JP3149957B2 - 埋め込み可能な容量式圧力および温度センサ - Google Patents

埋め込み可能な容量式圧力および温度センサ

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 発明の分野 本発明は、特に、右心室に埋め込むための心内膜リー
ド（endocardial lead）に取り付けられ、血圧および周
囲圧力、ならびに血液温度に応答し、変調した圧力およ
び温度に関連する信号を、埋め込んだまたは外部の血行
動態モニタ（hemodymanic monitor）および／または心
臓ペースメーカおよび／またはペースメーカ／電気的除
細動器（cardioverter）／除細動器（defibrillator）
に供給する、体内埋め込み用圧力センサに関するもので
ある。
背景技術の説明 体内器官または血管において一時的にまたは長期的に
用いるための、埋め込み可能圧力変換器及びセンサを開
発する努力が、長年にわたって続けられている。多くの
異なる構造および動作システムが提案され、患者に一時
的にまたは長期的に用いられている。数日または数週間
と言う短期間の使用のための内蔵型センサが入手可能で
あり、長期的または永久的に埋め込み可能な圧力センサ
の多くの構造が、医療的な使用に供されている。
ペーシング（pacing）に適用するためのペーシング・
リード、または監視に適用するためのカテーテルの遠隔
先端上またはその付近に取り付けられる圧電クリスタル
またはピエゾ抵抗式圧力変換器が、例えば、米国特許番
号4,407,296号、第4,432,372号、第4,485,813号、第4,8
58,615号、第4,967,755号、および第5,324,326号、なら
びにPCT公開番号第WO94/13200号に記載されている。か
かるリードまたはカテーテルを保持する内蔵圧力センサ
を患者に使用する際に望ましい特性および応用が、これ
らのおよびその他の特許ならびに当分野の文献に記載さ
れている。通常、圧電またはピエゾ抵抗式変換器は、血
液から密封されてなければならない。これらの特許の内
のあるもの、例えば、'296特許は、油を充填したチェン
バ内にピエゾ抵抗ブリッジ素子を密封したものを開示し
ている。
米国特許第4,023,562号は、シリコン基台の単結晶シ
リコン・ダイアフラム領域の内部に形成された、４つの
直交配置された半導体歪みゲージから成るピエゾ抵抗ブ
リッジについて記載している。保護用シリコン被覆を、
ダイアフラム領域の周囲に沿って基台に接合して、密封
真空チェンバを形成する。周囲圧力の変化によるダイア
フアムの撓みを、歪みゲージの抵抗変化として検出して
いる。
抵抗の変化は非常に小さいので、この抵抗変化による
電圧変化を検出するためには、高い電流が必要となる。
このように高い電流が必要なため、ピエゾ抵抗式ブリッ
ジは、埋め込まれた電源と共に長期間使用するのには相
応しくない。抵抗に関する電圧変化を増幅するために
は、時間の経過に連れてドリフトを起こす高利得増幅器
も必要となる。
ほかの半導体センサには、圧力応答シリコン・ダイア
フラムを保持し、固定プレートから離間された容量プレ
ートの製造に、CMOS IC技術を採用したものもある。典
型的には、例えば、“A Design of Capacitive Pressur
e Transducer"by Ko et al.,（IEEE Proc.Symp.Biosens
ors,1984,p32）という論文に開示されているブリッジ回
路によって、ダイアフラムに作用する圧力波（圧縮波）
による容量変化を測定する。この場合も、長期間の埋め
込みおよび安定性を可能にする製造は複雑なものとな
る。
加えて、例えば、“A ceramic differential−pressu
re transducer"（by.Graeger et al.,Phillips Tech.Re
v.,43:4:86−93,Feb.1987）という論文に開示されてい
るように、薄い金属またはセラミック製ダイアフラムを
用いた、差分容量プレート、流体充填圧力変換器も、大
規模な工業用プロセス制御の用途に提案されている。こ
のような大規模な圧力変換器は、長期間の埋め込みのた
めの微小化には、適していない。
このような圧力センサの設計に多大な努力が払われて
いるにも拘わらず、体内において長年にわたって、精度
高く絶対圧力波および関連するパラメータを感知するた
めの、体内埋め込み可能で、耐久性があり、長寿命で、
かつ低電力の圧力センサに対する必要性が存在する。
発明の概要 したがって、本発明の目的は、特に血圧を測定するた
めの、実用的でかつ耐久性がある内蔵式圧力センサを提
供することである。
本発明によれば、選択された部位における体液圧力の
大きさと、前記部位における体温を含む周囲動作状態を
表わす信号を発生する、移植可能な容量式圧力センサ・
リードは、近接および遠隔端部を有し、前記近接端部か
ら前記遠隔端部まで延在する第１および第２導電体を有
する長形埋め込み可能リード本体であって、前記近接端
はバイアス信号源に結合されるように構成され、前記遠
隔端部はある身体位置に埋め込まれ、変動する体液圧力
を測定するように構成された、前記リード本体と、前記
リード本体の遠隔端部に形成され、前記第１および第２
導電体に結合された圧力センサ・モジュールであって、
本体空洞内に配置されるように構成された前記リード本
体に取り付けられ、密閉チェンバを包囲するモジュール
・ハウジングと、流体圧力における変動に応答して容量
を変化させ、前記モジュール・ハウジングの圧力変形可
能ダイアフラムで形成された第１プレートと、それから
離間された第２プレートとを有する圧力変形可能なピッ
クオフ・コンデンサ手段と、前記モジュール・ハウジン
グの変形不可能な部分で形成された第１プレートと、そ
れから離間された２プレートとを有する基準コンデンサ
手段と、前記モジュール・ハウジング内で支持される基
板と、前記密閉チェンバ内において前記基板上に支持さ
れ、前記第１および第２導電体に電気的に結合されてい
る圧力および温度信号変調回路手段であって、前記第１
および第２導体上に外部から印加されたバイアス信号を
受け、それより、周囲温度によって大きさが変化する充
電および放電電流を発生する手段と、前記充電および放
電電流によって、前記ピックオフおよび基準コンデンサ
手段を交互に充電および放電する手段と、前記導電体の
一方上に、ピックオフおよび基準タイミング・パルスを
発生する手段であって、前記ピックオフおよび基準コン
デンサ手段の交互の充電時間間隔を分離する前記タイミ
ング・パルスを発生する手段とを含む前記回路手段とを
含む前記圧力センサ・モジュールとから成る。
好ましくは、圧力センサ・リードは、前記ピックオフ
・コンデンサ手段の前記第１プレートが、圧力によって
変形可能であり、外部平面と前記密閉チャンバ内の平行
な内面とを有する、導電性材料の前記モジュール・ハウ
ジングによって形成される第１の所定表面領域を有す
る、平面ダイアフラムで形成され、前記平面ダイアフラ
ムは前記モジュール・ハウジングの外側の流体圧力の変
動によって、前記第１の所定表面領域において変形する
ように構成されており、前記基準コンデンサ手段の前記
第１プレートは、前記第１の所定表面領域から離間さ
れ、これと共通面にあり、前記モジュール・ハウジング
の外側の流体圧力の変動によってほぼ変形不可能な、前
記内面の第２の所定平面領域によって形成されるような
構造とする。めっきされたスタンドオフを用いて、前記
基準およびピックオフ・コンデンサ手段の第１および第
２プレートを分離する。
リードおよびモジュール・ハウジング全体は、身体か
ら電気的に絶縁されている。ダイアフラムの外表面に対
する絶縁は、薄く強力な接着力の材料によって行われ、
分離、および液体の充満やダイアフラムの圧力変化に対
する応答特性の変化を生じ得る空隙の形成を防止する。
基準コンデンサの構造は、ピックオフ・コンデンサと
共通のプレートの延長部と、同一基板上の他のプレート
とを用い、これらのプレートを同一の分離用スタンドオ
フめっきによって分離することにより、製造の簡略化を
図った。温度依存充電電流を用いることにより、温度信
号の判定が可能となり、更にこれを用いて、共通モード
の温度変動を考慮に入れた絶対圧力信号を導出すること
が可能となる。
図面の簡単な説明 本発明のこれらおよびその他の目的、利点ならびに特
徴は、以下の好適実施例の詳細な説明を、図面と関連付
けながら検討することによって、より簡単に理解するこ
とができよう。尚、図面では、同様の参照番号は、種々
の図にわたって同一構造を示すものとする。
第１図は、本発明の、埋め込み可能でプログラム可能
な血圧監視およびリード・システムのブロック・レベル
図である。
第２図は、第１図のシステムに採用された、圧力感知
リードの遠隔端の断面構造図である。
第３図は、第１図のシステムに採用された、圧力感知
リードの近接端の断面構造図である。
第４図は、第２図の圧力感知リードの遠隔端に内蔵さ
れた、圧力感知モデュールの上面副構造図である。
第５図は、第４図の線Ａ−Ａに沿った、圧力感知モデ
ュールの内部構造物の側断面図である。
第６図は、圧力感知モジュールのフィードスルーおよ
びハウジングへの、圧力および温度信号変調回路の取り
付けを示す、一部切り欠き斜視図である。
第７図は、圧力感知モジュールの構成物の分解斜視図
である。
第８図は、第７図の線Ｂ−Ｂに沿った、ハウジング部
材とダイアフラムの側断面図である。
第９図は、第７図のIC混成回路基板の底面図である。
第10図は、圧力感知リード・インピーダンス・ネット
ワークならびに圧力および温度信号変調回路の概略図で
ある。
第11図は、圧力および温度信号変調回路の概略図であ
る。
第12図は、第11図および第13図の回路によって発せら
れるパルス信号のタイミング図である。
第13図は、第１図の圧力モニタの復調器の概略図であ
る。
好適実施例の詳細な説明 本発明の容量式圧力感知リード12は、400ないし900mm
Hgの範囲の絶対圧力、および０ないし100Hzの周波数範
囲で、心臓の右心室（right ventricle）からの血圧を
長期的に変換するように設計されている。リード12は、
主に、埋め込み可能な電池給電式モニタ100と共に用い
られる。モニタ100は、現行の従来からのマルチプログ
ラム可能なペースメーカ技術のように、プログラムされ
た間隔で血圧データのサンプリングおよび記憶を行い、
プログラム中のコマンド受信時に、蓄積したデータを外
部のプログラマ／トランシーバに遠隔出力（telemeteri
ng out）する、マイクロプロセッサを基本とした復調、
データ記憶および遠隔測定システムを用いている。リー
ド12は、従来のペーシング・リードと同様に、右心室に
経静脈的に（transveously）に埋め込むように意図した
ものであるが、圧力センサ・モジュールを含む遠隔端
が、右心室から肺動脈（pulmonary artery）に進出し、
その場所における血圧を監視できるようになっている点
で異なる。モニタは、ペースメーカを埋め込むのと同様
に、皮下に（subcutaneously）埋め込むことを意図した
ものである。
モニタおよびリード・システムの概要 第１図は、圧力感知リード12およびモニタ100に関す
る、患者の心臓10の簡略ブロック図である。リード12
は、近接接続端18から、遠隔鋭端構造体（distal tine
assembly）26付近に配置されている圧力センサ・モデュ
ールまで延在する、第１および第２リード導体14および
16を有する。圧力センサ・モデュール20は、可変ピック
オフ・コンデンサ（pickoff capacitor）および固定基
準コンデンサ、ならびに信号変調回路を含む。信号変調
回路については、第４図ないし第12図を参照しながら以
下で説明するが、血圧および温度双方の時間変調間隔を
発生するものである。近接接続構造体が、従来の二極イ
ンライン・ペーシング・リード接続器（bipolar in−li
ne pacing lead connector）として形成され、モニタ接
続器（図示せず）に結合されている。モニタ接続器は、
従来の二極インライン・ペースメーカ・パルス発生器接
続ブロック構造体として形成されている。尖叉構造体26
は、軟質で柔軟な尖叉から成り、ペーシングの技術では
公知なように、心臓組織内に食い込み、リードを安定さ
せるように構成されている。リード12の詳しい構造は、
第２図および第３図に関連付けながら以下で説明する。
モニタ100は、概略的に、電池108に結合されている入
出力回路112、任意の活動センサ106、遠隔測定用アンテ
ナ134、リード導体14,16、クリスタル110、およびマイ
クロコンピュータ回路114に分けられる。入出力回路112
は、デジタル制御／タイマ回路132およびクリスタル発
振器138を含む関連構成物、パワーオンリセット（POR:p
ower−on−reset）回路148,Vref/BIAS回路140、ADC/MUX
回路142、RF送受信回路136、任意の活動度回路152、な
らびに圧力信号復調器150を含む。
クリスタル（水晶）発振回路138およびクリスタル
（水晶）110は、デジタル制御／タイマ回路132に、基本
タイミング・クロックを供給する。Vref/BIAS回路140
は、電池108から安定した電圧基準Vrefおよび電流レベ
ルを、デジタル制御／タイマ回路132内の回路、ならび
にマイクロコンピュータ回路114および復調器150を含む
その他の先に示した回路に供給する。パワーオンリセッ
ト回路148は、回路の電池108への初期接続に応答して、
初期動作状態を規定すると共に、低電池電圧状態の検出
に応答して、動作状態のリセットも行う。アナログ−デ
ジタル変換器（ADC）およびマルチプレクサ回路132は、
マイクロコンピュータ回路114によって記憶するため
に、変調器150からのデジタル制御／タイマ回路132によ
って受信されたアナログ信号VprsおよびVtempをデジタ
ル化する。
遠隔測定の間にRF送受信回路136を通じて送出された
データ信号は、ADC/MUX回路142によって多重化される。
電圧基準およびバイアス回路140、ADC/MUX回路142、POR
回路148、クリスタル発振回路138および任意の活動度回
路152は、現在販売されている埋め込み可能心臓ペース
メーカに現在用いられているもののいずれにも対応する
ことができる。
デジタル制御／タイマ回路132は、データ通信バス130
を通じてマイクロコンピュータ回路114と接続された、
１組のタイマおよび関連する論理回路を含む。マイクロ
コンピュータ回路114は、マイクロプロセッサ120を含む
基板上チップ、関連するシステム・クロック122、なら
びに基板上RAMおよびROMチップ124および126をそれぞれ
含む。加えて、マイクロコンピュータ回路114は、メモ
リ容量を追加するための別個のRAM/ROMチップ128を含
む、基板外回路118も含む。マイクロプロセッサ120は、
割り込み駆動式で、通常は低電力消費モードで動作し、
規定の割り込み事象に応答して起動する。この割り込み
事象には、監視データを記憶するための、データ・サン
プリング間隔の周期的なタイムアウト、バス130上のト
リガおよびデータ信号の転送、ならびにプログラミング
信号の受信が含まれ得る。リアル・タイム・クロックお
よびカレンダ機能も含ませて、記憶されたデータに日時
を相関付けることも可能である。
更に別の変形では、異常な事象または兆候が現われた
場合に、外部プログラマまたはリード・スイッチの閉成
によって、監視中のデータの記憶を開始する機能を、患
者のために備えることも可能である。監視中のデータ
を、後の遠隔測定出力および外科医による検査の際に、
事象マーカ（event marker）に関連付けることも可能で
ある。
マイクロコンピュータ回路114は、デジタル制御／タ
イマ132の動作機能を制御し、どのタイミング間隔が用
いられているかを特定し、バス130を介して、種々のタ
イミング間隔の期間を制御する。具体的な電流動作モー
ドおよび間隔値はプログラム可能である。プログラム中
のパラメータ値および動作モードは、アンテナ134を通
じて受信し、RF送受信回路136において復調し、RAM124
に記憶する。
外部プログラマ（図示せず）との間のデータ送受信
は、遠隔測定アンテナ134および関連するRF送受信機136
によって達成される。これらは双方とも、受信したダウ
ンリンク・テレメトリ（downlink telemetry）を復調
し、アップリンク・テレメトリ（uplink telemetry）を
送信する。例えば、ダウンリンク・テレメトリを復調し
復号する回路は、Tompson et al.に発行された米国特許
番号第4,556,063号、およびMacDonald et al.に発行さ
れた米国特許第4,257,423号に開示されたものに対応
し、一方、アップリンク・テレメトリ機能は、Wyborny
et al.に発行された米国特許第5,127,404号にしたがっ
て設けることができる。アップリンク・テレメトリ機能
は、典型的に、記憶されているデジタル情報およびリア
ル・タイムの血圧信号の送信能力を含む。
以下に詳細に記載する多くの電力、タイミングおよび
制御信号は、デジタル制御／タイマ回路132によって復
調器150に供給され、圧力センサ・モジュール20を起動
しかつ給電し、圧力および温度信号VprsおよびVtempを
選択的に読み出す。能動リード導体16が、接続ブロック
端子を介して、復調器150の入出力端子に取り付けられ
ており、復調器150は電圧VREGを出力端子に発生する。
受動リード導体14が、復調器150のVDD供給端子を介して
結合されている。入力端子において受信される電流パル
ス間の間隔から発生される電圧信号VprsおよびVtemp
が、復調器150によってデジタル制御／タイマ回路132に
供給される。電圧信号VprsおよびVtempは、ADC/MUX回路
142において二進データに変換され、RAM/ROM部128に記
憶される。これは、当技術で公知の通りである。
第１図に示すように、モニタ100は、公称サンプリン
グ周波数（nominal sampling frequency）で、血圧およ
び温度に関連するデジタル化データを周期的に記憶す
る。サンプリング周波数は患者の活動レベルと関連付け
てもよい。双方とも、任意に日時および患者が開始した
イベント・マーカに相関付けられる。また、モニタ100
は、任意に、電位図（EGM:electrogram）を得るために
露出した遠隔電極を有し、心臓の右側に埋め込むための
リードと接続するために、別のリード接続器を含んでも
よい。この別のリードは、当該リードの遠隔セグメント
内に酸素センサ・モジュールを含んでもよい。このよう
なリードは、共に譲渡された、Moore and Brumwellの米
国特許第4,750,495号に示されている。この特許は、こ
の言及により、本願にも含まれているものとする。モニ
タ100の変更には、EGMセンサ増幅器（中立電極としてモ
ニタ・ケースを使用する）と、酸素センサ復調器とが含
まれ、これも、上述の本願にも含まれる'495特許に記載
されている。
上述の任意の構成において、EGM信号を用いて、各心
臓サイクルにおける心臓脱分極（cardiac depolarizati
on）のオンセット（onset）を識別したり、監視および
記憶動作を開始したり、あるいは単に連続監視によって
得られるデータの記憶を開始することも可能である。こ
のデータは、他の場合には記憶されることはない。本発
明の好適実施例によれば、監視されるパラメータは、患
者の活動度、血圧および温度、血中酸素またはその他の
気体の飽和レベルおよびEGMを含み、全て連続的に監視
される。
血圧信号は、4.0ミリ秒毎のサンプル周期、即ち、256
Hzのサンプリング周波数でデジタル化し、記憶すること
が好ましい。以下で示すが、この周波数は、センサ・モ
ジュール20の動作周波数の約1/10である。血液温度信号
は、EGM心臓脱分極が検出されるサイクル毎に１回デジ
タル化し、記憶することが好ましい。デジタル・データ
値は、外部で永久に記憶するために、FIFOに基づいて、
周期的な遠隔測定の間に記憶されたデータから記憶され
る。次いで、データを外部で分析し、対象とする心臓サ
イクルの部分を識別したり、蓄積されたデータの他の診
断分析を行うことができる。好ましくは、外部プログラ
マは、同一または異なるサンプリング周波数で、リアル
・タイムにデジタル化データ値を遠隔測定するように、
モニタ100をプログラムすることもできる。
サンプルされ記憶された血圧データは、絶対圧力値で
あり、圧力センサ・モジュール20に対して周囲圧力負荷
の影響を及ぼす大気圧の変化を含まない。外科医は、通
常、大気圧に関して血圧を測定する。したがって、別個
の測定および記録機器を用いて、別個に大気圧を記録す
ることが必要な場合もある。現在では、患者に装着して
大気圧を測定する別個の携帯用圧力記録装置（図示せ
ず）を、本発明のシステムと共に使用することが考えら
れている。大気圧および日時タグは、周期的な間隔、例
えば、１分間隔で、外部装置に記録することが好まし
い。大気圧データは、RAM/ROM部128内に記憶される絶対
圧力データおよび任意のその他のデータを遠隔測定し、
日時と相関付けられ、外科医が用いて患者の状態の診断
を得るときに、外部装置から読み出すことを意図したも
のである。
圧力センサ／リード構造 圧力センサ・カプセル即ちモジュール20には、チタン
製外側ハウジングが構成され、可変即ちピックオフ・コ
ンデンサCPの一方のプレートとして、一体型圧力変形平
面感知膜、即ち、ダイアフラムがその中に形成されてい
る。ピックオフ・コンデンサCPの他方のプレートは、外
側ハウジング内部に密閉されている混成回路基板の一方
側に固定されている。ピックオフ・コンデンサCPの容量
は、患者の心臓10または血管系のどこかの脈拍に関連す
る圧力波よる変形をダイアフラムが受けると変化する。
基準コンデンサCRも、混成回路基板と同一側および外側
ハウジング上に形成された平面コンデンサ・プレート間
に固定間隔で形成されており、基準容量値を与える。モ
ジュール20内の圧力（および温度）センサ回路は、変調
器150によって供給される電圧VDDおよびVREGを用い、温
度と共に変化する充電および放電電流によって、コンデ
ンサ対を交互に充電および放電すると共に、以下に述べ
るようにして瞬間的絶対圧力および温度変調放電時間間
隔を変調器150に与える。
第２図および第３図は、第１図のリード12の遠隔およ
び近接端部分の断面図である。圧力センサ・モデュール
20は遠隔先端にある尖叉構造体26に隣接して配置され、
同軸の外側および内側コイル状ワイヤ・イード導体14お
よび16に、機械的および電気的に接続されている。受動
および能動コイル状ワイヤ・リード導体14および16は、
内部絶縁スリーブ22によって分離されており、インライ
ン接続構造体30と圧力センサ・モジュール20との間に延
在する外側絶縁スリーブ46によって包囲されている。探
査針受容ルーメン（stylet receiving lumen）が、内側
コイル状ワイヤ・リード導体16内に形成され、センサ・
モジュール20との接続部まで延在している。
インライン接続構造体30は、探査針受容ピン・ルーメ
ン38を有する内部接続ピン36を含み、内部コイル状ワイ
ヤ導体16の近接端に取り付けられ、ピン・ルーメン38
を、内側コイル状ワイヤ導体16の探査針受容ルーメンと
整合する。絶縁スリーブ40が内側接続ピン36上に遠ざか
るように延在し、それを接続リング42から分離する。接
続リング42は、外側コイル状ワイヤ導体14の近接端に、
電気的および機械的に接続されている。外部絶縁接続ス
リーブ24が、接続リング42から遠ざかるように、そして
外側スリーブ46の近接端上を延在している。
外側および内側コイル状ワイヤ導体14および16の遠隔
端は、圧力センサ・モジュール20の近接端に取り付けら
れて、VDDおよび入出力接続を後述の基板上圧力センサ
混成回路に与える。更に別のコイル状ワイヤ・セグメン
ト32が、尖叉構造体26と圧力センサ・モジュール20の遠
隔端との間に延在し、更に別の絶縁スリーブ34によって
被覆されている。尖叉構造体26は、内部金属コア28を包
囲し、これを電気的に絶縁する。内部金属コア28は、コ
イル状ワイヤ・セグメント32の遠隔端に機械的に取り付
けられている。
第２図および第３図に遠隔及び近接端部分の断面図が
示された、第１図の圧力感知リード12の構成物ならびに
構造および取り付け具に用いられる材料は、インライン
接続器を有する二極同軸ペーシングの技術では従来から
あるものである。このようなリード技術は、Medtronic
（登録商標）の二極ペーシング・リード、Model 4004M
の製造において組み込まれている。具体的な材料、設計
および構造の詳細は、本発明の実際を理解するためには
さほど重要ではない。ここに示す特定実施例では、圧力
感知リード12はペーシング・リードとしても用いられな
いが、圧力感知モジュール20は、特に、速度応答ペース
メーカおよびペースメーカ−電気的除細動器−心室除細
動器の制御に用いるために、ペーシング・リードに組み
込むことができる。
圧力感知カプセル即ちモジュール20の構造に移り、先
ず、第４図および第５図の拡大上面図および側断面図、
ならびに第６図の一部断面図および第７図の分解図を含
む構造図を参照する。圧力感知モジュール20には、第１
および第２のチタン製外側ハウジング半部材50および52
が形成されており、これらが組み立てられたチタン製ハ
ウジング55として共に接合されると、感知および基準コ
ンデンサならびに圧力信号変調回路を指示するセラミッ
ク製混成回路基板60を包囲する。圧力信号変調回路（第
10図および第11図を参照しながら以下で詳述する）は、
基板60の一表面上に実装され、電子端子パッドおよび基
板の他の表面へのフィードスルーに取り付けられた、抵
抗62およびICチップ64を含む。基板60は、以下で説明す
るように、近接シリコーン・ゴム・クッション70および
72、ならびに平行な側壁47および48（第７図および第８
図に示す）によって、ハウジング部材52に対して固定関
係で支持されている。近接シリコーン・ゴム・クッショ
ン70は、フィードスルー76を受容するチタン製アダプタ
・リング74に対する支持も行う。フィードスルー76は、
フィードスルー・フェルール79とフィードスルー・ワイ
ヤ80との間に、セラミック製の絶縁体77を含み、基板60
のパッドに電気的に接続されているフィードスルー・ワ
イヤ80を電気的に絶縁する。近接シリコーン・ゴム・ク
ッション72は、基板60の更に別のパッドに電気的に接続
されている。前方素子（nose element）78を支持する。
センサICチップ64と基板との間の内部電気接続は、第
６図に示すようなアルミニウム・ワイヤ・ボンドによっ
て行われる。混成トレースと、フィードスルー・ピン80
および前方素子延長ピン75との間の接続も、金ワイヤ・
ボンドによって行われる。従来のワイヤ・ボンディング
を各トレースに用い、一方、ピン75および80への接続
は、導電性銀エポキシを用いて行う。具体的な電気接続
について、第11図のセンサ・モジュールの電子回路の電
気概略図に関連付けながら、以下で説明する。
圧力感知モジュール20の機械的および電気的構成物を
共に組み立てた後、チタン製ハウジング半部材50および
52、ならびに前方素子およびアダプタ・リング74を、密
封組み立てされたチタン製ハウジング55として、共にレ
ーザ溶接する。次に、以下に述べるように、モジュール
20をリード12の構成物に取り付けて、外側および内側の
受動および能動コイル状ワイヤ・リード導体14および16
との電気的および機械的接続を与える。
第２図に示すように、モジュール20は、その近接端に
おいて、フィードスルーに類似し、内側導電性遷移ピン
58を遠隔および近接外側導電性遷移スリーブ57および59
から分離する絶縁体56を含む、中間遷移構造体を介し
て、外側および内側コイル状ワイヤ導体14および16に、
電気的および機械的に取り付けられる。スリーブ57およ
び59は、電気的および機械的接続のために、共にレーザ
溶接される。
遠隔遷移スリーブ57はフェルール79に溶接され、遷移
ピン58の遠隔端はフィードスルー・ピン80に立ち込まれ
る（stake）。内側遷移ピン58の遠隔端は中空であり、
絶縁体56外に延在し、フィードスルー・ピン80の近接端
を受容する。立ち込みは、成形絶縁体56内のアクセス・
ポートを通じて行われ、次いで、アクセス・ポートには
シリコーン接着剤が充填される。このようにして、内側
遷移ピン58はフィードスルー・ピン80に電気的に結合さ
れ、外側遷移スリーブ57および59は、組み立てられたチ
タン製ハウジング55に電気的に接続される。
内側遷移ピン58の近接端は、内側コイル状ワイヤ導体
16の遠隔ルーメン内に滑り込ませるようにする。内側コ
イル状ワイヤ導体16の遠隔端は、コイル状ワイヤ導体16
の遠隔セグメント上に滑り込ませた圧着スリーブ（crip
sleeve）66に加えられる力によって、内側遷移ピン58
の近接端に圧着される。内側絶縁スリーブ22の遠隔端
は、圧着スリーブ66にわたって延在し、絶縁体56に接着
され、内側の導体通路全体を絶縁する。外側コイル状ワ
イヤ導体14は、外側遷移スリーブ59と、外側コイル状ワ
イヤ導体14の遠隔ルーメンと内側絶縁スリーブ22との間
に滑り込ませた内側圧着コア・スリーブ68との間にそれ
を圧着することによって、電気的および機械的に取り付
けられる。この組み立ての間にも、シリコーン接着剤を
用いてもよい。電気的および機械的接続を行ったのち、
能動コイル状ワイヤ導体16を、基板60のパッドまたはト
レースに電気的に接続し、受動コイル状ワイヤ導体14
を、ハウジング半部材50および52を介して、以下に述べ
るような、更に別の基板パッドまたはトレースに、電気
的に取り付ける。
圧力感知モジュール20の遠隔端は、更に別の外側スリ
ーブ34および上述のコイル状ワイヤ導体32を含む遠隔リ
ード構造体に接続されている。圧力感知モジュール20の
遠隔端において、圧着ピン81が前記更に別のコイル状ワ
イヤ導体のルーメンに挿入されている。圧着ピン81およ
び更に別のコイル像ワイヤ導体32は、管状前方素子78内
に挿入され、一方、環状前方素子78はコイル状ワイヤ導
体32および圧着ピン81に圧着される。更に別の外側スリ
ーブ34は、圧着領域および更に別のコイル状ワイヤ導体
32の長さにわたって延在する。更に別のコイル状ワイヤ
導体32の遠隔端は、更に別の圧着ピン27を用いて、同様
の圧着によって、内側先端コア部材28に取り付けられ
る。
第４図および第５図に戻り、更に第８図を参照する。
薄いチタン製ダイアフラム54を、チタン製外側ハウジン
グ半部材50に加工する。ダイアフラム54の平坦な内面お
よびその表面の周辺連続領域が、１対の平面コンデンサ
のプレートを形成する。これらの他方のプレートは、第
９図に示すように、セラミック製混成基板60の隣接面61
上に配置されている。外部圧力の変化の結果、ダイアフ
ラム54に変位が生じ、その結果、ダイアフラム54と被着
した基板プレートの一方との間の容量変化となる。この
圧力変化によるピックオフ・コンデンサCPの容量変化
は、対象とする圧力範囲全域にわたってほぼ線形であ
り、センサ・モジュール20外側の圧力の測定値として用
いられる。外部圧力変化は、第２の基準コンデンサCRに
は、殆ど影響を及ぼさない。
ダイアフラム54を患者の体から電気的に分離するため
に、体液や腫脹をあまり吸収せず、ダイアフラム54の撓
みを起こさせ、ピックオフ・コンデンサCPの容量を変化
させる材料を使用しなければならない。この材料は、均
一に薄く、製造中反復可能であって、ピックオフ・コン
デンサCPの感度への影響を避けるようにしなければなら
ない。また、この材料は、ダイアフラム54との接着性が
非常に高く、時が経っても泡、間隙またはその他の分離
が生じないようにしなければならない。このような分離
は、感知される容量変化にヒステリシスや遅れを生じる
可能性がある。
第２図に戻って、外側スリーブ46および更に別のスリ
ーブ34は、ペーシング・リードの製造に用いられる従来
のウレタン・チューブで形成されている。外側スリーブ
46および更に別のスリーブ34への接着のために、センサ
・モジュール20の全長にわたって延在する、薄いウレタ
ン・センサ・ジャケット即ち被覆82を用い、例えば、ウ
レタンを基本とした接着剤によって、その端部を外側絶
縁スリーブ46および更に別の外側絶縁スリーブ34に接着
する。ウレタン被覆82はセンサ・モジュール20の大部分
を覆うために用いられるが、下塗り剤を用いたとして
も、この材料は常にその金属表面に良好に接着する訳で
はない。ダイアフラム54に対する接着力の損失は、流体
の蓄積に至り、血圧変化に対する応答時間に影響を与え
る可能性がある。したがって、ダイアフラム54に対し
て、接着性が高く、身体適合性の絶縁性被膜と交換する
必要がある。
これを行うためには、周囲53にしたがってセンサ被覆
82の切除部分を作り、ダイアフラム即ちダイアフラム54
を露出させる。シリコーン・ゴムの薄い均一な厚さの被
膜45を、露出したダイアフラム54全体に塗布し、時間が
経過しても流体の膨張や分離を全く生じないように、接
着する。シリコーン接着剤は、ウレタン被覆82の切除部
分の縁にはよく接着しないが、縁と半部材50との間に注
入して、縁に残るギャップ全てに充填することができ
る。
結果的に得られる複合被覆82および絶縁層は、VDDに
電気的に接続されている、チタン製の外側ハウジング半
部材50および52を電気的に絶縁する。半部材50および52
を共に、そしてアダプタ・リング74および前方素子78に
溶接することによって、結合ハウジングが形成される。
組み立ての際、センサ・カプセル即ちモジュール20は、
ポリウレタンの絶縁被覆82を含んだ直径が約0.140イン
チであり、長さが約0.49インチであることが好ましい。
ワイヤ電気放電加工（EDM:electric discharge machi
ning）方法を用いて、円筒状のハウジング半部材50およ
び52を二部分に加工する。第１のハウジング半部材50で
は、薄いダイアフラム54は、第８図のＴにおいて厚さが
約0.0013インチであり、チタン・シート素材の内外面の
精密EDMによって作成する。半部材50の内面51は、連続
平面として、ダイアフラム54の周囲53を越えて延在し、
その領域において基準コンデンサCRの一方のプレートと
して機能する。
第９図に移り、セラミック製のセンサ混成回路基板60
は、90％アルミナ基板から成り、その背面側61上には、
めっきされた基板フィードスルー96に結合された内側矩
形コンデンサ・プレート84と、めっきされた基板フィー
ドスルー96に結合された外側環状コンデンサ・プレート
86と、３つのめっきされたスタンドオフ（standoff）8
8,90,92とが被着されている。内側コンデンサ・プレー
ト84は、全体的にダイアフラム54の形状に合うように、
そして周囲53内に納まるように寸法が決められている。
周囲または環状コンデンサ・プレート86は、周囲53の外
側または丁度内側、またはこれを跨ぐような寸法とされ
ている。半部材50の内面51は、ダイアフラム54に対して
コンデンサ・プレート84および86を配置するための基準
面となる。
組み立てられたとき、ブレード84および86は、スタン
ドオフ88〜92とプレート84および86の厚さの差だけ、ハ
ウジング半部材50の内面から離間され、ピックオフ・コ
ンデンサCPおよび基準コンデンサCRを形成する。中央コ
ンデンサ・プレート84を用いた圧力感知ピックオフ・コ
ンデンサCPは、圧力によって誘発されるダイアフラム54
およびそれに塗布されたシリコーン接着層の変位によっ
て、その容量が変化する。ダイアフラム54の撓みが動作
圧力範囲内では無視し得る領域に配置された、周囲の基
準コンデンサ・プレート86を用いた基準コンデンサC
Rは、センサ電圧、熱膨張効果、および密閉されたコン
デンサの誘導体係数の変化の共通モード変化によって、
その容量が変化する。
２枚のコンデンサ・プレート84および86は、基板60の
前側に電気的に接続されており、この上には、ICチップ
64に含まれるセンサの電子回路および抵抗62が実装され
ている。共通コンデンサ・プレート面51はVDDに結合さ
れている。センサ電子回路は、センサ・モジュール20内
の温度変化に応じて変動する定電流源を通じて、ピック
オフおよび基準コンデンサCPおよびCRを交互に充電およ
び放電する。充電電流における温度に関する変化は、ピ
ックオフおよび基準コンデンサCPおよびCR双方の充電時
間に同様に影響を与える。しかしながら、温度によって
誘発されるセンサ・モジュール20内の内圧の変化（およ
び外圧変化）は、ピックオフ・コンデンサCPのプレート
間隔のみに影響を与え、これは容量の増加または減少、
およびその結果としてのピックオフ・コンデンサCPを設
定電圧レベルに充電する時間の延長または短縮の原因と
なる。
血圧の変化は、ピックオフ・コンデンサCPのプレート
間隔の増加または減少を生じ、このために、それぞれ容
量の減少または増加、およびその結果として、ピックオ
フ・コンデンサCPを設定電圧レベルに充電する時間の、
それぞれ、短縮または延長の原因となる。この場合、血
圧温度は無変化、充電電流は一定と仮定する。共通プレ
ート面51と周囲コンデンサ・プレート86との間に、圧力
変化による大きなギャップの変化が、基準コンデンサCR
には発生しないので、圧力によって誘発される基準容量
の変化は殆どない。ピックオフ・コンデンサCPの充電時
間の、基準およびピックオフ・コンデンサCPおよびCRの
合計充電時間に対する比が、圧力によって誘発される変
化の安定した指示を与え、共通モードの容量変化を相殺
するため、その結果絶対圧力信号が得られる。主に温度
に関連する、共通モード容量変化は、基準コンデンサCR
の容量から得ることができる。後に遠隔測定出力のため
に、信号VprsおよびVtempも、EGM、活動信号および血液
ガス信号（blood gas signal）、ならびにメモリに記憶
されている全てに対して、時間的に相関付けることがで
きる。
第９図に示す基板面61のめっきは、過剰な数の精密許
容差（close tolerance）構成物に対する必要性をなく
しつつ、ピックオフおよび基準コンデンサのギャップを
得るように、特別に設計されたものである。スタンドオ
フのめっきの上面と、コンデンサのめっきの上面との間
に１つの厳しい許容差を指定することによって、基準お
よびピックオフ・コンデンサ・プレートと、センサ・ダ
イアフラム54の平面51との間の間隔は、非常に正確に制
御することができる。ダイアフラム54の内面51はダイア
フラム54の周囲53を越えて、スタンドオフ88〜92が接触
する領域まで延在しているので、スタンドオフ・パッド
の高さと、コンデンサ・プレート84および86の高さとの
間の差が、コンデンサ・プレート84,96と内面51との間
のギャップを規定することになる。
混成（ハイブリッド）スタンドオフ88〜92は、構成物
を組み立てるときに、可圧縮成型シリコーン・ゴム・ク
ッション70,72によって、内面51に対して接触するよう
に押圧される。この構造体は、表面51とスタンドオフ88
〜92との間に圧力を加える、締り嵌めを形成する。基板
60の横方向の制約は、一方の軸においては、混成回路基
板60の横側壁47および49間のハウジング半部材50への嵌
入によって、そして他方の軸に沿っては、シリコーン・
ゴム・クッション70,72によって与えられる。１つの変
形において、基板60の側縁を側壁47および49に、および
／または端縁を半部材50の内面51に単に接着するために
は、ゴム・クッション70,72を除去してもよい。また
は、接着剤は、ゴム・クッション70,72と共に用いるこ
とも可能である。更に、各構造体の変形では、スタンド
オフ88〜92は、内面51に接合することも可能である。そ
の結果、センサ・モジュール20の空洞内に、正確で永久
的な基板60の位置が得られ、時間の経過によってセンサ
信号のドリフトの原因となり得る、重要部品の残留応力
を生じることがない。
このように、ピックオフおよび基準コンデンサCPおよ
びCRを離間する手法には、２つの主要な利点がある。第
１に、１組の構造のみ、即ち、めっきの高さまたは厚さ
のみに精密許容差が必要になるだけであり、これらの構
造は、非常に精度の高いプロセスによって生産される。
例えば、スタンドオフ88,90,92には、正確に0.0011イン
チの厚さにめっきすることができ、コンデンサ・プレー
トには、0.005インチの厚さにめっきすることができ
る。これによって、許容差0.0001インチで、0.0006イン
チのギャップを、コンデンサ・プレート84,86とダイア
フラムの内面51との間に達成することができる。第２の
利点は、熱膨張効果による信号変調が殆どないことであ
る。プレート84,86とセンサ・ダイアフラムの内面51と
の間のギャップを決定する構造の寸法変化は、D1＝aDT1
という関係によって表わされ、ここで、D1はギャップの
変化、ａはギャップを形成する材料の熱膨張係数、DTは
温度変動、そして１は構造の長さである。
ここに提示する例では、ギャップの厚さは0.0006イン
チに過ぎないので、スタンドオフの材料の熱膨張係数が
約13x10-6/℃と仮定すると、予測される生体内の温度変
動に対するギャップの変化は、7.8ナノ・インチのギャ
ップ変化となる。この熱変化は、1mmHgの圧力変化に対
するギャップ変化の約60倍少なく、現在の技術による低
電流方法を用いて検出されるものよりも遥かに少ない。
１つの重要な熱効果がある。レーザ溶接プロセスを用
いて、圧力センサ・モジュール20を密閉するとき、周囲
温度および圧力における、またはその近傍の気体（殆ど
の場合、アルゴンまたは窒素）のある量がセンサ・モジ
ュール20の空洞内部に取り込まれる。空洞内部の気体圧
力と外側の圧力との差が、ピックオフ・コンデンサCPの
ギャップに影響を与える。センサを密閉するときに、圧
力差を０とし、その結果、その中立位置からの圧力ダイ
アフラム54の撓みをなくする。しかし、センサ内部の気
体は、古典的な気体法則PV＝nRTに従うはずである。セ
ンサ内側の容積が一定であり、質量および気体定数（そ
れぞれ、ｎおよびＲ）が一定である（密閉後には、セン
サの空洞に出入りする気体はないので）と仮定すると、
温度変化の効果は、P2＝P1（T2/T1）として、気体法則
の式によって記述することができる。
人の体内、特に、心室内の静脈血流では、温度は公称
37℃（±２℃）から変動し得る。変動は、熱によって±
３℃の間、および運動によって−１℃ないし＋２℃の間
となる可能性がある。センサを300Kおよび760mmHgで密
閉したと仮定すると、気体法則の式は、温度変化１℃毎
に、内圧に2mmHgの対応する変化が生じることを示唆し
ている。これ自体、温度の上昇によって、センサが報告
する圧力値が減少することを示している。何故なら、外
圧を比較する対象である空洞内の圧力が上昇したからで
ある。これは重大な誤差となるので、補償する必要があ
る。本発明の更に別の態様によれば、基準コンデンサCR
の充電時間が、ほぼ１％／℃のバンド・ギャップ調整電
流の変動による温度の関数として変動するので、これを
監視する。基準コンデンサCRの充電時間Ttempの変化を
モニタ100に記憶し、変化する温度効果を補正するため
に使用する。
先に述べたように、物理的に圧力に応答してピックオ
フ容量の変化を生じる構造は、EDMプロセスによって作
成された、ハウジング半部材50内の薄いダイアフラム54
である。ダイアフラム54の中心で測定される撓みｙは、
以下の式によって支配される。
ymax＝k1（wr4/Er3） ここで、ｗはダイアフラム54の一方側に印加される圧力
（または圧力差）、ｒは矩形ダイアフラム54の幅、Ｅは
ダイアフラム材料のヤング率、ｔはダイアフラムの厚
さ、k1はダイアフラム54の長さ対幅比によって決定され
る定数である。本発明では、センサ54の寸法に2:1の比
率を使用し、k1＝.0277を得た。この比を1.5:1に低下さ
せると、幅は一定のままであり、k1は.024に減少し、ダ
イアフラムの変位に13％の対応する減少が生じる。これ
は感度に対してはほどの衝撃ではなく、ダイアフラム54
の長さは、感度に大きな衝撃を与えることなく、潜在的
に短縮が可能であることを示している。
2:1の比、0.0013インチのダイアフラムの厚さＴ、お
よび0.005インチのギャップを用いた具体的な構造にお
いて、ピックオフおよび基準コンデンサCPおよびCR双方
に、センサICチップ64の容量寄与も含めて、約3pFのベ
ースライン容量を実現した。ベースライン容量は、予想
される寄生容量、特に時間の経過と共にまたは環境に応
答して変動する傾向のあるものと比較して、大きいこと
が望ましいが、過度に大きな充電電流を必要とする程に
大きくすることはない。また、この容量は、信号対ノイ
ズ比を低下させる傾向がある、過度に低い充電電流に頼
ることなく、約４ないし6kHzのピックオフ回路の発振周
波数を維持できる程に大きいことが望ましい。圧力変化
に応答する容量変化の暫定的な予測は、0.5ないし1.5fF
/mmHgである。
上述し、図面特に第９図に描いた基準およびピックオ
フ・コンデンサの好適実施例は、基板面61上に、ピック
オフ・コンデンサ・プレート84を包囲する環状の基準コ
ンデンサ・プレート86を配置する。基準コンデンサ・プ
レート86は、異なる形状を有し、基板面61上の他の位置
に配置してもよりことは理解されよう。例えば、基準コ
ンデンサ・プレート86およびピックオフ・コンデンサ・
プレート84の双方を正方形または矩形とし、基板面61上
に並べて配置することも可能である。構造または位置に
は関係なく、先に述べたのと同様に、基準コンデンサ・
プレートは、ダイアフラム54の周囲53の外側に位置し、
ダイアフラム54の内面から離間される。更に、どのよう
な構造においても、ダイアフラム54およびピックオフ・
コンデンサ・プレート84は、異なる形状、例えば、図示
したものよりも正方形に近い形状を有してもよい。
圧力および温度信号変調回路 圧力感知モジュール20内の圧力および温度信号変調セ
ンサ回路200（ICチップ64内の回路、基板60上に実装さ
れている関連する抵抗62、ならびにピックオフおよび基
準コンデンサCPおよびCRを含む）を、第10図および第11
図に示す。センサ回路200は、圧力および温度で変調し
た、ピックオフおよび基準コンデンサCPおよびCRの値
を、それぞれ、センサ電流パルス信号PRおよびPPの間
の、充電時間変調間隔TprsおよびTtempに変換し、能動
リード導体16に送信する。
第10図は、12で示す破線ブロック内の圧力感知リード
12の等価回路インピーダンスも示している。リード導体
14および16は、約300kW程度の漏れ抵抗202を有し、それ
らの間には約110pfの容量204がある。リード導体14は、
直列抵抗206および208を有し、合計すると約25Wとな
る。また、リード導体16は、直列抵抗210および212を有
し、合計すると約40Wとなる。漏れ抵抗および容量は、
習慣的な埋め込みでは、時間の経過と共にずれる可能性
がある。復調器150は、リード負荷インピーダンスを含
み、以下に述べるように、埋め込み時に較正する。
受動リード導体14は、復調器150からのVDDをICチップ
64のVDD端子に、ならびにピックオフおよび基準コンデ
ンサCPおよびCRに印加する。能動リード導体16は、ICチ
ップ64の端子VERGを、復調器150の端子CPOUTおよびCPIN
に、第13図に示す等価抵抗ネットワークを介して接続す
る。
圧力および温度信号変調センサ回路200を第11図によ
り詳細に示す。これは、本質的に、目標周波数の5kHz付
近で動作する双安定マルチバイブレータとして動作し、
この場合０ボルトであるVDDから、基準電圧VRを通っ
て、目標電圧VTに、VCRおよびVCPと標記した第12図の２
つの波形に示すような1/31の電流源によって、基準コン
デンサCRのプレート84およびピックオフ・コンデンサCP
のプレート84を交互に充電する。基準コンデンサCRおよ
びピックオフコンデンサCPは、これも第12図に示す先の
２つの波形に示すように、更に別のVDDに結合された2/3
1電流源によって、基準電圧VRを通って逆にVDD即ち０ボ
ルトに、交互に放電される。尚、第12図の波形は一定の
拡縮比にはなっておらず、センサ回路200および復調回
路150において発生される信号の図示を容易にするため
に誇張されていることを注記しておく。
ピックオフおよび基準コンデンサCPおよびCRは双方と
も公称上は2.2pFであるが、浮遊容量によって3.0pFに近
付く。ここで用いているバイアスの規則によって、基準
コンデンサCRおよびピックオフ・コンデンサCPは、それ
らのプレート86および84が、それぞれ、双方ともVDD即
ち０ボルトのときに、放電されると考えられる、共通プ
レート51は常にVDD即ち０ボルトである。基準およびピ
ックオフ・コンデンサCPおよびCPは、プレート84および
86が０ボルト以外の電圧にあるとき、充電される（ある
充電レベルまで）と考えられる。この場合、充電はVDD
およびVREG間、即ち、０および−2.0ボルト間の負充電
である。したがって、ここで採用した規則では、基準お
よびピックオフ・コンデンサCRおよびCPは、−2.0ボル
トに向かって「充電」され、負電圧から０ボルトに向か
って「放電」されることを指示している。ここに含まれ
る原理は、VSSの規則にも適用可能であり、その場合、
電圧レベルは、負極性ではなく、正となる。
実際に第13図の復調器150を起動すると、０ボルトの
電圧VDDをリード12のリード導体14に、そして−2.0ボル
トのVREGをリード導体16に供給する。変調器150によっ
て第11図のセンサ200に供給される規定電圧VDDおよびVR
EGは、第１分岐ダイオード214,216および218と電流源23
2とを含む電圧分割ダイオード・ネットワーク、第２分
岐のダイオード22、外部抵抗62および電流源234、なら
びに第３分岐のダイオード222および電流源236に印加さ
れる。電圧VTは、ダイオード214,216および218によっ
て、VDDよりもダイオードの順方向電圧３倍分低い、即
ち、−1.5ボルトであり、電圧VRは、ダイオード214およ
び216によってVDDよりもダイオード順方向電圧２倍分低
い、即ち、−1.0ボルトである。
差動電流増幅器230が第２および第３分岐に結合さ
れ、その出力は、各分岐の電流源232234および236に印
加される。電流Ｉは、かなり異なる電流密度で動作する
２つのダイオード220および222間の電圧差を、チップ抵
抗62の値で除算した値によって規定される。周囲温度の
変化はダイオードの抵抗に影響を及ぼし、差動増幅器23
0からの出力信号に反映される。電流源234および236
は、あらゆる電流不均衡を補正するように駆動され、電
流源232は、センサ・モジュール20内の温度変化を反映
する電流Ｉを発生する。
圧力および温度信号変調センサ回路200に採用した原
理は、バンド・ギャップ方法を用いて温度に無感応の電
流源を作成するのではなく、電流センサ232が、温度変
化に伴って、既知量、約１％／℃だけ変動するという、
バンド・ギャップ・レギュレータの概念の使用を故意に
誤った点にある。これによって、温度によるセンサの内
部圧力変化、およびその結果としてのギャップに影響を
与える絶対圧力の誤差、したがって、ピックオフ・コン
デンサCPの容量を補正するために、基準コンデンサCRの
充電変調時間Ttempの変動を温度計として用いることが
できるようになる。基準コンデンサCRのギャップは、圧
力または温度と共に大きくは変化できないので、Ttemp
における主要な変化は、電流源232によって発生される
電流Ｉにおける、温度によって誘発される変化によって
のみ発生し得る。
基準電圧VRおよび目標電圧VTは、概略的に図示した半
導体スイッチ258および260のスイッチ端子に印加され
る。半導体スイッチ258および260の共通端子は、それぞ
れ、比較器240および242の正入力に結合されている。比
較器240および242の負端子は、それぞれ、直列充電抵抗
244および246を介して、ピックオフ・コンデンサCPおよ
び基準コンデンサCRのプレート84および86にそれぞれ結
合されている。比較器240および242の出力は、それぞ
れ、反転器248および250によって反転され、フリップ・
フロップ252の入力に印加される。フリップ・フロップ2
52の出力は、概略的に図示した半導体スイッチ254およ
び256の制御端子に印加される。半導体スイッチ254およ
び256は、その挙動が双安定であり、フリップ・フロッ
プ252の状態に応じて、2/3Iを供給する電流源272および
1/3Iを供給する電流源274を、基準コンデンサCRおよび
ピックオフ・コンデンサCPに交互に接続する。電流源27
2がコンデンサの一方に印加されるとき、電流源274は他
方のコンデンサに印加される。プレート84または86上の
コンデンサ電圧は、電流源272を通じて、VDD即ち０ボル
トに放電され、一方プレート86または84上のコンデンサ
電圧は、それぞれ、電流源274を通じて、VTに向かって
充電される。これは、第12図に示す通りである。
比較器240および242の出力は、概略的に図示した半導
体スイッチ258,260,262,263および264を制御するために
も印加される。半導体スイッチ258および260は、その挙
動が単安定であり、各比較器240および242によって高状
態の出力信号が発生される毎に、そして発生される場合
に限って、図示した目標電圧VTとの接続から基準電圧VR
へ、状態を切り換える。VRまたはVTをそれぞれの比較器
240および242に導通するために閉成されるこれらスイッ
チ258および260のタイミング状態も、第12図に示す、25
8および260と標記した波形において示されている。
比較器240および242の出力は、それぞれ正端子に印加
されるコンデンサの充電電圧VCPおよびVCRが、絶対値の
意味で、負端子に印加される電圧VTよりも低いとき、通
常低となる。充電電流源274に結合されたコンデンサCP
またはCRを電圧VT即ち−1.5ボルトに充電することによ
り、対応する比較器240または242が高になる。比較器が
高になると、フリップ・フロップ252は状態を変化し、
半導体スイッチ254および256の閉成状態を交換し、これ
によって、既に充電している（または最大に充電されて
いる）コンデンサが放電を開始し、既に放電されている
他のコンデンサが充電を開始する。
対応する比較器の高出力状態は、VTからVRまでの所定
のコンデンサ放電時間期間の間保持され、ワン・ショッ
ト型の高状態出力を発生する。コンデンサCPまたはCRの
電圧がVRに放電されると、各比較器242または240の高状
態出力が消滅し、半導体スイッチ258または260は再び切
り換えられて、比較器240または242の各負端子にVTを印
加する。しかしながら、コンデンサCPまたはCRは、プレ
ート84または86がそれぞれ最大放電即ち０ボルトに戻る
まで、放電を継続する。放電速度が充電速度を上回るの
で、コンデンサCPまたはCRが０ボルトに留り、他方のコ
ンデンサVTに向かって充電する（第12図に示すように）
時間期間が、各サイクルに現われる。これによって、各
コンデンサは、その各充電時間間隔の開始時には、０ボ
ルトに完全に放電されていることが保証される。
第11図に具体的に示すように、スイッチ258および260
は、電圧VTを比較器240および242に印加するように設定
され、スイッチ262,263および264は全て開放状態となっ
ている。ピックオフ・コンデンサCPのプレート84は、2/
3I電流源272に接続され、VDD即ち０ボルトに向かって放
電されており、一方、基準コンデンサCRのプレート86は
1/3I電流源274に接続され、VT即ち−1.5ボルトに向かっ
て充電されている。スイッチ258,260,262,263および264
の構成のために、パルスは発生されていない。ピックオ
フ・コンデンサCPのプレート84はVDDからVRに向かって
充電されており、基準コンデンサCRのプレート86上の電
圧は、VRからVDDに向かって放電されていると仮定する
ことができる。比較器242の出力が高になると、高状態
信号によってスイッチ260が、その時閉成されている極
位置（例えば、第11図に概略的に図示した極位置）から
他の開放極位置に切り替わり、コンデンサの電圧が再び
VTに低下して比較器242の出力が再び低になるまで、そ
こに留る。同様に、比較器240の出力が、次の充電サイ
クルにおいて高になったとき、高状態信号によってスイ
ッチ258が、そのとき閉成されている極位置（例えば、
第11図に概略的に図示した極位置）から他の極位置に切
り替わり、比較器240が低になるまで、そこに留る。こ
のように、基準電圧VRは、それぞれ、スイッチ258およ
び260によって、比較器240および242の負端子に、第12
図に示す比較的短いVRからVTまＴでの放電時間にわたっ
て、交互に印加される。
要約すると、ピックオフ・コンデンサCP上の充電電圧
がVTに達すると、比較器240はその出力状態を高に切り
換え、これによってスイッチ258の状態を変化させ、ス
イッチ263を閉成する。スイッチ263が再び開くと、遅延
回路270がイネーブルされて、スイッチ264を閉成する。
同様に、次のサイクルにおいて、基準コンデンサCR上の
電圧がVTに達すると、比較器242はその出力状態を高に
切り換え、スイッチ260の状態を変化させ、スイッチ262
を閉成する。
通常開放状態にある半導体スイッチ262および263も、
その挙動は単安定であり、比較器の高状態の期間、即
ち、VTからVRまでの放電時間期間、閉成されている。閉
成されると、これも第12図に示す基準およびピックオフ
充電時間変調間隔TtempおよびTprsを分離する、タイミ
ング電流パルスPRおよびPPが発生される。
タイミング電流信号パルスPPは、第12図のセンサ電流
線に示すように、VTからVRまでの基準コンデンサCRのコ
ンデンサ放電時間によって、その幅が制御される。２ス
テップ・タイミング電流信号パルスPRの初期低振幅ステ
ップも、第12図にセンサ電流と標記された波形に示すよ
うに、VTからVRまでの基準コンデンサCRのコンデンサ放
電時間によって、その幅が制御される。VTからVRまでの
放電時間は、スイッチ258および260の閉成時間期間およ
びタイミング電流パルスPRおよびPPの低振幅ステップの
幅を制御し、通常８〜12ミリ秒である。２ステップ・タ
イミング電流信号パルスPRの高振幅ステップは、第11図
の遅延回路270によって、その幅が制御される。
したがって、比較器242の高状態信号出力は、通常開
放状態にあるスイッチ262を、高状態の期間、即ち、基
準コンデンサCRのVTからVRまでの放電時間にわたって閉
成する。スイッチ262が閉成すると、64Iを供給する電流
源266がVREG端子に印加され、その結果、タイミング電
流パルスPPが発生し、導体16上にセンサ電流として現わ
れる。同様に、比較器240の高状態信号も、通常開放状
態にあるスイッチ263を、ピックオフ・コンデンサCPのV
TからVRまでの放電時間の長さにわたって閉成し、遅延
回路270に印加される。遅延回路270は、高状態の終了時
にスイッチ264の閉成を行い、以後、遅延した高状態時
間期間を通じて、スイッチ264の閉成を保持する。スイ
ッチ263および264が順次閉成されると、64Iを供給する
電流源266がVREG端子に印加され、次いで、208Iを供給
する電流源268がVREG端子に印加される。このようして
に、第12図に示すステップ状電流タイミングパルスが発
生される。
タイミング電流パルスPPおよびタイミング電流パルス
PRの初期ステップの公称パルス高8.0mAは、スイッチ262
または263のいずれかが閉成されたときに、64I電流源26
6によって形成される。パルスPRの公称パルス高24mA
（初期の8.0mAステップから上昇したステップ）は、ス
イッチ263が再び開放した後にスイッチ264が閉成された
ときに、208I電流源によって形成される。パルス間に、
1.5mAのベースライン供給電流が、VREGおよびリード導
体16上に現われ、電流パルス高またはセンサ電流振幅は
これを基準とする。
圧力に関するタイミング電流パルスPPの8.0mAの前方
ステップは、温度に関する基準タイミング電流パルスPR
のスルー・レートの8.0mAピークと一致し、これ以外の
場合には異なるスルー・レートを有する異なる振幅の検
出に伴う誤差を減少する。双方のパルスの立ち上がり時
点は、復調器150の電流センサ154には、同一のように見
える。各パルスの開始は、したがって、精度高く検出す
ることができ、介在する充電時間間隔TprsおよびTtemp
の開始および終了時刻として用いることができる。２つ
のパルスで異なるピーク振幅は、容易に区別可能であ
り、間隔の順を判断することができる。
このように、第12図は、基準およびピックオフ・コン
デンサCRおよびCPの充電および放電電圧波形、ならびに
各コンデンサの充電間隔TprsおよびTtempの開始を印
す、端子VREGに発生するタイミング電流パルスPPおよび
PRに関係付けて、スイッチ258,260,262,263および264に
おける波形を示す。
37℃の温度および740mmHgの大気圧において、コンデ
ンサCPおよびCRの容量値はほぼ等しい。したがって、双
方のコンデンサCPおよびCRはほぼ等しい速度で充電す
る。タイミング信号パルスPPおよびPR間の間隔はほぼ等
しく、50％のデューティ・サイクル（TprsのTtemp＋Tpr
sに対する比として計算する）を反映し、PPからPPまで
の公称動作周波数は5kHzである。
埋め込みの後、温度を37℃からいくらか変動させるべ
きである。電流Ｉは、温度変化と共に変化し、充電時間
TtempおよびTprsに同様に影響を及ぼし、動作周波数を
変化させる。加えて、心収縮期と心拡張期との間の血圧
変化が、ピックオフ・コンデンサCPの容量を変化させる
が、これは充電時間Tprsに影響を与えるのみである。こ
のように、充電時間Ttempは、温度によってのみ変化
し、組み合わせた結果は、温度および圧力双方の変化に
応じた、周波数およびデューティ・サイクルの変化とな
る。
概略的に図示した電流源および半導体スイッチは、従
来の集積回路の設計によって、容易に実現可能である。
復調回路 第13図に示す復調器150は、電圧VDDおよび約1.5mAの
センサICチップ64からのベースライン電流ドレインにお
けるVREGを、リード導体14および16に供給し、タイミン
グ信号電流パルスPPおよびPRを受信して、導体16上のベ
ースライン電流を変調する。変調器150は、第12図の電
流パルス列の前縁を分離する、充電時間期間Tprsおよび
Ttempを、それぞれ、電圧信号VprsおよびVtempに変換す
る。電圧信号VprsおよびVtempは、デジタル制御／タイ
マ回路132に供給され、ADC/MUX回路142によって、絶対
圧力および温度データを表わすデジタル値に変換され、
他の監視対象の生理的データと時間的な関係で、マイク
ロコンピュータ回路114に記憶される。
上述のように、アナログ温度信号Vtempは、積分プロ
セスにおけるPRとPPの前端間の間隔Ttempから得て、ア
ナログ圧力信号Vprsは、デューティ・サイクル信号のフ
ィルタ処理および平均化プロセスにおけるPPおよびPRの
前端間の間隔Tprsから得る。これらのプロセスにおい
て、復調器150は、第12図に示す中間電圧方形波NCAPS_O
UT、NREST_OUTおよびDCAPSを、電流パルス・タイミング
間隔から生成する。電圧信号Vtempは、時間間隔Ttempに
関する時間間隔の比較的単純な積分から決定される。電
圧信号Vprsは、時間間隔TprsおよびTtempを表わすDCAPS
信号の方形波に、低域通過フィルタ処理を行うことによ
って得られる。
温度に関する容量変化は、37℃±５℃という狭い範囲
になるように特定され、これによって、10℃の温度変化
に対して理想的な気体法則の圧力変化である、最大スケ
ール20mmHgを達成することができる。ADC/MUX回路142に
よって行われる限定された範囲のA/D変換、および温度
チャネル積分器の傾斜の調整（trimming）によって、Tt
empの範囲は、第１範囲では66ミリ秒ないし116ミリ秒、
第２範囲では96.5ミリ秒ないし146.5ミリ秒となる。そ
の結果温度処理チャネルの出力において生成されるアナ
ログ信号Vtempの電圧範囲は、０ないし1.2ボルトに特定
され、ADC/MUX回路142によって処理される。
ピックオフ・コンデンサに影響を与える血液、周囲
（大気、高度、天候）圧力変化は、400ないし900mmHgの
好ましい全範囲に指定される。DACオフセットの調節に
よって、ユーザおよび／またはソフトウエア制御の下で
圧力システムの調節が可能となり、この全範囲を与える
ことにより、８ビットのA/D変換器の更に限られた範囲
との互換性を得る。
実際には、圧力システムの利得は、特定の圧力センサ
の感度に応じて調節し、患者の予測される血圧範囲に、
患者によって見られる、局所的な天候による予測圧力変
化および予測高度圧力変化を加算した予測血圧範囲を包
含するA/D圧力「範囲」を得るようにする。血圧は通
常、（大気圧に対する）ゲージ圧で−10mmHgないし140m
mHgと予測される。
その結果、絶対圧力信号処理チャネルの出力に生成さ
れるアナログ信号Vprsの電圧範囲も、０から1.2ボルト
に特定され、ACD/MUX回路142によって処理される。
再び、第13図の変調回路150に戻って、これは、デジ
タル制御／タイマ回路132からの多数のバイアスおよび
コマンド信号を受信し、電圧VDDおよびVREGを圧力およ
び温度信号変調回路200に供給し、センサ電流パルスPR
およびPPを処理し、アナログ信号VtempおよびVprsをデ
ジタル制御／タイマ回路132に供給する。最初に、入力
信号のバイアスおよび処理から開始して、復調回路150
は、＋1.2ボルトに規定された電圧信号VREG1、20nAの電
流信号Iin、および電源156におけるコマンド信号PSR ON
を受信する。規定電圧VERF1は、ADC/MUX回路142が０な
いし＋1.2ボルトのアナログ電圧信号を０〜255値を有す
る８ビット・デジタル・ワードにデジタル化するために
使用されるのと、同一基準電圧である。出力信号Vprsお
よびVtempは、したがって、処理すべきこの０〜1.2ボル
トの範囲に納まらなければならない。こうすれば、その
同一の規定電圧から変調器150の正確な寄生電圧および
電流を発生するが、より簡単となる。加えて、復調回路
150およびマイクロコンピュータ回路114を含むモニタ10
0の他の回路は、VSS即ち０ボルトである電池の接地を基
準としていることを注記しておくべきであろう。したが
って、規則はセンサ回路200において採用したものと反
対となる。双方の場合に同一規則を用いることも可能で
あることは理解されよう。
この供給源から、電源156はVDDより−2.0低い電圧VRE
F2（VDD−2.0ボルト）、＋2.0ボルトのVREG1、および規
定電流信号Iac,Iamp1,Iamp2,Iamp3,およびIicを発生
し、これらを第13図の回路ブロックに印加する。チップ
外のコンデンサおよび抵抗ネットワーク155,157および1
59,161は、電流Iicのためのバイアス制御ITEMPおよびIa
cのためのバイアス制御ISETを与える。抵抗159は、AC電
流センサ154に対して、以下に述べる具体的な電流スレ
シホルドを発生するために、Iac電流を発生するように
選択される。抵抗157は、各モニタ100の製造の際に調整
され、積分制御器174に特定電流レベルIicを供給する。
PORおよび32kHzのクロック信号が、モニタ100の起動
時に印加される。コマンド信号PSR ON、およびその他の
コマンド信号TMP ON、２−BIT GAIN、４−BIT GAIN、８
−BIT DAC CNTRL、SLF CAL、PLRTYおよびRANGEが、マイ
クロコンピュータ114内のメモリ位置から、デジタルタ
イマ／制御回路132によって、復調回路150に供給され
る。プログラムされている内部コマンドは、これらのコ
マンド信号によって反映される動作状態および動作パラ
メータを指定する。コマンド信号値および状態は、マイ
クロコンピュータ114内のメモリ位置に記憶され、デジ
タル・タイマ／制御器回路132によってアクセスされ、
３ワードで復調回路150に供給される。６ビットのGAIN
ワード（２−BIT GAIN＆４−BIT GAIN）、８ビットのDA
Cワードおよび６ビットのCONTROLワード（POR,PSR ON,T
MP ON,SLF CAL,RNGE,PLRTY）は、動作状態および選択さ
れた動作パラメータを設定するために記憶される。
例えば、圧力および温度感知機能は、別個にONまたは
OFFにプログラムしたり、PSR ONおよびTMP ON信号によ
って共にONにプログラムすることができる。１ビットの
PSR ONコマンドは、バイアス電流Iamp1、Iamp2、Iamp3
をイネーブルし、圧力信号処理チャネルを動作させる。
１ビットのTMP ONコマンドは、積分制御器174をイネー
ブルし、温度信号処理チャネルを動作させる。残りのコ
マンド値および状態については、復調回路150の構成物
との関係において説明することにする。
センサ電流パルスPPおよびPRの処理に移って、リード
導体14は接続ブロック端子15に接続されている。この端
子15もVDDに接続されている。リード導体16は、VREG接
続ブロック端子17に接続されている。負荷抵抗153が、
接続ブロック端子15および17間の、VDDとVREGとの間に
結合され、2.0ボルトの電圧低下を得ると共に、リード
の漏れ抵抗202における変化に伴う効果を減少あせる。
接続ブロック端子17におけるリード導体16は、抵抗151
および152を介して、AC電流センサ154の一方の入力端子
CPIN、および抵抗151のみを介して、AC電流センサ154内
の電流シンクに接続されている出力端子CPOUTに接続さ
れている。
AC電流センサ154の更に別の入力端子が、電源156によ
って発生された、（VDD−2.0）ボルトの電圧VREF2に接
続されている。電流センサ154は、電圧レギュレータと
して動作し、上述のように、コンデンサCPおよびCRの充
電の間に発生され、接続ブロック端子17のリード導体16
に現われる、電流パルスPPおよびPRの効果には無関係
に、常にCPOUTにおける電圧がVREF2即ち（VDD−2.0）ボ
ルトに確実に留るようにする。抵抗151間の電圧効果は
少ないので、第11図の回路200のVREGは、第13図の復調
回路150のVREF2として見ることもできる。抵抗151は、
電磁干渉または電気的除細動／心室除細動パルスによる
外部過剰駆動（overdrive）に対する保護を与える。
電流センサ154は、電流パルスPPおよびPRが現われた
ときにその振幅を判別し、出力信号CAPS_OUTおよびRESE
T_OUTを発生する、電流Iacによって確定される比較器も
含む。信号振幅が判別され、比較器およびAC電流センサ
154における基準電流源によって確定される電流レベル
に低下させる。CAPS_OUT信号は、低および高振幅電流パ
ルスPR双方に応答して発生され、RESET_OUT信号は、高
振幅電流パルスPRのみに応答して発生される。
電流パルスPP（8.0mA）およびPR（8.0mAとそれに続く
24.0mA）を区別するパラメータの判別は、AC電流センサ
154内の振幅比較器によって行われ、電源156によって供
給される電流Iacによって設定される。抵抗159は電流IS
ETを決定し、一方、これは電流Iacと、ACセンサ154にお
ける入力電流パルスに対するスレシホルドを決定する。
好ましくは、＋3.6mAの低電流スレシホルドILおよび＋1
4.4mAの高電流スレシホルドIHを、8.0mAおよび24.0mAの
公称電流パルス振幅に対して確定する。これら２つのス
レシホルドの比は変えることができないが、それらの値
は抵抗159によって設定されるので、電流パルスPPおよ
びPRの実際のピーク・ステップ振幅における変動を考慮
することができる。
IL（＋3.6mA）の低スレシホルドを越えるステップを
有するセンサ電流パルスPPまたはPRは、CAPS_OUTの出力
信号を発生し、一方、IH（＋14.4mA）の高スレシホルド
を越える電流パルスPRの高ステップは、RESET_OUTの出
力信号を発生する。CAPS_OUTおよびRESET_OUT信号は、
レベル・シフタ158に印加され、VSS即ち０ボルトとVREG
1即ち＋2.0ボルトとの間に信号を正規化し、第12図に示
すNCAPS_OUTおよびNREST_OUT信号を発生することによっ
て応答する。正規化されたNCAPS_OUTおよびNREST_OUT信
号は、それぞれ、フリップ・フロップ160のクロックお
よびリセット反転入力に印加される。反転入力は、第12
図に示すNCAPS_OUTおよびNREST_OUT信号を実際に反転す
る。フリップ・フロップ160は、そのＱ−出力に方形波
出力信号CAPS（第12図には示していない）を発生するこ
とによって応答する。Ｑ−出力は、間隔Tprsの間高とな
り、間隔Ttempの間低となる。
電流パルス・ピークPPおよびPRからのTtempおよびTpr
s間隔のデコード処理において、NCAPS_OUT信号をフリッ
プ・フロップ160の反転クロック入力に印加し、その状
態を切り換えさせる。NREST_OUT信号はフリップ・フロ
ップ160の反転リセット入力に印加されるが、そのＱ出
力の状態が既に低である場合、状態を変化させない。し
かしながら、NREST_OUTの到達時にＱ出力状態が高の場
合、フリップ・フロップ160の状態は低に切り換えら
れ、その結果、第12図の第１の場合に示すように、DCAP
S方形波信号の高状態が得られる。そのため、電流パル
スPRの高振幅フェーズは、起動時にDCAPS方形波信号の
状態と同期し、ときとして発生し得るあらゆる同期の損
失を復元する。一旦同期が取れたならば、第12図に示す
各電流パルス・ピークPPおよびPRの各連続8mAステップ
は、フリップ・フロップ160のＱ出力状態を切り換え、
これによって、TtempおよびTprs間隔を反映するCAPSお
よびDCAPS信号の方形波を発生する。
CAPS方形波出力信号は、デジタル信号プロセッサ162
に印加され、通常は反転されて、第１出力に、第12図に
示すDCAPS信号を発生する。また、デジタル信号プロセ
ッサ162は、通常、CAPS信号も反転し、第２出力にTREF
信号を発生する。このように、圧力信号処理チャネル16
3の入力に供給されたDCAPSのTprs間隔は、極性が負であ
り、温度信号処理チャネル164の入力に供給されたTREF
のTtemp間隔は、極性が正である。信号DCAPおよびTREF
の極性に関して、デジタル信号プロセッサ162は、デジ
タル制御／タイマ回路132からのPLRTY信号も受信する。
PLRTY信号はDCAPS方形波の極性を反転し、圧力信号処理
チャネル163の動作範囲を拡大するように、選択的にプ
ログラムすることも可能である。しかしながら、PLRTY
信号は殆ど変化しないことが予測され、このようなプロ
グラミングの選択肢は、圧力信号処理チャネル163に設
けられている範囲が十分であれば、除去してもよい。
以下で更に説明するが、SELF CAL信号に応答して自己
診断モードを起動し、較正の目的で、デジタル信号処理
回路162を通じて温度積分制御器174に5.46kHzの方形波
信号を印加することも可能である。5.46kHzの方形波
は、32kHzのクロック周波数の偶約数（even sub−multi
ple）であり、公称5kHzの動作周波数に近いので、単に
便宜上選択されたに過ぎない。以下の検討は、まず、温
度処理チャネル164が既に以下に述べるように較正され
ており、通常動作モードがプログラムされているので
（SELF CALオフ）、CAPS信号のみがデジタル信号プロセ
ッサ162によって処理されることを前提とする。
温度信号処理チャネル164による信号Vtempの導出に着
目し、まず、充電時間Ttempに直接関係する期間を有す
るTREF方形波信号の高状態により、温度を変調する。積
分制御器174は、電流Iicを用いて、積分コンデンサ187
を時間Ttemp（または、以下で説明するようにこの時間
の一部）にわたって充電し、次に、サンプル／ホールド
・コンデンサ190を積分コンデンサ187上の電圧まで充電
する。次に、積分コンデンサ187上の電圧を放電し、サ
ンプル／ホールド・コンデンサ190上の電圧を、温度増
幅段195によって増幅し、０〜1.2ボルトの範囲のVtemp
信号とする。
更に特定すれば、積分コンデンサ187を充電していな
い場合、または電圧をサンプル／ホールド・コンデンサ
190に転送している場合、積分コンデンサ187の両プレー
トはVREG1に保持され、双方向スイッチ176は開放状態と
なる。ここでも、放電状態は、コンデンサ187上に正味
の電圧即ち電荷がない状態として特徴付けられ、充電状
態は、「充電」電圧は表面上「放電」電圧より低い場合
であっても、そのプレート間の正味の電圧差によって特
徴付けられる。
TREF信号が高になると（そして、低範囲がプログラム
されると）、積分制御器174は、抵抗188に接続されてい
る積分コンデンサ187のプレートを、積分制御器174内部
のVSSへの電流シンクを通じて、VREG1よりも低い電圧に
充電し始める。TREF信号の高状態の終了時に、VSSへの
電流シンクは開放され、双方向スイッチ176は、１クロ
ック・サイクル時間（30.5ミリ秒）閉成され、コンデン
サ187上に得られた電圧レベルをコンデンサ190に転送す
る。次に、双方向スイッチ176を開放し、積分制御器174
内部のスイッチを通じて、双方のプレートをVREG1に設
定することにより、コンデンサ187を放電する。積分コ
ンデンサ187の連続的な再充電の各々で、コンデンサ187
に得られる電圧レベルは、TREF信号の高状態の幅の変化
に応じて、その直前の電圧レベルから上下に変動し、新
たな電圧レベルがコンデンサ190に転送される。新たな
電圧レベルは、スイッチ176が開放されるときに、コン
デンサ190上に保持される。
コンデンサ190上に得られる電圧は、増幅段195によっ
て増幅され、圧力センサ空洞内の温度を表わすVtemp信
号を発生する。増幅段195は増幅器178を含み、＋2.0ボ
ルトのVREG1を分割する、抵抗191,192,193から成る電圧
分割器によって、再び約＋1.2Vが基準とされる。増幅段
195は２つの利得を有するので、サンプル／ホールド・
コンデンサ190が到達可能な最大電圧は、＋0.6Vであ
る。これは、抵抗188との接合点にある積分コンデンサ1
87上の＋0.6ボルト・レベルに対応し、規定電流Iicを用
いると、116ミリ秒後に得られる。
２つの動作範囲は、TREF信号の高状態によって反映さ
れる基準コンデンサＲの充電時間Ttempの可能な値に、
より高い解像度を得ようとするものである。高または低
範囲はいずれも、個々のセンサ回路200の特性および／
または患者の温度範囲に基づいて、RANGEビットによっ
てプログラムしなければならない。温度の変化５℃はTt
empの約５％の変化となるので、特定のリードに対するV
tempに応答して、ADC/MUX回路142によって供給される８
ビットのADCカウントは、０および255という限度付近に
はなり得ない。
この理由のために、温度の高範囲および低範囲の双方
が設けられており、先に引用した６ビットのCONTROLワ
ードの１ビット値によって、一方または他方を選択す
る。RANGEビットを１に設定すると、積分制御器174を高
範囲モードとすることになり、これは96〜146ミリ秒のT
REF高状態パルス幅に対応する。RANGEビットを０にプロ
グラムすると、積分制御器174を低範囲モードとするこ
とになり、66〜116ミリ秒のTREF高状態パルス幅に対応
する。このパルス幅範囲の上端では、0.6ボルトの限度
に到達する可能性がある。
しかしながら、高動作範囲はある場合には必要となる
ことが予測される。高範囲モードを選択すると、積分制
御器174は、高状態のTRFE方形波の開始から１クロック
・サイクル即ち30.5ミリ秒だけ、積分コンデンサ187の
充電を遅らせることにより、高状態のTREF方形波を事実
上延長する。これは、事実上、96〜146ミリ秒のTRFE高
状態パルス幅の範囲を短縮することになり、積分して再
度666〜116ミリ秒とし、Vtemp電圧信号を０〜0.6ボルト
範囲に納め、これを増幅段195において二倍とし、デジ
タル化し、そして記憶することができる。プログラムさ
れた範囲も、デジタル化された温度データと共に記憶さ
れるので、遠隔測定出力データから、適正な値をデコー
ドすることができる。
所与の患者に対する適正な温度測定のためにRANGEを
設定するには、一方または他方の範囲をプログラムし、
デジタル化された温度読み取り値を蓄積し、遠隔出力す
る。適正な範囲にある場合、プログラムされたRANGEは
正しいことになる。通常、低範囲モードの場合、デジタ
ル温度値がデジタル・ワードの50以下である場合、高範
囲にプログラムする必要がある。更に、高範囲モードで
デジタル・ワードが200以上の場合、低範囲にプログラ
ムする必要がある。代替的に、この範囲を、これらスレ
シホルド・レベルにおいて自動的に切り換えることも可
能である。
これらの範囲において適正な電圧範囲である０〜0.6
ボルトを得るための積分コンデンサ187の変化率は、電
流Iicによって異なる。電流ITEMPおよび電流Iicを正確
に設定するために抵抗175を調整して、116ミリ秒の積分
時間の後にコンデンサ187上で0.590ボルトの電圧に達す
るには、温度信号処理チャネル164の自己較正が必要と
なる。このモードでは、RANGEを低範囲にプログラム
し、SELF CAL信号をONにプログラムする。デジタル信号
プロセッサ162は、SELFCAL ONに応答して、デジタル制
御／タイマ回路132から供給される32kHzのクロック信号
を６で分割し、50％デューティ・サイクルを有する5.46
kHzのクロック信号を得る。デジタル信号プロセッサ
は、方形波較正信号をTREF信号と交換し、それを温度信
号処理チャネル164および積分制御器174の入力に印加す
る。抵抗157の抵抗値を調整して、116ミリ秒以内に電圧
0.590ボルトが得られるか、あるいは125のADC計数値に
達するまで、積分電流Iicを調節する。
次に、圧力信号Vprsの導出に移る。＋2.0ボルトの公
称5kHzDCAPSの正および負方形波をフィルタ処理し、平
均化して、コンデンサ182と抵抗186との接合点におい
て、０〜1.2ボルトの範囲の電圧信号Vprsを得る。5kHz
信号成分は、コンデンサ165および抵抗166によって得ら
れる250Hz低域通過フィルタを含む４極フィルタ、40Hz
低域通過フィルタ・ネットワーク196および第１圧力増
幅段197から成るバターワース・フィルタ（Butterworth
filter）、ならびにコンデンサ182および抵抗186から
成る更に別の一極250Hz低域通過フィルタ極によって、
除去される。低域通過フィルタ・ネットワーク196は、
抵抗およびコンデンサ165〜167,169,171,173,175,182お
よび186から成り、電圧方形波を平均化して、DCAPS方形
波信号のデューティ・サイクルに比例するD.C.電圧を発
生する。第１圧力増幅段197は、フィルタ処理した圧力
に関する信号をその出力にバッファする。フィルタ処理
された出力信号は、第２反転圧力増幅段198に印加され
る。圧力増幅段198は、増幅器170と、利得をプログラム
可能な切り換え式抵抗ネットワーク180および181から成
る。増幅器168の出力信号の増幅および電圧オフセット
は、２−BIT GAIN、４−BIT GAINおよび８ビット・オフ
セットDACの設定によって、第２圧力増幅段198において
得られる。
製造上の許容差やセンサ・モジュール20の状態のばら
つきが、基準およびビックオフ容量値、ならびに温度お
よび圧力変化に対する応答に影響を与える。後者は、特
に、圧力感知機能に影響を与える。このような影響を補
正するために、利得およびオフセットの調節を行う。オ
フセットの調節は、圧力範囲の調節も可能にすることに
よって、使用する圧力範囲が圧力差の適当な解像度を与
えるようにするためにも必要である。上述のように、AD
C/MUX回路142のA/D変換範囲は、1.2ボルトの電圧範囲か
らの256個のデジタル値に制限されている。したがっ
て、患者自身の血圧範囲、および患者が通常生活する高
度に主に関係する周囲の大気圧における変動を補償する
必要がある。これらの補償は、埋め込み時に形成される
オフセット係数の中に含まれる。
オフセット係数は、８ビッ・オフセット・デジタル／
アナログ変換器（DAC）172によって与えられる。DAC172
は、二進コード化されたデジタル・ワードDAC CNTRLの
プログラムされた値に応じて、オフセット・アナログ値
を発生する。DAC172の主な機能は、圧力信号をADC/MUX
ブロック142（０〜1.2ボルト）の範囲に保持するため
に、システム内のオフセットが「０」になるアナログ電
圧を供給することである。アナログ・オフセット電圧
は、差動圧力増幅器170に印加され、ここで、第１圧力
増幅器168の出力電圧から減算される。DAC172の全プロ
グラム可能範囲は630mVであり、570mVないし1,200mVの
間である。
第２圧力増幅段198の利得設定は、外部プログラマに
よって、第１図のRAM124に記憶されている４−BIT GAIN
および2BIT GAIN二進ワードの値をプログラムすること
によって、調節可能である。４−BIT GAIN信号は、フィ
ードバック切り換え式抵抗ネットワーク180内の切り換
え式抵抗を二進コード化利得ワードに設定し、切り換え
式抵抗ネットワーク181の別の２−BIT GAIN設定によっ
て選択可能な利得範囲を与えることによって、圧力増幅
段198の利得を制御することができる。利得の設定は、1
Xの増分での5X〜20Xから、2Xの増分での10X〜40X、4Xの
増分での20X〜80Xまで変更可能である。利得範囲および
増分値は、直列切替式抵抗ネットワーク181に印加され
る２−BIT GAIN制御信号によって決定される。
第１圧力増幅段197は、TtempのTtempおよびTprsの和
に対する比に応答し、その結果、第１のフィルタ処理さ
れた電圧信号が得られる。第２圧力増幅段198は、オフ
セットおよび利得の設定の関数として、第１電圧信号を
増幅しかつ反転するので、事実上、TprsのTtempおよびT
prsの和に対する比、即ち、Tprsのデューティ・サイク
ルに応答する。第２増幅段198の増幅器170からの出力信
号は、抵抗186およびコンデンサ182から成る更に別の低
域通過フィルタ段に印加され、約5kHzの発振周波数の残
留する全ての成分および／またはあらゆるノイズを除去
する。フィルタ処理して得られた信号は、圧力信号Vprs
として、第１図のデジタル制御タイミング回路132に印
加される。
得られたVprsおよびVtemp電圧信号は、当技術では公
知の方法で、ADC/MUX回路142においてデジタル化され、
デジタル化VprsおよびVtempデータ値を発生する。デジ
タル化されたVprsおよびVtempデータ値は、バス130を通
じてマイクロコンピュータ回路114に印加され、RAM/ROM
部128内の指定されたレジスタ内に記憶される。デジタ
ル化Vtempデータ値は、外部プログラマによって遠隔出
力されたデジタル化データ値を処理する際に用いて、Vp
rsデータ値に対する温度によって誘発される影響を補償
することができる。記憶されたデータ値も、活動度セン
サ・ブロック152および上述のように血液ガスや患者のE
GMを監視するための他のリードに支持されたセンサを含
む他のセンサからのデータに相関付けることも可能であ
る。
上述の容量式圧力および温度感知システムは、患者の
体内に埋め込むことを意図したものである。しかしなが
ら、センサ・リード12は、上述のように、静脈手法（ve
nous approach）によって埋め込み、その近接接続端を
皮膚を介して外部システム100に結合し、移動式の使用
またはベッドの脇での使用も可能であることは理解され
よう。加えて、システム100は、マイクロコンピュータ
回路114に記憶する代わりに、データを遠隔的にリアル
・タイムで外部プログラマ／トランシーバに送信する程
度にまで、簡素化してもよい。後者の場合、ペーシング
の従来技術では公知のタイプのデジタル個別論理プログ
ラミング・コマンド・メモリが更に制限されるため、マ
イクロコンピュータ回路114を除去してもよい。
上述の開示が与えられたことによって、本発明の改造
や変更も可能である。本発明は、マイクロプロセッサを
基本としたアーキテクチャに関連して記載したが、望ま
しければ、デジタル論理回路を基本とした、カスタム集
積回路（IC）アーキテクチャのような他の技術において
も実施可能であることは理解されよう。
本発明は、二室ペースメーカ、電気的除細動器、心室
除細動器等に実施可能であることも理解されよう。しか
しながら、このような改造や変更は全て、本特許によっ
て主張される本発明の範囲内該当することを意図するも
のである。
フロントページの続き (72)発明者 アフォード，ケイス・エイ アメリカ合衆国ミネソタ州55013，チサ ゴ・シティ，レコデイ・レーン 11337 (72)発明者 スヴェンスク，ジェームズ・アール アメリカ合衆国ミネソタ州55448，クー ン・ラピッズ，ハンドレッドナインティ ーンス・レーン・ノースウエスト 948 (72)発明者 パトリック，ティモシー アメリカ合衆国ミネソタ州55075，セン ト・ポール，イレヴンス・アベニュー・ ノース 117 (72)発明者 ハスラー，ベス・アン・エイチ アメリカ合衆国ミネソタ州55110，ホワ イト・ベアー・レイク，パーク・ストリ ート 1512，ナンバー ８ (72)発明者 ヴァーリッチョ，アンソニー・ジェイ アメリカ合衆国ニュージャージー州 07836，フランダース，ヘムロック・レ ーン １ (56)参考文献 米国特許5381299（ＵＳ，Ａ) 米国特許5324326（ＵＳ，Ａ) 米国特許5127404（ＵＳ，Ａ) 米国特許4967755（ＵＳ，Ａ) 米国特許4858615（ＵＳ，Ａ) 米国特許4815472（ＵＳ，Ａ) 米国特許4750495（ＵＳ，Ａ) 米国特許4556063（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) A61N 1/36 - 1/39 G01K 5/32 G01L 9/12

Claims (24)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】選択された部位における体液圧力の大きさ
    と、前記部位における体温を含む周囲動作状態を表わす
    信号を発生する、移植可能な容量式圧力センサ・リード
    であって、 近接および遠隔端部を有し、前記近接端部から前記遠隔
    端部まで延在する第１および第２導電体を有する長形埋
    め込み可能リード本体であって、前記近接端はバイアス
    信号源に結合されるように構成され、前記遠隔端部はあ
    る身体位置に埋め込まれ、変動する体液圧力を測定する
    ように構成された、前記リード本体と、 前記リード本体の遠隔端部に形成され、前記第１および
    第２導電体に結合された圧力センサ・モジュールであっ
    て、 本体空洞内に配置されるように構成された前記リード本
    体に取り付けられ、密閉チェンバを包囲するモジュール
    ・ハウジングと、 流体圧力における変動に応答して容量を変化させ、前記
    モジュール・ハウジングの圧力変形可能ダイアフラムで
    形成された第１プレートと、それから離間された第２プ
    レートとを有する圧力変形可能なピックオフ・コンデン
    サ手段と、 前記モジュール・ハウジングの変形不可能な部分で形成
    された第１プレートと、それから離間された第２プレー
    トとを有する基準コンデンサ手段と、 前記第２プレートを支持するために前記モジュール・ハ
    ウジング内で支持される基板と、 前記密閉チェンバ内において前記基板上に支持され、前
    記第１および第２導電体に電気的に結合されている圧力
    および温度信号変調回路手段と、 から成る前記圧力センサ・モジュールと、 から成ることを特徴とする容量式圧力センサ・リード。
  2. 【請求項２】請求項１記載の圧力センサ・リードにおい
    て、前記ピックオフ・コンデンサ手段の前記第１プレー
    トは、圧力によって変形可能であり、外部平面と前記密
    閉チャンバ内の平行な内面とを有する、導電性材料の前
    記モジュール・ハウジングによって形成される第１の所
    定表面領域を有する、平面ダイアフラムで形成され、前
    記平面ダイアフラムは前記モジュール・ハウジングの外
    側の流体圧力の変動によって、前記第１の所定表面領域
    において変形するように構成されており、 前記基準コンデンサ手段の前記第１プレートは、前記第
    １の所定表面領域から離間され、これと共通面にあり、
    前記モジュール・ハウジングの外側の流体圧力の変動に
    よってほぼ変形不可能な、前記内面の第２の所定平面領
    域によって形成されている、 ことを特徴とする圧力センサ・リード。
  3. 【請求項３】請求項２記載の圧力センサ・リードであっ
    て、更に、 前記基板の第１表面上に、前記ピックオフおよび基準コ
    ンデンサ手段の前記第２プレートを形成する手段と、 前記ピックオフおよび基準コンデンサ手段の前記第１プ
    レートから、固定距離だけ、前記ピックオフおよび基準
    コンデンサ手段の前記第２プレートを離間する手段と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  4. 【請求項４】請求項３記載の圧力センサ・リードにおい
    て、前記ピックオフおよび基準コンデンサ手段の前記第
    ２プレートは、更に、それぞれ、前記ピックオフおよび
    基準コンデンサ・プレート・パターンに一致して、前記
    基板の前記第１表面上に形成される、第１の厚さのピッ
    クオフおよび基準コンデンサめっきを含み、 前記離間手段は、更に、 前記基板の前記第１表面上に形成され、前記第１の厚さ
    よりも大きい第２の厚さの複数のスタンドオフと、 前記スタンドオフを前記内面に対して押圧し、前記ピッ
    クオフおよび基準コンデンサ手段の前記第１プレートか
    ら、前記ピックオフおよび基準コンデンサ手段の前記第
    ２プレートを、所定のギャップだけ離間し、前記ダイア
    フラムの変形がない場合には、前記ピックオフおよび基
    準コンデンサ双方に、同一容量をもたらす手段と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  5. 【請求項５】請求項３記載の圧力センサ・リードにおい
    て、前記スタンドオフは、前記基板の前記第１表面上
    の、前記ピックオフおよび基準コンデンサめっきの外側
    の領域に、これから電気的に絶縁されて形成された、前
    記第２の厚さのスタンドオフめっきで形成されているこ
    とを特徴とする圧力センサ・リード。
  6. 【請求項６】請求項４記載の圧力センサ・リードにおい
    て、前記圧力および温度信号変調回路手段は、前記密閉
    チェンバ内において前記基板の第２表面上に支持され、
    前記第１および第２導電体ならびに前記ピックオフおよ
    び基準コンデンサめっきに電気的に結合されていること
    を特徴とする圧力センサ・リード。
  7. 【請求項７】請求項１記載の圧力センサ・リードであっ
    て、更に、 前記基板の第１表面上に、前記ピックオフおよび基準コ
    ンデンサ手段の前記第２プレートを支持する手段と、 前記ピックオフおよび基準コンデンサ手段の前記第１プ
    レートから、固定距離だけ、前記ピックオフおよび基準
    コンデンサ手段の前記第２プレートを離間することによ
    り、前記ダイアフラムに変形がないとき、所定のギャッ
    プが、前記ピックオフおよび基準コンデンサ双方に同一
    容量をもたらす手段と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  8. 【請求項８】請求項７記載の圧力センサ・リードにおい
    て、前記圧力および温度信号変調回路手段は、前記密閉
    チェンバ内において前記基板の第２表面上に支持されて
    おり、前記第１および第２導電体ならびに前記第２プレ
    ートに電気的に結合されていることを特徴とする圧力セ
    ンサ・リード。
  9. 【請求項９】請求項１記載の圧力センサ・リードにおい
    て、前記モジュール・ハウジングは、導電性材料で形成
    され、固定の厚さとその平坦部分に周囲境界とを有する
    前記平面ダイアフラムを形成するような形状とされた外
    平面と内平面とを有し、前記ピックオフ・コンデンサの
    前記第１変形可能プレートをピックオフ・コンデンサ・
    プレート・パターンに形成し、前記内平面は、前記平面
    ダイアフラムの境界を越えて延在し、前記第１変形可能
    プレートに隣接して、前記基準コンデンサの前記第１プ
    レートを、基準コンデンサ・プレート・パターンに形成
    することを特徴とする圧力センサ・リード。
  10. 【請求項１０】請求項９記載の圧力センサ・リードであ
    って、更に、 前記基板の第１表面上に、前記ピックオフ・コンデンサ
    手段の前記第２プレートを形成する手段であって、前記
    ピックオフ・コンデンサ手段の前記第２プレートを、前
    記ピックオフ・コンデンサのプレート・パターンに対応
    する形状とする前記手段と、 前記基板の第１表面上に、前記基準コンデンサ手段の前
    記第２プレートを形成する手段であって、前記基準コン
    デンサの前記第２プレートを前記基準コンデンサのプレ
    ート・パターンに対応する形状とする手段と、 前記ピックオフおよび基準コンデンサ手段の前記第１プ
    レートから、固定距離だけ、前記ピックオフおよび基準
    コンデンサ手段の前記第２プレートを離間させる手段
    と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  11. 【請求項１１】請求項10記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記ピックオフおよび基準コンデンサ手段の前記
    第２プレートは、更に、前記ピックオフおよび基準コン
    デンサ・プレート・パターンにそれぞれ一致して、前記
    基板の前記第１表面上に形成された、第１厚さのピック
    オフおよび基準コンデンサめっきを含み、 前記離間手段は、更に、 前記基板の前記第１表面上に形成された前記第１の厚さ
    よりも大きな第２の厚さの複数のスタンドオフと、 前記スタンドオフを前記内面に押圧し、所定のギャップ
    だけ、前記ピックオフおよび基準コンデンサ手段の前記
    第１プレートから、前記ピックオフおよび基準コンデン
    サ手段の前記第２プレートを離間させる手段とを、 含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  12. 【請求項１２】請求項11記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記スタンドオフは、前記基板の第１表面上の、
    前記ピックオフおよび基準コンデンサめっきの外側領域
    に、それから電気的に絶縁されて形成された、前記第２
    の厚さのスタンドオフめっきで形成されていることを特
    徴とする圧力センサ・リード。
  13. 【請求項１３】請求項10記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記圧力および温度信号変調回路手段は、前記密
    閉チェンバ内において、前記基板の第２表面上に支持さ
    れており、前記第１および第２導電体ならびに前記ピッ
    クオフおよび基準コンデンサめっきに電気的に結合され
    ていることを特徴とする圧力センサ・リード。
  14. 【請求項１４】請求項１記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記モジュール・ハウジングは導電性材料で製造
    され、更に、 前記モジュール・ハウジングを体液および組織から電気
    的に絶縁する、絶縁性身体適合外鞘手段を含むことを特
    徴とする圧力センサ・リード。
  15. 【請求項１５】請求項14記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記外鞘手段は、更に、前記ダイアフラムを覆
    う、接着性身体適合材料から成る、絶縁性で厚さが均一
    の被膜を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  16. 【請求項１６】請求項14記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記外鞘手段は、更に、前記モジュール・ハウジ
    ング上に嵌合し、前記ダイアフラムを覆う接着性身体適
    合材料から成る、絶縁性で厚さが均一の被膜に結合され
    ている管状鞘を含むことを特徴とする圧力センサ・リー
    ド。
  17. 【請求項１７】請求項１記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記圧力および温度信号変調回路手段は、更に、 前記第１および第２導電体上に外部から印加されたバイ
    アス信号を受け、それより、周囲温度によって大きさが
    変化する充電および放電電流を発生する手段と、 前記充電および放電電流によって、前記ピックオフおよ
    び基準コンデンサ手段を交互に充電および放電する手段
    と、 前記導電体の一方上に、ピックオフおよび基準タイミン
    グ・パルスを発生する手段であって、前記ピックオフお
    よび基準コンデンサ手段の交互の充電時間間隔を分離す
    る前記タイミング・パルスを発生する手段と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  18. 【請求項１８】請求項17記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記タイミング・パルス発生手段は、更に、 充電スレシホルド電圧を決定する手段と、 前記基準コンデンサ手段の前記充電スレシホルド電圧へ
    の充電を検出し、これに応答して前記第１導電体上に、
    第１所定特性を有するピックオフ・タイミング・パルス
    を発生する手段と、 前記ピックオフ・コンデンサ手段の前記充電スレシホル
    ド電圧への充電を検出し、これに応答して、前記第１所
    定特性から区別可能な第２所定特性を有する基準タイミ
    ング・パルスを発生する手段と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  19. 【請求項１９】選択された部位における体液圧力の大き
    さと、前記部位における体温を含む周囲動作状態を表わ
    す信号を発生する、埋め込み可能な容量式圧力センサ・
    リードであって、 近接および遠隔端部を有し、前記近接端部から前記遠隔
    端部まで延在する第１および第２導電体を有する長形埋
    め込み可能リード本体であって、前記近接端はバイアス
    信号源に結合されるように構成され、前記遠隔端部はあ
    る身体位置に埋め込まれ、変動する体液圧力を測定する
    ように構成された、前記リード本体と、 前記リード本体の遠隔端部に形成され、前記第１および
    第２導電体に結合された圧力センサ・モジュールであっ
    て、 本体空洞内に配置されるように構成された前記リード本
    体に取り付けられ、密閉チェンバを包囲するモジュール
    ・ハウジングと、 流体圧力における変動に応答して容量を変化させ、前記
    モジュール・ハウジングの圧力変形可能ダイアフラムで
    形成された第１プレートと、それから離間された第２プ
    レートとを有する圧力変形可能なピックオフ・コンデン
    サ手段と、 前記モジュール・ハウジングの変形不可能な部分で形成
    された第１プレートと、それから離間された第２プレー
    トとを有する基準コンデンサ手段と、 前記密閉チェンバ内にあり、前記第１および第２導電体
    に電気的に結合されている圧力および温度信号変調回路
    手段と、 から成る前記圧力センサ・モジュールと、 から成ることを特徴とする容量式圧力センサ・リード。
  20. 【請求項２０】請求項19記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記圧力および温度信号変調回路手段は、更に、 前記第１および第２導電体上に外部から印加されたバイ
    アス信号を受け、それより、周囲温度によって大きさが
    変化する充電および放電電流を発生する手段と、 前記充電および放電電流によって、前記ピックオフおよ
    び基準コンデンサ手段を交互に充電および放電する手段
    と、 前記導電体の一方上に、ピックオフおよび基準タイミン
    グ・パルスを発生する手段であって、前記ピックオフお
    よび基準コンデンサ手段の交互の充電時間間隔を分離す
    る前記タイミング・パルスを発生する手段と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  21. 【請求項２１】請求項20記載の圧力センサ・リードにお
    いて、前記タイミング・パルス発生手段は、更に、 充電スレシホルド電圧を決定する手段と、 前記基準コンデンサ手段の前記充電スレシホルド電圧へ
    の充電を検出し、これに応答して前記第１導電体上に、
    第１所定特性を有するピックオフ・タイミング・パルス
    を発生する手段と、 前記ピックオフ・コンデンサ手段の前記充電スレシホル
    ド電圧への充電を検出し、これに応答して、前記第１所
    定特性から区別可能な第２所定特性を有する基準タイミ
    ング・パルスを発生する手段と、 を含むことを特徴とする圧力センサ・リード。
  22. 【請求項２２】請求項21記載の圧力および温度感知リー
    ドにおいて、 前記第１所定特性は、第１パルス幅、パルス振幅、およ
    びパルス前縁傾斜を含み、 前記第２所定特性は、前方ステップと後方ステップとを
    有するステップ状パルスを含み、前記前方ステップは前
    記第１パルス幅、パルス振幅、およびパルス前縁傾斜に
    対応し、前記後方ステップは第２パルス振幅およびパル
    ス幅を有する、ことを特徴とする圧力および温度感知リ
    ード。
  23. 【請求項２３】選択された部位における体液圧力の大き
    さと、前記部位における体温を含む周囲動作状態を表わ
    す信号を発生する、移植可能な容量式圧力センサ・リー
    ドの製造方法であって、 近接および遠隔端部を有し、前記近接端部から前記遠隔
    端部まで延在する第１および第２導電体を有する長形埋
    め込み可能リード本体であって、前記近接端はバイアス
    信号源に結合されるように構成され、前記遠隔端部はあ
    る体の位置に埋め込まれ、変動する体液圧力を測定する
    ように構成された、前記リード本体を形成するステップ
    と、 前記第１および第２導電体を、前記近接端部から前記遠
    隔端部まで延在する、第１の身体と適合可能な電気的絶
    縁外鞘で覆うステップと、 前記遠隔端部において、前記第１および第２導電体の遠
    隔端に、圧力センサ・モジュールを取り付けるステップ
    であって、前記圧力センサ・モジュールは、更に、 導電性材料で形成され、密閉チェンバを包囲するモジュ
    ール・ハウジングと、 流体圧力における変動に応答して容量を変化させ、前記
    モジュール・ハウジングの圧力変形可能ダイアフラムで
    形成された第１プレートと、それから離間された第２プ
    レートとを有する圧力変形可能なピックオフ・コンデン
    サ手段と、 前記密閉チェンバ内にあり、前記第１および第２導電体
    に電気的に結合されている圧力および温度信号変調回路
    手段と、 から成る前記圧力センサ・モジュールを取り付ける前記
    ステップと、 前記第１鞘と同一材料の第２鞘で、前記センサ・モジュ
    ールを被覆するステップであって、前記モジュール・ハ
    ウジングの材料に対して、低接着性を有する材料の前記
    第２鞘で前記センサ・モジュールを被覆するステップ
    と、 前記ダイアフラムの領域に対応する開口を、前記第２鞘
    に設けるステップと、 前記リード本体の前記遠隔端の前記モジュール・ハウジ
    ングとの接合部において、前記第２鞘を前記第１鞘に液
    密接合状に接合し、前記鞘の開口を前記ダイアフラムに
    整合させるステップと、 前記第２鞘の開口の周囲と前記モジュール・ハウジング
    との間のギャップを、前記更に別の材料で充填し、前記
    モジュール・ハウジングと前記第２鞘との間の空間への
    体液の移動を減少させるステップと、 体液および組織が存在する場合に、前記ダイアフラムの
    材料と高い接着性を有する、更に別の身体と適合可能な
    電気的絶縁材料の均一な厚さの層を、前記第２鞘の前記
    開口内の前記ダイアフラム上に塗布するステップと、 から成ることを特徴とする方法。
  24. 【請求項２４】請求項23記載の方法において、前記第１
    および第２鞘の前記材料は、埋め込み可能な等級のポリ
    ウレタンであり、前記更に別の身体と適合可能な材料
    は、埋め込み可能な等級のシリコン・ゴムであることを
    特徴とする方法。
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