JP3147990B2 - Impedance measuring device and measuring method - Google Patents
Impedance measuring device and measuring methodInfo
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Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、特に、電子部品等の製
造ラインにおける大容量のキャパシタや高インダクタン
スのインダクタ等の測定に用いるインピーダンス測定装
置および測定方法に関し、測定回路における過渡現象を
低減し、これにより単位時間あたりに測定し得る被測定
対象の個数を増加させるインピーダンス測定装置および
測定方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an impedance measuring apparatus and a measuring method used for measuring a large-capacity capacitor, a high-inductance inductor, and the like in a production line of electronic parts and the like, and more particularly, to reducing a transient phenomenon in a measuring circuit. The present invention relates to an impedance measuring device and a measuring method for increasing the number of objects to be measured per unit time thereby.
【0002】[0002]
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】従
来、例えば、電子部品等の製造ラインにおいては、製造
部品の良・不良を判定する必要から、該部品のインピー
ダンスの測定が行われる。この測定が遅延すると、ライ
ン全体が円滑に稼働できない等の不都合が生じるため、
インピーダンス測定装置には高速測定が要求される。2. Description of the Related Art Conventionally, for example, in a production line for an electronic component or the like, the impedance of the component is measured because it is necessary to judge the quality of the produced component. If this measurement is delayed, there will be inconveniences such as the entire line cannot operate smoothly.
High-speed measurement is required for the impedance measuring device.
【0003】図6は、インピーダンス測定装置の概略を
示す図であり、被測定対象(この場合にはキャパシタC
DUT)の一方の端子は高圧側の電圧,電流測定端子Hp,
Hcに、他の端子は低圧側の電圧,電流測定端子Lp,L
cにそれぞれ接続されている。そして、測定信号源(こ
の場合には電圧信号源Vs)からの測定信号を電源抵抗
Rsを介してHc,HpとLc,Lpと間に印加し、電圧計
1によりHp,Lp間の電圧を測定するとともに、電流計
2によりHc,Lc間を流れる電流を電圧値として測定す
ることで、被測定対象CDUTのインピーダンス(すなわ
ちキャパシタンス)を求めることができる。FIG. 6 is a diagram schematically showing an impedance measuring apparatus, in which an object to be measured (in this case, a capacitor C
DUT ) has one terminal connected to the high voltage side,
Hc, the other terminals are low voltage side voltage and current measurement terminals Lp, L
connected to c respectively. Then, a measurement signal from a measurement signal source (in this case, a voltage signal source Vs) is applied between Hc, Hp and Lc, Lp via a power supply resistor Rs, and a voltage between Hp, Lp is measured by a voltmeter 1. By measuring the current flowing between Hc and Lc by the ammeter 2 as a voltage value, the impedance (that is, the capacitance) of the DUT under test can be obtained.
【0004】ところで、部品の製造ラインでは、被測定
対象が測定装置に接続されると、被測定対象に測定信号
(通常は、正弦波)が突然印加されるが、被測定対象が
容量性または誘導性である場合には、その応答には過渡
期間が生ずる。正弦波成分の振幅や位相をこの過渡期間
中において正確に測定することは、実際上困難であるた
め、従来、過渡現象が十分小さくなるのを待ってから測
定を開始している。例えば、キャパシタCDUTのインピ
ーダンス測定の場合、容量が大きくなる程過渡期間は長
くなる。したがって測定までの待ち時間は長くなり、こ
れが高速測定の障害となっていた。In a part manufacturing line, when an object to be measured is connected to a measuring device, a measurement signal (usually a sine wave) is suddenly applied to the object to be measured. If inductive, the response will have a transient period. Since it is practically difficult to accurately measure the amplitude and phase of the sine wave component during this transition period, conventionally, measurement has been started after the transient phenomenon has been sufficiently reduced. For example, in the case of measuring the impedance of the capacitor CDUT, the larger the capacitance, the longer the transition period. Therefore, the waiting time until the measurement becomes longer, which is an obstacle to the high-speed measurement.
【0005】本発明は、製造ラインで使用する概略値が
既知であるキャパシタ,インダクタ等の電気素子の特性
を、測定精度を低下させることなく高速に求めることが
できるインピーダンス測定装置および測定方法を提供す
ることを目的とする。[0005] The present invention provides an impedance measuring apparatus and a measuring method that can quickly determine the characteristics of electric elements such as capacitors and inductors used in a production line, whose approximate values are known, without deteriorating measurement accuracy. The purpose is to do.
【0006】[0006]
【課題を解決するための手段】例えば、電子部品のイン
ピーダンス測定においては、被測定対象に、ある時刻か
ら測定信号を与えた場合、測定回路に依存する過渡現象
が生じる。インピーダンス測定では、測定回路に被測定
対象が含まれており、かつ通常、該被測定対象のインピ
ーダンスの値を予想できないことから、被測定対象に特
定の位相から測定信号を与える、といった発想は一般に
存在し得ない。For example, in the measurement of the impedance of an electronic component, when a measurement signal is applied to an object to be measured from a certain time, a transient phenomenon depending on the measurement circuit occurs. In impedance measurement, the concept of giving a measurement signal from a specific phase to a measurement target is generally considered because the measurement target includes a measurement target in a measurement circuit and the impedance value of the measurement target cannot usually be predicted. Cannot exist.
【0007】本発明者は、製造ラインにおいて、電子部
品等の良・不良を判定する試験装置などに適用される場
合には、被測定対象のインピーダンスの概略値が予め既
知であり、したがって、被測定対象を含んで構成される
測定回路の回路状態がほぼ特定されることに着目した。
そして、過渡成分を極小にするような位相で測定信号源
(以下、「信号源」と言う)を駆動させれば、測定回路
の過渡現象を低減でき、測定時間の短縮が可能となると
の知見を得て本発明をなすに至った。The inventor of the present invention has proposed that when the present invention is applied to a test apparatus for judging the quality of electronic parts or the like on a production line, the approximate value of the impedance of the object to be measured is known in advance, and Attention has been paid to the fact that the circuit state of the measurement circuit including the measurement target is almost specified.
It is known that driving a measurement signal source (hereinafter referred to as a “signal source”) with a phase that minimizes the transient component can reduce the transient phenomenon of the measurement circuit and shorten the measurement time. And obtained the present invention.
【0008】すなわち本発明のインピーダンス測定装置
は、信号源が前記測定信号値をゼロ出力できるととも
に、正弦波測定信号の初期位相を特定位相あるいは任意
位相に設定できることを特徴とする。また、本発明のイ
ンピーダンス測定方法は、That is, the impedance measuring apparatus according to the present invention is characterized in that the signal source can output the measurement signal value to zero and the initial phase of the sine wave measurement signal can be set to a specific phase or an arbitrary phase. Further, the impedance measuring method of the present invention,
【0009】[0009]
【数2】 θo=sin-1〔1/√{1+(fc/fo)2}〕+180・n [度]Equation 2 θo = sin −1 [1 / {1+ (fc / fo) 2 }] + 180 · n [degree]
【0010】fo:信号源の周波数、 fc:被測定対象が容量性である場合には、被測定対象
を回路の一部に含んで構成される低域通過形電圧測定回
路の、前記被測定対象のインピーダンスの概略値に基づ
いて得られるカットオフ周波数、または、被測定対象が
誘導性である場合には、被測定対象を回路の一部に含ん
で構成される低域通過形電流測定回路の、前記被測定対
象のインピーダンスの概略値に基づいて得られるカット
オフ周波数、 n:整数、で表される初期位相θo近傍で測定信号を出
力させることを特徴とする。Fo: the frequency of the signal source; fc: when the object to be measured is capacitive, the low-pass voltage measuring circuit of the low-pass type voltage measuring circuit including the object to be measured as a part of the circuit. The cut-off frequency obtained based on the approximate value of the impedance of the object, or a low-pass current measurement circuit configured to include the object to be measured as part of the circuit when the object to be measured is inductive. The measurement signal is output in the vicinity of an initial phase θo represented by a cutoff frequency obtained based on the approximate value of the impedance of the object to be measured, where n is an integer.
【0011】[0011]
(1)本発明では、装置の測定端子に被測定対象が接続
されると、信号源は被測定対象を含んで構成される測定
回路に特定位相から開始する測定信号を出力する。この
特定位相は、被測定対象を含んで構成される測定回路に
よって決定される。(1) In the present invention, when an object to be measured is connected to the measurement terminal of the device, the signal source outputs a measurement signal starting from a specific phase to a measurement circuit including the object to be measured. The specific phase is determined by a measurement circuit including the object to be measured.
【0012】(2)以下、本発明理論および上記特定位
相決定の方法を図1(A)および(B)を参照しつつ詳
細に説明する。図1(A)は図6の測定回路から電圧測
定回路部分を取り出して示す図、同図(B)は同じく電
流測定回路部分を取り出して示す図である。図1(A)
の回路は1次低域通過フィルタ(LPF)形の回路をな
しており、同図(B)の回路は1次高域通過フィルタ
(HPF)形の回路をなしている。図1(A),(B)
の被測定対象(同図ではキャパシタCDUT)に、電圧信
号源Vsから正弦波信号がある位相から突然印加された
場合、その応答はLPFまたはHPFに正弦波の電圧信
号が突然印加された場合の応答と等価であり、過渡成分
と正弦波成分との合成信号となる。(2) Hereinafter, the theory of the present invention and the method of determining the specific phase will be described in detail with reference to FIGS. 1 (A) and 1 (B). FIG. 1A is a diagram showing a voltage measuring circuit portion taken out from the measuring circuit of FIG. 6, and FIG. 1B is a diagram showing a current measuring circuit portion taken out. FIG. 1 (A)
Is a first-order low-pass filter (LPF) type circuit, and the circuit of FIG. 1B is a first-order high-pass filter (HPF) type circuit. FIG. 1 (A), (B)
When a sine wave signal is suddenly applied from a certain phase from a voltage signal source Vs to a measured object (capacitor C DUT in the same figure), the response is when a sine wave voltage signal is suddenly applied to an LPF or HPF. , And becomes a composite signal of the transient component and the sine wave component.
【0013】すなわち、図1(A)において電圧計1の
出力(出力端子をVchで示す)は、電源抵抗Rsとキャ
パシタCDUTからなるLPF通過後の信号と見ることが
できる。また、同図(B)において電流計出力(出力端
子をIchで示す)は、RsとCDUTからなるHPF通過後
の信号とみることができる。なお、同図(B)では、電
流信号は帰還抵抗Rrが接続された反転増幅器Aにより
電圧信号に変換されて電圧計2′により測定される。図
1(A),(B)のLPF形回路またはHPF形回路に
正弦波信号が突然入力された場合、Vch,Ich出力は、
ラプラス変換を用いてそれぞれ以下のように求めること
ができる。That is, in FIG. 1A, the output of the voltmeter 1 (the output terminal is indicated by Vch) can be regarded as a signal after passing through the LPF composed of the power supply resistor Rs and the capacitor CDUT . In FIG. 3B, the output of the ammeter (the output terminal is indicated by Ich) can be regarded as a signal after passing through the HPF composed of Rs and CDUT . In FIG. 3B, the current signal is converted into a voltage signal by the inverting amplifier A to which the feedback resistor Rr is connected, and is measured by the voltmeter 2 '. When a sine wave signal is suddenly input to the LPF type circuit or the HPF type circuit of FIGS. 1 (A) and 1 (B), Vch and Ich outputs become
Each of them can be obtained as follows using the Laplace transform.
【0014】(イ)電圧計(Vch)出力について 1次のLPF形回路のカットオフ角周波数をωc、信号
源の角周波数ωoとすると、LPF形回路の伝達関数T
(s)、およびある位相θから始まる正弦波信号のラプラ
ス変換F(s)は、(A) Output of voltmeter (Vch) Assuming that the cut-off angular frequency of the primary LPF type circuit is ωc and the angular frequency of the signal source is ωo, the transfer function T of the LPF type circuit is
(s) and the Laplace transform F (s) of the sine wave signal starting from a certain phase θ are
【0015】[0015]
【数3】T(s)=ωc/(s+ωc) F(s)=(ωo・cosθ+s・sinθ)/(s2+ωo2)[Number 3] T (s) = ωc / ( s + ωc) F (s) = (ωo · cosθ + s · sinθ) / (s 2 + ωo 2)
【0016】で表される。T(s)とF(s)との積をVv(s)
とすると、## EQU1 ## The product of T (s) and F (s) is Vv (s)
Then
【0017】[0017]
【数4】 Vv(s)=T(s)・F(s) =(ωc・ωo・cosθ+ωc・s・sinθ)/{(s+ωc)・(s2+ωo2)}Equation 4] Vv (s) = T (s ) · F (s) = (ωc · ωo · cosθ + ωc · s · sinθ) / {(s + ωc) · (s 2 + ωo 2)}
【0018】となる。これを逆ラプラス変換し、角周波
数ωc,ωoを周波数fc,foに直して整理すると、下記
の電圧計1の出力(Vch出力)Vvoを得ることができ
る。## EQU1 ## This is subjected to the inverse Laplace transform, and the angular frequencies ωc and ωo are converted into the frequencies fc and fo, and the output (Vch output) Vvo of the voltmeter 1 described below can be obtained.
【0019】[0019]
【数5】 Vvo=〔(fo・cosθ−fc・sinθ)・exp{−(2πfc)・t}+1〕 ・Vac・sin(2πfo・t+φ)Vvo = [(fo · cos θ−fc · sin θ) · exp {− (2πfc) · t} +1] · Vac · sin (2πfo · t + φ)
【0020】ただし、Vacは正弦波成分の振幅成分、φ
は同じく位相成分である。Where Vac is the amplitude component of the sine wave component, φ
Is also a phase component.
【0021】(ロ)電流計(Ich)出力について (イ)の場合と同様、1次のHPF形回路のカットオフ
各周波数をωc、信号源の角周波数ωoとすると、HPF
形回路の伝達関数T(s)は、(B) Regarding the output of the ammeter (Ich) As in (a), if each cutoff frequency of the primary HPF type circuit is ωc and the angular frequency of the signal source is ωo, the HPF
The transfer function T (s) of the circuit is
【0022】[0022]
【数6】T(s)=(s・Rr)/{Rs・(s+ωc)}T (s) = (s · Rr) / {Rs · (s + ωc)}
【0023】で表され、角周波数ωc,ωoを周波数f
c,foに直して整理すると、下記の電流計出力(電圧計
2′により測定されるIch出力)Vioを得ることができ
る。The angular frequencies ωc and ωo are represented by the frequency f
By rearranging to c and fo, the following ammeter output (Ich output measured by the voltmeter 2 ') Vio can be obtained.
【0024】[0024]
【数7】 Vio=(Rr/Rs)・〔(fc/fo)(fo・cosθ−fc・sinθ)・Vac・ exp{−(2πfc)・t}+1〕・Vac・sin(2πfo・t+φ)Vio = (Rr / Rs) · [(fc / fo) (fo · cos θ−fc · sin θ) · Vac · exp {− (2πfc) · t} +1] · Vac · sin (2πfo · t + φ)
【0025】ただし、Vacは正弦波成分の振幅成分、φ
は同じく位相成分である。上記(数5),(数7)にお
いて、Vacおよびφは、正弦波成分の振幅および位相を
意味しており、これらは、LPF形回路あるいはHPF
形回路の周波数特性に依存している。また、(数5)お
よび(数7)において〔 〕を展開した際の第1項が指
数関数的に減衰する過渡項、第2項が実際に測定したい
正弦波信号の項(定常項)である。Where Vac is the amplitude component of the sine wave component, φ
Is also a phase component. In the above (Equation 5) and (Equation 7), Vac and φ mean the amplitude and phase of the sine wave component, and these are LPF type circuits or HPFs.
It depends on the frequency characteristics of the circuit. Further, in (Equation 5) and (Equation 7), when [] is expanded, the first term is a transient term that decays exponentially, and the second term is a term (steady term) of a sine wave signal to be actually measured. is there.
【0026】ところで、例えば大容量のキャパシタの場
合、fcが小さくなる。このため、電圧計1の出力Vvo
の過渡項の初期値は大きくなり、電圧計2′の出力Vio
の過渡項の初期値は小さくなる。すなわち、電圧測定回
路での過渡現象の影響が支配的になる。したがって、容
量性の被測定対象のキャパシタンスを測定する場合に
は、(数5)の過渡項の係数、Incidentally, for example, in the case of a large-capacity capacitor, fc becomes small. Therefore, the output Vvo of the voltmeter 1
The initial value of the transient term becomes larger, and the output Vio of the voltmeter 2 'is increased.
The initial value of the transient term becomes smaller. That is, the influence of the transient phenomenon in the voltage measurement circuit becomes dominant. Therefore, when measuring the capacitance of a capacitive object to be measured, the coefficient of the transient term of (Equation 5)
【0027】[0027]
【数8】(fo・cosθ−fc・sinθ)[Equation 8] (fo · cos θ−fc · sin θ)
【0028】をゼロにすれば過渡現象は激減する。な
お、詳述はしないが、高インダクタンスのインダクタを
測定する場合には、電流測定回路での過渡現象の影響が
支配的になる。インダクタを含む電流測定回路(LPF
形回路)の低域通過周波数をfcとすると、電圧計2′
の出力の過渡項の係数は、(数8)と同様に表すことが
できる。If is set to zero, the transient phenomenon is drastically reduced. Although not described in detail, when measuring an inductor having a high inductance, the influence of a transient phenomenon in the current measurement circuit becomes dominant. Current measurement circuit including inductor (LPF
Assuming that the low-pass frequency of the circuit is fc, the voltmeter 2 '
The coefficient of the transient term of the output can be expressed in the same way as (Equation 8).
【0029】(数8)=0として、これをθについて解
くと、Assuming that (Equation 8) = 0, solving this for θ gives
【0030】[0030]
【数9】 θ=sin-1〔1/√{1+(fc/fo)2}〕+180・n [度]Equation 9 θ = sin −1 [1 / {1+ (fc / fo) 2 }] + 180 · n [degree]
【0031】となる(但し、nは整数)。従って、上記
(数9)を満たす位相θ(これをθoとする)近傍から
正弦波を出力させれば、過渡現象による影響を低減する
ことができる。なお、通常、θo±30°(好ましくは
±10°程度)の範囲内の位相で正弦波を出力すれば、
本発明の効果を奏することができる。(Where n is an integer). Therefore, if a sine wave is output near the phase θ (this is assumed to be θo) satisfying the above (Equation 9), the influence of the transient phenomenon can be reduced. In general, if a sine wave is output with a phase within a range of θo ± 30 ° (preferably about ± 10 °),
The effects of the present invention can be achieved.
【0032】[0032]
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に沿って説明
する。図2(A)および(B)は、本発明に使用する信
号源の具体的構成を示す説明図である。同図(A)は測
定用のディジタル波形信号をD/Aコンバータを用いて
アナログの信号に変換して任意位相から出力する場合の
回路構成を示している。位相データ計算器11は初期位
相アドレスを指定する機能を備えており、指定された初
期位相から該位相に対応するROM12内のアドレスを
算出する。そして、該アドレスから順次ディジタル波形
データをD/Aコンバータ13に出力し、D/Aコンバ
ータ13からのアナログ信号を被測定対象を含む電圧,
電流測定回路(図1(A),(B)参照)に出力してい
る。An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIGS. 2A and 2B are explanatory diagrams showing a specific configuration of a signal source used in the present invention. FIG. 1A shows a circuit configuration in a case where a digital waveform signal for measurement is converted into an analog signal using a D / A converter and output from an arbitrary phase. The phase data calculator 11 has a function of specifying an initial phase address, and calculates an address in the ROM 12 corresponding to the specified initial phase from the specified initial phase. Then, the digital waveform data is sequentially output from the address to the D / A converter 13, and the analog signal from the D / A converter 13 is converted into a voltage including the object to be measured,
The current is output to the current measurement circuit (see FIGS. 1A and 1B).
【0033】図2(B)は正弦波発振器からのアナログ
波形信号を任意位相から出力する場合の回路構成を示し
ている。正弦波発振器14からの正弦波出力は位相検出
器15に入力され、位相検出器15は正弦波の位相が指
定された初期位相となったときに、スイッチ16をオン
状態としてアナログ信号を被測定対象を含む測定回路に
出力している。FIG. 2B shows a circuit configuration when an analog waveform signal from a sine wave oscillator is output from an arbitrary phase. The sine wave output from the sine wave oscillator 14 is input to the phase detector 15, and when the sine wave phase reaches the specified initial phase, the switch 16 is turned on to measure the analog signal. Output to measurement circuit including target.
【0034】図3は被測定対象がキャパシタの場合の、
電圧測定回路(LPF形回路)を示す図である。図1
(A)において既に説明したように、被測定対象CDUT
が容量性である場合には、測定信号の過渡現象は、電圧
測定回路における過渡現象が支配的となっている。した
がって、電圧測定回路における回路の過渡現象を低減さ
せることで、測定信号の過渡現象は低減される。図3で
は、信号源抵抗Rsが100Ω、被測定対象が概略10
0μFのキャパシタ、信号源Vsの周波数foが100H
zに設定してある。100Ωの信号源抵抗Rsと100
μFのキャパシタCDUTとにより構成されるLPF形回
路からカットオフ周波数を求め、(数9)からθoを算
出すると、FIG. 3 shows a case where the object to be measured is a capacitor.
It is a figure showing a voltage measurement circuit (LPF type circuit). FIG.
As described above in (A), the C DUT under test is
Is capacitive, the transient of the measurement signal is dominated by the transient in the voltage measurement circuit. Therefore, by reducing the transient phenomenon of the circuit in the voltage measurement circuit, the transient phenomenon of the measurement signal is reduced. In FIG. 3, the signal source resistance Rs is 100Ω, and the object to be measured is approximately 10Ω.
0μF capacitor, frequency fo of signal source Vs is 100H
It has been set to z. 100Ω source resistance Rs and 100Ω
When the cutoff frequency is obtained from the LPF type circuit constituted by the μF capacitor C DUT and θo is calculated from (Equation 9),
【0035】[0035]
【数10】θo=80.957°+180・n [度]
(但し、nは整数)[Equation 10] θo = 80.957 ° + 180 · n [degrees]
(However, n is an integer)
【0036】となる。図4(A)および(B)は、図3
に示す回路において、信号源Vsの初期位相0°および
80.957°での電圧計1の出力(Vch出力Vvo)を
それぞれ示す波形図である。なお、同図(A),(B)
では、信号源Vsは時刻0〜10msまではゼロ出力で
あり、時刻10ms以降、正弦波を出力している。ま
た、信号源Vsの位相を併せて図示してある。これらの
図からわかるように、信号源Vsの初期位相が0°の場
合には、過渡現象が著しく表れているのに対し、Vsの
初期位相が80.957の場合には、過渡現象は皆無に
近い。## EQU1 ## FIGS. 4A and 4B show FIG.
FIG. 9 is a waveform diagram showing outputs (Vch output Vvo) of the voltmeter 1 at initial phases 0 ° and 80.957 ° of the signal source Vs in the circuit shown in FIG. The figures (A) and (B)
, The signal source Vs has zero output from time 0 to 10 ms, and outputs a sine wave after time 10 ms. Further, the phase of the signal source Vs is also shown. As can be seen from these figures, when the initial phase of the signal source Vs is 0 °, a transient phenomenon is remarkably exhibited, whereas when the initial phase of the Vs is 80.957, no transient phenomenon occurs. Close to.
【0037】図5は、図4(A)および(B)におい
て、過渡現象が十分に減衰してインピーダンス測定が可
能になるまでの時間(待ち時間t)と、測定値の誤差
(%)との関係を例示するグラフである。同図から、信
号源Vsからの測定信号の初期位相が自由に定められて
しまう従来のインピーダンス測定における誤差(a2で
示す)と比較して、測定信号の初期位相が固定して定め
られる本発明のインダクタンス測定における誤差(a1
で示す)は十分に小さくなっており、測定時間が大幅に
短縮されていることがわかる。FIG. 5 shows the time (waiting time t) until the transient phenomenon is sufficiently attenuated and the impedance measurement becomes possible in FIGS. 4A and 4B, and the error (%) of the measured value. 6 is a graph illustrating the relationship of. From this figure, compared to the error (indicated by a 2) in the conventional impedance measurement initial phase of the measurement signal from the signal source Vs will be determined freely, the initial phase of the measurement signal is determined by a fixed Error in inductance measurement of the invention (a 1
) Is sufficiently small, and it can be seen that the measurement time is greatly reduced.
【0038】上記実施例では、初期位相を(数9)によ
り決定しているが、測定されるキャパシタの容量値(概
略値)を入力する等の作業が煩雑となる場合もある。過
渡現象が問題となるのは、カットオフ周波数fcが小さ
い場合であり、このfcが小さくなるほど、(数9)の
値は90°に近づく。これに対し、fcが大きくなると
(数9)の値は90°から外れてくるが、その場合には
過渡現象の初期値は小さくなり、かつ過渡現象の時定数
も小さくなるので、過渡現象の影響も小さくなる。そこ
で、正弦波の初期位相を常に90°に固定してインピー
ダンス測定を行っても、過渡現象を小さく抑えることは
可能であり、実用上の利用価値は高い。In the above embodiment, the initial phase is determined by (Equation 9). However, the operation of inputting the capacitance value (approximate value) of the measured capacitor may be complicated. The transient phenomenon becomes a problem when the cutoff frequency fc is small. As this fc becomes smaller, the value of (Equation 9) approaches 90 °. On the other hand, when fc increases, the value of (Expression 9) deviates from 90 °. In this case, the initial value of the transient phenomenon becomes small and the time constant of the transient phenomenon becomes small. The effect is also reduced. Therefore, even if the initial phase of the sine wave is always fixed to 90 ° and the impedance is measured, the transient phenomenon can be suppressed to a small value, and the practical use value is high.
【0039】また、上記実施例では、キャパシタを測定
する場合について説明したが、本発明はインダクタの測
定にも適用されることは勿論である。インダクタの測定
の場合には、VchとIchの関係が逆転するのみで、やは
り、初期位相を(数9)により決定することができる。
さらに、本発明は、被測定対象がキャパシタやインダク
タの場合のみならず、回路基板やネットワークである場
合にも適用される。この場合、被測定対象の概略の伝達
関数が既知であり、かつ回路のQ値があまり大きくない
場合に、特に効果的な測定が行われる。Further, in the above embodiment, the case where the capacitor is measured has been described, but the present invention is naturally applicable to the measurement of the inductor. In the case of the measurement of the inductor, the initial phase can be determined by (Equation 9) simply by reversing the relationship between Vch and Ich.
Further, the present invention is applied not only when the object to be measured is a capacitor or an inductor, but also when the object to be measured is a circuit board or a network. In this case, particularly effective measurement is performed when the approximate transfer function of the measured object is known and the Q value of the circuit is not so large.
【0040】[0040]
【発明の効果】本発明は、以上のように構成したので、
以下の効果を奏することができる。 (1)従来長い待ち時間を必要とした大容量のキャパシ
タ等の測定を高速に行うことができる。したがって、製
造ラインでの測定時間が短縮される。そしてさらに、部
品1個あたりの測定単価を低く抑えることができるの
で、製品自体の価格低減が可能となる。 (2)本発明に使用する信号源は、ゼロ出力および位相
制御機能を従来の信号源に付加すれば容易に構成するこ
とができる。また、信号源として、ディジタル式のみな
らずアナログ式の信号源をも使用できる。The present invention is configured as described above.
The following effects can be obtained. (1) Conventionally, a large-capacity capacitor or the like requiring a long waiting time can be measured at high speed. Therefore, the measurement time in the production line is reduced. Further, since the measurement unit price per component can be kept low, the price of the product itself can be reduced. (2) The signal source used in the present invention can be easily configured by adding a zero output and phase control function to a conventional signal source. As a signal source, not only a digital signal source but also an analog signal source can be used.
【図1】本発明の測定原理を説明するための図であり、
(A)は電圧測定回路の構成の一例を示す図、(B)は
電流測定回路の構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram for explaining a measurement principle of the present invention;
3A is a diagram illustrating an example of a configuration of a voltage measurement circuit, and FIG. 3B is a diagram illustrating a configuration of a current measurement circuit.
【図2】本発明の測定装置の信号源を具体的に示す図で
あり、(A)はROMに格納した信号データにより特定
の初期位相から波形生成を行う場合を、(B)は正弦波
発振器により生成した信号を元に特定の初期位相から波
形生成を行う場合をそれぞれ示す図である。FIGS. 2A and 2B are diagrams specifically showing a signal source of the measuring apparatus of the present invention, wherein FIG. 2A shows a case where a waveform is generated from a specific initial phase based on signal data stored in a ROM, and FIG. FIG. 7 is a diagram illustrating a case where a waveform is generated from a specific initial phase based on a signal generated by an oscillator.
【図3】本発明の実施に際し使用される電圧測定回路の
一例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing an example of a voltage measurement circuit used in implementing the present invention.
【図4】本発明の実施例におけるインピーダンス測定結
果を従来の測定と対比して示す図であり、(A)は従来
の測定情況を、(B)は本発明の測定情況をそれぞれ示
す図である。4A and 4B are diagrams showing impedance measurement results in an example of the present invention in comparison with conventional measurement, wherein FIG. 4A shows a conventional measurement situation, and FIG. 4B shows a measurement situation of the present invention, respectively. is there.
【図5】本発明の測定方法における効果を従来技術と対
比して示す、待ち時間と測定誤差との相関図である。FIG. 5 is a correlation diagram between a waiting time and a measurement error, showing the effect of the measurement method of the present invention in comparison with the prior art.
【図6】インピーダンス測定装置の回路構成を示す図で
ある。FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of the impedance measuring device.
1 電圧計 2 電流計 2′ 電流測定用の電圧計 Vs 信号源 CDUT 被測定対象(キャパシタ) Rs 電源抵抗 Reference Signs List 1 voltmeter 2 ammeter 2 'voltmeter for current measurement Vs signal source C DUT target (capacitor) Rs power supply resistance
Claims (5)
定対象の2端子間に正弦波測定信号を与え、その応答電
圧および応答電流を、電圧計および電流計によりそれぞ
れ測定することで、該被測定対象のインピーダンスを求
めるインピーダンス測定装置において、前記測定信号源
は、前記測定信号値をゼロ出力できるとともに、正弦波
測定信号の初期位相を特定位相あるいは任意位相に設定
できることを特徴とするインピーダンス測定装置。1. A sine wave measurement signal is applied between two terminals of an object to be measured whose approximate value of impedance is known, and its response voltage and response current are measured by a voltmeter and an ammeter, respectively. In the impedance measuring apparatus for determining the impedance of the measurement target, the measurement signal source can output the measurement signal value to zero, and can set the initial phase of the sine wave measurement signal to a specific phase or an arbitrary phase. .
対象の2端子間に正弦波測定信号を与え、その応答電圧
および応答電流を電圧計および電流計によりそれぞれ測
定することで、該被測定対象のインピーダンスを求める
インピーダンス測定方法において、 【数1】θo=sin-1〔1/√{1+(fc/fo)2}〕
+180・n [度] fo:信号源の周波数、 fc:被測定対象が容量性である場合には、被測定対象
を回路の一部に含んで構成される低域通過形電圧測定回
路の、前記被測定対象のインピーダンスの概略値に基づ
いて得られるカットオフ周波数、または、 被測定対象が誘導性である場合には、被測定対象を回路
の一部に含んで構成される低域通過形電流測定回路の、
前記被測定対象のインピーダンスの概略値に基づいて得
られるカットオフ周波数、 n:整数、 で表される初期位相θo近傍で測定信号を出力させるこ
とを特徴とするインピーダンス測定方法。2. A sine-wave measurement signal is applied between two terminals of an object to be measured whose impedance approximate value is known, and its response voltage and response current are measured by a voltmeter and an ammeter, respectively. In the impedance measuring method for obtaining the impedance of the following equation, θo = sin -1 [1 / {1+ (fc / fo) 2 }]
+ 180 · n [degrees] fo: frequency of the signal source, fc: when the object to be measured is capacitive, a low-pass voltage measurement circuit including the object to be measured as a part of the circuit, A cut-off frequency obtained based on the approximate value of the impedance of the measured object, or, if the measured object is inductive, a low-pass type configured to include the measured object in a part of the circuit Of the current measurement circuit,
A method for outputting a measurement signal in the vicinity of an initial phase θo represented by a cutoff frequency obtained based on the approximate value of the impedance of the measured object, where n is an integer.
り、前記信号源によって、インピーダンスの概略値が既
知である被測定対象の2端子間に正弦波測定信号を与
え、その応答電圧および応答電流を前記電圧計および前
記電流計によってそれぞれ測定することで、前記被測定
対象のインピーダンスを求めるインピーダンス測定装置
であって、前記信号源は、 fo(信号源の周波数)、及びfc(前記被測定対象が
容量性である場合には、前記被測定対象を回路の一部に
含んで構成される低域通過形電圧測定回路の、前記被測
定対象のインピーダンスの概略値に基づいて得られるカ
ットオフ周波数、前記被測定対象が誘導性である場合に
は、前記被測定対象を回路の一部に含んで構成される低
域通過形電流測定回路の、前記被測定対象のインピーダ
ンスの概略値に基づいて得られるカットオフ周波数)を
入力することによって、計算式、 θo=sin-1〔1/√{1+(fc/fo)2}〕+180
・n [度] (ただし、nは整数) に基づいて初期位相値θoを算出し、該初期位相値に対
応するアドレス値をさらに算出してこれを出力する位相
データ計算器と、 ディジタル波形データを記憶した記憶手段であって、前
記位相データ計算器に接続されて前記アドレス値を入力
し、該アドレス値によって指定されたデータから順次デ
ィジタル波形データとして出力する記憶手段と、 前記記憶手段に接続され、該記憶手段から出力されるデ
ィジタル波形データを順次アナログ値に変換するD/A
コンバータとを具備していることを特徴とするインピー
ダンス測定装置。3. A signal source, a voltmeter, and an ammeter, wherein the signal source supplies a sine wave measurement signal between two terminals of a device under test whose approximate value of impedance is known, and a response voltage of the signal. And a response current measured by the voltmeter and the ammeter, respectively, to obtain the impedance of the measured object, wherein the signal source comprises: fo (frequency of the signal source) and fc (the frequency of the signal source) When the measured object is capacitive, the measured object is obtained based on the approximate value of the impedance of the measured object of the low-pass voltage measurement circuit including the measured object as a part of a circuit. A cutoff frequency, when the object to be measured is inductive, the impedance of the object to be measured in a low-pass current measurement circuit configured to include the object to be measured as part of a circuit; By entering the cut-off frequency) obtained on the basis of the approximate value of the dance, formula, .theta.o = sin -1 [1 / √ {1+ (fc / fo) 2} ] + 180
A phase data calculator for calculating an initial phase value θo based on n [degrees] (where n is an integer), further calculating an address value corresponding to the initial phase value, and outputting the address value; Storage means connected to the phase data calculator, for inputting the address value, and sequentially outputting digital waveform data from data specified by the address value, connected to the storage means D / A for sequentially converting digital waveform data output from the storage means into analog values
An impedance measuring device comprising a converter.
り、前記信号源によって、 インピーダンスの概略値が既知である被測定対象の2端
子間に正弦波測定信号を与え、その応答電圧および応答
電流を前記電圧計および前記電流計によってそれぞれ測
定することで、前記被測定対象のインピーダンスを求め
るインピーダンス測定装置であって、前記信号源は、 正弦波発振器と、 前記正弦波発振器出力をオン/オフするスイッチと、 前記正弦波発振器出力を監視し、これと、入力された任
意の初期位相値と一致した時に前記スイッチをオン状態
にするように動作する位相検出器とを具備することを特
徴とするインピーダンス測定装置。4. A signal source, a voltmeter, and an ammeter, wherein the signal source supplies a sine wave measurement signal between two terminals of an object to be measured whose approximate value of impedance is known, and a response voltage of the signal. And a response current measured by the voltmeter and the ammeter, respectively, to obtain the impedance of the measured object, wherein the signal source is a sine wave oscillator, and the sine wave oscillator output is turned on. And a switch for monitoring the output of the sine wave oscillator, and a phase detector operable to turn on the switch when the output of the sine wave oscillator coincides with any input initial phase value. Characteristic impedance measuring device.
被測定対象が容量性である場合には、前記被測定対象を
回路の一部に含んで構成される低域通過形電圧測定回路
の、前記被測定対象のインピーダンスの概略値に基づい
て得られるカットオフ周波数、前記被測定対象が誘導性
である場合には、前記被測定対象を回路の一部に含んで
構成される低域通過形電流測定回路の、前記被測定対象
のインピーダンスの概略値に基づいて得られるカットオ
フ周波数)を入力することによって、計算式、 θo=sin-1〔1/√{1+(fc/fo)2}〕+180
・n [度] (ただし、nは整数) に基づいて初期位相値θoを算出し、これを位相検出器
に出力する初期位相算出手段をさらに含むことを特徴と
する、請求項4に記載のインピーダンス測定装置。5. A low-pass voltage measurement method comprising: fo (frequency of a signal source); and fc (when the object to be measured is capacitive, the object to be measured is included in a part of a circuit. A circuit, a cutoff frequency obtained based on the approximate value of the impedance of the measured object; a low cutoff frequency including the measured object as a part of the circuit when the measured object is inductive; By inputting a cut-off frequency obtained based on the approximate value of the impedance of the object to be measured in the band-pass current measurement circuit, a calculation formula: θo = sin −1 [1 / √ {1+ (fc / fo) ) 2 }] + 180
The method according to claim 4 , further comprising: an initial phase calculation unit that calculates an initial phase value θo based on n [degrees] (where n is an integer) and outputs the calculated initial phase value θo to a phase detector. Impedance measurement device.
Priority Applications (1)
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JP13151992A JP3147990B2 (en) | 1992-04-24 | 1992-04-24 | Impedance measuring device and measuring method |
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JPH05297037A JPH05297037A (en) | 1993-11-12 |
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