JP3129002B2 - 高調波フィルタ - Google Patents
高調波フィルタInfo
- Publication number
- JP3129002B2 JP3129002B2 JP04307192A JP30719292A JP3129002B2 JP 3129002 B2 JP3129002 B2 JP 3129002B2 JP 04307192 A JP04307192 A JP 04307192A JP 30719292 A JP30719292 A JP 30719292A JP 3129002 B2 JP3129002 B2 JP 3129002B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- harmonic
- filter
- phase
- neutral
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、３相４線式回線の中性
線を流れる同相高調波成分を吸収するための高調波フィ
ルタに関するものである。
線を流れる同相高調波成分を吸収するための高調波フィ
ルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】単相負荷に電力を供給するため、図８の
ような３相４線式回線が採用されることがある。この場
合、負荷がパーソナルコンピュータ、テレビ、ＯＡ（オ
フィスオートメーション）機器等の高調波を発生しやす
い負荷であると、各相の負荷が平衡していても負荷から
発生する同相高調波成分電流が、３相４線供給用トラン
スの中性線Ｎに多量に流れる。
ような３相４線式回線が採用されることがある。この場
合、負荷がパーソナルコンピュータ、テレビ、ＯＡ（オ
フィスオートメーション）機器等の高調波を発生しやす
い負荷であると、各相の負荷が平衡していても負荷から
発生する同相高調波成分電流が、３相４線供給用トラン
スの中性線Ｎに多量に流れる。
【０００３】従来では、中性線Ｎを流れる高調波成分を
吸収するため、ＬＣフィルタを、図９に示すように、各
線Ａ，Ｂ，Ｃと中性線Ｎとの間にそれぞれ配置してい
た。このような高調波電流成分のうち、３次高調波成分
が最も多いので、以下、３次高調波を想定して議論す
る。このＬＣフィルタは、コンデンサのリアクタンスを
ＸC ，リアクトルのリアクタンスをＸL とすると、 ＸC ／３＝３ＸL (1) の関係を満たすように選ばれている。このＬＣフィルタ
と３相４線供給用電源トランスＴrlとを含む１相（Ａ相
とする）等価回路を描くと、図１０のようになる。ここ
にｒはＬＣフィルタの純抵抗分、Ｘs は、電源トランス
Ｔrlの漏れインピーダンス成分であって、Ａ−Ｎ間電圧
をＶr （ｋＶ）、電源トランスＴrlの容量をＰ（ｋＶ
Ａ，３相）、％インピーダンスを％Ｚと表示すると、 Ｘs ＝（％Ｚ/100）・Ｖr 2 ／ (Ｐ/3) 〔ｋΩ／相〕 ＝１０（％Ｚ）・Ｖr 2 ／ (Ｐ/3) 〔Ω／相〕 (2) と表される。
吸収するため、ＬＣフィルタを、図９に示すように、各
線Ａ，Ｂ，Ｃと中性線Ｎとの間にそれぞれ配置してい
た。このような高調波電流成分のうち、３次高調波成分
が最も多いので、以下、３次高調波を想定して議論す
る。このＬＣフィルタは、コンデンサのリアクタンスを
ＸC ，リアクトルのリアクタンスをＸL とすると、 ＸC ／３＝３ＸL (1) の関係を満たすように選ばれている。このＬＣフィルタ
と３相４線供給用電源トランスＴrlとを含む１相（Ａ相
とする）等価回路を描くと、図１０のようになる。ここ
にｒはＬＣフィルタの純抵抗分、Ｘs は、電源トランス
Ｔrlの漏れインピーダンス成分であって、Ａ−Ｎ間電圧
をＶr （ｋＶ）、電源トランスＴrlの容量をＰ（ｋＶ
Ａ，３相）、％インピーダンスを％Ｚと表示すると、 Ｘs ＝（％Ｚ/100）・Ｖr 2 ／ (Ｐ/3) 〔ｋΩ／相〕 ＝１０（％Ｚ）・Ｖr 2 ／ (Ｐ/3) 〔Ω／相〕 (2) と表される。
【０００４】図１０の等価回路において、ＬＣフィルタ
を含む枝のインピーダンスは、３次高調波成分に対し
て、 −ｊＸC ／３＋ｊ３ＸL ＋ｒ＝ｒ となるので、３次高調波発生源から電源トランスＴrlへ
の分流比Ｒは、 Ｒ＝｜ｒ／（ｊ３Ｘs ＋ｒ）｜ (3) となる。
を含む枝のインピーダンスは、３次高調波成分に対し
て、 −ｊＸC ／３＋ｊ３ＸL ＋ｒ＝ｒ となるので、３次高調波発生源から電源トランスＴrlへ
の分流比Ｒは、 Ｒ＝｜ｒ／（ｊ３Ｘs ＋ｒ）｜ (3) となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ここで実際に使用され
ている設備を想定することとし、典型的な数値を代入す
る。Ａ−Ｎ間電圧Ｖr ＝０．１ｋＶ，電源トランスＴrl
の容量Ｐ＝１２ｋＶＡ，％Ｚ＝３とするとき、(2) 式か
らＸs ＝０．０７５Ω／相となる。ＸC ＝１．８Ωとす
ると、(1) 式からＸL ＝０．２Ω、となり、リアクトル
のＱ（尖鋭度）を２０とすると、 Ｑ＝３ＸL ／ｒ＝２０ であるから、ｒ＝０．０３Ωとなる。電源トランスＴrl
への分流比Ｒは、(3) 式を用いて Ｒ＝｜０．０３／（ｊ０．２２５＋０．０３）｜＝約
０．１３ となる。すなわち、電源トランスＴrlへの分流比を１相
あたり約１／８に低減できる。
ている設備を想定することとし、典型的な数値を代入す
る。Ａ−Ｎ間電圧Ｖr ＝０．１ｋＶ，電源トランスＴrl
の容量Ｐ＝１２ｋＶＡ，％Ｚ＝３とするとき、(2) 式か
らＸs ＝０．０７５Ω／相となる。ＸC ＝１．８Ωとす
ると、(1) 式からＸL ＝０．２Ω、となり、リアクトル
のＱ（尖鋭度）を２０とすると、 Ｑ＝３ＸL ／ｒ＝２０ であるから、ｒ＝０．０３Ωとなる。電源トランスＴrl
への分流比Ｒは、(3) 式を用いて Ｒ＝｜０．０３／（ｊ０．２２５＋０．０３）｜＝約
０．１３ となる。すなわち、電源トランスＴrlへの分流比を１相
あたり約１／８に低減できる。
【０００６】しかしながら、このときＬＣフィルタが発
生する基本波の進相無効電力は，１相あたり １０００×Ｖr 2 ／（ＸC −ＸL ）＝６．２５〔ｋＶＡ〕 となり、３相では約１９ｋＶＡとなる。このため、電源
トランスＴrlの容量よりも大きくなってしまう。
生する基本波の進相無効電力は，１相あたり １０００×Ｖr 2 ／（ＸC −ＸL ）＝６．２５〔ｋＶＡ〕 となり、３相では約１９ｋＶＡとなる。このため、電源
トランスＴrlの容量よりも大きくなってしまう。
【０００７】よって、従来のＬＣフィルタ回路を用いて
３次高調波吸収対策を行おうとすると、電源に対して、
過剰進相無効電力を供給してしまうので、従来のＬＣフ
ィルタ回路は使用できないことになる。あえて使用しよ
うとすると、電源トランスに大容量のものを用いる必要
があった。そこで、本発明の目的は、上述の技術的課題
を解決し、電源に対して、過剰進相無効電力を供給する
ことなく、単相整流器負荷から発生する同相高調波成分
電流が、中性線に多量に流れるのを防止することのでき
る高調波フィルタを提供することである。
３次高調波吸収対策を行おうとすると、電源に対して、
過剰進相無効電力を供給してしまうので、従来のＬＣフ
ィルタ回路は使用できないことになる。あえて使用しよ
うとすると、電源トランスに大容量のものを用いる必要
があった。そこで、本発明の目的は、上述の技術的課題
を解決し、電源に対して、過剰進相無効電力を供給する
ことなく、単相整流器負荷から発生する同相高調波成分
電流が、中性線に多量に流れるのを防止することのでき
る高調波フィルタを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めの請求項１記載の高調波フィルタは、２次側にΔ結
線、１次側に中性点付きＹ結線を有する３相４線式トラ
ンスを用意し、そのトランスの１次側Ｙ結線を３相の各
相に接続するとともに、トランスの１次中性点と中性線
との間に、所望の高調波に対して直列共振するフィルタ
素子を配置したものである。
めの請求項１記載の高調波フィルタは、２次側にΔ結
線、１次側に中性点付きＹ結線を有する３相４線式トラ
ンスを用意し、そのトランスの１次側Ｙ結線を３相の各
相に接続するとともに、トランスの１次中性点と中性線
との間に、所望の高調波に対して直列共振するフィルタ
素子を配置したものである。
【０００９】また、請求項２記載の高調波フィルタは、
トランスの１次中性点と中性線との間にフィルタ素子を
配置するのに代えて、トランスの１次中性点を中性線に
接続し、２次側Δ結線の一部を開放しそこに所望の高調
波に対して直列共振するフィルタ素子を配置している。
トランスの１次中性点と中性線との間にフィルタ素子を
配置するのに代えて、トランスの１次中性点を中性線に
接続し、２次側Δ結線の一部を開放しそこに所望の高調
波に対して直列共振するフィルタ素子を配置している。
【００１０】
【作用】請求項１記載の構成によれば、トランスの１次
中性点と中性線との間の零相回路に、フィルタ素子を配
置している。基本波電流は中性点には流れないので、フ
ィルタ素子には基本波電圧は加わらない。したがって、
電源側に過剰な進相無効電力を供給することなく、高調
波成分を吸収する高調波フィルタを実現することができ
る。
中性点と中性線との間の零相回路に、フィルタ素子を配
置している。基本波電流は中性点には流れないので、フ
ィルタ素子には基本波電圧は加わらない。したがって、
電源側に過剰な進相無効電力を供給することなく、高調
波成分を吸収する高調波フィルタを実現することができ
る。
【００１１】請求項２記載の構成であっても、２次側Δ
結線にフィルタ素子を配置することによって、フィルタ
素子には基本波電圧は加わらず、同様の作用を得ること
ができる。
結線にフィルタ素子を配置することによって、フィルタ
素子には基本波電圧は加わらず、同様の作用を得ること
ができる。
【００１２】
【実施例】以下実施例を示す添付図面によって詳細に説
明する。図１は、本発明の高調波フィルタを３相４線式
回線に適用した図であって、２次側にΔ結線、１次側に
中性点付きＹ結線を有する３相４線式フィルタトランス
Ｔrhを設け、その１次中性点ＮF と、中性線Ｎとの間に
コンテンサＣとリアクトルＬを直列に接続している（以
下この直列素子を「ＬＣ素子」という）。
明する。図１は、本発明の高調波フィルタを３相４線式
回線に適用した図であって、２次側にΔ結線、１次側に
中性点付きＹ結線を有する３相４線式フィルタトランス
Ｔrhを設け、その１次中性点ＮF と、中性線Ｎとの間に
コンテンサＣとリアクトルＬを直列に接続している（以
下この直列素子を「ＬＣ素子」という）。
【００１３】フィルタトランスＴrhの漏れインピーダン
スをＸt ，コンテンサＣのリアクタンスをＸC ，リアク
トルＬのリアクタンスをＸL とすると、これらの間に、
直列共振条件 ＸC ／３＝３（Ｘt ／３＋ＸL ） (4) の関係が満たされている。
スをＸt ，コンテンサＣのリアクタンスをＸC ，リアク
トルＬのリアクタンスをＸL とすると、これらの間に、
直列共振条件 ＸC ／３＝３（Ｘt ／３＋ＸL ） (4) の関係が満たされている。
【００１４】以下、この高調波フィルタにより３次高調
波成分を吸収できることを説明する。ＬＣ素子と電源ト
ランスＴrl、フィルタトランスＴrhを含む、３次高調波
に対する同相分等価回路を描くと、図２のようになる。
この等価回路と図１０の等価回路との違いは、同相分
（３相の和）を考えていることと、フィルタトランスＴ
rhの漏れインピーダンスをＸt がＬＣ素子に直列に入っ
ていることである。この等価回路から、３次高調波成分
に対して、ＬＣ素子を含む枝のインピーダンスは、(4)
式を使うと、 ｊＸt −ｊＸC ／３＋ｊ３ＸL ＋ｒ＝ｒ (5) となる。したがって、電源トランスＴrlへの分流比Ｒ
は、 Ｒ＝｜ｒ／（ｊＸs ＋ｒ）｜ (6) となる。
波成分を吸収できることを説明する。ＬＣ素子と電源ト
ランスＴrl、フィルタトランスＴrhを含む、３次高調波
に対する同相分等価回路を描くと、図２のようになる。
この等価回路と図１０の等価回路との違いは、同相分
（３相の和）を考えていることと、フィルタトランスＴ
rhの漏れインピーダンスをＸt がＬＣ素子に直列に入っ
ていることである。この等価回路から、３次高調波成分
に対して、ＬＣ素子を含む枝のインピーダンスは、(4)
式を使うと、 ｊＸt −ｊＸC ／３＋ｊ３ＸL ＋ｒ＝ｒ (5) となる。したがって、電源トランスＴrlへの分流比Ｒ
は、 Ｒ＝｜ｒ／（ｊＸs ＋ｒ）｜ (6) となる。
【００１５】ここで、フィルタトランスＴrhの定格をＡ
−Ｎ間電圧Ｖr ＝０．１ｋＶ，容量Ｐ＝１０ｋＶＡ，％
Ｚ＝３とするとき、Ｘt は、 Ｘt ＝１０（％Ｚ）・Ｖr 2 ／ (Ｐ/3) ＝０．０９〔Ω〕 となる。ここでＸC ＝０．９Ωとすれば、(4) 式より、 ＸL ＝０．０７Ω となる。リアクトルのＱ（尖鋭度）を２０とすると、 Ｑ＝３ＸL ／ｒ＝２０ から、ｒ＝０．０１Ωとなる。このｒと、前述のＸs ＝
０．０７５Ωを(6) 式に代入すると、 Ｒ＝｜０．０１／（ｊ０．０７５＋０．０１）｜＝約
０．１３ となり、従来例と同じように、電源トランスＴrlへの分
流比を約１／８に低減できる。
−Ｎ間電圧Ｖr ＝０．１ｋＶ，容量Ｐ＝１０ｋＶＡ，％
Ｚ＝３とするとき、Ｘt は、 Ｘt ＝１０（％Ｚ）・Ｖr 2 ／ (Ｐ/3) ＝０．０９〔Ω〕 となる。ここでＸC ＝０．９Ωとすれば、(4) 式より、 ＸL ＝０．０７Ω となる。リアクトルのＱ（尖鋭度）を２０とすると、 Ｑ＝３ＸL ／ｒ＝２０ から、ｒ＝０．０１Ωとなる。このｒと、前述のＸs ＝
０．０７５Ωを(6) 式に代入すると、 Ｒ＝｜０．０１／（ｊ０．０７５＋０．０１）｜＝約
０．１３ となり、従来例と同じように、電源トランスＴrlへの分
流比を約１／８に低減できる。
【００１６】次に、図１の回路における各電流、電圧を
実際に数値計算した例を図３のグラフに示す。図３(a)
はＡ相の負荷電圧ｖA 、(b) はＡ相の負荷電流ｉLA、
(c) はフィルタトランスＴrhの１線に流れる電流
ｉFlA 、(d) はＬＣ素子に流れるフィルタトランスＴrh
の中性点電流ｉFlN 、(e) は電源トランスＴrlに流れる
Ａ相電流ｉSA、(f) は電源トランスＴrlに流れる中性点
電流ｉN の波形をそれぞれ表わす。
実際に数値計算した例を図３のグラフに示す。図３(a)
はＡ相の負荷電圧ｖA 、(b) はＡ相の負荷電流ｉLA、
(c) はフィルタトランスＴrhの１線に流れる電流
ｉFlA 、(d) はＬＣ素子に流れるフィルタトランスＴrh
の中性点電流ｉFlN 、(e) は電源トランスＴrlに流れる
Ａ相電流ｉSA、(f) は電源トランスＴrlに流れる中性点
電流ｉN の波形をそれぞれ表わす。
【００１７】図３のグラフによれば次のことが分かる。
図３(a) によれば負荷電圧ｖA のピーク値は約１８０Ｖ
である。図３(b) の負荷電流ｉLAのピーク値は約３０Ａ
であり、３次高調波成分を含んでいる。図３(c) のフィ
ルタトランスＴrhの１線に流れる電流ｉFlA は３次高調
波成分からなりピーク値は約１２Ａである。図３(d)の
フィルタトランスＴrhの中性点電流ｉFlN は、３相合わ
せたものでありピーク値は３倍の約３６Ａとなってい
る。以上のことから、負荷電流ｉLAの３次高調波成分
は、フィルタトランスＴrhを通ってＬＣ素子に流れ、再
び負荷に戻ることが分かる。図３(e) の電源トランスＴ
rlに流れる電流ｉSAは、３次高調波成分が殆ど除去され
た基本波からなっており、そのピーク値は２５Ａであ
る。したがって、３次高調波成分からなる電源トランス
Ｔrlの中性線Ｎに流れる電流ｉN は、非常に小さなもの
であり、そのピーク値は１Ａである。
図３(a) によれば負荷電圧ｖA のピーク値は約１８０Ｖ
である。図３(b) の負荷電流ｉLAのピーク値は約３０Ａ
であり、３次高調波成分を含んでいる。図３(c) のフィ
ルタトランスＴrhの１線に流れる電流ｉFlA は３次高調
波成分からなりピーク値は約１２Ａである。図３(d)の
フィルタトランスＴrhの中性点電流ｉFlN は、３相合わ
せたものでありピーク値は３倍の約３６Ａとなってい
る。以上のことから、負荷電流ｉLAの３次高調波成分
は、フィルタトランスＴrhを通ってＬＣ素子に流れ、再
び負荷に戻ることが分かる。図３(e) の電源トランスＴ
rlに流れる電流ｉSAは、３次高調波成分が殆ど除去され
た基本波からなっており、そのピーク値は２５Ａであ
る。したがって、３次高調波成分からなる電源トランス
Ｔrlの中性線Ｎに流れる電流ｉN は、非常に小さなもの
であり、そのピーク値は１Ａである。
【００１８】次に、ＬＣ素子を全く挿入しないときの、
電流、電圧を実際に計算した例を図４のグラフに示す。
図４(a) はＡ相の負荷電圧ｖA 、(b) はＡ相の負荷電流
ｉLA、(c) は電源トランスＴrlに流れる中性点電流ｉN
の波形をそれぞれ表わす。この図４のグラフによれば、
図３(d) のフィルタトランスＴrhに流れる３次高調波電
流ｉFlN がそのまま電源トランスＴrlに流れてしまうこ
とが分かる。
電流、電圧を実際に計算した例を図４のグラフに示す。
図４(a) はＡ相の負荷電圧ｖA 、(b) はＡ相の負荷電流
ｉLA、(c) は電源トランスＴrlに流れる中性点電流ｉN
の波形をそれぞれ表わす。この図４のグラフによれば、
図３(d) のフィルタトランスＴrhに流れる３次高調波電
流ｉFlN がそのまま電源トランスＴrlに流れてしまうこ
とが分かる。
【００１９】以上のことから、本発明のＬＣ素子を使用
することによって、負荷から発生する３次高調波を十分
吸収でき、しかも電源側に過剰な進相無効電力を供給す
ることのない高調波フィルタを実現することができる。
なお、本発明は前記の実施例に限られるものではない、
例えば図５に示すように、コンデンサのみからなる素子
を、トランスＴrhの１次中性点ＮF と中性線Ｎとの間に
配置してもよい。この場合、トランスＴrhの漏れインピ
ーダンスＸt を利用して、コンデンサＣとの間で共振さ
せることにより、所望の高調波に対して直列共振するフ
ィルタ素子を実現できる。
することによって、負荷から発生する３次高調波を十分
吸収でき、しかも電源側に過剰な進相無効電力を供給す
ることのない高調波フィルタを実現することができる。
なお、本発明は前記の実施例に限られるものではない、
例えば図５に示すように、コンデンサのみからなる素子
を、トランスＴrhの１次中性点ＮF と中性線Ｎとの間に
配置してもよい。この場合、トランスＴrhの漏れインピ
ーダンスＸt を利用して、コンデンサＣとの間で共振さ
せることにより、所望の高調波に対して直列共振するフ
ィルタ素子を実現できる。
【００２０】また、図６に示すように、トランスＴrhの
１次中性点ＮF と中性線Ｎとの間にフィルタ素子を配置
するのに代えて、トランスＴrhの１次中性点ＮF を中性
線Ｎに接続し、２次側Δ結線の一部を開放しそこにコン
デンサ及びリアクトルの直列回路からなるフィルタ素子
を配置してもよい。この場合であっても、フィルタ素子
には零相成分のみ加わるので、電源側に過剰な進相無効
電力を供給することなく、高調波成分を吸収する高調波
フィルタを実現することができる。
１次中性点ＮF と中性線Ｎとの間にフィルタ素子を配置
するのに代えて、トランスＴrhの１次中性点ＮF を中性
線Ｎに接続し、２次側Δ結線の一部を開放しそこにコン
デンサ及びリアクトルの直列回路からなるフィルタ素子
を配置してもよい。この場合であっても、フィルタ素子
には零相成分のみ加わるので、電源側に過剰な進相無効
電力を供給することなく、高調波成分を吸収する高調波
フィルタを実現することができる。
【００２１】さらに、図６のコンデンサ及びリアクトル
の直列回路からなるフィルタ素子に代えて、図７に示す
ようにコンデンサのみからなる素子を配置してもよい。
この場合、トランスＴrhの漏れインピーダンスＸt を利
用して、コンデンサＣとの間で共振させることにより、
所望の高調波に対して直列共振するフィルタ素子を実現
できる。
の直列回路からなるフィルタ素子に代えて、図７に示す
ようにコンデンサのみからなる素子を配置してもよい。
この場合、トランスＴrhの漏れインピーダンスＸt を利
用して、コンデンサＣとの間で共振させることにより、
所望の高調波に対して直列共振するフィルタ素子を実現
できる。
【００２２】
【発明の効果】以上のように本発明の高調波フィルタに
よれば、基本波電圧が加わらない回路にフィルタ素子を
配置することにより、電源側に過剰な進相無効電力を供
給することなく、高調波成分を吸収することができる。
したがって、中性線に高調波成分が著しく増えるような
配線においても、電源の容量を従来どおりとしながら、
高調波成分を十分に吸収する高調波フィルタを実現する
ことができる。
よれば、基本波電圧が加わらない回路にフィルタ素子を
配置することにより、電源側に過剰な進相無効電力を供
給することなく、高調波成分を吸収することができる。
したがって、中性線に高調波成分が著しく増えるような
配線においても、電源の容量を従来どおりとしながら、
高調波成分を十分に吸収する高調波フィルタを実現する
ことができる。
【００２３】また、フィルタ素子の数も１つで済み、全
体をコンパクトにすることができるので、高調波フィル
タを負荷の近くに分散配置することによって、経済的な
中性線ケーブルの過負荷対策を実施することができる。
体をコンパクトにすることができるので、高調波フィル
タを負荷の近くに分散配置することによって、経済的な
中性線ケーブルの過負荷対策を実施することができる。
【図１】本発明の高調波フィルタを３相４線式回線に適
用した回路図である。
用した回路図である。
【図２】ＬＣ素子と電源トランスＴrl、フィルタトラン
スＴrhを含む、３次高調波に対する同相分等価回路図で
ある。
スＴrhを含む、３次高調波に対する同相分等価回路図で
ある。
【図３】図１の回路における各電流、電圧を実際に数値
計算した例を示すグラフである。
計算した例を示すグラフである。
【図４】ＬＣ素子を全く挿入しないときの、電流、電圧
を実際に計算した例を示すグラフである。
を実際に計算した例を示すグラフである。
【図５】コンデンサのみからなる素子を、トランスＴrh
の１次中性点ＮF と中性線Ｎとの間に配置した例を示す
回路図である。
の１次中性点ＮF と中性線Ｎとの間に配置した例を示す
回路図である。
【図６】トランスＴrhの１次中性点ＮF を中性線Ｎに接
続し、２次側Δ結線にコンデンサ及びリアクトルの直列
回路からなるフィルタ素子を配置した例を示す回路図で
ある。
続し、２次側Δ結線にコンデンサ及びリアクトルの直列
回路からなるフィルタ素子を配置した例を示す回路図で
ある。
【図７】トランスＴrhの１次中性点ＮF を中性線Ｎに接
続し、２次側Δ結線にコンデンサのみからなるフィルタ
素子を配置した例を示す回路図である。
続し、２次側Δ結線にコンデンサのみからなるフィルタ
素子を配置した例を示す回路図である。
【図８】負荷を接続した３相４線式回線の回路図であ
る。
る。
【図９】中性線Ｎを流れる高調波成分を吸収するため、
ＬＣフィルタを各線Ａ，Ｂ，Ｃと中性線Ｎとの間にそれ
ぞれ配置していた従来の対策法を示す回路図である。
ＬＣフィルタを各線Ａ，Ｂ，Ｃと中性線Ｎとの間にそれ
ぞれ配置していた従来の対策法を示す回路図である。
【図１０】ＬＣフィルタと３相４線供給用電源トランス
Ｔrlを含む等価回路図である。
Ｔrlを含む等価回路図である。
Ｃ コンデンサ Ｌ リアクトル Ｎ 中性線 ＮF 中性点 Ｔrh フィルタトランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 3/01
Claims (4)
- 【請求項１】３相４線式回線の中性線を流れる同相高調
波成分を吸収するための高調波フィルタであって、 ２次側にΔ結線、１次側に中性点付きＹ結線を有する３
相４線式トランスを用意し、そのトランスの１次側Ｙ結
線を３相の各相に接続するとともに、トランスの１次中
性点と中性線との間に、所望の高調波に対して直列共振
するフィルタ素子を配置したことを特徴とする高調波フ
ィルタ。 - 【請求項２】３相４線式回線の中性線を流れる同相高調
波成分を吸収するための高調波フィルタであって、 ２次側にΔ結線、１次側に中性点付きＹ結線を有する３
相４線式トランスを用意し、そのトランスの１次側Ｙ結
線を３相の各相に接続するとともに、トランスの１次中
性点を中性線に接続し、２次側Δ結線の一部を開放しそ
こに所望の高調波に対して直列共振するフィルタ素子を
配置したことを特徴とする高調波フィルタ。 - 【請求項３】前記フィルタ素子は、コンデンサ及びリア
クトルの直列回路からなることを特徴とする請求項１又
は２記載の高調波フィルタ。 - 【請求項４】前記フィルタ素子は、コンデンサであるこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の高調波フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04307192A JP3129002B2 (ja) | 1992-11-17 | 1992-11-17 | 高調波フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04307192A JP3129002B2 (ja) | 1992-11-17 | 1992-11-17 | 高調波フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165381A JPH06165381A (ja) | 1994-06-10 |
| JP3129002B2 true JP3129002B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=17966156
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04307192A Expired - Fee Related JP3129002B2 (ja) | 1992-11-17 | 1992-11-17 | 高調波フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3129002B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2003273075A1 (en) * | 2003-08-29 | 2005-03-16 | Pq Tech Inc. | The harmonic reduction apparatus which use the resonance of the zero-phase-sequence impedance |
| KR100895018B1 (ko) * | 2007-04-03 | 2009-04-30 | 엘에스산전 주식회사 | 계통전원의 불평형을 제거하는 영상 전류 제거 장치 |
| CN103597692B (zh) | 2011-06-10 | 2016-08-17 | Abb技术有限公司 | 用于中压或高压应用的补偿系统 |
| CN102629763B (zh) * | 2012-03-07 | 2014-10-22 | 江西变压器科技股份有限公司 | 低压侧滤波补偿节能型整流变压器 |
-
1992
- 1992-11-17 JP JP04307192A patent/JP3129002B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06165381A (ja) | 1994-06-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| F II | IEEE recommended practices and requirements for harmonic control in electrical power systems | |
| Gonzalez et al. | Design of filters to reduce harmonic distortion in industrial power systems | |
| Moran et al. | A series active power filter which compensates current harmonics and voltage unbalance simultaneously | |
| CA2746047A1 (en) | Inverter filter including differential mode and common mode, and system including the same | |
| WO2004010558A1 (en) | Active power filter apparatus with reduced va rating for neutral current suppression | |
| Stratford | Rectifier harmonics in power systems | |
| Attia et al. | Harmonic distortion effects and mitigation in distribution systems | |
| US5949221A (en) | Line powered, primary side connected apparatus injecting voltage compensation into an electric power line using one transformer | |
| Li et al. | A high-power active filtering system with fundamental magnetic flux compensation | |
| KR100364513B1 (ko) | 전력라인에서의 고조파 저감장치 | |
| US5343080A (en) | Harmonic cancellation system | |
| JP3129002B2 (ja) | 高調波フィルタ | |
| CN210839320U (zh) | 一种lclc型无源阻尼电路、单相及三相并网逆变系统 | |
| KR101395960B1 (ko) | 고조파 제거용 하이브리드 변압기 | |
| JP2000014006A (ja) | 高調波フィルタ | |
| CN110071510A (zh) | 基于upqc的单相混合有源电力滤波器及其控制方法 | |
| JP3293277B2 (ja) | アクティブフィルタ装置 | |
| Kamath et al. | A novel, reduced rating active filter for 3-phase, 4-wire loads | |
| Akagi et al. | A shunt active filter based on voltage detection for harmonic termination of a radial power distribution line | |
| KR100435106B1 (ko) | 영상분 임피던스의 공진을 이용한 고조파 저감장치 | |
| JP2778976B2 (ja) | 交流フィルタと電力用アクティブフィルタを併用した高調波抑制装置 | |
| CN211209308U (zh) | 一种用于有源电力滤波器的clc+lc滤波电路 | |
| Lei et al. | DSTATCOM connected to the system through center-tapped distribution transformer for reactive power compensation | |
| CN211151551U (zh) | 一种apf与lc滤波器组成的混合型有源电力滤波器装置 | |
| JPH03150027A (ja) | 電圧補償機能付高調波抑制装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081117 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |