0027】以上、図2の出力バッファ13の中の第1
の単位回路40.1の動作を説明してきたが、他の単位
回路40.2〜40.Nの動作も同様である。
As described above, in the output buffer 13 shown in FIG.
Has been described, the operation of the other unit circuits 40.2 to 40. The same applies to the operation of N.

【0028】図8(a)〜(c)は、図2の出力バッフ
ァ13の動作原理を示している。Nビットの入力2値信
号DI1〜DINのうちのnビットの2値信号の論理レ
ベルがそれぞれ“H”から“L”に遷移し、かつ該Nビ
ットの入力2値信号DI1〜DINのうちのmビットの
2値信号の論理レベルがそれぞれ“L”から“H”に遷
移するものと仮定する。これに対応して、Nビットの出
力2値信号DO1〜DONのうちのnビットの2値信号
の論理レベルがそれぞれ“L”から“H”に遷移し、か
つ該Nビットの出力2値信号DO1〜DONのうちのm
ビットの2値信号の論理レベルがそれぞれ“H”から
“L”に遷移する。ここに、m+n≦Nである。
FIGS. 8A to 8C show the operation principle of the output buffer 13 shown in FIG. The logic level of the n-bit binary signal among the N-bit input binary signals DI1 to DIN changes from “H” to “L”, respectively, and the N-bit input binary signal DI1 to DIN has It is assumed that the logic level of the m-bit binary signal changes from "L" to "H". Correspondingly, the logical level of the n-bit binary signal of the N-bit output binary signals DO1 to DON changes from “L” to “H”, respectively, and the N-bit output binary signal DO1 M of DO1 to DON
The logical level of the binary signal of the bit transits from “H” to “L”. Here, m + n ≦ N.

【0029】図8(a)は、更新されるべき端子電圧を
有するm+n個の浮遊容量Cが互いに切り離された状態
を示している。N個の浮遊容量Cのうちのn個の容量の
各々の端子電圧は0Vであり、m個の容量の各々の端子
電圧はVddである。この状態でNビットの入力2値信号
DI1〜DINのうちのm+nビットの2値信号の論理
レベルがそれぞれ遷移すると、該m+nビットの2値信
号に対応したm+n個の単位回路の中の反転バッファ4
1の信号線駆動動作が禁止され、かつ該m+n個の単位
回路の中のスイッチ42が全て閉じられる。
FIG. 8A shows a state where m + n stray capacitances C having terminal voltages to be updated are separated from each other. The terminal voltage of each of the n capacitors out of the N stray capacitors C is 0 V, and the terminal voltage of each of the m capacitors is Vdd . In this state, when the logical levels of the m + n-bit binary signals among the N-bit input binary signals DI1 to DIN transition, respectively, the inversion buffers in the m + n unit circuits corresponding to the m + n-bit binary signals. 4
One signal line driving operation is prohibited, and all the switches 42 in the (m + n) unit circuits are closed.

【0030】図8(b)は、m+n個のスイッチ42が
閉じることによって、m+n個の容量Cの各々の一方の
電極が全て共通線44に接続された状態を示している。
このとき、共通線44を介してm+n個の容量Cの間で
電荷の再配分が生じる結果、m+n個の容量Cの各々の
端子電圧Vc は、 Vc =mVdd/(m+n) …(5) となる。この際、n個の容量Cの端子電圧が0VからV
c まで上昇するけれども、正電源Vddからエネルギが供
給されるわけではない。
FIG. 8B shows a state in which one of the electrodes of each of the m + n capacitors C is all connected to the common line 44 when the m + n switches 42 are closed.
At this time, reallocation result from charges between via the common line 44 m + n pieces of capacitor C, m + n pieces of each of the terminal voltage V c of the capacitor C is, V c = mV dd / ( m + n) ... ( 5) At this time, the terminal voltage of the n capacitors C is changed from 0V to V
Although rising to c, energy is not supplied from the positive power supply Vdd .

【0031】図8(c)は、m+n個の容量Cが再度互
いに切り離され、かつm+n個の反転バッファ41が各
々信号線駆動動作を行なっている状態を示している。m
個の容量Cに蓄えられていた電荷は、m個の反転バッフ
ァ41により接地電源Vssへ流される。n個の反転バッ
ファ41は、正電源Vddからn個の容量Cへ充電電流を
供給する。この際、n個の容量Cの各々の端子電圧が式
(5)で表された電圧Vc から“H”レベルの電圧Vdd
まで上昇するように、正電源Vddから、前記の式(3)
で表されたエネルギの総量Et が供給される。式(5)
を式(3)に代入すると、 Et =n2 CVdd 2 /(m+n) …(6) が得られる。式(4)と式(6)とを比較すると、図2
の出力バッファ13によれば、正電源Vddの消費エネル
ギEt が従来のn/(m+n)倍に低減されることが判
る。ここに、消費エネルギ比K=n/(m+n)は0と
1との間の値をとる。ただし、最も確からしい消費エネ
ルギ比Kの値は0.5である。つまり、図2の出力バッ
ファ13の消費電力は、図9の出力バッファ5の消費電
力の約半分に低減される。
FIG. 8C shows a state in which m + n capacitors C are separated from each other again, and m + n inverting buffers 41 are each performing a signal line driving operation. m
The charges stored in the capacitors C are supplied to the ground power supply V ss by the m inversion buffers 41. The n inversion buffers 41 supply a charging current from the positive power supply Vdd to the n capacitors C. In this case, n pieces of the capacitor C of each of the terminal voltage has the formula (5) from the voltage V c expressed in "H" level voltage V dd
From the positive power supply V dd , the above equation (3)
In the represented energy amount E t of it is supplied. Equation (5)
The substituted into equation (3), / E t = n 2 CV dd 2 (m + n) ... (6) is obtained. Comparing Equations (4) and (6), FIG.
According to the output buffer 13 of, it can be seen that the energy consumption E t of the positive power supply V dd is reduced to a conventional n / (m + n) times. Here, the energy consumption ratio K = n / (m + n) takes a value between 0 and 1. However, the most probable value of the energy consumption ratio K is 0.5. That is, the power consumption of the output buffer 13 of FIG. 2 is reduced to about half of the power consumption of the output buffer 5 of FIG.

【0032】なお、図3中の遅延回路53の遅延時間T
は、電源電圧や使用温度などに応じて設定可変にしてお
くことが望ましい。共通線44の電圧変化を検知するた
めの微分回路とコンパレータとで構成された回路を図2
の出力バッファ13に付加し、共通線44の電圧変化が
なくなったことを確認した上で、図6の基本制御信号C
NT1の立ち上がりを自動的に早めるようにしてもよ
い。また、各スイッチ42を流れる電流のレベルを検知
するための抵抗とコンパレータとで構成された回路を図
2の出力バッファ13に付加し、各スイッチ42を流れ
る電流のレベルが小さくなったことを確認した上で、図
6の基本制御信号CNT1の立ち上がりを自動的に早め
るようにしてもよい。
The delay time T of the delay circuit 53 in FIG.
It is desirable to make the setting variable according to the power supply voltage, the operating temperature, and the like. FIG. 2 shows a circuit composed of a differentiating circuit for detecting a voltage change of the common line 44 and a comparator.
After confirming that there is no change in the voltage of the common line 44, the basic control signal C shown in FIG.
The rise of NT1 may be automatically hastened. Also, a circuit composed of a resistor for detecting the level of the current flowing through each switch 42 and a comparator is added to the output buffer 13 in FIG. 2, and it is confirmed that the level of the current flowing through each switch 42 is reduced. Then, the rise of the basic control signal CNT1 in FIG. 6 may be automatically advanced.

【0033】また、図2中のN個の反転バッファ41
は、各々正転バッファに置き換え可能である。N個の反
転バッファ41又はN個の正転バッファは、入力2値信
号の論理レベルの遷移の有無にかかわらず一旦全ての出
力をハイインピーダンス状態にした後に、対応信号線を
駆動するようにしてもよい。
The N inversion buffers 41 shown in FIG.
Can be replaced with forward buffers. The N inverting buffers 41 or the N non-inverting buffers drive the corresponding signal lines after setting all outputs to a high impedance state once regardless of the presence or absence of the transition of the logic level of the input binary signal. Is also good.

【0034】以上、図1中のデータバス30を駆動する
ためのプロセッサ10の出力バッファ13への本発明の
適用例について説明した。図2の構成は、図1中の各メ
モリ20が有するスリーステートの出力バッファ23に
もそのまま利用できる。アドレスバスやコントロールバ
スへ多ビットの2値信号を伝送するための単方向バスバ
ッファの場合には、図4中のイネーブル信号ENと、2
個のANDゲート67,68とを省略すればよい。な
お、本発明は、1個のLSIの中の内部バスを介した回
路ブロック間の信号伝送にも適用可能である。
The application of the present invention to the output buffer 13 of the processor 10 for driving the data bus 30 in FIG. 1 has been described. The configuration of FIG. 2 can be used as it is for the three-state output buffer 23 of each memory 20 in FIG. In the case of a unidirectional bus buffer for transmitting a multi-bit binary signal to an address bus or a control bus, an enable signal EN shown in FIG.
The AND gates 67 and 68 may be omitted. Note that the present invention is also applicable to signal transmission between circuit blocks via an internal bus in one LSI.

【0035】[0035]

【発明の効果】以上説明してきたとおり、本発明によれ
ば、論理レベルが遷移しようとしているm+n本の信号
線を全て各々スイッチを介して1本の共通線に接続する
ことによって、論理レベルが“L”から“H”へ遷移し
ようとしているn本の信号線の電圧を電力消費なしに中
間電圧Vc まで引き上げた後に、該n本の信号線の電圧
を中間電圧Vc から“H”レベルの電圧Vddまで更に引
き上げるためのエネルギの供給を各々バッファで実現す
ることとしたので、従来に比べて信号伝送回路における
消費電力が大幅に低減される。
As described above, according to the present invention, by connecting all the (m + n) signal lines whose logic levels are about to transition to one common line via switches, the logic level can be changed. "L" to "H" voltage of the n signal lines trying to transition to the after pulled to an intermediate voltage V c without power consumption, the voltage of the n signal lines from the intermediate voltage V c "H" Since the supply of energy for further raising the voltage to the level of the voltage Vdd is realized by each buffer, the power consumption in the signal transmission circuit is significantly reduced as compared with the conventional case.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の信号伝送回路を出力バッファとして用
いたマイクロプロセッサシステムの構成例を示すブロッ
ク図である。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a microprocessor system using a signal transmission circuit of the present invention as an output buffer.

【図2】図1中のプロセッサが有する出力バッファの内
部構成例を示すブロック図である。
FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of an internal configuration of an output buffer included in the processor in FIG. 1;

【図3】図2中のクロック発生器の内部構成を示す回路
図である。
FIG. 3 is a circuit diagram showing an internal configuration of a clock generator in FIG. 2;

【図4】図2中の1個の出力バッファ単位回路の中の制
御回路の内部構成を示す回路図である。
FIG. 4 is a circuit diagram showing an internal configuration of a control circuit in one output buffer unit circuit in FIG. 2;

【図5】同出力バッファ単位回路の中の反転バッファ及
びスイッチの各々の内部構成を示す回路図である。
FIG. 5 is a circuit diagram showing an internal configuration of each of an inversion buffer and a switch in the output buffer unit circuit.

【図6】同出力バッファ単位回路の動作を示すタイムチ
ャート図である。
FIG. 6 is a time chart showing the operation of the output buffer unit circuit.

【図7】同出力バッファ単位回路の他の動作を示すタイ
ムチャート図である。
FIG. 7 is a time chart showing another operation of the output buffer unit circuit.

【図8】(a)〜(c)は、図2の出力バッファの動作
原理を説明するための概念図である。
FIGS. 8A to 8C are conceptual diagrams for explaining the operation principle of the output buffer of FIG. 2;

【図9】従来の出力バッファの構成を示すブロック図で
ある。
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional output buffer.

【符号の説明】 5,13 出力バッファ 6,41 反転バッファ 7.1〜7.N 信号線 30 データバス 30.1〜30.N 信号線 40.1〜40.N 単位回路 42 スイッチ 43 制御回路 44 共通線 45 クロック発生器 53 遅延回路 61 マスタフリップフロップ 62 スレーブフリップフロップ 63 ラッチ 64 イクスクルーシブNORゲート C 浮遊容量 DI1〜DIN Nビットの入力2値信号 DO1〜DON Nビットの出力2値信号[Description of Codes] 5, 13 Output buffer 6, 41 Inversion buffer 7.1 to 7. N signal line 30 data bus 30.1-30. N signal line 40.1-40. N unit circuit 42 switch 43 control circuit 44 common line 45 clock generator 53 delay circuit 61 master flip-flop 62 slave flip-flop 63 latch 64 exclusive NOR gate C floating capacitance DI1 to DIN N-bit input binary signal DO1 to DON N-bit output binary signal

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】 与えられたNビット(Nは3以上の整
数)の2値信号をN本の信号線へ伝送するための信号伝
送回路であって、 N個の単位回路と、1本の共通線とを備え、 前記N個の単位回路の各々は、 前記与えられたNビットの2値信号のうちの対応する1
ビットの2値信号に基づいて前記N本の信号線のうちの
対応する1本の信号線を駆動するためのバッファと、 前記対応する1本の信号線と前記共通線との間に介在し
たスイッチと、 前記対応する1ビットの2値信号の論理レベルの遷移の
有無を検知し、前記2値信号の論理レベルの遷移があっ
た場合には、前記バッファの信号線駆動動作を禁止しか
つ前記スイッチを閉じた後に、前記スイッチを開いて前
記バッファに前記対応する1本の信号線を駆動させるよ
うに、前記バッファ及び前記スイッチを制御するための
制御手段とを有することを特徴とする信号伝送回路。
1. A signal transmission circuit for transmitting a given N-bit (N is an integer of 3 or more) binary signal to N signal lines, comprising: N unit circuits; A common line, wherein each of the N unit circuits corresponds to one of the given N-bit binary signals.
A buffer for driving a corresponding one of the N signal lines based on a binary signal of bits; and a buffer interposed between the corresponding one signal line and the common line. A switch, detecting the presence / absence of a transition of the logic level of the corresponding 1-bit binary signal, and prohibiting the signal line driving operation of the buffer when there is a transition of the logic level of the binary signal; Control means for controlling the buffer and the switch so as to open the switch and drive the corresponding one signal line to the buffer after closing the switch. Transmission circuit.
【請求項2】 請求項1記載の信号伝送回路において、 前記制御手段は、 前記2値信号の論理レベルの遷移がなかった場合には、
前記スイッチを閉じることなく、前記バッファに前記対
応する1本の信号線を駆動させるように、前記バッファ
及び前記スイッチを制御する機能を備えたことを特徴と
する信号伝送回路。
2. The signal transmission circuit according to claim 1, wherein the control unit is configured to determine whether the logical level of the binary signal has not changed.
A signal transmission circuit having a function of controlling the buffer and the switch so that the buffer drives the corresponding one signal line without closing the switch.
【請求項3】 請求項1記載の信号伝送回路において、 前記制御手段は、 与えられたクロック信号に同期して前記対応する1ビッ
トの2値信号を保持するための手段と、 前記保持された1ビットの2値信号と、新たに与えられ
たNビットの2値信号のうちの対応する1ビットの2値
信号との論理レベルの一致・不一致を検知するための手
段とを有することを特徴とする信号伝送回路。
3. The signal transmission circuit according to claim 1, wherein the control means holds the corresponding one-bit binary signal in synchronization with a given clock signal; Means for detecting a match / mismatch of a logical level between a 1-bit binary signal and a corresponding 1-bit binary signal among newly provided N-bit binary signals. Signal transmission circuit.
【請求項4】 請求項1記載の信号伝送回路において、 前記制御手段は、 前記2値信号の論理レベルの遷移があった場合には、前
記バッファの信号線駆動動作を禁止しかつ前記スイッチ
を閉じ、一定時間後に前記スイッチを開いて前記バッフ
ァに前記対応する1本の信号線を駆動させるための手段
を有することを特徴とする信号伝送回路。
4. The signal transmission circuit according to claim 1, wherein the control unit prohibits a signal line driving operation of the buffer and switches the switch when a logical level transition of the binary signal occurs. A signal transmission circuit comprising means for closing and opening the switch after a predetermined time to drive the corresponding one signal line to the buffer.
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