JP3106718B2 - Speaker drive - Google Patents
Speaker driveInfo
- Publication number
- JP3106718B2 JP3106718B2 JP23556992A JP23556992A JP3106718B2 JP 3106718 B2 JP3106718 B2 JP 3106718B2 JP 23556992 A JP23556992 A JP 23556992A JP 23556992 A JP23556992 A JP 23556992A JP 3106718 B2 JP3106718 B2 JP 3106718B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- speaker
- low
- pass filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スピーカ装置を駆動す
るスピーカ駆動装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a speaker driving device for driving a speaker device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、ディジタルソースやＡＶソースの
普及に伴いスピーカ装置の広帯域化（特に低域方向の周
波数帯域の拡大）が要求されている。同時に、ＡＶ機器
の普及に伴い多チャンネル化が進み、スピーカ装置の小
型化も要求されている。2. Description of the Related Art In recent years, with the spread of digital sources and AV sources, there has been a demand for a speaker device having a wider band (especially, an expansion of a frequency band in a lower frequency direction). At the same time, with the spread of AV equipment, the number of channels has been increased, and a reduction in the size of speaker devices has been required.
【０００３】従って、同一のスピーカ装置からより広帯
域な再生音を得るために、スピーカ装置を駆動するパワ
ーアンプに各種の信号処理回路を付加したスピーカ駆動
装置が開発されている。Therefore, in order to obtain a wider band of reproduced sound from the same speaker device, a speaker drive device has been developed in which various signal processing circuits are added to a power amplifier for driving the speaker device.
【０００４】ところで、一般的に密閉型のスピーカ装置
はスピーカキャビネットの最低共振周波数を境に低域の
音圧が低下する。更に、キャビネットを小型化するとこ
の最低共振周波数は高くなる。また、バスレフ型スピー
カ装置は、ヘルムホルツの共鳴器の原理を用いてキャビ
ネット内の空気の振動を駆動源としポートを共振させ、
ポートから放射される音圧を利用することで、同一容積
の密閉型スピーカ装置と比較して低域再生限界の拡大を
図ることができる。しかし、キャビネットの容積やスピ
ーカユニットの特性によりポートから放射される音圧の
大きさが決定されるため、ポートの共振周波数を低く設
定しても低域の再生帯域の拡大には限界がある。[0004] In general, in a closed-type speaker device, the sound pressure in a low frequency band decreases at the boundary of the lowest resonance frequency of the speaker cabinet. Furthermore, when the cabinet is miniaturized, the lowest resonance frequency increases. Also, the bass reflex type speaker device resonates the port using the vibration of the air in the cabinet as a driving source using the principle of the Helmholtz resonator,
By utilizing the sound pressure radiated from the port, it is possible to increase the low-frequency reproduction limit as compared with a closed speaker device having the same volume. However, the size of the sound pressure radiated from the port is determined by the capacity of the cabinet and the characteristics of the speaker unit, so that even if the resonance frequency of the port is set low, there is a limit to the expansion of the low-frequency reproduction band.
【０００５】そこで、従来より雑誌「ＪＡＳジャーナ
ル」（日本オーディオ協会発行）19990年9月号pp.14〜p
p.20及び1991年3月号pp.25〜pp.33に記載されているよ
うなＭＦＢ（Motional Feed Back）方式を用いたスピー
カ駆動装置があった。Therefore, the magazine "JAS Journal" (published by the Japan Audio Association), September 1999, pp.14-p.
There has been a speaker drive device using an MFB (Motional Feed Back) system as described in p.20 and March 1991, pp.25-33.
【０００６】以下に、従来のＭＦＢ方式を用いたスピー
カ駆動装置について説明する。図６は従来のＭＦＢ方式
を用いたスピーカ駆動装置を示すものである。６１はス
ピーカを駆動する増幅器、６２はスピーカ、６３はスピ
ーカ６２の振動状態を検出する検出器、６４は検出器６
３の出力を基にスピーカ６２の振動板の振動加速度、速
度及び振幅に比例した信号を生成する特性補正回路、６
５は入力信号、６６は入力信号６５の周波数特性を操作
するイコライザ、６７はイコライザ６６の出力と特性補
正回路６４の出力との差を算出する引き算器であり、増
幅器６１は引き算器６７の出力を入力とする。Hereinafter, a conventional speaker driving device using the MFB method will be described. FIG. 6 shows a speaker driving device using the conventional MFB method. 61 is an amplifier for driving a speaker, 62 is a speaker, 63 is a detector for detecting the vibration state of the speaker 62, and 64 is a detector 6
A characteristic correction circuit for generating a signal proportional to the vibration acceleration, velocity and amplitude of the diaphragm of the speaker 62 based on the output of
5 is an input signal, 66 is an equalizer that operates the frequency characteristic of the input signal 65, 67 is a subtractor that calculates the difference between the output of the equalizer 66 and the output of the characteristic correction circuit 64, and the amplifier 61 is the output of the subtracter 67. Is input.
【０００７】検出器６３としては、スピーカ６２の振動
状態を機械的に、音響的に、光学的に或いは電気的に検
出する手法が知られている。図７は検出器に電気的な手
法を用いた場合のブリッジ方式である。他に電流検出方
式も考えられるが、これに関しては後述する実施例で説
明する。図７において、７１はスピーカ６１のボイスコ
イルの電気インピーダンス（Ｒv＋ｓＬv）、７２はボイ
スコイルに発生する逆起電力、７３，７４，７５及び７
６はブリッジ回路を構成する抵抗器Ｒ1，Ｒ2，Ｒf及び
コンデンサＣ2、７７は抵抗器７４と抵抗器７５のそれ
ぞれに発生する電圧間の差を算出する引き算器である。
但し、Ｂｌはスピーカの力係数、ｖcはボイスコイルの
振動速度である。As the detector 63, a method of mechanically, acoustically, optically, or electrically detecting the vibration state of the speaker 62 is known. FIG. 7 shows a bridge system when an electric method is used for the detector. In addition, a current detection method is also conceivable, but this will be described in an embodiment described later. 7, 71 an electrical impedance of the voice coil of the speaker 61 (R v + sL v) , 72 counter electromotive force generated in the voice coil, 73, 74, 75 and 7
Reference numeral 6 denotes a subtractor for calculating a difference between voltages generated in the resistors 74 and 75, and resistors R 1 , R 2 , R f and capacitors C 2 , 77 constituting a bridge circuit.
However, Bl is a force factor of the loudspeaker, v c is the vibration speed of the voice coil.
【０００８】ブリッジ方式の検出器の動作を説明する。
Ｒfの両端に発生する電圧Ｅfは、増幅器１による駆動電
流と逆起電力（−Ｂｌ・ｖc）による電流との合成電流で
ある。また、Ｒ1，Ｒ2，Ｃ2は逆起電力が発生しない時
のＲfに発生する電圧Ｅ2をＲ2の両端に発生するように
定数が設定されておりその条件は（数１）、（数２）と
なる。The operation of the bridge type detector will be described.
Voltage E f generated across the R f is a combined current of the current by the driving current and the back EMF by the amplifier 1 (-Bl · v c). Further, R 1 , R 2 , and C 2 are set to have constants so that a voltage E 2 generated at R f when no back electromotive force is generated is generated at both ends of R 2. , (Equation 2).
【０００９】[0009]
【数１】 (Equation 1)
【００１０】[0010]
【数２】 (Equation 2)
【００１１】従って、Ｅ2とＥfの差を引き算器７７で算
出することで差電圧Ｅ0は（数３）となり、ボイスコイ
ルの振動速度ｖcに比例した電圧が得られる。Accordingly, the differential voltage E 0 by calculating the difference between E 2 and E f in subtracter 77 is obtained a voltage which is proportional to the vibration velocity v c of the equation (3), and a voice coil.
【００１２】[0012]
【数３】 (Equation 3)
【００１３】次に、特性補正回路６４は（数４）に示す
伝達関数β（ｓ）を持ち、検出器６３から出力される速
度信号からスピーカ６２の特性を補正するために加速度
信号、速度信号及び振幅信号に比例した電圧を出力す
る。ただし、βaは加速度係数、βvは速度係数、βxは
振幅係数、ｓ＝ｊωである。Next, a characteristic correction circuit 64 has a transfer function β (s) shown in (Equation 4), and uses an acceleration signal and a speed signal to correct the characteristics of the speaker 62 from the speed signal output from the detector 63. And a voltage proportional to the amplitude signal. However, the beta a acceleration factor, beta v is the velocity factor, is beta x is an amplitude coefficient, s = j [omega].
【００１４】[0014]
【数４】 (Equation 4)
【００１５】入力信号６５はイコライザ６６により周波
数補償（低域ブースト）が行われる。そして、引き算器
６７は特性補正回路６４から出力される信号との差を算
出して、増幅器６１に入力する。ところでイコライザ６
６が必要な理由は、本従来例のスピーカ駆動装置は、負
帰還動作のため帰還を行った帯域（特性改善を行う低
域）では、帰還を行わなかった帯域（中高域）と比較し
て、帰還した分だけ音圧が低下する。そのため、イコラ
イザで低域ブーストを行い中高域と同等の音圧が得られ
るように補償している。The input signal 65 is subjected to frequency compensation (low frequency boost) by an equalizer 66. Then, the subtracter 67 calculates a difference from the signal output from the characteristic correction circuit 64 and inputs the difference to the amplifier 61. By the way, equalizer 6
The reason that 6 is necessary is that the speaker driving device of the conventional example in the band in which feedback is performed due to the negative feedback operation (low frequency band for improving characteristics) is compared with the band in which no feedback is performed (middle high frequency band). The sound pressure is reduced by the amount returned. For this reason, a low-frequency boost is performed by an equalizer, and compensation is performed so that a sound pressure equivalent to that in the middle and high frequencies is obtained.
【００１６】更に、電流検出方式を用いたこのＭＦＢ方
式として雑誌「無線と実験」（誠文堂新光社発行）1989
年４月号pp.80〜pp.86に記載されているようなヤマハ
(株)のアクティブサーボを用いたスピーカ駆動装置があ
った。Further, the magazine "Radio and Experiments" (published by Seibundo Shinkosha) 1989 as this MFB system using the current detection system.
Yamaha as described in April, pp.80-86
There was a speaker drive device using Active Servo, Inc.
【００１７】以下に、従来のアクティブサーボを用いた
スピーカ駆動装置について説明する。Hereinafter, a conventional speaker drive device using an active servo will be described.
【００１８】図８は、従来のアクティブサーボを用いた
スピーカ駆動装置を示すものである。図８において、８
１はスピーカ（入力端子からみたインピーダンスをＲS
とする。）、８２はスピーカ８１を定電圧駆動する増幅
器（増幅率はＡ）、８３は抵抗器(Ｒ0)、８４は抵抗器
（ＲF）、８５はスピーカ８１に流れる電流を検出する
検出抵抗（純抵抗ｒ）、８６は検出抵抗８５の両端に発
生する電圧を増幅する増幅器（増幅率はβ）、８７は抵
抗器（Ｒ1）、８８は抵抗器（Ｒ2）、８９はスピーカ駆
動装置に入力される入力信号の周波数特性を変化させる
イコライザ（ＥＱ）、８１０は抵抗器（Ｒ0）である。FIG. 8 shows a conventional speaker drive device using an active servo. In FIG. 8, 8
1 is the speaker (the impedance seen from the input terminal is R S
And ), 82 are amplifiers for driving the speaker 81 at a constant voltage (amplification factor is A), 83 is a resistor (R 0 ), 84 is a resistor (R F ), 85 is a detection resistor for detecting a current flowing through the speaker 81 ( A pure resistor r), 86 is an amplifier (amplification factor is β) for amplifying a voltage generated across the detection resistor 85, 87 is a resistor (R 1 ), 88 is a resistor (R 2 ), and 89 is a speaker driving device. An equalizer (EQ) 810 for changing the frequency characteristics of the input signal input to the input terminal 810 is a resistor (R 0 ).
【００１９】次に、本従来例の動作を説明する。増幅器
８２（増幅率Ａは抵抗器８３及び８４の比で決まる。）
でスピーカ８１を定電圧駆動すると、電流Ｉ(S)がスピ
ーカ８１に流れる。検出抵抗８５は、スピーカ８１に流
れる電流Ｉ(S)を検出するため、スピーカ８１に直列に
接続されている。従って、増幅器８２の出力電圧をＥO
とし、ｒ＜＜Ｒ2とすれば、Next, the operation of the conventional example will be described. Amplifier 82 (Amplification factor A is determined by the ratio of resistors 83 and 84)
When the speaker 81 is driven at a constant voltage, a current I (S) flows through the speaker 81. The detection resistor 85 is connected in series to the speaker 81 to detect a current I (S) flowing through the speaker 81. Therefore, the output voltage of the amplifier 82 is changed to E O
And if r << R 2 ,
【００２０】[0020]
【数５】 (Equation 5)
【００２１】が成立する。従って、スピーカ８１に流れ
る電流Ｉ(S)は検出抵抗８５の両端に発生する電圧をＥr
とすれば、The following holds. Therefore, the current I (S) flowing through the speaker 81 is a voltage generated at both ends of the detection resistor 85, which is represented by E r.
given that,
【００２２】[0022]
【数６】 (Equation 6)
【００２３】として求められる。この検出した電圧Ｅr
は増幅器８６（増幅率βは抵抗器８７及び８８の比で決
まる。）により増幅される。ここで、検出抵抗８５は純
抵抗であるため、電圧Ｅrの波形はスピーカ電流Ｉ(S)の
波形と相似である。また、イコライザ８９は後述する理
由によりスピーカ駆動装置に入力される入力信号の周波
数特性を変化させる。イコライザ８９の出力信号Ｅinと
増幅器８６の出力との和を増幅器８２と抵抗器８３及び
８１０で求め、この和を増幅（増幅率はＡ）している。
ここで、増幅器８６の出力電圧をＥF、スピーカ８１の
両端にかかる電圧をＥSとすれば（数７）〜（数１２）
が成立する。Is obtained. This detected voltage Er
Is amplified by an amplifier 86 (the amplification factor β is determined by the ratio of the resistors 87 and 88). Here, since the detection resistor 85 is a pure resistor, the waveform of the voltage Er is similar to the waveform of the speaker current I (S). Further, the equalizer 89 changes the frequency characteristic of the input signal input to the speaker driving device for a reason described later. Calculates the sum of the output of the output signal E in the amplifier 86 of the equalizer 89 by the amplifier 82 and resistors 83 and 810, it amplifies the sum (amplification factor A) is.
Here, assuming that the output voltage of the amplifier 86 is E F and the voltage applied to both ends of the speaker 81 is E S (Equation 7) to (Equation 12).
Holds.
【００２４】[0024]
【数７】 (Equation 7)
【００２５】[0025]
【数８】 (Equation 8)
【００２６】[0026]
【数９】 (Equation 9)
【００２７】[0027]
【数１０】 (Equation 10)
【００２８】[0028]
【数１１】 [Equation 11]
【００２９】[0029]
【数１２】 (Equation 12)
【００３０】従って、（数５）〜（数１２）よりTherefore, from (Equation 5) to (Equation 12)
【００３１】[0031]
【数１３】 (Equation 13)
【００３２】となる。以上より、このスピーカ駆動装置
の出力インピーダンスＲOは、Ｅin＝０として、## EQU1 ## From the above, the output impedance R O of this speaker driving device is set as E in = 0,
【００３３】[0033]
【数１４】 [Equation 14]
【００３４】となり、Ａ・β＞０とすれば開放安定型負
性インピーダンスとなる。また、Ａ・β＞１で、Ａ及び
β共に平坦な周波数特性を持てば負性抵抗となり、Ａま
たはβに周波数特性を持たせれば出力インピーダンスに
周波数特性をもたせることができる。When A · β> 0, an open stable negative impedance is obtained. If A · β> 1 and both A and β have flat frequency characteristics, the resistance becomes negative. If A or β has frequency characteristics, the output impedance can have frequency characteristics.
【００３５】本従来例では、スピーカ８１はヘルムホル
ツ共鳴器ポートを持つバスレフ型のスピーカ装置であ
る。今、ポートの共振周波数をｆｐとすれば、ポートか
らの音圧は、ｆｐを中心とした−６ｄＢ／ｏｃｔの単峰
特性となり、スピーカユニットとポートからの音圧の位
相は同相であるため、スピーカユニットの音圧特性が−
６ｄＢ／ｏｃｔである帯域では、スピーカユニットとポ
ートの音圧が合成されフラットとなるが、それ以外の帯
域では、合成された音圧はフラットでない。そのためイ
コライザ８９を用い、入力信号の周波数特性を補正する
ことで全体域でフラットな音圧特性が得られるようにし
ている。従って、上記の方法によりスピーカユニットの
ボイスコイルのインピーダンスをスピーカ駆動装置の負
性インピーダンスで打ち消し、低域でのスピーカの駆動
能力を高め低い共振周波数持つポートでも充分な音圧が
再生できるようにすることで、広帯域(特に低域方向)な
再生音を得ている。In this conventional example, the speaker 81 is a bass reflex type speaker device having a Helmholtz resonator port. Now, assuming that the resonance frequency of the port is fp, the sound pressure from the port has a single peak characteristic of −6 dB / oct around fp, and the phases of the sound pressure from the speaker unit and the port are the same. The sound pressure characteristic of the speaker unit is-
In the band of 6 dB / oct, the sound pressures of the speaker unit and the port are combined to be flat, but in other bands, the combined sound pressure is not flat. Therefore, by using the equalizer 89 and correcting the frequency characteristics of the input signal, a flat sound pressure characteristic can be obtained in the entire region. Therefore, the impedance of the voice coil of the speaker unit is canceled by the negative impedance of the speaker driving device by the above-described method, so that the driving capability of the speaker in a low frequency range is increased and a sufficient sound pressure can be reproduced even at a port having a low resonance frequency. As a result, a broadband (especially in the low-frequency direction) reproduced sound is obtained.
【００３６】即ち、検出抵抗でスピーカのボイスコイル
に流れる電流を検出する。検出した電流はボイスコイル
の振動速度に比例するため、検出抵抗の両端に発生した
電圧を増幅して入力に帰還するいわゆる速度帰還を行う
ことで、スピーカの帯域拡大を図っている。That is, the current flowing through the voice coil of the speaker is detected by the detection resistor. Since the detected current is proportional to the vibration speed of the voice coil, a so-called speed feedback that amplifies the voltage generated at both ends of the detection resistor and feeds back to the input is performed to expand the band of the speaker.
【００３７】[0037]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、スピーカの振動板の振動の状態を検出する
のに増幅器とスピーカ間に抵抗器を直列に挿入する必要
がある。そのため抵抗器挿入による電力ロスが生じると
言う問題点と、電力ロスを少なくするには検出用抵抗器
の抵抗値を小さくする必要があり、抵抗値を小さくする
ことで検出電圧が小さくなり外部雑音等の影響が大きく
なり誤検出が生じると言う問題点と、イコライザで低域
を補償するため、中域と同等の音圧をスピーカから得る
には出力の大きい増幅器が必要であり、増幅器が大型化
すると言う問題点とを有していた。However, in the above-mentioned conventional configuration, it is necessary to insert a resistor between the amplifier and the speaker in series in order to detect the vibration state of the diaphragm of the speaker. Therefore, there is a problem that power loss is caused by the insertion of the resistor, and it is necessary to reduce the resistance value of the detection resistor to reduce the power loss. In order to compensate for low frequencies with an equalizer, an amplifier with a large output is required to obtain sound pressure equivalent to that in the middle frequency range from a speaker. There is a problem that it becomes.
【００３８】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、増幅器に高効率に電力増幅ができるＤ級増幅器を用
いることで増幅器の小型化を可能とすることと、スピー
カユニットの振動の状態を検出する検出器にＤ級増幅器
内のパルス増幅器の出力に接続されるローパスフィルタ
のコイルを用いるため検出用抵抗器が不要となり検出抵
抗器による電力ロスをなくすことを可能とすることと、
また、検出器にパルス増幅器の出力に接続されるローパ
スフィルタのコイルに流れる電流を検出する検出コイル
用い、検出コイルの巻き数を増減することで検出レベル
を最適化でき、後段に接続される増幅器を省略すること
を可能とするスピーカ駆動装置を提供することを目的と
する。The present invention solves the above-mentioned conventional problems. The use of a class-D amplifier capable of high-efficiency power amplification makes it possible to reduce the size of the amplifier. Using a coil of a low-pass filter connected to the output of the pulse amplifier in the class D amplifier as a detector for detecting the need to eliminate the need for a detection resistor and to eliminate power loss due to the detection resistor;
In addition, the detector uses a detection coil that detects the current flowing through the coil of the low-pass filter connected to the output of the pulse amplifier, and the detection level can be optimized by increasing or decreasing the number of turns of the detection coil. It is an object of the present invention to provide a speaker driving device capable of omitting the above.
【００３９】[0039]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のスピーカ駆動装置は、アナログ信号を二値状
態変調信号に変換する二値状態変調手段と、二値状態変
調信号を電力増幅するパルス増幅手段と、パルス増幅手
段の出力を入力とし必要な周波数帯域のみを通過させる
第１のローパスフィルタと、第１のローパスフィルタの
コイルの両端間の信号を入力とし必要な周波数帯域のみ
を通過させる第２のローパスフィルタと、第２のローパ
スフィルタの出力を増幅する増幅手段と、第２のローパ
スフィルタの出力を積分増幅する第１の積分手段と、第
１の積分手段の出力を積分増幅する第２の積分手段と、
入力信号と増幅手段の出力と第１の積分手段の出力と第
２の積分器の出力とを加算する演算手段とを備え、演算
手段の出力を二値状態変調手段に入力する構成としたも
のである。In order to achieve this object, a speaker driving device according to the present invention comprises a binary state modulating means for converting an analog signal into a binary state modulated signal, and a power amplifying the binary state modulated signal. Pulse amplifying means, an output of the pulse amplifying means as an input, a first low-pass filter for passing only a necessary frequency band, and a signal between both ends of a coil of the first low-pass filter as an input, and only a necessary frequency band A second low-pass filter that passes therethrough, amplifying means for amplifying the output of the second low-pass filter, first integrating means for integrating and amplifying the output of the second low-pass filter, and integrating the output of the first integrating means Second integrating means for amplifying;
An arithmetic unit for adding the input signal, the output of the amplifying unit, the output of the first integrating unit, and the output of the second integrator, wherein the output of the arithmetic unit is input to the binary state modulation unit It is.
【００４０】また、本発明のスピーカ駆動装置は、アナ
ログ信号を二値状態変調信号に変換する二値状態変調手
段と、二値状態変調信号を電力増幅するパルス増幅手段
と、パルス増幅手段の出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第１のローパスフィルタと、第１のロ
ーパスフィルタのコイルに流れる電流値を検出する電流
検出コイルと、電流検出コイルの出力を入力とし必要な
周波数帯域のみを通過させる第２のローパスフィルタ
と、第２のローパスフィルタの出力を積分増幅する第１
の積分手段と、第１の積分手段の出力を積分増幅する第
２の積分手段と、入力信号と第２のローパスフィルタの
出力と第１の積分手段の出力と第２の積分器の出力とを
加算する演算手段とを備え、演算手段の出力を二値状態
変調手段に入力する構成としたものである。Further, the speaker driving device of the present invention comprises a binary state modulating means for converting an analog signal into a binary state modulated signal, a pulse amplifying means for power amplifying the binary state modulated signal, and an output of the pulse amplifying means. A first low-pass filter that inputs only the necessary frequency band, a current detection coil that detects a current value flowing through the coil of the first low-pass filter, and only a necessary frequency band that receives the output of the current detection coil as an input. And a first low-pass filter that integrates and amplifies the output of the second low-pass filter.
, A second integrating means for integrating and amplifying an output of the first integrating means, an input signal, an output of the second low-pass filter, an output of the first integrating means, and an output of the second integrator. , And an output of the arithmetic means is input to the binary state modulation means.
【００４１】[0041]
【作用】本発明は上記した構成により、以下のような作
用をする。即ち、二値状態変調手段はアナログ信号を二
値状態変調信号に変換する。パルス増幅手段はこの二値
状態変調信号を電力増幅する。第１のローパスフィルタ
は、パルス増幅手段の出力を処理し、オーディオ帯域の
信号を通過させ、スピーカを駆動する。このとき第１の
ローパスフィルタを構成するコイルにはスピーカに流れ
た電流を含む電流が流れる。そして、第２のローパスフ
ィルタはこのコイルの両端に発生する電圧を入力とし、
オーディオ帯域の信号を通過させる。第２のローパスフ
ィルタの出力はスピーカユニットのボイスコイルの振動
加速度に比例している。増幅手段はこの加速度信号を増
幅する。第１の積分手段は、加速度信号を積分増幅し、
速度信号を生成する。更に第２の積分手段は速度信号を
積分増幅し振幅信号を生成する。そして、演算手段は、
入力信号、増幅手段、第１の積分手段及び第２の積分手
段の出力を加算し、二値状態変調手段に入力するように
している。According to the present invention, the following operations are performed by the above configuration. That is, the binary state modulation means converts the analog signal into a binary state modulated signal. The pulse amplification means power-amplifies the binary state modulation signal. The first low-pass filter processes the output of the pulse amplifying unit, passes an audio band signal, and drives a speaker. At this time, a current including the current flowing to the speaker flows through the coil constituting the first low-pass filter. Then, the second low-pass filter receives the voltage generated at both ends of this coil as an input,
Passes audio band signals. The output of the second low-pass filter is proportional to the vibration acceleration of the voice coil of the speaker unit. Amplifying means amplifies the acceleration signal. The first integrating means integrates and amplifies the acceleration signal,
Generate a speed signal. Further, the second integrating means integrates and amplifies the speed signal to generate an amplitude signal. And the calculating means is:
The input signal, the output of the amplifying means, the output of the first integrating means and the output of the second integrating means are added and input to the binary state modulation means.
【００４２】また、本発明は上記した構成により、以下
のような作用をする。即ち、二値状態変調手段はアナロ
グ信号を二値状態変調信号に変換する。パルス増幅手段
はこの二値状態変調信号を電力増幅する。第１のローパ
スフィルタは、パルス増幅手段の出力を処理し、オーデ
ィオ帯域の信号を通過させ、スピーカを駆動する。この
とき第１のローパスフィルタを構成するコイルにはスピ
ーカに流れた電流を含む電流が流れる。その電流を電流
検出コイルで検出する。そして、第２のローパスフィル
タはこの電流検出コイルの両端に発生する電圧を入力と
し、オーディオ帯域の信号を通過させる。第２のローパ
スフィルタの出力はスピーカユニットのボイスコイルの
振動加速度に比例している。第１の積分手段は、加速度
信号を積分増幅し、速度信号を生成する。更に第２の積
分手段は速度信号を積分増幅し振幅信号を生成する。そ
して、演算手段は、入力信号、第２のローパスフィル
タ、第１の積分手段及び第２の積分手段の出力を加算
し、二値状態変調手段に入力するようにしている。Further, according to the present invention, the following operations are performed by the above-described configuration. That is, the binary state modulation means converts the analog signal into a binary state modulated signal. The pulse amplification means power-amplifies the binary state modulation signal. The first low-pass filter processes the output of the pulse amplifying unit, passes an audio band signal, and drives a speaker. At this time, a current including the current flowing to the speaker flows through the coil constituting the first low-pass filter. The current is detected by a current detection coil. Then, the second low-pass filter receives the voltage generated at both ends of the current detection coil as an input, and passes an audio band signal. The output of the second low-pass filter is proportional to the vibration acceleration of the voice coil of the speaker unit. The first integrating means integrates and amplifies the acceleration signal to generate a speed signal. Further, the second integrating means integrates and amplifies the speed signal to generate an amplitude signal. The calculating means adds the input signal, the output of the second low-pass filter, the outputs of the first integrating means and the second integrating means, and inputs the result to the binary state modulation means.
【００４３】[0043]
【実施例】以下、本発明の一実施例に付いて、図面を参
照しながら説明する。An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００４４】図１は本発明の第１の実施例におけるスピ
ーカ駆動装置のブロック図を示す。図１において、１は
アナログ信号を二値状態変調信号に変換する二値状態変
調器、２は二値状態変調器１の出力信号を電力増幅する
パルス増幅器、３はパルス増幅器２の出力からオーディ
オ帯域の信号を通過させるローパスフィルタ、４はロー
パスフィルタ３を構成するコイル、５はローパスフィル
タ３を構成するコンデンサ、６は本スピーカ駆動装置の
出力端子、７はスピーカ、８はコイル４の両端に生じる
電圧信号を入力とするローパスフィルタ、９はローパス
フィルタ８の出力を増幅する増幅器、１０はローパスフ
ィルタ８の出力を積分増幅する積分器、１１は積分器１
０の出力を積分増幅する積分器、１２は本スピーカ駆動
装置の入力端子、１３は入力端子１２から入力された入
力信号の周波数特性を操作するイコライザ、１４はイコ
ライザ１３の出力と増幅器９の出力と積分器１０の出力
と積分器１１の出力との和を算出する加算器である。FIG. 1 is a block diagram of a speaker driving device according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is a binary state modulator for converting an analog signal into a binary state modulated signal, 2 is a pulse amplifier for power amplifying the output signal of the binary state modulator 1, and 3 is an audio signal from the output of the pulse amplifier 2. A low-pass filter for passing a signal in the band, 4 a coil constituting the low-pass filter 3, 5 a capacitor constituting the low-pass filter 3, 6 an output terminal of the speaker driving device, 7 a speaker, and 8 both ends of the coil 4. A low-pass filter to which the generated voltage signal is input, 9 an amplifier for amplifying the output of the low-pass filter 8, 10 an integrator for integrating and amplifying the output of the low-pass filter 8, and 11 an integrator 1
An integrator for integrating and amplifying the output of 0, 12 is an input terminal of the present speaker driving device, 13 is an equalizer for controlling the frequency characteristic of the input signal input from the input terminal 12, and 14 is the output of the equalizer 13 and the output of the amplifier 9. And an adder for calculating the sum of the output of the integrator 10 and the output of the integrator 11.
【００４５】図２は、第１の実施例におけるスピーカ駆
動装置の二値状態変調器１とパルス増幅器２を説明する
説明図であり、２１はアナログ信号を入力する入力端
子、２２はコンパレータ、２３は三角波発生器、２４は
ドライブアンプ、２５は電力増幅器、２６はパワーデバ
イス、２７はパワーデバイス、２８は出力端子である。
図９は、二値状態変調器１の動作を説明する説明図であ
る。図１０は、パルス増幅器２を説明する説明図であ
る。図１１は、線形増幅器の電力損失を説明する説明図
である。 FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the binary state modulator 1 and the pulse amplifier 2 of the speaker driving device according to the first embodiment, wherein 21 is an input terminal for inputting an analog signal, 22 is a comparator, 23 Is a triangular wave generator, 24 is
Drive amplifier, 25 is power amplifier, 26 is power device
A chair 27 is a power device, and 28 is an output terminal.
FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining the operation of the binary state modulator 1.
You. FIG. 10 is an explanatory diagram illustrating the pulse amplifier 2.
You. FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating power loss of a linear amplifier.
It is.
【００４６】図３は、第１の実施例の具体的な回路の一
例であり、３１は電力増幅器、３２はコイル、３３はコ
ンデンサ、３４は出力端子、３５は入力端子、３６はイ
コライザ、３１０〜３２７は抵抗器、３３０〜３３２は
コンデンサ、３４１〜３４８は増幅器である。FIG. 3 shows an example of a specific circuit of the first embodiment, wherein 31 is a power amplifier, 32 is a coil, 33 is a capacitor, 34 is an output terminal, 35 is an input terminal, 36 is an equalizer, 310 327 is a resistor, 330 to 332 are capacitors, and 341 to 348 are amplifiers.
【００４７】この様に構成された本発明の第１のスピー
カ駆動装置について、以下その動作について説明する。
二値状態変調器１は入力されるアナログオーディオ信号
を二値状態に変調し、パルス増幅器２はこの二値状態変
調信号を電力増幅する。二値状態変調器１とパルス増幅
器２は高効率電力増幅器であるＤ級電力増幅器を構成し
ている。このＤ級電力増幅器の動作を図２を用いて説明
する。図２はＰＷＭ（Pulse Width Modulation／パルス
幅変調）方式の電力増幅器である。入力端子２１から入
力されたアナログオーディオ信号は、コンパレータ２２
の反転入力に入力される。また、コンパレータ２２の非
反転入力には三角波発生器２３で発生される三角波信号
が入力される。図９に示すように、コンパレータ２２は
入力された２種類の信号の振幅を比較し、反転入力に入
力されたアナログオーディオ信号を１ビットのディジタ
ル信号に変換する。コンパレータの出力Ｃoは以下のよ
うになる。 オーディオ信号≧三角波信号 のとき Ｃo＝０、 オーディオ信号＜三角波信号 のとき Ｃo＝１、 即ち、オーディオ信号は三角波信号の周波数をキャリア
とし、入力信号の持っていた振幅方向の情報をパルスの
幅と言う情報に置き換えた二値状態変調信号（パルス幅
変調）に変換される。コンパレータ２２の出力はドライ
ブアンプ２６及び電流増幅器２７で電力増幅される。図
１０に示すように、二値状態変調器１の出力に応じてド
ライブアンプ２４は電力増幅器２５を駆動する。即ち、
二値状態変調器１の出力が’１’の場合、電力増幅器２
５を構成するパワーデバイス２６をＯＮ状態にし、出力
端子２８には電力増幅器２５に供給される正負の電源電
圧の正側の電源電圧にほぼ等しい振幅まで増幅する。
（パワーデバイス２６のＯＮ抵抗と出力端子２８に接続
された負荷への負荷電流との積に相当する電圧降下分振
幅は小さくなるが、ＯＮ抵抗が十分小さいパワーデバイ
スを選択することにより、ＯＮ抵抗による電圧降下は無
視できるまでに小さくすることは可能である。）逆に二
値状態変調器１の出力が’０’の場合、電力増幅器２５
を構成するパワーデバイス２７をＯＮ状態にし、出力端
子２８には電力増幅器２５に供給される正負の電源電圧
の負側の電源電圧にほぼ等しい振幅まで増幅する。（同
様にパワ ーデバイス２７のＯＮ抵抗と出力端子２８に接
続された負荷への負荷電流との積に相当する電圧降下分
振幅は小さくなるが、ＯＮ抵抗が十分小さいパワーデバ
イスを選択することにより、ＯＮ抵抗による電圧降下は
無視できるまでに小さくすることは可能である。）即
ち、パルス増幅器２は、二値状態変調器１の出力信号
（パルス信号）を電力増幅器２７に供給される電源電圧
値に等しくなるように電力増幅する。そして、増幅され
たパルス信号は、パルス増幅器２の出力に接続されるロ
ーパスフィルタ３によりオーディオ帯域を通過させ電力
増幅されたオーディオ信号を取り出し、負荷に供給する
動作をする。ここで、入力信号（アナログ信号）を二値
状態変調器にてパルス信号（二値信号／ディジタル信
号）に変換し、パルス信号のまま電力増幅し、ローパス
フィルタにて再びアナログ信号に変換する理由は、パル
ス増幅器２を構成するパワーデバイスは、飽和状態で使
用され、飽和状態におけるＯＮ抵抗値が非常に小さいた
め、パワーデバイスにて発生する損失は非常に小さくな
る。また、ローパスフィルタ３には、直流抵抗値が小さ
く高周波特性の良いコイル及び高周波特性の良いコンデ
ンサを用いることで、ローパスフィルタにおける電力損
失も無視できるレベルに構成できる。そのため非常に電
力損失の小さな（電力効率９０％以上）電力増幅器を容
易に構成できるメリット（通常の線形電力増幅器は、図
１１に示すように無効となる電源電圧、即ちパワーデバ
イスで降下する電圧値が大きい。そのため、電力損失が
大きい。そして、最も電力効率の高い構成のＢ級電力増
幅器の最大理論電力効率値は７８．５％である。）があ
るためである。ここで、抵抗器２９の抵抗値をゼロ、抵
抗器３０の抵抗値を無限大とした場合の本増幅器の電圧
利得は、二値状態変調器１の出力信号の振幅値（通常５
Ｖ程度）と、電力増幅器２５に供給される電源電圧値の
比となる。例えば、二値状態変調器の出力信号レベルが
５Ｖ、電力増幅器２５への供給電圧が±３０Ｖであれ
ば、（３０＋３０）÷５＝１２倍となる。本例では、増
幅器出力信号を入力部に帰還しない無帰還構成に関して
説明したが帰還型の増幅器でも同様の効果（入力信号を
二値状態信号に変換し電力増幅し、ローパスフィルタに
てアナログ信号に変換する事で、電力効率の高い電力増
幅器を構成できること）が得られる。 The operation of the first speaker driving device of the present invention thus configured will be described below.
The binary state modulator 1 modulates the input analog audio signal into a binary state, and the pulse amplifier 2 power-amplifies the binary state modulated signal. Binary state modulator 1 and the pulse amplifier 2 constitutes a D-class power amplifier is a high efficiency power amplifier. The operation of the class D power amplifier will be described with reference to FIG. Figure 2 shows PWM (Pulse Width Modulation / pulse)
It is a power amplifier of the width modulation type. Input from input terminal 21
The input analog audio signal is supplied to a comparator 22.
Is input to the inverted input of. Further, to the non-inverting input of the comparator 2 2 triangular wave signal generated by the triangular wave generator 23 is input. As shown in FIG. 9, the comparator 22 compares the amplitudes of the two types of input signals, and converts the analog audio signal input to the inverted input into a 1-bit digital signal. Output C o of the comparator is as follows. When audio signal ≧ triangle wave signal, Co = 0, and when audio signal <triangle wave signal, Co = 1, that is, the audio signal uses the frequency of the triangular wave signal as a carrier, and the information in the amplitude direction of the input signal is represented by a pulse. It is converted into a binary state modulation signal (pulse width modulation) replaced with information called width. The output of the comparator 22 is power-amplified by the drive amplifier 26 and the current amplifier 27. Figure
As shown in FIG.
The live amplifier 24 drives the power amplifier 25. That is,
When the output of the binary state modulator 1 is “1”, the power amplifier 2
5 to turn on the power device 26 and output
A terminal 28 has a positive and negative power supply supplied to the power amplifier 25.
Amplify to an amplitude approximately equal to the power supply voltage on the positive side of the voltage.
(Connect to the ON resistance of the power device 26 and the output terminal 28
Voltage drop equivalent to the product of the load and the load current
Power device with small width but sufficiently low ON resistance
No voltage drop due to ON resistance
It is possible to make it small enough to be visible. Conversely
When the output of the value state modulator 1 is “0”, the power amplifier 25
Is turned on, and the output terminal
The positive and negative power supply voltages supplied to the power amplifier 25
To the amplitude substantially equal to the power supply voltage on the negative side of. (same
Against the ON resistance and the output terminal 28 of the power Devices 27 as
Voltage drop equivalent to the product of the load current and the load current
Power device whose amplitude is small but ON resistance is small enough
By selecting a chair, the voltage drop due to the ON resistance
It is possible to make it so small that it can be ignored. ) Immediately
That is, the pulse amplifier 2 outputs the output signal of the binary state modulator 1.
(Pulse signal) supplied to the power amplifier 27
Amplify the power so that it becomes equal to the value. And amplified
The pulse signal which is connected to the output of the pulse amplifier 2
-Pass filter 3 to pass audio band
Extract the amplified audio signal and supply it to the load
Work. Here, the input signal (analog signal) is binary
Pulse signal (binary signal / digital signal) by state modulator
Signal), amplify the power as a pulse signal, and
The reason for converting to an analog signal again with a filter is that
The power device that constitutes the power amplifier 2 is used in a saturated state.
And the ON resistance value in the saturated state is very small.
Therefore, the loss that occurs in the power device is very small.
You. The low-pass filter 3 has a small DC resistance value.
Coil with good high frequency characteristics and condenser with good high frequency characteristics
Power loss in the low-pass filter
Losses can be configured to a negligible level. Therefore, very
A power amplifier with small power loss (power efficiency 90% or more)
Advantages of easy configuration (Normal linear power amplifier
As shown in FIG. 11, the power supply voltage becomes invalid,
The voltage drop at the chair is large. Therefore, power loss
large. And the class B power increase of the configuration with the highest power efficiency
The maximum theoretical power efficiency value of the band width is 78.5%. )
That's because. Here, the resistance value of the resistor 29 is set to zero,
The voltage of this amplifier when the resistance of the arrester 30 is infinite
The gain is determined by the amplitude value of the output signal of the binary state modulator 1 (typically 5).
V) and the power supply voltage supplied to the power amplifier 25
Ratio. For example, the output signal level of the binary state modulator is
5V, if the supply voltage to the power amplifier 25 is ± 30V
In this case, (30 + 30) ÷ 5 = 12 times. In this example,
Non-feedback configuration that does not feed back the amplifier output signal to the input section
As described above, the same effect (input signal
Converts to a binary state signal, amplifies power, and provides low-pass filter
And convert it to an analog signal.
That a breadth can be constructed).
【００４８】この様に電力増幅された二値状態変調信号
はコイル４及びコンデンサ５からなるローパスフィルタ
３で不必要な周波数成分が除去されオーディオ帯域の信
号が抽出される。即ち、二値状態変調器１に入力された
オーディオ信号が電力増幅されて出力端子６から出力さ
れる。この出力端子６に負荷としてスピーカ７を接続す
るとボイスコイルに電流が流れ振動板が振動して音波を
発生する。ところで、コイル４に流れる電流は、コンデ
ンサ５に流れる電流とスピーカ７のボイスコイルに流れ
る電流の和である。しかし、コンデンサ５にはオーディ
オ帯域の成分を持つ電流は流れないため、コイル４に流
れる電流の内オーディオ帯域の成分を持つ電流はスピー
カ７に流れる電流に等しい。また、スピーカ７に流れる
電流はボイスコイルの振動速度に比例している。従っ
て、コイル４に流れる電流に着目するればスピーカ７の
振動状態が検出できることになる。The low-pass filter 3 composed of the coil 4 and the capacitor 5 removes unnecessary frequency components from the power-amplified binary state modulation signal and extracts an audio band signal. That is, the audio signal input to the binary state modulator 1 is power-amplified and output from the output terminal 6. When a speaker 7 is connected to the output terminal 6 as a load, a current flows through the voice coil and the diaphragm vibrates to generate sound waves. The current flowing through the coil 4 is the sum of the current flowing through the capacitor 5 and the current flowing through the voice coil of the speaker 7. However, since a current having an audio band component does not flow through the capacitor 5, a current having an audio band component of the current flowing through the coil 4 is equal to a current flowing through the speaker 7. The current flowing through the speaker 7 is proportional to the vibration speed of the voice coil. Therefore, by focusing on the current flowing through the coil 4, the vibration state of the speaker 7 can be detected.
【００４９】コイル４に電流が流れることによりコイル
４の両端には電圧が発生する。オーディオ帯域の信号を
通過させるローパスフィルタ８にコイル４の両端に発生
する電圧を入力すると、スピーカ７のボイスコイルに流
れる電流を微分したもの即ち、ボイスコイルの振動加速
度に比例した電圧が、ローパスフィルタ８から出力され
る。増幅器９はこの出力を増幅する。これは加速度成分
の帰還であり、帰還係数はコイル４のインダクタンスと
増幅器９の電圧利得で決まる。また、積分器１０はロー
パスフィルタ８の出力を積分増幅し、ボイスコイルの振
動速度に比例した信号を生成する。これは、速度成分の
帰還であり、帰還係数はコイル４のインダクタンスと積
分器１０の電圧利得で決まる。更に、積分器１１は積分
器１０の出力を積分増幅し、ボイスコイルの振動振幅に
比例した信号を生成する。これは、振幅成分の帰還であ
り、帰還係数はコイル４のインダクタンスと積分器１０
の電圧利得と積分器１１の電圧利得の積で決まる。When a current flows through the coil 4, a voltage is generated at both ends of the coil 4. When a voltage generated at both ends of the coil 4 is input to a low-pass filter 8 that allows a signal in an audio band to pass, a value obtained by differentiating a current flowing through a voice coil of the speaker 7, that is, a voltage proportional to the vibration acceleration of the voice coil is obtained. 8 is output. Amplifier 9 amplifies this output. This is feedback of the acceleration component, and the feedback coefficient is determined by the inductance of the coil 4 and the voltage gain of the amplifier 9. The integrator 10 integrates and amplifies the output of the low-pass filter 8 to generate a signal proportional to the vibration speed of the voice coil. This is feedback of the velocity component, and the feedback coefficient is determined by the inductance of the coil 4 and the voltage gain of the integrator 10. Further, the integrator 11 integrates and amplifies the output of the integrator 10 to generate a signal proportional to the vibration amplitude of the voice coil. This is the feedback of the amplitude component, and the feedback coefficient is determined by the inductance of the coil 4 and the integrator 10.
And the voltage gain of the integrator 11.
【００５０】次に、イコライザ１３は入力端子１２から
入力されるオーディオ信号に対して従来例で説明した理
由のため周波数補正を行う。そして、加算器１４により
イコライザの出力と帰還信号である増幅器９の出力と積
分器１０の出力と積分器１１の出力の和を算出し、二値
状態変調器１に出力する。Next, the equalizer 13 performs frequency correction on the audio signal input from the input terminal 12 for the reason described in the conventional example. Then, the adder 14 calculates the sum of the output of the equalizer, the output of the amplifier 9 which is a feedback signal, the output of the integrator 10, and the output of the integrator 11, and outputs the result to the binary state modulator 1.
【００５１】以上の構成を具体的な回路で現した図３に
ついて説明する。抵抗器３１０〜３１４、コンデンサ３
３０及び増幅器３４１，３４２はローパスフィルタ８を
構成する。このローパスフィルタ８の伝達関数Ｇ
1（ｓ）は、遮断角周波数をω1（＝１／Ｃ1・Ｒ1）とす
れば（数１５）となる。FIG. 3 showing the above configuration as a specific circuit will be described. Resistors 310-314, capacitor 3
30 and the amplifiers 341 and 342 constitute the low-pass filter 8. The transfer function G of the low-pass filter 8
1 (s) becomes (Equation 15) when the cutoff angular frequency is ω 1 (= 1 / C 1 · R 1 ).
【００５２】[0052]
【数１５】 (Equation 15)
【００５３】また、コイル３２のインダクタンスをＬ、
流れる電流をＩとすると、コイル３２の両端に発生する
電圧はｓ・Ｌ・Ｉとなり電流Ｉを微分した形となってい
る。そして、増幅器３４２の出力電圧Ｅ3は、（数１
６）となる。The inductance of the coil 32 is L,
Assuming that the flowing current is I, the voltage generated at both ends of the coil 32 is s · L · I, which is a form obtained by differentiating the current I. Then, the output voltage E 3 of the amplifier 342 becomes (Equation 1)
6).
【００５４】[0054]
【数１６】 (Equation 16)
【００５５】抵抗器３１５〜３１８及び増幅器３４３，
３４４は増幅器９を構成し、電圧利得はＲ4／Ｒ3であ
る。増幅器３４４の出力電圧をＥ2とすると（数１７）
が成立する。The resistors 315 to 318 and the amplifier 343,
344 constitutes the amplifier 9, and the voltage gain is R 4 / R 3 . If the output voltage of the amplifier 344 is E 2 (Equation 17)
Holds.
【００５６】[0056]
【数１７】 [Equation 17]
【００５７】コイル３２はコンデンサ３３とともに増幅
器３１の出力信号の周波数帯域を制限するローパスフィ
ルタを構成するためそのインダクタンスＬは固定であ
る。よって、抵抗器３１７，３１８の比を変化させて加
速度帰還の定数を決定する。The inductance L of the coil 32 is fixed because it constitutes a low-pass filter for limiting the frequency band of the output signal of the amplifier 31 together with the capacitor 33. Therefore, the constant of the acceleration feedback is determined by changing the ratio of the resistors 317 and 318.
【００５８】抵抗器３１９〜３２１、コンデンサ３３１
及び増幅器３４５，３４６は積分器１０を構成し、伝達
関数Ｇ2（ｓ）は（数１８）、増幅器３４６の出力電圧
Ｅ3は（数１９）となり、スピーカ７のボイスコイルの
振動速度に比例した電圧を出力する。速度帰還定数は、
コンデンサ３３１と抵抗器３１９で決定される。The resistors 319 to 321 and the capacitor 331
And the amplifiers 345 and 346 constitute the integrator 10, the transfer function G 2 (s) becomes (Equation 18), the output voltage E 3 of the amplifier 346 becomes (Equation 19), and is proportional to the vibration speed of the voice coil of the speaker 7. The output voltage is output. The velocity feedback constant is
It is determined by the capacitor 331 and the resistor 319.
【００５９】[0059]
【数１８】 (Equation 18)
【００６０】[0060]
【数１９】 [Equation 19]
【００６１】抵抗器３２２、コンデンサ３３２及び増幅
器３４７は積分器１１を構成し、増幅器３４７の出力電
圧Ｅ4は（数２０）となり、スピーカ７のボイスコイル
の振動振幅に比例した電圧を出力する。振幅帰還定数
は、コンデンサ３３１，３３２、抵抗器３１９，３２２
で決定される。[0061] Resistor 322, capacitor 332 and amplifier 347 constitute an integrator 11, the output voltage E 4 of the amplifier 347 outputs a voltage proportional to the vibration amplitude of the (Expression 20), and a voice coil of a speaker 7. The amplitude feedback constant includes capacitors 331 and 332, resistors 319 and 322
Is determined.
【００６２】[0062]
【数２０】 (Equation 20)
【００６３】入力端子３５から入力されたオーディオ信
号はイコライザ３６で周波数特性を補正される。The frequency characteristic of the audio signal input from the input terminal 35 is corrected by the equalizer 36.
【００６４】抵抗器３２３〜３２７及び増幅器３４８は
加算器１４を構成し、イコライザ３６の出力と増幅器３
４４の出力である加速度成分と増幅器３４６の出力であ
る速度成分と増幅器３４７の出力である振幅成分とを加
算し、電力増幅器３１に入力し、さらに、電力増幅器３
１によってスピーカ７を駆動する。The resistors 323 to 327 and the amplifier 348 form the adder 14, and the output of the equalizer 36 and the amplifier 3
The acceleration component which is the output of the amplifier 44, the velocity component which is the output of the amplifier 346, and the amplitude component which is the output of the amplifier 347 are added, and the result is input to the power amplifier 31.
1 drives the speaker 7.
【００６５】以上のように、本発明の第１の実施例で
は、電力増幅器にＤ級増幅器を用いることで小型で高出
力な増幅器を実現し、スピーカのボイスコイルの振動加
速度をＤ級増幅器の出力に接続したローパスフィルタを
構成するコイルの両端に発生する電圧から生成してい
る。そして、この信号を積分しボイスコイルの振動速度
及び振動加速度を生成し、加速度、速度、振幅併用帰還
を行い、スピーカの低域特性を改善している。As described above, in the first embodiment of the present invention, a small and high-output amplifier is realized by using a class D amplifier as the power amplifier, and the vibration acceleration of the voice coil of the speaker is reduced by the class D amplifier. It is generated from the voltage generated at both ends of the coil constituting the low-pass filter connected to the output. Then, the signal is integrated to generate a vibration speed and a vibration acceleration of the voice coil, and the feedback of the acceleration, the speed, and the amplitude is performed, thereby improving the low frequency characteristics of the speaker.
【００６６】図４は本発明の第２の実施例におけるスピ
ーカ駆動装置のブロック図を示す。図４において、４１
はアナログ信号を二値状態変調信号に変換する二値状態
変調器、４２は二値状態変調器４１の出力信号を電力増
幅するパルス増幅器、４３はパルス増幅器４２の出力か
らオーディオ帯域の信号を通過させるローパスフィル
タ、４４はローパスフィルタ４３を構成するコイル、４
５はローパスフィルタ４３を構成するコンデンサ、４６
は本スピーカ駆動装置の出力端子、４７はスピーカ、４
８はコイル４４に流れる電流を検出する電流検出コイ
ル、４９はコイル４８の両端に生じる電圧信号を入力と
するローパスフィルタ、４１０はローパスフィルタ４９
の出力を積分増幅する積分器、４１１は積分器４１０の
出力を積分増幅する積分器、４１２は本スピーカ駆動装
置の入力端子、４１３は入力端子４１２から入力された
入力信号の周波数特性を操作するイコライザ、４１４は
イコライザ４１３の出力とローパスフィルタ４９の出力
と積分器４１０の出力と積分器４１１の出力との和を算
出する加算器である。FIG. 4 is a block diagram of a speaker driving device according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 4, 41
Is a binary state modulator for converting an analog signal into a binary state modulated signal, 42 is a pulse amplifier for power amplifying the output signal of the binary state modulator 41, and 43 is a signal in the audio band from the output of the pulse amplifier 42. Low-pass filter 44; coil constituting low-pass filter 43;
5 is a capacitor constituting the low-pass filter 43;
Is an output terminal of the speaker driving device, 47 is a speaker,
8, a current detection coil for detecting a current flowing through the coil 44; 49, a low-pass filter for inputting a voltage signal generated at both ends of the coil 48;
411 is an integrator for integrating and amplifying the output of the integrator 410, 412 is an input terminal of the present speaker driving device, and 413 is for manipulating the frequency characteristics of an input signal input from the input terminal 412. The equalizer 414 is an adder that calculates the sum of the output of the equalizer 413, the output of the low-pass filter 49, the output of the integrator 410, and the output of the integrator 411.
【００６７】図５は第２の実施例の具体的な回路の一例
であり、５１は電力増幅器、５２はコイル、５３はコン
デンサ、５４は出力端子、５５はコイル５２に流れる電
流を検出するコイル、５６は入力端子、５７はイコライ
ザ、５１０〜５１９は抵抗器、５２０〜５２２はコンデ
ンサ、５３０〜５３３は増幅器である。FIG. 5 shows an example of a specific circuit of the second embodiment. Reference numeral 51 denotes a power amplifier, 52 denotes a coil, 53 denotes a capacitor, 54 denotes an output terminal, and 55 denotes a coil for detecting a current flowing through the coil 52. , 56 are input terminals, 57 is an equalizer, 510 to 519 are resistors, 520 to 522 are capacitors, and 530 to 533 are amplifiers.
【００６８】この様に構成された本発明の第２のスピー
カ駆動装置について、以下その動作について説明する。
図４における二値状態変調器４１、パルス増幅器４２、
ローパスフィルタ４３、それを構成するコイル４４及び
コンデンサ４５、出力端子４６、スピーカ４７、積分器
４１０、積分器４１１、入力端子４１２、イコライザ４
１３及び加算器４１４は、それぞれ図１における二値状
態変調器１、パルス増幅器２、ローパスフィルタ３、そ
れを構成するコイル４及びコンデンサ５、出力端子６、
スピーカ７、積分器１０、積分器１１、入力端子１２、
イコライザ１３及び加算器１４と全く同一の動作を行
う。The operation of the thus-configured second speaker driving device of the present invention will be described below.
4, the binary state modulator 41, the pulse amplifier 42,
Low-pass filter 43, coil 44 and capacitor 45 constituting the same, output terminal 46, speaker 47, integrator 410, integrator 411, input terminal 412, equalizer 4
13 and an adder 414 are respectively the binary state modulator 1, the pulse amplifier 2, the low-pass filter 3, the coil 4 and the capacitor 5, the output terminal 6,
Speaker 7, integrator 10, integrator 11, input terminal 12,
The same operation as that performed by the equalizer 13 and the adder 14 is performed.
【００６９】まず、二値状態変調器４１は入力されるア
ナログオーディオ信号を二値状態信号に変調し、パルス
増幅器４２はこの二値状態変調信号を電力増幅する。そ
して、電力増幅された二値状態変調信号はコイル４４及
びコンデンサ４５からなるローパスフィルタ４３で不必
要な周波数成分が除去されオーディオ帯域の信号が抽出
される。即ち、二値状態変調器４１に入力されたオーデ
ィオ信号が電力増幅されて出力端子４６から出力され
る。この出力端子４６に負荷としてスピーカ４７を接続
するとボイスコイルに電流が流れ振動板が振動して音波
を発生する。ところで、コイル４４に流れる電流は、コ
ンデンサ４５に流れる電流とスピーカ４７のボイスコイ
ルに流れる電流の和である。しかし、コンデンサ４５に
はオーディオ帯域の成分を持つ電流は流れないため、コ
イル４４に流れる電流のオーディオ帯域の成分を持つ電
流はスピーカ４７に流れる電流に等しい。また、スピー
カ４７に流れる電流はボイスコイルの振動速度に比例し
ている。従って、コイル４４に流れる電流に着目するれ
ばスピーカの振動状態が検出できることになる。First, the binary state modulator 41 modulates an input analog audio signal into a binary state signal, and the pulse amplifier 42 power-amplifies the binary state modulated signal. An unnecessary frequency component is removed from the power-amplified binary state modulation signal by a low-pass filter 43 including a coil 44 and a capacitor 45, and a signal in an audio band is extracted. That is, the audio signal input to the binary state modulator 41 is power-amplified and output from the output terminal 46. When a speaker 47 is connected as a load to the output terminal 46, a current flows through the voice coil, and the diaphragm vibrates to generate sound waves. By the way, the current flowing through the coil 44 is the sum of the current flowing through the capacitor 45 and the current flowing through the voice coil of the speaker 47. However, since a current having an audio band component does not flow through the capacitor 45, a current having an audio band component of the current flowing through the coil 44 is equal to a current flowing through the speaker 47. The current flowing through the speaker 47 is proportional to the vibration speed of the voice coil. Therefore, by focusing on the current flowing through the coil 44, the vibration state of the speaker can be detected.
【００７０】一方、コイル４４に巻き付けた電流検出用
コイル４８は相互誘導作用によってコイル４４を流れる
電流を検出し、電流に比例したコイルの両端に発生した
電圧を検出信号として出力する。ローパスフィルタ４９
はこの検出信号からオーディオ帯域の信号を通過させる
ことで、スピーカ４７のボイスコイルの振動加速度に比
例した信号を生成する。電流検出コイル４８に発生する
検出信号のレベルは、電流検出用コイル４８の巻き数を
増減することにより増減できるため、本発明の第１の実
施例のように増幅器９は必要ない。これは図５を用いて
後に説明する。On the other hand, the current detecting coil 48 wound around the coil 44 detects a current flowing through the coil 44 by mutual induction, and outputs a voltage generated at both ends of the coil in proportion to the current as a detection signal. Low-pass filter 49
Generates a signal proportional to the vibration acceleration of the voice coil of the speaker 47 by passing an audio band signal from the detection signal. Since the level of the detection signal generated in the current detection coil 48 can be increased or decreased by increasing or decreasing the number of turns of the current detection coil 48, the amplifier 9 is not required as in the first embodiment of the present invention. This will be described later with reference to FIG.
【００７１】積分器４１０は、ローパスフィルタ４９の
出力を積分増幅してスピーカ４７のボイスコイルの振動
速度に比例した信号を生成する。さらに、積分器４１１
は、積分器４１０の出力を積分増幅してスピーカ４７の
ボイスコイルの振動振幅に比例した信号を生成する。The integrator 410 integrates and amplifies the output of the low-pass filter 49 to generate a signal proportional to the vibration speed of the voice coil of the speaker 47. Further, the integrator 411
Integrates and amplifies the output of the integrator 410 to generate a signal proportional to the vibration amplitude of the voice coil of the speaker 47.
【００７２】また、入力端子４１２から入力されたオー
ディオ信号は従来例で述べた理由のためイコライザ４１
３で周波数特性を操作される。そして、イコライザ４１
３の出力である入力信号とローパスフィルタ４９の出力
である加速度信号と積分器４１０の出力である速度信号
と積分器４１１の出力である振幅信号とは加算器４１４
で加算される。加算器４１４の出力が二値状態変調器４
１に入力する加速度、速度、振幅併用帰還を行うように
なっている。The audio signal input from the input terminal 412 receives the equalizer 41 for the reason described in the conventional example.
The frequency characteristic is manipulated in 3. And the equalizer 41
3, the acceleration signal as the output of the low-pass filter 49, the velocity signal as the output of the integrator 410, and the amplitude signal as the output of the integrator 411.
Is added. The output of the adder 414 is the binary state modulator 4
The acceleration, velocity, and amplitude input feedback that is input to the unit 1 is performed.
【００７３】以上の構成を具体的な回路で現した図５を
説明する。抵抗器５１０及びコンデンサ５２０はローパ
スフィルタ４９を構成する。このローパスフィルタ４９
の伝達関数は、ローパスフィルタ８と同一である。コイ
ル５２のインダクタンスをＬ、巻き数をＮ、流れる電流
をＩ、電流検出コイル５５の巻き数をＭとすると、電流
検出コイルの両端電圧をＥ5は（数２１）となり、ロー
パスフィルタ４９の出力Ｅ6は（数２２）となる。FIG. 5 showing the above configuration as a specific circuit will be described. The resistor 510 and the capacitor 520 constitute the low-pass filter 49. This low-pass filter 49
Is the same as that of the low-pass filter 8. The inductance L of the coil 52, the number of turns N, the current through I, the number of turns of the current detection coil 55 is M, the both ends E 5 is a voltage (number 21) of the current detecting coil, and the output of the low-pass filter 49 E 6 becomes (Equation 22).
【００７４】[0074]
【数２１】 (Equation 21)
【００７５】[0075]
【数２２】 (Equation 22)
【００７６】ローパスフィルタ４９の出力は、ボイスコ
イルの加速度信号に比例した信号であり、従って、電流
検出コイル５５の巻き数Ｍを変えることで、検出レベル
を変化させることができる。The output of the low-pass filter 49 is a signal proportional to the acceleration signal of the voice coil. Therefore, by changing the number of turns M of the current detection coil 55, the detection level can be changed.
【００７７】抵抗器５１１〜５１３、コンデンサ５２１
及び増幅器５３０，５３１は積分器４１０を構成し、伝
達関数は積分器１０と同一であり、出力電圧Ｅ7は（数
２３）となる。スピーカ４７のボイスコイルの振動速度
に比例した電圧を出力する。The resistors 511 to 513 and the capacitor 521
And amplifier 530 and 531 constitute an integrator 410, the transfer function is identical to the integrator 10, the output voltage E 7 becomes (number 23). A voltage proportional to the vibration speed of the voice coil of the speaker 47 is output.
【００７８】[0078]
【数２３】 (Equation 23)
【００７９】抵抗器５１４、コンデンサ５２２及び増幅
器５３２は積分器４１１を構成し、増幅器５３２の出力
電圧Ｅ8は（数２４）となり、スピーカ４７のボイスコ
イルの振動振幅に比例した電圧を出力する。The resistor 514, the capacitor 522, and the amplifier 532 form an integrator 411. The output voltage E 8 of the amplifier 532 becomes (Expression 24), and outputs a voltage proportional to the vibration amplitude of the voice coil of the speaker 47.
【００８０】[0080]
【数２４】 (Equation 24)
【００８１】入力端子５６から入力されたオーディオ信
号はイコライザ５７で周波数特性が補正される。The frequency characteristic of the audio signal input from the input terminal 56 is corrected by the equalizer 57.
【００８２】抵抗器５１５〜５１９及び増幅器５３３は
加算器４１４を構成し、イコライザ５７の出力とコンデ
ンサ５２０の両端電圧である加速度成分と増幅器５３１
の出力である速度成分と増幅器５３２の出力である振幅
成分とを加算し、電力増幅器５１に入力し、さらに、電
力増幅器５１によってスピーカ４７を駆動する。The resistors 515 to 519 and the amplifier 533 constitute an adder 414. The output of the equalizer 57, the acceleration component which is the voltage between both ends of the capacitor 520, and the amplifier 531
Is added to the amplitude component which is the output of the amplifier 532, and is added to the power amplifier 51. Further, the speaker 47 is driven by the power amplifier 51.
【００８３】以上のように、本発明の第２の実施例で
は、電力増幅器にＤ級増幅器を用いることで小型で高出
力な増幅器を実現し、スピーカのボイスコイルの振動加
速度をＤ級増幅器の出力に接続したローパスフィルタを
構成するコイルに流れる電流を電流検出コイルで検出し
ローパスフィルタで処理して生成している。そして、こ
の信号を積分しボイスコイルの振動速度及び振動加速度
を生成し、加速度、速度、振幅併用帰還を行い、スピー
カの低域特性を改善している。As described above, in the second embodiment of the present invention, a small and high-output amplifier is realized by using a class D amplifier as the power amplifier, and the vibration acceleration of the voice coil of the speaker is reduced by the class D amplifier. The current flowing through the coil constituting the low-pass filter connected to the output is detected by the current detection coil and processed by the low-pass filter to generate the current. Then, the signal is integrated to generate a vibration speed and a vibration acceleration of the voice coil, and the feedback of the acceleration, the speed, and the amplitude is performed, thereby improving the low frequency characteristics of the speaker.
【００８４】[0084]
【発明の効果】以上のように本発明は、スピーカのボイ
スコイルに流れる電流からボイスコイルの振動状態（加
速度、速度、振幅）を検出し、これを基にＭＦＢを行
い、スピーカの音圧特性の改善を図るもので、スピーカ
を高効率で電力増幅ができるＤ級増幅器で駆動すること
で増幅器の小型化を可能とする効果が得られる。As described above, the present invention detects the vibration state (acceleration, speed, amplitude) of the voice coil from the current flowing through the voice coil of the speaker, performs MFB based on the detected state, and performs the sound pressure characteristic of the speaker. By driving the loudspeaker with a class D amplifier capable of amplifying power with high efficiency, the effect of enabling downsizing of the amplifier can be obtained.
【００８５】また、スピーカユニットの振動の状態を検
出する検出器にＤ級増幅器内のパルス増幅器の出力に接
続されるオーディオ帯域の信号を通過させるローパスフ
ィルタを構成するコイルの両端に発生する電圧を用いる
ため検出用抵抗器が不要となり検出抵抗器による電力ロ
スをなくすことを可能とする効果が得られる。Further, a voltage generated at both ends of a coil constituting a low-pass filter for passing a signal in an audio band connected to an output of a pulse amplifier in a class D amplifier is supplied to a detector for detecting a vibration state of the speaker unit. The use of the detection resistor eliminates the need for a detection resistor, and has the effect of eliminating power loss due to the detection resistor.
【００８６】更に、検出器にパルス増幅器の出力に接続
されるローパスフィルタのコイルに流れる電流を検出す
る検出コイル用い、検出コイルの巻き数を増減すること
で検出レベルを最適化でき、後段に接続される増幅器を
省略することを可能とする効果が得られる。Further, the detector uses a detection coil for detecting the current flowing through the coil of the low-pass filter connected to the output of the pulse amplifier, and the detection level can be optimized by increasing or decreasing the number of turns of the detection coil, and connected to the subsequent stage. The effect that it becomes possible to omit the amplifier to be performed is obtained.
【図１】本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動装
置の構成を示すブロック図FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a speaker driving device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】同第１の実施例におけるスピーカ駆動装置の二
値状態変調器及びパルス増幅器の構成を示す回路図FIG. 2 is a circuit diagram showing configurations of a binary state modulator and a pulse amplifier of the speaker driving device according to the first embodiment.
【図３】同第１の実施例のスピーカ駆動装置の具体的な
構成を示す回路図FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration of the speaker driving device of the first embodiment.
【図４】本発明の第２の実施例におけるスピーカ駆動装
置の構成を示すブロック図FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a speaker driving device according to a second embodiment of the present invention.
【図５】同第２の実施例におけるスピーカ駆動装置の具
体的な構成を示す回路図FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific configuration of a speaker driving device according to the second embodiment.
【図６】従来のＭＦＢ方式を用いたスピーカ駆動装置の
構成を示すブロック図FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a speaker driving device using a conventional MFB method.
【図７】同従来のブリッジ方式による検出器を示す回路
図FIG. 7 is a circuit diagram showing a detector using the conventional bridge method.
【図８】従来のアクティブサーボを用いたスピーカ駆動
装置の構成を示すブロック図FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a speaker drive device using a conventional active servo.
【図９】FIG. 9
本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動装Speaker driving device according to the first embodiment of the present invention
置の二値状態変調器の動作を説明する説明図Explanatory diagram for explaining the operation of a binary state modulator
【図１０】FIG. 10
本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動Speaker drive in the first embodiment of the present invention
装置のパルス増幅器の動作を説明する説明図Explanatory drawing explaining the operation of the pulse amplifier of the device
【図１１】FIG. 11
本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動Speaker drive in the first embodiment of the present invention
装置のパルス増幅器の動作を説明する説明図Explanatory drawing explaining the operation of the pulse amplifier of the device
１ 二値状態変調器 ２ パルス増幅器 ３，８ ローパスフィルタ ４ コイル ５ コンデンサ ６ 出力端子 ７ スピーカ ９ 増幅器 １０，１１ 積分器 １２ 入力端子 １３ イコライザ １４ 加算器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Binary state modulator 2 Pulse amplifier 3,8 Low pass filter 4 Coil 5 Capacitor 6 Output terminal 7 Speaker 9 Amplifier 10,11 Integrator 12 Input terminal 13 Equalizer 14 Adder
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−181897（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−20743（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04R 3/04 101 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-59-181897 (JP, A) JP-A-52-20743 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H04R 3/04 101
Claims (2)
する二値状態変調手段と、 前記二値状態変調信号を電力増幅するパルス増幅手段
と、 前記パルス増幅手段の出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第１のローパスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタのコイルの両端間の信号を
入力とし必要な周波数帯域のみを通過させる第２のロー
パスフィルタと、 前記第２のローパスフィルタの出力を増幅する増幅手段
と、 前記第２のローパスフィルタの出力を積分増幅する第１
の積分手段と、 前記第１の積分手段の出力を積分増幅する第２の積分手
段と、 入力信号と前記増幅手段の出力と前記第１の積分手段の
出力と前記第２の積分器の出力とを加算する演算手段と
を備え、 前記演算手段の出力を前記二値状態変調手段に入力する
構成としたことを特徴とするスピーカ駆動装置。1. A binary state modulating means for converting an analog signal into a binary state modulated signal; a pulse amplifying means for amplifying power of the binary state modulated signal; A first low-pass filter that passes only a band, a second low-pass filter that receives a signal between both ends of a coil of the first low-pass filter and passes only a necessary frequency band, and a second low-pass filter. Amplifying means for amplifying the output; and a first means for integrating and amplifying the output of the second low-pass filter.
Integration means for integrating and amplifying the output of the first integration means; input signal, output of the amplification means, output of the first integration means, and output of the second integrator And a calculating means for adding the signal to the binary state modulating means.
する二値状態変調手段と、 前記二値状態変調信号を電力増幅するパルス増幅手段
と、 前記パルス増幅手段の出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第１のローパスフィルタと、 前記第１のローパスフィルタのコイルに流れる電流値を
検出する電流検出コイルと、 前記電流検出コイルの出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第２のローパスフィルタと、 前記第２のローパスフィルタの出力を積分増幅する第１
の積分手段と、 前記第１の積分手段の出力を積分増幅する第２の積分手
段と、 入力信号と前記第２のローパスフィルタの出力と前記第
１の積分手段の出力と前記第２の積分器の出力とを加算
する第１の演算手段とを備え、 前記演算手段の出力を前記二値状態変調手段に入力する
構成としたことを特徴とするスピーカ駆動装置。2. A binary state modulation means for converting an analog signal into a binary state modulation signal; a pulse amplification means for power amplifying the binary state modulation signal; A first low-pass filter that passes only a band, a current detection coil that detects a current value flowing through a coil of the first low-pass filter, and a second filter that receives an output of the current detection coil and passes only a necessary frequency band. And a first low-pass filter for integrating and amplifying an output of the second low-pass filter.
Integration means for integrating and amplifying the output of the first integration means; input signal, output of the second low-pass filter, output of the first integration means, and the second integration A first calculating means for adding the output of the speaker to the binary state modulation means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23556992A JP3106718B2 (en) | 1992-09-03 | 1992-09-03 | Speaker drive |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23556992A JP3106718B2 (en) | 1992-09-03 | 1992-09-03 | Speaker drive |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0686382A JPH0686382A (en) | 1994-03-25 |
| JP3106718B2 true JP3106718B2 (en) | 2000-11-06 |
Family
ID=16987937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23556992A Expired - Fee Related JP3106718B2 (en) | 1992-09-03 | 1992-09-03 | Speaker drive |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3106718B2 (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006050245A (en) | 2004-08-04 | 2006-02-16 | Sony Corp | Speaker driving device and speaker driving method |
| JP4683279B2 (en) * | 2005-07-04 | 2011-05-18 | ソニー株式会社 | Drive device |
| JP5822174B2 (en) * | 2010-12-09 | 2015-11-24 | 日本精機株式会社 | Vehicle information providing device |
| FR3018024B1 (en) * | 2014-02-26 | 2016-03-18 | Devialet | DEVICE FOR CONTROLLING A SPEAKER |
-
1992
- 1992-09-03 JP JP23556992A patent/JP3106718B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0686382A (en) | 1994-03-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100337411B1 (en) | Class d amplifier no low pass filter feedback with zero phase delay | |
| US8565448B2 (en) | Dynamic bass equalization with modified Sallen-Key high pass filter | |
| TWI279074B (en) | Pulse-width modulation circuit and power amplifier circuit | |
| JP2001515694A (en) | PWM amplifier | |
| US20060082414A1 (en) | Method for high efficiency audio amplifier | |
| US6476674B2 (en) | Method and apparatus for error correction of amplifier | |
| JP2610715B2 (en) | Speaker low frequency compensation circuit | |
| US7276964B2 (en) | PWM power amplifier and method for controlling the same | |
| TWM365017U (en) | D-class amplifier | |
| JP3106795B2 (en) | Pulse width modulation amplifier | |
| JP2844479B2 (en) | Power supply fluctuation compensation circuit for switching amplifier | |
| JP3106718B2 (en) | Speaker drive | |
| JPH04250710A (en) | Audio circuit | |
| WO2023155600A1 (en) | Common-mode voltage dynamic modulation circuit and method and d-class audio power amplifier | |
| JPH07231226A (en) | Class d power amplifier | |
| US20230017817A1 (en) | Acoustic Apparatus | |
| JP4127085B2 (en) | D-class power amplifier circuit | |
| WO2004019487A1 (en) | Digital amplification device | |
| JP3499234B1 (en) | Sound drive circuit | |
| US10469042B1 (en) | Audio amplifier circuit | |
| JPH08265059A (en) | Power amplifier | |
| JP2884651B2 (en) | Sound equipment | |
| JP3035943B2 (en) | AUDIO DEVICE AND DRIVE DEVICE FOR COMPOSING SUCH AUDIO DEVICE | |
| JP2594642B2 (en) | Amplifier circuit | |
| WO2002013573A1 (en) | Loudspeaker device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |