JP3112013B2 - Transmission device, reception device, and transmission device - Google Patents

Transmission device, reception device, and transmission device

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JP3112013B2 JP28958399A JP28958399A JP3112013B2 JP 3112013 B2 JP3112013 B2 JP 3112013B2 JP 28958399 A JP28958399 A JP 28958399A JP 28958399 A JP28958399 A JP 28958399A JP 3112013 B2 JP3112013 B2 JP 3112013B2
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receiver
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  • Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は搬送波を変調するこ
とによりデジタル信号を伝送する伝送装置に関するもの
である。
The present invention relates to a transmission apparatus for transmitting a digital signal by modulating a carrier wave.

【0002】[0002]

【従来の技術】近年、デジタル伝送装置は様々な分野で
の利用が進んでいる。とりわけデジタル映像伝送技術の
進展はめざましい。
2. Description of the Related Art In recent years, digital transmission devices have been increasingly used in various fields. In particular, the development of digital video transmission technology is remarkable.

【0003】中でもデジタルTVの伝送方式が最近注目
されつつある。現在デジタルTV伝送装置は放送局間の
中継用として一部実用化されているにすぎない。しか
し、近い将来、地上放送と衛星放送への展開が予定され
各国で検討が進められている。
[0003] Among them, a digital TV transmission system has recently attracted attention. At present, digital TV transmission devices are only partially used for relaying between broadcasting stations. However, development to terrestrial broadcasting and satellite broadcasting is scheduled in the near future, and studies are being conducted in various countries.

【0004】高度化する消費者の要望に応えるため、H
DTV放送、PCM音楽放送や情報提供放送やFAX放
送等の放送サービスの内容の質と量を今後向上させる必
要がある。この場合TV放送の限られた周波数帯域の中
で情報量を増大させる必要がある。この帯域で伝送でき
る情報伝送量はその時代の技術的限界に応じて増大す
る。このため理想的には時代に応じて受信システムを変
更し、情報伝送量を拡張できることが望ましい。
[0004] In order to respond to the demands of increasingly sophisticated consumers, H
It is necessary to improve the quality and quantity of contents of broadcasting services such as DTV broadcasting, PCM music broadcasting, information providing broadcasting and FAX broadcasting in the future. In this case, it is necessary to increase the amount of information in a limited frequency band of TV broadcasting. The amount of information that can be transmitted in this band increases according to the technological limitations of the era. For this reason, it is ideally desirable to change the receiving system according to the times and expand the information transmission amount.

【0005】しかし放送の視点からみた場合、公共性が
重要であり長期間に至る全ての視聴者の既得権の確保が
重要となる。新しい放送サービスを始める場合、既存の
受信機もしくは受像機でそのサービスを享受できること
が必要条件である。過去と現在、そして現在と将来の新
旧の放送サービスの間の受信機もしくは受像機の互換
性、放送の両立性が最も重要であるといえる。
[0005] However, from the viewpoint of broadcasting, publicity is important, and it is important to secure vested rights of all viewers for a long period of time. When starting a new broadcasting service, it is a necessary condition that the existing receiver or receiver can enjoy the service. It can be said that the compatibility of the receiver or the receiver and the compatibility of the broadcasting between the past and present, and the present and future new and old broadcasting services are the most important.

【0006】今後登場する新しい伝送規格、例えばデジ
タルTV放送規格には将来の社会の要求と技術進歩に対
応できる情報量の拡張性と、既存の受信機器との間の互
換性と両立性が求められている。
[0006] New transmission standards that will appear in the future, such as the digital TV broadcasting standard, require expandability of the amount of information to meet future social requirements and technological advances, and compatibility and compatibility with existing receiving equipment. Have been.

【0007】ここで、これまでに提案されているTV放
送の伝送方式を拡張性と両立性の観点から述べる。
[0007] Here, transmission systems of TV broadcasting that have been proposed so far will be described from the viewpoint of expandability and compatibility.

【0008】まずデジタルTVの衛星放送方式としてN
TSC−TV信号を約6Mbpsに圧縮した信号を4値
PSK変調を用いTDM方式で多重化し1つのトランス
ポンダーで4〜20チャンネルNTSCのTV番組もし
くは1チャンネルのHDTVを放送する方式が提案され
ている。またHDTVの地上放送方式として1チャンネ
ルのHDTV映像信号を15Mbps程度のデータに圧
縮し、16もしくは32QAM変調方式を用い地上放送
を行う方式が検討されている。
First, as a satellite broadcasting system of digital TV, N
A method has been proposed in which a signal obtained by compressing a TSC-TV signal to about 6 Mbps is multiplexed by a TDM method using 4-level PSK modulation and a single transponder broadcasts a TV program of 4 to 20 channels NTSC or one channel of HDTV. As a terrestrial broadcasting method of HDTV, a method of compressing a 1-channel HDTV video signal into data of about 15 Mbps and performing terrestrial broadcasting using a 16 or 32 QAM modulation method is being studied.

【0009】まず衛星放送方式においては現在提案され
ている放送方式は、単純に従来の伝送方式で放送するた
め1チャンネルのHDTVの番組放送に数チャンネル分
のNTSCの周波数帯域を使用する。このため、HDT
V番組の放送時間帯には数チャンネルのNTSC番組が
受信放送できないという問題点があった。NTSCとH
DTVの放送との間の受信機、受像機の互換性、両立性
がなかったといえる。また将来の技術進歩に伴い必要と
なる情報伝送量の拡張性も全く考慮されていなかったと
いえる。
First, in the satellite broadcasting system, the currently proposed broadcasting system uses the NTSC frequency band of several channels for one-channel HDTV program broadcasting in order to simply broadcast by the conventional transmission system. For this reason, HDT
There is a problem that the NTSC program of several channels cannot be received and broadcast in the broadcast time zone of the V program. NTSC and H
It can be said that there was no compatibility or compatibility between the receiver and the receiver with the DTV broadcast. It can also be said that the scalability of the amount of information transmission required with future technological advances was not considered at all.

【0010】次に現在検討されている従来方式のHDT
Vの地上放送方式はHDTV信号を16QAMや32Q
AMといった従来の変調方式でそのまま放送しているに
すぎない。既存のアナログ放送の場合、放送サービスエ
リア内においてもビルかげや低地や隣接するTV局の妨
害を受けるような受信状態が悪い地域が必ず存在する。
このような地域においては、既存のアナログ放送の場合
画質が劣化するものの、映像は再生できTV番組は視聴
できた。しかし、従来のデジタルTV放送方式では、こ
のような地域においては全く映像が再生できず、TV番
組を全く視聴できないという重大な問題があった。これ
は、デジタルTV放送の本質的な課題を含むものでデジ
タルTV放送の普及に致命的となりかねない問題であっ
た。これは従来のQAM等の変調方式の信号点の位置か
等間隔に配置されていることに起因する。信号点の配置
を変更もしくは変調する方式は従来なかった。
Next, the conventional HDT which is currently under study
V terrestrial broadcasting system uses HDTV signals of 16QAM or 32Q
It merely broadcasts in a conventional modulation scheme such as AM. In the case of the existing analog broadcasting, there is always an area having a bad reception state such as a building shadow, a lowland, or interference from an adjacent TV station even in the broadcasting service area.
In such an area, although the image quality deteriorates in the case of the existing analog broadcasting, the video can be reproduced and the TV program can be viewed. However, the conventional digital TV broadcasting system has a serious problem that no video can be reproduced at all in such an area and that no TV program can be viewed. This involves an essential problem of digital TV broadcasting, and was a problem that could be fatal to the spread of digital TV broadcasting. This is because the signal points of the conventional modulation method such as QAM or the like are arranged at equal positions or at equal intervals. Conventionally, there has been no method of changing or modulating the arrangement of signal points.

【0011】[0011]

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記従来の問
題点を解決するもので、特に衛星放送におけるNTSC
放送とHDTV放送の両立性、また地上放送におけるサ
ービスエリア内の受信不能地域を大巾に減少させる伝送
装置を提供することを目的とする。
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-mentioned conventional problems, and in particular, NTSC in satellite broadcasting.
It is an object of the present invention to provide a transmission apparatus which greatly reduces the compatibility between broadcasting and HDTV broadcasting, and greatly reduces unreceivable areas in a service area for terrestrial broadcasting.

【0012】[0012]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の伝送装置は、信号の入力部と、位相の異なる
複数の搬送波を上記入力部からの入力信号により変調し
信号ベクトル図上になるm値の信号点を発生させる変調
部と変調信号を送信する送信部からなりデータ送信を行
う送信装置と上記送信信号の入力部と、ベクトル図上で
l値の信号点のQAM変調波を復調する復調器と出力部
を有する受信装置の2つの構成を有している。
In order to achieve the above object, a transmission apparatus according to the present invention modulates a signal input section and a plurality of carriers having different phases by an input signal from the input section to obtain a signal vector diagram. A transmitter for transmitting data, comprising a modulator for generating an m-valued signal point and a transmitter for transmitting the modulated signal, an input unit for the transmission signal, and a QAM modulated wave of an l-valued signal point on a vector diagram And a receiving device having an output unit.

【0013】[0013]

【発明の実施の形態】この構成によって入力信号として
n値のデータをもつ第1データ列と第2データ列を入力
させ、送信装置の変調器によりベクトル図上にm値の信
号点をもつ変形m値のQAM方式の変調波を作る。この
m点の信号点をn組の信号点群に分割しこの信号点群を
第1データ列のnケの各データに割りあて、この信号点
群の中のm/nケの信号点もしくは副信号点群に第2デー
タ列の各データ割りあて送信装置により送信信号を送出
する。場合により第3データも送出できる。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS According to this configuration, a first data sequence and a second data sequence having n-valued data are input as input signals, and a modulator having a m-valued signal point on a vector diagram by a modulator of a transmitting apparatus. A m-value QAM modulated wave is created. The m signal points are divided into n signal point groups, and the signal point groups are allocated to n data in the first data string, and m / n signal points or A transmission signal is transmitted by the transmitting device by allocating each data of the second data sequence to the sub-signal point group. In some cases, third data can also be transmitted.

【0014】次に、p>mなるp値の復調器を持つ受信
装置においては上記送信信号を受信し信号スペースダイ
アグラム上のp点の信号点に対して、まずp点の信号点
をn組の信号点群に分割し、第1データ列の信号を復調
再生する。次に該当する信号点群の中のp/n点の信号
点にp/n値の第2データ列を対応させて復調し第1デ
ータと第2データを復調再生する。p=nの受信機にお
いてはn群の信号点群を再生し、各々にn値を対応させ
第1データ列のみを復調再生する。
Next, in a receiving apparatus having a demodulator having a p-value of p> m, the above-mentioned transmission signal is received, and p signal points are first set to n points on the signal space diagram. , And demodulate and reproduce the signal of the first data string. Next, p / n signal points in the corresponding signal point group are associated with the second data sequence of p / n values and demodulated to demodulate and reproduce the first data and the second data. In a receiver with p = n, n groups of signal points are reproduced, and only the first data string is demodulated and reproduced with each having an n value.

【0015】以上の動作により送信装置からの同一信号
を受信した場合、大型アンテナと多値の復調能力をもつ
受信機では第1データ列と第2データ列を復調できる。
同時に小型アンテナと少値の復調能力をもつ受信機では
第1データ列の受信ができる。こうして両立性のある伝
送システムを構築することができる。この場合第1デー
タ列をNTSCまたはHDTVの低域成分等の低域TV
信号に、第2データ列をHDTVの高域成分等の高域T
V信号に割りあてることにより、同一電波に対して少値
の復調能力をもつ受信機ではNTSC信号、多値の復調
能力をもつ受信機ではHDTV信号を受信できる。この
ことによりNTSCとHDTVの両立性のあるデジタル
放送が可能となる。
When the same signal is received from the transmitting device by the above operation, the first data sequence and the second data sequence can be demodulated by the large antenna and the receiver having multi-level demodulation capability.
At the same time, a small antenna and a receiver having a small demodulation capability can receive the first data string. Thus, a compatible transmission system can be constructed. In this case, the first data string is a low-frequency TV such as a low-frequency component of NTSC or HDTV.
In the signal, a second data string is added to a high frequency T such as a high frequency component of an HDTV.
By allocating to the V signal, a receiver having a small demodulation capability with respect to the same radio wave can receive an NTSC signal, and a receiver having a multi-level demodulation capability can receive an HDTV signal. This enables digital broadcasting compatible with NTSC and HDTV.

【0016】[0016]

【実施例】(実施例1)以下本発明の一実施例につい
て、図面を参照しながら説明する。
(Embodiment 1) An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【0017】図1は本発明による伝送装置のシステム全
体図を示す。入力部2と分離回路部3と変調器4と送信
部5をもつ送信機1は複数の多重化された入力信号を分
離回路3により第1データ列D1と第2データ列D2と第
3データ列D3に分離し変調器4により、変調信号とし
て送信部5より出力し、アンテナ6により、この変調信
号は伝送路7により人工衛星10に送られる。この信号
は人工衛星10においてはアンテナ11で受信され、中
継器12により増幅され、アンテナ13により再び地球
へ送信される。
FIG. 1 shows an overall system diagram of a transmission apparatus according to the present invention. An input unit 2 and the separation circuit section 3 and the modulator 4 transmitter 1 having a transmission part 5 an input signal having a plurality of multiplexed by separation circuit 3 first data stream D 1 and the second data stream D 2 a The data is separated into three data strings D 3 , output as a modulated signal from the transmitter 5 by the modulator 4, and the modulated signal is transmitted to the artificial satellite 10 by the antenna 6 through the transmission path 7. This signal is received by the antenna 11 in the artificial satellite 10, amplified by the repeater 12, and transmitted to the earth again by the antenna 13.

【0018】送信電波は、伝送経路21、31、41に
より第1受信機23、第2受信機33、第3受信機43
に送られる。まず、第1受信機23ではアンテナ22を
介して入力部24より入力し、復調器25により第1デ
ータ列のみが復調され、出力部26より出力される。こ
の場合第2データ列、第3データ列の復調能力はもたな
い。
The transmission radio waves are transmitted to the first receiver 23, the second receiver 33, and the third receiver 43 through the transmission paths 21, 31, and 41.
Sent to First, in the first receiver 23, input is made from the input unit 24 via the antenna 22, only the first data sequence is demodulated by the demodulator 25, and output from the output unit 26. In this case, the second data string and the third data string have no demodulation ability.

【0019】第2受信機33では、アンテナ32を介し
て入力部34より出力した信号は復調器35により第1
データ列と第2データ列が復調され、合成器37により
一つのデータ列に合成され、出力部36より出力され
る。
In the second receiver 33, the signal output from the input unit 34 via the antenna 32 is converted by the demodulator 35 into the first signal.
The data sequence and the second data sequence are demodulated, combined by the combiner 37 into one data sequence, and output from the output unit 36.

【0020】第3受信機43ではアンテナ42からの入
力は入力部44に入り復調器45により第1データ列、
第2データ列、第3データ列の3つのデータ列が復調さ
れ合成器47により一つのデータ群となり出力部46よ
り出力される。
In the third receiver 43, an input from the antenna 42 enters an input section 44 and a demodulator 45 outputs a first data string,
The three data strings of the second data string and the third data string are demodulated and combined into one data group by the combiner 47 and output from the output unit 46.

【0021】以上のように同じ送信機1からの同一の周
波数帯の電波を受けても、上述の3つの受信機の復調器
の性能の違いにより受信可能な情報量が異なる。この特
長により一つの電波帯で性能の異なる受信機に対してそ
の性能に応じた両立性のある3つの情報を同時に伝送す
ることが可能となる。例えば同一番組のNTSCとHD
TVと超解像度型HDTVの3つのデジタルTV信号を
伝送する場合、スーパーHDTV信号を低域成分、高域
差成分、超高域差成分に分離し、各々を第1データ列、
第2データ列、第3データ群に対応させれば、1チャン
ネルの周波数帯で両立性のある中解像度、高解像度、超
高解像度の3種のデジタルTV信号を同時に放送でき
る。
As described above, even when radio waves of the same frequency band are received from the same transmitter 1, the amount of receivable information differs due to the difference in the performance of the demodulators of the above three receivers. With this feature, it is possible to simultaneously transmit compatible three pieces of information according to the performance to receivers having different performances in one radio band. For example, NTSC and HD of the same program
When transmitting three digital TV signals of a TV and a super-resolution HDTV, a super HDTV signal is separated into a low-frequency component, a high-frequency difference component, and a super-high-frequency difference component, each of which is a first data stream,
Corresponding to the second data string and the third data group, three types of compatible digital TV signals of medium resolution, high resolution, and ultra high resolution can be simultaneously broadcast in the frequency band of one channel.

【0022】この場合、小型アンテナを用いた少値復調
の受信機ではNTSC−TV信号を、中型アンテナを用
いた中値復調可能な受信機ではHDTV信号を、大型ア
ンテナを用いた多値復調可能な受信機では超高解像度型
HDTVを受信できる。図1をさらに説明するとNTS
CのデジタルTV放送を行うデジタル送信機51は入力
部52より第1データ群と同様のデータのみを入力し、
変調器54により変調し、送信機55とアンテナ56に
より伝送路57により衛星10に送り伝送路58により
地球へ再び送信される。
In this case, a small-valued demodulation receiver using a small antenna is capable of demodulating an NTSC-TV signal, a medium-sized antenna capable of medium-value demodulation is capable of receiving an HDTV signal, and a large antenna is capable of multi-level demodulation. Such a receiver can receive an ultra-high resolution HDTV. FIG. 1 is further explained by NTS
The digital transmitter 51 for performing digital TV broadcasting of C inputs only the same data as the first data group from the input unit 52,
The signal is modulated by the modulator 54, transmitted to the satellite 10 by the transmission path 57 by the transmitter 55 and the antenna 56, and transmitted to the earth again by the transmission path 58.

【0023】第1受信機23では、デジタル送信機1か
らの受信信号を復調器24により、第1データ列に相当
するデータを復調する。同様にして、第2受信機33と
第3受信機43は、第1データ列と同じ内容のデータ群
を復調する。つまり3つの受信機は、デジタル一般TV
放送等のデジタル放送も受信できる。
In the first receiver 23, the demodulator 24 demodulates the received signal from the digital transmitter 1 into data corresponding to the first data sequence. Similarly, the second receiver 33 and the third receiver 43 demodulate a data group having the same content as the first data string. In other words, the three receivers are digital general TV
Digital broadcasting such as broadcasting can also be received.

【0024】では、各部の説明をする。Next, each part will be described.

【0025】図2は送信機1のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of the transmitter 1.

【0026】入力信号は入力部2に入り、分離回路3で
第1データ列信号と第2データ列信号と第3データ列信
号の3つのデジタル信号に分離される。
The input signal enters the input section 2 and is separated by a separation circuit 3 into three digital signals of a first data string signal, a second data string signal, and a third data string signal.

【0027】例えば映像信号が入力された場合、映像信
号の低域成分を第1データ列信号、映像信号の高域成分
を第2データ列信号、映像信号の超高域成分を第3デー
タ列信号に割り当てることが考えられる。分離された3
つの信号は、変調器4の内部の変調入力部61に入力さ
れる。ここでは外部信号に基づき信号点の位置を変調も
しくは変更する信号点位置変調/変更回路67があり外
部信号に応じて信号点の位置を変調もしくは変更する。
変調器4の中では直交した2つの搬送波の各々に振幅変
調を行い、多値のQAM信号を得る。変調入力部61か
らの信号は第1AM変調器62と第2AM変調器63に
送られる。cos(2πfct)なる搬送波発生器64からの搬
送波のうち一つは第1AM変調器62によりAM変調さ
れ、合成器65に送られ、もう一つの搬送波はπ/2移相
器66に送られ90°移相されて、sin(2πfct)の状
態で第2AM変調器63に送られ、多値の振幅変調を受
けた後、合成器65で、第2AM変調波と合成され、送
信部5により送信信号として出力される。この方式その
ものは従来より一般的に実施されているため詳しい動作
の説明は省略する。
For example, when a video signal is input, the low frequency component of the video signal is a first data sequence signal, the high frequency component of the video signal is a second data sequence signal, and the super high frequency component of the video signal is a third data sequence. Assigning to signals is conceivable. 3 isolated
The two signals are input to a modulation input unit 61 inside the modulator 4. Here, there is a signal point position modulation / change circuit 67 that modulates or changes the position of a signal point based on an external signal, and modulates or changes the position of the signal point according to the external signal.
In the modulator 4, amplitude modulation is performed on each of two orthogonal carrier waves to obtain a multilevel QAM signal. The signal from the modulation input unit 61 is sent to the first AM modulator 62 and the second AM modulator 63. one of the carrier from the carrier generator 64 of cos (2πf c t) are AM modulated by the 1AM modulator 62 is sent to the combiner 65, another carrier sent to the [pi / 2 phase shifter 66 It is 90 ° are phase-shifted, is fed to the 2AM modulator 63 in the form of sin (2πf c t), after being amplitude-modulated in the multi-level, in the combiner 65 is combined with the first 2AM modulated wave, transmission The signal is output by the unit 5 as a transmission signal. Since this method has been generally implemented conventionally, a detailed description of the operation will be omitted.

【0028】図3の16値の一般的なQAMの信号スペ
ースダイアグラムの第1象限を用い動作を説明する。変
調器4で発生する全ての信号は、直交した2つの搬送波
Acos2πfctのベクトル81とBsin2πfctのベクトル82
の2つのベクトルの合成ベクトルで表現できる。0点か
らの合成ベクトルの先端を信号点と定義すると、16値
QAMの場合a1、a2、a3、a4の4値の振幅値とb1
2、b3、b4の4値の振幅値の組み合わせにより合計
16ケの信号点が設定できる。図3の第1象限では信号
点83のC11、信号点84のC12、信号点85のC22
信号点86のC 21の4つの信号が存在する。
FIG. 3 shows a 16-value general QAM signal spectrum.
The operation will be described using the first quadrant of the source diagram. Strange
All signals generated by the modulator 4 are two orthogonal carrier waves.
Acos2πfct vector 81 and Bsin2πfct vector 82
Can be represented by a composite vector of the two vectors. 0 points
Defining the tip of the combined vector as a signal point, 16 values
For QAM a1, ATwo, AThree, AFourQuaternary amplitude value and b1,
bTwo, BThree, BFourSum of the four amplitude values
16 signal points can be set. In the first quadrant of FIG.
C at point 8311, C at signal point 8412, Signal point 85 Ctwenty two,
C at signal point 86 twenty oneThere are four signals:

【0029】C11はベクトル0-a1とベクトル0-b1
合成ベクトルであり、C11=a1cos2πfct-b1sin2πfc
t=Acos(2πfct+dπ/2)となる。
C 11 is a composite vector of vector 0-a 1 and vector 0-b 1 , and C 11 = a 1 cos2πf c t-b 1 sin2πf c
t = become Acos (2πf c t + dπ / 2).

【0030】ここで図3の直交座標上における0-a1
の距離をA1、a1-a2間をA2、0-b1間をB1、b1-b
2間をB2と定義し、図上に示す。
[0030] wherein A 1 the distance between 0-a 1 on the orthogonal coordinates of Fig. 3, a 1 -a 2 between the A 2, 0-b 1 between the B 1, b 1 -b
The space between the two is defined as B2 and is shown on the figure.

【0031】図4の全体ベクトル図に示すように、合計
16ケの信号点が存在する。このため各点を4bitの
情報に対応させることにより、4bitの情報伝送が1
周期つまり1タイムスロット中に可能となる。
As shown in the overall vector diagram of FIG. 4, there are a total of 16 signal points. Therefore, by associating each point with 4-bit information, 4-bit information transmission becomes 1
This is possible during a period, that is, one time slot.

【0032】図5に2進法で各点を表現した場合のその
一般的な割り付け例を示す。
FIG. 5 shows an example of general assignment when each point is expressed in a binary system.

【0033】当然、各信号点間の距離が離れている程、
受信機の方で区別し易い。従って、一般的には各信号点
間の距離を、できるだけ離すような配置にする。もし、
特定の信号点間の距離を近付けた場合、受信機ではその
2点間の識別が困難となり、エラーレートが悪くなる。
従って一般的には図5のように等間隔の配置にするのが
望ましいといわれている。従って16QAMの場合A1
=A2/2なる信号点の配置が一般的に実施されてい
る。
Of course, as the distance between each signal point increases,
It is easier for the receiver to distinguish. Therefore, in general, the arrangement is such that the distance between the signal points is as far as possible. if,
If the distance between the specific signal points is reduced, it becomes difficult for the receiver to distinguish between the two points, and the error rate becomes worse.
Therefore, it is generally said that it is desirable to arrange them at equal intervals as shown in FIG. Therefore, in the case of 16QAM, A1
= A2 / 2 signal point arrangement is generally implemented.

【0034】さて、本発明の送信機1の場合、まず、デ
ータを第1データ列と第2データ列の場合により第3デ
ータ列に分割する。そして図6に示すように、16ケの
信号点もしくは信号点群を4つの信号点群に分割し、第
1データ列の4つのデータをまず、各々の信号点群に割
り当てる。つまり第1データ列が11の場合第1データ
象限の第1信号点群91の4つの信号点のうちのいずれ
か一つを送信し、01の場合は第2象限の第2信号点群
92、00の場合、第3象限の第3信号点群93、10
の場合第4象限の第4信号点群94、の中の各々4つの
信号点の中から一つの信号点を第2データ列の値に応じ
て選択して送信する。次に16QAMの場合第2データ
列の2bit、4値のデータ、64値QAMの場合4b
it、16値のデータを91、92、93、94の各分
割信号点群の中の4つの信号点もしくは副信号点群に図
7のように割り当てる。どの象限も対象配置となる。信
号点の91、92、93、94への割り当ては第1デー
タ群の2bitデータにより優先的に決められる。こう
して第1データ列の2bitと第2データ列の2bit
は全く独立して送信できる。そして第1データ列は受信
機のアンテナ感度が一定値以上あれば4PSK受信機で
も復調できる。アンテナにさらに高い感度があれば本発
明の変形16QAM受信機で第1データ群と第2データ
群の双方が復調できる。
Now, in the case of the transmitter 1 of the present invention, first, data is divided into a third data string depending on the case of the first data string and the second data string. Then, as shown in FIG. 6, the 16 signal points or signal point groups are divided into four signal point groups, and the four data of the first data string are first allocated to each signal point group. That is, when the first data string is 11, one of the four signal points of the first signal point group 91 in the first data quadrant is transmitted, and when the first data string is 01, the second signal point group 92 in the second quadrant is transmitted. , 00, the third signal point group 93, 10 in the third quadrant
In this case, one signal point is selected from the four signal points in the fourth signal point group 94 in the fourth quadrant according to the value of the second data string and transmitted. Next, in the case of 16 QAM, 2 bits of the second data string, 4-value data, and in the case of 64-value QAM, 4 bits
It, 16-level data is allocated to four signal points or sub-signal point groups in each of the divided signal point groups 91, 92, 93, and 94 as shown in FIG. All quadrants are targeted. Assignment of signal points to 91, 92, 93, and 94 is preferentially determined by 2-bit data of the first data group. Thus, 2 bits of the first data string and 2 bits of the second data string
Can be transmitted completely independently. The first data string can be demodulated even by a 4PSK receiver if the antenna sensitivity of the receiver is equal to or more than a certain value. If the antenna has higher sensitivity, both the first data group and the second data group can be demodulated by the modified 16QAM receiver of the present invention.

【0035】ここで図8に、第1データ列の2ビットと
第2データ列の2ビットの割り当て例を示す。
FIG. 8 shows an example of allocation of two bits of the first data string and two bits of the second data string.

【0036】この場合、HDTV信号を低域成分と高域
成分に分け第1データ列に低域映像信号を割り当て、第
2データ列に高域映像信号を割り当てることにより、4
PSKの受信システムでは第1データ列のNTSC相当
の映像を、16QAM又は、64QAMの受信システム
では第1データ列と第2データ列の双方が再生でき、こ
れらを加算して、HDTVの映像を得ることができる。
In this case, the HDTV signal is divided into a low-frequency component and a high-frequency component, and a low-frequency video signal is allocated to the first data sequence and a high-frequency video signal is allocated to the second data sequence.
In the PSK receiving system, the NTSC equivalent video of the first data stream can be reproduced, and in the 16 QAM or 64 QAM receiving system, both the first data stream and the second data stream can be reproduced, and these are added to obtain an HDTV video. be able to.

【0037】ただ図9のように信号点間距離を等距離に
した場合、4PSK受信機からみて第1象限に斜線で示
した部分との間のスレシホルド距離がある。スレシホル
ド距離をATOとすることで4PSKを送るだけならATO
の振幅でよい。しかしATOを維持しながら16QAMを
送ろうとすると3ATOつまり3倍の振幅が必要である。
つまり、4PSKを送信する場合に比べて、9倍のエネ
ルギーを必要とする。何も配慮をしないで4PSKの信
号点を16QAMモードで送ることは電力利用効率が悪
い。また搬送波の再生も難しくなる。衛星伝送の場合使
用できる電力は制約される。このような電力利用効率の
悪いシステムは、衛星の送信電力が増大するまで現実的
でない。将来デジタルTV放送が開始されると4PSK
の受信機が大量に出回ることが予想されている。一旦普
及した後にはこれらの受信感度を上げることは受信機の
両立性の問題が発生するため不可能といえる。従って、
4PSKモードの送信電力は減らせない。このため16
QAMモードで疑似4PSKの信号点を送る場合、送信
電力を従来の16QAMより下げる方式が必要となるこ
とが予想される。そうしないと限られた衛星の電力では
送信できなくなる。
However, if the distance between signal points is made equal as shown in FIG. 9, there is a threshold distance between the hatched portion in the first quadrant as viewed from the 4PSK receiver. If you only send 4PSK by setting the threshold distance to A TO , A TO
May be used. However 3A TO clogging 3 times the amplitude when you send 16QAM while maintaining A TO is required.
That is, nine times as much energy is required as when transmitting 4PSK. Sending 4PSK signal points in 16QAM mode without any consideration is inefficient in power use. Regeneration of the carrier wave also becomes difficult. The power available for satellite transmission is limited. Such a system with poor power utilization efficiency is not practical until the transmission power of the satellite increases. 4PSK when digital TV broadcasting starts in the future
It is expected that a large number of receivers will be available. Once spread, it can be said that it is impossible to increase these receiving sensitivities because of the problem of receiver compatibility. Therefore,
The transmission power in the 4PSK mode cannot be reduced. Therefore 16
When transmitting a pseudo 4PSK signal point in the QAM mode, it is expected that a method of lowering the transmission power than the conventional 16QAM is required. Otherwise, transmission will not be possible with limited satellite power.

【0038】本発明の特徴は図10のように図番91〜
94の4つの分割信号点群の距離を離すことにより、疑
似4PSK型16QAM変調の送信電力を下げることが
できる点にある。
The features of the present invention are shown in FIG.
The point is that the transmission power of the quasi-4PSK type 16QAM modulation can be reduced by increasing the distance between the 94 divided signal point groups.

【0039】ここで受信感度と送信出力との関係を明ら
かにするために図1に戻りデジタル送信機51と第1受
信機23の受信方式について述べる。
Here, in order to clarify the relationship between the receiving sensitivity and the transmission output, returning to FIG. 1, the receiving method of the digital transmitter 51 and the first receiver 23 will be described.

【0040】まず、デジタル送信機51と第1受信機2
3は一般的な伝送装置で、データ伝送もしくは放送を含
む映像伝送を行っている。図7に示すようにデジタル送
信機51は4PSK送信機であり、の図2で説明した多
値QAMの送信機1からAM変調機能を除いたものであ
る。入力信号は入力部52を介して変調器54に入力さ
れる。変調器54では変調入力部121により、入力信
号を2つの信号に分けて基準搬送波を位相変調する第1
−2相位相変調回路122と基準搬送波と90°位相が
異なる搬送波を変調する第2−2相位相変調回路123
に送り、これらの位相変調波は合成器65で合成され、
送信部55により送信される。
First, the digital transmitter 51 and the first receiver 2
A general transmission device 3 performs data transmission or video transmission including broadcasting. As shown in FIG. 7, the digital transmitter 51 is a 4PSK transmitter, which is obtained by removing the AM modulation function from the multilevel QAM transmitter 1 described in FIG. The input signal is input to the modulator 54 via the input unit 52. In the modulator 54, the modulation input unit 121 divides the input signal into two signals and performs first phase modulation on the reference carrier.
-2 phase modulation circuit 122 and a 2-2 phase modulation circuit 123 for modulating a carrier having a 90 ° phase difference from the reference carrier.
And these phase modulated waves are synthesized by a synthesizer 65,
Transmitted by the transmission unit 55.

【0041】この時の変調信号スペースダイアグラムを
図18に示す。
FIG. 18 shows a modulated signal space diagram at this time.

【0042】4つの信号点を設定し、電力利用効率を上
げるために一般的には信号点間距離は等間隔にするのが
常識となっている。一つの例として、信号点125を
(11)、信号点126を(01)、信号点127を
(00)、信号点128を(10)と定義した場合を示
す。この場合4PSKの第1受信機23が満足なデータ
を受信するためにはデジタル送信機51の出力に一定以
上の振幅値が要求される。図18で説明すると第1受信
機23がデジタル送信機51の信号を4PSKで受信す
るのに最低必要な送信信号の最低振幅値つまり0−a1
間の距離をATOと定義すると送信限界の最低振幅ATO
上で送信すれば、第1受信機23が受信可能となる。
In general, it is common practice to set four signal points and to make the distance between signal points equal to increase the power use efficiency. As an example, a case where signal point 125 is defined as (11), signal point 126 is defined as (01), signal point 127 is defined as (00), and signal point 128 is defined as (10). In this case, in order for the first receiver 23 of 4PSK to receive satisfactory data, the output of the digital transmitter 51 is required to have a certain amplitude value or more. Referring to FIG. 18, the first receiver 23 needs the minimum amplitude value of the transmission signal, ie, 0-a 1, which is the minimum necessary for receiving the signal of the digital transmitter 51 at 4PSK.
If the distance between them is defined as A TO , the first receiver 23 can receive if the signal is transmitted at the minimum amplitude A TO of the transmission limit or more.

【0043】次に第1受信機23について述べる。第1
受信機23は送信機1からの送信信号もしくはデジタル
送信機51からの4PSKの送信信号を衛星10の中継
器12を介して、小型のアンテナ22で受信し、復調器
24により受信信号を4PSK信号とみなして復調す
る。第1受信機23は本来、デジタル送信機51の4P
SKまたは2PSKの信号を受信し、デジタルTV放送
やデータ送信等の信号を受信するように設計されてい
る。
Next, the first receiver 23 will be described. First
The receiver 23 receives the transmission signal from the transmitter 1 or the 4PSK transmission signal from the digital transmitter 51 via the repeater 12 of the satellite 10 with the small antenna 22, and the demodulator 24 converts the reception signal into a 4PSK signal. And demodulate. The first receiver 23 is originally a 4P of the digital transmitter 51.
It is designed to receive SK or 2PSK signals and to receive signals such as digital TV broadcasting and data transmission.

【0044】図19は第1受信機の構成ブロック図で衛
星12からの電波をアンテナ22で受信した。この信号
は入力部24より入力した後、搬送波再生回路131と
π/2移相器132により搬送波と直交搬送波が再生さ
れ、各々第1位相検出回路133と第2位相検波回路1
34により、直交している成分が各々独立して検波さ
れ、タイミング波抽出回路135によりタイムスロット
別に各々独立して識別され、第1識別再生回路136と
第2識別再生回路137により2つの独立した復調信号
は第1データ列再生部232により第1データ列に復調
され、出力部26により出力される。
FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of the first receiver. Radio waves from the satellite 12 are received by the antenna 22. After this signal is input from the input unit 24, the carrier wave and the orthogonal carrier wave are reproduced by the carrier wave reproduction circuit 131 and the π / 2 phase shifter 132, respectively, and the first phase detection circuit 133 and the second phase detection circuit 1
34, the orthogonal components are detected independently of each other. The timing wave extracting circuit 135 independently detects each component for each time slot. The first and second discriminating circuits 136 and 137 detect two independent components. The demodulated signal is demodulated into a first data string by a first data string reproducing unit 232, and output by an output unit 26.

【0045】ここで受信信号を図20のベクトル図を用
いて説明する。デジタル送信機51の4PSKの送信電
波に基づき第1受信機23で受信された信号は、もし伝
送歪みやノイズが全くない理想的な条件では図20の1
51〜154の4つの信号点で表せる。
Here, the received signal will be described with reference to the vector diagram of FIG. The signal received by the first receiver 23 based on the 4PSK transmission radio wave of the digital transmitter 51 is the ideal signal shown in FIG.
It can be represented by four signal points 51-154.

【0046】しかし、実際は伝送路中のノイズと伝送系
の振幅歪みや位相歪みの影響を受け受信された信号点は
信号点の周囲のある一定の範囲に分布する。信号点から
離れると隣の信号点と判別できなくなるためエラーレー
トが次第に増え、ある設定範囲を越えるとデータを復元
できなくなる。最悪条件の場合でも設定されたエラーレ
ート以内で復調するためには隣接信号点間距離をとれば
よい。この距離を2A ROと定義する。4PSKの限界受
信入力の時信号点151が図20の|0−aR1|≧
R0、|0−bR1|≧AR0の斜線で示す第1弁別領域1
55に入るように伝送システムを設定すれば、後は搬送
波が再生できれば復調できる。アンテナ22の設定した
最低の半径値をr0とすると、送信出力をある一定以上
にすれば全てのシステムで受信できる。図18における
送信信号の振幅は第1受信機23の4PSK最低受信振
幅値、AR0になるように設定する。この送信最低振幅値
をAT0と定義する。このことによりアンテナ22の半径
がr0以上なら受信条件が最悪であっても第1受信機2
3はデジタル送信機51の信号を復調できる。本発明の
変形16QAM、64QAMを受信する場合第1受信機
23は搬送波を再生することが、困難となる。このため
図25(a)のように送信機1が(π/4+nπ/2)
の角度上の位置に8つの信号点を配置し送信すれば、4
逓倍方式により搬送波を再生できる。又、図25(b)
のようにnπ/8の角度の延長線上に16ケの信号点を
配置すれば搬送波再生回路131に16逓倍方式の搬送
波再生方式を採用することにより信号点が縮退し疑似4
PSK型16QAM変調信号の搬送波を容易に再生でき
る。この場合A1/(A1+A2)=tan(π/8)と
なるように送信機1の信号点を設定し送信すればよい。
ここでQPSK信号を受信する場合を考えてみる。図2
の送信機の信号点位置変調/変更回路67のように信号
点位置は図18のQPSK信号の信号点位置をAM等の
変調を重畳することもできる。この場合第1受信機23
の信号点位置復調部138は信号点の位置変調信号もし
くは位置変更信号をPM,AM等に復調する。そして送
信信号から第1データ列と復調信号を出力する。
However, actually, the noise in the transmission path and the transmission system
The signal points received due to the amplitude distortion and phase distortion of
It is distributed in a certain range around the signal point. From signal point
If it is too far away, it will not be possible to determine
Data gradually increases and data is restored when a certain setting range is exceeded.
become unable. Set error level even in the worst case
To demodulate within the data rate, take the distance between adjacent signal points.
Good. This distance is 2A ROIs defined. 4PSK limit
When signal input, signal point 151 is | 0-a in FIG.R1| ≧
AR0, | 0-bR1| ≧ AR01st discrimination area 1 indicated by oblique lines
If you set the transmission system to enter 55, then transport
If the waves can be reproduced, they can be demodulated. Set antenna 22
The lowest radius value is r0, The transmission output exceeds a certain level
, All systems can receive. In FIG.
The amplitude of the transmission signal is the 4PSK minimum reception amplitude of the first receiver 23.
Width value, AR0Set to be. This transmission minimum amplitude value
AT0Is defined. This results in the radius of the antenna 22
Is r0If it is above, even if the receiving condition is the worst, the first receiver 2
3 can demodulate the signal of the digital transmitter 51. Of the present invention
First receiver for receiving modified 16QAM and 64QAM
23 makes it difficult to recover the carrier. For this reason
As shown in FIG. 25 (a), the transmitter 1 is (π / 4 + nπ / 2)
If eight signal points are arranged and transmitted at a position on the angle of
The carrier can be reproduced by the multiplication method. FIG. 25 (b)
16 signal points on the extension of the angle of nπ / 8
If it is arranged, the carrier is reproduced in the carrier wave regeneration circuit 131 by the 16-multiplier method
The signal point is degenerated by adopting the wave regeneration method and the pseudo 4
Carrier of PSK 16QAM modulated signal can be easily reproduced
You. In this case A1/ (A1+ ATwo) = Tan (π / 8) and
What is necessary is just to set the signal point of the transmitter 1 and transmit the signal.
Here, consider the case of receiving a QPSK signal. FIG.
Signal point position modulation / change circuit 67 of the transmitter
The point position corresponds to the signal point position of the QPSK signal in FIG.
Modulation can also be superimposed. In this case, the first receiver 23
The signal point position demodulation unit 138 of the signal point
Alternatively, the position change signal is demodulated into PM, AM and the like. And send
A first data string and a demodulated signal are output from the received signal.

【0047】次に送信機1に戻り図9の閾値状態図を用
いて、ここで送信機1の16PSKの送信信号を説明す
ると、図9のように信号点83の水平ベクトル方向の振
幅A 1を図18のデジタル送信機51の4PSK最低送
信出力ATOより大きくする。すると、図9の第1象限の
信号点83、84、85、86の信号は斜線で示す第1
4PSK受信可能領域87に入る。これらの信号を第1
受信機23で受信した場合、この4つの信号点は図20
の受信ベクトル図の第1弁別領域に入る。従って、第1
受信機23は図9の信号点83、84、85、86のい
ずれを受信しても図20の信号点151と判断し、(1
1)なるデータをこのタイムスロットに復調する。この
データは図8に示したように、送信機1の第1分割信号
点群91の(11)、つまり第1データ列の(11)で
ある。第2象限、第3象限、第4象限の場合も同様にし
て第1データ列は復調される。つまり、第1受信機23
は16QAMもしくは32QAMもしくは64QAMの
送信機1からの変調信号の複数のデータ列のうち、第1
データ列の2bitのデータのみを復調することにな
る。この場合は第2データ列や第3データ列の信号は全
て第1〜第4の分割信号点群91に包含されるため第1
データ列の信号の復調には影響を与えない。しかし搬送
波の再生には影響を与えるので後で述べるような対策が
必要である。
Next, return to the transmitter 1 and use the threshold state diagram of FIG.
Here, the transmission signal of 16PSK of the transmitter 1 will be described.
Then, the swing of the signal point 83 in the horizontal vector direction as shown in FIG.
Width A 1Is transmitted by the digital transmitter 51 shown in FIG.
Signal output ATOMake it bigger. Then, in the first quadrant of FIG.
Signals at signal points 83, 84, 85 and 86 are indicated by the first hatched lines.
It enters the 4PSK receivable area 87. These signals are
When received by the receiver 23, these four signal points are
Into the first discrimination area of the received vector diagram of FIG. Therefore, the first
The receiver 23 is located at signal points 83, 84, 85, 86 in FIG.
Even if the shift is received, it is determined as signal point 151 in FIG.
1) is demodulated into this time slot. this
The data is the first divided signal of the transmitter 1 as shown in FIG.
In (11) of the point cloud 91, that is, in (11) of the first data string,
is there. The same applies to the second, third and fourth quadrants.
Thus, the first data string is demodulated. That is, the first receiver 23
Is 16QAM or 32QAM or 64QAM
Among the plurality of data strings of the modulated signal from the transmitter 1, the first
Only the 2-bit data of the data string will be demodulated.
You. In this case, the signals of the second data string and the third data string are all
Therefore, the first to fourth divided signal point groups 91
It does not affect the demodulation of the data stream signal. But transport
Since it affects the regeneration of waves, measures to be described later
is necessary.

【0048】もし、衛星の中継器の出力に限界がないな
ら図9のような従来の信号点等距離方式の一般の16〜
64QAMで実現できる。しかし、前述のように地上伝
送と違い、衛星伝送では衛星の重量が増えると打ち上げ
コストが大幅に増大する。従って本体の中継器の出力限
界と太陽電池の電力の限界から送信出力は制約されてい
る。この状態はロケットの打ち上げコストが技術革新に
より安くならない限り当分続く。送信出力は通信衛星の
場合20W、放送衛星でも100W〜200W程度であ
る。従って、図9のような信号点等距離方式の16QA
Mで4PSKを伝送しようとした場合、16QAMの振
幅は2A1=A2であるから3ATO必要となり電力で表現
すると9倍必要となる。両立性をもたせるために4PS
Kの9倍の電力が必要である。かつ4PSKの第1受信
機も小型のアンテナで受信可能にしようとすると、現
在、計画されている衛星ではこれだけの出力を得ること
は難しい。例えば40Wのシステムでは360W必要と
なり経済的に実現できなくなる。
If there is no limit to the output of the satellite transponder, the conventional signal point equidistant system shown in FIG.
It can be realized by 64QAM. However, as described above, unlike terrestrial transmission, in satellite transmission, the launch cost increases significantly as the weight of the satellite increases. Therefore, the transmission output is restricted by the output limit of the repeater of the main body and the power limit of the solar cell. This situation will continue for some time unless the launch cost of the rocket is reduced by technological innovation. The transmission output is about 20 W for a communication satellite and about 100 W to 200 W for a broadcast satellite. Therefore, the 16QA signal point equidistant method shown in FIG.
When trying to transmit 4PSK at M, the amplitude of 16QAM is 2A 1 = A 2 , so 3A TO is required, which is required 9 times in terms of power. 4PS for compatibility
9 times the power of K is required. In addition, if the first receiver of 4PSK is to be receivable with a small antenna, it is difficult to obtain such an output with a satellite currently being planned. For example, a system of 40 W requires 360 W and cannot be realized economically.

【0049】ここで、考えてみると確かに全ての受信機
が同じ大きさのアンテナの場合、同じ送信電力なら等距
離信号点方式外地番効率がよい。しかし大きさの異なる
アンテナの受信機群とを組合わせたシステムを考えてみ
ると新たな伝送方式が構成できる。
Here, when all receivers are considered to have the same size antenna, it is possible to obtain the same outside power number efficiency with the same transmission power if the receivers have the same transmission power. However, a new transmission system can be configured by considering a system in which receiver groups of antennas having different sizes are combined.

【0050】これを具体的に述べると4PSKは小型の
アンテナを用いた簡単で低コストの受信システムで受信
させ受信者数を増やす。次に16QAMは中型アンテナ
を用いた高性能であるが高コストの多値復調受信システ
ムで受信させ投資に見合ったHDTV等の高付加価値サ
ービスを行い特定の受信者に対象を限定すればシステム
として成立する。こうすれば送信出力を若干増加させる
だけで4PSKと16QAM、場合により64DMAを
階層的に送信することができる。
More specifically, 4PSK increases the number of receivers by receiving a signal with a simple and low-cost receiving system using a small antenna. Next, 16QAM is a high-performance but high-cost multi-level demodulation receiving system that uses a medium-sized antenna, receives high-value-added services such as HDTV that matches the investment, and limits the target to specific recipients. To establish. In this way, 4PSK and 16QAM, and in some cases, 64DMA can be transmitted hierarchically by slightly increasing the transmission output.

【0051】例えば図10のようにA1=A2となるよ
うに信号点間隔をとることにより、全送信出力を下げる
ことができる。この場合4PSKを送信するための振幅
A(4)はベクトル95で表現でき、2A1 2の平方根とな
る。全体の振幅A(16)はベクトル96で表現でき(A
1+A22+(B1+B22の平方根となる。
For example, by setting the signal point interval so that A1 = A2 as shown in FIG. 10, the total transmission output can be reduced. Amplitude A (4) for transmitting this case 4PSK can be expressed by a vector 95, the 2A 1 2 of the square root. The total amplitude A (16) can be represented by a vector 96 (A
1 + A 2 ) 2 + (B 1 + B 2 ) 2 .

【0052】 |A(4)|2=A1 2+B1 2=ATO 2+ATO 2=2ATO 2 |A(16)|2=(A1+A22+(B1+B22=4A
TO 2+4ATO 2=28AT O 2 |A(16)|/|A(4)|=2 つまり、4PSKを送信する場合の2倍の振幅、4倍の
送信エネルギーで送信できる。等距離信号点で伝送する
一般的な受信機では変形16値QAMの復調はできない
がA1とA2の2つの閾値を予め設定することにより第2
受信機33で受信できる。図10の場合、第1分割信号
点群91の中の信号点の最短距離はA1であり、4PS
Kの信号点間距離2A1と比べるとA2/2A1なる。A1
=A2より1/2の信号点間距離となり、同じエラーレ
ートを得ようとすると2倍の振幅の受信感度、エネルギ
ーでは4倍の受信感度が必要となる。4倍の受信感度を
得るには、第2受信機33のアンテナ32の半径r2
第1受信機23のアンテナ22の半径r1に比べて2倍
すなわちr2=2r1にすればよい。例えば第1受信機2
3のアンテナが直径30cmなら第2受信機33のアンテ
ナ直径を60cmにすれば実現できる。このことにより第
2データ列の復調により、これをHDTVの高域成分に
割り当てればHDTV等の新たなサービスが同一チャン
ネルで可能となる。サービス内容が倍増することから受
信者はアンテナと受信機の投資に見合った分のサービス
を受けることができる。従って第2受信機33はその分
高コストでもよい。ここで、4PSKのモード受信のた
めに最低送信電力が決まっているため、図10のA1
2の比率により4PSKの送信電力に対する変形16
APSKの送信電力比n16と第2受信機33のアンテナ
半径r2が決定する。
[0052] | A (4) | 2 = A 1 2 + B 1 2 = A TO 2 + A TO 2 = 2A TO 2 | A (16) | 2 = (A 1 + A 2) 2 + (B 1 + B 2) 2 = 4A
TO 2 +4 A TO 2 = 28 A T O 2 | A (16) | / | A (4) | = 2 That is, transmission can be performed with twice the amplitude and four times the transmission energy in the case of transmitting 4PSK. By can not demodulate variations 16 QAM is a common receiver for transmitting at equidistant signal points set in advance the two thresholds A 1 and A 2 second
It can be received by the receiver 33. For Figure 10, the shortest distance between the signal points in the first division signal point group 91 is A 1, 4PS
Compared to signal point distance 2A 1 of K A 2 / 2A 1 becomes. A 1
= From A 2 becomes the distance between the half of the signal points, in order to obtain a same error rate twice the reception sensitivity of the amplitude, it is necessary to receive sensitivity of four times the energy. In order to obtain four times the receiving sensitivity, the radius r 2 of the antenna 32 of the second receiver 33 should be twice as large as the radius r 1 of the antenna 22 of the first receiver 23, that is, r 2 = 2r 1. . For example, the first receiver 2
If the antenna No. 3 has a diameter of 30 cm, this can be realized by setting the antenna diameter of the second receiver 33 to 60 cm. As a result, by demodulating the second data string and allocating it to the high frequency component of HDTV, a new service such as HDTV can be performed on the same channel. Since the service content is doubled, the receiver can receive the service corresponding to the investment of the antenna and the receiver. Therefore, the cost of the second receiver 33 may be higher. Here, since the minimum transmission power is determined for 4PSK mode reception, a modification 16A to the 4PSK transmission power is obtained by the ratio of A 1 and A 2 in FIG.
The transmission power ratio n 16 of APSK and the antenna radius r 2 of the second receiver 33 are determined.

【0053】この最適化を図るため計算してみると、4
PSKの最低必要な送信エネルギーは{(A1+A2)/
1}2倍、これをn16と定義すると、変形16値QAM
で受信するときの信号点間距離はA2、4PSKで受信
するときの信号点間距離は2A1、信号点間距離の比率
はA2/2A、であるから受信アンテナの半径をr2とす
ると図11のような関係となる。曲線101は送信エネ
ルギー倍率n16と第2受信機23のアンテナ22の半径
2の関係を表す。
Calculating to achieve this optimization, 4
The minimum required transmission energy of PSK is {(A 1 + A 2 ) /
A 1} 2 times, when this is defined as n 16, modified 16 QAM
The distance between the signal points when receiving with APS is A 2 , the distance between the signal points when receiving with 4PSK is 2A 1 , and the ratio of the distance between the signal points is A 2 / 2A, so the radius of the receiving antenna is r 2 Then, the relationship is as shown in FIG. A curve 101 represents the relationship between the transmission energy magnification n 16 and the radius r 2 of the antenna 22 of the second receiver 23.

【0054】点102は等距離信号点の場合の16QA
Mを送信する場合で、前述のとおり9倍の送信エネルギ
ーを必要とし実用的ではない。図11からn16を5倍以
上増やしても第2受信機23のアンテナ半径r2はさほ
ど小さくならないことがグラフからわかる。
Point 102 is 16QA for equidistant signal points
In the case of transmitting M, the transmission energy is required to be nine times as described above, which is not practical. From FIG. 11, it can be seen from the graph that the antenna radius r 2 of the second receiver 23 does not become so small even if n 16 is increased by 5 times or more.

【0055】衛星の場合、送信電力は限定されており、
一定値以上はとれない。このことからn16は5倍以下
が望ましいことが明らかになる。この領域を図11の領
域103の斜線で示す。例えばこの領域内なら例えば点
104は送信エネルギー4倍で第2受信機23のアンテ
ナ半径r2は2倍になる。また、点105は送信エネル
ギーが2倍でr2は約5倍になる。これらは、実用化可
能な範囲にある。
In the case of a satellite, the transmission power is limited,
Cannot exceed a certain value. From this, it becomes clear that n16 is desirably 5 times or less. This area is shown by the hatched area 103 in FIG. For example, within this area, for example, the point 104 has transmission energy four times and the antenna radius r 2 of the second receiver 23 doubles. At the point 105, the transmission energy is doubled, and r 2 is approximately five times. These are in a range that can be put to practical use.

【0056】n16が5より小さいことをA1とA2で表現
すると n16=((A1+A2)/A1)2≦5 A2≦1.23A1 図10から分割信号点群間の距離を2A(4),最大振幅
を2A(16)とすると、A(4)とA(16)−A(4)はA1とA2
に比例する。従って{A(16)}2≦5{A(14)}2とすればよ
い。
When the fact that n 16 is smaller than 5 is expressed by A 1 and A 2 , n 16 = ((A 1 + A 2 ) / A 1 ) 2 ≦ 5 A 2 ≦ 1.23A 1 FIG. the distance between 2A (4), when the maximum amplitude 2A (16), a (4 ) and a (16) -A (4) are a 1 and a 2
Is proportional to Therefore, it suffices to set {A (16)} 2 ≦ 5 {A (14)} 2 .

【0057】次に変形の64APSK変調を用いた例を
示す。第3受信機43は、64値QAM復調ができる。
Next, an example using a modified 64APSK modulation will be described. The third receiver 43 can perform 64-level QAM demodulation.

【0058】図12のベクトル図は図10のベクトル図
の分割信号点群を4値から16値に増加させた場合であ
る。図12の第1分割信号点群91の中には信号点17
0を始めとして4×4=16値の信号点が等間隔に配置
されている。この場合、4PSKとの両用性をもたせる
ため送信振幅のA1≧ATOに設定しなければならない。
第3受信機43のアンテナの半径をr3として、送信、
出力信号n64と定義した場合のr3の値を、同様にし
て求めると r3 2={62/(n−1)}r1 2 となり、図13の64値QAMの半径r3−出力倍数n
のようなグラフとなる。
The vector diagram of FIG. 12 shows a case where the divided signal point group of the vector diagram of FIG. 10 is increased from four values to 16 values. In the first divided signal point group 91 of FIG.
Signal points of 4 × 4 = 16 values starting from 0 are arranged at equal intervals. In this case, the transmission amplitude must be set to A 1 ≧ A TO in order to have compatibility with 4PSK.
Assuming that the radius of the antenna of the third receiver 43 is r 3 ,
The value of r 3 when defined as output signal n64, when determined in the same manner r 3 2 = {6 2 / (n-1)} r 1 2 , and the radius r of 64-QAM in Figure 13 3 - Output Multiple n
It becomes a graph like

【0059】ただし、図12のような配置では第2受信
機33で受信した場合4PSKの2bitしか復調でき
ないので第1、第2、第3の3つの両立性を成立させる
には、第2受信機33に変形64値QAM変調波から変
形16値QAMを復調する機能をもたせることが望まし
い。
However, in the arrangement as shown in FIG. 12, when the signal is received by the second receiver 33, only 2 bits of 4PSK can be demodulated, so that the first, second, and third compatibility are satisfied by the second reception. It is desirable that the device 33 have a function of demodulating the modified 16-level QAM from the modified 64-level QAM modulated wave.

【0060】図14のように3階層の信号点のグルーピ
ングを行うことにより3つの受信機の両立性が成立す
る。第1象限だけで説明すると、第1分割分割信号点群
91は第1データ列の2bitの(11)を割りあてた
ことは述べた。
As shown in FIG. 14, the compatibility of the three receivers is established by grouping the signal points of three layers. Explaining only in the first quadrant, it has been stated that the first divided signal point group 91 is assigned 2-bit (11) of the first data string.

【0061】次に、第1副分割信号点群181には第2
データ列の2bitの(11)を割りあてる。第2副分
割信号点群182には(01)を、第3副分割信号点群
183には(00)を第4副分割信号点群184には
(10)を割りあてる。このことは図7と等価である。
Next, the first sub-divided signal point group 181 has the second
2 bits (11) of the data string are allocated. (01) is assigned to the second sub-divided signal point group 182, (00) is assigned to the third sub-divided signal point group 183, and (10) is assigned to the fourth sub-divided signal point group 184. This is equivalent to FIG.

【0062】図15の第1象限のベクトル図を用いて第
3データ列の信号点配置を詳しく説明すると例えば信号
点201,205,209,213を(11)、信号点
202,206,210,214を(01)、信号点2
03,207,211,215を(00)、信号点20
4,208,212,216を(10)とすれば、第3
データ列の2bitのデータを第1データ、第2データ
と独立して、3階層の2bitデータが独立して伝送で
きる。
The signal point arrangement of the third data string will be described in detail with reference to the vector diagram of the first quadrant of FIG. 15, for example, the signal points 201, 205, 209, and 213 are (11), and the signal points 202, 206, 210, and 214 to (01), signal point 2
03, 207, 211 and 215 to (00), signal point 20
If 4,208,212,216 is (10), the third
The 2-bit data of the data string can be transmitted independently of the first data and the second data, and the 3-bit 2-bit data can be transmitted independently.

【0063】6bitのデータを送るだけでなく本発明
の特徴として3つのレベルの性能の異なる受信機で、2
bit,4bit,6bitの異なる伝送量のデータが
伝送できしかも、3つの階層の伝送間の両立性をもたせ
ることができる。
In addition to transmitting 6-bit data, a feature of the present invention is that a receiver having three levels of different performances is used.
It is possible to transmit data of different transmission amounts of bit, 4 bits, and 6 bits, and to achieve compatibility between the transmissions of the three layers.

【0064】ここで、3階層伝送時の両立性をもたせる
ために必要な信号点の配置方法を説明する。
Here, a method of arranging signal points necessary for achieving compatibility during three-layer transmission will be described.

【0065】図15にあるように、まず、第1データ列
のデータを第1受信機23で受信させるためには、A1
≧ATOであることはすでに述べた。
As shown in FIG. 15, first, in order for the data of the first data string to be received by the first receiver 23, A 1
It has already been mentioned that ≧ A TO .

【0066】次に第2データ列の信号点、例えば図10
の信号点91と図15の副分割信号点群の182,18
3,184の信号点と区別できるように信号点間距離を
確保する必要がある。
Next, the signal point of the second data string, for example, FIG.
The signal point 91 of FIG.
It is necessary to secure a distance between signal points so that the signal points can be distinguished from 3,184 signal points.

【0067】図15では2/3A2だけ離した場合を示
す。この場合第1副分割信号点群181の内部の信号点
201,202の信号点間距離はA2/6となる。第3
受信機43で受信する場合に必要な受信エネルギーを計
算する。この場合、アンテナ32の半径をr3として、
必要な送信エネルギーを4PSK送信エネルギーのn6 4
倍であると定義すると、r3 2=(12r1)2/(n−1)と
なる。
FIG. 15 shows the case where the distance is 2/3 A 2 . In this case the signal between point distance of the internal signal points 201 and 202 of the first sub-division signal point group 181 becomes A 2/6. Third
The reception energy required for reception by the receiver 43 is calculated. In this case, assuming that the radius of the antenna 32 is r 3 ,
Required transmission energy is 4PSK transmission energy n 6 4
When defined as a multiplication, r 3 2 = a (12r 1) 2 / (n -1).

【0068】このグラフは図16の曲線221で表せ
る。例えば点222,223の場合4PSK送信エネル
ギーの6倍の送信エネルギーが得られれば8倍の半径の
アンテナで、また9倍の送信エネルギーなら6倍のアン
テナで第1、第2、第3のデータ列が復調できることが
わかる。この場合、第2データ列の信号点間距離が2/
3A2と近づくためr2 2=(3r12/(n−1)とな
り曲線223のように若干第2受信機33のアンテナ3
2を大きくする必要がある。
This graph can be represented by a curve 221 in FIG. For example, in the case of points 222 and 223, the first, second, and third data are obtained by using an antenna having an eight-fold radius if transmission energy six times as large as 4PSK transmission energy is obtained, and using a six-times antenna if transmission energy is nine times as large. It can be seen that the columns can be demodulated. In this case, the distance between signal points of the second data string is 2 /
Since it approaches 3A 2 , r 2 2 = (3r 1 ) 2 / (n−1), and the antenna 3 of the second receiver 33 slightly as shown by a curve 223.
2 needs to be increased.

【0069】この方法は、現時点のように衛星の送信エ
ネルギーが小さい間は第1データ列と第2データ列を送
り、衛星の送信エネルギーが大巾に増加した将来におい
て第1受信機23や第2受信機33の受信データを損な
うことなく、また改造することなく第3データ列を送る
ことができるという両立性と発展性の両面の大きな効果
が得られる。
This method transmits the first data string and the second data string while the transmission energy of the satellite is small as of the present time, and in the future when the transmission energy of the satellite is greatly increased, the first receiver 23 and the second data string are transmitted. The third data stream can be sent without damaging the data received by the second receiver 33 and without any modification, and thus a great effect of both compatibility and developability can be obtained.

【0070】受信状態を説明するために、まず第2受信
機33から述べる。前述の第1受信機23が本来半径r
1の小さいアンテナでデジタル送信機51の4PSK変
調信号及び送信機1の第1データ列を復調できるように
設定してあるのに対し、第2受信機33では送信機1の
図10に示した16値の信号点つまり第2データ列の1
6QAMの2ビットの信号を完全に復調できる。第1デ
ータ列と合わせて4bitの信号を復調できる。この場
合A1,A2の比率が送信機により異なる。このデータを
図21の復調制御部231で設定し、復調回路に閾値を
送る。これによりAM復調が可能となる。
To explain the reception state, the second receiver 33 will be described first. The above-mentioned first receiver 23 originally has a radius r
The first data column of 4PSK modulation signal and the transmitter 1 of the digital transmitter 51 while is set so as to be demodulated by 1 small antennas, as shown in FIG. 10 of the transmitter 1, the second receiver 33 16-value signal point, that is, 1 of the second data string
A 2-bit signal of 6QAM can be completely demodulated. A 4-bit signal can be demodulated together with the first data string. In this case, the ratio of A1 and A2 differs depending on the transmitter. This data is set by the demodulation control unit 231 in FIG. 21 and a threshold is sent to the demodulation circuit. This enables AM demodulation.

【0071】図21の第2受信機33のブロック図と、
図19の第1受信機23のブロック図はほぼ同じ構成で
ある。違う点は、まずアンテナ32がアンテナ22より
大きい半径r2をもっている点にある。このため、より
信号点間距離の短い信号を弁別できる。次に、復調器3
5の内部に復調制御部231と、第1データ列再生部2
32と第2データ列再生部233をもつ。第1識別再生
回路136は変形16QAMを復調するためAM復調機
能をもっている。この場合、各搬送波は4値の値をも
ち、零レベルと±各2値の閾値をもつ。本発明の場合、
変形16QAM信号のため、図22の信号ベクトル図の
ように閾値が送信機の送信出力により異なる。従って、
TH16を基準化したスレシホールド値とすると、図22
から明らかなように TH16=(A1+A2/2)/(A1+A2) となる。
A block diagram of the second receiver 33 shown in FIG.
The block diagram of the first receiver 23 in FIG. 19 has almost the same configuration. The difference is that first, the antenna 32 has a larger radius r 2 than the antenna 22. Therefore, a signal having a shorter signal point distance can be discriminated. Next, demodulator 3
5, a demodulation control unit 231 and a first data string reproducing unit 2
32 and a second data string reproducing unit 233. The first identification reproduction circuit 136 has an AM demodulation function for demodulating the modified 16QAM. In this case, each carrier has a quaternary value, and has a zero level and ± a binary threshold. In the case of the present invention,
Because of the modified 16QAM signal, the threshold value differs depending on the transmission output of the transmitter as shown in the signal vector diagram of FIG. Therefore,
When thread hold values were normalized to TH 16, FIG. 22
As apparent from the TH 16 = (A 1 + A 2/2) / (A 1 + A 2).

【0072】このA1,A2もしくはTH16及び、多値
変調の値mの復調情報は、送信機1より、第1データ列
の中に含めて送信される。また復調制御部231が受信
信号を統計処理し復調情報を求める方法もとれる。
[0072] demodulation information of the A1, A2 or TH 16, and the multilevel modulation values m, from the transmitter 1, is transmitted included in the first data stream. In addition, there is a method in which the demodulation control unit 231 statistically processes the received signal to obtain demodulation information.

【0073】図26を用いてシフトファクターA1/A2
の比率を決定していく方法を説明する。A1/A2を変え
ると閾値が変わる。受信機側で設定したA1/A2が送信
機側で設定したA1/A2の値から離れるに従いエラーは
増える。図26の第2データ列再生部233からの復調
信号を復調制御回路231にフィールドバックしてエラ
ーレートの減る方向にシフトファクターA1/A2を制御
することにより第3受信機43はシフトファクターをA
1/A2を復調しなくても済むため回路が簡単になる。ま
た送信機はA1/A2を送る必要がなくなり伝送容量が増
えるという効果がある。これを第2受信機33に用いる
こともできる。
Referring to FIG. 26, shift factor A 1 / A 2
A method of determining the ratio of the above will be described. Changing A 1 / A 2 changes the threshold. Error accordance A 1 / A 2 set at the receiver side moves away from the value of A 1 / A 2 set at the transmitter side will increase. The demodulated signal from the second data stream reproducing unit 233 shown in FIG. 26 is fed back to the demodulation control circuit 231 to control the shift factor A 1 / A 2 in the direction of decreasing the error rate, so that the third receiver 43 can shift the shift factor. A
Since it is not necessary to demodulate 1 / A 2 , the circuit is simplified. In addition, the transmitter does not need to send A 1 / A 2, which has the effect of increasing the transmission capacity. This can be used for the second receiver 33.

【0074】復調制御回路231はメモリ−231aを
持つ。TV放送のチャンネル毎に異なるしきい値、つま
りシフト比や信号点数や同期ルールを記憶し再びそのチ
ャンネルを受信するとき、この値を呼び出すことにより
受信が速く安定するという効果がある。
The demodulation control circuit 231 has a memory-231a. When a threshold value different for each TV broadcast channel, that is, a shift ratio, the number of signal points, and a synchronization rule is stored and the channel is received again, recalling this value has an effect that reception is fast and stable.

【0075】この復調情報が不明の場合、第2データ列
の復調は困難となる。以下、(図24)のフローチャー
トを用いて説明する。
If the demodulation information is unknown, demodulation of the second data string becomes difficult. This will be described below with reference to the flowchart of FIG.

【0076】復調情報が得られない場合でもステップ3
13の4PSKの復調及びステップ301の第1データ
列の復調はできる。そこで、ステップ302で第1デー
タ列再生部232で得られる復調情報を復調制御部23
1に送る。復調制御部231はステップ303でmが4
又は2ならステップ313の4PSKもしくは2PSK
の復調を行う。NOならステップ304でmが8又は1
6ならステップ305へ向かう。NOの場合はステップ
310へ向う。ステップ305ではTH8とTH16の
演算を行う。ステップ306で復調制御部231はAM
復調の閾値TH16を第1識別再生回路136と第2識
別再生回路137に送り、ステップ307、315で変
形16QAMの復調と第2データ列の再生がなされる。
ステップ308でエラーレートがチェックされ、悪い場
合はステップ313に戻り、4PSK復調を行なう。
Even if demodulation information cannot be obtained, step 3
Thirteen demodulation of 4PSK and the demodulation of the first data string in step 301 can be performed. Therefore, in step 302, the demodulation information obtained by the first data string reproducing unit 232 is
Send to 1. The demodulation control unit 231 determines in step 303 that m is 4
Or 2 if 4PSK or 2PSK in step 313
Is demodulated. If NO, m is 8 or 1 in step 304
If it is 6, go to step 305. If NO, the process proceeds to step 310. In step 305, calculations of TH8 and TH16 are performed. In step 306, the demodulation control unit 231
The demodulation threshold value TH16 is sent to the first identification reproduction circuit 136 and the second identification reproduction circuit 137, and demodulation of the modified 16QAM and reproduction of the second data string are performed in steps 307 and 315.
In step 308, the error rate is checked. If the error rate is not good, the process returns to step 313 to perform 4PSK demodulation.

【0077】またこの場合、図22の信号点85、83
はcos(ωt+nπ/2)の角度上にあるが、信号点
84、86はこの角度上にない。従って図21の第2デ
ータ列再生部233より搬送波再生回路131へ第2デ
ータ列の搬送波送出情報を送り信号点84、86のタイ
ミングの信号からは搬送波を抽出しないように設定して
ある。
In this case, signal points 85 and 83 in FIG.
Is at an angle of cos (ωt + nπ / 2), but the signal points 84 and 86 are not at this angle. Therefore, the carrier wave transmission information of the second data string is sent from the second data string reproducing unit 233 to the carrier wave reproducing circuit 131 in FIG. 21 so that the carrier wave is not extracted from the signals at the timings of the signal points 84 and 86.

【0078】第2データ列が復調不能な場合を想定して
送信機1は第1データ列により搬送波タイミング信号を
間欠的に送っている。この信号により第2データ列が復
調できなくても、第1データ列のみでも信号点83、8
5がわかる。このため、搬送波再生回路131に搬送波
送出情報を送ることにより搬送波が再生できる。
The transmitter 1 intermittently transmits the carrier timing signal using the first data sequence on the assumption that the second data sequence cannot be demodulated. Even if the second data string cannot be demodulated by this signal, the signal points 83 and 8 can be obtained only with the first data string.
5 is understood. Therefore, the carrier can be reproduced by sending the carrier wave transmission information to the carrier reproducing circuit 131.

【0079】次に送信機1より、図23に示すような変
形64QAMの信号が送られてきた場合、図24のフロ
ーチャートに戻るとステップ304でmが16でないか
判断されステップ310でmが64以下かがチェックさ
れ、ステップ311で等距離信号点方式でない場合、ス
テップ312に向かう。ここでは変形64QAM時の信
号点間距離TH64を求めると TH64=(A1+A2/2)/(A1+A2) であり、TH16と同じである。しかし、信号点間距離が
小さくなる。
Next, when a signal of the modified 64QAM as shown in FIG. 23 is transmitted from the transmitter 1, returning to the flowchart of FIG. 24, it is determined at step 304 whether m is not 16 and at step 310, m is 64. Whether or not the following is checked, and if it is not the equidistant signal point method in step 311, the process proceeds to step 312. Here is the TH 64 = the seek distance TH 64 between signal points upon deformation 64QAM (A 1 + A 2/ 2) / (A 1 + A 2), the same as the TH 16. However, the distance between signal points becomes smaller.

【0080】第1副分割信号点群181の中にある信号
点間の距離をA3とすると、第1副分割信号点群181
と第2副分割信号点群182の距離は(A2−2A3)、
基準化すると(A2−2A3)/(A1+A2)となる。こ
れをd64と定義すると、d64が第2受信機33の弁別能
力T2以下である場合、弁別できない。この場合、ステ
ップ313で判断し、d64が許容範囲外であればステッ
プ313の4PSKモードに入る。弁別範囲にある場合
はステップ305へ向かい、ステップ307の16QA
Mの復調を行う。ステップ308でエラーレートが大き
い場合は、ステップ313の4PSKモードに入る。
Assuming that the distance between signal points in the first sub-divided signal point group 181 is A 3 , the first sub-divided signal point group 181
And the distance between the second sub-divided signal point group 182 and (A 2 -2A 3 )
When normalized, (A 2 -2A 3 ) / (A 1 + A 2 ). If this is defined as d 64 , if d 64 is equal to or less than the discrimination capability T 2 of the second receiver 33, it cannot be discriminated. In this case, determination is made in step 313. If d 64 is out of the allowable range, the process enters the 4PSK mode in step 313. If it is within the discrimination range, the process proceeds to step 305, and 16QA of step 307 is performed.
M is demodulated. If the error rate is high in step 308, the process enters the 4PSK mode in step 313.

【0081】この場合、送信機1が図25(a)に示す
ような信号点の変形8QAM信号を送信すれば、全ての
信号点がcos(2πf+n・π/4)の角度上にある
ため、4逓倍回路により、全ての搬送波が同じ位相に縮
退されるため搬送波の再生が簡単になるという効果が生
まれる。この場合、配慮をしていない4PSK受信機で
も第1データ列の2bitは復調でき、第2受信機33
では第2データ列の1bitが再生でき、合計3bit
再生できる。
In this case, if the transmitter 1 transmits a modified 8QAM signal of signal points as shown in FIG. 25 (a), all signal points are on the angle of cos (2πf + n · π / 4). By the quadruple circuit, all carriers are degenerated to the same phase, so that the effect of simplifying the reproduction of the carrier is produced. In this case, 2 bits of the first data string can be demodulated even by the 4PSK receiver, which is not considered, and the second receiver 33
Can reproduce 1 bit of the second data string, 3 bits in total
Can be played.

【0082】次に第3受信機43について述べる。図2
6は第3受信機43のブロック図で、図21の第2受信
機33とほぼ同じ構成となる。違う点は第3データ列再
生部234が追加されていることと識別再生回路に8値
の識別能力があることにある。アンテナ42の半径r3
がr2よりさらに大きくなるため、より信号点間距離の
近い信号、例えば32値QAMや64値QAMも復調で
きる。このため、64値QAMを復調するため、第1識
別再生回路136は検信号波に対し、8値のレベルを弁
別する必要がある。この場合7つの閾値レベルが存在す
る。このうち1つは0のため1つの象限には3つの閾値
が存在する。
Next, the third receiver 43 will be described. FIG.
6 is a block diagram of the third receiver 43, which has almost the same configuration as the second receiver 33 of FIG. The difference is that the third data string reproducing unit 234 is added and that the identification reproducing circuit has eight-level discrimination ability. Radius r 3 of antenna 42
Is larger than r 2, so that a signal having a shorter distance between signal points, for example, a 32-level QAM or a 64-level QAM can be demodulated. Therefore, in order to demodulate 64-value QAM, it is necessary for the first discriminating / reproducing circuit 136 to discriminate an 8-level level from the detection signal wave. In this case, there are seven threshold levels. Since one of them is 0, there are three thresholds in one quadrant.

【0083】図27の信号スペースダイアグラムに示す
ように、第1象限では3つの閾値が存在する。
As shown in the signal space diagram of FIG. 27, there are three thresholds in the first quadrant.

【0084】図27に示すように3つの正規化された閾
値、TH164とTH264とTH364が存在する TH164=(A1+A3/2)/(A1+A2) TH264=(A1+A2/2)/(A1+A2) TH364=(A1+A2−A3/2)/(A1+A2) で表わせる。
[0084] Three normalized threshold as shown in FIG. 27, TH1 64 and TH2 64 and TH3 64 exists TH1 64 = (A 1 + A 3/2) / (A 1 + A 2) TH2 64 = ( A 1 + A 2/2) / (A 1 + A 2) TH3 64 = (A 1 + A 2 -A 3/2) can be expressed by / (A 1 + A 2) .

【0085】この閾値により、位相検波した受信信号を
AM復調することにより、図21で説明した第1データ
列と第2データ列と同様にして第3データ列のデータが
復調される。図23のように第3データ列は例えば第1
副分割信号群181の中の4つの信号点201、20
2、203、204の弁別により、4値つまり2bit
とれる。こうして6bitつまり変形64値QAMの復
調が可能となる。
The threshold value is subjected to AM demodulation of the phase-detected received signal, whereby the data of the third data sequence is demodulated in the same manner as the first data sequence and the second data sequence described with reference to FIG. As shown in FIG. 23, the third data string is, for example, the first data string.
Four signal points 201 and 20 in sub-divided signal group 181
By discriminating 2, 203 and 204, 4 values, that is, 2 bits
I can take it. Thus, demodulation of 6 bits, that is, modified 64-value QAM is enabled.

【0086】この時の復調制御部231は第1データ列
再生部232の第1データ列に含まれる復調情報によ
り、m、A1、A2、A3の値がわかるのでその閾値TH
64とTH264とTH364を計算して第1識別再生回路
136と第2識別再生回路137に送り、変形64QA
M復調を確実に行うことができる。この場合復調情報に
はスクランブルがかかっているので許可された受信者し
か64QAMを復調できないようにすることもできる。
図28は変形64QAMの復調制御部231のフローチ
ャートを示す。図24の16値QAMのフローチャート
と違う点のみを説明する。図28のステップ304より
ステップ320になりm=32ならステップ322の3
2値QAMを復調する。NOならステップ321でm=
64か判別し、ステップ323でA3が設定値以下から
再生できないため、ステップ305に向かい、図24と
同じフローチャートになり、変形16QAMの復調を行
なう。ここでステップ323に戻ると、A3が設定値以
上ならステップ324で閾値の計算を行い、ステップ3
25で第1、第2識別再生回路へ3つの閾値を送りステ
ップ326で変形64QAMの再生を行い、ステップ3
27で第1、第2、第3データの再生を行い、ステップ
328でエラーレートが大きければステップ305に向
い16QAM復調をして小さければ64QAM復調を継
続する。
At this time, the demodulation control section 231 knows the values of m, A 1 , A 2 , and A 3 from the demodulation information included in the first data string of the first data string reproducing section 232, so that the threshold value TH is obtained.
1 64 and TH2 64 and TH3 feed 64 and first regenerator circuit 136 calculates the to the second regenerator circuit 137, deformation 64QA
M demodulation can be performed reliably. In this case, since the demodulated information is scrambled, it is possible to make it possible for only a permitted receiver to demodulate 64QAM.
FIG. 28 shows a flowchart of the demodulation control section 231 of the modified 64QAM. Only the differences from the 16-value QAM flowchart of FIG. 24 will be described. Step 320 is performed from step 304 in FIG. 28, and if m = 32, 3 in step 322
Demodulate binary QAM. If NO, m = m in step 321
64 or determined, since A 3 can not be reproduced from the set value or less in step 323, toward the step 305, the same flow chart as in FIG. 24, demodulates the deformation 16QAM. Here, returning to step 323, if A 3 is equal to or greater than the set value, the threshold is calculated in step 324, and
At step 25, the three threshold values are sent to the first and second discrimination / reproduction circuits, and at step 326, reproduction of the modified 64QAM is performed.
At 27, the first, second, and third data are reproduced. At step 328, if the error rate is high, the flow proceeds to step 305, and 16QAM demodulation is performed. If the error rate is low, 64QAM demodulation is continued.

【0087】ここで、復調に重要な搬送波再生方式につ
いて述べる。本発明は変形16QAMや、変形64QA
Mの第1データ列を4PSK受信機で再生させるところ
に特徴の一つがある。この場合、通常の4PSK受信機
を用いた場合は搬送波の再生が困難となり正常な復調が
できない。これを防止するため送信機側と受信機側でい
くつかの対策が必要となる。
Here, a carrier recovery system important for demodulation will be described. The present invention uses modified 16QAM and modified 64QA.
One of the features is that the first data string of M is reproduced by the 4PSK receiver. In this case, when a normal 4PSK receiver is used, it is difficult to reproduce the carrier wave and normal demodulation cannot be performed. To prevent this, some countermeasures are required on the transmitter side and the receiver side.

【0088】本発明による方法として2通りの方式があ
る。第1の方式は一定規則基つき間欠的に(2n−1)
π/4の角度上の信号点を送る方法である。第2の方式
はnπ/8の角度上に略略、全ての信号点を配置し送信
する方法である。
There are two methods according to the present invention. The first method is intermittent (2n-1)
This is a method of sending signal points on an angle of π / 4. The second method is a method in which substantially all signal points are arranged and transmitted on an angle of nπ / 8.

【0089】第一の方法は、図38に示したように4つ
の角度、π/4、3π/4、5π/4、7π/4の角度
上にある信号点例えば信号点83、85の信号を送る
時、図38の送信信号のタイムチャート図の中のタイム
スロット群451のうち斜線で示す間欠的に送られる同
期タイムスロット452、453、454、455をあ
る一定の規則に基づき設定する。そして、この期間中に
必ず上記角度上の8つの信号点の中のひとつの信号点を
送信する。それ以外のタイムスロットでは任意の信号点
を送信する。そして送信機1は、このタイムスロットを
送る上記の規則を図41に示すデータの同期タイミング
情報部499に配置して送信する。
In the first method, as shown in FIG. 38, signal points at four angles, π / 4, 3π / 4, 5π / 4, and 7π / 4, for example, signal points 83 and 85 38, synchronous time slots 452, 453, 454, and 455, which are intermittently transmitted and are indicated by oblique lines, in the time slot group 451 in the transmission signal time chart of FIG. 38 are set based on a certain rule. Then, during this period, one of the eight signal points on the angle is always transmitted. In other time slots, an arbitrary signal point is transmitted. Then, the transmitter 1 arranges the above rule for transmitting the time slot in the data synchronization timing information section 499 shown in FIG. 41 and transmits the data.

【0090】この場合の送信信号の内容を図41を用い
てさらに詳しく説明すると同期タイムスロット452、
453、454、455を含むタイムスロット群451
は1つの単位データ列491、Dnを構成する。
The contents of the transmission signal in this case will be described in more detail with reference to FIG.
Time slot group 451 including 453, 454, 455
Form one unit data string 491, Dn.

【0091】この信号には同期タイミング情報の規則に
基づき間欠的に同期タイムスロットが配置されているの
で、この配置規則がわかれば、同期タイムスロットにあ
る情報を抽出することにより搬送波再生は容易にでき
る。
Since the synchronization time slots are intermittently arranged in this signal based on the rules of the synchronization timing information, if this arrangement rule is understood, the carrier wave can be easily reproduced by extracting the information in the synchronization time slots. it can.

【0092】一方データ列492のフレームの先頭部分
には、Sで示す同期領域493があり、これは斜線で示
す同期タイムスロットだけで構成されている。この構成
により上記の搬送波再生用の抽出情報が多くなるので4
PSK受信機の搬送波再生が確実にしかも早くできると
いう効果がある。
On the other hand, at the beginning of the frame of the data sequence 492, there is a synchronization area 493 indicated by S, which is composed of only synchronization time slots indicated by oblique lines. With this configuration, the amount of extracted information for carrier wave reproduction is increased.
There is an effect that the carrier recovery of the PSK receiver can be performed reliably and quickly.

【0093】この同期領域493は、S1、S2、S3
で示す同期部496、497、498、等を含み、この
部分には、同期のためのユニークワードや前述の復調情
報が入っている。さらにITで示す位相同期信号配置情
報部499もあり、この中には、位相同期タイムスロッ
トの配置間隔の情報や配置規則の情報等の情報が入って
いる。
The synchronization area 493 includes S1, S2, S3
, 498, 497, 498, etc., which contain a unique word for synchronization and the demodulation information described above. There is also a phase synchronization signal arrangement information section 499 indicated by I T , which contains information such as information on arrangement intervals of the phase synchronization time slots and information on arrangement rules.

【0094】位相同期タイムスロットの領域の信号点は
特定の位相しかもたないため搬送波は4PSK受信機で
も再生できるため、位相同期部配置情報ITの内容は確
実に再生できるため、この情報入手後は搬送波を確実に
再生できる。
[0094] Since the carrier for the signal point has only a particular phase region of the phase synchronization time slot can be played on 4PSK receiver, since the content of the phase synchronization unit arranged information I T is capable of reliably reproduce, after the information obtained Can reliably reproduce the carrier.

【0095】図41の同期領域493の次に復調情報部
501があり、変形多値QAM信号を復調するときに必
要なスレシホルド電圧に関する復調情報が入っている。
この情報は多値QAMの復調に重要なので、図41の同
期領域502のように同期領域の中に復調情報502を
入れると復調情報の入手がより確実になる。
Next to the synchronization area 493 in FIG. 41, there is a demodulation information section 501, which contains demodulation information relating to a threshold voltage required when demodulating a modified multi-level QAM signal.
Since this information is important for demodulation of multi-level QAM, if demodulation information 502 is placed in the synchronization area as in the synchronization area 502 in FIG. 41, the demodulation information can be obtained more reliably.

【0096】図42はTDMA方式によりバースト状の
信号を送る場合の信号配置図である。図41との違いは
データ列492、Dnと他のデータ列との間にガードタ
イム521が設けられ、この期間中、送信信号は送信さ
れない。またデータ列492の先頭部には同期をとるた
めの同期部522が設けられている。この期間中は前述
の(2n−1)π/4の位相の信号点しか送信されな
い。従って4PSKの復調器でも搬送波が再生できる。
こうしてTDMA方式でも同期及び搬送波再生が可能と
なる。
FIG. 42 is a signal arrangement diagram when a burst signal is transmitted by the TDMA method. The difference from FIG. 41 is that a guard time 521 is provided between the data strings 492 and Dn and other data strings, and no transmission signal is transmitted during this period. A synchronization section 522 for synchronization is provided at the head of the data sequence 492. During this period, only the signal points having the phase of (2n-1) π / 4 are transmitted. Therefore, a carrier wave can be reproduced even by a 4PSK demodulator.
Thus, synchronization and carrier wave reproduction can be performed even in the TDMA system.

【0097】次に図19の第1受信機23の搬送波再生
方式について図43と図44を用いて詳しく述べる。図
43において入力した受信信号は入力回路24に入り、
同期検波回路541で同期検波された復調信号の1つは
出力回路542に送られ出力され、第1データ列が再生
される。抽出タイミング制御回路543で図41の位相
同期部配置情報部499が再生され、どのタイミングで
(2n−1)π/4の位相同期部の信号が入ってくるか
わかり、図44のような間欠的な位相同期制御信号56
1が送られる。復調信号は逓倍回路545に送られ、4
逓倍されて搬送波再生制御回路54に送られる。図44
の信号562のように真の位相情報563の信号とそれ
以外の信号を含む。タイミングチャート564の中の斜
線に示すように(2n−1)π/4の位相の信号点から
なる位相同期タイムスロット452が間欠的に含まれ
る。これを位相同期制御信号564を用いて搬送波再生
制御回路544により、サンプリングすることにより位
相標本信号565が得られる。これをサンプリングホー
ルドすることにより、所定の位相信号566が得られ
る。この信号はループフィルタ546を通り、VCO5
47に送られ搬送波が再生され、同期検波回路541に
送られる。こうして図39の斜線に示すような(2n−
1)π/4の位相の信号点が抽出される。この信号を基
に4逓倍方式により正確な搬送波が再生できる。この
時、複数の位相が再生されるが図41の同期部496に
ユニークワードを入れることにより、搬送波の絶対位相
を特定できる。
Next, the carrier recovery system of the first receiver 23 in FIG. 19 will be described in detail with reference to FIGS. 43 and 44. The received signal input in FIG. 43 enters the input circuit 24,
One of the demodulated signals synchronously detected by the synchronous detection circuit 541 is sent to the output circuit 542 and output, and the first data string is reproduced. The phase synchronization section arrangement information section 499 of FIG. 41 is reproduced by the extraction timing control circuit 543, and it can be understood at which timing the signal of the phase synchronization section of (2n-1) π / 4 enters. Phase synchronization control signal 56
1 is sent. The demodulated signal is sent to the multiplication circuit 545,
The frequency is multiplied and sent to the carrier recovery control circuit 54. FIG.
The signal 562 includes a signal of the true phase information 563 and a signal other than the signal 562 like the signal 562 of FIG. As shown by hatching in the timing chart 564, a phase synchronization time slot 452 composed of signal points having a phase of (2n-1) π / 4 is intermittently included. This is sampled by the carrier reproduction control circuit 544 using the phase synchronization control signal 564 to obtain a phase sample signal 565. By sampling and holding this, a predetermined phase signal 566 is obtained. This signal passes through the loop filter 546, and the VCO 5
The carrier wave is sent to 47 and reproduced, and sent to the synchronous detection circuit 541. Thus, (2n-
1) Signal points having a phase of π / 4 are extracted. Based on this signal, an accurate carrier wave can be reproduced by the quadrupling method. At this time, a plurality of phases are reproduced, but by inserting a unique word into the synchronization section 496 in FIG. 41, the absolute phase of the carrier can be specified.

【0098】図40のように変形64QAM信号を送信
する場合、略略(2n−1)π/4の位相の斜線で示す
位相同期領域471の中の信号点に対してのみ位相同期
タイムスロット452、452b等を送信機は送る。こ
のため通常の4PSK受信機では搬送波は再生できない
が、4PSKの第1受信機23でも、本発明の搬送波再
生回路を装備することにより搬送波が再生できるという
効果がある。
When transmitting the modified 64QAM signal as shown in FIG. 40, the phase synchronization time slot 452 and the phase synchronization time slot 452 are applied only to the signal points in the phase synchronization area 471 indicated by the oblique lines having a phase of approximately (2n-1) π / 4. The transmitter sends 452b and the like. For this reason, a carrier cannot be reproduced by a normal 4PSK receiver, but the 4PSK first receiver 23 has an effect that the carrier can be reproduced by equipping the carrier recovery circuit of the present invention.

【0099】以上はコスタス方式の搬送波再生回路を用
いた場合である。次に逆変調方式搬送波再生回路に本発
明を用いた場合を説明する。
The above is the case where the carrier recovery circuit of the Costas system is used. Next, a case where the present invention is used in an inverse modulation type carrier recovery circuit will be described.

【0100】図45は本発明の逆変調方式搬送波再生回
路を示す。入力回路24からの受信信号は同期検波回路
541により、復調信号が再生される。一方、第1遅延
回路591により遅延された入力信号は4相位変調器5
92において上記復調信号により逆復調され搬送波信号
となる。搬送波再生制御回路544を通過できた上記搬
送波信号は、位相比較器593に送られる。一方VCO
547からの再生搬送波は第2遅延回路594により、
遅延され、位相比較器593で前述の逆変調搬送波信号
と位相比較され、位相差信号はループフィルタ546を
通してVCO547に供給され、受信搬送波と同位相の
搬送波が再生される。この場合、図43のコスタス形搬
送波再生回路と同様にして、抽出タイミング制御回路5
43は図39の斜線で示した領域の信号点のみの位相情
報をサンプリングさせるので16QAMでも64QAM
でも、第1受信機23の4PSKの変調器で搬送波を再
生できる。
FIG. 45 shows an inverse modulation type carrier recovery circuit of the present invention. The demodulated signal is reproduced by the synchronous detection circuit 541 from the received signal from the input circuit 24. On the other hand, the input signal delayed by the first delay circuit 591 is input to the four-phase modulator 5.
At 92, the signal is inversely demodulated by the demodulated signal to become a carrier signal. The carrier signal that has passed through the carrier recovery control circuit 544 is sent to the phase comparator 593. On the other hand VCO
The reproduced carrier from 547 is supplied to the second delay circuit 594 by the second delay circuit 594.
The phase is compared with the above-mentioned inversely modulated carrier signal by the phase comparator 593, the phase difference signal is supplied to the VCO 547 through the loop filter 546, and the carrier having the same phase as the received carrier is reproduced. In this case, similarly to the Costas-type carrier recovery circuit of FIG.
43 samples the phase information of only the signal points in the hatched area in FIG.
However, the carrier can be reproduced by the 4PSK modulator of the first receiver 23.

【0101】次に、16逓倍方式により搬送波を再生す
る方式について述べる。図2の送信機1は、図46に示
すように変形16QAMの信号点をnπ/8の位相に配
置して変調および送信を行なう。図19の第1受信機2
3の方では、図48に示すような16逓倍回路661を
もつコスタス型の搬送波再生回路を用いることにより、
搬送波が再生できる。16逓倍回路661により、図4
6のようなnπ/8の位相の信号点は第1象現に縮退さ
れるためループフィルタ546とVCO541により搬
送波が再生できる。ユニークワードを同期領域に配置す
ることにより16相から絶対位相を抽出することもでき
る。
Next, a method of reproducing a carrier wave by the 16-times multiplication method will be described. Transmitter 1 in FIG. 2 performs modulation and transmission by arranging signal points of modified 16QAM at a phase of nπ / 8 as shown in FIG. First receiver 2 in FIG.
In the case of No. 3, by using a Costas type carrier recovery circuit having a 16 multiplication circuit 661 as shown in FIG.
The carrier can be regenerated. 4 by the 16-multiplier circuit 661.
A signal point having a phase of nπ / 8, such as 6, is degenerated to the first quadrant, so that the carrier can be reproduced by the loop filter 546 and the VCO 541. By arranging the unique word in the synchronization area, the absolute phase can be extracted from the 16 phases.

【0102】次に16逓倍回路の構成を説明する。復調
信号から和回路662と差回路663により、和信号、
差信号を作り、乗算器664で掛け合わせてcos2θ
をつくる。また乗算器665ではsin2θをつくる。
これらを乗算器666で乗算し、sin4θをつくる。
Next, the configuration of the 16-multiplier circuit will be described. From the demodulated signal, a sum signal,
A difference signal is created and multiplied by a multiplier 664 to obtain cos2θ
Create The multiplier 665 produces sin2θ.
These are multiplied by a multiplier 666 to generate sin4θ.

【0103】sin2θとcos2θから、同様にし
て、和回路667差回路668と乗算器670によりs
in8θをつくる。和回路671と差回路672と乗算
器によりcon8θをつくる。そして乗算器674によ
りsin16θをつくることにより16逓倍ができる。
Similarly, from sum2θ and cos2θ, sum circuit 667 difference circuit 668 and multiplier 670 provide s
Create in8θ. Con8θ is created by the sum circuit 671, the difference circuit 672, and the multiplier. Then, by making sin16θ by the multiplier 674, 16 times multiplication can be performed.

【0104】以上のような16逓倍方式により、図46
のような信号点配置をした変形16QAM信号の全ての
信号点の搬送波を特定の信号点を抽出することなしに再
生できるという大きな効果がある。
According to the 16-times multiplication method described above, FIG.
There is a great effect that the carrier waves of all the signal points of the modified 16QAM signal having such a signal point arrangement can be reproduced without extracting a specific signal point.

【0105】また図47のような配置をした変形64Q
AM信号の搬送波も再生できるが、いくつかの信号点は
同期領域471より若干ずれているので、復調時エラー
レートが増えてしまう。
A modified 64Q arranged as shown in FIG.
Although the carrier of the AM signal can be reproduced, some signal points are slightly shifted from the synchronization area 471, so that the error rate during demodulation increases.

【0106】この対策として2つの方法がある。1つは
同期領域をはずれた信号点の信号を送信しないことであ
る情報量は減るが構成は簡単になるという効果がある。
もう1つは図38で説明したように同期タイムスロット
を設けることである。タイムスロット群451の中の同
期タイムスロットの期間中に斜線で示すnπ/8の位相
の同期位相領域471、471a等の信号点を送ること
により、この期間中に正確に同期をとることができるた
め位相誤差が少なくなる。
As a countermeasure, there are two methods. One is not to transmit a signal at a signal point outside the synchronization area, which reduces the amount of information, but has the effect of simplifying the configuration.
Another is to provide a synchronization time slot as described with reference to FIG. By transmitting signal points such as the synchronous phase regions 471 and 471a having a phase of nπ / 8 indicated by oblique lines during a synchronous time slot in the time slot group 451, accurate synchronization can be achieved during this period. Therefore, the phase error is reduced.

【0107】以上のようにして16逓倍方式により、簡
単な受信機の構成で4PSK受信機により変形16QA
Mや変形64QAMの信号の搬送波を再生できるという
大きな効果がある。また、さらに同期タイムスロットを
設定した場合、変形64QAMの搬送波再生時の位相精
度を上げるという効果が得られる。
As described above, the modified 16QA is realized by the 4PSK receiver with a simple receiver configuration by the 16 multiplication method.
There is a great effect that a carrier wave of a signal of M or modified 64QAM can be reproduced. Further, when a synchronization time slot is further set, an effect of increasing the phase accuracy at the time of carrier reproduction of the modified 64QAM can be obtained.

【0108】以上詳しく述べたように本発明の伝送装置
を用いることにより、1つの電波帯域で複数のデータを
階層構造で同時に伝送することができる。
As described in detail above, by using the transmission apparatus of the present invention, a plurality of data can be simultaneously transmitted in a single radio wave band in a hierarchical structure.

【0109】この場合に、一つの送信機に対し異なる受
信感度と復調能力をもつ3つの階層の受信機を設定する
ことにより、受信機の投資に見合ったデータ量を復調で
きるという特長がある。まず小さなアンテナと低分解能
であるが低コストの第1受信機を購入した受信者は第1
データ列を復調再生できる。次に、中型のアンテナと中
分解能の高コストの第2受信機を購入した受信者は第
1、第2データ列を再生できる。また、大型のアンテナ
と高分解能の、かなり高コストの第3受信機を購入した
人は第1、第2、第3データ列の全て復調再生できる。
In this case, by setting three hierarchical receivers having different receiving sensitivities and demodulating capabilities for one transmitter, there is a feature that the data amount commensurate with the investment of the receiver can be demodulated. Recipients who purchase a small antenna and a low-resolution but low-cost first receiver are first
Data strings can be demodulated and reproduced. Next, a receiver who has purchased a medium-sized antenna and a medium-cost high-cost second receiver can reproduce the first and second data strings. A person who has purchased a large-sized antenna and a high-resolution third receiver having a high resolution can demodulate and reproduce all of the first, second, and third data strings.

【0110】もし第1受信機を家庭用デジタル衛星放送
受信機にすれば多数の一般消費者に受け容れられるよう
な低い価格で受信機を実現できる。第2受信機は当初は
大型のアンテナを必要とする上に高コストのため消費者
全般には受け容れられるものではないがHDTVを視聴
したい人々には多少高くても意味がある。第3受信機は
衛星出力が増加するまでの間かなり大型の産業用アンテ
ナが必要で家庭用には現実的でなく産業用途に当初は適
している。例えば超高解像HDTV信号を送り、衛星に
より各地の映画館に伝送すれば、映画館をビデオにより
電子化できる。この場合映画館やビデオシアターの運営
コストが安くなるという効果もある。
If the first receiver is a home digital satellite broadcast receiver, the receiver can be realized at a low price that can be accepted by many consumers. Although the second receiver initially requires a large antenna and is expensive, it is not acceptable to consumers in general, but it is meaningful for those who want to watch HDTV. The third receiver requires a rather large industrial antenna until the satellite power increases, and is not practical for home use and is initially suitable for industrial use. For example, if an ultra-high resolution HDTV signal is transmitted and transmitted to various movie theaters by satellite, the movie theater can be digitized by video. In this case, there is also an effect that operating costs of movie theaters and video theaters are reduced.

【0111】以上のように本発明をTV伝送に応用した
場合、3つの画質の映像サービスを1つの電波の周波数
帯域で提供でき、しかもお互いに両立するという大きな
効果がある。実施例では4PSK、変形8QAM、変形
16QAM、変形64QAMの例を示したが、32QA
Mや256QAMでも実現できる。又、8PSKや16
PSK、32PSKでも実施できる。また実施例では衛
星伝送の例を示したが地上伝送や有線伝送でも同様にし
て実現できることはいうまでもない。
As described above, when the present invention is applied to TV transmission, there is a great effect that video services of three image qualities can be provided in one radio frequency band and are compatible with each other. In the embodiment, examples of 4PSK, modified 8QAM, modified 16QAM, and modified 64QAM have been described.
M and 256 QAM can also be realized. Also, 8PSK or 16
PSK and 32PSK can also be implemented. Further, in the embodiment, the example of the satellite transmission has been described, but it goes without saying that the same can be realized by the terrestrial transmission or the wired transmission.

【0112】(実施例2)実施例2は実施例1で説明し
た物理階層構造をエラー訂正能力の差別化等により論理
的にさらに分割し、論理的な階層構造を追加したもので
ある。実施例1の場合それぞれの階層チャンネルは電気
信号レベルつまり物理的な復調能力が異なる。これに対
し実施例2ではエラー訂正能力等の論理的な再生能力が
異なる。具体的には例えばD1の階層チャンネルの中の
データを例えばD1-1とD1-2の2つに分割し、この分割
データの1つ例えばD1-1データのエラー訂正能力をD
1-2データより高め、エラー訂正能力を差別化すること
より、復調再生時にD1-1とD1 -2のデータのエラー後調
能力が異なるため、送信信号のC/N値を低くしていっ
た場合、D1-2が再生できない信号レベルにおいてもD
1-1は設定したエラーレート内に収まり原信号を再生で
きる。これは論理的な階層構造ということができる。つ
まり、変調階層チャンネルのデータを分割し、誤り訂正
符号と積符号の使用等の誤り訂正の符号間距離の大きさ
を差別化することにより誤り訂正能力による論理的な階
層構造が追加され、さらに細かい階層伝送が可能とな
る。
(Embodiment 2) In Embodiment 2, the physical hierarchical structure described in Embodiment 1 is logically further divided by, for example, differentiating the error correction capability, and a logical hierarchical structure is added. In the case of the first embodiment, the respective hierarchical channels have different electric signal levels, that is, different physical demodulation capabilities. On the other hand, the second embodiment differs in logical reproduction capability such as error correction capability. Dividing the data in the hierarchy channel specifically, for example D 1, for example, in two of D 1-1 and D 1-2, error correction capability of one example D 1-1 data of the divided data D
Higher than 1-2 data, than to differentiate the error correction capability, since the error after adjusting capability data D 1-1 and D 1 -2 in demodulation reproduction are different, lower the C / N value of the transmission signal If the signal level cannot be reproduced by D 1-2 ,
1-1 means that the original signal can be reproduced within the set error rate. This can be called a logical hierarchical structure. That is, by dividing the data of the modulation hierarchy channel and differentiating the magnitude of the inter-code distance of error correction such as the use of an error correction code and a product code, a logical hierarchical structure based on the error correction capability is added. Fine hierarchical transmission becomes possible.

【0113】これを用いると、D1チャンネルはD1-1
1-2の2つのサブチャンネル,D2チャンネルは
2-1,D2-2の2つのサブチャンネルに増える。
[0113] With this, D 1 channel D 1-1,
Two sub channels D 1-2, D 2 channel D 2-1, increase to two sub channels D 2-2.

【0114】これを入力信号のC/N値と階層チャンネ
ル番号の図87を用いて説明すると、階層チャンネルD
1-1は最も低い入力信号で再生できる。このCN値をd
とすると、CN=dの時、D1-1は再生されるがD1-2
2-1,D2-2は再生されない。次にCN=C以上になる
とD1-2がさらに再生され、CN=bの時D2-1が加わ
り、CN=aの時D2-2が加わる。このようにCNが上
がるにつれて、再生可能な階層の総数が増えていく。逆
をいうとCNが下がるにつれて、再生可能な階層の総数
が減っていく。これを図86の伝送距離と再生可能CN
値の図で説明する。一般的に図8の実線861に示すよ
うに伝送距離が長くなるに従い、受信信号のC/N値は
低下する。図85で説明したCN=aとなる地点の送信
アンテナからの距離をLaとし、CN=bではLb,C
N=CではLc,CN=dではLd,CN=eではLe
となるとする。送信アンテナよりLdの距離より狭い地
域は図85で説明したようにD1-1チャンネルのみが再
生できる。このD1-1の受信可能範囲を斜線の領域86
2で示す。図から明らかなようにD1-1チャンネルは一
番広い領域で再生できる。同様にしてD1-2チャンネル
は送信アンテナより距離Lc以内の領域863で再生で
きる。距離Lc以内の範囲では領域862も含まれるた
めD1-1チャンネルも再生できる。同様にして領域86
4ではD2-1チャンネルが再生でき、領域865ではD
2-2チャンネルが再生可能となる。このようにして、C
N値の劣化に伴い伝送チャンネルが段階的に減少する階
層型伝送ができる。データ構造を分離して階層構造に
し、本発明の階層伝送を用いることにより、アナログ伝
送のようにC/Nの劣化に伴いデータ量が次第に減少す
る階層型の伝送が可能となるという効果がある。
This will be described with reference to FIG. 87 showing the C / N value of the input signal and the hierarchical channel number.
1-1 can be reproduced with the lowest input signal. This CN value is d
Then, when CN = d, D 1-1 is reproduced, but D 1-2 ,
D 2-1 and D 2-2 are not reproduced. Next, when CN = C or more, D1-2 is further reproduced. When CN = b, D2-1 is added, and when CN = a, D2-2 is added. As described above, as the CN increases, the total number of reproducible hierarchies increases. Conversely, as the CN decreases, the total number of reproducible hierarchies decreases. The transmission distance and the reproducible CN shown in FIG.
This will be described with reference to a value diagram. Generally, as the transmission distance becomes longer as shown by a solid line 861 in FIG. 8, the C / N value of the received signal decreases. The distance from the transmitting antenna at the point where CN = a described in FIG. 85 is La, and when CN = b, Lb, C
Lc when N = C, Ld when CN = d, Le when CN = e
And In the area smaller than the distance Ld from the transmitting antenna, only the D1-1 channel can be reproduced as described with reference to FIG. Shaded regions 86 a coverage of the D 1-1
Indicated by 2. As is clear from the figure, the D1-1 channel can be reproduced in the widest area. Similarly, the D1-2 channel can be reproduced in an area 863 within a distance Lc from the transmitting antenna. The distance in the range of less than Lc 862 can also be reproduced D 1-1 channel for also included. Similarly, area 86
In the area 865, the D 2-1 channel can be reproduced.
2-2 channel can be played. Thus, C
Hierarchical transmission in which the number of transmission channels decreases stepwise with the deterioration of the N value can be performed. By separating the data structure into a hierarchical structure and using the hierarchical transmission of the present invention, there is an effect that a hierarchical transmission in which the data amount gradually decreases as the C / N deteriorates like analog transmission becomes possible. .

【0115】次に、具体的な構成を述べる。ここでは物
理階層2層、論理階層2層の実施例を述べる。図87は
送信機1のブロック図である。基本的には実施例1で説
明した図2の送信機のブロック図と同じなので詳しい説
明は省略するが、エラー訂正符号エンコーダが付加され
ている点が異なる。これをECCエンコーダと略す。分
離回路3は1-1、1-2、2-1、2-2の4つの出力をもち、入力
信号をD1-1、D1-2、D2-1、D2-2の4つの信号に分離
して出力する。このうち、D1-1、D1-2信号は第1EC
Cエンコーダ871aに入力され、各々、主ECCエン
コーダ872aと副ECCエンコーダ873aに送ら
れ、誤り訂正の符号化がなされる。
Next, a specific configuration will be described. Here, an embodiment of two physical layers and two logical layers will be described. FIG. 87 is a block diagram of the transmitter 1. Since this is basically the same as the block diagram of the transmitter of FIG. 2 described in the first embodiment, detailed description is omitted, but the difference is that an error correction code encoder is added. This is abbreviated as ECC encoder. The separation circuit 3 has four outputs of 1-1 , 1-2 , 2-1 and 2-2 , and inputs signals of D1-1, D1-2, D2-1 and D2-2. Separate into two signals and output. Among, D 1-1, D 1-2 signal is first 1EC
The signals are input to the C encoder 871a and sent to the main ECC encoder 872a and the sub ECC encoder 873a, respectively, where they are encoded for error correction.

【0116】ここで主ECCエンコーダ872aは副E
CCエンコーダ873aよりも強力なエラー訂正能力を
もっている。このため、図85のCN−階層チャンネル
のグラフで説明したように、復調再生時、D1-1チャン
ネルはD1-2チャンネルより低いC/N値においてもD
1-1は基準エラーレート以下で再生できる。D1-1はD1-
2よりC/Nの低下に強い論理的な階層構造となってい
る。誤り訂正されたD1-1、D1-2信号は合成器874a
でD1信号に合成され、変調器4に入力される。一方、
2-1、D2-2信号は第2ECCエンコーダ871bの中
の各々主エンコーダ872bと副ECCエンコーダ87
3bにより誤り訂正符号化され合成器874bによりD
2信号に合成され、変調器4により入力される。主EC
Cエンコーダ872bは副ECCエンコーダ873bよ
りエラー訂正能力が高い。この場合、変調器4はD1
号、D2信号より階層型の変調信号を作り、送信部5よ
り送信される。以上のように図87の送信機1はまず実
施例1で説明した変調によるD1、D2の2層の物理階層
構造をもっている。この説明は既に述べた。次に、エラ
ー訂正能力の差別化によりD1-1とD1-2又はD2-1、D
2-2の各−2層の論理的階層構造をもっている。
Here, the main ECC encoder 872a is
It has a stronger error correction capability than the CC encoder 873a. Therefore, as described in the graph of CN- hierarchical channel of FIG. 85, upon demodulation reproduction, D 1-1 channel even at low C / N value than D 1-2 channel D
1-1 can be reproduced below the reference error rate. D 1-1 is D 1-
It has a logical hierarchical structure that is more resistant to a decrease in C / N than 2 . Error-corrected D 1-1, D 1-2 signal combiner 874a
Are combined with the D 1 signal and input to the modulator 4. on the other hand,
The D 2-1 and D 2-2 signals are respectively transmitted to the main encoder 872b and the sub ECC encoder 87 in the second ECC encoder 871b.
3b, and is error-correction-coded by the synthesizer 874b.
The two signals are combined and input by the modulator 4. Main EC
The C encoder 872b has a higher error correction capability than the sub ECC encoder 873b. In this case, the modulator 4 generates a hierarchical modulation signal from the D 1 signal and the D 2 signal, and the modulation signal is transmitted from the transmission unit 5. As described above, the transmitter 1 of FIG. 87 has a two-layer physical hierarchical structure of D 1 and D 2 by the modulation described in the first embodiment. This description has already been given. Next, D1-1 and D1-2 or D2-1 , D2-1
2-2 has a logical hierarchical structure of two layers.

【0117】次にこの信号を受信する状態を説明する。
図88は受信機のブロック図である。図87の送信機の
送信信号を受信した第2受信機33の基本構成は、実施
例1の図21で説明した第2受信機33とほぼ同じ構成
である。ECCデコーダ876a、876bを追加した
点が異なる。この場合、QAM変復調の例を示すが、A
SKもしくはPSK、FSK変復調でもよい。
Next, the state of receiving this signal will be described.
FIG. 88 is a block diagram of the receiver. The basic configuration of the second receiver 33 that has received the transmission signal of the transmitter of FIG. 87 is substantially the same as that of the second receiver 33 described in FIG. 21 of the first embodiment. The difference is that ECC decoders 876a and 876b are added. In this case, an example of QAM modulation / demodulation is shown.
SK, PSK, or FSK modulation / demodulation may be used.

【0118】さて、図88において、受信された信号は
復調器35によりD1、D2信号として再生され分離器3
a、3bにより、各々D1-1とD1-2、D2-1、D2-2の4
つの信号がつくられ、第1ECCデコーダ876aと第
2ECCデコーダ876bに入力される。第1ECCデ
コーダ876aでは、D1-1信号が主ECCデコーダ8
77aにより誤り訂正されて合成部37に送られる。一
方、D1-2信号は副ECCデコーダ878aにより誤り
訂正され合成部37に送られる。同様にして第2ECC
デコーダ876bにおいてD2-1信号は主ECCデコー
ダ877bにおいて、D2-2信号は副ECCデコーダ8
78bにおいて誤り訂正され、合成部37に入力され
る。誤り訂正されたD1-1、D1-2、D2-1、D2-2信号は
合成部37において1つの信号となり出力部36より出
力される。
In FIG. 88, the received signal is reproduced by the demodulator 35 as D 1 and D 2 signals,
a, by 3b, each D 1-1 and D 1-2, D 2-1, 4 of D 2-2
One signal is generated and input to the first ECC decoder 876a and the second ECC decoder 876b. In a 1ECC decoder 876a, D 1-1 signal is mainly ECC decoder 8
The error is corrected by 77a and sent to the combining unit 37. On the other hand, D 1-2 signal is sent to the error-corrected combining unit 37 by sub ECC decoder 878a. Similarly, the second ECC
In the decoder 876b, the D 2-1 signal is used in the main ECC decoder 877b, and the D 2-2 signal is used in the sub ECC decoder 8
The error is corrected at 78b and input to the combining unit 37. The error corrected D 1-1 , D 1-2 , D 2-1 , and D 2-2 signals become one signal in the synthesizing unit 37 and are output from the output unit 36.

【0119】この場合、論理階層構造によりD1-1はD
1-2より、またD2-1はD2-2より誤り訂正能力が高いた
め図85で説明したように、入力信号のC/N値がより
低い状態においても所定の誤り率が得られ、原信号を再
生できる。
In this case, D 1-1 becomes D
From 1-2, also D 2-1 are as described in FIG. 85 because of high error correction capability than D 2-2, a predetermined error rate can be obtained even at lower state C / N value of the input signal , The original signal can be reproduced.

【0120】具体的に主ECCデコーダ877a,87
7bと副ECCデコーダ878a,878bの間に誤り
訂正能力の差別化を行う方法を述べる。副ECCデコー
ダにリードソロモン符号やBCH符号のような標準的な
符号間距離の符号化方式を用いた場合、主ECCデコー
ダにリードソロモン符号とリードソロモン符号の両者の
積符号や長符号化方式を用いた誤り訂正の符号間距離の
大きい符号化方式を用いることにより誤り訂正能力に差
をつけることができる。こうして論理的階層構造を実現
できる。符号間距離を大きくする方法は様々な方法が知
られているため他の方式に関しては省略する。本発明は
基本的にはどの方式も適用できる。
Specifically, the main ECC decoders 877a and 87
7b and a method of differentiating the error correction capability between the sub ECC decoders 878a and 878b. If a standard inter-code distance coding method such as Reed-Solomon code or BCH code is used for the sub ECC decoder, the product code or long coding method of both Reed-Solomon code and Reed-Solomon code is used for the main ECC decoder. The error correction capability can be made different by using a coding method having a large inter-code distance of the used error correction. Thus, a logical hierarchical structure can be realized. Since various methods are known for increasing the inter-code distance, other methods are omitted. The present invention can basically apply any method.

【0121】ここで論理的な階層構造を図89のC/N
と誤り訂正後のエラーレートの関係図を用いて説明す
る。図89において、直線881はD1-1チャンネルの
C/Nとエラーレートの関係を示し、直線882はD
1-2チャンネルのC/Nと訂正後のエラーレートの関係
を示す。
Here, the logical hierarchical structure is represented by C / N in FIG.
This will be described with reference to a relationship diagram between the error rate after error correction. In FIG. 89, a straight line 881 indicates the relationship between the C / N of the D1-1 channel and the error rate, and a straight line 882 indicates the D-channel.
The relationship between the C / N of channel 1-2 and the error rate after correction is shown.

【0122】入力信号のC/N値が小さくなればなる
程、訂正後のデータのエラーレートは大きくなる。一定
のC/N値以下では誤り訂正後のエラーレートがシステ
ム設計時の基準エラーレートEth以下に収まらず原デ
ータが正常に再生されない。さて、図89において徐々
にC/Nを上げていくとD1-1信号の直線881が示す
ようにC/Nがe以下の場合D1チャンネルの復調がで
きない。e≦C/N<dの場合D1チャンネルの復調は
できるが、D1-1チャンネルのエラーレートはEthを
上回り、原データを正常に再生できない。
As the C / N value of the input signal decreases, the error rate of the corrected data increases. Below a certain C / N value, the error rate after error correction does not fall below the reference error rate Eth at the time of system design, and the original data is not reproduced normally. Now, C / N can not demodulate the D 1 channel when: e as gradually indicated As you increase the C / N D 1-1 signal of linear 881 in FIG. 89. Although e ≦ C / N <demodulation when D 1 channel d may, D 1-1 channel error rate exceeds the Eth, can not be reproduced original data correctly.

【0123】C/N=dの時、D1-1は誤り訂正能力が
1-2より高いため、誤り訂正後のエラーレートは点8
85dに示すようにEth以下になり、データを再生で
きる。一方、D1-2の誤り訂正能力はD1-1ほど高くない
ため訂正後のエラーレートがD 1-1ほど低くないため訂
正後のエラーレートがE2とEthを上回るため再生で
きない。従ってこの場合D1-1のみが再生できる。
When C / N = d, D1-1Has error correction capability
D1-2Higher, the error rate after error correction is point 8
85d, it becomes less than Eth, and the data can be reproduced.
Wear. On the other hand, D1-2Error correction capability is D1-1Not as high
Error rate after correction is D 1-1Not so low
Error rate after E is ETwoAnd playback to exceed Eth
I can't. So in this case D1-1Only can play.

【0124】C/Nが向上してC/N=Cになった時、
1-2の誤り訂正後のエラーレートが点885Cに示す
ようにEthに達するため、再生可能となる。この時点
ではD2-1、D2-2つまりD2チャンネルの復調は不確実
な状況にある。C/Nの向上に伴い、C/N=b'にお
いてD2チャンネルが確実に復調できるようになる。
When C / N is improved and C / N = C,
Since the error rate after error correction of D 1-2 reaches Eth, as shown at point 885C, it can be reproduced. This is a point D 2-1, D 2-2, i.e. D 2 channel demodulation in uncertainty. With the improvement of C / N, D 2 channel is to reliably demodulated at C / N = b '.

【0125】さらにC/Nが向上しC/N=bになった
時点で、D2-1のエラーレートが点885bに示すよう
にEthまで減少し、D2-1が再生できるようになる。
この時、D2-2のエラーレートはEthより大きいため
再生できない。C/N=aになって点885aに示すよ
うにD2-2のエラーレートがEthにまで減少しD2-2
ャンネルが再生できるようになる。
[0125] When the further C / N becomes improved C / N = b, decreased error rate of D 2-1 until Eth as shown in point 885B, D 2-1 will be able to play .
At this time, the error rate of D 2-2 can not be reproduced for greater Eth. C / N = error rate of D 2-2 as shown in the point 885a becomes a is the reduced D 2-2 channel until the Eth becomes possible play.

【0126】このようにして、誤り訂正能力の差別化を
用いることにより物理階層D1、D2チャンネルをさらに
2層の論理階層2分割し、計4層の階層伝送ができると
いう効果が得られる。
In this way, by using the error correction capability differentiation, the physical hierarchy D 1 and D 2 channels can be further divided into two logical hierarchies and an effect that a total of four hierarchies can be transmitted. .

【0127】この場合、データ構造を高階層のデータが
欠落しても原信号の一部が再生できるような階層構造に
し、本発明の階層伝送と組み合わせることにより、アナ
ログ伝送のようにC/Nの劣化に伴いデータ量が次第に
減少する階層型伝送が可能となるという効果がある。特
に、近年の画像圧縮技術は急速に進歩しているため、画
像圧縮データを階層構造とし階層伝送と組み合わせた場
合、同一地点間において、アナログ伝送よりはるかに高
画質の映像を伝送すると同時に、アナログ伝送のように
段階的に受信信号レベルに応じて画質を低くしながら広
い地域で受信できる。このように従来のデジタル映像伝
送にはなかった階層伝送の効果をデジタルによる高画質
を保ちながら得ることができる。
In this case, the data structure has a hierarchical structure in which a part of the original signal can be reproduced even if data of a higher hierarchy is lost, and by combining with the hierarchical transmission of the present invention, C / N like analog transmission is performed. This has the effect of enabling hierarchical transmission in which the data amount gradually decreases with the deterioration of. In particular, since image compression technology in recent years has progressed rapidly, when image compression data is formed into a hierarchical structure and combined with hierarchical transmission, video with much higher image quality than analog transmission is transmitted between the same points, and at the same time, analog transmission is performed. As in transmission, it is possible to receive in a wide area while lowering the image quality according to the received signal level in stages. As described above, the effect of hierarchical transmission, which has not been achieved in conventional digital video transmission, can be obtained while maintaining high digital image quality.

【0128】(実施例3)以下本発明の第3の実施例に
ついて図面を参照しながら説明する。
(Embodiment 3) Hereinafter, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0129】図29は実施例3の全体図である。実施例
3は本発明の伝送装置をデジタルTV放送システムに用
いた例を示し、超高解像度の入力映像402は、第1画
像エンコーダー401の入力部403に入力し、分離回
路404により、第1データ列と第2データ列と第3デ
ータ列に分離され、圧縮回路405により圧縮され出力
される。
FIG. 29 is an overall view of the third embodiment. Embodiment 3 shows an example in which the transmission apparatus of the present invention is used in a digital TV broadcast system. An input video 402 of an ultra-high resolution is input to an input unit 403 of a first image encoder 401, The data stream is separated into a data stream, a second data stream, and a third data stream, and compressed and output by the compression circuit 405.

【0130】他の入力映像406,407,408は各
々第1画像エンコーダー401と同様の構成の第2画像
エンコーダー409,410,411により圧縮され出
力される。
The other input images 406, 407, and 408 are compressed and output by second image encoders 409, 410, and 411 having the same configuration as the first image encoder 401.

【0131】これらの4組のデータのうち、第1データ
列の4組の信号は、多重器412の第1多重器413に
よりTDM方式等の時間的に多重化されて、第1データ
列として、送信機1に送られる。
Of these four sets of data, the four sets of signals of the first data string are time-multiplexed by the first multiplexer 413 of the multiplexer 412 by the TDM method or the like, and are used as the first data string. , To the transmitter 1.

【0132】第2データ列の信号群の全部もしくは1部
は多重器414により多重化され、第2データ列として
送信機1に送られる。また、第3データ列の信号群の全
部もしくは1部は多重器415により多重化され、第3
データ列として送信機1に送られる。
All or a part of the signal group of the second data string is multiplexed by the multiplexer 414 and sent to the transmitter 1 as a second data string. All or a part of the signal group of the third data string is multiplexed by the multiplexer 415,
The data is sent to the transmitter 1 as a data string.

【0133】これらを受けて送信機1では3つのデータ
列を変調器4により実施例1で述べた変調を行い、送信
部5によりアンテナ6と伝送路7により、衛星10に送
り中継器12により、第1受信機23等の3種の受信機
に送られる。
In response to this, the transmitter 1 performs the modulation described in the first embodiment on the three data strings by the modulator 4, sends the data string to the satellite 10 by the antenna 6 and the transmission path 7 by the transmitter 5, and sends it to the satellite 10 by the relay 12. , The first receiver 23 and the like.

【0134】第1受信機23では伝送路21により半径
1の小径のアンテナ22で受けて、受信信号の中の第
1データ列のみを第1データ列再生部232で再生し、
第1画像デコーダー421によりNTSC信号もしくは
ワイドNTSC信号等の低解像度の映像出力425と4
26を再生し出力させる。
In the first receiver 23, the signal is received by the small-diameter antenna 22 having a radius r 1 through the transmission path 21, and only the first data sequence in the received signal is reproduced by the first data sequence reproducing unit 232.
The first image decoder 421 outputs low-resolution video signals 425 and 4 such as NTSC signals or wide NTSC signals.
26 is reproduced and output.

【0135】第2受信機33では、半径r2の中径のア
ンテナ32で受けて、第1データ列再生部232と第2
データ列再生部233により第1データ列と第2データ
列を再生し、第2画像デコーダー422により、HDT
V信号等の高解像度の映像出力427もしくは映像出力
425、426を再生し出力させる。
In the second receiver 33, the signal is received by the medium-diameter antenna 32 having a radius of r 2 ,
The first data sequence and the second data sequence are reproduced by the data sequence reproducing unit 233, and the HDT is reproduced by the second image decoder 422.
A high-resolution video output 427 or a video output 425 or 426 such as a V signal is reproduced and output.

【0136】第3受信機43では、半径r3の大径のア
ンテナ33で受けて、第1データ列再生部232と第2
データ列再生部233と第3データ列再生部234によ
り、第1データ列と第2データ列と第3データ列を再生
し、ビデオシアターや映画館用の超高解像度HDTV等
の超高解像度の映像出力428を出力する。映像出力4
25、426、427も出力できる。一般のデジタルT
V放送は、デジタル送信機51から放送され、第1受信
機23で受信した場合、NTSC等の低解像の映像出力
426として出力される。
In the third receiver 43, the signal is received by the large-diameter antenna 33 having a radius of r 3 ,
The data stream reproducing unit 233 and the third data stream reproducing unit 234 reproduce the first data stream, the second data stream, and the third data stream, and provide a super high resolution HDTV or the like for a video theater or a movie theater. The video output 428 is output. Video output 4
25, 426, and 427 can also be output. General digital T
The V broadcast is broadcast from the digital transmitter 51 and, when received by the first receiver 23, is output as a low-resolution video output 426 such as NTSC.

【0137】では、次に図30の第1画像エンコーダー
401のブロック図に基づき、構成を詳しく述べる。超
高解像度の映像信号は入力部403に入力され、分離回
路404に送られる。分離回路404ではサブバンドコ
ーディング方式により4つの信号に分離する。QMF等
の水平ローパスフィルタ451と水平ハイパスフィルタ
452により、水平低域成分と水平高域成分に分離さ
れ、サブサンプリング部453,454により、各々の
成分はサンプリングレートを半分にした後、水平低域成
分は垂直ローパスフィルタ455と垂直ハイパスフィル
タ456により、各々水平低域垂直低域信号、略してH
LL信号と水平低域垂直高域信号、略してHLH信号に
分離され、サブサンプリング部457と458により、
サンプリングレートを落として圧縮部405に送られ
る。
Next, the configuration will be described in detail based on the block diagram of the first image encoder 401 in FIG. The ultra high resolution video signal is input to the input unit 403 and sent to the separation circuit 404. The separation circuit 404 separates the signals into four signals by a sub-band coding method. A horizontal low-pass filter 451 and a horizontal high-pass filter 452 such as QMF separate the signal into a horizontal low-frequency component and a horizontal high-frequency component. The components are output by a vertical low-pass filter 455 and a vertical high-pass filter 456, respectively.
L V L signal and a horizontal low-vertical high frequency signal is separated into H L V H signal for short, the subsampling unit 457 and 458,
The sampling rate is reduced and sent to the compression section 405.

【0138】水平高域成分は、垂直ローパスフィルタ4
59と垂直ハイパスフィルタ460により、水平高域垂
直低域信号、略してHHL信号と、水平高域垂直低域信
号、略してHHH信号に分離され、サブサンプリング部
461,462によりサンプリングレートを下げて、圧
縮部405に送られる。
The horizontal high-frequency component is calculated by the vertical low-pass filter 4.
The 59 and vertical high-pass filter 460, the horizontal high band vertical low frequency signal, for short and H H V L signal, the horizontal high band vertical low frequency signal is separated into H H L H signal for short, sub-sampling unit 461 , The sampling rate is reduced and sent to the compression unit 405.

【0139】圧縮部405ではHLL信号を第1圧縮部
471でDCT等の最適の圧縮を行い第1出力部472
より第1データ列として出力する。
[0139] The first performs compression optimal such as DCT in the compression unit 405 in H L V L signal of the first compression unit 471 output unit 472
It is output as a first data string.

【0140】HLH信号は第2圧縮部473で圧縮され
第2出力部464に送られる。HHL信号は第3圧縮部
463により圧縮され第2出力部464へ送られる。H
H H信号は分離回路465により高解像度映像記号(H
HH1)と超高解像度映像信号(HHH2)に分けら
れ、HHH1は第2出力部464へ、HHH2は第3出
力部468へ送られる。
HLVHThe signal is compressed by the second compression unit 473
It is sent to the second output unit 464. HHVLThe signal is the third compression
Compressed by 463 and sent to the second output unit 464. H
HV HThe signal is separated by a separation circuit 465 into a high-resolution video symbol (H
HVH1) and an ultra-high resolution video signal (HHVHDivided into 2)
HHVH1 is output to the second output unit 464 as HHVH2 is 3rd
It is sent to the force unit 468.

【0141】次に図31を用いて第1画像デコーダー4
21を説明する。第1画像デコーダー421は第1受信
機23からの出力、第1データ列つまりD1を入力部5
01に入力しデスクランブル部502によりスクランブ
ルを解いた後伸長部503により、前述のHLL信号に
伸長した後画面比率変更回路504と出力部505によ
り画面比率を変更してNTSC信号の画像506、NT
SC信号でストライプ画面の画像507、ワイドTVの
フル画面の画像508もしくは、ワイドTVのサイドパ
ネル画面の画像509を出力する。この場合、ノンイン
タレースもしくはインタレースの2つの走査線のタイプ
が選べる。走査線もNTSCの場合525本と二重描画
による1050本が得られる。また、デジタル送信機5
1からの4PSKの一般のデジタルTV放送を受信した
場合は、第1受信機23と第1画像デコーダ421によ
りTV画像を復調、再生できる。次に図32の第2画像
デコーダーのブロック図を用いて第2画像デコーダーを
説明する。まず第2受信機33からのD1信号は第1入
力部521より入力し、第1伸長部522で伸長され、
オーバーサンプリング部523により2倍のサンプリン
グレートになり垂直ローパスィルタ524により、HL
L信号が再生される。D2信号は第2入力部530より
入力し、分離回路531により3つの信号に分離され、
第2伸長部532と第3伸長部533と、第3伸長部5
34により各々伸長及び、デスクランブルされ、オーバ
ーサンプリング部535、536、537により2倍の
サンプリングレートとなり、垂直ハイパスフィルター5
38、垂直ローパスフィルタ539、垂直ハイパスフィ
ルタ540により送られる。HLL信号とHLH信号は
加算器525で加算され、オーバーサンプリング部54
1と水平ローパスフィルター542により水平低域映像
信号となり、加算器543に送られる。HHL信号とH
HH1信号は加算器526により加算され、オーバーサ
ンプリング部544と水平ハイパスフィルター545に
より水平高域映像信号になり加算器543によりHDT
V等の高解像度映像信号HD信号となり出力部546か
らHDTV等の画像出力547が出力される。場合によ
りNTSC信号も出力される。
Next, the first image decoder 4 will be described with reference to FIG.
21 will be described. The first image decoder 421 receives the output from the first receiver 23 and the first data sequence, that is, D 1, at the input unit 5.
The decompression unit 503 after solving scrambled by de-scrambler 502 and input to 01, the aforementioned H L V L signal to change the screen ratio by screen ratio changing circuit 504 and an output section 505 after extension NTSC signal of the image 506, NT
An image 507 of a stripe screen, an image 508 of a full screen of a wide TV, or an image 509 of a side panel screen of a wide TV are output by the SC signal. In this case, two types of scanning lines, non-interlaced or interlaced, can be selected. In the case of NTSC, 525 scanning lines and 1,050 scanning lines by double writing are obtained. In addition, the digital transmitter 5
When a general digital TV broadcast of 4PSK from 1 is received, a TV image can be demodulated and reproduced by the first receiver 23 and the first image decoder 421. Next, the second image decoder will be described with reference to the block diagram of the second image decoder in FIG. First, the D 1 signal from the second receiver 33 is input from the first input unit 521 and is expanded by the first expansion unit 522.
The sampling rate is doubled by the oversampling unit 523, and H L is set by the vertical low-pass filter 524.
The VL signal is reproduced. The D 2 signal is input from the second input unit 530 and separated into three signals by the separation circuit 531.
The second extension part 532, the third extension part 533, and the third extension part 5
34, are respectively decompressed and descrambled by the oversampling units 535, 536, and 537 to have a double sampling rate.
38, a vertical low-pass filter 539, and a vertical high-pass filter 540. The HL VL signal and the HL V H signal are added by the adder 525, and the
1 and a horizontal low-pass video signal by the horizontal low-pass filter 542, which are sent to the adder 543. H H VL signal and H
H V H 1 signals are summed by an adder 526, HDT by the adder 543 becomes a horizontal high frequency video signal by over-sampling unit 544 and the horizontal high-pass filter 545
The output unit 546 outputs a high-resolution video signal HD signal such as V, and outputs an image output 547 such as HDTV. In some cases, an NTSC signal is also output.

【0142】図33は第3画像デコーダーのブロック図
でD1信号は第1入力部521からD2信号は第2入力部
530から入力し高域画像デコーダー527により前述
の手順でHD信号が再生される。D3信号は第3入力部
551より入力し超高域部画像デコーダー552により
伸長、デスクランブル、および合成されHHH2信号が
再生される。この信号はHD信号と合成器553で合成
され超高解像度TV信号、S−HD信号となり出力部5
54より超高解像度映像信号555が出力される。
[0142] Figure 33 is D 1 signal is a block diagram of a third image decoder D 2 signal from the first input section 521 HD signal reproduced in the previous step by high-frequency image decoder 527 inputted from the second input unit 530 Is done. D 3 signal is extended, descrambling, and the synthesized H H V H 2 signal is reproduced by the third input from the input unit 551 ultrahigh frequency band image decoder 552. This signal is combined with the HD signal by the combiner 553 to become an ultra-high resolution TV signal and an S-HD signal, and the output unit 5
An ultra-high resolution video signal 555 is output from 54.

【0143】次に図29の説明で触れた多重器401の
具体的な多重化方法について述べる。図34はデータ配
列図であり、第1データ列D1と第2データ列D2と第3
データ列D3に6つのNTSCチャンネルL1、L2、
L3、L4、L5、L6と6つのHDTVチャンネルM
1〜M6と6つのS−HDTVチャンネルH1〜H6を
Tの期間中に、時間軸上にどう配置するかを描いたもの
である。図34はまずTの期間にD1信号にL1からL
6をTDM方式等で時間多重により配置するものであ
る。D1のドメイン601に第1チャンネルのHLL
号を送る。次にD2信号のドメイン602には第1チャ
ンネルに相当する時間領域に第1チャンネルのHDTV
とNTSCとの差分情報M1つまり、前述のHLH信号
とHHL信号とHHH1信号を送る。またD3信号のド
メイン603には第1チャンネルのスーパーHDTV差
分情報H1、すなわち図30で説明したHHH−2H1
を送る。
Next, a specific multiplexing method of the multiplexer 401 mentioned in the description of FIG. 29 will be described. Figure 34 is a data sequence diagram, the first data stream D 1 and the second data stream D 2 and the third
Data sequence D 3 into six NTSC channel L1, L2,
L3, L4, L5, L6 and 6 HDTV channels M
The drawing illustrates how the S-HDTV channels H1 to H6 and 1 to M6 are arranged on the time axis during the period T. Figure 34 is first T L from L1 to D 1 signal period
6 are arranged by time multiplexing using the TDM method or the like. In D 1 of the domain 601 sends the H L V L signal of the first channel. Then D is the 2 signal domain 602 HDTV first channel in the time region corresponding to the first channel
A difference information M1 that is the NTSC, sends the above-mentioned H L V H signal and H H V L signal and H H V H 1 signal. The D 3 signal is a domain 603 super HDTV difference data of the first channel H1, i.e. H H V H -2H1 described in FIG. 30
Send.

【0144】ここで第1チャンネルのTV局を選択した
場合を説明する。まず小型アンテナと第1受信機23と
第1画像デコーダ421のシステムをもつ一般の受信者
は図31のNTSCもしくはワイドNTSCのTV信号
が得られる。次に中型アンテナと第2受付信機33と第
2画像エンコーダ422をもつ特定の受信者はチャンネ
ル1を選択した場合第1データ列D1のドメイン601
と第2データ列D2のドメイン602の信号を合成して
チャンネル1のNTSC番組と同じ番組内容のHDTV
信号を得る。
Here, the case where the TV station of the first channel is selected will be described. First, a general receiver having a small antenna, a first receiver 23 and a first image decoder 421 system can obtain the NTSC or wide NTSC TV signal shown in FIG. Next Medium antenna and the second reception signal device 33 and the second image specific recipients with encoder 422 of the first data stream D 1 If you choose channel 1 domain 601
When HDTV in the same program content as the second data stream D 2 domains 602 signal synthesized channel 1 of the NTSC program
Get the signal.

【0145】大型アンテナと多値復調できる第3受信機
43と第3画像デコーダー423をもつ映画館等の一部
の受信者はD1のドメイン601とD2のドメイン602
とD 3のドメイン603の信号を合成し、チャンネル1
のNTSCと同じ番組内容で映画館用の画質の超解像度
HDTV信号を得る。2から3までの他のチャンネルも
同様にして再生される。
A large receiver and a third receiver capable of multilevel demodulation
Part of a cinema or the like having the 43 and the third image decoder 423
Is D1Domain 601 and DTwoDomain 602
And D ThreeOf the domain 603 of channel 1
Super-resolution image quality for movie theaters with the same program content as NTSC
Obtain the HDTV signal. Other channels from two to three
It is reproduced in the same way.

【0146】図35は別のドメインの構成である。まず
NTSCの第1チャンネルはL1に配置されている。こ
のL1はD1信号の第1タイムドメインのドメイン60
1の位置にあり、先頭部にNTSC間のデスクランブル
情報と実施例1で説明した復調情報を含む情報S11が
入っている。次にHDTVの第1チャンネルはL1とM
1に分割されて入っている。M1はHDTVとNTSC
との差分情報であり、D2のドメイン602とドメイン
611の両方に入っている。この場合6MbpsのNT
SC圧縮信号を採用しL1に収容すると、M1の帯域は
2倍の12Mbpsになる。L1とM1とを合わせると
18Mbpsの帯域が第2受信機33と第2画像デコー
ダ423から復調再生可能である。一方、現在提案され
ている圧縮方法を用い約15Mbpsの帯域でHDTV
圧縮信号を実現することができる。従って図35の配置
でチャンネル1でHDTVとNTSCを同時に放送でき
る。この場合チャンネル2ではHDTVの再生はできな
い。S21はHDTVのデスクランブル情報である。ま
た、スーパーHDTV信号はL1とM1とH1に分割し
て放送される。スーパーHDTVの差分情報はD3のド
メイン603,612,613を用い、NTSCを6M
bpsに設定した場合、合計36Mbps送れ、圧縮を
高くすれば映画館用画質の走査線約2000本のスーパ
ーHDTV信号も伝送できる。
FIG. 35 shows the structure of another domain. First, the first channel of NTSC is arranged in L1. Domain of the first time domain of L1 is D 1 signal 60
In the first part, information S11 including the descrambling information between NTSC and the demodulation information described in the first embodiment is contained. Next, the first channel of HDTV is L1 and M
It is divided into ones. M1 is HDTV and NTSC
, And is included in both domain 602 and domain 611 of D 2 . In this case, 6Mbps NT
When the SC compression signal is adopted and accommodated in L1, the bandwidth of M1 is doubled to 12 Mbps. When L1 and M1 are combined, a band of 18 Mbps can be demodulated and reproduced from the second receiver 33 and the second image decoder 423. On the other hand, using a currently proposed compression method, an HDTV
A compressed signal can be realized. Therefore, HDTV and NTSC can be simultaneously broadcast on channel 1 in the arrangement shown in FIG. In this case, HDTV cannot be reproduced on channel 2. S21 is HDTV descrambling information. The super HDTV signal is divided into L1, M1, and H1 and broadcast. The difference information of the super HDTV is using the domain 603,612,613 of D 3, 6M an NTSC
When set to bps, a total of 36 Mbps can be sent, and if the compression is increased, a super HDTV signal of about 2,000 scanning lines of movie theater quality can be transmitted.

【0147】図36の配置図はD3で6つのタイムドメ
インを占有させスーパーHDTV信号を伝送した場合を
示す。NTSC圧縮信号を6Mbpsに設定した場合9
倍の54Mbpsが伝送できる。このためより高画質の
スーパーHDTVを伝送できる。
The arrangement diagram of FIG. 36 shows a case where D 3 occupies six time domains and transmits a super HDTV signal. When NTSC compressed signal is set to 6Mbps 9
The transmission rate of 54 Mbps can be doubled. Therefore, super HDTV with higher image quality can be transmitted.

【0148】以上は、送信信号の電波の水平もしくは垂
直の偏波面の片方を利用する場合である。ここで水平と
垂直の2つの偏波面を使うことにより、周波数利用効率
は2倍となる。以下に説明をする。
The above is the case where one of the horizontal and vertical polarization planes of the radio wave of the transmission signal is used. Here, by using two horizontal and vertical polarization planes, the frequency utilization efficiency is doubled. This will be described below.

【0149】図49は第1データ列の水平偏波信号DV1
と垂直偏波信号DH1及び第2データ列の同じくDV2とD
H2、第3データ列のDV3とDH3の信号配置図を示す。こ
の場合、第1データ列の垂直偏波信号DV1にNTSC等
の低域TV信号が入っており第1データ列の水平偏波信
号DH1に高域TV信号が入っている。従って、垂直偏波
アンテナしかもっていない第1受信機23は、NTSC
等の低域信号を再生できる。一方、垂直、水平の両方向
の偏波アンテナをもつ第1受信機23は、例えば、L1
とM1信号を合成しHDTV信号を得ることができる。
つまり、第1受信機23を用いた場合、アンテナの能力
により、一方ではNTSCが、他方ではNTSCとHD
TVが再生できるため2方式が両立するという大きな効
果がある。
[0149] Figure 49 is a horizontal polarization signal D V1 of the first data stream
And D V2 and D 2 of the vertical polarization signal D H1 and the second data string.
H2, shows a signal arrangement diagram of D V3 and D H3 of the third data string. In this case, the vertical polarization signal DV1 of the first data stream contains a low-frequency TV signal such as NTSC, and the horizontal polarization signal DH1 of the first data stream contains a high-frequency TV signal. Therefore, the first receiver 23 having only the vertically polarized antenna has the NTSC
Etc. can be reproduced. On the other hand, the first receiver 23 having both vertical and horizontal polarization antennas is, for example, L 1
It is possible to obtain the combined HDTV signal M 1 signal.
That is, when the first receiver 23 is used, NTSC on one side and NTSC and HD on the other side depend on the capability of the antenna.
Since the TV can be reproduced, there is a great effect that the two systems are compatible.

【0150】図50はTDMA方式にした場合で、各デ
ータバースト721の先頭部に同期部731とカード部
741が設けられている。又、フレームの先頭部には同
期情報部720が設けられている。この場合は、各タイ
ムスロット群が、各々1つのチャンネルが割りあてられ
ている。例えば、第1タイムスロット750で第1チャ
ンネルの全く同じ番組のNTSC、HDTV、スーパー
HDTVを送ることができる。各々のタイムスロット7
50〜750eが完全に独立している。従って特定の放
送局が特定のタイムスロットを用いてTDMA方式で放
送する場合、他局と独立してNTSC、HDTV、スー
パーHDTVの放送ができるという効果がある。又、受
信側も水平偏波アンテナで第1受信機23をもつ構成の
場合NTSCTV信号を両偏波アンテナなら、HDTV
を再生できる。第2受信機33にすると低解像度のスー
パーHDTVを再生できる。第3受信機43にするとス
ーパーHDTV信号を完全に再生できる。以上のように
両立性のある放送システムを構築出来る。この場合、図
50のような配置で、バースト状のTDMA方式でな
く、図49のような連続信号の時間多重も可能である。
また図51に示すような信号配置にすればより高解度の
HDTV信号を再生できる。
FIG. 50 shows a case in which the TDMA system is used. A synchronization section 731 and a card section 741 are provided at the head of each data burst 721. Further, a synchronization information section 720 is provided at the head of the frame. In this case, each time slot group is assigned one channel. For example, in the first time slot 750, NTSC, HDTV, and super HDTV of the same program on the first channel can be transmitted. Each time slot 7
50-750e are completely independent. Therefore, when a specific broadcasting station broadcasts in a TDMA system using a specific time slot, there is an effect that NTSC, HDTV, and super HDTV can be broadcast independently of other stations. If the receiving side is also a horizontally polarized antenna and has a first receiver 23, the NTSCTV signal can be converted to an HDTV by using a dual polarized antenna.
Can be played. The second receiver 33 can reproduce a low-resolution super HDTV. With the third receiver 43, the super HDTV signal can be completely reproduced. As described above, a compatible broadcasting system can be constructed. In this case, with the arrangement as shown in FIG. 50, it is possible to perform time multiplexing of continuous signals as shown in FIG. 49 instead of the burst-like TDMA method.
With the signal arrangement shown in FIG. 51, a higher resolution HDTV signal can be reproduced.

【0151】以上述べたように実施例3により超高解像
度型HDTV、HDTVとNTSC−TVの3つの信号
の両立性のあるデジタルTV放送が可能になるという顕
著な効果がある。とくに映画館等に伝送した場合、映像
を電子化することができるという新たな効果がある。
As described above, according to the third embodiment, there is a remarkable effect that an ultra-high resolution type HDTV, and digital TV broadcasting compatible with three signals of HDTV and NTSC-TV can be realized. Particularly when transmitted to a movie theater or the like, there is a new effect that a video can be digitized.

【0152】ここで、本発明による変形QAMをSRQ
AMと呼び、具体的なエラーレートについて述べる。
Here, the modified QAM according to the present invention is called SRQ
Called AM, a specific error rate will be described.

【0153】まず、16SRQAMのエラーレートを計
算する。図99は16SRQAMの信号点のベクトル図
である。第1象限において、16QAMの場合、信号点
83a、83b、84a、85、83a等の各16ヶの
信号点の間隔は等間隔であり、全て2δである。
First, the error rate of 16 SRQAM is calculated. FIG. 99 is a vector diagram of signal points of 16 SRQAM. In the first quadrant, in the case of 16QAM, the intervals between the 16 signal points such as the signal points 83a, 83b, 84a, 85, and 83a are equally spaced, and all are 2δ.

【0154】16QAMの信号点83aは座標軸のI
軸、Q軸よりδの距離にある。ここで16SRQAMに
する場合、nをシフト値と定義すると、信号点83aは
シフトして、座標軸からの距離をnδの位置の信号点8
3へ移動させる。この場合nは0<n<3である。また
他の信号点84a、86aもシフトして信号点84、8
6の位置に移動する。第1データ列の誤り率をPe1と
すると
The signal point 83a of 16QAM corresponds to the coordinate axis I.
The axis is at a distance of δ from the Q axis. Here, in the case of 16 SRQAM, if n is defined as a shift value, the signal point 83a shifts and the distance from the coordinate axis is changed to the signal point 8 at the position of nδ.
Move to 3. In this case, n is 0 <n <3. The other signal points 84a, 86a are also shifted to signal points 84, 8
Move to position 6. If the error rate of the first data string is Pe1,

【0155】[0155]

【数1】 (Equation 1)

【0156】第2データ列の誤り率をPe2とするとWhen the error rate of the second data string is Pe2

【0157】[0157]

【数2】 (Equation 2)

【0158】となる。Is obtained.

【0159】次に36SRQAMもしくは32SRQA
Mのエラーレートを計算する。図100は36SRQA
Mの信号ベクトル図である。第1象限において36QA
Mの信号点間距離は2δであると定義する。
Next, 36 SRQAM or 32 SRQA
Calculate the error rate of M. Figure 100 shows 36 SRQA
It is a signal vector diagram of M. 36 QA in quadrant 1
The distance between signal points of M is defined as 2δ.

【0160】36QAMの信号点83aは座標軸よりδ
の距離にある。この信号点83aは36SRQAMにな
ると信号点83の位置にシフトし、座標軸よりnδの距
離となる。各々の信号点はシフトして信号点83、8
4、85、86、97、98、99、100、101と
なる。9ヶの信号点からなる信号点群90を一つの信号
点とみなして、変形4PSK受信機で受信し、第1デー
タ列D1のみ再生した場合の誤り率をPe1とし、信号
点群90の中の9個の信号点を各々弁別し、第2データ
列D2を再生した場合の誤り率をPe2とすると
The signal point 83a of 36QAM is δ from the coordinate axis.
At a distance. When the signal point 83a reaches 36 SRQAM, it shifts to the position of the signal point 83 and has a distance of nδ from the coordinate axis. Each signal point is shifted to signal points 83, 8
4, 85, 86, 97, 98, 99, 100, 101. A signal point group 90 consisting of nine signal points is regarded as a single signal point, deformation received in 4PSK receiver, the error rate in the case of reproducing only the first data stream D 1 and Pe1, the signal point group 90 each discriminating the nine signal points in, when the error rate in the case of reproducing the second data stream D 2 and Pe2

【0161】[0161]

【数3】 (Equation 3)

【0162】となる。Is obtained.

【0163】この場合、図101のC/N〜エラーレー
ト図はエラーレートPeと伝送系のC/Nとの関係を計
算した一例を示す。曲線900は比較のため従来方式の
32QAMのエラーレートを示す。直線905はエラー
レートが10の−1.5乗の直線を示す。本発明のSR
QAMのシフト量nを1.5とした場合の第1階層D 1
のエラーレートは曲線901aとなり、エラーレートが
10-1.5において曲線900の32QAMに対してC/
N値が5dB下がってもD1は同等のエラーレートで再
生できるという効果がある。
In this case, C / N to error rate in FIG.
The figure shows the relationship between the error rate Pe and the C / N of the transmission system.
An example of the calculation is shown. Curve 900 shows the conventional method for comparison.
It shows the error rate of 32QAM. Line 905 is an error
The rate shows a straight line of 10 to the power of -1.5. SR of the present invention
First layer D when QAM shift amount n is 1.5 1
Becomes the curve 901a, and the error rate becomes
10-1.5C / for 32QAM of curve 900 at
Even if N value drops by 5 dB, D1Will be re-
There is an effect that you can live.

【0164】次にn=1.5の場合の第2階層D2のエ
ラーレートは曲線902aで示される。エラーレートが
10-1.5において、曲線900に示す32QAMに比べ
てC/Nを2.5dB上げないと同等のエラーレートで
再生できない。曲線901b、曲線902bはn=2.
0の場合のD1、D2を示す。曲線902CはD2を示
す。これをまとめると、エラーレートが10の−1.5
乗の値において22n=1.5、2.0、2.5の時、
32QAMに比べて各々D1は5、8、10dB改善さ
れ、D2は2.5dB劣化する。
[0164] Then n = 1.5 second error rate of the hierarchy D 2 in the case of the shown by the curve 902a. When the error rate is 10 −1.5 , reproduction cannot be performed at the same error rate unless the C / N is increased by 2.5 dB as compared with 32QAM indicated by the curve 900. Curves 901b and 902b have n = 2.
D 1 and D 2 in the case of 0 are shown. Curve 902C shows a D 2. To summarize, the error rate is 10 -1.5.
When 22n = 1.5, 2.0, 2.5 in the value of the power,
Compared to 32QAM, D 1 is improved by 5, 8, and 10 dB, and D 2 is deteriorated by 2.5 dB.

【0165】32SRQAMの場合にシフト量nを変化
させた場合に所定のエラーレートを得るのに必要な第1
データ列D1と第2データ列D2のC/N値を図103の
シフト量nとC/Nの関係図で示す。図103をみると
明らかなように、nが0.8以上であれば、階層伝送つ
まり第1データ列D1と第2データ列D2の伝送に必要な
C/N値の差が生まれ、本発明の効果が生じることがわ
かる。従って、32SRQAMの場合n>0.85の条
件下で効果がある。16SRQAMの場合のエラーレー
トは図102のC/Nとエラーレートの関係図のように
なる。
In the case of 32 SRQAM, when the shift amount n is changed, the first error necessary to obtain a predetermined error rate is obtained.
The C / N values of the data sequence D 1 and the second data sequence D 2 are shown in the relationship diagram between the shift amount n and C / N in FIG. As is clear from FIG. 103, if n is 0.8 or more, a difference in C / N value required for hierarchical transmission, that is, transmission of the first data sequence D 1 and the second data sequence D 2 is generated, It can be seen that the effect of the present invention occurs. Therefore, in the case of 32 SRQAM, it is effective under the condition of n> 0.85. The error rate in the case of 16 SRQAM is as shown in the relationship between C / N and error rate in FIG.

【0166】図102において曲線900は16QAM
のエラーレートを示す。曲線901a、901b、90
1cは各々第1データ列D1のn=1.2、1.5、
1.8の場合のエラーレートを示す。曲線902a、9
02b、902cは各々第2データ列D2のn=1.
2、1.5、1.8の場合のエラーレートを示す。
In FIG. 102, a curve 900 corresponds to 16QAM.
This shows the error rate of Curves 901a, 901b, 90
1c each first data stream D 1 of the n = 1.2, 1.5,
This shows the error rate in the case of 1.8. Curves 902a, 9
02b, 902c each of the second data stream D 2 n = 1.
The error rates for 2, 1.5 and 1.8 are shown.

【0167】図104のシフト量nとC/Nの関係図は
16SRQAMの場合にシフト量nを変化させた場合に
特定のエラーレートを得るのに必要な第1データ列D1
と第2データ列D2のC/Nの値を示したものである。
図104から明らかなように16SRQAMの場合n>
0.9であれば本発明の階層伝送が可能となることがわ
かる。以上からn>0.9なら階層伝送が成立する。
The relationship between shift amount n and C / N in FIG. 104 is the first data string D 1 required to obtain a specific error rate when shift amount n is changed in the case of 16 SRQAM.
If it shows a value of the second data stream D 2 of the C / N.
As is clear from FIG. 104, in the case of 16 SRQAM, n>
It can be seen that a value of 0.9 enables the hierarchical transmission according to the present invention. From the above, if n> 0.9, hierarchical transmission is established.

【0168】ここで具体的にデジタルTVの地上放送に
本発明のSRQAMを適用した場合の一例を示す。図1
05は地上放送時の送信アンテナと受信アンテナとの距
離と、信号レベルとの関係図を示す。曲線911は送信
アンテナの高さが1250ftの場合の受信アンテナの
信号レベルを示す。まず、現在検討が進められているデ
ジタルTV放送方式において要求される伝送系の要求エ
ラーレートを10の−1.5乗と仮定する。領域912
はノイズレベルを示し、点910はC/N=15dBに
なる地点で従来方式の32QAM方式の受信限界点を示
す。このL=60mileの地点においてデジタルのH
DTV放送が受信できる。しかし、天候等の受信条件の
悪化によりC/Nが低下すると急激にHDTVの受信が
不能となる問題を持っている。また地形や建築物の影響
により、少なくとも10dB程度の変動が見込まれ、6
0mileの半径内の全ての地点で受信できる訳でな
い。この場合、アナログと違いデジタルの場合完全に映
像が伝送できない。従って従来のデジタルTV放送方式
のサービスエリアは不確実なものであった。
Here, a specific example in which the SRQAM of the present invention is applied to digital TV terrestrial broadcasting will be described. FIG.
05 shows a relational diagram between the distance between the transmitting antenna and the receiving antenna during terrestrial broadcasting and the signal level. Curve 911 shows the signal level of the receiving antenna when the height of the transmitting antenna is 1250 ft. First, it is assumed that the required error rate of the transmission system required in the digital TV broadcasting system under consideration is 10 −1.5. Region 912
Indicates a noise level, and a point 910 indicates a reception limit point of the conventional 32QAM system at a point where C / N = 15 dB. At this point of L = 60 miles, digital H
DTV broadcasting can be received. However, there is a problem that when the C / N is reduced due to deterioration of reception conditions such as weather, HDTV reception cannot be performed rapidly. Also, due to the influence of topography and buildings, fluctuations of at least about 10 dB are expected.
Not all points within a radius of 0 miles can be received. In this case, unlike analog, video cannot be transmitted completely in digital. Therefore, the service area of the conventional digital TV broadcasting system is uncertain.

【0169】一方、本発明の32SRQAMの場合、前
述のように第1階層D1でNTSC等の中解像度TV成
分を送り、第2階層D2でHDTVの高域成分のみを送
ることができる。例えば図105において第1階層のサ
ービスエリアは点910aのように70mile地点ま
で拡大し、第2階層は910bのように、55mile
地点まで後退する。図106の32SRQAMのサービ
スエリア図はこの場合のサービスエリアの面積の違いを
示す。図106は図53をより具体的に説明したもので
ある。図106において領域708、703a、703
b、712は各々従来方式の32QAMのサービスエリ
ア、第1階層D1のサービスエリア、第2層D2のサービ
スエリア、隣接アナログ局のサービスエリアを示す。
[0169] On the other hand, if the 32SRQAM of the present invention, it is possible to send only the high-frequency component of the first hierarchical D 1 sends a resolution TV components in the NTSC or the like, HDTV in the second layer D 2 as described above. For example, in FIG. 105, the service area of the first layer is expanded to a point 70 miles as shown by a point 910a, and the service area of the second layer is 55 miles as shown at 910b.
Retreat to the point. The service area diagram of 32 SRQAM in FIG. 106 shows the difference in the area of the service area in this case. FIG. 106 illustrates FIG. 53 more specifically. In FIG. 106, regions 708, 703a, 703
b, 712 respectively indicate the service area of 32QAM the conventional method, first service area hierarchy D 1, the service area of the second layer D 2, the service area of the neighboring analog stations.

【0170】つまり、従来方式の32QAMでは各目上
60マイルのサービスエリアを、設定できる。しかし、
実際は天候や地形の条件変化により受信限界地近傍にお
いてきわめて受信状態が不安定であった。
That is, in the conventional 32QAM, a service area of approximately 60 miles each can be set. But,
In fact, the reception condition was extremely unstable near the reception limit area due to changes in weather and terrain conditions.

【0171】しかし、本発明の32SRQAMを用い、
第1階層D1でNTSCグレードの中低域TV成分を送
信し、第2階層D2でHDTVの高域TV成分を送信す
ることにより、図106のように高解像度グレードのサ
ービスエリアの半径が5マイル縮小するものの、中低解
像度グレードのサービスエリアの半径が10マイル以上
拡大するという効果が生まれる。
However, using the 32 SRQAM of the present invention,
By transmitting the NTSC grade middle / low range TV component on the first layer D 1 and transmitting the HDTV high band TV component on the second layer D 2 , the radius of the high resolution grade service area is reduced as shown in FIG. Although the distance is reduced by 5 miles, the radius of the service area of the medium and low resolution grade is increased by 10 miles or more.

【0172】このことにより、一番目に従来方式では、
受信条件が悪い地域において存在した受信不能地域にお
いても本発明のSRQAM方式を適用することにより、
少なくとも設定したサービスエリア内においては殆どの
受信機で中低解像度グレードでTV放送を受信できるよ
うな送信が可能となる。従ってビルかげや低地の受信不
能領域と隣接アナログ局からの妨害を受ける地域におい
て受信不能地域が大巾に減少し、これに伴い受信者数が
増加する。
As a result, first, in the conventional method,
By applying the SRQAM method of the present invention even in an unreceivable area existing in an area where reception conditions are poor,
At least within the set service area, most of the receivers will be able to transmit so as to be able to receive TV broadcasts with a medium to low resolution grade. Therefore, the unreceivable area in the unreceivable area of a building or a lowland and the area affected by an adjacent analog station greatly decreases, and the number of recipients increases accordingly.

【0173】二番目に従来方式では高価なHDTV受信
機と受像機をもつ受信者しか受信できなかったため、サ
ービスエリア内においても一部の受信者しか視聴できな
かった。しかし本発明では従来のNTSCやPALやS
ECAM方式の従来型のTV受像機を持っている受信者
もデジタル受信機のみを増設することにより、デジタル
HDTV放送の番組をNTSCグレードではあるが受信
可能になるという効果がある。このため受信者はより少
ない経済的負担で番組が視聴できる。同時に総受信者数
が増えるためTV送信者側はより多くの視聴者を得られ
るためTV事業としての経営がより安定するという社会
的効果が生まれる。
Second, in the conventional system, only a receiver having an expensive HDTV receiver and a receiver can be received, so that only a part of the receiver can be viewed even in the service area. However, in the present invention, the conventional NTSC, PAL and S
A receiver having a conventional TV receiver of the ECAM system can also receive a digital HDTV broadcast program in NTSC grade by adding only a digital receiver. Thus, the receiver can view the program with less economic burden. At the same time, the total number of recipients increases, so that the TV sender side can obtain more viewers, which brings about a social effect that the management as a TV business is more stable.

【0174】三番目に中低解像度グレードの受信地域の
面積はn=2.5の場合、36%従来方式に比して拡大
する。拡大に応じて受信者が増える。サービスエリアの
拡大と受信者数の増加によりその分TV事業者の事業収
入が増大する。このことによりデジタル放送の事業リス
クが減りデジタルTV放送の普及が早まることが期待で
きる。
Third, the area of the reception area of the middle and low resolution grade is 36% larger than that of the conventional system when n = 2.5. The number of recipients increases with the expansion. Due to the expansion of the service area and the increase in the number of receivers, the business revenue of the TV operator increases accordingly. This is expected to reduce the business risk of digital broadcasting and accelerate the spread of digital TV broadcasting.

【0175】さて、図107の32SRQAMのサービ
スエリア図にみるように、n=1.8の場合も同様の効
果が得られる。シフト値nを変更することにより、各々
の放送局がHDTV受像機とNTSCTV受像機の分布
状況等の地域特有の条件や事情に応じてnを変更し、S
RQAMのD1とD2のサービスエリア703aと703
bを最適な条件に設定することにより、受信者は最大の
満足を放送局は最大の受信者数を得ることができる。
As shown in the service area diagram of 32 SRQAM in FIG. 107, the same effect can be obtained when n = 1.8. By changing the shift value n, each broadcasting station changes n in accordance with local conditions and circumstances such as the distribution status of the HDTV receiver and the NTSCTV receiver, and S
D of RQAM 1 and D 2 of the service area 703a and 703
By setting b to the optimum condition, the receiver can obtain the maximum satisfaction and the broadcasting station can obtain the maximum number of receivers.

【0176】この場合 n>1.0 の時、以上のような効果が得られる。従って、32SR
QAMの場合nは 1<n<5 となる。同様にして16SRQAMの場合nは 1<n<3 となる。
In this case, when n> 1.0, the above effects can be obtained. Therefore, 32SR
In the case of QAM, n is 1 <n <5. Similarly, in the case of 16 SRQAM, n becomes 1 <n <3.

【0177】この場合図99、図100のようにシフト
させて第1と第2階層を得るSRQAM方式において、
16SRQAM、32SRQAM、64SRQAMにお
いてnが1.0以上であれば、地上放送において本発明
の効果が得られる。実施例では映像信号を伝送した場合
を説明したが音声信号を高域部もしくは高分解能部と低
域部もしくは低分解能部にわけ、それぞれ第2データ
列、第1データ列として本発明の伝送方式を用いて伝送
すると、同様の効果が得られる。PCM放送、ラジオ、
携帯電話に用いるとサービスエリアが広がるという効果
がある。
In this case, in the SRQAM system in which the first and second layers are shifted as shown in FIGS. 99 and 100,
If n is 1.0 or more in 16 SRQAM, 32 SRQAM, and 64 SRQAM, the effect of the present invention can be obtained in terrestrial broadcasting. In the embodiment, the case where the video signal is transmitted has been described. However, the audio signal is divided into a high-frequency part or a high-resolution part and a low-frequency part or a low-resolution part, and the transmission method of the present invention is used as a second data string and a first data string, respectively. The same effect can be obtained by transmitting using. PCM broadcasting, radio,
The use of a mobile phone has the effect of expanding the service area.

【0178】また、実施例では時間分割多重(TDM)
方式と組み合わせてTDMによるサブチャンネルを設
け、その各サブチャンネルのエラー訂正のコードゲイン
を差別化することにより、各サブチャンネルの閾値に差
をつけることができた。SRQAMは“C−CDM”と
よばれる本発明の信号点符号分割多重方式(Constellat
ion-Code Division Multiplex)をrectangle-QAMに応用
したものである。C−CDMはTDMやFDMと独立し
た多重化方式である。コードに対応した信号点コードを
分割することにより、サブチャンネルを得る方式であ
る。この信号点の数を増やすことによりTDMやFDM
にはない伝送容量の拡張性が得られる。このことは従来
機器とほぼ完全な互換性を保ちながら実現する。このよ
うな優れた効果をもつ多重化技術である。
In the embodiment, time division multiplexing (TDM)
By providing TDM sub-channels in combination with the system and differentiating the error correction code gain of each sub-channel, the threshold of each sub-channel could be differentiated. SRQAM is a signal point code division multiplexing method (Constellat) of the present invention called “C-CDM”.
ion-Code Division Multiplex) applied to rectangle-QAM. C-CDM is a multiplexing method independent of TDM and FDM. This is a method of obtaining a sub-channel by dividing a signal point code corresponding to a code. By increasing the number of signal points, TDM or FDM
The transmission capacity expandability that cannot be obtained is obtained. This is achieved while maintaining almost complete compatibility with conventional equipment. A multiplexing technique having such excellent effects.

【0179】さて、C−CDMとTDMを組み合わせた
実施例を用いたが周波数分割多重方式(FDM)と組み
合わせても、同様の閾値の緩和効果が生まれる。例え
ば、TV放送に用いた場合、図108のTV信号の周波
数分布図に示すようになる。従来のアナログ放送例えば
NTSC方式の信号はスペクトラム725のような周波
数分布をしている。一番大きな信号は映像のキャリア7
22である。カラーのキャリア723や音声のキャリア
724はそれほど大きくない。お互いの干渉を避けるた
めにはデジタル放送の信号をFDMにより2つの周波数
に分ける方法が考えられる。この場合、図に示すように
映像のキャリア722を避けるように第1キャリア72
6と第2キャリア727に分割し各々第1信号720と
第2信号721を送ることにより干渉は軽減できる。第
1信号720により低解像度TV信号を大きな出力で送
信し、第2信号721により高解像度信号を小さな出力
で送信することにより、妨害を避けながらFDMによる
階層型放送が実現する。
Although the embodiment in which the C-CDM and the TDM are combined is used, the same effect of reducing the threshold can be obtained by combining the embodiment with the frequency division multiplexing (FDM). For example, when used for TV broadcasting, the frequency distribution of a TV signal shown in FIG. 108 is obtained. Conventional analog broadcasting, for example, a signal of the NTSC system has a frequency distribution like a spectrum 725. The biggest signal is video carrier 7
22. The color carrier 723 and the audio carrier 724 are not so large. In order to avoid mutual interference, a method of dividing a digital broadcast signal into two frequencies by FDM is considered. In this case, as shown in FIG.
6 and the second carrier 727, and transmitting the first signal 720 and the second signal 721, respectively, can reduce interference. By transmitting a low-resolution TV signal with a large output using the first signal 720 and transmitting a high-resolution signal with a small output using the second signal 721, hierarchical broadcasting by FDM is realized while avoiding interference.

【0180】この時、まず第1信号720にC−CDM
により得られる32SRQAMを用いてサブチャンネル
を追加する。次にこの閾値の低いサブチャンネルにさら
に低解像度の成分をのせる。一方のサブチャンネルに普
通解像度の成分を伝送することにより、さらに階層の数
が増え、低解像度のサービスエリアが拡がるという効果
が生まれる。この閾値の低いサブチャンネルに音声情報
又は同期情報、各データのヘッダー等の重要な情報を入
れることにより、この重要な情報は確実に受信できるた
め安定した受信が可能となる。第2信号721に、同様
の手法を用いると、サービスエリアの階層が増える。H
DTVの走査線が1050本の場合、525本に加え
て、C−CDMにより775本のサービスエリアが加わ
る。
At this time, first, the C-CDM is applied to the first signal 720.
A subchannel is added using 32 SRQAM obtained by. Next, a lower resolution component is added to the sub-channel having the lower threshold value. By transmitting the normal resolution component to one of the sub-channels, the number of hierarchies is further increased, and the effect of expanding the low-resolution service area is produced. By putting important information such as audio information or synchronization information and a header of each data in the sub-channel having a low threshold value, the important information can be reliably received, so that stable reception is possible. When a similar technique is used for the second signal 721, the number of service area layers increases. H
If the DTV has 1050 scanning lines, 775 service areas are added by C-CDM in addition to 525 scanning lines.

【0181】このようにして、FDMとC−CDMを組
み合わせるとサービスエリアが拡大するという効果が生
まれる。この場合FDMにより2つのサブチャンネルを
設けたが3つの周波数に分割し、3つのサブチャンネル
を設けてもよい。
As described above, when the FDM and the C-CDM are combined, an effect that the service area is expanded is produced. In this case, two sub-channels are provided by FDM, but the frequency may be divided into three and three sub-channels may be provided.

【0182】次にTDMとC−CDMを組み合わせて妨
害を避ける方法を述べる。図109に示すようにアナロ
グTV信号には水平帰線部732と映像信号部731が
ある。水平帰線部732の信号レベルが低いことと、こ
の期間中は妨害を受けても画面に出力されないことを利
用する。デジタルTV信号の同期をアナログTV信号と
合わせ、水平帰線部732の期間の水平帰線同期スロッ
ト733、733aに重要なデータ、例えば同期信号等
を送るか高い出力で多くのデータを送ることができる。
このことにより、妨害を増やさないでデータ量を増やし
たり出力を上げられるという効果がある。なお垂直帰線
部735、735aの期間に同期させて垂直帰線同期ス
ロット737、737aを設けても同様の効果が得られ
る。
Next, a method of avoiding interference by combining TDM and C-CDM will be described. As shown in FIG. 109, the analog TV signal includes a horizontal retrace unit 732 and a video signal unit 731. The fact that the signal level of the horizontal retrace unit 732 is low and that the signal is not output to the screen during this period even if disturbed is used. By synchronizing the digital TV signal with the analog TV signal, it is possible to send important data, for example, a synchronization signal or the like, or send a lot of data at a high output to the horizontal retrace synchronization slots 733 and 733a during the horizontal retrace unit 732. it can.
This has the effect that the data amount can be increased and the output can be increased without increasing interference. Similar effects can be obtained by providing the vertical retrace synchronization slots 737 and 737a in synchronization with the periods of the vertical retrace units 735 and 735a.

【0183】図110はC−CDMの原理図である。
叉、図111は16QAMの拡張版のC−CDMのコー
ド割り当て図を示し、図112は32QAM拡張版のコ
ード割り当て図を示す。図110、111に示すように
256QAMは第1、2、3、4層740a、740
b、740c、740dの4つの層に分けられ、各々
4、16、64、256ケのセグメントを持つ。第4層
740dの256QAMの信号点コードワード742d
は8bitの“11111111”である。これを2b
itずつ4つのコードワード741a、741b、74
1c、741dに分割し、各第1、2、3、4層740
a、740b、740c、740dの信号点領域742
a、742b、742c、742dに各々“11”、
“11”“11”、“11”を割り当てる。かくして、
2bitずつのサブチャンネルすなわち、サブチャンネ
ル1、サブチャンネル2、サブチャンネル3、サブチャ
ンネル4ができる。これを信号点符号分割多重方式とい
う。図111は16QAMの拡張版の具体的な符号配置
を示し、図112は36QAMの拡張版を示す。C−C
DM多重化方式は独立したものである。従って従来の周
波数分割多重方式(FDM)や時間分割多重方式(TD
M)と組み合わせることにより、更にサブチャンネルが
増やせるという効果がある。こうしてC−CDM方式に
より新しい多重化方式を実現できる。Rectangle-QAMを
用いてC−CDMを説明したが、信号点をもつ他の変調
方式例えば他の形のQAMやPSK、ASK、そして周
波数領域を信号点とみなし、FSKも同様に多重化でき
る。
FIG. 110 is a diagram showing the principle of C-CDM.
FIG. 111 shows a code allocation diagram of the 16-QAM extended version C-CDM, and FIG. 112 shows a code allocation diagram of the 32-QAM extended version. As shown in FIGS. 110 and 111, 256QAM is the first, second, third and fourth layers 740a and 740.
b, 740c, and 740d, each having 4, 16, 64, and 256 segments. 256QAM signal point codeword 742d of fourth layer 740d
Is 8-bit "11111111". This is 2b
four codewords 741a, 741b, 74
1c, 741d, and the first, second, third, and fourth layers 740
a, 740b, 740c, 740d signal point area 742
a, 742b, 742c, 742d each have "11",
“11”, “11”, and “11” are assigned. Thus,
There are sub-channels of 2 bits each, that is, sub-channel 1, sub-channel 2, sub-channel 3, and sub-channel 4. This is called signal point code division multiplexing. FIG. 111 shows a specific code arrangement of an extended version of 16QAM, and FIG. 112 shows an extended version of 36QAM. CC
The DM multiplexing scheme is independent. Therefore, conventional frequency division multiplexing (FDM) and time division multiplexing (TD)
By combining with M), there is an effect that the number of sub-channels can be further increased. Thus, a new multiplexing system can be realized by the C-CDM system. Although C-CDM has been described using Rectangle-QAM, other modulation schemes having signal points, for example, other forms of QAM, PSK, ASK, and the frequency domain can be regarded as signal points, and FSK can be multiplexed similarly.

【0184】(実施例4)以下本発明の第4の一実施例
について図面を参照しながら説明する。
(Embodiment 4) A fourth embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【0185】図37は実施例4の全体のシステム図であ
る。実施例4は実施例3で説明した伝送装置を地上放送
に用いたもので、ほぼ同じ構成、動作である。実施例3
で説明した図29との違いは、送信用のアンテナ6aが
地上伝送用アンテナになっている点と各受信機の各々の
アンテナ21a,31a,41aが地上伝送用アンテナ
になっている点のみである。その他の動作はまったく同
じであるため重復する説明を省略する。衛星放送と違
い、地上放送の場合は送信アンテナ6aと受信機との距
離が重要となる。遠距離にある受信機は到達電波が弱く
なり、従来の送信機で単に多値QAM変調した信号では
全く復調できず番組を視聴することはできない。
FIG. 37 is an overall system diagram of the fourth embodiment. The fourth embodiment uses the transmission device described in the third embodiment for terrestrial broadcasting, and has almost the same configuration and operation. Example 3
29 described only in that the transmitting antenna 6a is a terrestrial transmission antenna and that each antenna 21a, 31a, 41a of each receiver is a terrestrial transmission antenna. is there. The other operations are exactly the same, and a repeated explanation will be omitted. Unlike terrestrial broadcasting, the distance between the transmitting antenna 6a and the receiver is important in terrestrial broadcasting. A distant receiver has a weaker arrival radio wave, and cannot simply demodulate a signal simply multi-level QAM-modulated by a conventional transmitter and cannot watch a program.

【0186】しかし本発明の伝送装置を用いた場合、図
37のように遠距離にアンテナ22aがある第1受信機
23は変形64QMA変調信号もしくは変形16QAM
変調信号を受信して4PSKモードで復調し第1データ
列のD1信号を再生するのでNTSCのTV信号が得ら
れる。従って電波が弱くても中解像度でTV番組を視聴
できる。
However, when the transmission apparatus of the present invention is used, the first receiver 23 having the antenna 22a at a long distance as shown in FIG. 37 transmits the modified 64QMA modulated signal or the modified 16QAM.
The modulated signal is received, demodulated in the 4PSK mode, and the D1 signal of the first data string is reproduced, so that an NTSC TV signal can be obtained. Therefore, even if the radio wave is weak, a TV program can be viewed at a medium resolution.

【0187】次に中距離にアンテナ32aがある第2受
信機33では到達電波が充分強いため変形16または6
4QAM信号から第2データ列と第1データ列を復調で
きHDTV信号が得られる。従って同じTV番組をHD
TVで視聴できる。
Next, in the second receiver 33 having the antenna 32a at the middle distance, the arriving radio wave is sufficiently strong, so that the deformation 16 or 6
The second data string and the first data string can be demodulated from the 4QAM signal, and an HDTV signal can be obtained. Therefore, the same TV program is HD
You can watch on TV.

【0188】一方、近距離にあるか超高感度のアンテナ
42aをもつ第3受信機43は電波が変形64QAM信
号の復調に充分な強度であるため第1、2、3、データ
列D1,D2,D3を復調し超高解像度HDTV信号が
得られる。同じTV番組を大型映画と同じ画質のスーパ
ーHDTVで視聴できる。
On the other hand, the third receiver 43, which is located at a short distance or has an antenna 42a of ultra-high sensitivity, has the first, second, and third data strings D1, D2 because the radio waves have sufficient strength to demodulate the modified 64QAM signal. , D3 to obtain an ultra-high resolution HDTV signal. The same TV program can be viewed on a super HDTV with the same image quality as a large movie.

【0189】この場合の周波数の配置方法は図34、図
35、図36の図を用いて時間多重配置を周波数配置に
読み代えることにより説明できる。図34のように1か
ら6チャンネルまで周波数が割りあてられている場合D
1信号にNTSCのL1を第1チャンネルに、D2信号
の第1チャンネルのM1にHDTVの差分情報を、D3
信号の第1チャンネルのH1に超高解像度HDTVの差
分情報を配置することによりNTSCとHDTVと超解
像度HDTVを同一のチャンネルで送信することができ
る。また図35、図36のように他のチャンネルのD2
信号やD3信号を使用することが許可されれば、より高
画質のHDTVや超高解像度HDTVが放送できる。
The method of arranging frequencies in this case can be explained by replacing the time multiplexing arrangement with the frequency arrangement with reference to FIGS. 34, 35 and 36. When frequencies are assigned to channels 1 to 6 as shown in FIG.
In one signal, L1 of NTSC is used as a first channel, difference information of HDTV is used in M1 of the first channel of signal D2, and D3 is used as a signal of D3.
By locating the difference information of the ultra-high resolution HDTV in H1 of the first channel of the signal, it is possible to transmit NTSC, HDTV and super-resolution HDTV on the same channel. Also, as shown in FIG. 35 and FIG.
If the use of the signal or the D3 signal is permitted, higher-quality HDTV and ultra-high-resolution HDTV can be broadcast.

【0190】以上のように互いに両立性のある3つのデ
ジタルTV地上放送を1つのチャンネルもしくは他のチ
ャンネルのD2,D3信号領域を使用して放送できると
いう効果がある。本発明の場合、同じチャンネルで同じ
内容のTV番組を中解像度であれば、より広範囲の地域
で受信できるという効果がある。
As described above, there is an effect that three digital TV terrestrial broadcasts compatible with each other can be broadcast using the D2 and D3 signal areas of one channel or another channel. In the case of the present invention, there is an effect that a TV program of the same content on the same channel can be received in a wider area if the resolution is medium.

【0191】デジタル地上放送として16QAMを用い
た6MHzの帯域のHDTV放送等が提案されている。
しかしこれらの方式はNTSCとの両立性がないため同
じ番組をNTSCの別チャンネルで送信するサイマルキ
ャスト方式の採用が前提となっている。また16QAM
の場合、伝送できるサービスエリアが狭くなることが予
想されている。本発明を地上放送に用いることにより別
にチャンネルを設ける必要がなくなるだけでなく、遠距
離の受信機でも中解像度で番組を視聴できるため放送サ
ービスエリアが広いという効果がある。
As a digital terrestrial broadcast, a 6 MHz band HDTV broadcast using 16QAM has been proposed.
However, since these systems are not compatible with NTSC, it is premised that a simulcast system in which the same program is transmitted by another channel of NTSC is used. Also 16QAM
In the case of, the service area that can be transmitted is expected to be narrow. The use of the present invention for terrestrial broadcasting not only eliminates the need to provide a separate channel, but also has the effect that a broadcast service area is wide because a remote receiver can view a program at a medium resolution.

【0192】図52は従来提案されている方式のHDT
Vのデジタル地上放送時の受信妨害領域図を示すもの
で、従来提案されている方式を用いたHDTVのデジタ
ル放送局701からHDTVの受信できる受信可能領域
702と隣接するアナログ放送局711の受信可能領域
712を示している。両者の重複する重複部713にお
いてはアナログ放送局711の電波妨害により、少なく
ともHDTVを安定して受信することができなくなる。
FIG. 52 shows a conventional proposed HDT.
FIG. 5 is a diagram showing a reception interference area diagram for digital terrestrial broadcasting of V. A reception area 702 that can receive HDTV from an HDTV digital broadcasting station 701 using a conventionally proposed method and a reception area of an analog broadcasting station 711 adjacent thereto are shown. An area 712 is shown. At the overlapping portion 713 where both overlap, it is impossible to stably receive at least HDTV due to radio wave interference of the analog broadcasting station 711.

【0193】次に図53は本発明による階層型の放送方
式を用いた場合の受信妨害領域図を示す。本発明は従来
方式と同一の送信電力の場合、電力利用効率が低いた
め、HDTVの高解像度受信可能領域703は上述の従
来方式の受信可能領域702より若干狭くなる。しか
し、従来方式の受信可能領域702より広い範囲のデジ
タルNTSC等の低解像度受信可能領域704が存在す
る。以上の2つの領域から構成される。この場合のデジ
タル放送局701からアナログ放送局711への電波妨
害は図52で示した従来方式と同レベルである。
Next, FIG. 53 is a diagram showing a reception interference area when the hierarchical broadcasting system according to the present invention is used. In the present invention, when the transmission power is the same as that of the conventional system, the high-resolution receivable area 703 of the HDTV is slightly narrower than the receivable area 702 of the above-described conventional method because the power use efficiency is low. However, there is a low-resolution receivable area 704 such as digital NTSC which is wider than the receivable area 702 of the conventional system. It is composed of the above two areas. In this case, the radio wave interference from the digital broadcasting station 701 to the analog broadcasting station 711 is at the same level as the conventional system shown in FIG.

【0194】この場合、本発明ではアナログ放送局71
1からのデジタル放送局701への妨害は3つの領域が
存在する。1つはHDTVもNTSCも受信できない第
1妨害領域705である。第2は妨害を受けるもののN
TSCを妨害前と同様に受信できる第2妨害領域706
で一重斜線で示す。ここではNTSCはC/Nが低くて
も受信可能な第1データ列を使用しているためアナログ
局711の電波妨害によりC/Nが低下しても妨害の影
響範囲は狭い。
In this case, according to the present invention, the analog broadcasting station 71
There are three areas of interference from one to the digital broadcast station 701. One is a first interference area 705 that cannot receive HDTV or NTSC. The second is disturbed but N
Second jamming area 706 that can receive TSC as before jamming
Is indicated by a single oblique line. Here, the NTSC uses the first data string that can be received even if the C / N is low, so that even if the C / N decreases due to radio wave interference of the analog station 711, the influence range of the interference is narrow.

【0195】第3は妨害前はHDTVが受信できていた
が妨害後はNTSCのみ受信できる第3妨害領域707
で2重斜線で示す。
Third, a third interference area 707 in which HDTV could be received before interference but only NTSC could be received after interference.
Is indicated by double oblique lines.

【0196】以上のようにして従来方式より妨害前のH
DTVの受信領域は若干狭くなるが、NTSCを含めた
受信範囲は広くなる。さらにアナログ放送局711から
の妨害により従来方式ではHDTVが妨害により受信で
きなかった領域においてもHDTVと同一の番組をNT
SCで受信可能となる。こうして番組の受信不能領域が
大巾に削減するという効果がある。この場合、放送局の
送信電力を若干増やすことにより、HDTVの受信可能
領域は従来方式と同等になる。さらに従来方式では全く
番組を視聴できなかった遠方地域や、アナログ局との重
複地域において、NTSCTVの品位で番組が受信でき
る。
As described above, H
The receiving area of the DTV is slightly narrower, but the receiving range including the NTSC is wider. Further, even in an area where HDTV could not be received by the conventional system due to the interference from the analog broadcasting station 711, the same program as the HDTV was transmitted to the NT system.
Reception is possible at the SC. Thus, there is an effect that the unreceivable area of the program is greatly reduced. In this case, by slightly increasing the transmission power of the broadcasting station, the receivable area of the HDTV becomes equivalent to the conventional system. Further, in a distant area where the program could not be viewed at all in the conventional method, or in an overlapping area with an analog station, the program can be received with NTSCTV quality.

【0197】また2階層の伝送方式を用いた例を示した
が、図78の時間配置図のように3階層の伝送方式を用
いることもできる。HDTVをHDTV、NTSC、低
解像度NTSCの3つのレベルの画像に分離し、送信す
ることにより、図53の受信可能領域は2層から3層に
広がり最外層は広い領域となるとともに2階層伝送では
全く受信不可能であった第1妨害領域705では低解像
度NTSCTVの品位で番組が受信可能となる。以上は
デジタル放送局がアナログ放送に妨害を与える例を示し
た。
Although an example using a two-layer transmission system has been described, a three-layer transmission system may be used as shown in the time allocation diagram of FIG. By separating HDTV into three levels of images of HDTV, NTSC, and low-resolution NTSC and transmitting them, the receivable area in FIG. 53 expands from two layers to three layers, and the outermost layer becomes a wide area. In the first obstruction area 705, which cannot be received at all, a program can be received with the quality of low-resolution NTSCTV. The above is an example in which a digital broadcasting station interferes with analog broadcasting.

【0198】次にデジタル放送がアナログ放送に妨害を
与えないという規制条件のもとにおける実施例を示す。
現在米国等で検討されている空きチャンネルを利用する
方式は、隣接して同じチャンネルを使用する。このため
後から放送するデジタル放送は既存のアナログ放送に妨
害を与えてはならない。従ってデジタル放送の送信レベ
ルを図53の条件で送信する場合より下げる必要があ
る。この場合、従来方式の16QAMや4ASK変調の
場合、図54の妨害状態図に示すように二重斜線で示し
た受信不能領域713が大きいためHDTVの受信可能
領域708は大巾に小さくなってしまう。サービスエリ
アが狭くなり、その分受信者が減るためスポンサーが減
る。従って従来方式では放送事業が経済的に成立しにく
いことが予想されている。
Next, an embodiment will be described under the condition that digital broadcasting does not interfere with analog broadcasting.
In the system using an empty channel which is currently being studied in the United States and the like, the same channel is used adjacently. For this reason, digital broadcasting that is to be broadcast later must not interfere with existing analog broadcasting. Therefore, it is necessary to lower the transmission level of the digital broadcast as compared with the case where the transmission is performed under the conditions shown in FIG. In this case, in the case of the conventional 16QAM or 4ASK modulation, as shown in the disturbance state diagram of FIG. 54, the non-receivable area 713 indicated by double oblique lines is large, and the receivable area 708 of the HDTV becomes very small. . The service area becomes narrower, and the number of recipients decreases accordingly, so the number of sponsors decreases. Therefore, it is expected that the broadcasting business is hardly economically established in the conventional system.

【0199】次に図55に本発明の放送方式を用いた場
合を示す。HDTVの高解像度受信可能領域703は、
従来方式の受信可能領域708より若干狭くなる。しか
し、従来方式より広い範囲のNTSC等の低解像度受信
可能領域704が得られる。一重斜線で示す部分は、同
一番組をHDTVレベルでは受信できないが、NTSC
レベルで受信できる領域を示す。このうち第1妨害領域
705においてアナログ放送局711からの妨害を受
け、HDTVも、NTSCも両方受信できない。
FIG. 55 shows a case where the broadcast system of the present invention is used. The HDTV high resolution receivable area 703 is
It is slightly smaller than the receivable area 708 of the conventional method. However, a lower resolution receivable area 704 such as NTSC is obtained in a wider range than the conventional method. The part shown by a single diagonal line cannot receive the same program at the HDTV level,
Indicates the area that can be received at the level. Of these, in the first interference area 705, interference from the analog broadcasting station 711 causes reception of neither HDTV nor NTSC.

【0200】以上のように同じ電波強度の場合、本発明
の階層型放送ではHDTV品位の受信可能地域は若干狭
くなる一方で、同一番組をNTSCTVの品位で受信で
きる地域が増える。このため放送局のサービスエリアが
増えるという効果がある。より多くの受信者に番組を提
供できる効果がある。HDTV/NTSCTVの放送事
業を、より経済的に安定して成立させることができる。
将来デジタル放送受信機の比率が増えた段階ではアナロ
グ放送への妨害規則は緩和されるため電波強度を強くす
ることができる。この時点でHDTVのサービスエリア
を大きくすることができる。この場合、第1データ列と
第2データ列の信号点の間隔を調整することにより図5
5で示したデジタルHDTV/NTSCの受信可能地域
とデジタルNTSCの受信可能地域を調整することがで
きる。この場合、前述のように第1データ列に、この間
隔の情報を送信することにより、より安定して受信がで
きる。
As described above, in the case of the same radio field intensity, in the hierarchical broadcasting according to the present invention, the area where HDTV quality can be received is slightly narrowed, while the area where the same program can be received in NTSCTV quality increases. This has the effect of increasing the service area of the broadcasting station. The effect is that the program can be provided to more recipients. The broadcasting business of HDTV / NTSCTV can be established more economically and stably.
When the ratio of digital broadcast receivers increases in the future, the interference rules for analog broadcasting will be relaxed, so that the radio wave intensity can be increased. At this point, the service area of the HDTV can be enlarged. In this case, by adjusting the interval between the signal points of the first data string and the second data string, FIG.
5, the digital HDTV / NTSC receivable area and the digital NTSC receivable area can be adjusted. In this case, by transmitting information of this interval to the first data string as described above, reception can be performed more stably.

【0201】図56は、将来デジタル放送に切り替えた
場合の妨害状況図を示す。この場合、図52と違い隣接
局はデジタル放送を行うデジタル放送局701aとな
る。送信電力を増やすことができるため、HDTV等の
高解像度受信可能領域703はアナログTV放送と同等
の受信可能領域702まで拡大できる。
FIG. 56 is a diagram showing the state of interference when switching to digital broadcasting in the future. In this case, unlike FIG. 52, the adjacent station is a digital broadcasting station 701a that performs digital broadcasting. Since the transmission power can be increased, the high-resolution receivable area 703 such as HDTV can be expanded to a receivable area 702 equivalent to analog TV broadcasting.

【0202】そして両方の受信可能領域の競合領域71
4では互いに妨害を受けるため通常の指向性のアンテナ
では番組をHDTVの品位では再生できないが、受信ア
ンテナの指向性の方向にあるデジタル放送局の番組をN
TSCTVの品位で受信できる。また非常に高い指向性
のアンテナを用いた場合アンテナの指向性方向にある放
送局の番組をHDTVの品位で受信できる。低解像度受
信可能領域704は、アナログTV放送の標準の受信可
能領域702より広くなり、隣接の放送局の低解像度受
信可能領域704aの競合領域715、716ではアン
テナの指向性の方向にある放送局の番組がNTSCTV
の品位で再生できる。
Then, a conflict area 71 between the both receivable areas.
In No. 4, the program cannot be reproduced in the HDTV quality with a normal directional antenna because of mutual interference.
It can be received with the quality of TSCTV. When an antenna with a very high directivity is used, a program of a broadcasting station in the directivity direction of the antenna can be received with HDTV quality. The low-resolution receivable area 704 is wider than the standard receivable area 702 of analog TV broadcasting. Is NTSCTV
You can play with the quality of.

【0203】さて、かなり将来のデジタル放送の本格普
及時期においては規制条件がさらに緩和され、本発明の
階層型放送により広いサービスエリアのHDTV放送が
可能となる。この時点においても、本発明の階層型放送
方式を採用することにより従来方式と同程度の広い範囲
のHDTV受信範囲を確保するとともに従来方式では受
信不可能であった遠方地域や競合地域においてもNTS
CTVの品位で番組が受信できるため、サービスエリア
の欠損部が大巾に減少するという効果がある。
By the way, the regulation conditions will be further relaxed at the time of full-scale spread of digital broadcasting in the future, and the hierarchical broadcasting of the present invention will enable HDTV broadcasting over a wide service area. Even at this time, by adopting the hierarchical broadcasting system of the present invention, the same wide HDTV reception range as that of the conventional system can be ensured, and NTS can be used even in a remote area or a competitive area that cannot be received by the conventional system.
Since the program can be received with the CTV quality, there is an effect that the defective portion of the service area is greatly reduced.

【0204】(実施例5)実施例5は本発明を振幅変調
つまりASK方式に用いた場合の実施例である。図57
は実施例5の4値のASK信号信号点配置図を示し、4
つの信号点721、722、723、724をもつ。4
値の場合2bitのデータを1周期で送ることができ
る。信号点721、722、723、724を例えば0
0、01、10、11に対応させることができる。
(Embodiment 5) Embodiment 5 is an embodiment in which the present invention is applied to amplitude modulation, that is, the ASK method. Fig. 57
Shows a quaternary ASK signal signal constellation diagram of the fifth embodiment.
There are two signal points 721, 722, 723, 724. 4
In the case of a value, 2-bit data can be sent in one cycle. Signal points 721, 722, 723, 724 are set to, for example, 0
0, 01, 10, and 11 can be made to correspond.

【0205】本発明による階層型伝送を行うために、図
58に示すように、信号点721、722を1つのグル
ープつまり第1の信号点群725として扱い、信号点7
23、724を別のグループ、第2の信号点群726と
定義する。そして2つの信号点群の間の間隔を等間隔の
信号点の間隔より広くする。つまり信号点721、72
2の間隔をLとすると信号点723、724の間隔は同
じLで良いが、信号点722と信号点723の間隔Lo
はLより大きく設定する。
In order to perform hierarchical transmission according to the present invention, as shown in FIG. 58, signal points 721 and 722 are treated as one group, that is, a first signal point group 725,
23 and 724 are defined as another group, a second signal point group 726. Then, the interval between the two signal point groups is made wider than the interval between equally spaced signal points. That is, the signal points 721 and 72
The interval of the signal points 723 and 724 when the second distance is L good for the same L, but the interval L o of the signal point 722 and signal points 723
Is set to be larger than L.

【0206】つまり Lo>Lと設定する。これが本
発明の階層型伝送システムの特徴である。ただしシステ
ムの設計によっては条件や設定により一時的もしくは恒
久的にL=Loになっても良い。
That is, L o > L is set. This is a feature of the hierarchical transmission system of the present invention. However it may become temporarily or permanently L = L o by the conditions and settings, depending on the design of the system.

【0207】そして図59(a)のように2つの信号点
群に第1データ列D1の1bitのデータを対応させる
ことができる。例えば第1の信号点群725を0、第2
の信号点群726を1と定義すれば、第1データ列の1
bitの信号が定義できる。次に第2データ列D2の1
bitの信号を各信号群の中の2つの信号点群に対応さ
せる。例えば、図59(b)のように信号点721、7
23をD2=0とし、信号点722、724をD2=1と
すれば第2データ列D2のデータを定義できる。この場
合も2bit/シンボルとなる。
As shown in FIG. 59A, one bit data of the first data string D1 can be made to correspond to two signal point groups. For example, the first signal point group 725 is set to 0, the second
If the signal point group 726 of the first data string is defined as 1,
Bit signals can be defined. Next, 1 of the second data string D 2
A bit signal is made to correspond to two signal point groups in each signal group. For example, as shown in FIG.
If 23 is set to D 2 = 0 and the signal points 722 and 724 are set to D 2 = 1, the data of the second data string D 2 can be defined. Also in this case, it is 2 bits / symbol.

【0208】このように信号点を配置することにより、
ASK方式で本発明の階層型伝送が可能となる。階層型
伝送システムは信号対雑音比つまりC/N値が充分高い
時は従来の等間隔信号点方式と変わりはない。しかし、
C/N値が低い場合、従来方式では全くデーターを再生
できない条件においても本発明を用いることにより第2
データ列D2は再生できなくなるが、第1データ列D1
再生できる。これを説明するとC/Nが悪くなった状態
は図60のように示せる。つまり受信機で再生した信号
点はノイズや伝送歪等により、分散信号点領域721
a、722a、723a、724aの広い範囲にガウス
分布状に分散する。このような場合、信号点721と信
号点722、信号点723と信号点724の区別が難し
くなる。つまり第2データ列D2のエラーレートが非常
に高くなる。しかし図から明らかなように信号点72
1,722のグループと信号点723,724のグルー
プとの区別は容易である。つまり第1の信号点群725
と第2の信号点群726との区別ができる。このため、
第1データ列D1は低いエラーレートで再生できること
になる。
By arranging signal points in this way,
The ASK scheme enables the hierarchical transmission of the present invention. When the signal-to-noise ratio, that is, the C / N value is sufficiently high, the hierarchical transmission system is no different from the conventional equally spaced signal point method. But,
When the C / N value is low, the present invention can be applied to the second method even under the condition that data cannot be reproduced at all by the conventional method.
Data stream D 2 will not be reproduced, but the first data stream D 1 can be reproduced. Explaining this, the state where the C / N ratio has deteriorated can be shown in FIG. That is, the signal points reproduced by the receiver are distributed signal point region 721 due to noise, transmission distortion, and the like.
a, 722a, 723a, and 724a are distributed in a Gaussian distribution over a wide range. In such a case, it is difficult to distinguish between the signal points 721 and 722 and the signal points 723 and 724. That second error rate of the data stream D 2 is very high. However, as is apparent from the figure, the signal point 72
It is easy to distinguish the group of 1,722 from the group of signal points 723,724. That is, the first signal point group 725
And the second signal point group 726 can be distinguished. For this reason,
First data stream D 1 will be playable on a low error rate.

【0209】こうして2つの階層のデータ列D1とD2
送受信できる。従って伝送システムのC/Nの良い状態
及び地域では第1データ列D1と第2列D2の両方がC/
Nの悪い状態及び地域では第1データ列D1のみが再生
される階層型伝送ができるという効果がある。
[0209] Thus the two can send and receive data sequence D 1 and D 2 of the hierarchy. Thus both in good condition and the region of C / N of the transmission system of the first data stream D 1 and the second column D 2 is C /
The bad and regions with N there is an effect that it is multi-level signal transmission in which only the first data stream D 1 can be reproduced.

【0210】図61は送信機741のブロック図で入力
部742は第1データ列入力部743と第2データ列入
力部744から構成される。搬送波発生器64からの搬
送波は入力部742からの信号を処理部745でまとめ
た入力信号により乗算器746において振幅変調され、
さらにフィルタ747により帯域制限されVSB信号等
のASK信号となり出力部748から出力される。
FIG. 61 is a block diagram of a transmitter 741. The input section 742 includes a first data string input section 743 and a second data string input section 744. The carrier from the carrier generator 64 is amplitude-modulated in the multiplier 746 by an input signal obtained by combining the signal from the input unit 742 with the processing unit 745,
Further, the band is limited by the filter 747 and becomes an ASK signal such as a VSB signal, which is output from the output unit 748.

【0211】ここでフィルタを通過した後の出力波形に
ついて述べる。図62(a)はASK変調信号の周波数分
布図である。図のようにキャリアの両側に側波帯があ
る。この信号をフィルタ747のバンドパスフィルタ図
62(b)の送信信号749のようにキャリア成分を少し
残して片側の側波帯を取り去る。これをVSB信号とい
うが、f0を変調周波数帯域とすると、約f0/2の周波
数帯域で送信できるため、周波数利用効率が良いことが
知られている。図60のASK信号は元来2bit/シ
ンボルであるがVSB方式を用いると同一周波数帯域で
16QAMの4bit/シンボルに相当する情報量が伝
送できる。
The output waveform after passing through the filter will now be described. FIG. 62A is a frequency distribution diagram of the ASK modulation signal. As shown, there are sidebands on both sides of the carrier. This signal is band-pass filtered by the filter 747. As shown in the transmission signal 749 in FIG. 62 (b), one sideband is removed while leaving a little carrier component. This is called VSB signal, but when the f 0 and modulation frequency band, since that can be transmitted in a frequency band of about f 0/2, it is known that spectrum efficiency is good. The ASK signal shown in FIG. 60 is originally 2 bits / symbol, but if the VSB method is used, an information amount corresponding to 4 bits / symbol of 16QAM can be transmitted in the same frequency band.

【0212】次に図63のブロック図で示す受信機75
1では地上のアンテナ32aで受けた信号は入力部75
2を経て、チャンネル選択により可変する可変発振器7
54からの信号と、混合器753において混合され、低
い中間周波数に変換される。次に検波器755において
検波され、LPF756によりベースバンド信号となり
識別再生器757により第1データ列D1と第2データ
列D2が再生され第1データ列出力部758と第2デー
タ列出力部759から出力される。
Next, the receiver 75 shown in the block diagram of FIG.
1, the signal received by the terrestrial antenna 32a is
2, a variable oscillator 7 that can be varied by channel selection
The signal from the signal 54 is mixed in the mixer 753 and converted to a low intermediate frequency. Next, the signal is detected by the detector 755, becomes a baseband signal by the LPF 756, and the first data string D 1 and the second data string D 2 are reproduced by the discriminating / regenerating device 757. The first data string output section 758 and the second data string output section 759.

【0213】次にこの送信機と受信機を用いてTV信号
を送る場合を説明する。図64は映像信号送信機774
のブロック図である。HDTV信号等の高解像度TV信
号は第1画像エンコーダー401の入力部403に入力
し、サブバンドフィルター等の映像の分離回路404に
より、HLL,HLH,HHL,HHH等の高域TV信
号と低域TV信号に分離される。この内容は実施例3で
図30を用いて説明したので詳しい説明は省略する。分
離されたTV信号は圧縮部405において、MPEG等
で用いられているDPCMDCT可変長符号化や等の手
法を用いて符号化される。動き補償は入力部403にお
いて処理される。圧縮された4つの画像データは合成器
771によって第1データ列D1と第2データ列D2の2
つのデータ列となる。この場合HLL信号つまり低域の
画像信号は第1データ列に含まれる。送信機の741の
第1データ列入力部743と第2データ列入力部744
に入力され振幅変調を受け、VSB等のASK信号とな
り、地上アンテナから放送される。
Next, a case where a TV signal is transmitted using the transmitter and the receiver will be described. FIG. 64 shows a video signal transmitter 774.
It is a block diagram of. High resolution TV signal such as HDTV signal is input to the input unit 403 of the first image encoder 401, a separating circuit 404 of the video such as sub-band filter, H L V L, H L V H, H H V L, H It is separated into high-frequency TV signal and a low TV signal such as H H H. Since this content has been described in the third embodiment with reference to FIG. 30, detailed description will be omitted. The separated TV signal is encoded in the compression unit 405 using a technique such as DPCMDCT variable length encoding used in MPEG or the like. The motion compensation is processed in the input unit 403. The four compressed image data are combined by a combiner 771 into two data, a first data string D 1 and a second data string D 2 .
Data strings. In this case, the HL VL signal, that is, the low-frequency image signal is included in the first data string. First data string input section 743 and second data string input section 744 of transmitter 741
And is subjected to amplitude modulation to become an ASK signal such as VSB, which is broadcast from a terrestrial antenna.

【0214】このデジタルTV放送のTV受信機全体の
ブロック図が図65である。地上アンテナ32aで受信
した放送信号はTV受信機781の中の受信機751の
入力部752に入力され、検波復調部760により受信
者が希望する任意のチャンネルの信号が選局され復調さ
れ、第1データ列D1と第2データ列D2が再生され第1
データ列出力部758と第2データ列出力部759から
出力される。詳しい説明は重なるため省く。D1,D2
号は分離部776に入力される。D1信号は分離器77
7により分離されHLL圧縮成分は第1入力部521に
入力される。他方は合成器778によりD2信号と合成
され第2入力部531に入力される。第2画像デコーダ
において第1入力部521に入ったHLL圧縮信号は、
第1伸長部523によりHLL信号に伸長され画像合成
部548と画面比率変更回路779に送られる。元のT
V信号がHDTV信号の場合、HLL信号はワイドのN
TSC信号になり、元の信号がNTSC信号の場合、M
PEG1のようなNTSCより品位が低い低解像度TV
信号になる。
FIG. 65 is a block diagram of the entire TV receiver for digital TV broadcasting. The broadcast signal received by the terrestrial antenna 32a is input to an input unit 752 of a receiver 751 in a TV receiver 781, and a signal of an arbitrary channel desired by the receiver is selected and demodulated by a detection and demodulation unit 760. The first data string D 1 and the second data string D 2 are reproduced and the first
Output from the data string output unit 758 and the second data string output unit 759. Detailed explanations are omitted because they overlap. The D 1 and D 2 signals are input to the separation unit 776. The D 1 signal is supplied to the separator 77
7, the H L V L compressed component is input to the first input unit 521. The other is combined with the D 2 signal by the combiner 778 and input to the second input unit 531. The H L V L compressed signal input to the first input unit 521 in the second image decoder is
Sent to H L V L signal is expanded image combining unit 548 and the screen ratio changing circuit 779 by first extending portion 523. Original T
If V signal is an HDTV signal, H L V L signal is wide N
If the original signal is an NTSC signal, M
Low resolution TV lower in quality than NTSC such as PEG1
Signal.

【0215】この説明では元の映像信号をHDTV信号
と設定しているため、HLL信号はワイドNTSCのT
V信号となる。TVの画面アスペクト比が16:9であ
れば16:9の画面比率のまま出力部780を介して映
像出力426として出力する。もし、TVの画面アスペ
クト比が4:3であれば、画面比率変更回路779によ
り16:9から4:3の画面アスペクト比のレターボッ
クス形式かサイドパネル形式に変更して出力部780を
介して映像出力425として出力する。
[0215] In order to have set the original video signal HDTV signal and in this description, T of H L V L signal is wide NTSC
V signal. If the screen aspect ratio of the TV is 16: 9, it is output as the video output 426 via the output unit 780 with the screen ratio of 16: 9. If the screen aspect ratio of the TV is 4: 3, the screen aspect ratio changing circuit 779 changes the screen aspect ratio from 16: 9 to 4: 3 in a letterbox format or a side panel format, and outputs it via the output unit 780. Output as a video output 425.

【0216】一方、第2データ列出力部759からの第
2データ列D2は、分離部776の合成器778におい
て分離器777の信号と合成され、第2画像デコーダの
第2入力部531に入力され、分離回路531によりH
LH、HHL、HHHの圧縮信号に分離されて各々第2
伸張部535、第3伸長部536、第4伸長部に送ら
れ、伸長されて元のHLH、HHL、HHH信号とな
る。これらの信号にHLL信号を加え、画像合成部54
8に入力され、合成されて1つのHDTV信号となり出
力部546より出力され、出力部780を介してHDT
Vの映像信号427として出力される。
On the other hand, the second data string D 2 from the second data string output section 759 is combined with the signal of the separator 777 in the combiner 778 of the separation section 776, and the combined signal is supplied to the second input section 531 of the second image decoder. Input, and H
L V H, H H V L , H H V H are separated into compressed signals of each second
Decompression unit 535, the third extension portion 536, is sent to the fourth extension portion is extended original H L V H, H H V L, the H H V H signal. The H L V L signal is applied to these signals, the image synthesizing unit 54
8 and synthesized into one HDTV signal, output from the output unit 546, and output via the output unit 780.
It is output as a V video signal 427.

【0217】この出力部780は第2データ列出力部7
59の第2データ列の誤まり率を誤まり率検知部782
で検知しエラーレートが高い場合は自動的にHLL信号
の低解像度の映像信号を出力させる。
This output section 780 is the second data string output section 7
The error rate detection unit 782 detects the error rate of the 59 second data string.
In case the detected error rate is high to automatically output the low resolution video signal H L V L signal.

【0218】以上のようにして、階層型放送の送信、受
信が可能となる。伝送条件が良い場合、例えばTV送信
アンテナが近い放送に対しては、第1データ列と第2デ
ータ列の両方が再生できるので、HDTVの品位で番組
を受信できる。また送信アンテナとの距離が遠い放送に
対しては、第1データ列を再生し、このVLL信号から
低解像度のTV信号を出力する。このことにより、HD
TVの品位もしくはNTSCTVの品位で同一番組をよ
り広い地域で受信できるという効果がある。
As described above, transmission and reception of a hierarchical broadcast can be performed. When the transmission conditions are good, for example, for a broadcast having a TV transmission antenna close to the broadcast, both the first data sequence and the second data sequence can be reproduced, so that the program can be received with HDTV quality. The relative distance is long broadcast transmitting antenna, and reproducing the first data stream, and outputs a low resolution TV signal from the V L H L signal. This allows HD
There is an effect that the same program can be received in a wider area with the quality of TV or the quality of NTSCTV.

【0219】また図66のTV受信機のブロック図のよ
うに第1データ列出力部768だけに受信機751の機
能を縮小すると受信機は第2データ列およびHDTV信
号を扱わなくてもよくなるため、構成が大巾に簡略化で
きる。画像デコーダーは(図31)で説明した第1画像
デコーダ421を用いればよい。この場合NTSCTV
の品位の画像が得られる。HDTVの品位では番組を受
信できないが受信機のコストは大巾に安くなる。従って
広く普及する可能性がある。このシステムでは従来のT
Vディスプレイをもつ多くの受信システムを変更しない
でアダプターとして追加することにより、デジタルTV
放送が受信できるという効果がある。
Also, if the function of the receiver 751 is reduced only to the first data string output unit 768 as shown in the block diagram of the TV receiver in FIG. 66, the receiver does not need to handle the second data string and the HDTV signal. The configuration can be greatly simplified. The image decoder may use the first image decoder 421 described in (FIG. 31). In this case, NTSCTV
Is obtained. Although the program cannot be received at the HDTV quality, the cost of the receiver is greatly reduced. Therefore, it may be widely spread. In this system, the conventional T
By adding many receiving systems with V-displays as adapters without modification, digital TV
There is an effect that a broadcast can be received.

【0220】図67のような構成にするとPSK信号を
復調する衛星放送受信機とASK信号を復調する地上放
送受信機の機能をもつ受信機を簡単に構成できる。この
場合、衛星アンテナ32から受信したPSK信号は発振
器787からの信号と混合器786において混合され、
低い周波数に変換されTV受信機781の入力部34に
入力され、図63で説明した混合器753に入力され
る。衛星TV放送の特定のチャンネルの低い周波数に変
換されたPSK、もしくはQAM信号は復調部35によ
りデータ列D1、D2が復調され、分離部788を介して
第2画像エンコーダ422により、画像信号として再生
され、出力部780より出力される。一方、地上用のア
ンテナ32aにより受信されたデジタル地上放送とアナ
ログ放送は、入力部752に入力され図63で説明した
のと同じプロセスで混合器753により特定のチャンネ
ルが選択され、検波され、低域のみのベースバンド信号
となる。アナログ衛星TV放送に混合器753に入り復
調される。デジタル放送の場合は、識別再生器757に
よりデータ列D1とD2が再生され第2画像デコーダ42
2により映像信号が再生され、出力される。また地上と
衛星のアナログTV放送を受信する場合は映像復調部7
88によりAM復調されたアナログTV信号が出力部7
80より出力される。図67の構成をとると混合器75
3が衛星放送と地上放送で共用できる。また第2画像デ
コーダ422も共用できる。又、デジタル地上放送でA
SK信号を用いた場合、AM復調のため従来のアナログ
放送と同様の検波器755とLPF756等の受信回路
を兼用できる。以上のように図67の構成にすると大巾
に受信回路を共用化し、回路を削減するという効果があ
る。
With the configuration as shown in FIG. 67, a receiver having the functions of a satellite broadcast receiver for demodulating a PSK signal and a terrestrial broadcast receiver for demodulating an ASK signal can be easily configured. In this case, the PSK signal received from the satellite antenna 32 is mixed with the signal from the oscillator 787 in the mixer 786,
The signal is converted into a low frequency signal, and is input to the input unit 34 of the TV receiver 781, and is input to the mixer 753 described with reference to FIG. Data streams D 1 and D 2 of the PSK or QAM signal converted to a low frequency of a specific channel of the satellite TV broadcast are demodulated by the demodulation unit 35, and the image signal is transmitted by the second image encoder 422 via the separation unit 788. And output from the output unit 780. On the other hand, digital terrestrial broadcasting and analog broadcasting received by the terrestrial antenna 32a are input to the input unit 752, a specific channel is selected by the mixer 753 in the same process as described with reference to FIG. It becomes a baseband signal of only the band. The signal enters the mixer 753 for analog satellite TV broadcasting and is demodulated. In the case of digital broadcasting, the data streams D 1 and D 2 are reproduced by the discriminator / reproducer 757 and the second image decoder 42
2 reproduces and outputs a video signal. When receiving terrestrial and satellite analog TV broadcasts, the video demodulator 7
The analog TV signal demodulated by 88 is output to the output unit 7
80 is output. With the configuration of FIG.
3 can be shared by satellite broadcasting and terrestrial broadcasting. Also, the second image decoder 422 can be shared. In digital terrestrial broadcasting, A
When the SK signal is used, a detector 755 and a receiving circuit such as an LPF 756, which are the same as those used in conventional analog broadcasting, can be used for AM demodulation. As described above, the configuration shown in FIG. 67 has an effect that the receiving circuit is widely used and the number of circuits is reduced.

【0221】また、実施例では4値のASK信号を2つ
のグループに分け、D1、D2の2層の各1bitの階層
型伝送を行った。しかし、図68のように8値のASK
信号を用いるとD1、D2、D3の3層の各1bitの階
層型伝送を行うことができる。図68ではD3信号の信
号点は信号点721aと721b、722aと722
b、723aと723b、724aと724bの2値つ
まり1bitである。次にD2の信号点は信号点群72
1と722、信号点群723と724の2値の1bit
である。D3のデータは大信号点群725と726の2
値の1bitとなる。この場合、図57の4つの信号点
721、722、723、724を各2ヶの信号点72
1aと721b、722aと722b、723aと72
3b、724aと724bに分離し、各グループの間の
距離を離すことにより3層の階層型伝送が可能となる。
Further, in this embodiment, the quaternary ASK signal is divided into two groups, and 1- bit hierarchical transmission of each of two layers D 1 and D 2 is performed. However, as shown in FIG.
When a signal is used, hierarchical transmission of one bit of each of three layers D 1 , D 2 , and D 3 can be performed. D 3 signal signal point in FIG. 68 signal points 721a and 721b, 722a and 722
b, 723a and 723b, and 724a and 724b, ie, 1 bit. Next, the signal point of D 2 is a signal point group 72.
1 and 722, binary 1 bit of signal point group 723 and 724
It is. 2 D 3 data with large signal point groups 725 726
The value is 1 bit. In this case, the four signal points 721, 722, 723, and 724 in FIG.
1a and 721b, 722a and 722b, 723a and 72
3b, 724a and 724b, and the distance between the groups is increased to enable three-layer hierarchical transmission.

【0222】この3層の階層型伝送システムを用いて3
層の映像伝送を行うことは実施例3と3で説明したもの
で動作の詳しい説明は省略する。
Using this three-layer hierarchical transmission system,
The video transmission of the layer is described in the third and third embodiments, and the detailed description of the operation is omitted.

【0223】さて実施例3では図30のような画像エン
コーダ401を説明したが、図30のブロック図は、図
69のように書き換えることができる。内容は全く同じ
であるため説明は省略する。このように、画像エンコー
ダ401はサブバンドフィルタ等の映像の分離回路40
4、404aを2つもつ。これらを分離部794とする
と、図70の分離部のブロック図に示すように1つの分
離回路に信号を時分割で2回通すことにより回路を削減
できる。これを説明すると、第1サイクルでは入力部4
03からのHDTVやスーパーHDTVの映像信号は時
間軸圧縮回路795により、時間軸を圧縮されて分離回
路404により、HHH−H、HHL−H、HLH
H、HLL+1の4つの成分に分けられる。この場合、
スイッチ765、765a、765b、765cは1の
位置にあり、圧縮部405に、HHH−H、HHL
H、HLH−Hの3つの信号を出力する。しかし、HL
L−Hの信号はスイッチ765cの出力1から時間軸
調整回路795の入力2へ入力し、第2サイクルつまり
時分割処理の空き時間に分離回路404に送られ分離処
理されHHH、HHL、HLH、HLLの4つの成分に
分けられ出力される。第2サイクルではスイッチ76
5、765a、765b、765cは出力2の位置に変
わるため、4つの成分は圧縮部405へ送られる。この
ようにして図70の構成をとり時分割処理することによ
り分離回路が削減できるという効果がある。
Although the image encoder 401 as shown in FIG. 30 has been described in the third embodiment, the block diagram of FIG. 30 can be rewritten as shown in FIG. The description is omitted because the contents are completely the same. As described above, the image encoder 401 includes the video separation circuit 40 such as a sub-band filter.
4, two 404a. Assuming that these are the separating unit 794, as shown in the block diagram of the separating unit in FIG. 70, the number of circuits can be reduced by passing the signal twice through one separation circuit in a time-division manner. To explain this, in the first cycle, the input unit 4
The HDTV or super HDTV video signal is time-base compression circuits 795 from 03, by the separating circuit 404 is compressed time axis, H H V H -H, H H V L -H, H L V H -
H and H L V L +1. in this case,
Switch 765,765a, 765b, 765c is in the first position, the compression unit 405, H H V H -H, H H V L -
H, outputs three signals of H L V H -H. But H L
V L -H signal is inputted from the output 1 of the switch 765c to the input 2 of the time axis adjusting circuit 795, is sent to separation circuit 404 separates the processing in the free time of the time division processing second cycle, that H H V H, H H V L, H L V H, is divided into four components H L V L outputs. In the second cycle, switch 76
Since 5, 765a, 765b, and 765c change to the position of output 2, the four components are sent to the compression unit 405. By performing the time-division processing with the configuration of FIG. 70 in this manner, there is an effect that the number of separation circuits can be reduced.

【0224】次にこのような3層の階層型の画像伝送を
行うと受信機側には実施例3の図33のブロック図で説
明したような、画像デコーダが必要となる。これを、書
き換えると図71のようなブロック図となる。処理能力
は違うものの同じ構成の合成器566が2つ存在するこ
とになる。
Next, when such three-layer hierarchical image transmission is performed, an image decoder as described in the block diagram of FIG. 33 of the third embodiment is required on the receiver side. When this is rewritten, a block diagram as shown in FIG. 71 is obtained. Although there are different processing capacities, there are two combiners 566 having the same configuration.

【0225】これは図72のような構成をとると図70
の分離回路の場合と同様にして1つの合成器で実現でき
る。図72を説明すると、5つのスイッチ、765a、
765b、765c、765dにより、まず、タイミン
グ1において、スイッチ765、765a、765b、
765cの入力が1に切り替わる。すると、第1伸長部
522、第2伸長部522a、第3伸長部522b、第
4伸長部522cから各々HLL,HLH,HHL,H
HHの信号が、スイッチを介して合成器556の対応す
る入力部に入力され、合成処理されて1つの映像信号と
なる。この映像信号はスイッチ765dに送られ出力1
より出力し再びスイッチ765cの入力2に送られる。
この映像信号はもともと、高解像度映像信号を分割した
LL−H成分の信号である。次のタイミング2におい
て、スイッチ765、765a、765b、765cは
入力2に切替わる。こうして、今度はHHH−H,HH
L−H,HLH−HそしてHLL−H信号が合成器5
56に送られ、合成処理されて1つの映像信号が得られ
る。この映像信号はスイッチ765dの出力2より出力
部554から出力される。
This is similar to the structure shown in FIG.
In the same manner as in the case of the separation circuit of FIG. Referring to FIG. 72, five switches, 765a,
First, at timing 1, the switches 765, 765a, 765b, 765b, 765c, 765d
The input of 765c switches to 1. Then, first extending portion 522, a second extending portion 522a, the third extension portion 522b, each H L V L from the fourth extension portions 522c, H L V H, H H V L, H
The H V H signal is input to the corresponding input unit of the synthesizer 556 via the switch, and is subjected to a synthesis process to form one video signal. This video signal is sent to switch 765d and output 1
And output again to the input 2 of the switch 765c.
This video signal is originally a signal of H L V L -H components obtained by dividing a high resolution video signal. At the next timing 2, the switches 765, 765a, 765b, and 765c are switched to input 2. Thus, this time H H V H −H, H H
V L -H, H L V H -H , and H L V L -H signal combiner 5
The video signal is sent to a video signal 56, where the video signal is synthesized and one video signal is obtained. This video signal is output from the output unit 554 from the output 2 of the switch 765d.

【0226】このようにして、3層の階層型放送を受信
する場合時分割処理により2ケの合成器を1ケに削減す
るという効果がある。
As described above, when three layers of hierarchical broadcasting are received, there is an effect that two synthesizers are reduced to one by time division processing.

【0227】さて、この方式は、まずタイミング1におい
てHHH,HHL,HLH,HLL信号を入力させ、H
LL−H信号を合成させる。その後、タイミング1と別
の期間タイミング2において、HHH−H,HHL
H,HLH−Hと上記のHLL−H信号を入力させ、最
終の映像信号を得るという手順をとっている。従って、
2つのグループの信号のタイミングをずらす必要があ
る。
[0227] Now, this method, first, in the timing 1 H H V H, H H V L, H L V H, to enter the H L V L signal, H
The L V L -H signal is synthesized. After that, at timing 2 different from timing 1, H H V H −H, H H V L
H, H L V H -H and to enter the above H L V L -H signal takes the steps of obtaining a final video signal. Therefore,
It is necessary to shift the timing of the two groups of signals.

【0228】もし、もともと、入力した信号の上記成分
のタイミングの順序が違っていたり重複している場合は
時間的に分離するためスイッチ765、765a、76
5b、765cにメモリを設け蓄積し、時間軸を調整す
ることが必要となる。しかし送信機の送信信号を図73
のようにタイミング1とタイミング2に時間的に分離し
て送信することにより、受信機側に時間軸調整回路が不
要となる。従って、受信機の構成が簡単になるという効
果がある。
If the order of the components of the input signal is originally different or overlapping, the switches 765, 765a, 76
It is necessary to provide a memory in 5b and 765c and accumulate them, and adjust the time axis. However, the transmission signal of the transmitter is
As described above, by transmitting the signals in a time-separated manner at timing 1 and timing 2, a time axis adjusting circuit is not required on the receiver side. Therefore, there is an effect that the configuration of the receiver is simplified.

【0229】図73の時間配置図のD1は送信信号の第
1データ列D1を示し、タイミング1の期間中にDチャ
ンネルでHLL,HLH,HHL,HHH信号を送り、
タイミング2の期間にD2チャンネルでHLH−H,H
HL−H,HHH−Hを送る場合の信号の時間配置を示
している。このようにして時間的に分離して送信信号を
送ることにより、受信機のエンコーダの回路構成を削除
するという効果がある。
[0229] D1 time layout of FIG. 73 shows a first data stream D1 of the transmission signal, H L V L by the D-channel for the duration of the timing 1, H L V H, H H V L, H H V Send H signal,
H L V H -H at D2 channel during the timing 2, H
H V L -H, shows the time arrangement of signals when sending the H H V H -H. By transmitting the transmission signals in a temporally separated manner as described above, there is an effect that the circuit configuration of the encoder of the receiver is eliminated.

【0230】次に受信機の伸長部の数が多い。これらの
数を削減する方法について述べる。図74(b)は送信信
号のデータ810、810a、810b、810cの時
間配置図を示す。この図において、データの間に別デー
タ811、810a、811b、811cを送信する。
すると、目的とする送信データは間欠的に送られてくる
ことになる。すると、図74(a)のブロック図に示す第
2画像エンコーダ422はデータ列D1を第1入力部5
21とスイッチ812を介して次々と伸長部503に入
力する。例えば、データ810の入力完了後は別データ
811の時間中に伸長処理を行い、データ810の処理
修了後、次のデータ810aが入力することになる。こ
うすることにより、合成器の場合と同様の手法で時分割
で1つの伸長部503を共用することができる。こうし
て、伸長部の総数を減らすことができる。
Next, the number of expansion units of the receiver is large. A method for reducing these numbers will be described. FIG. 74 (b) shows a time allocation diagram of transmission signal data 810, 810a, 810b, 810c. In this figure, another data 811, 810a, 811b, 811c is transmitted between data.
Then, the target transmission data is intermittently transmitted. Then, the second image encoder 422 shown in the block diagram of FIG.
The data is sequentially input to the extension unit 503 via the switch 21 and the switch 812. For example, after the input of the data 810 is completed, the decompression process is performed during the time of another data 811, and after the processing of the data 810 is completed, the next data 810 a is input. This allows one decompressor 503 to be shared in a time-division manner in the same manner as in the case of the synthesizer. Thus, the total number of extension portions can be reduced.

【0231】図75はHDTVを送信する場合の時間配
置図である。例えば放送番組の第1チャンネルのNTS
C成分に相当するHLL信号をHLL(1)とすると、
これをD1信号の太線で示すデータ821の位置に時間
配置する。第1チャンネルのHDTV付加成分に相当す
るHLH,HHL,HHH信号はD2信号のデータ82
1a,821b,821cの位置に配置する。すると第
1チャンネルの全てのデータの間には別のTV番組の情
報である別データ822,822a,822b,822
cが存在するため、この期間中に伸長部の伸長処理が可
能となる。こうして1つの伸長部で全ての成分を処理で
きる。この方式は伸長器の処理が速い場合に適用でき
る。
[0231] Fig. 75 is a time allocation diagram when HDTV is transmitted. For example, NTS of the first channel of a broadcast program
If the H L V L signal corresponding to the C component is H L V L (1),
This is time-arranged at the position of the data 821 indicated by the bold line of the D1 signal. H L V H, H H V L, H H V H signal D2 signal of the data 82 corresponding to the HDTV additional components of the first channel
1a, 821b, and 821c. Then, separate data 822, 822a, 822b, and 822, which are information of another TV program, are placed between all the data of the first channel.
Since c exists, the extension processing of the extension unit can be performed during this period. In this way, all the components can be processed in one extension unit. This method can be applied when the processing of the decompressor is fast.

【0232】また、図76のようにD1信号に、データ
821,821a,821b,821cを配置しても同
様の効果が得られる。通常の4PSKや4ASKのよう
に階層がない伝送を用いて送受信する場合に有効であ
る。
A similar effect can be obtained by arranging data 821, 821a, 821b, and 821c in D1 signal as shown in FIG. This is effective when transmission / reception is performed using transmission without a layer such as normal 4PSK or 4ASK.

【0233】図77は、例えばNTSCとHDTVと高
解像度HDTVもしくは、低解像度NTSCとNTSC
とHDTVのような3層の映像を物理的に2層の階層伝
送方式を用いて階層放送を行う場合の時間配置図を示
す。例えば、低解像度NTSCとNTSCとHDTVの
3層の映像を放送する場合D1信号には低解像NTSC
信号に相当するHLL信号がデータ821に配置されて
いる。又、NTSCの分離信号であるHLH,HHL
HHの各成分の信号はデータ821a,821b,8
21cの位置に配置されている。HDTVの分離信号で
あるHLH−H,HHL−H,HHH−H信号はデータ
823,823a,823bに配置されている。
FIG. 77 shows, for example, NTSC, HDTV and high-resolution HDTV, or low-resolution NTSC and NTSC.
FIG. 2 is a time allocation diagram when hierarchical broadcasting is performed by using a two-layer hierarchical transmission system such as a three-layer video such as HDTV. For example, when broadcasting low-resolution NTSC, NTSC, and HDTV three-layer video, the D1 signal includes low-resolution NTSC.
H L V L signal corresponding to the signal is placed in the data 821. Further, the separation signal NTSC H L V H, H H V L,
The signal of each component of H H V H is represented by data 821a, 821b, 8
It is arranged at the position 21c. HDTV is a separation signal H L V H -H, H H V L -H, H H V H -H signal are arranged data 823,823A, to 823b.

【0234】ここでは、実施例2で説明したエラー訂正
能力の差別化による論理的な階層伝送を追加している。
具体的にはHLLはD1信号の中のD1-1チャンネルを用
いている。D1-1チャンネルは実施例2で述べたように
1-2チャンネルより大巾に訂正能力の高い誤り訂正方
式を採用している。D1-1チャンネルはD1-2チャンネル
に比べて冗長度は高いが再生後のエラーレートは低いた
め、他のデータ821a,821b,821cよりC/
N値の低い条件においても再生できる。このためアンテ
ナから遠い地域や自動車の車内等の受信条件の悪い場合
においても低解像度のNTSCTVの品位で番組を再生
することができる。実施例2で述べたようにエラーレー
トの観点でみた場合、D1信号の中のD1-1チャンネルに
あるデータ821はD1-2チャンネルにある他のデータ
821a,821b,821cより受信妨害に強く、差
別化されており論理的な階層が異なる。実施例2で述べ
たようにD1,D2の階層は物理的階層とはいえ、このエ
ラー訂正符号間距離の差別化による階層構造は論理的な
階層構造といえる。
Here, a logical hierarchical transmission by differentiating the error correction capability described in the second embodiment is added.
H L D L specifically uses a D 1-1 channel in the D 1 signal. D 1-1 channel employs a high error correction method having greatly in correction capability than D 1-2 channel, as described in Example 2. Since D 1-1 channel redundancy than the D 1-2 channel is less high, but the error rate after regeneration, other data 821a, 821b, from 821c C /
Reproduction can be performed even under conditions where the N value is low. For this reason, even in a case where reception conditions are poor, such as in an area far from the antenna or in a car, the program can be reproduced with low-resolution NTSCTV quality. When viewed in terms of error rate as described in Example 2, other data 821a data 821 in the D 1-1 channel in the D 1 signal on the D 1-2 channel, 821b, reception interference from 821c Strong, differentiated and have different logical hierarchies. As described in the second embodiment, although the layers D 1 and D 2 are physical layers, the layer structure obtained by differentiating the distance between error correction codes can be said to be a logical layer structure.

【0235】さて、D2信号の復調には物理的にD1信号
より高いC/N値を必要とする。従って、遠隔地等のC
/N値の一番低い受信条件では、HLL信号つまり、低
解像度NTSC信号が再生される。そして、C/N値が
次に低い受信条件では加えてHLH,HHL,HHH
再生され、NTSC信号が再生できる。さらにC/N値
の高い受信条件ではHLLに加えてHLH−H,HHL
−H,HHH−Hも再生されるためHDTV信号が再生
される。こうして3つの階層の放送ができる。この方式
を用いることにより図53で説明した受信可能領域は図
90の受信妨害領域図に示すように2層から3層に拡大
し、より番組受信可能領域が拡がる。
The demodulation of the D 2 signal requires a physically higher C / N value than the D 1 signal. Therefore, C
/ The lowest reception condition of N values, i.e. H L V L signal, the low resolution NTSC signal is reproduced. Then, C / N value added in the next lower receiving condition H L V H, H H V L, H H V H are reproduced, NTSC signal can be reproduced. In addition to the H L V L is high reception conditions of C / N values H L V H -H, H H V L
-H, HDTV signals for also played H H V H -H is played. Thus, broadcasting of three layers can be performed. By using this method, the receivable area described with reference to FIG. 53 is expanded from two layers to three layers as shown in the reception interference area diagram of FIG. 90, and the program receivable area is further expanded.

【0236】ここで図78は図77の時間配置の場合の
第3画像デコーダのブロック図を示す。基本的には図7
2のブロック図からD3信号の第3入力部551を省い
た構成に図74(a)のブロック図の構成を加えた構成
になっている。
Here, FIG. 78 is a block diagram of the third image decoder in the case of the time arrangement shown in FIG. 77. Basically Figure 7
The block diagram of FIG. 74 is obtained by adding the configuration of the block diagram of FIG. 74A to the configuration in which the third input unit 551 of the D3 signal is omitted from the block diagram of FIG.

【0237】動作を説明するとタイミング1において入
力部521よりD1信号が、入力部530よりD2信号
が入力される。HLH等の各成分は時間的に分離されて
いるためこれらはスイッチ812により伸長部503に
順次、独立して送られる。この順序を図77の時間配置
図を用いて説明する。まず、第1チャンネルのHLL
圧縮信号が伸長部503に入り、伸長処理される。次に
第1チャンネルのHLH,HHL,HHHが伸長処理さ
れ、スイッチ812aを介して、合成器556の所定の
入力部に入力され、合成処理され、まずHLL−H信号
が合成される。この信号はスイッチ765aの出力1か
らスイッチ765の入力2に入力され、合成器556の
LL入力部に入力される。
In operation, at timing 1, the D1 signal is input from the input unit 521, and the D2 signal is input from the input unit 530. Since the components such as H L V H are temporally separated, they are sequentially and independently sent to the expansion unit 503 by the switch 812. This sequence will be described with reference to the time allocation diagram of FIG. First, the HL VL compressed signal of the first channel enters the decompression unit 503 and is decompressed. Then the first channel of H L V H, H H V L, is H H V H are expanded processed, via the switch 812a is input to a predetermined input of the combiner 556 is combining processing, first, H L The VL- H signal is synthesized. This signal is input from the output 1 of the switch 765a to the input 2 of a switch 765, is input to the H L V L input of the combiner 556.

【0238】次にタイミング2において、図77の時間
配置図に示すようにD2信号のHLH−H,HHL
H,HHH−H信号が入力され伸長部503により伸長
され、スイッチ812aを介して各信号が合成器556
の所定の入力に入力され、合成処理されHDTV信号が
出力される。このHDTV信号はスイッチ765aの出
力2より出力部521を介してHDTV信号が出力され
る。上述のように図77の時間配置により送信すること
により受信機の伸長部と合成器の数を大巾に削減すると
いう効果がある。なお、図77は時間配置図ではD1,
D2信号の2つの段階を用いたが、前述のD3信号を用
いると、高解像度HDTVを加え4つの階層のTV放送
ができる。
[0238] In the next timing 2, the D2 signal, as shown in the time arrangement of FIG 77 H L V H -H, H H V L -
H, H H V H -H signal is inputted is extended by extension 503, the signal through the switch 812a is combiner 556
, And are subjected to a synthesis process to output an HDTV signal. The HDTV signal is output from the output 2 of the switch 765a via the output unit 521. As described above, transmission by the time arrangement shown in FIG. 77 has an effect of greatly reducing the number of decompressing units and the number of combiners of the receiver. Incidentally, FIG. 77 shows D1,
Although the two stages of the D2 signal are used, the use of the above-described D3 signal enables high-definition HDTV and TV broadcasting of four layers.

【0239】図79はD1,D2,D3の3層の物理階
層を用いた3つの階層の映像を放送する階層型放送の時
間配置図である。図から明かなように同一TVチャンネ
ルの各成分は時間的に重複しないように配置してある。
又、図80は図78のブロック図で説明した受信機に第
3入力部521aを加えた受信機である。図79の時間
配置により放送することにより、図80のブロック図で
示すような簡単な構成で受信機が構成できるという効果
がある。
FIG. 79 is a time allocation diagram of a hierarchical broadcast for broadcasting images of three layers using three physical layers D1, D2, and D3. As is clear from the figure, the components of the same TV channel are arranged so as not to overlap in time.
FIG. 80 shows a receiver in which the third input unit 521a is added to the receiver described in the block diagram of FIG. Broadcasting according to the time arrangement in FIG. 79 has the effect that the receiver can be configured with a simple configuration as shown in the block diagram in FIG.

【0240】動作は、図77の時間配置図、図78のブ
ロック図とほぼ同じである。このため説明は省略する。
又、図81の時間配置図のようにD1信号に全ての信号
を時間多重することもできる。この場合、データ821
と別データ822の2つのデータはデータ821a,8
12b,821cに比べてエラー訂正能力を高めてあ
る。このため、他のデータに比べて階層が高くなってい
る。前述のように物理的には一層であるが論理的には2
層の階層伝送となっている。又、番組チャンネル1のデ
ータの間に別の番組チャンネル2の別データが括入され
ている。このため、受信機側でシリアル処理が可能とな
り、図79の時間配置図と同じ効果が得られる。
The operation is almost the same as the time allocation diagram of FIG. 77 and the block diagram of FIG. Therefore, description is omitted.
Also, as shown in the time allocation diagram of FIG. 81, all signals can be time-multiplexed to the D1 signal. In this case, the data 821
Data 821a and 8
The error correction capability is higher than 12b and 821c. For this reason, the hierarchy is higher than other data. As described above, physically one layer but logically two.
Hierarchical transmission of layers. Further, another data of another program channel 2 is included between the data of the program channel 1. Therefore, serial processing can be performed on the receiver side, and the same effect as that in the time allocation diagram of FIG.

【0241】図81の時間配置図の場合、論理的な階層
となっているが、データ821,別データ822の伝送
ビットレートを1/2や1/3に落とすことにより、こ
のデータの伝送時のエラーレートが下がるため、物理的
な階層伝送をすることもできる。この場合、物理階層は
3層となる。
In the case of the time allocation diagram shown in FIG. 81, the data has a logical hierarchy. By reducing the transmission bit rate of the data 821 and the separate data 822 to 1/2 or 1/3, the transmission time of this data is reduced. Since the error rate of the data is reduced, it is also possible to perform physical hierarchical transmission. In this case, there are three physical layers.

【0242】図82は、図81の時間配置図のような、
データ列D1信号のみを伝送する場合の画像デコーダ4
23のブロック図で、図80のブロック図に示す画像デ
コーダに比べて、より簡単な構成となる。動作は図80
で説明した画像デコーダと同じため説明を省略する。
FIG. 82 is similar to FIG.
Image decoder 4 for transmitting only data string D1 signal
The block diagram of FIG. 23 has a simpler configuration than the image decoder shown in the block diagram of FIG. The operation is shown in FIG.
The description is omitted because it is the same as the image decoder described above.

【0243】以上のように、図81の時間配置図のよう
な送信信号を送信すると図82のブロック図のように伸
長部503、合成器556の数を大巾に削減できるとい
う効果がある。又、4つの成分が時間的に分離されて入
力されるため、合成器556つまり図32の画像合成部
548の内部の回路ブロックを入力する画像成分に応じ
て接続変更により、いくつかのブロックを時分割で共用
し回路を省略することもできる。
As described above, when a transmission signal as shown in the time allocation diagram of FIG. 81 is transmitted, there is an effect that the number of decompression units 503 and combiners 556 can be greatly reduced as shown in the block diagram of FIG. In addition, since the four components are temporally separated and input, some blocks are changed by changing the connection according to the image components to be input to the synthesizer 556, that is, the internal circuit block of the image synthesis unit 548 in FIG. The circuit can be shared by time sharing and the circuit can be omitted.

【0244】以上のようにして簡単な構成で受信機が構
成できるという効果がある。
As described above, there is an effect that the receiver can be configured with a simple configuration.

【0245】なお、実施例5では、ASK変調を用いて
動作を説明したが、実施例5で説明した多くの手法は実
施例1,2,3で説明したPSKやQAM変調にも使え
る。
In the fifth embodiment, the operation has been described using ASK modulation. However, many of the methods described in the fifth embodiment can be used for the PSK or QAM modulation described in the first, second, and third embodiments.

【0246】又、これまでの実施例はFSK変調にも使
える。
The embodiments described above can also be used for FSK modulation.

【0247】例えば、図83のようにf1,f2,f
3,f4の多値のFSK変調を行う場合、実施例5の図
58の信号点配置図のようにグループ化を行い、各グル
ープの信号点位置を離すことにより、階層型伝送ができ
る。
For example, as shown in FIG. 83, f1, f2, f
When multi-level FSK modulation of 3, f4 is performed, hierarchical transmission can be performed by grouping as shown in the signal point arrangement diagram of FIG. 58 of the fifth embodiment and separating the signal point positions of each group.

【0248】図83において周波数f1,f2の周波数
群841をD1=0と定義し、周波数f3,f4の周波
数群842をD1=1と定義する。そして、f1,f3
をD2=0,f2,f4をD2=1と定義すると、図に示
すように、D1,D2の各1bit、計2bitの階層型
伝送が可能となる。例えば、C/Nの高い場合はt=t
3において、D1=0,D2=1が再生でき、t=t4に
おいてD1=1,D2=0が再生できる。次にC/Nが低
い場合はt=t3においてD1=0のみが,t=t4に
おいてD=1のみが再生できる。こうしてFSKの階層
型伝送ができる。実施例3,4,5で説明した映像信号
の階層型の放送にこのFSKの階層型伝送方式を用いる
こともできる。
In FIG. 83, a frequency group 841 of frequencies f1 and f2 is defined as D1 = 0, and a frequency group 842 of frequencies f3 and f4 is defined as D1 = 1. And f1, f3
Is defined as D2 = 0, f2 and f4 are defined as D2 = 1, as shown in the figure, 1-bit each of D1 and D2, that is, 2-bit hierarchical transmission is possible. For example, when C / N is high, t = t
3, D1 = 0 and D2 = 1 can be reproduced, and at t = t4, D1 = 1 and D2 = 0 can be reproduced. Next, when C / N is low, only D1 = 0 can be reproduced at t = t3, and only D = 1 can be reproduced at t = t4. Thus, hierarchical transmission of FSK can be performed. The hierarchical transmission method of FSK can be used for the hierarchical broadcasting of the video signal described in the third, fourth, and fifth embodiments.

【0249】又、図84のような、ブロック図に示す磁
気記録再生装置に本発明の実施例5を用いることもでき
る。実施例5はASKのため磁気記録再生ができる。
Further, the magnetic recording / reproducing apparatus shown in the block diagram of FIG. 84 can be used in the fifth embodiment of the present invention. In the fifth embodiment, magnetic recording and reproduction can be performed because of ASK.

【0250】図84を説明すると、磁気記録再生装置8
51は、入力した映像信号を画像エンコーダ401によ
り分離および圧縮し、入力部742の中の第1データ列
入力部743にHLL成分等の低域映像信号を、第2デ
ータ列入力部744にHHH成分等を含む高域映像信号
を入力し、変復調器852の中の変調部749に入力す
る。これまでの動作は実施例5の図64の送信機とほぼ
同じである。変調信号は記録再生回路853と磁気ヘッ
ド854により磁気テープ855に記録される。この記
録の手法は従来のデジタルの多値記録を変形して物理的
な階層記録もできるし、実施例1、3のような位相変調
や位相振幅変調による階層記録もできる。磁気テープ上
の多トラックによる階層記録もできる。データ送信レー
トの変更による階層記録もできる。又、エラー訂正能力
を変えて、データを差別化することによる論理的な階層
記録もできる。
Referring to FIG. 84, the magnetic recording / reproducing device 8
51, a video signal inputted separated and compressed by the image encoder 401, a low frequency video signal, such as H L V L components in a first data stream input unit 743 in the input unit 742, a second data stream input unit 744 enter the high-frequency video signal including H H V H components, etc., and input to the modulation unit 749 in the modem 852. The operation so far is almost the same as the transmitter of the fifth embodiment shown in FIG. The modulated signal is recorded on a magnetic tape 855 by a recording / reproducing circuit 853 and a magnetic head 854. This recording method can be modified from the conventional digital multi-level recording to perform physical hierarchical recording, or hierarchical recording by phase modulation or phase amplitude modulation as in the first and third embodiments. Hierarchical recording with multiple tracks on a magnetic tape is also possible. Hierarchical recording by changing the data transmission rate is also possible. Further, it is also possible to perform logical hierarchical recording by differentiating data by changing the error correction capability.

【0251】次に、再生する時は磁気テープ855を磁
気ヘッド854と磁気再生回路853により再生信号を
変復調器852に送る。以下は実施例1,3,4とほぼ
同様な動作をする。復調部760により第1データ列D
1と第2データ列D2を再生し、画像デコーダー422
により映像信号を出力する。この場合、階層記録を行っ
ているためC/Nが高いときはHDTV等の信号高解像
度TV信号を再生できる。一方C/Nが低い場合もしく
は機能の低い磁気再生装置で再生した場合、NTSC、
TV信号もしくは低解像度NTSCTV信号が出力され
る。
Next, at the time of reproduction, the magnetic tape 855 sends a reproduction signal to the modem 852 by the magnetic head 854 and the magnetic reproduction circuit 853. The following operation is substantially the same as in the first, third, and fourth embodiments. The first data string D is output by the demodulation unit 760.
1 and the second data string D2, and
To output a video signal. In this case, since the hierarchical recording is performed, when the C / N is high, a high-resolution TV signal such as an HDTV can be reproduced. On the other hand, when the C / N is low or when reproduction is performed by a magnetic reproducing device having a low function, NTSC,
A TV signal or a low-resolution NTSCTV signal is output.

【0252】以上のように本発明を用いた磁気再生装置
においては、C/Nが低くなったり、エラーレートが高
くなった場合においても同一内容の映像を低い解像度、
もしくは低い画質で再生できるという効果が得られる。
As described above, in the magnetic reproducing apparatus according to the present invention, even when the C / N ratio is reduced or the error rate is increased, the video of the same content can be reproduced at a lower resolution.
Alternatively, an effect that reproduction can be performed with low image quality can be obtained.

【0253】(実施例6)実施例6は本発明を4階層の
映像階層伝送に用いたものである。実施例2で説明した
4階層の伝送方式と4階層の映像データ構造を組み合わ
せることにより図91の受信妨害領域図に示すように4
層の受信領域ができる。図に示すように最内側に第1受
信領域890a、その外側に第2受信領域890b、第
3受信領域890c、第4受信領域890dができる。
この4階層を実現する方式について述べる。
(Embodiment 6) Embodiment 6 uses the present invention for four-layer video hierarchy transmission. By combining the four-layer transmission scheme and the four-layer video data structure described in the second embodiment, the four-layer transmission scheme is used as shown in the reception interference area diagram of FIG.
A layer reception area is created. As shown in the figure, a first reception area 890a is formed on the innermost side, and a second reception area 890b, a third reception area 890c, and a fourth reception area 890d are formed outside the first reception area 890a.
A method for realizing the four layers will be described.

【0254】4階層を実現するには変調による4層の物
理階層やエラー訂正能力の差別化による4層の論理階層
があるが、前者は階層間のC/N差が大きいため4層で
は大きなC/Nが必要となる。後者は、復調可能なこと
が前提であるため、階層間のC/N差を大きくとれな
い。現実的であるのは、2層の物理階層と2層の論理階
層を用いて、4層の階層伝送を行うことである。では、
まず映像信号を4層に分離する方法を述べる。
To realize the four layers, there are four physical layers by modulation and four logical layers by differentiating the error correction capability. The former is large in the four layers due to a large C / N difference between the layers. C / N is required. The latter is based on the premise that demodulation is possible, so that the C / N difference between layers cannot be made large. It is realistic to perform four-layer transmission using two physical layers and two logical layers. Then
First, a method of separating a video signal into four layers will be described.

【0255】図93は分離回路3のブロック図である。
分離回路3は映像分離回路895と4つの圧縮回路から
構成される。分離回路404a、404b、404cの
内部の基本的な構成は、図30の第1画像エンコーダ4
01の中の分離回路404のブロック図と同じなので説
明は省略する。分離回路404a等は映像信号を低域成
分HLLと高域成分HHHと中間成分HHL、HLH
4つの信号に分離する。この場合、HLLは解像度が元
の映像信号の半分になる。
FIG. 93 is a block diagram of the separation circuit 3.
The separation circuit 3 includes a video separation circuit 895 and four compression circuits. The basic configuration inside the separation circuits 404a, 404b, 404c is the first image encoder 4 shown in FIG.
01 is the same as the block diagram of the separation circuit 404 in FIG. Separation circuit 404a and the like to separate the video signal low frequency component H L V L and highband components H H V H and the intermediate component H H V L, the four signals of H L V H. In this case, H L V L is the resolution becomes half of the original video signal.

【0256】さて入力した映像信号は映像分離回路40
4aにより高域成分と低域成分に2分割される。水平と
垂直方向に分割されるため4つの成分が出力される。高
域と低域の分割点はこの実施例では中間点にある。従っ
て、入力信号が垂直1000本のHDTV信号の場合H
LL信号は垂直500本の、水平解像度も半分のTV信
号となる。
The input video signal is supplied to the video separation circuit 40.
4a divides the high frequency component and the low frequency component into two. Since the image is divided in the horizontal and vertical directions, four components are output. The dividing point of the high band and the low band is at the middle point in this embodiment. Therefore, if the input signal is a 1000 vertical HDTV signal, H
L V L signal of 500 vertical, a horizontal resolution of a half TV signal.

【0257】低域成分のHLL信号は分離回路404c
により、さらに水平、垂直方向の周波数成分が各−2分
割される。従ってHLL出力は例えば垂直250本、水
平解像度は1/4となる。これをLL信号と定義すると
LL成分は圧縮部405aにより圧縮され、D1-1信号
として出力される。
The H L V L signal of the low frequency component is separated by the separation circuit 404c.
As a result, the frequency components in the horizontal and vertical directions are further divided by -2. Therefore H L V L outputs, for example 250 lines vertically, the horizontal resolution is 1/4. When this is defined as an LL signal, the LL component is compressed by the compression unit 405a and output as a D1-1 signal.

【0258】一方、HLLの高域成分の3成分は合成器
772cにより1つのLH信号に合成され、圧縮部40
5bにより圧縮されD1-2信号として出力される。この
場合、分離回路404cと合成器772cの間に圧縮部
を3つ設けてもよい。
[0258] On the other hand, the three components of the high-frequency component of the H L V L are combined into a single LH signal by the combiner 772c, compression section 40
5b and output as a D1-2 signal. In this case, three compression units may be provided between the separation circuit 404c and the synthesizer 772c.

【0259】高域成分のHHH、HLH、HHLの3成
分は合成器772aにより一つのH HH−H信号とな
る。圧縮信号が垂直水平とも1000本の場合、この信
号は水平、垂直方向に500本〜1000本の成分をも
つ。そして分離回路404bにより4つの成分に分離さ
れる。
H of high frequency componentHVH, HLVH, HHVLOf 3
One H is obtained by the synthesizer 772a. HVH-H signal
You. If there are 1000 compressed signals both vertically and horizontally, this signal
The signal has 500 to 1000 components in the horizontal and vertical directions.
One. Then, it is separated into four components by the separation circuit 404b.
It is.

【0260】従ってHLL出力として水平、垂直方向の
500本〜750本の成分が分離される。これをHH信
号とよぶ。そしてHHH、HLH、HHLの3成分は7
50本〜1000本の成分をもち、合成器772bで合
成され、HH信号となり圧縮部405dで圧縮され、D
2-2信号として出力される。一方HL信号はD2-1信号と
して出力される。従ってLL、つまりD1-1信号は例え
ば0本〜250本以下の成分、LHつまりD1-2信号は
250本以上500本以下の周波数成分HLつまりD
2-1信号は500本以上750本以下の成分、HHつま
りD2-2信号は750本以上1000本以下の周波数成
分をもつ。この分離回路3により階層型のデータ構造が
できるという効果がある。この図93の分離回路3を用
いて実施例2で説明した図87の送信機1の中の分離回
路3の部分を置きかえることにより、4層の階層型伝送
ができる。
[0260] Thus the horizontal as H L V L outputs, 500 to 750 pieces of components in the vertical direction are separated. This is called an HH signal. The three components H H V H , H L V H , and H H V L are 7
It has 50 to 1000 components, is synthesized by a synthesizer 772b, becomes an HH signal, is compressed by a compression unit 405d, and has
Output as 2-2 signal. On the other hand, the HL signal is output as a D2-1 signal. Accordingly LL, i.e. D 1-1 signal, for example 0 This 250 present the following ingredients, LH clogging D 1-2 signal is 250 or more 500 or less of the frequency component HL clogging D
The 2-1 signal has a frequency component of 500 or more and 750 or less, and the HH, that is, the D2-2 signal has a frequency component of 750 or more and 1000 or less. This separation circuit 3 has an effect that a hierarchical data structure can be formed. By using the separation circuit 3 of FIG. 93 to replace the part of the separation circuit 3 in the transmitter 1 of FIG. 87 described in the second embodiment, four-layer hierarchical transmission can be performed.

【0261】こうして階層型データ構造と階層型伝送を
組み合わせることにより、C/Nの劣化に伴い段階的に
画質が劣化する画像伝送が実現できる。これは放送にお
いてはサービスエリアの拡大という大きな効果がある。
次にこの信号を復調再生する受信機は実施例2で説明し
た図88の第2受信機と同じ構成と動作である。従って
全体の動作は省略する。ただ映像信号を扱うため合成部
37の構成がデータ送信と異なる。ここでは合成部37
を詳しく説明する。
By combining the hierarchical data structure and the hierarchical transmission in this way, it is possible to realize the image transmission in which the image quality gradually deteriorates with the deterioration of the C / N. This has a great effect of expanding the service area in broadcasting.
Next, the receiver for demodulating and reproducing this signal has the same configuration and operation as the second receiver in FIG. 88 described in the second embodiment. Therefore, the entire operation is omitted. However, the configuration of the synthesizing unit 37 differs from that of data transmission because it handles video signals. Here, the combining unit 37
Will be described in detail.

【0262】実施例2において図88の受信機のブロッ
ク図を用いて説明したように、受信した信号は復調さ
れ、エラー訂正され、D1-1、D1-2、D2-1、D2-2の4
つの信号となり、合成部37に入力される。
As described in the second embodiment with reference to the block diagram of the receiver in FIG. 88, the received signal is demodulated and error-corrected, and D 1-1 , D 1-2 , D 2-1 , D 2-1 2-2-4
And is input to the synthesizing unit 37.

【0263】ここで図94は合成部33のブロック図で
ある。入力されたD1-1、D1-2、D 2-1、D2-2信号は伸
長部523a、523b、523c、523dにおいて
伸長され、図93の分離回路において説明したLL、L
H、HL、HH信号となる。この信号は、元の映像信号
の水平、垂直方向の帯域を1とするとLLは1/4、L
L+LHは1/2、LL+LH+HLは3/4、LL+
LH+HL+HHは1の帯域となる。LH信号は分離器
531aにより分離され画像合成部548aにおいてL
L信号と合成されて画像合成部548cのHLL端子に
入力される。画像合成部531aの例の説明に関しては
図32の画像デコーダ527で説明したので省略する。
一方、HH信号は分離器531bにより分離され、画像
合成部548bに入力される。HL信号は画像合成部5
48bにおいてHH信号と合成され、HHH−H信号と
なり分離器531cにより分離され、画像合成部548
cにおいてLHとLLの合成信号と合成され、映像信号
となり合成部33から出力される。そして図88の第2
受信機の出力部36でTV信号となり出力される。この
場合、原信号が垂直1050本、約1000本のHDT
V信号ならば図91の受信妨害図に示した4つの受信条
件により4つの画質のTV信号が受信される。
FIG. 94 is a block diagram of the synthesizing unit 33.
is there. D entered1-1, D1-2, D 2-1, D2-2The signal is extended
In the long parts 523a, 523b, 523c, 523d
LL and L which have been expanded and described in the separation circuit of FIG.
H, HL, and HH signals. This signal is the original video signal
If the horizontal and vertical bands are 1, LL is 1/4 and L
L + LH is 1/2, LL + LH + HL is 3/4, LL +
LH + HL + HH is one band. LH signal is a separator
531a, the image synthesizing unit 548a outputs L
The H signal of the image combining unit 548c is synthesized with the L signal.LVLTo the terminal
Is entered. Regarding the description of the example of the image combining unit 531a,
Since the description has been given for the image decoder 527 in FIG. 32, the description is omitted.
On the other hand, the HH signal is separated by the separator 531b,
This is input to the synthesis unit 548b. The HL signal is output from the image synthesizing unit 5.
At 48b, the signal is synthesized with the HH signal.HVH-H signal and
The image is separated by the separator 531c and the image
c, the video signal is synthesized with the synthesized signal of LH and LL.
And output from the combining unit 33. And the second in FIG.
The signal is output as a TV signal at the output unit 36 of the receiver. this
In the case, the original signal is 1050 vertical, about 1000 HDT
If it is a V signal, the four reception conditions shown in the reception interference diagram of FIG.
Depending on the case, TV signals of four image quality are received.

【0264】TV信号の画質を詳しく説明する。図91
と図86を一つにまとめたのが図92の伝送階層構造図
である。このようにC/Nの向上とともに受信領域86
2d、862c、862b、862aにおいてD1-1
1-2、D2-1、D2-2と次々と再生できる階層チャンネ
ルが追加されデータ量が増える。
The image quality of a TV signal will be described in detail. Figure 91
FIG. 86 is combined with FIG. 86 to form a transmission hierarchical structure diagram of FIG. Thus, the reception area 86 is improved with the improvement of the C / N.
D 1-1 in 2d, 862c, 862b and 862a,
D 1-2, D 2-1, D 2-2 and one after another the data amount hierarchical channel is added that can be played increases.

【0265】映像信号の階層伝送の場合図95の伝送階
層構造図のようにC/Nの向上とともにLL、LH、H
L、HH信号の階層チャンネルが再生されるようにな
る。従って送信アンテナからの距離が近づくにつれ、画
質が向上する。L=Ldの時LL信号、L=Lcの時L
L+LH信号、L=Lbの時LL+LH+HL信号、L
=Laの時LL+LH+HL+HH信号が再生される。
従って、原信号の帯域を1とすると1/4、1/2、3
/4、1の帯域の画質が各々の受信地域で得られる。原
信号が垂直走査線1000本のHDTVの場合、250
本、500本、750本、1000本のTV信号が得ら
れる。このようにして段階的に画質が劣化する階層型映
像伝送が可能となる。図96は従来のデジタルHDTV
放送の場合の受信妨害図である。図から明らかなように
従来方式ではCNがVO以下でTV信号の再生は全く不
可能となる。従ってサービスエリア距離Rの内側におい
ても他局との競合地域、ビルかげ等では×印で示すよう
に受信できない。図97は本発明を用いたHDTVの階
層放送の受信状態図を示す。図97に示すように、距離
LaでC/N=a、LbでC/N=b、LcでC/N=
c、LdでC/N=dとなり各々の受信地域で250
本、500本、750本、1000本の画質が得られ
る。距離La以内でもC/Nが劣化し、HDTVの画質
そのものでは再生できない地域が存在する。しかし、そ
の場合でも画質が落ちるものの再生はできる。例えばビ
ルかげのB地点では750本、電車内のD地点では25
0本、ゴーストを受けるF地点では750本、自動車内
のG地点では250本、他局との競合地域であるL地点
でも250本の画質で再生できる。以上のようにして本
発明の階層伝送を用いることにより従来提案されている
方式では受信再生できなかった地域でも受信できるよう
になり、TV局のサービスエリアが大巾に拡大するとい
う著しい効果がある。また、図98の階層伝送図に示す
ようにD1-1チャンネルでその地域のアナログ放送と同
じ番組の番組Dを放送し、D1-2、D2-1、D2-2チャン
ネルで他の番組C、B、Aを放送することにより、番組
Dのサイマルキャストを全地域で確実に放送し、サイマ
ルキャストの役割を果たしながら他の3つの番組をサー
ビスするという多番組化の効果も得られる。
In the case of hierarchical transmission of video signals, as shown in the transmission hierarchical structure diagram of FIG. 95, LL, LH, H
Hierarchical channels of the L and HH signals are reproduced. Therefore, as the distance from the transmitting antenna decreases, the image quality improves. LL signal when L = Ld, L when L = Lc
L + LH signal, when L = Lb, LL + LH + HL signal, L
= La, the LL + LH + HL + HH signal is reproduced.
Therefore, if the band of the original signal is 1, 1 /, 、 3, 3
/ 4, 1 band image quality can be obtained in each receiving area. If the original signal is an HDTV with 1000 vertical scanning lines, 250
, 500, 750, and 1000 TV signals are obtained. In this way, hierarchical video transmission in which image quality gradually deteriorates becomes possible. FIG. 96 shows a conventional digital HDTV.
It is a reception interference figure in the case of a broadcast. As is apparent from the figure, in the conventional system, the reproduction of the TV signal becomes completely impossible when CN is equal to or lower than V O. Therefore, even within the service area distance R, reception is not possible as shown by the mark x in a competing area with another station, a building shadow, or the like. FIG. 97 is a reception state diagram of the HDTV hierarchical broadcast using the present invention. As shown in FIG. 97, C / N = a at distance La, C / N = b at Lb, and C / N = Lc at Lc.
C / N = d for c and Ld, 250 for each receiving area
Image quality of 500, 750, and 1000 lines can be obtained. Even within the distance La, the C / N is degraded, and there are regions where the image cannot be reproduced with the HDTV image quality itself. However, even in that case, reproduction can be performed even if the image quality is deteriorated. For example, at the point B of the building, there are 750 trains, and at the point D on the train, 25
0 points, 750 points at the F point where the ghost is received, 250 points at the G point in the car, and 250 points at the L point which is a competitive area with other stations. As described above, by using the hierarchical transmission of the present invention, it is possible to receive even in an area where reception and reproduction cannot be performed by the conventionally proposed method, and there is a remarkable effect that the service area of the TV station is greatly expanded. . Also, broadcast program D of the same program as the analog broadcasting in the area at D 1-1 channel, as shown in hierarchical transmission of FIG 98, D 1-2, D 2-1, another with D 2-2 channel Broadcasting the programs C, B, and A of the present invention ensures that the simulcast of the program D is broadcasted in all regions, and the effect of multiprogramming is that the other three programs are served while fulfilling the role of the simulcast. Can be

【0266】本発明の階層型伝送方式の一つの特徴は周
波数利用効率を向上させるものであるが一部の受信機に
とっては電力利用効率がかなり低下する。従って全ての
伝送システムに適用できるものではない。例えば特定受
信者間の衛星通信システムならその時期に得られる最高
の周波数利用効率と最高の電力利用効率の機器にとりか
えるのが最も経済性が高い方法である。このような場合
必ずしも本発明を使う必要はない。
One feature of the hierarchical transmission system of the present invention is to improve the frequency use efficiency, but the power use efficiency is considerably reduced for some receivers. Therefore, it cannot be applied to all transmission systems. For example, in the case of a satellite communication system between specific receivers, the most economical method is to replace the equipment with the highest frequency use efficiency and the highest power use efficiency obtained at that time. In such a case, it is not always necessary to use the present invention.

【0267】しかし、衛星放送方式や地上放送方式の場
合は本発明のような階層型伝送方式が必要である。なぜ
なら衛星放送の規格の場合50年以上の永続性が求めら
れる。この期間、放送規格は変更されないが技術革新に
伴い衛星の送信電力は飛躍的に向上する。放送局は数十
年後の将来において現時点においても製造された受信機
がTV番組を受信視聴できるように互換性のある放送を
行わなければならない。本発明を用いると既存のNTS
C放送とHDTV放送との互換性と将来の情報伝送量の
拡張性という効果が得られる。
However, in the case of a satellite broadcasting system or a terrestrial broadcasting system, a hierarchical transmission system as in the present invention is required. This is because satellite broadcasting standards require persistence of 50 years or more. During this period, the broadcasting standard is not changed, but the transmission power of the satellite is dramatically improved with technological innovation. Broadcasting stations must provide compatible broadcasting so that manufactured receivers can receive and view TV programs in the future several decades from now. Using the present invention, the existing NTS
The effects of compatibility between C broadcast and HDTV broadcast and expandability of future information transmission amount can be obtained.

【0268】本発明は電力効率よりも周波数効率を重視
したものであるが、受信機側に各伝送段階に応じて設計
受信感度を設けた各々、何種類かの受信機を設定するこ
とにより送信機の電力をさほど増やす必要はなくなる。
このため現在の電力の小さい衛星でも充分送信可能であ
る。また将来、送信電力が増大した場合でも同一の規格
で伝送できるため将来の拡張性と、新旧の受信機との間
の互換性が得られる。以上述べたように本発明は衛星放
送規格に用いた場合、顕著な効果が得られる。
Although the present invention places importance on frequency efficiency rather than power efficiency, transmission is achieved by setting several types of receivers each having a designed reception sensitivity according to each transmission stage on the receiver side. There is no need to increase the power of the machine so much.
For this reason, even a satellite with a small current power can transmit sufficiently. Further, even if transmission power increases in the future, transmission can be performed according to the same standard, so that future expandability and compatibility between new and old receivers can be obtained. As described above, when the present invention is used in a satellite broadcasting standard, a remarkable effect can be obtained.

【0269】また本発明の階層型伝送方式を地上放送に
用いた場合、電力利用効率を全く考慮する必要がないた
め衛星放送より本発明は実施しやすい。前述のように従
来のデジタルHDTV放送方式では存在したサービスエ
リア内の受信不能地域を大巾に減少させるという顕著な
効果と前述のNTSCとHDTV受信機もしくは受像機
の両立性の効果がある。またTV番組のスポンサーから
みた場合のサービスエリアが実質的に拡大するという効
果もある。なお、実施例ではQPSKと16QAMと3
2QAMの変調方式を用いた例を用いて説明したが、6
4QAMや128QAMや256QAM等に適用できる
ことはいうまでもない。また、図を用いて説明したよう
に多値のPSKやASKやFSKに適用できることもい
うまでもない。本発明とTDMを組み合わせて伝送する
実施例を説明したが、FDM,CDMAや拡散通信方式
を組み合わせて伝送することもできる。
When the hierarchical transmission system of the present invention is used for terrestrial broadcasting, the present invention is easier to implement than satellite broadcasting since there is no need to consider power use efficiency at all. As described above, the conventional digital HDTV broadcasting system has a remarkable effect of greatly reducing the unreceivable area in the service area and the effect of compatibility between the NTSC and the HDTV receiver or the receiver. In addition, there is an effect that the service area when viewed from the sponsor of the TV program is substantially expanded. In the embodiment, QPSK, 16QAM and 3
Although the description has been given using the example using the modulation method of 2QAM,
It goes without saying that the present invention can be applied to 4QAM, 128QAM, 256QAM and the like. Further, it goes without saying that the present invention can be applied to multi-valued PSK, ASK, and FSK as described with reference to the drawings. Although the embodiment in which the present invention is combined with TDM for transmission has been described, transmission may also be carried out by combining FDM, CDMA and spread communication systems.

【0270】[0270]

【発明の効果】以上のように本発明は、信号入力部と、
位相の異なる複数の搬送波を上記入力部からの入力信号
により変調し信号ベクトル図上になるm値の信号点を発
生させる変調部と、変調信号を送信する送信部からなり
データ伝送を行う伝送装置においてn値の第1データ列
と第2データ列を入力し、上記信号をn個の信号点群に
分割し、該信号点群の各々第1データ列のデータに割り
あて上記信号点群の中の各信号点に第2データ群の各デ
ータを割りあて、送信する送信機により信号を送信し、
該送信信号の入力部と、信号スペースダイヤグラム上で
p値の信号点のQAM変調波を復調する復調器と出力部
を有する受信装置において上記信号点をn値の信号点群
に分割し、各信号点群n値の第1データ列を対応させて
復調し、信号点群の中の略々p/n値の信号点にp/n値の
第2データ列のデータを復調再生し、受信装置を用いて
データを伝送することにより、例えば送信機1の変調器
4により、n値の第1データ列と第2データ列と第3デ
ータ列を信号点群にデータを割りあてて変形m値のQA
M変調信号を送信し、第1受信機23では、復調器25
によりn値の第1データ列を、第2受信機33では第1
データ列と第2データ列を、第3受信機43では第1デ
ータ列、第2データ列、第3データ列を復調することに
より、効果として最大m値のデータを変調した多値変調
波をn<mなるn値の復調能力しかない受信機でもn値
のデータを復調可能とした両立性と発展性のある伝送装
置が得られる。さらに、QAM方式の信号点のうち最も
原点に近い信号点とI軸もしくはQ軸との距離をfとし
た場合、この距離がn>1なるnfとなるように上記信
号点をシフトさせることにより、階層型の伝送が可能と
なる。
As described above, the present invention provides a signal input unit,
A transmission device for performing data transmission, comprising: a modulation unit that modulates a plurality of carriers having different phases with an input signal from the input unit to generate an m-valued signal point on a signal vector diagram, and a transmission unit that transmits the modulated signal. In step (1), a first data string and a second data string of n values are input, the signal is divided into n signal point groups, and the signal point groups are assigned to data of the first data strings, respectively. Allocating each data of the second data group to each signal point in, transmitting a signal by a transmitting transmitter,
The signal point is divided into n-valued signal points in a receiving device having an input portion of the transmission signal, a demodulator for demodulating a QAM modulated wave of a p-valued signal point on a signal space diagram, and an output portion. The first data string of the signal point group n value is correlated and demodulated, and the data of the second data string of the p / n value is demodulated and reproduced at substantially the p / n signal point in the signal point group and received. By transmitting data using the apparatus, the first data sequence, the second data sequence, and the third data sequence of n values are assigned to the signal point group by the modulator 4 of the transmitter 1, for example. QA of value
The first receiver 23 transmits an M-modulated signal, and a demodulator 25
The first data string of the n value is calculated by the
The data sequence and the second data sequence are demodulated by the third receiver 43 into the first data sequence, the second data sequence, and the third data sequence. Even if the receiver has only the demodulation capability of n <m where n <m, a transmission device which can demodulate n-value data and has compatibility and development can be obtained. Further, when the distance between the signal point closest to the origin and the I-axis or the Q-axis among the signal points of the QAM method is f, the signal point is shifted so that the distance becomes nf such that n> 1. , Hierarchical transmission becomes possible.

【0271】この伝送系にNTSC信号を第1データ
列、HDTVとNTSCとの差信号を第2データ列とし
て送信することにより、衛星放送においてはNTSC放
送とHDTV放送との両立性があり、情報量の拡張性の
高いデジタル放送が可能となり、地上放送においてはサ
ービスエリアの拡大と受信不能地域の解消という顕著な
効果がある。
By transmitting an NTSC signal to the transmission system as a first data sequence and a difference signal between HDTV and NTSC as a second data sequence, in satellite broadcasting, NTSC broadcasting and HDTV broadcasting are compatible. Digital broadcasting with a high scalability can be achieved, and terrestrial broadcasting has a remarkable effect of expanding a service area and eliminating an unreceivable area.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の第1の実施例における伝送装置のシス
テム全体を示す構成図
FIG. 1 is a configuration diagram showing an entire transmission device system according to a first embodiment of the present invention;

【図2】本発明の実施例1の送信機1のブロック図FIG. 2 is a block diagram of a transmitter 1 according to the first embodiment of the present invention.

【図3】本発明の実施例1の送信信号のベクトル図FIG. 3 is a vector diagram of a transmission signal according to the first embodiment of the present invention.

【図4】本発明の実施例1の送信信号のベクトル図FIG. 4 is a vector diagram of a transmission signal according to the first embodiment of the present invention.

【図5】本発明の実施例1の信号点へのコードの割り当
て図
FIG. 5 is a diagram illustrating assignment of codes to signal points according to the first embodiment of the present invention.

【図6】本発明の実施例1の信号点群へのコーディング
FIG. 6 is a coding diagram for a signal point cloud according to the first embodiment of the present invention.

【図7】本発明の実施例1の信号点群の中の信号点への
コーディング図
FIG. 7 is a coding diagram for signal points in a signal point group according to the first embodiment of the present invention;

【図8】本発明の実施例1の信号点群と信号点へのコー
ディング図
FIG. 8 is a diagram illustrating coding of signal points and signal points according to the first embodiment of the present invention.

【図9】本発明の実施例1の送信信号の信号点群の閾値
状態図
FIG. 9 is a threshold state diagram of a signal point group of a transmission signal according to the first embodiment of the present invention.

【図10】本発明の実施例1の変形16値QAMのベク
トル図
FIG. 10 is a vector diagram of modified 16-value QAM according to the first embodiment of the present invention.

【図11】本発明の実施例1のアンテナ半径r2と送信
電力比nとの関係図
FIG. 11 is a diagram illustrating a relationship between an antenna radius r 2 and a transmission power ratio n according to the first embodiment of the present invention.

【図12】本発明の実施例1の変形64値QAMの信号
点の図
FIG. 12 is a diagram of signal points of modified 64-value QAM according to the first embodiment of the present invention.

【図13】本発明の実施例1のアンテナ半径r3と送信
電力比nとの関係図
FIG. 13 is a diagram illustrating a relationship between an antenna radius r 3 and a transmission power ratio n according to the first embodiment of the present invention.

【図14】本発明の実施例1の変形64値QAMの信号
群と副信号点群のベクトル図
FIG. 14 is a vector diagram of a signal group of modified 64-QAM and a group of sub-signal points according to the first embodiment of the present invention;

【図15】本発明の実施例1の変形64値QAMの比率
1,A2の説明図
FIG. 15 is an explanatory diagram of ratios A 1 and A 2 of modified 64-value QAM according to the first embodiment of the present invention.

【図16】本発明の実施例1のアンテナ半径r2,r3
送信電力比n16,n64の関係図
FIG. 16 is a diagram illustrating a relationship between antenna radii r 2 and r 3 and transmission power ratios n 16 and n 64 according to the first embodiment of the present invention.

【図17】本発明の実施例1のデジタル送信機のブロッ
ク図
FIG. 17 is a block diagram of a digital transmitter according to the first embodiment of the present invention.

【図18】本発明の実施例1の4PSK変調の信号スペ
ースダイアグラム図
FIG. 18 is a signal space diagram diagram of 4PSK modulation according to the first embodiment of the present invention.

【図19】本発明の実施例1の第1受信機のブロック図FIG. 19 is a block diagram of a first receiver according to the first embodiment of the present invention.

【図20】本発明の実施例1の4PSK変調信の信号ス
ペースダイアグラム図
FIG. 20 is a signal space diagram diagram of a 4PSK modulated signal according to the first embodiment of the present invention.

【図21】本発明の実施例1の第2受信機のブロック図FIG. 21 is a block diagram of a second receiver according to the first embodiment of the present invention.

【図22】本発明の実施例1の変形16値QAMの信号
ベクトル図
FIG. 22 is a signal vector diagram of modified 16-value QAM according to the first embodiment of the present invention.

【図23】本発明の実施例1の変形64値QAMの信号
ベクトル図
FIG. 23 is a signal vector diagram of modified 64-value QAM according to the first embodiment of the present invention.

【図24】本発明の実施例1のフローチャートFIG. 24 is a flowchart according to the first embodiment of the present invention.

【図25】(a)は本発明の実施例1の8値QAMの信
号ベクトル図 (b)は本発明の実施例1の16値QAMの信号ベクト
ル図
25A is a signal vector diagram of 8-level QAM according to the first embodiment of the present invention. FIG. 25B is a signal vector diagram of 16-level QAM according to the first embodiment of the present invention.

【図26】本発明の実施例1の第3受信機のブロック図FIG. 26 is a block diagram of a third receiver according to the first embodiment of the present invention.

【図27】本発明の実施例1の変形64値QAMの信号
点の図
FIG. 27 is a diagram of signal points of modified 64-value QAM according to the first embodiment of the present invention.

【図28】本発明の実施例1のフローチャートFIG. 28 is a flowchart according to the first embodiment of the present invention.

【図29】本発明の実施例3における伝送システムの全
体の構成図
FIG. 29 is an overall configuration diagram of a transmission system according to a third embodiment of the present invention.

【図30】本発明の実施例3の第1画像エンコーダーの
ブロック図
FIG. 30 is a block diagram of a first image encoder according to Embodiment 3 of the present invention.

【図31】本発明の実施例3の第1画像デコーダのブロ
ック図
FIG. 31 is a block diagram of a first image decoder according to a third embodiment of the present invention;

【図32】本発明の実施例3の第2画像デコーダのブロ
ック図
FIG. 32 is a block diagram of a second image decoder according to Embodiment 3 of the present invention.

【図33】本発明の実施例3の第3画像デコーダのブロ
ック図
FIG. 33 is a block diagram of a third image decoder according to the third embodiment of the present invention.

【図34】本発明の実施例3のD1,D2,D3信号の時
間多重化の説明図
FIG. 34 is an explanatory diagram of time multiplexing of D 1 , D 2 , and D 3 signals according to the third embodiment of the present invention.

【図35】本発明の実施例3のD1,D2,D3信号の時
間多重化の説明図
FIG. 35 is an explanatory diagram of time multiplexing of D 1 , D 2 , and D 3 signals according to the third embodiment of the present invention.

【図36】本発明の実施例3のD1,D2,D3信号の時
間多重化の説明図
FIG. 36 is an explanatory diagram of time multiplexing of D 1 , D 2 , and D 3 signals according to the third embodiment of the present invention.

【図37】本発明の実施例4における伝送装置のシステ
ム全体の構成図
FIG. 37 is a configuration diagram of an entire system of a transmission device according to a fourth embodiment of the present invention.

【図38】本発明の実施例3における変形16QAMの
信号点のベクトル図
FIG. 38 is a vector diagram of signal points of modified 16QAM in Embodiment 3 of the present invention.

【図39】本発明の実施例3における変形16QAMの
信号点のベクトル図
FIG. 39 is a vector diagram of signal points of modified 16QAM in Embodiment 3 of the present invention.

【図40】本発明の実施例3における変形64QAMの
信号点のベクトル図
FIG. 40 is a vector diagram of signal points of modified 64QAM in Embodiment 3 of the present invention.

【図41】本発明の実施例3の時間軸上の信号配置図FIG. 41 is a signal arrangement diagram on a time axis according to the third embodiment of the present invention.

【図42】本発明の実施例3のTDMA方式の時間軸上
の信号配置図
FIG. 42 is a signal arrangement diagram on the time axis of the TDMA system according to the third embodiment of the present invention.

【図43】本発明の実施例3の搬送波再生回路のブロッ
ク図
FIG. 43 is a block diagram of a carrier recovery circuit according to a third embodiment of the present invention;

【図44】本発明の実施例3の搬送波再生の原理図FIG. 44 is a view showing the principle of carrier recovery according to the third embodiment of the present invention;

【図45】本発明の実施例3の逆変調方式の搬送波再生
回路のブロック図
FIG. 45 is a block diagram of an inverse modulation type carrier recovery circuit according to a third embodiment of the present invention.

【図46】本発明の実施例3の16QAM信号の信号点
配置図
FIG. 46 is a signal point arrangement diagram of a 16QAM signal according to the third embodiment of the present invention.

【図47】本発明の実施例3の64QAM信号の信号点
配置図
FIG. 47 is a signal point arrangement diagram of a 64QAM signal according to the third embodiment of the present invention.

【図48】本発明の実施例3の16逓倍方式の搬送波再
生回路のブロック図
FIG. 48 is a block diagram of a 16-multiplier carrier recovery circuit according to a third embodiment of the present invention;

【図49】本発明の実施例3のDV1,DH1,DV2
H2,DV3,DH3信号の時間多重化の説明図
FIG. 49 shows D V1 , D H1 , D V2 , and D V1 of Embodiment 3 of the present invention.
Illustration of time multiplexing of D H2 , D V3 , and D H3 signals

【図50】本発明の実施例3のDV1,DH1,DV2
H2,DV3,DH3信号のTDMA方式の時間多重化の説
明図
FIG. 50 is a diagram illustrating D V1 , D H1 , D V2 , and D V1 according to the third embodiment of the present invention.
Explanatory diagram of TDMA time multiplexing of D H2 , D V3 , and D H3 signals

【図51】本発明の実施例3のDV1,DH1,DV2
H2,DV3,DH3信号のTDMA方式の時間多重化の説
明図
FIG. 51 shows D V1 , D H1 , D V2 , and D V1 of Embodiment 3 of the present invention.
Explanatory diagram of TDMA time multiplexing of D H2 , D V3 , and D H3 signals

【図52】本発明の実施例4における従来方式の受信妨
害領域図
FIG. 52 is a diagram showing a reception interference area of the conventional system in the fourth embodiment of the present invention.

【図53】本発明の実施例4における階層型放送方式の
場合の受信妨害領域図
FIG. 53 is a diagram of a reception obstruction area in the case of a hierarchical broadcasting system according to the fourth embodiment of the present invention.

【図54】本発明の実施例4における従来方式の受信妨
害領域図
FIG. 54 is a diagram showing a reception interference area of the conventional system in the fourth embodiment of the present invention.

【図55】本発明の実施例4における階層型放送方式の
場合の受信妨害領域図
FIG. 55 is a diagram of a reception obstruction area in the case of the hierarchical broadcasting system in the fourth embodiment of the present invention

【図56】本発明の実施例4におけるデジタル放送局2
局の受信妨害領域図
FIG. 56 is a digital broadcast station 2 according to the fourth embodiment of the present invention.
Station jamming area diagram

【図57】本発明の実施例5における変形4ASK信号
の信号点配置図
FIG. 57 is a signal point arrangement diagram of a modified 4ASK signal according to the fifth embodiment of the present invention.

【図58】本発明の実施例5における変形4ASKの信
号点配置図
FIG. 58 is a signal point arrangement diagram of modified 4ASK in the fifth embodiment of the present invention.

【図59】(a)は本発明の実施例5における変形4A
SKの信号点配置図 (b)は本発明の実施例5における変形4ASKの信号
点配置図
FIG. 59 (a) is a variation 4A in the fifth embodiment of the present invention.
SK signal point arrangement diagram (b) is a signal point arrangement diagram of modified 4ASK in the fifth embodiment of the present invention.

【図60】本発明の実施例5における低いC/N値の場
合の変形4ASK信号の信号点配置図
FIG. 60 is a signal point arrangement diagram of a modified 4ASK signal in the case of a low C / N value in the fifth embodiment of the present invention.

【図61】本発明の実施例5における送信機のブロック
FIG. 61 is a block diagram of a transmitter according to a fifth embodiment of the present invention.

【図62】(a)は本発明の実施例5におけるASK変
調信号の周波数分布図 (b)は本発明の実施例5におけるASK変調信号の周
波数分布図
FIG. 62 (a) is a frequency distribution diagram of an ASK modulation signal according to the fifth embodiment of the present invention, and (b) is a frequency distribution diagram of an ASK modulation signal according to the fifth embodiment of the present invention.

【図63】本発明の実施例5における受信機のブロック
FIG. 63 is a block diagram of a receiver according to a fifth embodiment of the present invention.

【図64】本発明の実施例5における映像信号送信機の
ブロック図
FIG. 64 is a block diagram of a video signal transmitter according to a fifth embodiment of the present invention.

【図65】本発明の実施例5におけるTV受信機全体の
ブロック図
FIG. 65 is a block diagram of an entire TV receiver according to a fifth embodiment of the present invention.

【図66】本発明の実施例5における別のTV受信機の
ブロック図
FIG. 66 is a block diagram of another TV receiver according to the fifth embodiment of the present invention.

【図67】本発明の実施例5における衛星・地上TV受
信機のブロック図
FIG. 67 is a block diagram of a satellite / terrestrial TV receiver according to a fifth embodiment of the present invention.

【図68】本発明の実施例5における8値ASK信号の
信号点配置図
FIG. 68 is a signal point arrangement diagram of an 8-level ASK signal in Embodiment 5 of the present invention.

【図69】本発明の実施例5における画像エンコーダの
別のブロック図
FIG. 69 is another block diagram of an image encoder in Embodiment 5 of the present invention.

【図70】本発明の実施例5における分離回路1つの画
像エンコーダのブロック図
FIG. 70 is a block diagram of an image encoder with one separation circuit in Embodiment 5 of the present invention.

【図71】本発明の実施例5における画像デコーダのブ
ロック図
FIG. 71 is a block diagram of an image decoder according to Embodiment 5 of the present invention.

【図72】本発明の実施例5における合成器1つの画像
デコーダのブロック図
FIG. 72 is a block diagram of one image decoder of a synthesizer according to a fifth embodiment of the present invention.

【図73】本発明による実施例5の送信信号の時間配置
FIG. 73 is a time allocation diagram of a transmission signal according to the fifth embodiment of the present invention.

【図74】(a)は本発明による実施例5の画像デコー
ダのブロック図 (b)は本発明による実施例5の送信信号の時間配置図
FIG. 74 (a) is a block diagram of an image decoder according to Embodiment 5 of the present invention; FIG. 74 (b) is a time allocation diagram of transmission signals of Embodiment 5 according to the present invention;

【図75】本発明による実施例5の送信信号の時間配置
FIG. 75 is a time allocation diagram of a transmission signal according to the fifth embodiment of the present invention.

【図76】本発明による実施例5の送信信号の時間配置
FIG. 76 is a time allocation diagram of a transmission signal according to the fifth embodiment of the present invention.

【図77】本発明による実施例5の送信信号の時間配置
FIG. 77 is a time allocation diagram of a transmission signal according to the fifth embodiment of the present invention.

【図78】本発明による実施例5の画像デコーダのブロ
ック図
FIG. 78 is a block diagram of an image decoder according to a fifth embodiment of the present invention.

【図79】本発明による実施例5の3階層の送信信号の
時間配置図
FIG. 79 is a time allocation diagram of transmission signals of three layers according to the fifth embodiment of the present invention.

【図80】本発明による実施例5の画像デコーダーのブ
ロック図
FIG. 80 is a block diagram of an image decoder according to Embodiment 5 of the present invention.

【図81】本発明による実施例5の送信信号の時間配置
FIG. 81 is a time allocation diagram of a transmission signal according to the fifth embodiment of the present invention.

【図82】本発明による実施例5のD1の画像デコーダ
ーのブロック図
FIG. 82 is a block diagram of a D1 image decoder according to Embodiment 5 of the present invention.

【図83】本発明による実施例5の周波数変調信号の周
波数−時間図
FIG. 83 is a frequency-time diagram of the frequency modulation signal of the fifth embodiment according to the present invention.

【図84】本発明による実施例5の磁気記録再生装置の
ブロック図
FIG. 84 is a block diagram of a magnetic recording / reproducing apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.

【図85】本発明による実施例2のC/Nと階層番号の
関係図
FIG. 85 is a diagram showing the relationship between the C / N and the layer number according to the second embodiment of the present invention.

【図86】本発明による実施例2の伝送距離とC/Nの
関係図
FIG. 86 is a diagram showing the relationship between the transmission distance and C / N according to the second embodiment of the present invention.

【図87】本発明による実施例2の送信機のブロック図FIG. 87 is a block diagram of a transmitter according to a second embodiment of the present invention.

【図88】本発明による実施例2の受信機のブロック図FIG. 88 is a block diagram of a receiver according to a second embodiment of the present invention.

【図89】本発明によ実施例2のC/N−エラーレート
の関係図
FIG. 89 is a relationship diagram of C / N-error rate according to the second embodiment of the present invention.

【図90】本発明による実施例5の3階層の受信妨害領
域図
FIG. 90 is a diagram of a three-layer reception interference area according to the fifth embodiment of the present invention.

【図91】本発明による実施例6の4階層の受信妨害領
域図
FIG. 91 is a diagram showing a 4-layer reception interference area according to the sixth embodiment of the present invention.

【図92】本発明による実施例6の階層伝送図FIG. 92 is a hierarchical transmission diagram according to a sixth embodiment of the present invention.

【図93】本発明による実施例6の分離回路のブロック
FIG. 93 is a block diagram of a separation circuit according to a sixth embodiment of the present invention.

【図94】本発明による実施例6の合成部のブロック図FIG. 94 is a block diagram of a synthesis unit according to a sixth embodiment of the present invention.

【図95】本発明による実施例6の伝送階層構造図FIG. 95 is a transmission hierarchical structure diagram of Embodiment 6 according to the present invention.

【図96】従来方式のデジタルTV放送の受信状態図Fig. 96 is a reception state diagram of a conventional digital TV broadcast.

【図97】本発明による実施例6のデジタルTV階層放
送の受信状態図
FIG. 97 is a reception state diagram of digital TV hierarchical broadcasting according to Embodiment 6 of the present invention.

【図98】本発明による実施例6の伝送階層構造図FIG. 98 is a transmission hierarchical structure diagram of Embodiment 6 according to the present invention.

【図99】本発明による実施例3の16SRQAMのベ
クトル図
FIG. 99 is a vector diagram of 16 SRQAM of Embodiment 3 according to the present invention.

【図100】本発明による実施例3の32SRQAMの
ベクトル図
FIG. 100 is a vector diagram of 32 SRQAM of Embodiment 3 according to the present invention.

【図101】本発明による実施例3のC/N−エラーレ
ートの関係図
FIG. 101 is a diagram showing a C / N-error rate relationship according to a third embodiment of the present invention.

【図102】本発明による実施例3のC/N−エラーレ
ートの関係図
FIG. 102 is a diagram showing a relationship between C / N and an error rate according to the third embodiment of the present invention.

【図103】本発明による実施例3のシフト量nと伝送
に必要なC/Nの関係図
FIG. 103 is a diagram illustrating a relationship between a shift amount n and C / N required for transmission according to a third embodiment of the present invention.

【図104】本発明による実施例3のシフト量nと伝送
に必要なC/Nの関係図
FIG. 104 is a diagram illustrating a relationship between a shift amount n and C / N required for transmission according to a third embodiment of the present invention.

【図105】本発明による実施例3の地上放送時の送信
アンテナからの距離と信号レベルとの関係図
FIG. 105 is a diagram illustrating a relationship between a distance from a transmitting antenna and a signal level during terrestrial broadcasting according to the third embodiment of the present invention.

【図106】本発明による実施例3の32SRQAMの
サービスエリア図
FIG. 106 is a diagram illustrating a service area of 32 SRQAM according to a third embodiment of the present invention.

【図107】本発明による実施例3の32SRQAMの
サービスエリア図
FIG. 107 is a service area diagram of 32 SRQAM of Embodiment 3 according to the present invention.

【図108】本発明による実施例3のTV信号周波数分
布図
FIG. 108 is a TV signal frequency distribution diagram according to the third embodiment of the present invention.

【図109】本発明による実施例3のTV信号時間配置
FIG. 109 is a diagram illustrating a TV signal time arrangement according to the third embodiment of the present invention.

【図110】本発明による実施例3のC−CDMの原理
FIG. 110 is a diagram showing the principle of the C-CDM according to the third embodiment of the present invention.

【図111】本発明による実施例3の符号割り当て図FIG. 111 is a diagram showing code assignment according to a third embodiment of the present invention.

【図112】本発明による実施例3の36QAMを拡張
した場合の符号割り当て図
FIG. 112 is a diagram showing code assignment when 36QAM is extended according to the third embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 送信機 4 変調器 6 アンテナ 6a 地上アンテナ 10 衛星 12 中継器 23 第1受信機 25 復調器 33 第2受信機 35 復調器 43 第3受信機 51 デジタル送信機 85 信号点 91 第1分割信号点群 401 第1画像エンコーダー 703 SRQAMの受信可能地域 708 従来方式の受信可能地域 722 キャリア 725 スペクトラム Reference Signs List 1 transmitter 4 modulator 6 antenna 6a terrestrial antenna 10 satellite 12 repeater 23 first receiver 25 demodulator 33 second receiver 35 demodulator 43 third receiver 51 digital transmitter 85 signal point 91 first split signal point Group 401 First image encoder 703 Reception area of SRQAM 708 Reception area of conventional method 722 Carrier 725 Spectrum

フロントページの続き (31)優先権主張番号 特願平3−182236 (32)優先日 平成3年7月23日(1991.7.23) (33)優先権主張国 日本(JP) (31)優先権主張番号 特願平4−60739 (32)優先日 平成4年3月17日(1992.3.17) (33)優先権主張国 日本(JP) (56)参考文献 特開 昭64−5135(JP,A) 特開 昭62−133842(JP,A) 特開 昭63−180280(JP,A) 特開 平2−141049(JP,A) “多相多値搬送波ディジタル通信の一 方式”,通信方式研究会資料,社団法人 電子情報通信学会,1975年1月29日,資 料番号CS74−151〜163,p.57−64 (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04L 27/00 - 27/38 H04N 7/00 - 7/22 Continued on front page (31) Priority claim number Japanese Patent Application No. 3-182236 (32) Priority date July 23, 1991 (July 23, 1991) (33) Priority claim country Japan (JP) (31) Priority claim number Japanese Patent Application No. 4-60739 (32) Priority date March 17, 1992 (1992.3.17) (33) Priority claim country Japan (JP) (56) References JP-A 64-64 5135 (JP, A) JP-A-62-133842 (JP, A) JP-A-63-180280 (JP, A) JP-A-2-141049 (JP, A) “A method of multi-phase multi-level carrier digital communication” "Communication Method Study Group, IEICE, January 29, 1975, Material No. CS74-151 to 163, p. 57-64 (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H04L 27/00-27/38 H04N 7/ 00-7/22

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】入力信号によってスペースダイアグラム上
のm個(mは整数)の信号点の一つに対応するシンボル
を有する変調信号を発生させて搬送波を変調する変調部
と、変調信号を送出する送出部とを備え、 前記変調部は、n値の第1のデータ列(nは整数)と、
第2のデータ列とを含んだ前記入力信号を受信し、前記
m個の信号点をn群の信号点群に分割し、前記n値の第
1のデータ列を前記n群の信号点群にそれぞれ割り当
て、前記第2のデータ列を前記n群の信号点群の中の信
号点に割り当てる手段を備えた送信装置であって、 前記変調部は、隣接した信号点群間の信号点間最小距離
が2δ以上で、かつ前記信号点群内の信号点間最小距離
が2δ以下となるように、前記信号点をスペースダイア
グラム上のその他の位置にシフトする手段を備え、 前記m個の信号点は、スペースダイアグラムをm個の領
域に分割する第1のしきい値群によって互いに弁別可能
で、前記n群の信号点群は、前記第1のしきい値群より
粗くスペースダイアグラムをn個の領域に分割する第2
のしきい値群によって互いに弁別可能で、 前記送出部から送出される信号は、前記スペースダイア
グラム上のm個の信号点の配置に関する情報を含み、前
記信号点の配置に関する情報が前記第1と第2のしきい
値群を決定するための情報を含むことを特徴とする送信
装置。ここで、2δはスペースダイアグラム上にm個の
信号点が等間隔に配置された場合の、シフト前の隣接し
た信号点群間の信号点間最小距離である。
1. A modulating section for modulating a carrier by generating a modulated signal having a symbol corresponding to one of m (m is an integer) signal points on a space diagram according to an input signal, and transmitting the modulated signal. A modulating unit, wherein the modulating unit comprises a first data string of n values (n is an integer);
Receiving the input signal including the second data sequence, dividing the m signal points into n groups of signal points, and converting the n-valued first data sequence into the n groups of signal points And a means for allocating the second data sequence to signal points in the n groups of signal points, wherein the modulating unit is configured to transmit signals between adjacent signal points. The minimum distance is 2δ or more and the minimum distance between signal points in the signal point group.
Means for shifting the signal points to other positions on the space diagram such that is less than or equal to , wherein the m signal points have a first threshold value for dividing the space diagram into m regions. The n groups of signal points can be distinguished from each other by a group, and the n groups of signal points are divided into n regions which are coarser than the first threshold group and divide the space diagram into n regions.
Can be distinguished from each other by a group of threshold values. The signal sent from the sending unit includes information about the arrangement of m signal points on the space diagram, and the information about the arrangement of the signal points is the first and the second. A transmission device including information for determining a second threshold value group. Here, 2.delta. Is the minimum distance between the signal points among the, before shifting adjacent signal point group if the m signal points are arranged at equal intervals on the space diagram.
【請求項2】スペースダイアグラム上のP個(Pは整
数)の信号点の1つを示すシンボルを有する受信信号を
再生する受信装置であって、 前記P個の信号点は、各信号点群がP/n個の信号点を
有するn群(nは整数)の信号点群に分割され、 前記受信信号は、前記n群の信号点群に割り当てられた
第1のデータ列と、前記n群の信号点群の中のP/n個
の信号点に割り当てられた第2のデータ列とを含み、 前記受信信号を復調して再生データを得る復調部と、前
記復調部からの前記第1と第2のデータ列の再生データ
の少なくともどちらかを出力する出力回路とを備え、 前記復調部は、第2のしきい値群によって前記n群の信
号点群を互いに弁別し、前記第1のデータ列を再生する
ために前記弁別されたn群の信号点群の値を復調し、第
1のしきい値群によって前記n群の信号点群の中のP/
n個の信号点を弁別し、前記第2データ列のデータを再
生するために前記n群の信号点群の中の弁別されたP/
n個の信号点の値を復調する手段を備え、 隣接した信号点群間の信号点間最小距離が2δ以上で、
かつ前記信号点群内の信号点間最小距離が2δ以下とな
るように信号点をスペースダイアグラム上のその他の位
置にシフトし、 スペースダイアグラム上の前記n群の信号点群の中のP
/n個の信号点は、前記第1のしきい値群によって互い
に弁別可能で、前記n群の信号点群は前記第2のしきい
値群によって互いに弁別可能で、 更に前記受信信号は、前記スペースダイアグラム上のP
個の信号点の配置に関する情報を含み、前記信号点の配
置に関する情報が前記第1と第2のしきい値群を決定す
るための情報を含み、 前記復調部は、前記受信信号から前記信号点の配置に関
する情報を抽出し、前記信号点の配置に関する情報に基
づき、前記第1と第2のしきい値群の内少なくともどち
らかのしきい値群を設定することにより前記受信信号を
復調することを特徴とする受信装置。ここで、2δはス
ペースダイアグラム上にP個の信号点が等間隔に配置さ
れた場合の、シフト前の隣接した信号点群間の信号点間
最小距離である。
2. A receiver for reproducing a received signal having a symbol indicating one of P (P is an integer) signal points on a space diagram, wherein said P signal points are each signal point group. Is divided into n groups (n is an integer) of signal points having P / n signal points, and the received signal is composed of a first data string assigned to the n groups of signal points and the n A second data sequence assigned to P / n signal points in a group of signal points; a demodulation unit for demodulating the received signal to obtain reproduction data; An output circuit that outputs at least one of reproduction data of a first data string and a second data string, wherein the demodulation unit discriminates the n groups of signal points from each other by a second threshold group, Demodulate the values of the discriminated n groups of signal points to reproduce the data stream of By the threshold value group of 1, P /
N signal points are discriminated, and the discriminated P / in the n groups of signal points are reconstructed to reproduce the data of the second data string.
means for demodulating the values of n signal points, wherein a minimum distance between signal points between adjacent signal point groups is 2δ or more,
And shifting the signal points to other positions on the space diagram so that the minimum distance between the signal points in the signal point group is 2δ or less ;
/ N signal points are distinguishable from each other by the first threshold value group, the n signal point groups are distinguishable from each other by the second threshold value group, and the received signal is: P on the space diagram
The information on the arrangement of the signal points includes information on the arrangement of the signal points, and the information on the arrangement of the signal points includes information for determining the first and second threshold value groups. Demodulating the received signal by extracting information relating to the arrangement of points and setting at least one of the first and second threshold groups based on the information relating to the arrangement of the signal points; A receiving device. Here, 2.delta. Is the minimum distance between the signal points among the, before shifting adjacent signal point groups when the P number of signal points are arranged at equal intervals on the space diagram.
【請求項3】請求項1記載の送信装置と、請求項2記載
の受信装置とを備えた伝送装置。
3. A transmission device comprising: the transmission device according to claim 1; and the reception device according to claim 2.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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"多相多値搬送波ディジタル通信の一方式",通信方式研究会資料,社団法人電子情報通信学会,1975年1月29日,資料番号CS74−151〜163,p.57−64

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