JP3099876B2

JP3099876B2 - 多チャネル音声信号符号化方法及びその復号方法及びそれを使った符号化装置及び復号化装置

Info

Publication number: JP3099876B2
Application number: JP10022247A
Authority: JP
Inventors: 健弘守谷; 岳至森; 和永池田; 直樹岩上
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1997-02-05
Filing date: 1998-02-03
Publication date: 2000-10-16
Anticipated expiration: 2018-02-03
Also published as: JPH1188184A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は音声や音楽などの
音響信号の複数チャネルを能率よく符号化することがで
き、特に低ビットレートの伝送に適した符号化方法、及
びその復号化方法及びそれを使った符号化装置及び復号
化装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】音声や音楽信号などの音響信号を少ない
ビット数で符号化する際に、周波数領域で量子化する手
法がよく知られている。この周波数領域への変換には、
ＤＦＴ（離散フーリエ変換）、ＤＣＴ（離散コサイン変
換）、重ね合わせ直交変換（LOT:Lapped Orthogonal Tr
ansform ）の一種であるＭＤＣＴ（変形離散コサイン変
換）などが使われる。量子化の前に周波数領域の係数
（即ち、スペクトラムサンプル）を平坦化する目的で線
形予測分析が有効であることも知られている。これらの
技術を組み合わせて音響信号全般の広い範囲の信号に対
して品質の高い符号化を実現する方法の例として音響信
号変換符号化方法及び復号化方法が例えば日本国特許出
願公開8-44399 （対応米国特許No.5,684,920）に示され
ている。その方法を使う符号化装置の構成を簡略化して
図１に示す。

【０００３】図１において、入力端子１１から音響信号
は直交変換部１２で、前述した手法を使って周波数領域
の係数に変換される。以下ではこの周波数領域の係数を
スペクトラムサンプルと呼ぶ。また、入力音響信号は線
形予測分析部１３で線形予測分析され、それによって入
力音響信号のスペクトル包絡が検出される。即ち、入力
端子１１からの音響ディジタル信号は直交変換部１２で
Ｎサンプル毎に過去２Ｎサンプルの入力系列を抽出して
Ｎ次の重ね合わせ直交変換（例えばＭＤＣＴ）を行いス
ペクトラムサンプル値に変換する。スペクトラム包絡推
定部１３の線形予測分析部１３Ａでは同様に入力音響デ
ィジタル信号のＮサンプル毎に２Ｎサンプルの系列を抽
出し、それらのサンプルからＰ次の予測係数α₀，…，
α_Pが求められる。これらの予測係数α₀，…，α_Pは量
子化部１３Ｂで例えばＬＳＰパラメータ、あるいはｋパ
ラメータに変換してから量子化して予測係数のスペクト
ラム包絡を示すインデックスIn₁ を得る。更に、その量
子化予測係数から線形予測スペクトラム計算部１３Ｃで
入力信号のスペクトラム包絡を計算し、スペクトラム正
規化部１４に与えると共に、重み計算部１５Ｄに与え
る。

【０００４】直交変換部１２からのスペクトラムサンプ
ル値は、スペクトラム正規化部１４においてスペクトラ
ム包絡推定部１３からのスペクトラム包絡により各対応
サンプル毎に割算され（即ち正規化され）、スペクトラ
ム残差係数が求められる。残差包絡推定部１５Ａは更に
そのスペクトラム残差係数のスペクトラム包絡を求め、
残差正規化部１５Ｂ及び重み計算部１５Ｄに与えると共
に、そのスペクトラム残差包絡のベクトル量子化インデ
ックスIn₂ を求めて出力される。そのスペクトラム残差
包絡によって残差正規化部１５Ｂにおいてスペクトラム
正規化部１４からのスペクトラム残差係数が割算されて
スペクトラム微細構造係数が得られ、重み付きベクトル
量子化部１５Ｃに与えられる。重み計算部１５Ｄは残差
包絡推定部１５Ａから与えられたスペクトラム残差包絡
とスペクトラム包絡推定部１３からの線形予測スペクト
ラム包絡とを各対応スペクトラムサンプル毎に乗算して
重み係数Ｗ＝w₁,…,w_Nを得て重み付きベクトル量子化部
１５Ｃに与える。なお、この乗算結果に聴覚モデルに基
づく聴感係数を更に乗算したものを重み係数Ｗとして使
用してもよい。重み付きベクトル量子化部１５Ｃは残差
正規化部１５Ｂからのスペクトラム微細構造係数を重み
係数Ｗで重み付きベクトル量子化し、そのインデックス
In₃ を出力する。この様にして得られたインデックスIn
₁, In₂, In₃の組が入力音響信号の１フレームに対する
符号化結果として出力される。

【０００５】図１Ｂに示す復号側では、インデックスIn
₃ からベクトル量子化復号部２１Ａでスペクトラム微細
構造係数が復号される。復号部２２、２１Ｂでそれぞれ
インデックスIn₁, In₂から線形予測スペクトラム包絡と
スペクトラム残差包絡とがそれぞれ復元される。残差逆
正規化部２１Ｃはそのスペクトラム残差包絡とスペクト
ラム微細構造係数を各対応スペクトラムサンプル毎に、
互いに乗算してスペクトラム残差係数を復元し、スペク
トラム逆正規化部２５はそのスペクトラム残差係数に復
元された線形予測スペクトラム包絡を乗算して音響信号
のスペクトラムサンプル値を復元する。そのスペクトラ
ムサンプル値は直交逆変換部２６において逆直交変換さ
れ、時間領域信号に変換され、端子２７に１フレームの
復号音響信号が得られる。

【０００６】この様な前記日本国特許出願公開8-44399
に示されている符号化及び復号化方法を使ってチャネル
の入力信号を符号化する場合は、各チャネル毎にそのチ
ャネルの入力信号を前述のようにインデックスIn₁, I
n₂, In₃ の組に符号化するが、符号化に使用するビット
数の割当をこれらチャネル間のパワーの偏りに合わせて
制御することにより、総合的な歪を削減することができ
る。また、ステレオ信号の場合、左右信号をその和の信
号と差の信号に変換して、それぞれの信号のパワーの偏
りを利用する方法もＭＳステレオという名前で既に使わ
れている。

【０００７】ＭＳステレオの場合、左右の信号が類似し
ているときは効果があるが、位相がずれているときには
量子化歪を削減する効果は少ない。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】この様に従来の方法で
は左右の信号の相関特性を適応的に利用することができ
なかった。更に多チャネルの各信号が互いに無関係な場
合、これらチャネル間の信号の相関を利用して符号化す
る考えは無かった。この発明の目的は、ステレオ信号の
ような多チャネルの入力信号を符号化する際の量子化歪
を小さくして品質を改善する符号化方法とその復号方
法、及びその方法を使った符号化装置と復号化装置を提
供することである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明による多チャネ
ル音響信号符号化方法は、以下のステップを含む： (a) 複数のチャネルの音響信号サンプル系列から各チャ
ネルの信号を一定規則で１サンプルずつ取り出しインタ
リーブして１次元信号サンプル系列とし、 (b) 上記１次元信号サンプル系列を複数チャネルの信号
間の相関を利用した符号化方法で符号化し、符号を出力
する。

【００１０】上記符号化方法において、上記ステップ
(a) の前に、更に： (0-1) 各上記チャネルの音響信号サンプル系列のパワー
を一定時間区間毎に求め、(0-2) それらのパワーに基づ
いて上記複数のチャネルの入力音響信号サンプル系列間
のパワーの差を小さくし、それらパワーの差の小さくさ
れた複数の音響信号サンプル系列を上記ステップ(a) の
ための上記複数チャネルの音響信号サンプル系列とする
ステップを設けてもよい。

【００１１】この発明による復号化方法は、以下のステ
ップを含む： (a) 入力符号系列を、複数チャネルの信号間の相関を利
用した符号化方法に対する復号方法により１次元信号サ
ンプル系列として復号し、 (b) 復号された上記１次元信号サンプル系列を一定の規
則の逆の手順で複数のチャネルに分配し、複数チャネル
の音響信号サンプル系列を得る。

【００１２】上記復号化方法において、更に、入力され
たパワー補正インデックスを復号して平均化係数を求
め、上記平均化係数を用いて上記複数チャネルの音響信
号サンプル系列をそれら間のパワー差が大となるよう補
正して複数チャネルの復号化音響信号サンプル系列を得
るようにしてもよい。この発明による多チャネル音響信
号符号化装置は以下を含む：複数のチャネルの音響信号
サンプル系列から各チャネルの信号を一定規則で１サン
プル取り出しインタリーブして１次元信号サンプル系列
とする並び替え手段と、上記１次元信号サンプル系列を
複数チャネルの信号間の相関を利用した符号化方法で符
号化し、符号を出力する相関を利用した符号化手段。上
記符号化装置は、上記並び替え手段の前段に、更に、各
上記チャネルの音響信号サンプル系列のパワーを一定時
間区間毎に求めるパワー計算手段と、それらのパワーに
基づいて上記複数のチャネルの入力音響信号サンプル系
列間のパワーの差を小さくするようにパワーの補正を決
めるパワー判定手段と、それぞれのチャネルに設けら
れ、上記パワー平均化係数に従って、上記複数チャネル
の入力音響信号サンプル系列のパワーを補正し、上記並
び替え手段に与えるパワー補正手段とを設けてもよい。

【００１３】この発明による復号化装置は、入力符号系
列を、複数チャネルの信号間の相関を利用した符号化方
法に対する復号方法により１次元信号サンプル系列とし
て復号する復号手段と、復号された上記１次元信号サン
プル系列を上記一定の規則の逆の手順で複数のチャネル
に分配し、複数チャネルの音響信号サンプル系列を得る
逆並び替え手段とを含む。

【００１４】上記復号化装置は更に、入力されたパワー
補正インデックスを復号して平均化係数を求めるパワー
インデックス復号手段と、上記平均化係数を用いて上記
複数チャネルの音響信号サンプル系列をそれら間のパワ
ー差が大となるよう補正して複数チャネルの復号化音響
信号サンプル系列を得るパワー逆補正手段とを含んでも
よい。

【００１５】

【発明の実施の形態】図２Ａはこの発明の原理に基づく
符号化装置の基本構成を示し、図２Ｂはその符号化装置
が出力した符号Ｃを復号する復号化装置の基本構成を示
す。この発明による符号化の原理は、図２Ａに示すよう
に並び変え部３０においてＭ個（Ｍは２以上の整数）の
端子３１₁〜３１_Mに与えられたＭチャネル（即ち多次
元）の入力信号サンプルを一定の順に一系列（即ち一次
元）の信号サンプルに並び変え、符号化部１０において
その一系列の信号サンプルをこれらＭチャネルの信号間
の相関を利用した符号化法により符号化し、符号Ｃを出
力する。符号化部１０は信号間の相関を利用した符号化
法を使うものであれば、時間領域での符号化法を使うも
のであっても、周波数領域に変換して符号化する方法を
使うものであっても、あるいはそれらの組み合わせを使
うものであってもよい。重要なことは、Ｍチャネルの信
号サンプルを前述のように一系列の信号サンプルに並び
替え、その一系列の信号に対し、相関を利用した符号化
を行うことにより、Ｍチャネルの信号間の相関が考慮さ
れた符号化が実現できることである。その相関を利用し
た符号化の１つの方法として、線形予測を使う方法があ
る。線形予測は本質的に信号の相関に基づいて信号の予
測を行うものであり、従って、この発明の符号化方法に
適用できる。時間領域で信号の相関を利用した符号化方
法としては、例えばＡＤＰＣＭ法(Adaptive Differenti
al Pulse Code Modulation)、あるいはＣＥＬＰ法(Cod
e-Excited Linear Prediction Coding) を使うこともで
きる。周波数領域での符号化法としては変換符号化法を
使うことができる。

【００１６】図２Ａの符号化装置により符号化された符
号を復号する装置は図２Ｂに示すように、与えられた符
号Ｃを、図２Ａの符号化部１０における符号化処理と逆
の処理により一次元のサンプル系列に復号し、逆並び替
え部４０に与える。逆並び替え部４０は図２Ａの並び替
え部３０における並び替えとは逆の処理により、一系列
のサンプルをＭ個のチャネル出力端子４１₁〜４１_Mに分
配することにより、Ｍチャネルの信号サンプル系列が出
力端子４１₁〜４１_Mに得られる。

【００１７】次に、図２Ａ、２Ｂに示したこの発明の原
理に基づく符号化装置及び復号化装置の具体的実施例を
示す。ただし、説明を簡単にするため、入力チャネルは
ステレオの左右２チャネルの場合で示すが、２チャネル
以上の場合にも同様に適用できる。図３Ａは符号化部１
０に変換符号化法を使い、周波数領域で符号化を行う場
合の実施例を示す。図３Ａの実施例では、符号化部１０
は直交変換部１２と、スペクトラム包絡推定部１３と、
スペクトラム正規化部１４と、スペクトラム残差係数符
号化部１５とから構成されている。スペクトラム包絡推
定部１３は図１Ａの従来技術と同様に、線形予測分析部
１３Ａと、量子化部１３Ｂと、線形予測スペクトラム概
形計算部１３Ｃとから構成され、スペクトラム残差係数
符号化部１５は図１Ａの従来技術と同様に、残差包絡推
定部１５Ａと、残差正規化部１５Ｂと、重み付きベクト
ル量子化部１５Ｃと、重み計算部１５Ｄとから構成され
た場合である。即ち、図３Ａの符号化部１０としては、
図１Ａの従来の符号化装置と全く同じ構成とした場合で
ある。

【００１８】この発明による図３Ａの実施例において、
多チャネルの音響信号として、ステレオの左チャネル信
号と右チャネル信号とを例とした場合であり、入力端子
３１ _L，３１_Rにそれぞれ与えられた左チャネル信号サン
プル系列と、右チャネル信号サンプル系列とが並び変え
部３２において一定規則で互いにインタリーブして１次
元のサンプル時系列信号とされる。

【００１９】左右チャネル信号サンプルのインタリーブ
の例としては、例えば図４の行Ａ，Ｂにそれぞれ示す左
チャネル信号のサンプル系列Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，…と右
チャネル信号のサンプル系列Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，…は図
４の行Ｃに示すように、左チャネル信号のサンプル値
と、右チャネル信号のサンプル値とがその時系列順に交
互に１サンプルずつ取り出されて、１系列の信号にイン
タリーブされる。この様に、電子計算機上でのデータな
どの並び変えで使用される一般的な形式で、ステレオ信
号が１次元の信号として合成される。

【００２０】この発明では、この人工的に合成した１次
元信号サンプル系列をそのまま以下に示すように符号化
する。その符号化方法としては、形式的に従来の符号化
方法と同じ手法を使うことができる。ただし、使用する
符号化方法としては、前述のように、変換符号化法、予
測符号化法、等の入力信号をフレーム毎に周波数領域係
数、あるいは、線形予測係数（線形予測係数もスペクト
ラム包絡を表すパラメータである）に変換し、歪が最小
となるようベクトル符号化する符号化法であればどの様
な符号化方法でもよい。

【００２１】図３Ａが示す実施例では直交変換部１２で
従来と同様に入力される信号サンプル系列からサンプル
を連続２Ｎずつ取り込むことをＮサンプルずつずらして
繰り返し、各一連の２ＮサンプルからＮサンプルの周波
数領域係数を例えばＭＤＣＴにより求め、その係数を量
子化する。一方、スペクトラム包絡推定部１３の線形予
測分析部１３Ａでは同様に入力音響ディジタル信号のＮ
サンプル毎に２Ｎサンプルの系列を抽出し、それらのサ
ンプルから図１Ａで説明したと同様にＰ次の予測係数α
₀，…，α_Pが求められる。これらの予測係数α₀，…，
α_Pは量子化部１３Ｂで例えばＬＳＰパラメータ、ある
いはPARCOR係数に変換してから量子化して予測係数のス
ペクトラム包絡を示すインデックスIn₁ を得る。更に、
その量子化予測係数から線形予測スペクトラム概形計算
部１３Ｃでスペクトラム概形を計算し、スペクトラム正
規化部１４に与えると共に、重み計算部１５Ｄに与え
る。

【００２２】直交変換部１２からのスペクトラムサンプ
ル値はスペクトラム正規化部１４においてスペクトラム
包絡推定部１３からのスペクトラム概形により各対応サ
ンプル毎に割算され、スペクトラム残差係数が求められ
る。残差包絡推定部１５Ａは更にそのスペクトラム残差
係数のスペクトラム包絡を求め、残差正規化部１５Ｂ及
び重み計算部１５Ｄに与えると共に、そのスペクトラム
包絡のベクトル量子化インデックスIn₂ を求めて出力す
る。そのスペクトラム残差包絡によって残差正規化部１
５Ｂにおいてスペクトラム正規化部１４からのスペクト
ラム残差係数が割算されてスペクトラム微細構造係数が
得られ、重み付きベクトル量子化部１５Ｃに与えられ
る。重み計算部１５Ｄは与えられたスペクトラム残差包
絡とスペクトラム包絡推定部１３からの線形予測スペク
トラム包絡とを各対応スペクトラムサンプル毎に乗算
し、聴感上の補正をして重み係数Ｗ＝w₁,…,w_Nを得て重
み付きベクトル量子化部１５Ｃに与える。なお、この乗
算結果に聴覚モデルに基づく聴感係数を更に乗算したも
のを重み係数Ｗとして使用してもよい。重み付きベクト
ル量子化部１５Ｃは残差正規化部１５Ｂからのスペクト
ラム微細構造係数を重み係数Ｗで重み付きベクトル量子
化し、そのインデックスIn₃ を出力する。この様にして
得られたインデックスIn₁, In₂, In₃ の組が入力音響信
号の１フレームに対する符号化結果として出力される。

【００２３】この様に、この実施例では符号化部１０に
左右チャネルの信号がサンプル毎に交互にインタリーブ
されて入力するため、そのまま線形予測やＭＤＣＴを行
うことは通常の１チャネルの信号の処理とは効果が異な
る。つまり、この実施例のＬＰＣ分析部１３Ａにおける
線形予測では、例えば右チャネルの１つのサンプルの予
測を行うのに、右チャネルと左チャネルの過去のサンプ
ルを使うことになる。従って、例えば左右チャネルの信
号がほとんど同じである場合には、図５Ａに示すような
通常の一次元の音響信号の場合と同様なスペクトラム包
絡が得られるが、この予測分析にチャネル間の相関も含
まれるので、予測利得（元の信号エネルギ／スペクトラ
ム残差信号エネルギ）が一次元信号の場合より大きくな
る。言い換えれば、変換符号化による歪除去効果が大き
い。

【００２４】また、左右チャネルの信号レベルが大きく
異なる場合には、スペクトラム包絡の形は図５Ｂに示す
ように全帯域の中心周波数f_Cに対し、ほぼ対称となるこ
とが多い。この場合、中心周波数f_Cより周波数が高い成
分は左チャネル信号と右チャネル信号の差に基づくもの
であり、中心周波数f_Cより低い成分は左チャネル信号と
右チャネル信号の和に基づくものである。左右チャネル
の信号レベルが大きく異なれば、相関も小さくなるが、
その場合もそれ相応に左右チャネル信号の相関の大きさ
に応じた予測利得が得られるので、この発明の効果があ
る。なお、左チャネル信号と右チャネル信号の一方が零
の場合、上述の並び変え処理により得られる１次元信号
のスペクトラムは、サンプリング周波数をfsとすると、
中心周波数f_C＝fs/4に対し、低域成分と高域成分とが対
称な形状となることは数学上知られている。

【００２５】図５Ｂに示したような場合、フィルタによ
り中心周波数f_Cより高域を強制的に０にして情報を送ら
ないと、左チャネル信号と右チャネル信号の和、つま
り、左チャネルと右チャネルの平均化された信号のみの
音が再生される。従って、例えばトラフィックの輻輳状
態に応じて１チャネルに割り当てるビット数を適応的に
変化させる場合や、既存の通信設備で、トラフィックが
多くなり、チャネル数を増加する必要から固定的に１チ
ャネルのビット数、つまり情報量を少なくする場合に
は、直交変換部１２により直交変換された出力の周波数
領域係数に対し、その中心周波数f_Cより高域成分を遮断
し、スペクトラム正規化部１４において低域成分の周波
数領域係数に対してのみ割算（平坦化）し、それを量子
化して符号化する。あるいはスペクトラム正規化部１４
で割算後、高域成分の係数を除去してもよい。この様に
すれば、情報量が少ないときは、ステレオではなくなる
が、歪は比較的小さいものとすることができる。

【００２６】２チャネル信号をサンプル毎に交互にイン
タリーブし、周波数領域係数に変換した場合に得られる
対数スペクトル特性は図５Ｂに示すように低域側から、
左、右チャネル信号Ｌ，Ｒのそれぞれの低域成分の和L_L
+R_L の成分による領域(I) と、左右チャネル信号Ｌ，Ｒ
のそれぞれの高域成分の和L_H+R_H の成分による領域(II)
と、左右チャネルＬ，Ｒのそれぞれの高域成分の差L_H-R
_H の成分による領域(III) と、及び左右チャネル信号
Ｌ，Ｒのそれぞれの低域成分の差L_L-R_L の成分による領
域(IV)とから構成されている。全領域(I)〜(IV) の信号
をベクトル量子化してその量子化符号を送信することに
より左右チャネル信号の全体域成分を送ることができる
が、以下に示すように必要に応じて必要な帯域成分のベ
クトル量子化符号In₃ を予測係数量子化インデックスIn
₁ 及び推定スペクトラム包絡量子化インデックスIn₂ と
共に送信してもよい。

【００２７】(A) ４つの周波数領域(I)〜(IV) のそれぞ
れのベクトル量子化符号を送る。この場合、復号側では
２チャネルの全体域信号が再生されるので、帯域の広い
ステレオ信号の再生が可能である。 (B) 領域(III) を省略し、領域(I),(II)及び(IV)のベク
トル量子化符号を送出する。この場合、復号側において
低域はステレオであるが、高域は左右の和の成分のみと
なる。

【００２８】(C) 領域(III)と(II)又は領域(IV) を省略
し、領域(I)と(IV) のベクトル量子化符号を送る。前者
（領域I,IVを送出）の場合、復号出力はステレオではあ
るが、高域成分は低下する。後者（領域I,IIを送出）の
場合、復号出力信号の帯域は広いが、完全にモノラルと
なる。 (D) 領域(II),(III),(IV) を省略し、領域(I) のみのベ
クトル量子化符号を送る。この場合、復号出力信号とし
て、低域成分のみのモノラル信号が得られる。

【００２９】上述のケース(A) 〜(D) の順に符号化信号
を伝送するのに必要とされる伝送量は少なくなる。従っ
て、例えばトラフィックが少なければ伝送量に余裕があ
るので、全領域のベクトル量子化符号を送信し(A) 、ト
ラフィック量が大になればそれにつれケース(B), (C),
(D) と変えてベクトル量子化符号を送信してもよい。こ
の様に２チャネルステレオ信号の周波数領域係数を４つ
の領域に分割してベクトル量子化することにより、伝送
容量に応じて帯域とステレオの選択を同一の枠組みの符
号化の中で実行することができる。もちろん、伝送路の
トラフィックとは関係なく、単に受信側（復号側）の要
求する音響信号の品質に応じてどの領域の符号を送るか
を決定してもよいし、受信側で受信した４つの領域の符
号から必要とする領域の符号を選択して使用してもよ
い。

【００３０】以上はすべて符号化装置における情報圧縮
の観点からの実施例の説明であるが、復号化装置におい
て高域成分の係数を制御することでステレオ感の調整を
することもできる。例えば、中心周波数f_Cより高域の係
数の極性を反転すると、左、右信号の差成分の極性が反
転されたことになり、再生音は、左、右信号が逆転した
ものとなる。この極性反転制御は、割算部による平坦化
の前の係数、平坦化後の係数にいずれに対して行っても
よい。この様にすれば音像定位効果を操作することがで
きる。これらの制御も、平坦化の前の係数、平坦化後の
係数のいずれに対して行ってもよい。

【００３１】以上のように図３Ａの実施例で符号化され
たインデックスIn₁, In₂, In₃ の符号ビット列を復号す
るこの発明による復号装置の構成を図３Ｂに図１Ｂと対
応する部分に同様の符号を付けて示す。図１Ｂの従来の
復号装置と同様に、復号側では、インデックスIn₃ から
ベクトル量子化復号部２１Ａで逆量子化されてＮ点のス
ペクトラム微細構造係数が復号される。一方、復号部２
２、２１ＢでそれぞれインデックスIn₁, In₂から線形予
測スペクトラム包絡とスペクトラム残差包絡とがそれぞ
れ復元される。残差逆正規化部２１Ｃはそのスペクトラ
ム残差包絡とスペクトラム微細構造係数を各対応スペク
トラムサンプル毎に乗算（逆平坦化）してスペクトラム
残差係数を復元し、スペクトラム逆正規化部２５はその
スペクトラム残差係数に復元された線形予測スペクトラ
ム包絡を乗算（逆平坦化）して音響信号のスペクトラム
サンプル値を復元する。そのスペクトラムサンプル値は
逆直交変換部２６において逆直交変換され、２Ｎ点の時
間領域信号サンプルに変換され、前後のフレームとＮサ
ンプルずつ重ね合わせて合成する。更に、この発明では
並び変え部４０で、符号化側の並び変え部３０と逆の並
び変えを行い、この例では復号サンプルを１つずつ出力
端子４１_L，４１_Rに振り分けて左チャネル復号信号、右
チャネル復号信号を得る。

【００３２】この復号方法においても、スペクトラム逆
正規化部２５による逆平坦化前、又は後の復号変換係数
に対し、中心周波数f _Cより高域を除去して、左右チャネ
ル信号の平均化信号を端子４１_L，４１_Rに得たり、高域
成分の係数の極性を反転して、左右チャネル信号を入れ
替えてもよい。あるいは、逆平坦化前、又は後の係数の
高域成分の値を制御してもよい。

【００３３】図３Ａ及び３Ｂの実施例において、残差包
絡推定部１５Ａ、残差正規化部１５Ｂ、復号部２１Ｂ、
残差逆正規化部２１Ｃを省略してもよい。その場合の実
施例を図６Ａ，６Ｂに示す。図６Ａの符号化装置の実施
例は図３Ａの実施例と同様に変換符号化を行うが、スペ
クトラム残差符号化部１５により、スペクトラム残差を
正規化せず、スペクトラム正規化部１４からのスペクト
ラム残差Ｓ_R をベクトル量子化部１５' でそのままベク
トル量子化してインデックスIn₂ を出力する場合の符号
化装置を示す。この実施例においても図３Ａの実施例と
同様にスペクトラム包絡推定部１３においてサンプル系
列のスペクトラム包絡を推定するが、一般に、入力信号
サンプル系列のスペクトラム包絡を得る方法として、次
の３つの方法が可能であり、どれを使ってもよい。

【００３４】(a) 入力信号サンプル系列の線形予測係数
αをフーリエ変換して求める。 (b) 入力信号サンプル系列を変換して得たスペクトラム
サンプルを複数の帯域に分割し、それぞれの帯域のスケ
ーリングファクタをスペクトラム包絡として得る。 (c) 入力信号サンプル系列を変換して得たスペクトラム
サンプルの絶対値を逆変換して得た時間領域サンプル系
列の線形予測係数αを求め、その線形予測係数をフーリ
エ変換して求める。

【００３５】方法(a)と(c)は次の事実に基づいている。
線形予測係数αは、入力信号サンプル系列の周波数特性
を平坦化するように動作する逆フィルタのインパルス応
答（周波数特性）を表しており、従って線形予測係数α
のスペクトラム包絡は、入力信号サンプル系列のスペク
トラム包絡に対応している。詳しく言えば、線形予測係
数αをフーリエ変換して得られるスペクトラム振幅は、
入力信号サンプル系列のスペクトラム包絡の逆数となっ
ている。

【００３６】図３Ａの場合は、線形予測を使ってスペク
トラム概形を計算する場合を示したが、図６Ａの実施例
では、例えば上記方法(b) を使ってスペクトラム概形計
算部１３Ｄによりスペクトラム概形を得る場合を示して
いる。計算されたスペクトラム概形は量子化部１３Ｂで
量子化され、その量子化インデックスIn₁ を出力すると
ともにその量子化スペクトラム概形によりスペクトラム
正規化部１４で直交変換部１２からの周波数領域係数を
正規化する。勿論、図６Ａの実施例におけるスペクトラ
ム包絡推定部１３を図３Ａの実施例におけるものと同様
に構成してもよい。

【００３７】復号装置は図６Ｂに示すように、それぞれ
インデックスIn₁，In₂を逆量子化部２２、ベクトル逆量
子化部２１により逆量子化してスペクトラム概形とスペ
クトラム残差を得て、それらをスペクトラム逆正規化部
２５で互いに乗算してスペクトラムサンプルを得る。こ
れらのスペクトラムサンプルに直交逆変換部２６で時間
領域の一次元サンプル系列に変換され、逆並び替え部４
０に与えられる。逆並び替え部４０は、その一次元サン
プル系列を図６Ａの並び替え部３０とは逆の処理により
左右チャネルに分配し、端子４１_L，４１_Rに左右チャネ
ル信号が得られる。

【００３８】図７Ａの実施例は、直交変換部１２により
一次元サンプル系列から変換されたスペクトラムサンプ
ルを、スペクトラム残差に正規化しないで、スペクトラ
ム包絡推定部１３により求めたスペクトラム包絡に基づ
いて適応ビット割当量子化部１９においてスペクトラム
サンプルを適応ビット割当量子化する場合を示してい
る。スペクトラム概形推定部１３は実線で示すように直
交変換部１２から与えられた周波数領域係数を前記の方
法(b) により複数の帯域に分割してスペクトラム概形を
得てもよいし、あるいは破線で示すように入力サンプル
系列から前記方法(a)又は(c)によりスペクトラム概形を
得てもよい。

【００３９】復号装置は図７Ｂに示すように、逆並び替
え部４０と復号部２０とから構成され、復号部２０は直
交逆変換部２６と、適応ビット割当逆量子化部２９とか
ら構成されている。適応ビット割当逆量子化部２９は、
図７Ａの符号化装置から与えられたビット割当インデッ
クスIn₁ と、量子化インデックスIn₂ とから適応ビット
割当逆量子化（即ち復号）を行ってスペクトラムサンプ
ルを復元し、直交逆変換部２６に与える。直交逆変換部
２６は与えられたスペクトラムサンプルを直交逆変換し
て時間領域サンプル系列を復元する。そのサンプル系列
は逆並び替え部４０により前述の実施例と同様に符号化
装置の並び替え部３０と逆の処理を行って端子４１_L，
４１_Rに左右チャネル信号系列を出力する。

【００４０】図７Ａに示す符号化装置の実施例におい
て、適応ビット割当量子化部１９の代わりに重み付きベ
クトル量子化部を設け、スペクトラム概形推定部１３か
ら与えられたスペクトラム概形を重み係数として周波数
領域係数をベクトル量子化し、そのインデックスIn₂ を
出力してもよい。その場合は、図７Ｂの復号装置では、
適応ビット割当逆量子化部２９の代わりにスペクトラム
概形計算部２４からのスペクトラム概形を重み係数とし
て重み付きベクトル量子化する重み付きベクトル量子化
部を設ける。

【００４１】図８Ａに示す実施例も変換符号化法を使用
するが、この実施例では、符号化部１０はスペクトラム
包絡推定部１３と逆フィルタ１６と、直交変換部１２
と、適応ビット割当量子化部１７とから構成されてい
る。スペクトラム包絡推定部１３は図３Ａの実施例と同
様に線形予測分析部１３Ａと、量子化部１３Ｂと、スペ
クトラム概形計算部１３Ｃとから構成されている。

【００４２】並び替え部３０から与えられた一次元サン
プル系列は線形予測分析部１３Ａで線形予測分析され、
予測係数αが計算される。これら予測係数αは量子化部
１３Ｂで量子化され、その量子化を表すインデックスIn
₁ が出力され、それと共に量子化予測係数α _qがスペク
トラム概形計算部１３Ｃに与えられ、スペクトラム概形
が計算される。一方、量子化予測係数α _qは逆フィルタ
１６にフィルタ係数として与えられ、逆フィルタ１６は
与えられた一次元サンプル時系列を白色化し、即ち周波
数スペクトラムを平坦化し、時間領域の残差サンプル系
列を出力する。残差サンプル系列は直交変換部１２で周
波数領域残差係数に変換され、適応ビット割当量子化部
１７に与えられる。適応ビット割当量子化部１７はスペ
クトラム概形計算部１３Ｃからのスペクトラム概形によ
り、適応的にビットを割り当てて量子化し、そのインデ
ックスIn ₂を出力する。

【００４３】図８Ｂは図８Ａの符号化装置に対応する復
号装置を示す。この復号装置の実施例における復号部２
０は逆量子化部２３と、スペクトラム概形計算部２４
と、適応ビット割当逆量子化部２７と、直交逆変換部２
６と、ＬＰＣ合成フィルタ２８とから構成されている。
逆量子化部２３は図８Ａの復号装置から与えられたイン
デックスIn₁ を逆量子化部２１で逆量子化して量子化予
測係数α _qを経て、これをスペクトラム概形計算部２４
に与えてスペクトラム概形を計算する。適応ビット割当
逆量子化部２７はその得られたスペクトラム概形に基づ
いて適応的にビット割当を行い、インデックスIn₂ を逆
量子化し、量子化スペクトラムサンプルを得る。得られ
た量子化スペクトラムサンプルは直交逆変換部２６で時
間領域の一次元残差サンプル系列に変換され、ＬＰＣ合
成フィルタ２８に与えられる。ＬＰＣ合成フィルタ２８
には逆量子化部２３から復号された量子化予測係数α _q
がフィルタ係数として与えられており、一次元残差サン
プル系列を励振源信号として信号サンプル系列を合成す
る。得られた信号サンプル系列は逆並び替え部４０で左
右チャネルサンプル系列に並び替えられ、端子４１_L，
４１_Rに出力される。

【００４４】図９Ａは符号化部１０としてＡＤＰＣＭ法
を使用し、時間領域での信号の相関を利用した符号化を
行う場合の符号化装置の基本的構成を示す。符号化部１
０は減算器１１１と、適応量子化部１１２と、逆量子化
部１１３と、適応予測部１１４と、加算器１１５とから
構成されている。左右２チャネルの信号サンプル系列は
入力端子３１_L、３１_Rに入力され、並び替え部３０で図
２Ａの場合と同様に予め決めた一定の順でインタリーブ
され、一次元のサンプル系列として出力される。

【００４５】並び替え部３０からの一次元サンプル系列
はサンプル毎に符号化部１０の減算器１１１に与えら
れ、そのサンプル値は前回のサンプル値から適応予測部
１１４により予測したサンプル値Ｓｅが減算され、その
減算結果である予測誤差ｅ_Sが出力される。予測誤差ｅ
_Sは適応量子化部１１２に与えられ、適応的に決められ
た量子化ステップで量子化され、その量子化符号のイン
デックスInが符号化結果として出力される。インデック
スInは逆量子化部１１３により逆量子化（即ち復号）さ
れて量子化予測誤差値ｅ_qとされ、加算器１１５に与え
られる。加算器１１５は量子化予測誤差値ｅ_qと、適応
予測部１１４による前回のサンプルについての予測値Ｓ
ｅを加算して現量子化サンプル値Ｓｑを得て、適応予測
部１１４に与える。適応予測部１１４は、与えられた現
量子化サンプル値Ｓｑから次の入力サンプル値に対する
予測サンプル値Ｓｅを生成し、減算器１１１に与える。

【００４６】このＡＤＰＣＭ法を使った符号化部１０に
おいては、適応予測部１１４は隣接サンプル間の相関を
利用して次の入力サンプル値を適応予測し、その予測誤
差ｅＳだけを符号化している。即ち、入力サンプル系列
は左右チャネルサンプルが交互にインタリーブしている
ので、左右チャネルの隣接サンプルの相関を利用してい
ることになる。

【００４７】復号装置は図２Ｂと同様に、図９Ｂに示す
ように復号部２０と逆並び替え部４０とから構成されて
いるが、復号部２０は逆量子化部２１１と、加算器２１
２と、適応予測部２１３とから構成されている。符号化
装置から与えられたインデックスInは逆量子化部２１１
で逆量子化（復号）されて量子化予測誤差ｅ_qとされ、
加算器２１２に与えられる。加算器２１２は適応予測部
２１３からの前回の予測サンプル値Ｓｅと量子化予測誤
差ｅ_qとを加算して量子化サンプル値Ｓｑを出力し、逆
並び替え部４０に与えると共に、適応予測部２１３にも
与え、次のサンプルの適応予測のために使用される。逆
並び替え部４０は図２Ｂの場合と同様に、与えられたサ
ンプル値系列を図３Ａの並び替え部３０とは逆の処理に
よりサンプル毎に左右２チャネルのサンプル系列に分配
し、出力端子４１_L、４１_Rに出力する。

【００４８】時間領域で信号の相関を利用して符号化す
るもう１つの例として、例えば米国特許No.5,195,137に
示されているＣＥＬＰを使った音声信号符号装置を図２
Ａにおける符号部１０に適用した実施例を図１０Ａに示
す。ステレオの左右チャネルの信号サンプル系列は入力
端子３１Ｌ、３１Ｒに入力され、並び替え部３０に与え
られ、図４で説明した並び替えが行われ、１次元のサン
プル系列Ｓｓとして符号化部１０の線形予測分析部１２
１に与えられる。そのサンプル系列Ｓｓは一定長のフレ
ーム毎に線形予測分析部１２１で線形予測分析され、線
形予測係数αが求められ、ＬＰＣ合成フィルタ１２２に
フィルタ係数として与えられる。適応符号帳１２３で
は、合成フィルタ１２２に与えられた全フレームの確定
された励振ベクトルＥが保持されており、その励振ベク
トルから長さＳのセグメントを１つ切り出して、それを
フレーム長Ｔになるまで繰り返し接続して音響信号の周
期成分と対応する適応符号ベクトル（周期成分ベクトル
又はピッチ成分ベクトルとも呼ぶ）を生成し出力する。
切り出し長Ｓを変えて異なる周期成分と対応する適応符
号ベクトルを出力することができる。雑音符号帳１２５
には１フレーム長の複数の雑音符号ベクトルが記録して
あり、インデックスInが指定されると対応する雑音符号
ベクトルが読み出される。適応符号帳１２３及び雑音符
号帳１２５からの適応符号ベクトルと雑音符号ベクトル
はそれぞれ乗算器１２４、１２６で歪み計算／探索部１
３１からの重み係数（利得）ｇ₀，ｇ₁が乗算され、これ
ら乗算結果は加算器１２７で加算され、励振ベクトルＥ
として合成フィルタ１２２に与えられ、音声信号を合成
する。

【００４９】まず、ｇ₁=0 とし、選択した切り出し長Ｓ
のセグメントから生成した適応符号ベクトルで励振した
ときの合成フィルタ１２２の出力合成音響信号（ベクト
ル）と入力サンプル系列（ベクトル）Ｓｓとの差が減算
器１２８で求められる。その誤差ベクトルは必要に応じ
て聴感重み付け部１２９で聴感重みが付けられてから歪
み計算部１３１で要素の自乗和（符号間距離）を合成音
の歪として計算し、保持する。歪計算／符号帳探索部１
３１は、切り出し長Ｓを変化させて上記処理を繰り返
し、歪が最小となる切り出し長Ｓと重みｇ₀を決定す
る。これによって生成される励振ベクトルＥを合成フィ
ルタ１２２に入力して合成される合成音を入力信号ATか
ら減算器１２８で除去して雑音成分を得る。次に、この
雑音成分を、雑音符号長１２５からの雑音符号ベクトル
を励振ベクトルＥとしたときの合成雑音の目標値とし、
歪が最小となる雑音符号ベクトルを符号帳１２５から選
択し、対応するインデックスInを得る。この決定された
雑音符号ベクトルから歪が最小となるｇ₁を計算する。
決定された重みｇ₀,ｇ₁ は符号化部１３２で重み符号Ｇ
＝(ｇ₀,ｇ₁) として計算される。この様にしてサンプル
系列Ｓｓの１フレーム毎に決定した線形予測係数α、切
り出し長Ｓ、雑音符号ベクトルインデックスIn及び重み
符号Ｇが図５Ａの符号化装置によりサンプル系列Ｓｓに
対応する符号として出力される。

【００５０】復号器は図１０Ｂに示すように、与えられ
た線形予測係数αを線形予測合成フィルタ２２１にフィ
ルタ係数として設定する。与えられた切り出し長Ｓ及び
インデックスInに従ってそれぞれ適応符号帳２２３及び
雑音符号帳２２５から図１０Ａと同様にそれぞれ適応符
号ベクトル及び雑音符号ベクトルを出力し、乗算器２２
４、２２６で重み復号部２２２からの重みｇ₀，ｇ₁と乗
算される。これらの乗算結果は加算器２２７で互いに加
算されて励振ベクトルとして線形予測合成フィルタ２２
１に与えられ、その結果、サンプル系列Ｓｓが復元さ
れ、逆並び替え部４０に与えられる。逆並び替え部４０
での処理は図３Ｂの場合と同様である。

【００５１】この様に、この発明による符号化装置の符
号化部１０において使用される符号化方法としては、変
換符号化法や、予測符号化法など、サンプル間の相関を
利用した符号化法であればどの様なものでもよい。並び
替え部３０に入力される多チャネル信号としてはステレ
オ信号に限らず、他の音響信号でもよい。その場合で
も、あるチャネルの信号のサンプル値と、他のいずれか
のチャネルのいずれかのサンプル値と一時的に相関があ
ることがよくあるため、１チャネル信号のみによる線形
予測分析よりも、多くの過去のサンプルから予測するこ
とができ、予測利得が大となり、効率的な符号化が行え
る。

【００５２】図１１は図３Ａ，３Ｂの実施例によりステ
レオ信号について、その符号化方法の主観品質評価試験
を行った結果を示す。５段階のＭＯＳ（Mean Opinion）
値を用い、被験者は１９才から２５才までの音楽関係者
１５名とした。ビットレートはステレオTwin VQ 28kbit
/secである。図１１中の３ａは図３Ａ，３Ｂに示したこ
の発明の実施例を用いた場合、３ｂは左右チャネル信号
のエネルギーの差を考慮した量子化法を適用した場合、
３ｃは左右チャネル信号をそれぞれ独立に符号化した場
合である。これらの結果から、この発明の符号化方法に
よる場合の品質評価が最も高いことが理解される。

【００５３】上述示した各実施例では、並び替え部３０
への入力音響信号の時間的変動により、チャネル間のパ
ワーに大きな差が生じる時間区間においては、パワーの
小さいチャネル信号への相対的な量子化歪の影響が大き
くなり、高品質を維持できなくなる。この点を改善し、
チャネル間で信号パワーに偏りができた場合でも、パワ
ーの小さいチャネルへの量子か歪の集中を避け、高品質
な符号化音響信号を得ることができる符号化方法及びそ
の復号化方法の実施例を図２Ａ，２Ｂに示したこの発明
の原理的構成例の変形例として図１２Ａ，１２Ｂに示
す。ただし、入力信号は左右２チャネルの信号の場合で
ある。

【００５４】図１２Ａ，１２Ｂにおいて、図２Ａ，２Ｂ
と対応する部分には同様の符号を付けてある。図２Ａ，
２Ｂの実施例と異なる部分は、図１２Ａの符号化装置に
おいてはパワー計算部３２_L，３２_R，パワー判定部３
３、及びパワー平均化部３４_L，３４_Rが付加されている
ことであり、また、図１２Ｂの復号化装置においては、
インデックス復号部４３、パワー逆平均部４２_L，４２_R
が付加されていることである。これらの部分を中心に符
号化、復号化処理に付いて説明する。

【００５５】入力端子３１_L，３１_Rの左チャネル信号、
右チャネル信号はそれぞれパワー計算部３２_L，３２_Rに
入力され、一定時間区間、つまり符号化の１フレーム区
間毎にパワーがそれぞれ計算される。パワー判定部３３
はパワー計算部３２_L，３２_Rから入力された両パワーに
基づいて、右チャネルと左チャネルの信号パワーの差が
小さくなるようにパワー平均部３４_L，３４_Rでそれぞれ
乗ずる係数を決定し、パワー平均部３４_L，３４_Rに送る
と共に、両係数を表すインデックスIn₁ を出力する。

【００５６】この平均化は左右両チャネル信号間のパワ
ーの差を小さくすることを目的とするものであるから、
例えばパワーの小さいチャネルの信号のみに係数ｇを乗
じることで、左右チャネルのパワーを釣り合わせてもよ
いことは明かである。例えば、左チャネル信号のパワー
がＷ_L、右チャネル信号のパワーがＷ_Rの場合、k=W_L/W _R
を計算し、もしｋ＞１ならば右チャネル信号にｇ＝ｋ^r
（ｒは例えば0.2 〜 0.4程度の定数）をパワー平均化部
３４_R で乗算して並び替え部３０へ供給し、左チャネル
信号はそのまま並び替え部３０へ供給する。もし０＜ｋ
＜１ならば左チャネル信号に1/g=ｋ^-rをパワー平均化部
３４Ｌで乗算して並び替え部３０に供給し、右チャネル
信号はそのまま並び替え部３０に供給する。ここでｒ=1
とすれば、振幅の小さい方の信号の歪みは最小化される
が、振幅の大きい方の歪みが大きくなる。r=0 とすれば
当然、振幅の小さい方の信号が歪むので、定数ｒはその
中間が好ましい。また、例えば入力音響信号のパワーが
急速性が大きく変動している場合は、これに追従して、
左、右チャネル信号のパワーの平均化を急速に行うと、
聴感的には必ずしも最良な状態にはならない。ｒを0.2
〜0.4程度にすると聴感的には最良な場合になることが
ある。

【００５７】パワー平均化部３４_L、３４_Rではインデッ
クスにより定まる係数ｇまたは1/gを右チャネル信号又
は左チャネル信号に乗じることにより、平均化され、つ
まりパワーの差が小さくされ、並び替え部３０へ入力さ
れる。この後の符号化部１０の符号化処理は図２Ａの符
号化部１０で示した符号化方法と全く同じであり、具体
的には、図３Ａ，６Ａ，７Ａ，８Ａ，９Ａ，又は１０Ａ
のどの符号化部１０の符号化方法を使ってもよい。

【００５８】また、図１２Ｂに示す復号化装置では、図
２Ｂに示した復号部２０及び逆並び替え部４０と同様の
処理により、逆並び替え部４０の出力端子４１_L，４１_R
に左、右チャネル信号サンプル系列が得られ、インデッ
クス復号化部４３では図１２Ａのパワー判定部３３から
与えられたインデックスIn₁ に対応する係数ｇ又は1/g
を決定し、その係数ｇ又は1/g によりパワー逆平均化部
４２_L又は４２_Rで対応するチャネル信号を割算して逆平
均化し、つまり左、右チャネル信号のパワーの差が大と
された左、右チャネル信号を出力端子４４_L、４４_Rにそ
れぞれ得る。

【００５９】図１２Ａのパワー判定部３３において、パ
ワー平均化のための係数は次のように決めてもよい。即
ち、図１３に示す表のようにｋ=W_L/W_R又は1/g の値の領
域を複数に区分し、それぞれの領域に対し、Ｗ_R又はＷ_L
に乗算すべき係数ｇ又は1/gをｋ又は1/k が大きくなる
共に大きくなるよう予め決めておいてもよい。パワー判
定部３３は図１３の表を内部に予め記憶しておき、パワ
ー判定部３３はｋ又は1/k の値がどの領域に属するかに
よりＷ_R又はＷ_Lに乗算すべき係数ｇ又は1/g を図１３の
表から決め、その対応するコードをインデックスIn₁ と
して出力する。図１２Ｂの復号装置におけるインデック
ス復号部４３にも図１３の表を設けておき、与えられた
インデックスIn₁ に対応する係数ｇ又は1/g を選択し、
逆平均化部４２_R又は４２_Lに与える。ステレオ２チャン
ネル音響信号において、例えばある時間区間において左
チャネル信号Ｌ１，Ｌ２，…のパワーが可成り小さく、
これに対し右チャネル信号Ｒ１，Ｒ２，…のパワーが可
成り大きい場合、図２Ａ中の並び替え部３０の出力が例
えば図１４Ａのような１次元信号になり、左チャネル信
号に対する相対的な量子化歪みが大きくなるため、左チ
ャネル信号の復号音響信号の品質が悪くなってしまう
が、図１２Ａ、１２Ｂの符号化装置及び復号化装置によ
ると、左チャネル信号のパワーが小さく、右チャネル信
号のパワーが大きい信号は図１２Ａ中の並び替え部３０
の出力が例えば図１４Ｂに示すように平均化され、その
パワーの差が小さくなるので、左チャネル信号のみに量
子化歪みが大きく影響することがない。

【００６０】また、図１５に図２Ａ，２Ｂに示した符号
化及び復号化方法及び図１２Ａ，１２Ｂに示した符号化
方法及び復号化方法の各実施例による、ステレオ２チャ
ネル信号(A) 左右信号のパワーが同じ場合、(B) 左右チ
ャネルのパワーが10dB異なる場合、(C) 片チャネルのみ
にパワーがある場合、についての入力音と復号化音のＳ
／Ｎ比をグラフで示す。ハッチ有りが図２Ａ，２Ｂによ
るものであり、ハッチ無しが図１２Ａ，１２Ｂによるも
のである。符号化部１０及び復号化部２０はいずれも図
３Ａ及び３Ｂに示すものを使用した場合である。符号化
出力の伝送速度を20kbit/sで設計し、フレーム長を40m
s、サンプリング周波数を16kHzとして計算シュミレーシ
ョンを行い、その復号化音響信号が最良になるように、
前記一方のチャネルの信号レベルのみを手動で調整し
た。その時のλは0.2〜0.4程度であった。この図１５の
グラフから、(B)及び(C)のように左右信号のパワーに偏
りがある場合に図２Ａ，２Ｂの実施例より図１２Ａ，１
２Ｂの実施例の方がＳ／Ｎ比が良くなることがわかる。

【００６１】図１２Ａ，１２Ｂの実施例ではステレオの
左、右２チャネルの信号に適用した場合を示したが、３
チャネル以上の信号にも適用することができる。また符
号化部１０や復号化部２０としてはDSP(Digital Signal
Prossessor)によりプログラムを解読実行処理すること
がよく行われ、この発明はそのようなプログラムを記録
した媒体にも適用される。

【００６２】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、多チャネルの信号サンプル系列を１次元の信号サン
プル系列に並び替え、これを１チャネルの信号サンプル
系列としてサンプル間の相関を利用して符号化するた
め、高い予測利得の符号化が可能となり、従って効率的
な符号化が可能となる。また、そのような効率的な符号
化された符号系列を復号することができる。

【００６３】更に、符号化装置においてチャネル間のパ
ワーの偏りを小さくしてから並び替えを行えば、複数チ
ャネル信号のパワーが変動し、パワーの偏りが生じて
も、パワーの小さいチャネル信号への量子化歪みの集中
を避けることができ、従ってどのような多チャネル信号
に対しても高品質な符号化及び復号化が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】Ａは従来の符号化装置を示すブロック図、Ｂは
従来の復号化装置のブロック図。

【図２】Ａはこの発明の符号化装置の原理的ブロック
図、Ｂは図２Ａに対応する復号化装置。

【図３】Ａはこの発明による符号化装置の具体的実施例
を示すブロック図、Ｂは図３Ａに対応する復号化装置の
具体的実施例を示すブロック図。

【図４】２チャネル信号サンプルの並び替えを説明する
ための図。

【図５】Ａはレベルがほぼ同じ２チャネル信号を並び替
えて１系列とされた信号のスペクトルの例を示す図、Ｂ
はレベルが大きく異なる２チャネル信号を並び替えて１
系列とされた信号のスペクトルの例を示す図。

【図６】Ａは変換符号化法を使用した符号化装置の実施
例のブロック図、Ｂは図６Ａに対応した復号化装置のブ
ロック図。

【図７】Ａは変換符号化法を使用した符号化装置の他の
実施例のブロック図、Ｂは図７Ａに対応した復号化装置
のブロック図。

【図８】Ａは変換符号化法を使用した符号化装置の他の
実施例のブロック図、Ｂは図８Ａに対応した復号化装置
のブロック図。

【図９】Ａは変換符号化法を使用した符号化装置の他の
実施例のブロック図、Ｂは図９Ａに対応した復号化装置
のブロック図。

【図１０】Ａは変換符号化法を使用した符号化装置の他
の実施例のブロック図、Ｂは図１０Ａに対応した復号化
装置のブロック図。

【図１１】図３Ａ，３Ｂの実施例による主観品質評価結
果を示すグラフ、

【図１２】Ａは図２Ａの符号化装置において、チャネル
間のパワーの差を小さくして符号化する実施例を示すブ
ロック図、Ｂは図１２Ａに対応する復号化装置を示すブ
ロック図。

【図１３】平均化係数の例を示す表。

【図１４】チャンネル間のパワーの偏りと並び替え後の
一次元信号サンプル系列との関係を示す図。

【図１５】入力音響信号と復号音響信号のＳ／Ｎ比の計
算機シミュレーション結果を示すグラフ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者岩上直樹東京都新宿区西新宿三丁目19番２号日本電信電話株式会社内 (56)参考文献特開平６−332499（ＪＰ，Ａ) 特開平７−92999（ＪＰ，Ａ) 特開平８−44399（ＪＰ，Ａ) 特開昭55−8626（ＪＰ，Ａ) Ｉｋｅｄａ，Ｋｅｔ．ａｌ．”ＡｕｄｉｏｔｒａｎｓｆｅｒｓｙｓｔｅｍｏｎＰＨＳｕｓｉｎｇｅｒｒｏｒ−ｐｒｏｔｅｃｔｅｄｓｔｅｒｅｏｔｗｉｎＶＱ”，ＩＥＥＥｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｏｎＣｏｍｓｕｍｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．Ｖｏｌ．44，Ｎｏ．３，Ａｕｇｕｓｔ 1998．ｐｐ1032−1038 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10L 11/00 - 21/06 G11B 20/10 - 20/06 H03M 7/30 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】多チャネル音響信号符号化方法であり、
以下のステップを含む： (a) 複数のチャネルの音響信号サンプル系列からの各チ
ャネルの信号を一定規則で１サンプルずつ取り出しイン
タリーブして１次元信号サンプル系列とし、 (b) 上記１次元信号サンプル系列を上記複数チャネル間
の相関を利用した符号化方法で符号化し、符号を出力す
る。
【請求項２】請求項１の符号化方法において、上記ス
テップ(a) の前に、更に以下のステップを含む： (0-1) 各上記チャネルの音響信号サンプル系列のパワー
を一定時間区間毎に求め、 (0-2) それらのパワーに基づいて上記複数のチャネルの
入力音響信号サンプル系列間のパワーの差を小さくし、
それらパワーの差の小さくされた複数の音響信号サンプ
ル系列を上記ステップ(a) のための上記複数チャネルの
音響信号サンプル系列とする。
【請求項３】請求項１又は２の符号化方法において、
上記ステップ(b) の符号化は以下のステップを含む： (b-1) 上記１次元信号サンプル系列を直交変換して周波
数領域係数を生成し、 (b-2) 上記周波数領域係数のスペクトラム包絡を推定
し、そのスペクトラム包絡を表す第１の量子化符号を出
力し (b-3) 上記周波数領域係数を上記スペクトラム包絡で正
規化してスペクトラム残差を生成し、 (b-4) 上記スペクトラム残差を量子化し、その量子化符
号を出力する。
【請求項４】請求項３の符号化方法において、上記ス
テップ(b-2) は上記１次元信号サンプル系列を線形予測
分析して上記スペクトラム包絡を推定するステップを含
む。
【請求項５】請求項３の符号化方法において、上記ス
テップ(b-2) は上記周波数領域係数から上記スペクトラ
ム包絡を推定するステップを含む。
【請求項６】請求項３の符号化方法において、上記ス
テップ(b-4) の量子化はベクトル量子化である。
【請求項７】請求項３の符号化方法において、上記ス
テップ(b-4) の量子化は以下のステップを含む： (b-4-1) 上記スペクトラム残差から残差包絡を推定し、 (b-4-2) 上記スペクトラム残差を上記残差包絡により正
規化して微細構造係数を生成し、 (b-4-3) 上記残差包絡に基づいて重み係数を生成し、そ
れら重み係数を表すインデックスを符号の一部として出
力し、 (b-4-4) 上記重み係数を使って上記微細構造係数を重み
付きベクトル量子化し、その量子化インデックスを符号
の他の一部として出力する。
【請求項８】請求項１又は２の符号化方法において、
上記ステップ(b) の符号化は以下のステップを含む： (b-1) 上記１次元信号サンプル系列を直交変換して周波
数領域係数を生成し、 (b-2) 上記周波数領域係数のスペクトラム包絡を推定
し、そのスペクトラム包絡を表すインデックスを符号の
一部として出力し、 (b-3) 少なくとも上記スペクトラム包絡に基づいてビッ
ト割り当てを行い、上記周波数領域係数を適応ビット割
り当て量子化し、その量子化を表すインデックスを符号
の他の一部として出力する。
【請求項９】請求項８の符号化方法において、上記ス
テップ(b-2) は上記１次元信号サンプル系列を線形予測
分析して上記スペクトラム包絡を推定するステップを含
む。
【請求項１０】請求項８の符号化方法において、上記
ステップ(b-2) は上記周波数領域係数から上記スペクト
ラム包絡を推定するステップを含む。
【請求項１１】請求項１又は２の符号化方法におい
て、上記ステップ(b)の符号化は以下のステップを含
む： (b-1) 上記１次元信号サンプル系列を線形予測分析して
予測係数を求め、 (b-2) 上記予測係数を量子化して量子化予測係数を生成
すると共にその量子化を表すインデックスを上記符号の
一部として出力し、 (b-3) 上記量子化予測係数をフィルタ係数として上記１
次元信号サンプル系列を逆フィルタ処理して残差サンプ
ル系列を生成し、 (b-4) 上記残差サンプル系列を直交変換して残差スペク
トラムを生成し、 (b-5) 上記量子化予測係数からスペクトラム包絡を生成
し、 (b-6) 少なくとも上記スペクトラム包絡に基づいてビッ
ト割り当てを決め、上記残差スペクトラムを適応ビット
割り当て量子化し、その量子化を表すインデックスを符
号の他の一部として出力する。
【請求項１２】請求項１又は２の符号化方法におい
て、上記ステップ(b)の符号化は以下のステップを含
む： (b-1) 上記１次元信号サンプル系列を線形予測分析して
予測係数を求め、 (b-2) 上記予測係数を量子化して量子化予測係数を生成
すると共にその量子化を表すインデックスを上記符号の
一部として出力し、 (b-3) 上記量子化予測係数をフィルタ係数として上記１
次元信号サンプル系列を逆フィルタ処理して残差サンプ
ル系列を生成し、 (b-4) 上記残差サンプル系列を直交変換して残差スペク
トラムを生成し、 (b-5) 上記量子化予測係数からスペクトラム包絡を生成
し、 (b-6) 少なくとも上記スペクトラム包絡に基づいて重み
係数を決め、上記残差スペクトラムを重み付きベクトル
量子化し、その量子化を表すインデックスを符号の他の
一部として出力する。
【請求項１３】請求項１又は２の符号化方法におい
て、上記ステップ(b)の符号化はＡＤＰＣＭにより上記
１次元信号サンプル系列を符号化するステップである。
【請求項１４】請求項１３の符号化方法において、上
記ステップ(b) は以下のステップを含む： (b-1) 上記１次元信号サンプル系列の各サンプルに対す
る予測値の予測誤差を求め、 (b-2) 上記予測誤差を適応量子化し、その量子化を表す
インデックスを上記符号の一部として出力し、 (b-3) 上記インデックスを逆量子化して量子化予測誤差
を求め、 (b-4) 上記量子化予測誤差に上記予測値を加算して量子
化サンプルを生成し、 (b-5) 上記量子化サンプルに基づいて上記１次元信号サ
ンプル系列の次のサンプルに対する予測値を生成する。
【請求項１５】請求項１又は２の符号化方法におい
て、上記ステップ(b)の符号化はＣＥＬＰにより上記１
次元信号サンプル系列を符号化するステップである。
【請求項１６】請求項１５の符号化方法において、上
記ステップ(b) は以下のステップを含む： (b-1) 上記１次元信号サンプル系列をフレーム毎に線形
予測分析して予測係数を求め、合成フィルタにフィルタ
係数として与えると共に、上記符号の一部として出力
し、 (b-2) 上記１次元信号サンプル系列と上記合成フィルタ
による合成音サンプル系列との間の歪みが最小となるよ
う、上記合成フィルタに対する前フレームの励振ベクト
ルから切り出した励振ベクトルセグメントにより現フレ
ームに対する励振ベクトルを生成し、切り出し長を表す
インデックスを上記符号の他の一部として出力する。
【請求項１７】請求項３、８又は１２の符号化方法に
おいて、上記周波数領域係数の周波数帯域を複数の周波
数帯域に分割し、上記符号化は各周波数帯域毎に行い、
上記符号の出力環境に応じて上記複数の周波数帯域の符
号の組み合わせを選択的に出力する。
【請求項１８】請求項２の符号化方法において、上記
複数チャネルは左右２チャネルであり、上記パワーの差
を小さくするステップ(b) は、上記左右チャネルのパワ
ーの小さい方のチャネルの音響信号サンプル系列に対し
１より大の平均化係数を乗算すると共に、その平均化係
数を表すインデックスを上記符号の一部として出力する
ステップを含む。
【請求項１９】請求項１８の符号化方法において、上
記左右チャネルのパワーの比ｋを求め、その比ｋがｋ≧
１なら、上記平均化係数としてｇ＝k^rをパワーの小さい
方のチャネルの音響信号サンプル系列に乗算し、０＜ｋ
＜１なら上記平均化係数として1/g をパワーの小さい方
のチャネルの音響信号サンプル系列に乗算し、ｒは０＜
ｒ＜１の定数である。
【請求項２０】請求項１８の符号化方法において、上記左右チャネルのパワーの比ｋを求め、ｋが、その取り得る値の領域を予め決めた複数に分割し
た部分領域のいずれに属するか判定し、それぞれの部分領域に対し予め決めた補正値のうち、上
記判定された部分領域に対応する平均化係数をパワーの
小さい方のチャネルの音響信号サンプル系列に乗算する
と共に、判定された部分領域を表すコードを上記平均化
係数を表すインデックスとする。
【請求項２１】多チャネル音響信号サンプル系列を一
定の規則で１次元信号サンプル系列に並び替えて符号化
した符号を復号する復号化方法において、以下のステッ
プを含む： (a) 入力符号系列を、複数チャネル間の相関を利用した
符号化方法に対する復号方法により１次元信号サンプル
系列として復号し、 (b) 復号された上記１次元信号サンプル系列を上記一定
の規則の逆の手順で複数のチャネルに分配し、複数チャ
ネルの音響信号サンプル系列を得る。
【請求項２２】請求項２１の復号化方法において、入
力されたパワー補正インデックスを復号して平均化係数
を求め、上記平均化係数を用いて上記複数チャネルの音響信号サ
ンプル系列をそれら間のパワー差が大となるよう補正し
て複数チャネルの復号化音響信号サンプル系列を得る。
【請求項２３】請求項２１又は２２の復号化方法にお
いて、上記ステップ(a) の復号は以下のステップを含
む： (a-1) 入力された第１の量子化符号を逆量子化してスペ
クトラム残差を得て、 (a-2) 入力された第２の量子化符号を逆量子化してスペ
クトラム包絡を得て、 (a-3) 上記スペクトラム残差と上記スペクトラム包絡を
乗算して周波数領域係数を得て、 (a-4) 上記周波数領域係数を直交逆変換して時間領域の
上記１次元信号サンプル系列を得る。
【請求項２４】請求項２３の復号化方法において、上
記ステップ(a-2) は、上記第２の量子化符号を逆量子化
して線形予測係数を得て、その線形予測係数から上記ス
ペクトラム包絡を求めるステップを含む。
【請求項２５】請求項２３の復号化方法において、上
記ステップ(a-1) の逆量子化はベクトル逆量子化であ
る。
【請求項２６】請求項２４の復号化方法において、上
記第１の量子化符号は第１のインデックスと第２のイン
デックスを含み、上記ステップ(a-1) は以下のステップ
を含む： (a-1-1) 上記第１のインデックスをベクトル逆量子化し
てスペクトラム微細構造係数を復元し、 (a-1-2) 上記第２のインデックスを復号して残差包絡を
得て、 (a-1-3) 上記スペクトラム微細構造係数を上記残差包絡
で逆正規化して上記スペクトラム残差を得る。
【請求項２７】請求項２１又は２２の復号化方法にお
いて、上記ステップ(a) は以下のステップを含む： (a-1-1) 入力された、量子化周波数領域係数を表す第１
の量子化符号と、入力された、量子化スペクトラム包絡
を表す第２の量子化符号とから適応ビット割り当て逆量
子化により周波数領域係数を求め、 (a-1-2) 上記周波数領域係数を直交逆変換して上記１次
元信号サンプル系列を得る。
【請求項２８】請求項２１又は２２の復号化方法にお
いて、上記ステップ(a) は以下のステップを含む： (a-1-1) 入力された、量子化線形予測係数を表す第１の
量子化符号を逆量子化して線形予測係数を得て、 (a-1-2) 上記線形予測係数からスペクトラム包絡を推定
し、 (a-1-3) 上記スペクトラム包絡に基づいたビット割り当
てにより、入力された、量子化残差スペクトラムを表す
第２の量子化符号を適応ビット割り当て逆量子化して残
差スペクトラムを得て、 (a-1-4) 上記残差スペクトラムを直交逆変換して励振信
号サンプル系列を得て、 (a-1-5) 上記線形予測係数をフィルタ係数とする合成フ
ィルタにより上記励振信号サンプル系列を処理して上記
１次元信号サンプル系列を得る。
【請求項２９】請求項２１又は２２の復号化方法にお
いて、上記ステップ(a) は以下のステップを含む： (a-1-1) 入力された、ベクトル量子化スペクトラム残差
を表す第１のベクトル量子化符号をベクトル逆量子化し
てスペクトラム残差を求め、 (a-1-2) 入力された、ベクトル量子化スペクトラム包絡
を表す第２のベクトル量子化符号をベクトル逆量子化し
てスペクトラム包絡を得て、 (a-1-3) 上記スペクトラム残差と上記スペクトラム包絡
を対応サンプル毎に乗算して周波数領域係数を求め、 (a-1-4) 上記周波数領域係数を直交逆変換して上記１次
元信号サンプル系列を得る。
【請求項３０】請求項２１又は２２の復号化方法にお
いて、上記ステップ(a) は以下のステップを含む： (a-1-1) 入力された、量子化予測誤差を表す量子化符号
を逆量子化して量子化予測誤差を得て、 (a-1-2) 前回の復号サンプル値から今回のサンプル値を
適応予測し、 (a-1-3) 予測された上記サンプル値に上記量子化予測誤
差を加算して今回の復号サンプル値を得て、 (a-1-4) 上記ステップ(a-1-1)，(a-1-2)及び(a-1-3) を
繰り返し実行して上記１次元信号サンプル系列を得る。
【請求項３１】請求項２１又は２２の復号化方法にお
いて、上記ステップ(a) は以下のステップを含む： (a-1-1) 入力された、励振ベクトルの切り出し長を表す
インデックスにより指定された長さを前フレームの励振
ベクトルから切り出して現フレームの励振ベクトルを生
成し、 (a-1-2) 入力された線形予測係数を合成フィルタにフィ
ルタ係数として設定し、上記現フレームの励振ベクトル
を上記合成フィルタで処理することにより上記１次元信
号サンプル系列を得る。
【請求項３２】請求項２３、２７又は２９の復号化方
法において、上記第１及び第２量子化符号の組は予め決
めた複数の周波数帯域についてそれぞれ入力され、上記
符号の組のうち、所望の周波数帯域の上記量子化符号の
組を選択して復号を行い、選択された周波数帯域の周波
数領域係数を得て、それを直交逆変換する。
【請求項３３】請求項２２の復号化方法において、上
記複数のチャネルは左右２チャネルであり、復号した上
記平均化係数は１より大の係数であり、上記左右チャネ
ルの音響信号サンプル系列のパワーの小さい方を上記平
均化係数で割り算して上記左右チャネルの復号化音響信
号サンプル系列を得る。
【請求項３４】多チャネル音響信号符号化装置であ
り、以下を含む：複数のチャネルの音響信号サンプル系列から各チャネル
の信号を一定規則で１サンプルずつ取り出しインタリー
ブして１次元信号サンプル系列とする並び替え手段と、上記１次元信号サンプル系列を上記複数チャネルの信号
間の相関を利用した符号化方法で符号化し、符号を出力
する相関を利用した符号化手段。
【請求項３５】請求項３４の符号化装置において、上
記並び替え手段の前段に、更に以下を含む：各上記チャ
ネルの音響信号サンプル系列のパワーを一定時間区間毎
に求めるパワー計算手段と、それらのパワーに基づいて上記複数のチャネルの入力音
響信号サンプル系列間のパワーの差を小さくするように
パワーの補正を決めるパワー判定手段と、それぞれのチャネルに設けられ、上記パワー平均化係数
に従って、上記複数チャネルの入力音響信号サンプル系
列のパワーを補正し、上記並び替え手段に与えるパワー
補正手段。
【請求項３６】請求項３４又は３５の符号化装置にお
いて、上記相関を利用した符号化手段は以下を含む：上
記１次元信号サンプル系列を直交変換して周波数領域係
数を生成する直交変換手段と、上記周波数領域係数のスペクトラム包絡を推定し、その
スペクトラム包絡を表す第１の量子化符号を出力するス
ペクトラム包絡推定手段と、上記周波数領域係数を上記スペクトラム包絡で正規化し
てスペクトラム残差を生成する周波数領域係数正規化手
段と、上記スペクトラム残差を量子化し、その量子化符号を出
力する量子化手段。
【請求項３７】請求項３６の符号化装置において、上
記スペクトラム包絡推定手段は上記１次元信号サンプル
系列を線形予測分析して上記スペクトラム包絡を推定す
る線形予測分析手段を含む。
【請求項３８】請求項３６の符号化装置において、上
記スペクトラム包絡推定手段は上記周波数領域係数から
上記スペクトラム包絡を推定する手段を含む。
【請求項３９】請求項３６の符号化装置において、上
記量子化手段はベクトル量子化を行う手段である。
【請求項４０】請求項３６の符号化装置において、上
記量子化手段は以下を含む：上記スペクトラム残差から
残差包絡を推定し、その残差包絡を表すインデックスを
上記符号の一部として出力する残差包絡推定手段と、上記スペクトラム残差を上記残差包絡により正規化して
微細構造係数を生成するスペクトラム正規化手段と、少なくとも上記残差包絡に基づいて重み係数を生成する
重み係数計算手段と、上記重み係数を使って上記微細構造係数を重み付きベク
トル量子化し、その量子化インデックスを符号の他の一
部として出力する重み付きベクトル量子化手段。
【請求項４１】請求項３４又は３５の符号化装置にお
いて、上記相関を利用した符号化手段は以下を含む：上
記１次元信号サンプル系列を直交変換して周波数領域係
数を生成する直交変換手段と、上記周波数領域係数のスペクトラム包絡を推定し、その
スペクトラム包絡を表すインデックスを符号の一部とし
て出力するスペクトラム包絡推定手段と、少なくとも上記スペクトラム包絡に基づいてビット割り
当てを行い、上記周波数領域係数を適応ビット割り当て
量子化し、その量子化を表すインデックスを符号の他の
一部として出力する適応ビット割り当て量子化手段。
【請求項４２】請求項４１の符号化装置において、上
記スペクトラム包絡推定手段は上記１次元信号サンプル
系列を線形予測分析して上記スペクトラム包絡を推定す
る手段を含む。
【請求項４３】請求項４１の符号化装置において、上
記スペクトラム包絡推定手段は上記周波数領域係数から
上記スペクトラム包絡を推定する手段を含む。
【請求項４４】請求項３４又は３５の符号化装置にお
いて、上記相関を利用した符号化手段は以下を含む：上
記１次元信号サンプル系列を線形予測分析して予測係数
を求める線形予測分析手段と、上記予測係数を量子化して量子化予測係数を生成すると
共にその量子化を表すインデックスを上記符号の一部と
して出力する予測係数量子化手段と、上記量子化予測係数がフィルタ係数として与えられ、上
記１次元信号サンプル系列を逆フィルタ処理して残差サ
ンプル系列を生成する逆フィルタ手段と、上記残差サンプル系列を直交変換して残差スペクトラム
を生成する直交変換手段と、上記量子化予測係数からスペクトラム包絡を推定するス
ペクトラム包絡推定手段と、少なくとも上記スペクトラム包絡に基づいてビット割り
当てを決め、上記残差スペクトラムを適応ビット割り当
て量子化し、その量子化を表すインデックスを符号の他
の一部として出力する適応ビット割り当て量子化手段。
【請求項４５】請求項３４又は３５の符号化装置にお
いて、上記相関を利用した符号化手段は以下を含む：上
記１次元信号サンプル系列を線形予測分析して予測係数
を求める線形予測分析手段と、上記予測係数を量子化して量子化予測係数を生成すると
共にその量子化を表すインデックスを上記符号の一部と
して出力する量子化手段と、上記量子化予測係数がフィルタ係数として与えられ、上
記１次元信号サンプル系列を逆フィルタ処理して残差サ
ンプル系列を生成する逆フィルタ手段と、上記残差サンプル系列を直交変換して残差スペクトラム
サンプルを生成する直交変換手段と、上記量子化予測係数からスペクトラム包絡を生成するス
ペクトラム包絡推定手段と、少なくとも上記スペクトラム包絡に基づいて重み係数を
決め、上記残差スペクトラムを重み付きベクトル量子化
し、その量子化を表すインデックスを符号の他の一部と
して出力する重み付きベクトル量子化手段。
【請求項４６】請求項３４又は３５の符号化装置にお
いて、上記相関を利用した符号化手段はＡＤＰＣＭによ
り上記１次元信号サンプル系列を符号化する手段であ
る。
【請求項４７】請求項４６の符号化装置において、上
記相関を利用した符号化手段は以下を含む：上記１次元
信号サンプル系列の各サンプルに対する予測値の予測誤
差を求める減算手段と、上記予測誤差を適応量子化し、その量子化を表すインデ
ックスを上記符号の一部として出力する適応量子か手段
と、上記インデックスを逆量子化して量子化予測誤差を求め
る逆量子化手段と、上記量子化予測誤差に上記予測値を加算して量子化サン
プルを生成する加算手段と、上記量子化サンプルに基づいて上記１次元信号サンプル
系列の次のサンプルに対する予測値を生成する適応予測
手段。
【請求項４８】請求項３４又は３５の符号化装置にお
いて、上記相関を利用した符号化手段はＣＥＬＰにより
上記１次元信号サンプル系列を符号化する手段である。
【請求項４９】請求項４８の符号化装置において、上
記相関を利用した符号化手段は以下を含む：上記１次元
信号サンプル系列をフレーム毎に線形予測分析して予測
係数を求め、上記符号の一部として出力する線形予測分
析手段と、前フレームの励振ベクトルを保持し、上記前フレームの
励振ベクトルから切り出したベクトルセグメントから現
フレームの励振ベクトルを生成する適応符号帳と、上記予測係数がフィルタ係数として与えられ、上記現フ
レームの励振ベクトルから合成音サンプル系列を合成す
る合成フィルタ手段と、上記１次元信号サンプル系列と上記合成音サンプル系列
との間の歪みが最小となるよう、上記合成フィルタ手段
に対する前フレームの励振ベクトルから切り出し長を制
御し、その切り出し長を表すインデックスを上記符号の
他の一部として出力する歪み計算・符号探索手段。
【請求項５０】請求項３６、４１又は４５の符号化装
置において、上記周波数領域係数の周波数帯域を複数の
周波数帯域に分割し、上記符号化は各周波数帯域毎に行
い、上記符号の出力環境に応じて上記複数の周波数帯域
の符号の組み合わせを選択的に出力する。
【請求項５１】請求項３５の符号化装置において、上
記複数チャネルは左右２チャネルであり、上記パワー判
定手段は、上記左右チャネルのパワーの小さい方を判定
し、そのチャネルのパワー補正手段に対し１より大の平
均化係数を与えると共に、その平均化係数を表すインデ
ックスを上記符号の一部として出力する手段であり、上
記パワー補正手段は、与えられた上記平均化係数をその
チャネルの音響信号サンプル系列に乗算する手段であ
る。
【請求項５２】請求項５１の符号化装置において、上
記パワー判定手段は上記左右チャネルのパワーの比ｋを
求め、その比ｋがｋ≧１なら、上記平均化係数としてｇ
＝k^rを、０＜ｋ＜１なら上記平均化係数として1/g を上
記パワーの小さい方のチャネルの上記パワー補正手段に
与える手段であり、ｒは０＜ｒ＜１の定数である。
【請求項５３】請求項５１の符号化装置において、上
記パワー判定手段は上記左右チャネルのパワーの比ｋを
求め、ｋが、その取り得る値の領域を予め決めた複数に
分割した部分領域のいずれに属するか判定し、それぞれ
の部分領域に対し予め決めた補正値のうち、上記判定さ
れた部分領域に対応する平均化係数をパワーの小さい方
のチャネルの上記パワー補正手段に与えると共に、判定
された部分領域を表すコードを上記平均化係数を表すイ
ンデックスとして出力する手段である。
【請求項５４】多チャネル音響信号サンプル系列を一
定の規則で１次元信号サンプル系列に並び替えて符号化
した符号を復号する復号化装置において、以下を含む：入力符号系列を、複数チャネルの信号間の相関を利用し
た符号化方法に対する復号方法により１次元信号サンプ
ル系列として復号する復号手段と、復号された上記１次元信号サンプル系列を上記一定の規
則の逆の手順で複数のチャネルに分配し、複数チャネル
の音響信号サンプル系列を得る逆並び替え手段。
【請求項５５】請求項５４の復号化装置は更に、入力
されたパワー補正インデックスを復号して平均化係数を
求めるパワーインデックス復号手段と、上記平均化係数
を用いて上記複数チャネルの音響信号サンプル系列をそ
れら間のパワー差が大となるよう補正して複数チャネル
の復号化音響信号サンプル系列を得るパワー逆補正手段
とを含む。
【請求項５６】請求項５４又は５５の復号化装置にお
いて、上記復号手段は以下を含む：入力された第１の量
子化符号を逆量子化してスペクトラム残差を得るスペク
トラム残差逆量子化手段と、入力された第２の量子化符号を逆量子化してスペクトラ
ム包絡を得るスペクトラム包絡逆量子化手段と、上記スペクトラム残差と上記スペクトラム包絡を乗算し
て周波数領域係数を得る逆正規化手段と、上記周波数領域係数を直交逆変換して時間領域の上記１
次元信号サンプル系列を得る直交逆変換手段。
【請求項５７】請求項５６の復号化装置において、上
記スペクトラム包絡逆量子化手段は、上記第２の量子化
符号を逆量子化して線形予測係数を得る線形予測分析手
段と、その線形予測係数から上記スペクトラム包絡を求
めるスペクトラム包絡計算手段とを含む。
【請求項５８】請求項５６の復号化装置において、上
記スペクトラム残差逆量子化手段は、ベクトル逆量子化
手段である。
【請求項５９】請求項５７の復号化装置において、上
記第１の量子化符号は第１のインデックスと第２のイン
デックスを含み、上記スペクトラム残差逆量子化手段は
以下を含む：上記第１のインデックスをベクトル逆量子
化してスペクトラム微細構造係数を復元する微細構造係
数逆量子化手段と、上記第２のインデックスを復号して残差包絡を得る残差
包絡復号手段と、上記スペクトラム微細構造と上記残差包絡を乗算して上
記スペクトラム残差を得る逆正規化手段。
【請求項６０】請求項５４又は５５の復号化装置にお
いて、上記復号手段は以下を含む：入力された、量子化
周波数領域係数を表す第１の量子化符号と、入力され
た、量子化スペクトラム包絡を表す第２の量子化符号と
から適応ビット割り当て逆量子化により周波数領域係数
を求める適応ビット割り当て逆量子化手段と、上記周波数領域係数を直交逆変換して上記１次元信号サ
ンプル系列を得る直交逆変換手段。
【請求項６１】請求項５４又は５５の復号化装置にお
いて、上記復号手段は以下を含む：入力された、量子化
線形予測係数を表す第１の量子化符号を逆量子化して線
形予測係数を得る予測係数逆量子化手段と、上記線形予測係数からスペクトラム包絡を推定するスペ
クトラム包絡推定手段と、上記スペクトラム包絡に基づいたビット割り当てによ
り、入力された、量子化残差スペクトラムを表す第２の
量子化符号を適応ビット割り当て逆量子化して残差スペ
クトラムを得る適応ビット割り当て逆量子化手段と、上記残差スペクトラムを直交逆変換して励振信号サンプ
ル系列を得る直交逆変換手段と、上記線形予測係数がフィルタ係数として与えられ、上記
励振信号サンプル系列を処理して上記１次元信号サンプ
ル系列を得る合成フィルタ手段。
【請求項６２】請求項５４又は５５の復号化装置にお
いて、上記復号手段は以下を含む：入力された、ベクト
ル量子化スペクトラム残差を表す第１のベクトル量子化
符号をベクトル逆量子化してスペクトラム残差を求める
第１ベクトル逆量子化手段と、入力された、ベクトル量子化スペクトラム包絡を表す第
２のベクトル量子化符号をベクトル逆量子化してスペク
トラム包絡を得る第２ベクトル逆量子化手段と、上記スペクトラム残差と上記スペクトラム包絡を対応す
るサンプル毎に乗算して周波数領域係数を求める逆正規
化手段と、上記周波数領域係数を直交逆変換して上記１次元信号サ
ンプル系列を得る直交逆変換手段。
【請求項６３】請求項５４又は５５の復号化装置にお
いて、上記復号手段は以下を含む：入力された、量子化
予測誤差を表す量子化符号を逆量子化して量子化予測誤
差を得る逆量子化手段と、前回の復号サンプル値から今回のサンプル値を適応予測
する適応予測手段と、予測された上記サンプル値に上記量子化予測誤差を加算
して今回の復号サンプル値を得る加算手段。
【請求項６４】請求項５４又は５５の復号化装置にお
いて、上記復号手段は以下を含む：入力された、励振ベ
クトルの切り出し長を表すインデックスにより指定され
た長さを前フレームの励振ベクトルから切り出して現フ
レームの励振ベクトルを生成する適応符号帳手段と、入力された線形予測係数がフィルタ係数として与えら
れ、上記現フレームの励振ベクトルを処理することによ
り上記１次元信号サンプル系列を得る合成フィルタ手
段。
【請求項６５】請求項５６、６０又は６２の復号化装
置において、上記第１及び第２量子化符号の組は予め決
めた複数の周波数帯域についてそれぞれ入力され、上記
復号手段は上記符号の組のうち、所望の周波数帯域の上
記量子化符号の組を選択して復号する手段を含む。
【請求項６６】請求項５５の復号化装置において、上
記複数のチャネルは左右２チャネルであり、復号した上
記平均化係数は１より大の係数であり、上記パワー逆補
正する手段は、上記左右チャネルの音響信号サンプル系
列のパワーの小さい方を上記平均化係数で割り算して上
記左右チャネルの復号化音響信号サンプル系列を得る手
段である。