JP3093178B2 - 高品質オーディオ用低ビットレート変換エンコーダ及びデコーダ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、概して、音楽のような
オーディオ信号を高品質低ビットレートでディジタル処
理することに関する。

【０００２】

【従来の技術】信号処理の分野では、所与の信号を十分
に表現するのに必要な情報の量を最小化する方法を発見
するために大きな関心が払われている。必要な情報を低
減させることによって、信号をより狭い帯域で伝送した
り、より少ない空間内に記憶することができる。ディジ
タル技法に関して、最小情報要件とは、最小２進ビット
要件と同義である。

【０００３】ビットの削減要件は、２つの因子によって
制限される。すなわち、（１） 帯域幅Ｗの信号は、２
×Ｗより低くない周波数で標本化された一連のサンプル
によって、正確に表現される。これが、いわゆるナイキ
ストのサンプリング・レートである。したがって、帯域
幅Ｗを有する、Ｔ秒間の長さの信号を正確に表現するた
めには、少なくとも２×ＷＸＴの数のサンプルが必要で
あり、（２） 信号サンプルの量子化には連続する範囲
のどのような数値をも取り得るが、この数値によって
は、量子化段の規模又は分解能力に比例する、不正確な
信号の表現を生じる。この不正確さは量子化誤りと呼ば
れる。この誤りは、信号サンプル量子化の表現に利用で
きるビットの数に反比例することである。

【０００４】もし全帯域幅に対して符号化技法が適用さ
れると、総ての量子化誤りは、雑音として顕われるが、
帯域幅全体にわたって均等に拡散する。スペクトルの選
択された部分に適用できる技法によって、量子化雑音の
スペクトルの拡散を制限することができる。このような
技法としては、サブバンド符号化、及び変換符号化の２
種がある。これらの技法を用いることによって、量子化
雑音が特に耳障りな特定の周波数帯において当該周波数
帯を小さい段で量子化することにより、量子化誤りを低
減させることができる。

【０００５】サブバンド符号化は、一連のディジタル帯
域フィルタのバンク（列）によって実現することができ
る。変換符号化は、ディジタル帯域フィルタバンクをシ
ミュレートする幾つかの時間領域対周波数領域変換を任
意に行うことによって実現することができる。変換は、
ディジタル・フィルタよりも実現が容易であり、計算処
理及びハードウエアも少なくて済むが、変換係数で表わ
される帯域フィルタの「周波数ビン」の各々が均一な帯
域幅を有する点で設計上の柔軟性に欠ける。これと対照
的に、ディジタル帯域フィルタバンクは、種々のサブバ
ンド帯域幅を持つように設計することができる。しか
し、変換係数は、単一の変換係数帯域幅の乗数である帯
域幅を有する「サブバンド」を決定すべく、共にグルー
プ化することができる。以下、当明細書では、「サブバ
ンド」という用語は、サブバンド・コーダ、又は変換コ
ーダの何れで実現されるにせよ、全信号帯域幅の選択さ
れた部分を指すものとして用いる。変換コーダで実現さ
れるサブバンドは、１っ又は２っ以上の隣接する変換係
数又は周波数ビンの１組によって決定される。変換コー
ダの周波数ビンの帯域幅は、変換コーダのサンプリング
・レートと、各信号サンプル・ブロック（変換長）中の
サンプル数とに依存する。

【０００６】音楽用信号用の高品質処理系の性能に対し
ては、サブバンド帯域フィルタの２つの特性は特に重大
である。その第１は、フィルタ通過帯域及び阻止帯域間
の領域の帯域幅（遷移帯域）である。第２は、阻止帯域
での減衰レベルである。本明細書中で用いているよう
に、フィルタの「選択度」の尺度は、遷移帯域内のフィ
ルタ応答特性曲線の鋭さ（遷移帯域ロールオフの鋭さ）
と、阻止帯域での減衰レベル（阻止帯域の深さ）とであ
る。

【０００７】耳には、可変中心周波数を持つ、極度に非
対称に同調されたフィルタの特性と類似の周波数分析特
性があるので、これらの２つのフィルタ特性は重大であ
る。耳の同調フィルタの周波数分解能力は、オーディオ
スペクトル全体にわたって周波数につれて変わる。約５
００Ｈｚ以下の周波数においては、共に接近して存在す
る複数の信号を耳は識別することができるが、可聴限界
へと周波数が上昇するにつれて、識別可能な信号間の周
波数の幅は拡がる。このような聴覚上のフィルタの有効
帯域幅は、臨界帯域と呼ばれる。この臨界帯域の重要な
特質は、音響心理学的マスキング効果が臨界帯域内で最
も強く顕れること、すなわち、臨界帯域内の何処でも他
のあらゆる周波数の信号に対する可聴性が、臨界帯域内
の支配的な信号によって抑制されることである。臨界帯
域の外側にある信号はそれ程強くは掩蔽されない。この
概要については、サン・フランシスコのマッグロウヒル
社１９８８年出版の、Ｋ．ブレア・ベンソン編、「オー
ディオ．エンジニアリング・ハンドブック」の１．４０
ぺージから１．４２ぺージまでと、４．８ぺージから
４．１０ぺージまでと（Audio Engineering Handbook,
K. Balir Benson ed.,McGraw-Hill, San Fransisco, 19
88）を参照のこと。

【０００８】音響心理学的マスキングは、もし可聴スペ
クトル全体を通してサブバンド帯域幅がこのスペクトル
の同一部分における耳の臨界帯域幅の約半分であるなら
ば、サブバンド及び変換コーダによって更に容易に達成
される。何故ならば、耳の臨界帯域には聴覚上の刺激に
順応する可変の中心周波数があるのに対して、サブバン
ド及び変換コーダは典型的に固定の中心周波数を具えて
いるからである。音響心理学的マスキング効果を利用す
る機会を最適化するために、支配的信号の存在によって
生じる総ての人工的ひずみは、支配的信号を含むサブバ
ンドに制限されなければならない。もしサブバンド帯域
が臨界帯域の約半分又はそれより小さければ（また、も
し、遷移帯域ロールオフが十分に鋭く、阻止帯域排除が
十分に深ければ）、サブバンド通過帯域の帯域幅の縁の
近くに周波数がある信号に対してさえも、望ましくない
ひずみに対する最も効果的なマスキング効果が生じる可
能性がある。もしサブバンド帯域幅が臨界帯域の半分よ
り大きければ、支配的信号によって耳の臨界帯域がコー
ダのサブバンドから偏位させられて、耳の臨界帯域の外
側にある望ましくないひずみの幾分かが掩蔽されない可
能性がある。これらの効果は、耳の臨界帯域が狭くなる
低い周波数においては、最も耳障りである。

【０００９】文書、Ｗ０ ８８／０１８１１では、音響
信号、とりわけ音楽信号の伝送、記憶のためのディジタ
ル符号化が開示されている。この中で、音響信号のＮピ
ックアップ値のブロックは、離散正弦変換、ＴＤＡＣ変
換、又は高速フーリェ変換を用いて、Ｍのスペクトル係
数のブロックに変形される、この過程では、量子化装置
の初期段の大きさが選ばれ、エントロピー符号化が適用
され、Ｍスペクトル係数が所定数のビットで符号化され
るまで、異なる段の規模で符号化が反復される。未使用
のビットは、後続のブロック中への割当てのために使用
可能である。音響心理学的マスキング効果を利用するた
めに、各ブロックのスペクトル係数は、周波数グループ
に分割され、これらの周波数グループは、個別の各々の
周波数グループ内の信号のエネルギーが同グループ内の
雑音のエネルギーよりも実質的に高ければ、音響心理学
的マスキングに従って、雑音が感受されないように選択
される。符号化の後に、係数は再構築され、再構築され
た値の周波数グループ内の信号エネルギーは、それぞれ
の最小基準値と比較される。もし１又は２個以上の周波
数グループ内の信号エネルギーがそれぞれの最小基準値
よりも低ければ、スペクトル係数は、所与の因数で乗じ
られ、反復する形で量子化および符号化が行われる。内
側及び外側の反復ループは、副次情報として伝送されな
ければならない。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】変換符号化の性能は、
信号サンプル・ブロック長と、変換符号誤りと、エイリ
アシング相殺とを含む、幾つかの要因に依存する。

【００１１】ブロック長 ブロック長が短くなるにつれて、変換エンコーダ及びデ
コーダの性能は、結果的に周波数ビンが拡がることによ
るばかりではなく、帯域フィルタの周波数ビンの応答特
性の劣化、すなわち、（１）遷移帯域ロールオフ率の減
少と、（２）阻止帯域排除の水準の減少とによっても、
不利な影響を受ける。帯域フィルタのこの特性劣化によ
って、隣接する周波数ビンにおいて望ましい信号に応答
して生じる望ましくない変換係数の生成、若しくは、変
換係数に対する望ましくない寄与に帰着する。これらの
望ましくない寄与は、サイドローブ漏洩と呼ばれる。

【００１２】従って、サンプリング・レートによって
は、ブロック長を短くすることにより、或る周波数又は
全周波数、特に低い周波数において、名目上のフィルタ
帯域幅が耳の臨界帯域幅を超えることになる。たとえこ
の名目上のサブバンド帯域幅が耳の臨界帯域幅よりも狭
くとも、広がった遷移帯域、貧弱な阻止帯域排除の形で
顕れる劣化したフィルタ特性によって、耳の臨界帯域幅
の外側に顕著な信号成分が現れる。このような場合に
は、この系の他の側面、特に量子化精度面で、通常、よ
り大幅な制約を受ける。

【００１３】短いブロック長によって生じるもう１つの
不利益は、次の節に述べる変換符号化誤りの悪化であ
る。

【００１４】変換符号化誤り 離散変換は信号の有限のセグメントにしか作用しないの
で、離散変換では完全に正確な１組の周波数係数は生み
出されない。厳密に言うと、離散変換では、入力時間領
域信号の表現について、無限の変換長が必要になる真正
の周波数領域表現ではなく、時間・周波数表現が作り出
される。しかしながら、ここでの議論の便宜上、離散変
換の出力を周波数領域表現と呼ぶこととしよう。実際に
は、離散変換では、標本化信号は周期が有限のサンプル
期間の約数である周波数成分を持つのみであると仮定し
ている。これは、有限長の信号が周期性のものであると
仮定することに等しい。この仮定は一般的に正しくな
い。この仮定された周期性によって、有限時間期間の縁
において不連続性が生じ、これにより変換において擬似
の高い周波数が生じる。

【００１５】この効果を最小化する１つの技法は、期間
の縁の近くのサンプルが０に近くなるように信号サンプ
ルを重み付けることによって、変換を行う前に非連続性
を低減することである。期間の中心にあるサンプルは一
般的に変更せずに、すなわち、係数１で重み付けて通過
させる。この重み付け関数は、「分析ウインドウ」と呼
ばれ、どのような形状でも良いが、幾つかのウインドウ
はサブバンドのフィルタ性能に一層有利に寄与する。

【００１６】本明細書で用いているように、「分析ウイ
ンドウ」という用語は、順方向変換を適用する前に行わ
れるウインドウ処理関数を指しているに過ぎない。下で
論考するように、本発明中で用いる分析ウインドウの設
計は、合成ウインドウ設計要件によって制約される。し
たがって、広く同じ用語が用いられている当分野の「分
析ウインドウ」の設計及び性能特性は、本発明で実施さ
れている分析ウインドウとは異なる。

【００１７】ウインドウの質を評価するのに用いること
ができる単一の条件はないが、他方、一般的な条件に
は、遷移帯域ロールオフの鋭さと阻止帯域の深さとが含
まれる。或る種の用途においては、鋭いロールオフと深
い阻止レベルとを兼ね合わせる能力が有益な特質とな
る。

【００１８】分析ウインドウは時間領域関数である。も
し他の補償が行われなければ、復元若しくは「合成」さ
れる信号は、分析ウインドウの形状に従ってのひずみを
受ける。補償方法には幾つかあるが、例えば、以下のと
おりである。

【００１９】（ａ） 復元された信号期間又はブロック
を、逆ウインドウ、すなわち、その重み付け係数が分析
ウインドウの重み付け係数の逆数であるウインドウで、
乗じる。この技法の短所は、分析ウインドウがその縁で
０にならないことを明確に必要とすることである。

【００２０】（ｂ） 連続的な入力信号ブロックを重複
させる。２つの隣接するウインドウが重複部分を横切っ
て一体的に合算されるように分析ウインドウを注意深く
設計することによって、このウインドウの効果は正確に
補償される。（しかし、次の節を参照のこと）。離散フ
ーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）の
ような或る形式の変換と共に用いる時には、この技法で
は、重複期間中の信号の一部を変換し、かっ２度伝送し
なければならないので、当該信号を表わすのに必要なビ
ット数が増加する。これらの形式の変換に対しては、可
能な限り小さい重複期間を有するウインドウを設計する
ことが望ましい。

【００２１】（Ｃ） 逆変換からの合成出力にもウイン
ドウ処理を行う必要がある。本発明で用いている変換を
含む、幾つかの変換では、このウインドウ処理を要す
る。更に、量子化誤りによって、有限時間期間の縁にお
いて０とならない時間領域信号が逆変換に生じる。これ
をそのままにして置くと、この誤りによって、復元され
る時間領域信号はウインドウ重複期間内で最も強く歪ま
される。縁で各合成信号ブロックを整形するために、合
成ウインドウを用いることもできる。この場合、当該信
号は分析及び合成ウインドウで処理される。すなわち、
当該信号はこれら２つのウインドウの積によって重み付
けられる。したがって、この２つのウインドウの積が重
複部分を横切って一体的に合算されるように、両方のウ
インドウが設計されなければならない。これについて
は、前節における論考を参照のこと。

【００２２】短い変換サンプル・ブロックでは、上記の
分析及び合成ウインドウに対してより大きな補償要件が
課される。変換サンプル・ブロックが短くなるにつれ
て、フィルタの遷移帯域及び阻止帯域を通してのサイド
ローブ漏洩が一層多くなる。良く整形された分析ウイン
ドウではこの漏洩が低減される。

【００２３】サイドローブ漏洩は望ましくない。何故な
らば、サイドローブ漏洩によって、変換においてフィル
タの通過帯域の外側の信号成分の周波数を誤って表現す
るスペクトル係数が生じるからである。この表現誤りが
エイリアシングと呼ばれるひずみである。

【００２４】エイリアシング相殺 ナイキストの理論では、サンプル間の期間が信号の最高
周波数成分の期間の半分より短ければ、離散サンプルか
ら信号を正確に復元できると考える。サンプリング・レ
ートがこのナイキスト・レートよりも小さければ、高い
周波数成分は低い周波数成分として誤って表わされる。
この低い周波数成分が真正成分に対する誤差である。

【００２５】サブバンド・フィルタ及び有限ディジタル
変換は、完全な通過帯域フィルタではない。通過帯域と
阻止帯域との間の遷移は無限に鋭いものではなく、阻止
帯域中における信号減衰は無限に大きくはない。その結
果、通過帯域で濾波された入力信号が通過帯域遮断周波
数によって示されるナイキスト・レートで標本化される
としても、この遮断周波数よりも高い遷移帯域中の周波
数は忠実には表現されない。

【００２６】エイリアシングひずみが逆変換によって自
動的に相殺されるように分析及び合成フィルタを設計す
ることは可能である。時間領域内の直角位相ミラー・フ
ィルタにはこの特性がある。本発明で用いている変換コ
ーダ技法を含めて、或る種の変換コーダ技法でも、エイ
リアシングひずみを相殺する。

【００２７】サンプル・ブロック長を短くすればする
程、その結果として発生する聴取可能な変換コーダ中の
エイリアシングひずみを抑制するのが一層困難になる。
上で説明したように、短いサンプル・ブロック長によっ
てフィルタ特性が劣化する。すなわち、通過帯域幅が広
がり、通過帯域対阻止帯域の遷移がより鋭さを失い、阻
止帯域排除特性が劣化する。その結果、エイリアシング
がより一層目立つようになる。もしエイリアス成分が不
十分な正確さで符号化され復号されると、これらの符号
化誤りによって、エイリアシングひずみを逆変換で完全
に相殺することが妨げられる。残留エイリアシングひず
みは、音響心理学的に掩蔽されない限り聴取可能なもの
となろう、しかし、サンプル・ブロックを短くすること
によって、変換周波数ビンの幾つかは、特に聴覚上の臨
界帯域が最大の分解能力を有する低い周波数において、
聴覚上の臨界帯域よりも広い通過帯域を具えることにな
る。この結果として、エイリアシングひずみを掩蔽する
ことができない。このひずみを極少化する１つの方法
は、問題のサブバンド中での量子化精度を向上させるこ
とであるが、それによって必要なビットレートは増加す
る。

【００２８】ビットレート低減技法 上で挙げた２つの要因（ナイキスト・サンプル・レート
及び量子化誤り）によって、特定品質の信号伝送又は記
憶に対するビットレート要件を決定すべきである。しか
し、各種技法を利用して、所与の信号品質に必要なビッ
トレートを低減することができる。これらの技法では、
信号の冗長性と無関係性を利用する。信号が予見できる
ものであるか、若しくは他の方法で受信機から得られる
ものであるならば、その信号成分には冗長性がある。も
し或る信号成分が特定品質の表現を達成するために不要
ならば、その信号成分は無関係である、当技術で用いら
れる幾つかの技法には、以下の事柄が含まれる。

【００２９】（１） 予測：信号の周期的乃至は予知可
能な特性によって、現在の信号又は先行する信号の特性
に基づいて、幾つかの成分を受信機に予期させることが
できる。

【００３０】（２） エントロピー符号化：省略符号に
よって、高い発生確率の成分を表現することができる。
この場合、送信機及び受信機の両方とも、同一のコード
・ブックを備えていなければならない。エントロピー符
号化及び予知には、計算の複雑さと処理による遅延とが
増大する短所がある。また、エントロピー符号化及び予
知では、本来、可変伝送速度の出力が与えられるので、
もし一定ビットレート系で用いるのであれば緩衝する必
要がある。

【００３１】（３） 不均一符号化：対数又は不均一量
子化段による表現によって、量子化誤りが大きくなると
いう犠牲の下で、より少ないビットで大信号値の符号化
を行うことが可能になる。

【００３２】（４） 浮動小数点：浮動小数点表現によ
って、精度が下がるという犠牲の下で、ビット要件を低
減することができる。ブロック浮動小数点表現では、１
ブロックの浮動小数点仮数に対して１つの位取り因子又
は指数を用いる。また、ブロック浮動小数点表現は、時
間領域信号を符号化する際に広く用いられる。浮動小数
点は、不均一符号化の特異例である。

【００３３】（５） ビット割当て：正確さに対する受
信機への要求は、時間、信号内容、強さ、又は周波数に
伴って変化する。例えば、話し声のより低い周波数成分
は、通常、話し言葉を理解し話者を認識する上で一層重
要であるので、より高い周波数成分よりも一層高い精度
で伝送されなければならない、音楽信号に関しては、別
の基準が適用する。ビット割当てについての幾つかの一
般基準は、以下のとおりである。

【００３４】（ａ） 成分変動：最大レベルの交流電力
を持っ変換係数に対しては、より多くのビットを割り当
てる。

【００３５】（ｂ） 成分値：最大振幅又はエネルギー
を持っ周波数帯を表現する変換係数に対しては、より多
くのビットを割り当てる。

【００３６】（Ｃ） 音響心理学的マスキング：他の信
号成分によって量子化誤りが掩蔽される(聴取不能にさ
れ)信号成分に対しては、より少ないビットを割り当て
る。この方法は、可聴信号が人の聴覚を意図している用
途において独特である。マスキングは、音楽信号のよう
な多重音信号及び複号波形よりも、単音信号に関して最
も良く認識される。

【００３７】音響心理学的マスキングと共に適応ビット
割当てを用いる変換に基づくエンコーダ及びデコーダの
例は、ノース・ホランドのエルゼフィア科学出版社の話
声通信、１８９７年第６巻の２９９ぺージから３０８ぺ
ージの、ジョンソンとブラットレイによる論文、「時間
領域エイリアシング相殺に関する適応変換符号化」（Jo
hnson, Bradley, "Adaptive Transform Coding Incorpo
rat-ing Time DomainAliasing Cancellation", Speech
Communications, Vol. 6, North-Holland, Elsevier Sc
ience Publishers, 1987, 00.299-308）中に叙述されて
いる。

【００３８】

【課題を解決するための手段】本発明の目的は、主観的
な高音質を毎秒１２８ｋビット（ｋｂｓ）程度の低ビッ
トレートで提供する、符号化及び複号化の装置と方法と
を用いて、広帯域のオーディオ情報、とりわけ、音楽の
ディジタル処理を行うことである。

【００３９】本発明の更なる目的は、再生の品質が高品
質の伝送又は記憶及び再生に適する、例えば放送用オー
ディオ網のような高品質の再生に適する符号化及び復号
装置と方法を提供することである。

【００４０】本発明の更なる目的は、コンパクト・ディ
スクで得られる品質程度に主観的に良好な、再生の品質
を提供することである。

【００４１】本発明の更なる目的は、ディジタル処理系
中で実現される、伝送通路による信号の悪化に対して高
度の耐性を有する符号化及び復号化の装置と方法を提供
することである。

【００４２】本発明の更なる目的は、符号化された信号
を記憶するのに少量の空間しか必要としない、ディジタ
ル処理系中で実現される符号化及び復号化の装置と方法
を提供することである。

【００４３】本発明のもう１つの目的は、音楽信号を処
理する変換コーダ中に、改良された音響心理学的マスキ
ング技法を提供することである。

【００４４】加えて、本発明のもう１つの目的は、変換
コーダ中の聴取可能なひずみ人工物に関して音響心理学
的に補償する技法を提供することである。

【００４５】上記の本発明の目的の詳細については、当
明細書の全体を通して説明するが、以下の「発明を実施
するための望ましい形態」を叙述する節で特に詳しく説
明する。

【００４６】本発明の教示に従って、エンコーダによっ
て広帯域オーディオ情報のディジタル符号化が行われ
る。この広帯域オーディオ信号は、標本化され、時間領
域サンプル・ブロックに量子化される。その後、各サン
プル・ブロックは分析ウインドウによって変調される。
その後、周波数領域のスペクトル成分が、分析ウインド
ウによって重み付けられた時間領域サンプル・ブロック
に応答して発生される。適応ビットの割当てを行う変換
コーダによって、各変換係数が、不均一に量子化され、
これらの係数の記憶又は伝送に適するフォーマットを有
するディジタル出力に組み立て、すなわち、アセンブル
される。伝送信号が通信線路の雑音又はその他の悪化の
影響を受ける用途においては、誤り訂正符号を用いても
良い。

【００４７】更に本発明の教示に従って、本発明のエン
コーダによって符号化されたディジタル符号化広帯域オ
ーディオ信号の高品質の再生が、本発明のデコーダによ
って行われる。エンコーダのディジタル出力が、記憶要
素又は伝送線路を経由してデコーダに受け取られる。デ
コーダによって、不均一に符号化されたスペクトル成分
がフォーマット化されたディジタル信号から誘導され、
この成分から周波数領域スペクトル成分が再構築され
る。この時間領域のスペクトル成分を発生したエンコー
ダ中の要素に対して逆の特性を具える要素によって、周
波数領域のスペクトル成分に応答して時間領域信号サン
プル・ブロックが発生される。これらのサンプル・ブロ
ックは合成ウインドウによって変調される。この合成ウ
インドウは、この合成ウインドウの応答特性とエンコー
ダ中の分析ウインドウの応答特性との積によって、隣接
する２つの重複サンプル・ブロックに関して一体的に合
算するような複合応答特性を作り出す特性を具えてい
る。隣接するサンプル・ブロックは、重複、加算され
て、分析及び合成ウインドウの重み付け効果が相殺さ
れ、その後、高品質のアナログ出力に変換される時間領
域信号のディジタル化された表現が復元される。

【００４８】更に本発明の教示に従って、エンコーダ・
デコーダ系によって、広帯域オーディオ情報のディジタ
ル符号化と高品質の再生とが行われる。この系のエンコ
ーダ部分においては、アナログ広帯域オーディオ信号が
時間領域サンプル・ブロックに標本化され、量子化され
る。その後、各サンプル・ブロックは、分析ウインドウ
によって変調される。その後、周波数領域のスペクトル
成分が、分析ウインドウによって重み付けられた時間領
域サンプル・ブロックに応答して、発生される。適応ビ
ット割当てを含む不均一スペクトル符号化によって各ス
ペクトル成分が量子化され、これらの成分は、信号の悪
化を受け易い記憶、又は通信通路を通しての伝送に適す
るディジタル・フォーマットを有する、ディジタル出力
にアセンブルされる。この系のデコーダ部分によって、
エンコーダ部分のディジタル出力が、記憶要素又は伝送
線路を経由して受け取られる。このデコーダ部分によっ
て、フォーマット化ディジタル信号から不均一に符号化
されたスペクトル成分が誘導され、この成分から周波数
領域のスペクトル成分が再構築される。時間領域サンプ
ル・ブロックが、周波数領域変換係数に応答して、周波
数領域変換係数を発生したエンコーダ部分中の要素に対
して逆の特性を具える要素によって、発生される。この
サンプル・ブロックは、合成ウインドウによって変調さ
れる、この合成ウインドウは、この合成ウインドウの応
答特性とエンコーダ部中の分析ウインドウの応答特性と
の積によって隣接する２つの重複サンプル・ブロックに
関して一体的に合算する複合応答特性を作り出すような
特性を具えている。隣接するサンプル・ブロックは、重
複され、加算されて分析及び合成ウインドウの重み付け
効果を相殺し、その後高品質のアナログ出力に変換され
る時間領域信号のディジタル化された表現が復元され
る。

【００４９】本発明のエンコーダの実施例においては、
離散変換によって、周波数領域スペクトル成分が、分析
ウインドウで重み付けられた時間領域サンプル・ブロッ
クに応答して発生される。この離散変換には、改良型の
離散余弦変換（ＤＣＴ:Discrete Cosine Transform）
と、改良型の離散正弦変換（ＤＳＴ:Discrete Sine Tra
nsform）と等価の関数を具えていることが好ましい。代
替的な実施例においては、この離散変換は、単一の改良
型の離散余弦変換（ＤＣＴ）によって実施されるが、実
質的に総ての時間領域対周波数領域変換を用いることが
できる。

【００５０】エンコーダに関する本発明の好ましい実施
例においては、単一のＦＦＴを利用して、単一チャネル
系では隣接する２つの信号サンプル・ブロックに関し
て、若しくは、２チャネル系では各チャネルの１つの信
号サンプル・ブロックに関して、順方向変換を同時に計
算する。デコーダに関する本発明の好ましい実施例にお
いては、単一のＦＦＴを利用して、２つの変換ブロック
に関して逆変換を同時に計算する。

【００５１】エンコーダ及びデコーダのこれらの好まし
い実施例においては、サンプリング・レートは４４．１
ｋＨｚである。このサンプリング・レートは、決定的な
ものではないが、この４４．１ｋＨｚは、適切なサンプ
リング・レートであり、また、コンパクト・ディスクに
用いられているサンプリング・レートでもあるので、便
利である。この４４へ１ｋＨｚのサンプリング・レート
を用いている好ましい実施例においては、名目周波数応
答特性は１５ｋＨｚまで延びており、時間領域サンプル
・ブロックは５１２サンプルの長さを具えている。本発
明の好ましい実施例においては、職業用放送局用途に適
する主観的な品質水準での音楽の符号化は、毎秒１２８
ｋビット（誤り訂正符号のような余分な情報を含めて）
程度の低いビットレートで達成される。本発明の基本的
な神髄から逸脱せずに、信号品質の異なる水準をもたら
す、これ以外のビットレートを用いることもできる。

【００５２】このエンコーダの好ましい実施例において
は、不均一変換コーダによって、可変長のコード・ワー
ドが各変換係数について計算される。各変換係数のコー
ド・ワードのビット長は、固定ビット数と、現状の信号
内容のためにサブバンド中の雑音が他のサブバンド中の
雑音よりも音響心理学的にマスクされ易いかどうかに基
づく適応ビット割当てによって決定される可変ビット数
との合計である。この固定ビット数は、対象のサブバン
ド中での単音についての音響心理学的マスキング効果に
関する経験的観察に基づいて、各サブバンドに対して割
り当てられる。この固定ビット割当てでは、低い周波数
における耳の選択度がより大きいことによって、低い周
波数においでは系の性能が主観的に低下することについ
て考慮を払っている。複合信号が存在する際のマスキン
グ性能は、通常・単音信号が存在する際のマスキング性
能よりも良好であるが、複合信号が存在する際のマスキ
ング効果は、良く理解されておらず、また予測できるも
のでもない。この系では、ビットの多くが固定ビットで
あり、比較的僅かのビットしか適応的に割り当てないと
いう点で、積極的なものとは言えない。この方法には、
幾つかの長所がある。その第１は、必要な固定ビットの
割当てを行った経験的手続には逆変換過程を含んでいた
ので、この固定ビット割当てでは逆変換によって作り出
される望ましくないひずみを本来的に補償することであ
る。第２に、適応ビット割当てのアルゴリズムを比較的
単純に維持することができることである。これに加え
て、エンコーダとデコーダとの間で生じる信号伝送誤り
は、デコーダ中のビットに対する値となると同時に不正
確な割当てともなるので、適応的に割り当てられたビッ
トはこのような誤りに対して一層敏感であることであ
る。

【００５３】本発明によるビット割当てに関する経験的
技法については、図１３を参照することによって、より
良く理解できるであろう。図１３では、５００Ｈｚの信
号音（正弦波）から生じる、出力雑音及びひずみの重要
な臨界帯域スペクトル（すなわち、ここに示してある雑
音及びひずみは、聴覚上の臨界帯域に関するものであ
る）を、３つの異なるビット割当てに関して、聴覚上の
マスキングと比較して示している。この図では、特定の
データを示すことよりむしろ、経験的な方法を示すこと
を企図している。

【００５４】割当てＡ（実線）は基準であり、任意の数
のビットを各変換係数に対して割り当てた時の、５００
Ｈｚの正弦波によって作り出される雑音及びひずみの積
を示している。割当てＢ（短い線の点線）は、割当てＡ
と同じ相対的割当てであるが、変換係数当たり２っ少な
いビットを音する雑音及びひずみの積を示している。割
当てＣ（鎖線）は、オーディオ帯域の１５００Ｈｚまで
の低い周波数部分に対して、割当てＡと同じ割当てを与
えた場合を示している。割当てＣは、約１５００Ｈｚか
ら上の高い周波数部分に対しては、割当てＢと同じであ
る。点線は、５００Ｈｚについての聴覚上のマスキング
を示している。

【００５５】以上の３つのビット割当て事例の総てにつ
いて、マスキング曲線の急激な低下による聴取可能な雑
音が５００Ｈｚの信号音以下の周波数において存在する
こと、すなわち、約１００Ｈｚから３００乃至４００Ｈ
ｚにかけて、雑音及びひずみの積がマスキングしきい値
より上にあることが観察されるであろう。ビットを２つ
少なくしたこと（割当てＡに対する割当てＢ）によっ
て、聴取可能な雑音及びひずみが悪化するが、割当てＣ
に示すように、５００Ｈｚの信号音以下の領域を含むス
ペクトルにこの２ビットを加え戻すことによって、元の
聴取可能な雑音反びひずみの水準を回復する。聴取可能
な雑音は、高い周波数においても存在するが、オーディ
オ・スペクトルの極めて高い部分において５００Ｈｚの
信号音によって作り出される雑音及びひずみの積は比較
的低いことから、ビットを滅らしたり追加した際にも、
実質的に変化しない。

【００５６】種々の周波数の信号音に応答して作り出さ
れる雑音及びひずみを、種々のビット割当てについて観
察することによって、オーディオ・スペクトル全体にわ
たって聴取可能なマスキングに関して受容できる雑音及
びひずみの水準となる、種々の変換係数に対するビット
長を割り当てることができる。図１３の例に関しては、
約１００Ｈｚから３００乃至４００Ｈｚまでの領域中の
マスキングしきい値以下の雑音及びひずみの積の水準を
低減するために、雑音及びひずみがマスキングしきい値
より低くなるまで、５００Ｈｚの信号音を含む変換係数
及びそれと至近の変換係数に関する基準割当てに対して
追加ビットを加えても良い。他の信号音に対しても、オ
ーディオ・スペクトル全体にわたって、信号音が存在す
る際に総合的変換係数ビット長割当てが受容できる雑音
となるまで、同様な段階を一度に１つずつ踏むことがで
きよう。これは、コンピュータ・シミュレーションによ
って、最も容易に行われる。スペクトル全体を通して各
変換係数から１っ又は２っ以上のビットを取り除くこと
によって、固定ビット割当て（割当てＢのように）が行
われる。必要に応じて、適応割当てビットが加えられて
（割当てＣのように）、問題の領域において聴取可能な
雑音が受容できる水準まで低減される。かくして、図１
３に示す例のようなビットの割当てに対する聴取可能な
雑音の増減に関する経験的観察によって、本発明の固定
及び適応ビット割当て構想の基盤が形成される。

【００５７】このエンコーダの好ましい実施例において
は、不均一量子化変換係数は、ブロック指数と可変長コ
ード・ワードとから成る、ブロック浮動小数点表現によ
って表される。上で述べたように、この可変長コード・
ワードは、更に、適応割当てビットの固定ビット長部分
と可変長部分とから成る。１組の変換ブロックに対する
符号化信号は、指数と、総ての適応割当てビットの１群
が続くコード・ワードの固定長部分とによって構成され
るフレームに組み立てられる。コード・ワードの指数及
び可変長部分は、適応割当てビットから別個に組み立て
られて、突発雑音誤りに対する脆弱性が低減される。

【００５８】先行技術でのエンコーダとは異なり、本発
明によるエンコーダでは、各フレーム中の適応割当てビ
ットの割当てに関する副次的な情報を伝送する必要がな
い。本発明のデコーダでは、エンコーダで用いられた割
当てアルゴリズムと同一の割当てアルゴリズムを用いる
ことによって、正しい割当てを誘導することができる。

【００５９】フレーム同期を必要とする用途において
は、本発明のエンコーダ部分によって、フォーマット化
されたデータが同期ビットに対して補足される。このフ
ォーマット化データ・ビットは、最初に無作為化され、
それにより１又は０のビットの長い列が生じる確率が低
減される。これは、特定の長さを超える長い連続を許容
しない、Ｔ−１搬送のような多くの環境において必要な
ことである。非同期の用途では、無作為化によって、フ
レーム内の有効データがブロック同期列と誤認される確
率もまた低減される。本発明によるデコーダ部分では、
フレーム同期データ・ビットを取り除き、逆無作為化を
適用することによって、フォーマット化データが復元さ
れる。

【００６０】符号化信号が悪化する可能性のある用途に
おいては、誤り訂正符号を用いて、最重要情報、すなわ
ち、指数、及び有り得る低い周波数の係数コード・ワー
ドの部分が保護される。フォーマット化されたフレーム
全体に誤り符号、及び上記の保護されたデータが分散さ
れて、突発雑音に対する感度が低減され、必要とされる
突発雑音の長さが重要データの訂正ができるまで増加さ
れる。

【００６１】本発明の種々の特長及び本発明の実施例に
ついては、「発明を実施するための望ましい形態」を述
べる以下の節、及び添付図面中で、より詳細に説明す
る。

【００６２】

【実施例】１．本発明の望ましい実施例 図１ａ及び図１ｂには、本発明の基本的な構造が示され
ている。図１ａに示す本発明のコーダ部分は、時間領域
信号入力１００、信号標本化及び量子化要素１０１、信
号サンプル・バッファ１０２、各ディジタル化時間領域
信号ブロックを変調する分析ウインドウ乗算要素（マル
チプレクサ）１０３、量子化信号を周波数係数に変換す
るディジタル・フィルタバンク１０４、整数値の変換係
数の各々を浮動小数点表現に転換するフロック浮動小数
点エンコーダ１０５、総合的信号のスペクトル構成に従
って各変換係数の表現に対してビットを割り当てる適応
ビット割当て要素１０６、割り当てられたビット長に各
変換係数を丸める均一量子化装置１０７及び符号化され
た周波数係数を伝送又は記憶のためにビット・ストリー
ムにアセンブルするフォーマッタ (フォーマット化要
素)１０９である。図１ａは伝送通路１１０を示すが、
後で使用するために被符号化信号が直ちに記憶され得る
ことは理解されるべきであろう。

【００６３】図１ｂに示す本発明のデコーダ部分は、以
下の部分から成る。すなわち、符号化されたビット・ス
トリーム信号入力１１１、符号化された周波数係数の各
々を組み立てられたビット・ストリームから抽出するデ
フォーマッタ１１２、各変換係数を整数値の変換係数に
転換する線形化要素１１３、変換係数を時間領域信号ブ
ロックに転換する逆ディジタル・フィルタバンク１１
４、時間領域信号ブロックを変調する合成ウインドウ乗
算要素１１５、時間領域信号のディジタル表現を復元す
る信号ブロック重複・加算要素１１６、アナログ・デジ
タル変換要素１１７、及びアナログ信号出力１１８であ
る。

【００６４】Ａ．演算ハードウエア 本発明の基本的なハードウエアの構成は、図２ａ及び図
２ｂ、図３、図４ａ及び図４ｂ並びに図５ａ及び図５ｂ
に示され。所与の性能目標を達成するためには、経験的
研究から、在来の整数変換計算は少なくとも２０有効ビ
ットの精度で行われなければならないことが分かってい
る。

【００６５】４４．１ｋＨｚ又は４８ｋＨｚの何れかの
サンプル・レートを用いる、本発明の単一チャネル版の
好ましい実施例の実現においては、時間領域入力信号を
２０μｓ以下の周期時間で量子化する、１６ビットのア
ナログ対ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）を利用して
いる。１６ビットのディジタル化されたサンプルの各々
を用いて、後続の計算で用いられる２４ビットのワード
の有意１６ビットが形成される。待ち時間なしの、２
０．５ＭＨｚで動作するモトローラ（Motorola）社製Ｄ
ＳＰ５６００１型ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
を用いて、必要な計算が行われ、符号化・複号化過程が
制御される。スタティック等速呼出記憶要素（ＲＡＭ）
によって、ＤＳＰに対するプログラム化とデータ記憶と
が行われる。周期時間２０μｓ以下の１６ビットのディ
ジタル対アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）を用いて、複
合されたディジタル信号からアナログ信号が発生され
る。

【００６６】図２ａに示すエンコーダのハードウエアの
構成は、以下のものから成る。すなわち、アナログ信号
入力２００、低域フィルタ（ＬＰＦ）２００Ａ，ＡＤＣ
２０１，ＤＳＰ ２０２、スタティックＲＡＭ ２０
３、消去可能固定記憶要素（ＥＰＲＯＭ）２０４、及び
符号化されたシリアル信号出力２０６である。ＬＰＦ２
００Ａ２０（図１ａに示されていない低域フィルタ）に
よって、入力信号が帯域幅制限されることが保証され
る。ＡＤＣ ２０１によって、入力信号がシリアルの１
６ビットのワードにディジタル化（標本化及び量子化）
される。ＤＳＰ ２０２によって、ディジタル化された
サンプルのシリアル・ストリームが受け取られ、緩衝さ
れ、サシプルがブロックにグループ化され、ブロックを
周波数領域に変換するために必要な計算が行われ、変換
係数が符号化され、コード・ワードがデータ・ストリー
ムにフォーマット化され、符号化信号がシリアル・デー
タ通路２０６を通して伝送される。このＤＳＰのための
プログラミング及びデータ作業領域は、２組の８，１９
２個の２４ビット・ワードに秩序立てられているスタテ
ィックＲＡＭ ２０３の２つの２４ｋＢバンク中に記憶
される、このＤＳＰには、ＲＡＭ中ではプログラマブル
ＲＯＭ中で実現されるよりも一層安価に実現される、短
呼出時間プログラム記憶要素が必要である。その結果、
ＥＰＲＯＭ ２０４では、エンコーダが最初に起動され
る時にＤＳＰによってＲＡＭ ２０３で使用できる形式
で中身が取り出される圧縮フォーマット中に、プログラ
ミング及びスタティック・データが記憶される。

【００６７】図２ｂ及び図３では、２つのＤＳＰインタ
ーフェイスについて更に詳細に示されている、図２ｂに
は、ＤＳＰ ２０２及びＡＤＣ ２０１のためのシリア
ル通信インターフェイスと、ＡＤＣ ２０１と、シリア
ル・データ通路２０６とが示されている。タイミング発
生要素２０２Ａによって、エンコーダのための、受取り
クロック、フレーム同期クロック、及び伝送クロック信
号が発生される。線路ＳＣＯによって、ＡＤＣ ２０１
からＤＳＰ ２０２へと、線路ＳＲＤに沿ってディジタ
ル化人力信号サンプルのシリアル・ビット・ストリーム
にクロック同期が掛けられる。線路ＳＣ１によって、各
１６ビット・ワードの始まりを標識するフレーム同期信
号が、ＡＤＣ及びＤＳＰに対して与えられる。線路ＳＣ
Ｋによって、ＤＳＰからシリアル・データ線路２０６へ
と、線路ＳＴＤに沿って符号化信号のシリアル・ビット
・ストリームにクロック同期が掛けられる。

【００６８】図３には、メモリをアドレスするインター
フェイスが示されている。前記のモトローラ社のＤＳＰ
５６００１のためのメモリは、プログラム、Ｘデータ、
及びＹデータの３つのセグメントに分割されている。Ｒ
ＡＭのバンクの１つにはプログラム・メモリが含まれて
いるが、ＤＳＰによって線路ＰＳが低電位にされると何
時でもこれが選択される。第２のバンクにはデータ・メ
モリが含まれているが、線路ＤＳが低電位にされると何
時でもこれが選択される。線路ＸＹを高電位にしたり、
低電位にしたりすることにより、それぞれＸデータ・メ
モリとＹデータ・メモリとがＤＳＰによって選択され
る。線路ＸＹをアドレス線路Ａ１２に取り付けることに
よって、Ｘデータ・メモリとＹデータ・メモリとは別の
アドレス空間に位置付けされる。したがって、Ｙデータ
・メモリの４ｋワード（４０９６又は２４ビット・ワー
ドの１０００_１６）がワード・アドレス００００から０
ＦＦＦ_１６に位置付けされ、Ｘデータ・メモリの４ｋワ
ードがワード・アドレス１０００_１６から１ＦＦＦ_１６
に位置付けされ、プログラム・メモリは８ｋワードの自
身の空間中にあり、ワード・アドレス００００から０Ｆ
ＦＦ_１６から成る。

【００６９】プログラム・データＲＡＭ ２０３及びＥ
ＰＲＯＭ ２０４は、別のアドレス空間に位置付けされ
る。インバ一夕２０５Ｃによって、ＤＳＰ ２０２が、
アドレス線路Ａ１５の状態に従ってＲＡＭ又はＥＰＲＯ
Ｍの何れかを選ぶことが可能になる。ＤＳＰ ２０２に
よってＡ１５が高電位に設定されると、インバータ２０
５ＣによってＲＡＭ２０３及びＥＰＲＯＭ ２０４のチ
ップ選択（ＣＳ）線路は低電位に設定される。ＤＳＰ
２０２によってＡ１５が低電位に設定されると、インバ
ータ２０５ＣによってＲＡＭ ２０３及びＥＰＲＯＭ
２０４のＣＳ線路は高電位に設定される。ＣＳ線路が高
電位に設定されると、スタティックＲＡＭのみが選択さ
れる。

【００７０】図４ａに示されるデコーダのハードウェア
の構成は、符号化シリアル信号入力通路２０７、ＤＳＰ
２０８、スタティックＲＡＭ ２０９、ＥＰＲＯＭ
２１０、ＤＡＣ ２１２、ＬＰＦ ２１３Ａ、及びアナ
ログ信号入力２１３から成る。ＤＳＰ ２０８によっ
て、符号化信号が受け取られ、緩衝され、この信号のフ
ォーマットが符号化変換係数に分解され、この係数を時
間領域に変換するのに必要な計算が行われ、この係数が
時間領域ブロックにグループ化され、このブロックが重
複・加算されてディジタル・サンプルの時間領域別にさ
れ、このディジタル・サンプルがシリアル・ビット・ス
トリームの形でＤＡＣ ２１２に伝送される。ＤＳＰに
関するプログラミング及びデータ作業領域は、２つの
８，１９２個の２４ビット・ワードに順序立てられてい
るスタティックＲＡＭ ２０９の２つの２４ｋＢバンク
に記憶される。ＥＰＲＯＭ ２１０によって、エンコー
ダが最初に起動する時にＲＡＭ ２０９に対して使用で
きる形式でＤＳＰによって中身が取り出される圧縮フォ
ーマットで、プログラミング及びスタティック・データ
が記憶される。ＤＡＣ ２１２によって、ＤＳＰから受
け取られるシリアル・データ・ストリームに対応するア
ナログ信号が発生される。ＬＰＦ ２１３Ａ（図１ｂに
は示されていない低域フィルタ）によって、出力信号２
１３がこの符号化・復号過程で作り出されるあらゆる高
域擬似信号から免れることが保証される。

【００７１】図４ｂには、ＤＳＰ ２０８のためのシリ
アル通信インターフェイスと、シリアル信号入力通路２
０７と、ＤＡＣ ２１２とが示されている。フェーズ・
ロック・ルーフを用いて符号化シリアル・ビット入力信
号からタイミング基準を抽出するタイミング発生器２０
８Ａによって、このデコーダのための、受取りクロッ
ク、フレーム同期クロック、及び伝送信号が発生され
る。線路ＳＣ０によって、ＤＳＰ ２０８へ、線路ＳＲ
Ｄに沿って符号化シリアル・ビット信号のクロック同期
が掛けられる。線路ＳＣＫによって、ＤＳＰ ２０８か
らＤＡＣ ２１２へと、線路ＳＴＤに沿って複号ディジ
タル化信号のシリアル・ビット・ストリームのクロック
同期が掛けられる。線路ＳＣ２によって、ＤＡＣと、Ｄ
ＳＰとに対してフレーム同期信号が与えられ、これによ
って、各１６ビット・ワードの始まりが標識される。Ｄ
ＳＰ ２０８とメモリ・アドレス・バスとの間のインタ
ーフェイスは、エンコーダについて上に述べたのと同様
な方法で実現される。図４ｂを参照して欲しい。

【００７２】２チャネルのエンコーダでは、図５ａに示
すように結合された、ＬＰＦ ２００Ａ及び２００Ｂ
と、ＡＤＣ ２０１Ａ及び２０１Ｂとが必要である。Ｄ
ＳＰ及びＡＤＣの構成要素間のインターフェイスは、１
チャネルのエンコーダについて上に述べたのと類似の方
法で動作する・タイミング発生器２０２Ａによって、フ
レーム同期信号の半分の伝送速度でＤＳＰの線路ＳＣ２
に対して付加的な信号が与えられて、マルチプレクサ２
０２Ｂが制御され、２つのＡＤＣの何れがディジタル化
データを現在送っているかがＤＳＰに対して指示され
る。

【００７３】２チャネルのデコーダでは、図５ｂに示す
ように結合されたＤＡＣ２１２Ａ及び２１２Ｂと、ＬＰ
Ｆ２２０１３Ａ及び２１３Ｂとが必要である。ＤＳＰ及
びＤＡＣの構成要素間のインターフェイスは、１チャネ
ルのデコーダについて上に述べたのと類似の方法で動作
する。タイミング発生器２０８Ａによって、フレーム同
期信号の半分の伝送速度でＤＳＰの線路ＳＣ１に対して
付加的な信号が与えられて、デマルチップレクサ２０８
Ｂが制御され、２つのＤＡＣの何れがディジタル化デー
タを現在受け取っているかがＤＳＰに対して指示され
る。

【００７４】この基本的なハードウエア構成を改変する
ことができる。例えば、待ち時間なしの、２７ＭＨｚで
動作するモトローラ社のＤＳＰ６５００１ １個によっ
て、２チャネルのエンコーダ又はデコーダを実現でき
る。この場合、追加のＲＡＭが必要となるかもしれな
い。

【００７５】特別のハードウェアを用いて、ウインドウ
変調又は高速フーリェ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Tra
nsform）のような幾つかの機能を行うこともできる。こ
の総合的なエンコーダ・デコーダを特別仕立ての集積回
路中で実現することもできる。これ以外にも数多くの実
施方法があることは、当業者にとっては明白であろう。

【００７６】Ｂ．入力信号の標本化とウインドウ処理 本発明の現在の実施例において、信号標本化及び量子化
要素１０１は、引き続いて右側に８個の０ビットが引き
当てられて２４ビットの整数表現を形成する１６ビット
に入力信号を量子化する、アナログ対ディジタル・コン
バータである。後続の変換計算は総て、２４ビットの整
数計算で行われる。アナログ入力信号は、最高でも１５
ｋＨｚ（２０ｋＨｚ帯域幅コーダに関しては、２０ｋＨ
ｚ）に帯域幅を制限しなければならない。これは、図１
ａには示されていない低域フィルタによって達成され
る。

【００７７】他の品質に加えて、少なくともコンパクト
・ディスク（ＣＤ）が具える品質の音楽信号は、１５ｋ
Ｈｚを超える帯域幅を有する。ナイキストの理論から、
１５ｋＨｚの帯域の信号は３０ｋＨｚ以上で標本化され
なければならないことは周知のことである。４４．１ｋ
Ｈｚ のサンプル・レートがＣＤ用途に用いられてお
り、このサンプル・レートを選択することによって本発
明をこのような用途に用いる要素が単純化されるので、
現在の実施例に対しては４４．１ｋＨｚのサンプル・レ
ートが選ばれている。（このサンプル・レートによっ
て、本発明の２０ｋＨｚ帯域幅の代替的実施例をも実施
できる）。

【００７８】別のサンプル・レート、つまり、多くの職
業用オーディオ用途に一般的となっている４８ｋＨｚの
ようなサンプル・レートを用いることもできる。もし異
なるサンプル・レートが選ばれると、隣接する変換係数
間の周波数分離が変化し、望ましい信号帯域幅を表現す
るために必要な係数の数が変化する。サンプル・レート
を変えた際に本発明の実施例が受ける総ての影響につい
ては、当業者にとっては明白であろう。

【００７９】入力信号が複素数でない、すなわち、虚数
成分の総てが０であると仮定すると、５１２サンプル・
ブロックの周波数領域変換によって、最大２５６の非０
の特異変換係数が作り出される。したがって、図１ａ及
び図１ｂに示す本発明は、２５６の周波数ビンから成
る。この実施例において、各ビンの帯域幅は８６．１Ｈ
ｚ（又は４４．１ｋＨｚ／５１２）に等しい。（幾つか
の離散変換に関しては、ビン０、すなわち直流又は０周
波数は、この量の半分に等しい帯域幅を有する）。１
５．６ｋＨｚの信号を通過させるために、０から１８２
までの係数のみが用いられる。（２０ｋＨｚの信号を通
過させるためには、０から２３３までの係数が用いられ
る）。入力信号の帯域幅を超える追加の高い周波数係数
は、エイリアシング消去を行った際の設計帯域幅内での
量子化誤りの悪効果を最小化するために用いられる。入
力信号が１５ｋＨｚ（又は２０ｋＨｚ）に帯域幅制限さ
れ、最終的出力信号もまた帯域幅制限されて、最高係数
中を通過するあらゆるエイリアシングが相殺されている
ことに注意して欲しい。

【００８０】変換では、サンプル・ブロック中の信号は
周期性のものであると仮定しているので、サンプル・ブ
ロックが改変、すなわち、修正されない限り、存在しな
いスペクトル成分を誤って作り出す。図６ａを参照のこ
と。この変換誤りは、図６ｂに示すようにブロックの縁
の不連続性に起因している。これらの不連続性を緩和し
て、この効果を最小化することもできる。ブロックの縁
の近くにあるサンプルを０に近付けるように、ブロック
をどのようにして改変又は重み付けするかについて図７
ａから図７ｄまでに示してある。図７ａ図に示すマルチ
プレクサの回路によって、図７ｂに示す標本化入力信号
ｘ（ｔ）が図７ｃに示す重み付け機能により変調され
る。この結果生じる信号を図７ｄに示す。この過程は図
１ａのボックス１０３で表される。分析ウインドウと呼
ばれるこの重み付け関数は、信号サンプル・ブロックの
サンプルごとの乗算であるが、この形状によってディジ
タル・フィルタの性能に強い影響を与えるので、数多く
の研究の主題となってきた。その例として、ハリスによ
るＩＥＥＥ学会誌１９７８年６６巻５１ぺージから８３
ページまでの論文、「離散フーリェ変換を用いた高調波
分析のためのウインドウの使用について」（Harris,“0
n the Use of Win-dows for Harmonic Analysis with t
he Discrete Fourier Transform”, Proc.IEEE, vol. 6
6, 1978, pp. 51-83）を参照のこと。要約すると、良好
なウインドウによって、阻止帯域幅の深さの所与の水準
に対する遷移帯域ロールオフの鋭さが増大され、隣接す
るブロックを重複・加算することによりウインドウの変
調効果を修正することが可能になるということである。
ウインドウの設計については、以下で更に詳しく論考す
る。

【００８１】Ｃ．分析フィルタバンク、順方向変換 離散変換によって、図１ａに示すディジタル・フィルタ
バンク１０４が実現される。フィルタ作用は、時間領域
信号サンプル・ブロックを時間変化スペクトル係数に転
換することによって行われる。本発明の１つの実施例で
用いられているこの変換技法は、ＩＥＥＥの音響、音
声、信号処理に関する学会誌１９８６年ＡＳＳＰ−３４
巻１１５３ぺージから１１６１ぺージまでの、プリンセ
ンとブラッドリーによる論文、「時間領域エイリアシシ
グ相殺に基づく分析・合成フィルタバンクの設計」（Pr
incen and Bradley, “Analysis/Synthesis Filter Ban
k Design Based on Time Domain Aliasing Can-cellati
on”,IEEET Trans. on Acoust., Speech, Sig-nal Pro
c., vol. ASSP-34, 1986, pp. 1153-161）中で初めて叙
述された。この技法は、偶数に重ねられ、厳密に標本化
された単側波帯分析・合成系の時間領域等価である。本
出願では、この変換を、偶数に重ねられた時間領域エイ
リアシング相殺（Evenly-Stacked Time-D0-main Aliasi
ng Cancellatlon: Ｅ−ＴＤＡＣ）と呼ぶ。この技法
は、１９８７年ＩＣＡＳＳＰ会議報告、１９８７年５月
号の２１６１ページから２１６４ページまでのブリンセ
ン、ジョンソン、とブラッドリーによる論文、「時間領
域エイリアシング相殺に基づく分析・合成フイルタ・バ
ンクの設計を用いてのサブバンド・変換符号化」（Prin
cen,Johnson, and Brsdley, “Subband/Trans-form Cod
ing Using Analysis/Synthesis Filter Bank Design Ba
sed on Time Domain Aliasing Cancella-tion”, ICASS
P 1987 Conf. Proc., May 1987, PP. 2161-64）中に叙
述されている。この代替的変換は、奇数に重ねられ、厳
密に標本化された単側波帯分析・合成系の時間領域等価
である。本出願では、この変換を、奇数に重ねられた時
間領域エイリアシング相殺（0ddly-Stacked Time-Domai
n Aliasing Cancellation:Ｏ−ＴＤＡＣ）と呼ぶ。０−
ＴＤＡＣ変換を用いる本発明の実施例については、Ｅ−
ＴＤＡＣの実施例について十分叙述した後に論考する。

【００８２】Ｅ−ＴＤＡＣでは、改変された離散正弦変
換（Dis-crete Sine Transform:ＤＳＴ）を伴う改変さ
れた離散余弦変換（Discrete Cosine Transform:ＤＣ
Ｔ）の代替的応用に等価の変換関数を利用する。ＤＣＴ
は以下の式１、ＤＳＴは以下の式２に示される。すなわ
ち、

【００８３】

【式１】 ここで、 ｋ＝周波数係数番号 ｎ＝入力信号サンプル番号 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｍ＝Ｅ−ＴＡＤＣに関する位相項 Ｘ（ｎ）＝サンプルｎにおける入力信号Ｘ（ｔ）の量子
化数 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数ｋ Ｓ（ｋ）＝ＤＳＴ係数ｋである。

【００８４】Ｅ−ＴＤＡＣ変換では、２組のスペクトル
係数又は変換ブロックの１つが各信号サンプル・ブロッ
クに対して交互に作り出される。これらの変換ブロック
は、次式の形を取る。すなわち、

【００８５】

【式２】 ここで、 ｉ＝信号サンプル・ブロック番号 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数（式１を参照のこと） Ｓ（ｋ）＝ＤＳＴ係数（式２を参照のこと） である。

【００８６】ここで用いられる計算アルゴリズムは、高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）である。クーリーとテューキ
ーによる数学計算誌１９６５年１９巻、２９７ページか
ら３０１ぺージまでの論文、「複体フーリエ・シリーズ
の機械計算のためのアルゴリズム」（Cooley and Tuke
y, “An Al-gorithm for the Machine Calculation ofC
omplex Fourier Series”, Math. Comp., vol. 19, 196
5, PP. 297-301）を参照のこと。単一のＦＦＴを用いて
単一複素変換の実数及び虚数成分としてＤＣＴ及びＤＳ
Ｔをそれそれ決定することによって、ＤＣＴ及びＤＳＴ
を同時に行うことができる。この技法では、ＦＦＴは複
素変換であるが、両方の入力信号サンプル・ブロックは
実数値のサンプルのみから成るという事実を利用してい
る。これらの変換を１つのＦＦＴと一連の複素定数との
積に因数分解することによって、ＤＣＴ係数が１組の実
数値として変換から出現し、ＤＳＴ係数が１組の虚数と
して表される。したがって、１つの信号サンプル・ブロ
ックのＤＣＴを、もう１つの信号サンプル・ブロックの
ＤＳＴと共に、複体アレイの乗算及び加算が後に続くた
だ１つのＦＦＴによって、同時発生的に計算することが
できる。

【００８７】１つのＦＦＴを用いて２つの変換を同時発
生的に計算するこの基本的な技法は、当分野では周知の
ものであり、ニュー・ジャージイ州イングルウッド・ク
リフズのプレンティス・ホール社１９７４年出版の、ブ
リガムによる「高速フーリェ変換」（Brigham, TheFast
Fourier Transform, Englewood Cliffs, NJ: Prentice
-Hall, Inc.,1974）に叙述されている。Ｅ−ＴＤＡＣに
対する改変ＤＣＴ及びＤＳＴの同時発生的な計算に関す
る追加的な情報は、カリフォルニア州スタンフォードの
スタンフォード大学の、ルッカボウによる１９８８年６
月の博士学位論文、「音声の可変レート及び適応周波数
領域ベクトル量子化」（Lookabaugh,“Variable Rate a
nd Adaptive Frequency Domain Vector Quantization o
f SPeech”, Stanford, CA: Stanford University, PhD
Thesis, June, 1988）中に見ることができる。

【００８８】本発明の１チャネル版の好ましい実施例で
は、２つの隣接する信号サンプル・フロックは、バッフ
ァに記憶され、共にＤＣＴ・ＤＳＴペアに変換される。
このブロック・ペアは、続いて伝送と記憶のために量子
化され、フォーマット化される。

【００８９】２チャネル系では、２チャネルの各々から
の信号サンプル・ブロックを処理すること、すなわち、
ＤＳＴブロックをユつのチャネルに対して発生し、ＤＣ
Ｔブロックを第２のチャネルに対して発生することによ
って、同時発生的な処理が達成される。所定のチャネル
に対する符号化ブロックは、ＤＣＴとＤＳＴとの間を交
互し（式５及び２９を参照のこと）、それぞれのチャネ
ルの形式とは常に逆の形式になる。

【００９０】プリンセンは、適正な位相成分ｍ、及び注
意深く設計された１組の分析・合成ウインドウを用いる
ことによって、Ｅ−ＴＤＡＣ技法では以下の形式の余弦
及び正弦変換の交互する列から正確に入力信号を復元で
きることを示している。すなわち、 ｛C(k)}₀, {S(k)}₁, {C(k)}₂, {S(k)}₃,・・・ (5) である。ここで、各変換ブロックは、１つの時間領域信
号サンプル・ブロックを表す。この過程は、図１４ａか
ら図１４ｅまでと、図１５ａから図１５ｄまでと、図１
６ａから図１６ｇまでに示されている。

【００９１】図１４ａを参照すると、１組の量子化され
た入力信号ｘ（ｔ）がブロックにグループ化されている
ことが分かる、図１４ｂに示すウインドウ関数Ｗ_ｃで変
調された１組のブロックによって、図１４ｄに示す信号
ｘ_ｃ（ｔ）が作り出される。信号ｘ_ｃ（ｔ）はＤＣＴに
対する入力である。標本化された入力信号ｘ（ｔ）のブ
ロックの別の１組は、第１の組とブロック長の半分だけ
重複されるが、図１４ｃに示すウインドウ関数Ｗ_ｓ（こ
れのウインドウ関数はＷ_ｃと同等であるが、時間的にブ
ロック長の半分だけずれている）によってウインドウ処
理されて図１４ｅに示す信号ｘ_ｓ（ｔ）を作り出し、次
にＤＳＴに受け渡される。

【００９２】ＤＣＴ及びＤＳＴの交互の変換ブロックの
みを用いることによって、これらの変換ブロックの廃棄
された半分に含まれる情報が失われることになる。この
損失によって時間領域エイリアシング成分が作り出され
るが、式１及び式２について適切な位相項ｍを選び、重
複された時間領域信号サンプル・ブロックに対して前向
き変換を適周し、逆変換で復元される隣接する時間領域
信号サンプル・ブロックを重複・加算することによっ
て、このひずみを相殺することができる。

【００９３】式１及び式２における位相項ｍによって、
この時間領域エイリアシングひずみの位相転移が制御さ
れる。図１５ａから図１５ｄまでと、図１６ａから図１
６ｇまでに、このひずみが説明されている。逆ＤＣＴか
ら復元される信号ｘ′_ｃ（ｔ）が、図１５ａに示されて
いる。図１５ｂでは、この復元信号が２つの成分、すな
わち、元のウインドウ処理された信号（実線）と、時間
領域エイリアシングひずみ（点線）とから成ることが示
されている。図１５ｃ及び図１５ｄには、逆ＤＳＴから
復元される信号ｘ′_ｓ（ｔ）についての類似の情報が示
されている。このエイリアシングひずみを相殺し、元の
時間領域信号を正確に復元するために、Ｅ−ＴＤＡＣで
はこのエイリアシングが次のようであることが必要であ
る。すなわち、ＤＣＴについては、時間領域エイリアス
成分は、サンプル・ブロックの約１／４の点の時間以内
で反転される標本化信号の第１半部と、サンプル・ブロ
ックの約３／４の点の時間以内で反転される標本化信号
の第２半部とから成ることである。ＤＳＴについては、
このエイリアス成分は振幅の記号が逆になっていること
以外は、ＤＣＴについての場合と類似であることであ
る。図１５ｂ及び図１５ｄを参照のこと。エイリアス相
殺に必要な位相項は、次式のとおりである。すなわち、

【００９４】

【式３】 ここで、 Ｎ＝サンプル・ブロック長 である。

【００９５】Ｅ−ＴＤＡＣにもまた、重複された信号サ
ンプル・ブロックに対して、注意深く設計された１組の
分析・合成ウインドウを適用することが必要である。こ
の信号サンプル・ブロックは１００％の重複、すなわ
ち、所与のブロックの５０％が前のブロックによって重
複され、同ブロックの残りの５０％が後のブロックによ
って重複されている形で、重複されていなければならな
い。図１６ａから図１６ｇまで、信号サンプル・ブロッ
クの重複と、その結果のエイリアス消去とについて示し
てある。図１６ａ及び図１６ｄに示す、逆ＤＣＴ及びＤ
ＳＴから復元される信号ｙ_ｃ（ｔ）及びｙ_ｓ（ｔ）は、
それそれウインドウ関数Ｗ_ｃ（ｔ）及びＷ _ｓ（ｔ）によ
って変調されて、これにより図１６ｃ及び図１６ｆに示
す信号ｙ_ｃ（ｔ）及びｙ_ｓ（ｔ）が作り出される。これ
らのウインドウ処理された信号の重複されたブロックが
加算されると、エイリアス成分は消去され、図１６ｇに
示すその結果の信号ｙ（ｔ）は元の入力Ｘ信号（ｔ）を
正確に再構成したものとなる。

【００９６】この分析・合成過程巾に用いられるウイン
ドウの設計と重複・加算については、以下で更に詳しく
論考する。この時点では、変換ブロックの半分を省略す
ることによって必要なビットレートは半減されるが、信
号合成中にＥ−ＴＤＡＣに必要な１００％重複を行うこ
とによりビツトレートが倍加されることを注意して置く
ことで十分である。その結果、Ｅ−ＴＤＡＣは必要なビ
ットレートに対しては中立的な効果を持つ。

【００９７】Ｄ．不均一量子化 フィルタ・バンク１０４から誘導される各変換係数は、
不均一量子化要素１０８によって、符号化され、サブバ
ンドにグループ化される（表Ｉ及びIIにサブバンドに対
する変換係数の割当てを示す）。この不均一量子化要素
は、図１ａに示す、ブロック浮動小数点エンコーダ１０
５と、適応ビット割当て要素１０６と、均一量子化要素
１０７とによって構成されている。量子化は、変換ブロ
ック・ペア、すなわち、１チャネル系における２つの隣
接するブロックの何れか、若しくは、２チャネルの各チ
ャネルからの１つのブロックに対して行われる。第７図
に示すように、不均一量子化は、５つの主要な部分から
成る。すなわち、（１）サブバンド指数を計算し、
（２）主指数を決定し、（３）係数の周波数の関数とし
ての各係数コード・ワードのビット長を初期設定し、
（４）特定のコード・ワードに対して追加ビットを適応
的に割り当て、及び（５）適応ビット割当てと、係数の
周波数に基づく最小ビット長との合計から計算されるビ
ット長に従ってコード・ワードの丸めと打切りを行うこ
とである。

【００９８】数値量の浮動小数点表現は、ディジタル・
データ表現の分野では周知であり、整数表現で可能な範
囲より一層広い範囲の値を表現するために用いられる。
浮動小数点数は、仮数及び指数で構成される。本発明の
実施例において、仮数は、２の補数形式で表現される記
号化された整数値表現である。

【００９９】この対応する指数は、表現されている数の
量の真値にこの仮数を転換（正規化又は非正規化の何れ
かに）するのに必要な、２のべきの乗数に等しい非記号
化値である。この表現は、次式で表される。 Ｆ＝Ｍ・２^−Ｅ (7) ここで、Ｆ＝浮動小数点の値 Ｍ＝記号化整数値仮数 Ｅ＝非記号化整数値指数

【０１００】例えば、指数３では、この浮動小数点の値
が、この整数値仮数に２^−３を乗じることにより得られ
ることを指示する。これは、仮数の二進表現を右へ３桁
移動することと等価である。

【０１０１】正の非０仮数は、最も有意のビットが非０
である時、正規化されていると言われる。負の値を持っ
仮数は、最も育意のビットが０である時、正規化され
る。正規化された仮数によって、数量に対する有意のビ
ットの最大値が仮数の制限ビット長内に含まれることが
保証される。

【０１０２】ブロック浮動小数点表現もまた、当分野で
は周知であり、従来の浮動小数点表現で可能なビット数
より少ないビットで１組の浮動小数点数を表現するため
に用いられる。この技法では、仮数の群に対して１つの
指数を用いる。この群中の幾つかの仮数は、正規化する
ことができない。この群中で最も大きい量に対する仮数
は、その量が小さ過ぎる、すなわち、正規化するのに必
要な倍数を指数が表現することが不可能ということがな
いという条件下で、正規化される。しかし、仮数が正規
化されるかされないかに拘らず、指数は、浮動小数点量
の真値を得るためにこの群中の各整数値仮数を右に転移
しなければならない桁数を常に表現する。

【０１０３】１．サブバンド指数 ブロック浮動小数点エンコーダは、部分１及び２の不均
一量子化要素から成る。第１部分によって演じられる機
能を、図８のボックス７０１に示す。この部分によっ
て、幾つかのサブバンド周波数係数の各々に対するサプ
バンド指数が計算される。これらのサブバンドは表Ｉに
示されている。この過程は、３つの段階から成る。第１
段階では、１つの変換ブロック内で各サブバンド中の最
大の変換係数を見付け、これらの２４ビットの係数を正
規化するために必要な左への転移の桁数を決定する。第
２段階では、第２の変換ブロックに関して対応する転移
値を決定する。第３段階では、第１の変換ブロック中の
各サブバンドの転移値とこれに対応する第２の変換ブロ
ックの転移値とを比較し、この２つの中の小さい方の値
を選び、この値を両ブロック中の適切なサブバンドに対
する指数として保存する。

【０１０４】２．主指数 不均一量子化要素部分の第２部分によって、２つのサブ
バンド群の各々に対する１ビットの主指数の値が決定さ
れる。この主指数は、コーダのダイナミック・レンジを
広げるために用いられる。表Ｉを参照すると、主指数Ｍ
ＥＸＰＯによって、低周波数サブバンド０から１８まで
が表現されていることが分かる。主指数ＭＥＸＰ１によ
って、１９から３６までの高いサブバンド周波数が表現
される。（２０ｋＨｚコーダに関しては、表IIに示され
ているように、３つの追加的サブバンドが必要であ
る）。もし群の中の総てのサブバンド指数が３であるか
若しくはそれ以上であれば、この群に対する主指数は１
に設定され、群中の総てのサブバンド指数は３まで滅ら
される、主指数が１に設定されると、群中の総てのサブ
バンド内の総ての符号化された主指数が、サブバンド指
数値によって指示される桁よりも３桁左に転移されるこ
とが指示される。主指数が０である時には、群中の各サ
ブバンド指数によって、このサプバンド中での各変換係
数に関する左への転移の合計桁数が正確に表現される。
これらの主指数によって、十分なダイナミック・レンジ
を持たせながら、より短いサブバンド指数を用いること
が可能になる。過程中のこの段階は、図８のボックス７
０２ａ及び７０２ｂに示されている。

【０１０５】符号化信号を表現するのに必要な総合的な
ビットを減少させる、追加的な段階を取ることもでき
る。１つの指数によって単一の係数が表現されている総
てのサブバンドにおいて、正規化された仮数の記号ビッ
トは過分なものである。上で論考したように、正規化さ
れた仮数中では、記号ビットと最も有意なデータ・ビッ
トとは、常に逆の値である。したがって、記号ビットを
エンコーダによって脱落させることができ、デコーダに
よって復活させることができる。この脱落されたビット
を当出願では「隠れビット」と呼ぶ。

【０１０６】仮数が正規化されているかどうかを、指数
を調べることによって判断できる。もし指数が最大値
（本発明の好ましい実施例で用いている浮動小数点系中
では主指数を調整した後に１５になる）よりも小さけれ
ば、この仮数は正規化されている。もし指数が最大値に
等しければ、結論を引き出すことができないので、仮数
は正規化されておらず、隠れビットはないものと仮定さ
れる。

【０１０７】この技法は、仮数が自身の独特の指数を１
つしか含んでいない仮数に関してのみ用いることができ
る。本発明の好ましい実施例においては、ＤＣＴサブバ
ンドＯのみがこの要件に合致する。すなわち、ＤＣＴサ
ブバンド０は、ただ１つの係数から成り、組み合わせの
ＤＳＴブロック中のサブバンドとは指数を分けあってい
ない。変換ブロックのペアの間で指数を分けあっていな
いコーダにおいては、１つの係数のみを含むサブバンド
の総てに対して隠れビット技法を用いることができる。

【０１０８】ビット要件の低減は、ＤＣＴ係数０に対す
る固定ビット長に反映される。表Ｉに示すように、係数
Ｃ（０）に対する「最小」ビット長は８ビットである。
隠れビット技法を用いなかったとすれば、Ｃ（Ｏ）に対
する固定ビット長は、係数Ｓ（Ｏ）に対するビット長と
等価、若しくは９ビットとなったであろう。係数Ｃ
（０）が正規化されていない状況下では、周波数成分の
大きさが非常に低いので、ビット長が低減されることに
よって聴取可能な量子化雑音が生成される可能性はな
い。

【０１０９】３．固定ビット長 不均一量子化要素の第３部分によって、左に転移された
変換係数の各々に対する初期最小ビット長が設定され
る。このビット長は、係数の周波数に従って設定され
る。図８のボックス７０３にはこの過程のこの部分が表
され、表Ｉには各係数のコード・ワードに対して固定さ
れるビットの最小数が示されている。この最小ビット長
は、代表的なフィルタバンクの応答特性曲線を音響心理
学的マスキングしきい値曲線と比較することによって誘
導されたものである。フィルタの性能は信号及び係数周
波数間の周波数差のみの関数であるので、このフィルタ
バンクの応答特性を表すのにどのような周波数係数を用
いても良い。図１０に示す応答特性曲線は、フィルタ通
過帯域内の周波数の範囲に対するフィルタの応答特性の
実効値から得られる。上で論じたように、フィルタの選
択度は、分析ウインドウの形状と、各時間領域信号ブロ
ック中のサンプルの数とによって影響される。信号合成
過程中に付加的な選択度の損失が生じるので、総合的コ
ーダの応答特性は図１０に示す程には良好ではないこと
に注意して置きたい。この効果については以下で論考す
るが、図１７ａ及び図１７ｂにもまた示されている。

【０１１０】２つの音響心理学的マスキング曲線が図１
０に示されている。これらの曲線は、オーディオ技術協
会誌１９８８年第３５巻の５１７ページ乃至５３４ペー
ジのフィールダーによる論文、「ディジタル・オーディ
オ・コンバータによって作り出される聴取可能なひずみ
と雑音の評価」（Fielder,“Evaluationof the Audible
Distortion and Noise Produced by Digital Audio Co
nverters”, J. Aud-io Eng. Soc., vol. 35, 1988, p
p. 517-534）から誘導されたものである。耳の聴覚上の
選択度は周波数と共に大きく変化するが、５００Ｈｚか
ら２ｋＨｚの間の周波数に対しては１ｋＨｚの曲線が耳
の特性を代表し、より高い周波数に対しては４ｋＨｚの
曲線が耳の特性を代表する。低いビット・レートを達成
するためには、変換コーダに関しての遷移帯域ロールオ
フと阻止帯域排除の割合は、音響心理学的マスキング曲
線の割合と同じ程度に大きくなければならない。とりわ
け、１ｋＨｚ以下のマスキング信号音に対する耳の聴覚
上の選択度は極めて高いことに注意して欲しい。

【０１１１】フィルタ選択度の不十分さは、低い周波数
の係数に対して追加ビットを確保することによって部分
的に補償される。図１１ａでは、フィルタの応答特性を
４ｋＨｚの音響心理学的マスキング曲線に対して比較し
ている。周波数が上がるにつれてコーダの帯域幅と選択
度が音響心理学的マスキング曲線に対して向上するの
で、高い周波数の係数を表すために必要なビット数は少
なくなる。この関係は、表Ｉに示す最小ビット長の値に
反映されている。

【０１１２】図１１ｂでは、１ｋＨｚのマスキング曲線
を、この音響心理学的マスキング曲線が常に上になるよ
うに漏らせてあるフィルタ応答特性に対して比較してい
る。このフィルタ応答特性に関する偏りは、低い周波数
の係数に対して磯保してある追加ビットによって得られ
る、精度の増加に負うものである。各追加ビットによっ
て、信号対雑音比が約６ｄＢ向上する。図１１ｂでは、
もしマスキシグに寄与する別の信号音が存在しなけれ
ば、低い周波数の変換係数を符号化するために８ｄＢの
相殺（又は約１．３の追加ビットの精度）を必要とする
ことが示されている。

【０１１３】しかし、図１０、図１１ａ、及び図１１ｂ
に示されている曲線は、単音又は非常に狭い帯域の雑音
によって作り出される音響心理学的マスキング効果を表
しているので、これらの図によって示唆されている最小
ビット長は控え目なものである。図１２には、３つの音
の個々のマスキング曲線を単純に重ね合わせることによ
って誘導された複合マスキング曲線が示されている。経
験的な証拠によって、重合音の実際のマスキング効果を
理解すると、この複合マスキング曲線さえもまた、非常
に控え目なものであることが示されている。更に、一般
的に音楽は幾つかの個別の周波数よりも数等複雑な信号
であり、その結果、マスキングの水準が増大することに
よって、変換係数コード・ワードに必要な精度を下げる
ことが可能になる。結果として、表Ｉに示される、ＤＣ
Ｔ係数Ｃ（０）及びＤＳＴ係数Ｓ（１）以外の総てに関
する最小ビット長は、図１１ａ、及び図１１ｂのマスキ
ング曲線によって示唆される各係数コード・ワードのビ
ット長から３ビットを控除することで得られる。上記の
２つの低い周波数の係数以外は、特定の係数の精度を増
加するために必要なところでは、適応ビット割当てによ
って追加ビットが供給される。

【０１１４】もし係数０及び１を適応ビット割当て過程
に含めるとしたら、入力信号チャネルにサンプル・ブロ
ック長と比較して周期の長い低い周波数スペクトル成分
が含まれる時には何時でも、サンプル・ブロック・レー
トに等しい周波数において量子化雑音がＥ−ＴＤＡＣコ
ーダによって発生されるであろう。この雑音は、低い周
波数成分を含むチャネル内で、２つの機構の相互作用に
よって生成される。第１に、Ｅ−ＴＤＡＣ変換によって
低い周波数成分が係数０［ＤＣＴ Ｃ（０）及びＤＳＴ
Ｓ（Ｏ）］に関する非Ｏ及び０の値の交互の繋がりに転
換される。係数Ｃ（０）はＤＣＴ変換ブロック中では非
０であるが、係数Ｓ（０）はＤＳＴ変換ブロック中では
常に０である。係数１［ＤＣＴ Ｃ（１）及びＤＳＴ
Ｓ（１）］は、フィルタバンクのサイドローブ効果のた
めにより少ない影響しか受けない。第２に、これら２つ
の低い周波数の係数を適応ビット割当て過程に含めるこ
とによって、チャネルに対する割当てアルゴリズムは２
つのビット割当てパターン、すなわち、１つがＤＣＴブ
ロック用、もう１つがＤＣＴブロック用のビット割当て
パターンの間を行き来する。適応的に割り当てられるビ
ットの数は固定されているので、ＤＣＴブロック中で係
数Ｃ（０）に割り当てられるビットはＤＳＴブロック中
のような他の変換係数に割り当てられる余裕はない。
［係数Ｓ（０）の値は常に０であるので、どのような適
応割当てビットを割り当てられることもない］。この交
互のパターン割当ては、８６．１Ｈｚ（又は４４．１ｋ
Ｈｚ／５１２）のサンプル・ブロック・レートに等しい
周波数の聴取可能な量子化雑音となって顕れる。

【０１１５】本発明の現在の実施例では、ＤＣＴ係数Ｃ
（０）に対して８ビットの固定ビット長、ＤＳＴ係数Ｓ
（０）に対して９ビットを割り当て（表Ｉを参照）、こ
れらを適応ビット割当てから除外する。この除外によっ
て、前文節で述べた、この適応ビット割当て構想での量
子化雑音の発生が避けられる。

【０１１６】４．適応ビット割当て ａ．大要 不均一量子化要素の第４部分によって、適応ビット割当
てが行われる。図８のボックス７０４には、この割当て
過程の大要が提示されている。大まかに書って、各変換
ブロックについて、ビット割当てによって、固定の数の
追加ビットが特定の係数に対して４つの相で割り当てら
れる。このビットの数は、信号符号化品質とビット伝送
速度との平衡を取るべく選ぶことができる。本発明の好
ましい実施例では、毎秒１２８ｋビットの総合的ビット
レートを達成するために、この割当ての制限値を変換ブ
ロック当たり１３３ビットに設定している。誤り訂正符
号（下で論考する）を用いる用途では、同じ総合ビット
レートを維持するために、この制限値をブロック当たり
１２４ビットに低音しなければならない。当出願では、
この制限を割当て最大値又は割当て可能数と呼ぶ。

【０１１７】現状の実施例では、係数当たり４ビットの
最大値を割り当てている。この最大値は、符号化精度と
総合的ビットレートとの間の設計上の妥協を表してい
る。当業者には、本発明の概念又は基本的目的を変更せ
ずに、この適応的に割当て可能なビットの最大値と数を
変えることができることが分かるであろう。

【０１１８】相０は、残りの相に対する初期化の過程で
ある。相１では、係数当たり４ビットの最大値までが、
最大のスペクトル・エネルギーを有する周波数成分の同
一の臨界周波数帯域内にある係数に対して、割り当てら
れる。もし割当て可能なビットの総てが相１の期間中に
割り当てられたならば、この割当て過程は停止される。
もしそうでなければ、相２によって、総合的な適応割当
ビットが各係数に対して４ビットになるように、相１の
期間中に割り当てられた変換係数に対して、追加ビット
が割り当てられる。もし割当て可能なビットの総てが相
２の期間中に割り当てられるならば、この割当て過程は
停止される。もしビットが幾らかでも残っているなら
ば、相３によって、相１及び相２の期間中に割り当てら
れた係数に隣接する係数に対して、ビットが割り当てら
れる。この手順の更に詳細な概念については、以下の文
節で叙述する。この手順の諭理の実施については、その
後で論考する。

【０１１９】図９は、特定の変換係数に対してビットを
割り当てる概念上の過程の図である。相０の初期化段階
がボックス８００中に示されている。第１段階では、ア
レイＡ（）の要素が０に設定される。次の段階では、最
大のスペクトル成分を有するサブバンドに対する指数で
ある、最小のサブバンド指数が識別され、この値がＸ
_ＭＩＮとして保存される。総てのサブバンド指数がＸ
_ＭＩＮから控除され、差がアレイＭ（）中に記憶され
る。有り得る最小のサブバンド指数は０であり、有り得
る最大のサブバンドの指数は４ビットの高い周波数サブ
バンド指数に対する最大値１５に主指数ＭＥＸＰ１に対
する値３を加えた、１８であることに注意して欲しい。
これについては、表Ｉを参照して欲しい。したがって、
アレイＭ（）中の有り得る値の範囲は、負の１８から０
までである。次のスナッブで、アレイＭ（）の各要素に
４が加えられ、０以下の総ての要素は０に設定される。
相０の最後において、アレイＭ（）は、各サブバンドに
ついて１つの、値が０から４までの範囲の要素の組から
成る。４の値を有する要素は、サブバンド中の少なくと
も１つの係数が全信号中で最大のスペクトル係数を有す
るサブバンドを表す。

【０１２０】相１では、図９のボックス８０１に示す過
程を用いて、各サブバンド中の係数に対して割り当てら
れるべきビットを表す、もう１つのアレイＡ（）が構築
される。このアレイＡ（）中の各要素は、１つのサブバ
ンドに対応する。表Ｉから、最高のサブバンド指数は重
合する変換係数を表すので、Ａ（）の各要素は対応する
サブバンド中で総ての変換係数に割り当てられるビット
数を表すことを思い出して欲しい。例えば、表Ｉを参照
すると、サブバンド１３は、係数１３から１４を表す。
もし要素Ａ（１３）が値１を有するならば、変換係数１
３及び１４に対して１ビットずつの、２ビットが割り当
てられることを示している。この例について続けると、
もし要素Ａ（３６）が値２を有するならば、係数１６８
から１８２までに対して２ビットずつの、３０ビットが
割り当てられる。この割当て過程の間中、Ａ（）の各要
素が増分されるにつれて、割当てのために残されている
ビットの数から割り当てられたビットの数が控除され
る。

【０１２１】この相又は後続の何れかの相の間中に割当
て可能なビットの総てが割り当てられると、その相は直
ちに終結し、後続の相は省かれる。割当て限界に達する
最終段階中に、この段階中にサブバンドに割り当てられ
るビットの数は、割当てのために残されているビットの
数を超えない。２っ以上の係数を有するサブバンドの処
理が行われている間に、割当て可能なビットの最後のも
のが割り当てられると、このサブバンド中の係数の総て
に同じ数のビットが割り当てられないこともあり得る。

【０１２２】最も低い周波数係数を表すＭ（）アレイ要
素［ＤＣＴブロックに関してはＭ（１）、ＤＳＴブロッ
クに関してはＭ（２）］から始めて、Ｍ（）の各要素が
次々に検査される。Ｍ（）アレイ全体を通して、若しく
は割当て可能なビット総てが割り当てられるまで、４回
もの検査が行われる。第１回の検査で、アレイＡ（）中
の各要素は、もしアレイＭ（）巾の対応する要素が４に
等しい値であれば、１だけ増分される。第２回の検査に
よって、３団は４の値を有するＭ（）中の各要素に対応
するアレイＡ（）中の各要素が、１だけ増分される。第
３回の検査で、アレイＡ（）要素は、対応するＭ（）要
素が２から４までの範囲内の値を有するならば、増分さ
れる。最後の検査によって、１から４までの範囲内の値
を有するＭ（）要素に対応するアレイＡ（）中の要素が
増分される。アレイＭ（）中の要素の合計が割当て制限
値に達するか、若しくはそれよりも少なければ、この時
点でのアレイＭ（）及びＡ（）の内容は等価であること
に注意したい。もし割り当てられたビットの数が割当て
限界に達したならば、このビット割当て過程は相１の最
後で完結する。

【０１２３】もし割当て可能なビットが幾つかでも残っ
ているならば、図９のボックス８０２に示す相２の割当
てが続行される。この相では、Ａ（）アレイ全体にわた
って３回もの検査が行われ、もし、最大数の割当て可能
なビットが割り当てられると、早々に停止される。各検
査は、最も低い周波数要素［ＤＣＴブロックに関しては
Ａ（１）、ＤＳＴブロックに関してはＡ（２）コで開始
され、周波数を上げながら進められる。アレイＡ（）全
体にわたる第１回の検査で、１と３との間の値を有する
各要素が１だけ増分される。第２回の検査で、２又は３
の値を有する要素が増分される。第３回の検査で、３に
等しい要素が増分される。割当て制限値を超えることな
くこの相が完結するならば、Ａ（）アレイ中の各要素の
値は、４または０の何れかである。

【０１２４】もし割当て可能なビットが残っているなら
ば、図９のボックス８０３に示す相３の割当てが続行さ
れる。前の相と同じように、割当て制限値に達すると直
ちに相３の割当では終了する。この最後の相によって、
高いエネルギーを持つ係数のサブバンドに隣接する、低
いスペクトル・エネルギーを持つ変換係数に対して、追
加ビットが割り当てられる。この割当ては、３段階で達
成される。第１段階によって、値｛０，４｝を持っ２つ
の隣接要素の群を探索するための、最も高い周波数要素
Ａ（３６）［２０ｋＨｚ帯域幅コーダでは要素Ａ（３
９）が開始要素］から始まる、アレイＡ（）の走査が行
われる。もしこれが見付かれば、この群の値が｛１，
４｝になるように、値が０である要素が１に設定され
る。

【０１２５】もし割当て限界に達していなければ、値
｛４，０｝を持つ２つの隣接要素の組を探索するため
に、最も高い周波数サブバンドから始め、低い周波数に
向けてアレイＡ（）を走査することで、相３の段階２が
開始される。もしこれが見付かれば、０の値を有する要
素が１に設定されて｛４，１｝の値が作り出される。

【０１２６】相３の第３及び最終段階によって、この相
の段階１及び段階２の中でビットを割り当てられたサブ
バンドの中の係数に対して、追加ビットが割り当てられ
る。アレイＡ（）の最も高い周波数要素で始めて、段階
１中で改変された各要素が増分される。最後に、段階２
中で改変された要素が、最も高い周波数サブバンドから
始め、増分される。この第３の段階によって、上で論じ
たのと同じ順序で、割当て可能なビットが総て割り当て
られるまで、若しくは段階１及び段階２の中で改変され
た要素の総てに合計４ビットずつが割り当てられるま
で、アレイ要素が反復的に増分される。もし後者の条件
に一致し、割当て可能なビットが幾つかでも残っている
ならば、相３が、段階１から始まり、繰り返される。

【０１２７】ｂ．適応ビット割当て諭理 適応ビット割当ての概念については、図９に表現し、上
で述べた。このアルゴリズムの概念を理解することは、
適応ビット割当てルーチンの実際の論理を理解するのに
役立つ。

【０１２８】相０は、０に等しいアレイＡ（）の総ての
要素を初期化し、ＴからＴまでの４つの表を構築するこ
とから１２始まる。これらの表の構築は、以下の段階を
通して達成される。すなわち、（１）最小のサブバンド
指数を識別し、この値をＸとして保存し、（２）最も低
い周ＭＩＮ波数サブバンド（ＤＣＴブロックについては
サブバンド１、又は、ＤＳＴブロックについてはサブバ
ンド２）から始めて、サブバンド指数（表Ｉ参照）をＸ
_ＭＩＮから控除し、（３）もしこの差が０であれば、こ
のサブバンド数を表Ｔ_１、Ｔ_２、Ｔ_３、及びＴ_４に挿入
し、（４）もしこの差が負の１であれば、このサブバン
ド数を表Ｔ_１、Ｔ_２、及びＴ_３に挿入し、（５）もしこ
の差が負の２であれば・このサブバンド数を表Ｔ_１、及
びＴ_２に挿入し、（６）もしこの差が負の３であれば、
このサブバンド数を表Ｔ_１に挿入し、（７）総てのサブ
バンドが処現されるまで、各サプバンドに対して段階３
から段階６までを続行する、段階である。この段階の最
後において、表Ｔ_１にはＸ_ＭＩＮ−３からＸ_ＭＩＮまで
の範囲の指数を有する総てのサブバンドの数、表Ｔ _２に
はＸ_ＭＩＮ−２からＸ_ＭＩＮまでの指数を有するサブバ
ンド、表Ｔ_３にはＸ_ＭＩＮ−１からＸ_ＭＩＮまでの指数
を有するサブバンド、表Ｔ_４にはＸ_ＭＩＮに等しい指数
を有するサブバンドが含まれる。ここで重要なことは、
各表へのサブバンド書込みが周波数の上がる順序で行わ
れることである。

【０１２９】相１によって、最大のサブバンド指数を有
するサブバンド中の変換係数に対して、ビットが割り当
てられる。最初の表Ｔ_４への書込み（最も低い周波数）
から始めて、この表で表される各サブバンド内の各変換
係数に対して１ビットが割り当てられる。割当ては、表
Ｔ_３、Ｔ_２、最後にＴ_１へと、次々に反復される。この
過程は、割当て可能なビットが総て割り当てられるま
で、若しくはＴ_４からＴ_１までの表への総ての書込みが
処理され終わるまで、続行される。サブバンド中の総て
の係数に対してビットが割り当てられると、Ａ（）中の
要素が各サブバンド中の各変換係数に対して割り当てら
れる全ビットを反映するように、アレイＡ（）のサブバ
ンドに対応してアレイＡ（）中での書込みが１だけ増分
される。

【０１３０】前に注意したように、割当て可能なビット
が総て割り当てられると割当ては直ちに終結する。各表
への書込みによって、一般的に重合変換係数を含むサプ
バンドが表される。したがって、もし割当て可能ビット
の最後のものが２っ以上の係数を持っサブバンドを表す
表書込みに割り当てられるならば、そのサブバンド中の
係数の総てには同じ数のビットが割り当てられないこと
が起こり得る。そのような状況下では、この割当て過程
によって、継続してアレイＡ（）中に記憶されるサブバ
ンド割当ての合計から、サブバンド中のどの係数が控除
しなければならないビットを持っているのかが表示され
る。

【０１３１】相２によって、表Ｔ_１からＴ_４までの４つ
の新しい表が、相０で用いられたのと類似の手順を用い
て構築される。すなわち、この手順は、（１）Ｘによっ
て最ＭＩＮ小のサブバンド指数が依然保持され、（２）
最も低い周波数サブバンド（ＤＣＴブロックについては
サブバンド１、又は、ＤＳＴブロックについてはサブバ
ンド２）に関して、サブバンド指数をＸ_ＭＩＮから控除
し、（３）もしこの差が０であれば、このサブバンド数
を表Ｔ_４に挿入し、（４）もしこの差が負の１であれ
ば、このサブバンド数を表Ｔ_３に挿入し、（５）もしこ
の差が負の２であれば、このサブバンド数を表丁に挿入
し、（６）２もしこの差が負の３であれば、このサブバ
ンド数を表Ｔ_１に挿入し、（７）総てのサブバンドが処
理されるまで、各サブバンドに対して段階３から段階６
までを続行することである。この段階の最後において・
表Ｔ_１にはＸ_ＭＩＮ−３に等しい指数を有する総てのサ
ブバンドの数、表Ｔ_２にはＸＭＩＮ−２に等しい指数を
有するサブバンド、表Ｔ_３にはＸ_ＭＩＮ−１に等しい指
数を有するサブバンド、表Ｔ_４にはＸ_ＭＩＮに等しい指
数を有するサブバンドが含まれる。総ての表へのサブバ
ンド書込みは、変換係数の周波数の上がる順序で行われ
る。

【０１３２】相２によって、表Ｔ_３からＴ_１までの中の
サブバンドで表される総ての係数に対して、各係数が合
計４つの追加ビットを受け取るまで、若しくは割当て限
界に達するまで、ビットが割り当てられる。表Ｔ_３中の
最初の書込み（最も低い周波数）から始めて、この表中
に表される各サブバンド内に含まれる各係数に対して、
１ビットが割り当てられる。各サブバンドが処理される
につれて、書込みは、表Ｔ_３から取り除かれて、表Ｔ_４
に挿入される。次に、追加ビットが割り当てられるにつ
れて、各書込みを表Ｔ_２から表Ｔ_３に移動させながら、
表Ｔ_２中の書込みに関連する係数に対して、追加ビット
が割り当てられる。その後、書込みを表Ｔ_１から表Ｔ_２
に移動させながら・表Ｔ_１中の書込みが処理される．も
し割当て可能なビットが幾らかでも残っているならば、
表Ｔ_３に対する処理、その後、表Ｔに対する処理を反復
しながら、割当てが続行される。もし割り当てられるべ
きビットが残っているならば、表Ｔ_３中の書込みを通し
て最後の処理が行われる。もし相２によって割当て可能
なビットの総てが割り当てられなければ、表Ｔ_４には各
々が受け取った４ビットを持つ総ての係数を含み、表Ｔ
_３から表Ｔ_１までは空である。もし割当て可能なビット
の総てが割り当てられたならば、各変換係数に割り当て
られた全ビットを反映すべく、表Ｔ_１から表Ｔ_４までに
含まれる情報からアレイＡ（）が再構築される。表Ｔ_４
中の書込みに対応するアレイＡ（）中の各要素には値４
が割り当てられる。表Ｔ_３中の書込みに対応する各
Ａ（）要素には値３が割り当てられ、表Ｔ_２については
値２、表Ｔ_１については値１が割り当てられる。Ａ（）
の他の総ての要素、すなわち表Ｔ_４から表Ｔ_１までの書
込みで表されないサブバンドは０である。

【０１３３】もし割当て可能なビットが幾つかでも残っ
ているならば、相３での割当てが続行される。サブバン
ドの数を周波数の下がる向きに順序付けることによっ
て、表Ｔが４並び替えられる。第１段階によって、表Ｔ
_４にはない、低い周波数で、表Ｔ_４中にあるサブバンド
に隣接するサブバンドが表Ｔ_１に対して追加される。表
Ｔ_４中の最初の書込み（最も高い周波数）から始めて、
表Ｔ_４中での隣接書込みが１っであるのか、若しくは２
っ以上のサブバンドに分離されていないかにっいて検査
される。もし分離されているならば、高い周波数の直ぐ
下にあるサブバンドの数が表Ｔ_１に挿入される・例えば
・表Ｔ_４中の２つの隣接する書込みによってサブバンド
１６及び１２が表されるとしよう。これらのサブバンド
は３つのサブバンドに分離されている。したがって、サ
ブバンド１６の下のサブバンドを表す数１５が表Ｔ_１に
挿入されることになろう。

【０１３４】第２段階によって、表Ｔ_４にはない、高い
周波数で、表Ｔ_４中にあるサブバンドに隣接するサブバ
ンドが表Ｔ_１に対して追加される。表Ｔ_４中の最初の書
込み（最も高い周波数）から始めて、表Ｔ_４中での隣接
書込みが１つであるのか、若しくは２っ以上のサブバン
ドに分離されていないかについて判定すべく検査され
る。もし分離されているならば、低い周波数の直ぐ上に
あるサブバンドの数が表Ｔ_１に挿入される。例えば、表
Ｔ_４中の２つの隣接する書込みによってサブバンド１６
及び１２が表されるとしよう。上で論じたように、これ
らのサブバンドは３つのサブバンドに分離されている。
したがって、サブバンド１２の上のサブバンドを表す数
１３が表Ｔ_１に挿入されることになろう。

【０１３５】表Ｔ_１中の最初の書込みから始めて、表Ｔ
_１中の書込みによって表される各サブバンドに関連する
各変換係数に対して追加ビットが割り当てられる。各サ
ブバンドの警込みは、処理されるにつれて、表Ｔ_１から
表Ｔ_２へと移される。表Ｔ_１の処理の最後で割当て可能
なビットが幾つかでも残っているならば、各書込みを表
Ｔ_２から表Ｔ_３へと移しながら、表Ｔ_２の書込みに関し
て類似の過程が反復される。もし割り当てられるべきビ
ットが幾つかでも残っているならば、表Ｔ_３の書込みを
表Ｔ_３から表Ｔ_４へと移しながら、表Ｔ_３の過程が続行
される。もしこの過程の後にビットが幾つかでも残って
いるならば、最初に表Ｔ_４の書込みが未だ並び替えられ
た状態にあるがどうかを判定し、もしそうでなければ、
表Ｔ_４の書込みを周波数の下がる向きの順序に並び欝え
る、始めの段階から相３が繰り返される。割当て可能な
ビットの総てが割り当てられると、上で相２に関して述
べたように、４つの表からアレイＡ（）が構築される。

【０１３６】ビットの総てが割り当てられた後、各変換
係数コード・ワードは、この係数がグループ化されるサ
ブバンドをその中で表すアレイＡ（）の要素の値に等し
い、ビット長に丸められる。しかし、１つのサブバンド
中の幾つかの係数では、割当てビットの合計数を割当て
最大数に等しく保つために必要なビット長から１つ控除
した、ビット長を具えることもある。

【０１３７】５．コード・ワード省略 図８のボックス７０５に示す不均一量子化要素の第５部
分は、適応ビット割当てルーチンに従う。前節で決定さ
れたサブバンド及び主指数を用いて、変換ブロック中の
各変換係数は、もしその関連する主指数が０に設定され
ているならば、変換係数が中でグループ化されるサブバ
ンドに対する指数の値に等しい桁数に更に３桁加えた桁
数だけ、左に移動される。その後、アレイＡ（）中で見
出たされる各サブバンドに対して割り当てられる適応割
当てビットの数に最小ビット長（表Ｉを参照）を加える
ことによって、各係数の合計ビット長が計算される。各
変換係数のコード・ワードは、このビット長に丸められ
る。

【０１３８】上で述べたように、アレイＡ（）の各要素
によって、サブバンド内の総ての係数に割り当てられる
ビットの数が表される。１つのサブバンド中の幾つかの
係数では、割当てビットの合計数を割当て最大数に等し
く保つために必要なビット長から１っ控除したビット長
を具えることもある。

【０１３９】Ｅ．フォーマット化 フォーマット化過程によって、伝送又は記憶のための符
号化された１組の変換ブロックが用意される。この過程
は、図１ａのボックス１０９に示されている。以下の叙
述では、１チャネル系中の２つの隣接する変換ブロック
のフォーマット化について論考する。同じ技法を用い、
ステレオ音響の用途に用いられる技法のように信号を処
理して、２チャネル系の各チャネルから１つの変換ブロ
ックがフォーマット化される。

【０１４０】各変換係数のコード・ワードの固定長表現
は、丸められたコード・ワードを、表Ｉに示す最小ビッ
ト長に等しい長さにまで省略することによって形成され
る。このコード・ワードに対して割り当てられるあらゆ
る追加ビットは、適応ビット・ブロック中で個別にフォ
ーマット化される。その後、主指数と、サブバンド指数
と、省略されたコード・ワードと、適応ビット・ブロッ
クとが図２０ａに示すグループ化によって組み立てられ
る。１組の主及びサブバンド指数は、ブロック・ペア中
の両方の変換ブロックに適用されることに注意して欲し
い。（不均一量子化要素についての上述の論考を参照の
こと）。ブロックの各ペアの間で指数を分け合うことに
よって、両変換ブロックの指数を表現するために必要な
ビットの数は５０％まで低減される。

【０１４１】図２０ａの変換ブロックのフォーマット化
されたフレームでは、変換ブロックＡがＤＣＴブロッ
ク、変換ブロックＢがＤＳＴブロックの形での、構造が
説明されている。このフレームが、伝送中の雑音によっ
て生じるようなビット誤りを受けるのであれば、図２０
ｂに示すようにデータに誤り訂正符号が混交される。も
しこのディジタル信号が放送用に企図されたものなら
ば、フレーム同期ビットのような、また、もしこのフレ
ームが記憶用に企図されたものならば、データベース・
ポインタ又はレコードキーのような、追加の付帯的なビ
ットが必要になることもある。フレーム同期ビットが必
要であれば、フォーマット化されたフレームは、ニュー
・ヨーク州ニュー・ヨークのヴァン・ノストランド・ラ
インホールド社１９８５年出版の、スミスによる「ディ
ジタル伝送系」の２２８ページから２３６ページまで
（Smith, Digi-tal Transmission System, New York, N
Y: Van Nost-rand Reinhold Co., 1985, pp. 228-236）
に叙述されている技法を用いて、無作為化される。無作
為化は、フレーム内の有効データが同期パターンと誤認
される確率を下げるために行われる。その後、この無作
為化されたフレームは、フレーム同期ビットに対して付
加される。

【０１４２】各変換係数を２つの別個の部分又はセグメ
ントで表現することができることに注意して欲しい。第
１の部分は係数の最小の長さを表しかつ固定数のビット
で構成される。表Ｉを参照のこと。この表現の第２部分
は、もしそれがあるとすれれば、長さが変わり、適応的
に割当てられるビットで構成される。可変長のワードと
して各係数を表す表現構想では雑音による悪化があるの
に対して、この２部分構成による表現構想はより優れた
免疫性があるので、これが選ばれる。好ましい実施例の
構成を用いるフレーム中でもし突発雑音が発生すると、
この雑音の影響は、指数の値、コード・ワード、又はこ
の雑音によって直接影響を受ける割当てビットに限られ
る。可変長コード・ワードを利用するフレーム中で突発
雑音が発生すると、この雑音の影響は、残りのフレーム
全体に伝播することが有り得る。突発雑音は、指数の値
及び雑音に直接当てられるコード・ワードのみならず、
各可変長のコード・ワードの長さを決定するのに必要な
情報をも変えるので、この伝播が生じ得る。１つのコー
ド・フードの長さに誤りを生じるなら、フレームの残り
の部分も誤って解釈される。

【０１４３】ＤＣＴ変換ブロックには、５３７ビットか
ら成る１８３の係数仮数（表Ｉを参照）と１３３の適応
割当ビットとの合計、６７０ビットが含まれる。ＤＳＴ
係数Ｓ（０）は常に０であるので（表Ｉ及び表現４を参
照のこと）、これを伝送する必要はない。２つの主指数
ビット及び１４８ビットの３７サブバンド指数によっ
て、ＤＣＴ．ＤＳＴブロック・ペアの長さは１４８６ビ
ットになる。（本発明の２０ｋＨｚ版では、全ブロック
・ペアの長さは１７０２ビットになる）。

【０１４４】追加ビットが割り当てられている係数を指
示するのに、付帯的情報は必要ではない。フォーマット
を解除する過程では、符号化過程で用いられるのと同一
の割当てアルゴリズムを実行することによって、伝送さ
れたサブバンド指数から適正な割当てを決定することが
可能である。

【０１４５】データの悪化が問題ではない時には、変換
ブロックのフレームをフォーマット化するための好まし
い構造は、指数を最初に、係数コード・ワードを２番目
に、適応割当てビットを最後に配置する構造である。こ
の構造では、総てのサブバンド指数が受け取られた後
に、適応ビット・ブロックが受け取られる間に、フォー
マットを解除する過程によって各変換係数に対するビッ
ト割当てを決定することが可能であるので、処理による
遅延が低減される。本発明の好ましい実施例において用
いられるフォーマット化構造は、図２０ａに示されてい
る。ビット・ストリームは、主及びサブバンド指数と共
に、周波数の上向きの順序にフォーマット化される。そ
の後、変換ブロックＡに関する係数コード・ワードの固
定長部分が周波数の上昇する順序で組み立てられ、ブロ
ックＢに関する係数コード・ワードがそれに続く。最後
に、ブロックＡに関する適応ビット・ブロックがビット
・ストリームに付加され、ブロックＢに関する適応ビッ
ト・ブロックがそれに続く。

【０１４６】データ悪化の可能性が心配な用途において
は、誤り訂正構想が必要である。サブバンド指数中の誤
りと、それよりも程度は低いが、低い周波数係数コード
・ワード中の誤りとによって、聴感上の最大の歪みが生
じる。この情報は、保護すべき最重要のデータである。
好ましい構成では、これらの値を誤り検出及び訂正符号
を用いて保護するが、突発雑音誤差に対する免疫性を向
上させるために、これらの値をできるだけ隔置する。図
２０ｂにこのような構想が示されている。

【０１４７】当業者にとって、本基本発明から逸脱せず
に、別のフレーム・フォーマット及び訂正符号を利用で
きることは明白であろう。

【０１４８】誤り訂正符号を用いる際には、全ビットレ
ートを同一に維持するために、適応割当てビットを少な
くする。ＤＣＴ・ＤＳＴブロック・ペアの１フレームに
関する指数及び仮数ビットの合計数は、１２２０ビット
である。この長さについて、１５０ビットはサブバンド
指数及び主指数である。このビット・ストリームに１
（２１，１９）リード・ソロモン(Reed-Solomon)誤り訂
正符号が付加される。この符号は長さ１６ビットである
が、これによって、１９個の８ビット記号(バイト：byt
es)又は１５２ビット期間にわたって、単一記号誤り検
出・訂正が行われる。この例として、マサチューセッツ
州ケンブリッジのＭ．Ｉ．Ｔ。ブレス社１９８６年出版
の、ピーターソンとウェルドンによる、「誤り訂正符
号」の２６９ぺー５ジから３０９ページまでと、３６１
ページから３６２ページまで（Peterson and Weldon, E
rror-Correcting Codes, Cambridge, Mass: The M.I.T.
Press, 1986, pp. 269-309, 361-362）を参照のこと。

【０１４９】符号によって保護されるこれらの１５２ビ
ットについて、１５０は主指数及びサブバンド指数から
成る（１５ｋＨｚ版）。残りの誤り訂正能力は、２つの
主指数に対して冗長保護を与えることに利用される。１
６ビットの誤り符号及び冗長指数を表現するには、全部
で１８ビットが必要である。これらのビットは、適応ビ
ット割当てに割当て可能なビットを減らすことによっ
て、総合的データレートを増加させずに、フォーマット
化されたデータ・ストリームに付加される。その結果、
変換ブロック・ペア中で各ブロックに対する総合的に割
当て可能なビットは１３３から１２４に減る。

【０１５０】リード・ソロモン・コードによってバイト
の中のデータが処理されるので、処理を容易にするため
に、誤り符号と、保護されたデータと、保護されていな
いデータとは、８ビットのバイトにグループ化される。
各ブロック・ペア・フレーム中での保護されたデータに
対する保護されていないデータの比率は、約９対１であ
る。これによって、フォーマット化されたフレーム全体
にわたって、保護されたデータを、保護されたデータの
８ビットのバイトの各々を保護されていないデータの８
バイトに分離する形で、分散することが可能になる。こ
れについては図２０ｂを参照のこと。この技法を用いる
と、６５ビットにも及ぶ単一の突発雑音誤りがフレーム
中のどの位置に生じても、保護データの２バイト以上が
悪化させられることはない。したがって、６５ビット以
上に及ばない、あらゆる単一の突発雑音に対しては、保
護されたデータを復元することができる。

【０１５１】上で論じた制約の下で、指数及び変換係数
コード・ワードは周波数の上昇する順序にアセンブルさ
れ、その後に適応的ビット・ブロックが続く。

【０１５２】Ｆ．伝送又は記憶 今や、フォーマット化されたフレームの伝送又は記憶の
ための準備が整えられた。図１ａには、伝送要素１１０
が示されている。伝送媒体としては、放送のような公共
頒布系と、スタジオでのモニタや信号ミキシングのよう
な内部用途と、内部施設又は地上系や衛星系電波を経由
する電話用途とが含まれる。記憶媒体には、磁気デーブ
と、磁気又は光ディスクとが含まれる。

【０１５３】Ｇ．フォーマット解除 伝送信号の受信が、もしくは記憶からの取り出しの何れ
かによって、ディジタル化され符号化された信号が伝送
要素１１１から受け取られると、フォーマット解除過程
が始まる。この過程は、図１ｂのボックス１１２に表現
されている。もしコード・ワードのフォーマット化され
たフレームが、伝送の前に無作為化されていたものであ
れば、逆無作為化過程によって復元される。その後、こ
のフレームは、各変換ブロックの成分、すなわち、主指
数と、サブバンドに指数と、変換指数コード・ワード
と、適応的割当てビットとに分割される。誤り訂正符号
がもしあれば、これを用いて、伝送又は記憶の間に引き
起こされた誤りが取り除かれる。

【０１５４】各主指数ビットは、その対応する冗長ビッ
トを用いて点検され、精度が磯認される。もしこの点検
で落第ならば、つまり、主指数とその相手の冗長とが等
しくなければ、この主指数は１であると仮定される。も
しこの主指数の正しい値が実際には０であるならば、こ
の仮定によって、この間違った主指数の下でグループ化
されるサブバンド内の、総ての変換係数の振幅は低減さ
れる。

【０１５５】主指数を０（１であるべきところで）に誤
って設定すると、影響を受ける係数の総ての振幅が増加
するので、この仮定を用いる方が、不都合なひずみの発
生をより少なくてきる。

【０１５６】ＤＣＴ係数Ｃ（０）に対する指数も点検さ
れ、隠れビットに対する調整が必要かどうかが判定され
る。

【０１５７】上で述べた適応ビット割当てルーチンを用
いて、受信信号から抽出される指数が処理され、この処
理結果を用いて、変換係数に対する適応ビット・ブロッ
クの適正な割当てが決定される。最大ビット長とあらゆ
る適応割当てビットとを加えたビット長にその長さが等
しい、各変換係数の部分は、２４ビット・ワードに負荷
され、その後、もし関連する主指数が１に設定されてい
るならば、適切なサブバンド指数の値と３桁の追加移動
桁とを加えた数に等しい度数だけ右に移行される。この
過程は、図１ｂのボックス１１３に表現されている。

【０１５８】Ｈ．合成フィルタバンク、逆変換 図１ｂのボックス１１４には、フォーマット解除及び直
線化手順から復元された周波数領域係数の各組を時間領
域信号サンプルのブロックに変換する、合成フィルタの
バンクが表現されている。図１ａの分析フィルタバンク
で用いられる変換とは逆の変換によって、合成フィルタ
バンク１１４が実現される。本発明の実施例で用いられ
るＥ−ＴＤＡＣ技法のための逆変換は、改変された逆Ｄ
ＣＴ及び逆ＤＳＴの交互的な適用である。変換ブロック
の半分が伝送又は記憶から除去されているので（表現５
及び２９を参照のこと）、逆変換のためにこれらのブロ
ックを再生しなければならない。式８に示されるよう
に、失われたＤＣＴブロックを入手可能なＤＣＴブロッ
クから再生することができる。この逆ＤＣＴブロックは
式１０で表現されており、逆ＤＳＴブロックは式１１で
表現されている。すなわち、

【０１５９】

【式４】 ここで、ｋ＝変換係数 ｎ＝信号サンプル数 Ｋ＝変換係数の数 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｍ＝Ｅ−ＴＤＡＣに関する相期間

【０１６０】

【式５】 である。

【０１６１】計算は、ＦＦＴアルゴリズムを用いて行わ
れる。逆変換において、順方向変換で用いられた技法と
同じ技法を用いて、ＦＦＴを用いてＤＣＴ及びＤＳＴの
両方の同時発生的計算が可能になる。

【０１６２】図１４ａから図１４ｅまでと、図１６ａか
ら図１６ｇまでに、分析・合成フィルタバンクの変換過
程が示されている。分析フィルタバンクによって、時間
領域信号が、ＤＣＴ及びＤＳＴブロックの交互列に変換
される。逆変換によって、逆ＤＣＴが別のブロックの各
々に適用され、逆ＤＳＴがブロックの別の半分に適用さ
れる。図１５ａから図１５ｄまでに示すように、復元信
号には、エイリアシングひずみが含まれている。このひ
ずみは、図１ｂのボックス１１６に表されている後続の
時間領域ブロック重複・加算過程の間に、相殺される。
この重複・加算過程については、以下に述べる。

【０１６３】Ｉ．合成ウインドウ 図１６ａから図１６ｇまでには、隣接する時間領域信号
サンプル・ブロックの重複・加算による時間領域エイリ
アシングの相殺が示されている。ブリンセンによって誘
導されているように、時間領域エイリアシングひずみを
相殺するには、Ｅ−ＴＤＡＣ変換で分析ウインドウと同
等の合成ウインドウを適用し、隣接するブロックを重複
・加算することが必要である。各ブロックは、１００
％、すなわち、先行ブロックによって５０％、後続ブロ
ックによって５０％が重複される。合成ウインドウ変調
は、図１ｂのボックス１１５によって表現されている。

【０１６４】合成・分析ウインドウの設計では、フィル
タバンクの性能について考慮しなければならない。両方
のウインドウとも時間領域信号を変調すべく用いられる
ので、フィルタ性能に係る総合的効果は、これら２つの
ウインドウの積から形成される単一のウインドウによっ
て生じる効果と類似している。したがって、合成・分析
ウインドウ・ペアの設計は、合成、及び分析ウインドウ
の点ごとの乗算を表す適切な積ウインドウを設計するこ
とにより達成される。この設計は非常に制約されてい
て、遷移帯域ロールオフの鋭さと阻止帯域排除の深さと
を交換する融通性を低下させる。その結果、フィルタ性
能は、この制約のない分析専用ウインドウにおけるより
も大幅に劣化する。この例については、図１７ａ及び図
１７ｂを参照のこと。

【０１６５】先行技術では、分析ウインドウに関して多
大な注意が払われているが、合成ウインドウについては
教示するところが少ない。以下に叙述する技法では、周
知の良好な分析ウインドウの設計から良好な合成・分析
ウインドウ・ペアを誘導している。どのような分析ウイ
ンドウをも出発点として用いることができるが、幾つか
のウインドウでは良好な選択度を有するフィルタバンク
の設計が可能となり、遷移帯域ロールオフの鋭さを阻止
帯域排除の深さと交換する手段が提供される。３つの例
として、カイザー・ベッセル・ウィンドウ（Kaiser-Bes
sel window)と、ドルフ・チェビシェフ・ウインドウ（D
olph-Chebychev window）と、パークス・マックレラン
法（Parks-McClellan method）を用いて有限インパルス
・フイルタ係数から誘導されるウインドウとが挙げられ
る。１９７２年３月のＩＥＥＥ学会誌、回路理論、ＣＴ
−１９巻の１８９ページから１９４ページまでの、パー
クスとマックレランによる論文、「リニア相を有する非
回帰型ディジタル・フィルタのチェビシェフ近似法」
（Parks and McClellan,“Chebychev Approximationfor
Nonrecursive Digital Filters with Linear Phas
e”，IEEE Trans. Circuit Theory, vol. CT-19, March
1972, pp. 189-94）を参照のこと。ここでは、カイザ
ー・ベッセル・ウインドウのみにっいて論考している。
このウインドウによって、単一のパラメータ・アルファ
値の選択を通して、上述の交換が可能になる。一般的法
則として、低いアルファ値によって遷移帯域ロールオフ
が改善され、高いアルファ値によって阻止帯域排除の深
さが増加させられる。上で引用したハリスの論文を参照
のこと。

【０１６６】本発明の好ましい実施例では、４から７ま
での範囲のアルファ値が使用できる。この範囲では、中
間周波数領域（１ｋＨｚから２ｋＨｚ）での倦移帯域ロ
ールオフの鋭さと、低い周波数領域（５００Ｈｚ以下）
及び高い周波数領域（７ｋＨｚ以上）での阻止帯域排除
の深さとの間の良好な妥協が得られる。この受容できる
アルファ値の範囲は、量子化雑音を音響心理学的マスキ
ングしきい値以下に維持するために十分な阻止帯域排除
を具える最低のアルファ値を、コンピュータ・シミュレ
ーションで識別することによって決定された。

【０１６７】カイザー・ベッセル・ウインドウ関数は以
下の通りである。すなわち、

【０１６８】

【式６】 ここで、 α＝カイザー・ベッセル・アルファ因数 ｎ＝ウインドウのサンプル数 Ｎ＝ウインドウのサンプル数中のウインドウ長

【０１６９】

【式７】 である。

【０１７０】この重複・加算条件を満足させるために、
長さｖ＋１のウインドウＷ（ｎ）を長さＮ−ｖの長方形
ウインドウでたたみ込むことによって、長さＮの分析・
合成績ウインドウＷＰ（ｎ）が誘導される。値ｖは、ウ
インドウ重複・加算期間である。この重複・加算過程に
よって、エイリアスひずみと分析・合成ウインドウの変
調効果とが消去される。積ウインドウを誘導するたたみ
込みは、式１３に示される。ここでは、表現の分母によ
って、最大値が単位１に近付くが１を超えないようにウ
インドウが測定される。この表現を式１４に示されるよ
うに単純化することもできる。すなわち、

【０１７１】

【式８】 ここで、 ｎ＝積ウインドウのサンプル数 Ｖ＝ウインドウ重複期間内のサンプル数 Ｎ＝積ウインドウの望ましい長さ Ｗ（ｎ）＝畏さｖ＋１のウインドウ関数の開始 ＷＰ（ｎ）＝長さＮの誘導された積ウインドウ

【０１７２】

【式９】 式（１５）及び式（１６）に示される分析及び合成ウイ
ンドウは、誘導された積ウインドウＷＰ（ｎ）をそれぞ
れＳ及びＡで累乗することによって得られる。すなわ
ち、 WA(n)＝WP(n)^A ０≦ｎ＜Ｎに対して (15) WS(n)＝WP(n)^S ０≦ｎ＜Ｎに対して (16) ここで、 ＷＰ（ｎ）＝誘導された積ウインドウ（式１４及び式１
４を参照） ＷＡ（ｎ）＝分析ウインドウ ＷＳ（ｎ）＝合成ウインドウ Ｎ＝積ウインドウの長さ Ａ＋Ｓ＝１ である。

【０１７３】本発明の現在の実施例では、分析及び合成
ウインドウは、１００％のウインドウ重複、又は２５６
サンプルの重複期間を有する、５１２サンプルの長さで
ある。Ｓ及びＡの値は各々、Ｅ−ＴＤＡＣ変換に必要な
１組の同等な分析合成ウインドウ及び合成ウインドウを
作り出す真半分に設定される。これらの値を式１４に代
入することによって、結果としての分析ウインドウは以
下のようになる。すなわち、

【０１７４】

【式１０】 ここで、Ｗ（ｎ）＝畏さ２５７のカイザー・ベッセル関
数で、アルファ因数は４から７までの範囲である。

【０１７５】Ｊ．重複・加算 ウインドウの設計には・更に追加の要件が課される・す
なわち、分析及び合成ウインドウは、隣接する２つの分
析及び合成ウインドウが重複された時に、分析・合成績
ウインドウが一体的に合算されるように設計されなけれ
ばならない。重複・加算過程は、分析ウインドウ及び合
成ウインドウの時間領域効果を相殺すべく用いられるの
で、この要件が課される。この過程は、図１ｂのボック
ス１１６によって表現され、図１６ａから図１６ｇまで
によって説明されている。逆ＤＣＴ及びＤＳＴからそれ
ぞれ復元される信号ｙ_ｃ（ｔ）及びｙ_ｓ（ｔ）は、図１
６ａ及び第１６ｄ図に示されている。各信号ブロック
は、１連のブロックにグループ化される。各信号ブロッ
クは、図１６ｂ及び図１６ｅに示される分析・合成ウイ
ンドウ関数によって変調される。結果として得られる信
号ｙ′_ｃ（ｔ）及びｙ′_ｓ（ｔ）のブッロクが、図１６
ｃ及び図１６ｆに示されている。ブロック長の半分ずつ
が重複されている２つの信号は加算されて図１６ｇに示
される信号ｙ（ｔ）が作り出される。信号ｙ（ｔ）は、
元の入力信号を正確に再構築したものである。

【０１７６】図１８に示されるように、フロックｋとブ
ロックｋ＋１との間の重複期間内の或る時刻ｎ_０ｔにあ
る信号サンブルは、２つのブロックの各々の中のサンプ
ルによって表現される。ウインドウ処理された２つのブ
ロックの重複・加算に続いて、時刻ｎ_０ｔにある復元さ
れた信号サンプルは、ウインドウ処理されたブロックｋ
及びｋ＋１からのサンプルの合計であることが分かる。
これは、以下の式で表することができる。すなわち、 X(n₀t)＝WP_k(n_Ot)・x(n_Ot)+ WP_k+1(n_Ot)・x(n_Ot) (18) ここで、WP_k(n_Ot)＝WA_k(n_Ot)・WS_k(n_Ot)＝{WA_k(n_Ot)}² WA_k(n_Ot)＝時刻n_Otにおけるブロックk中の分析ウインド
ウ WS_k（n_Ot）＝時刻n_Otにおけるブロックｋ中の合成ウイ
ンドウ WA_k(n_Ot)＝Ｅ−ＴＤＡＣ変換に必要なWS_k(n_Ot) である。

【０１７７】もしウインドウの重複期間を横切る２つの
山ウインドウの合計が単位１に等しければ、山ウインド
ウの変調効果は相殺される。したがって、信号ｘ（ｎ
ｔ）は、ブロックｋ及びブロックｋ＋１の間の重複期間
内の時間サンプルの総てについて以下のようであれば、
正確に復元される。

【０１７８】すなわち、 WP_k(nt) + WP_k+1(nt)=1 ０≦ｎ＜Ｎに関して (19) である。

【０１７９】時間の関数として山ウインドウで作業する
のは困難であるので、式１９に示されている要求をウイ
ンドウのサンプル数の関数に翻訳することが望ましい。
式２０から式２３まででは、１００％重複している５１
２サンプルの分析及び合成ウインドウのペアの積から作
り出される積ウインドウについてのこの要件を表してい
る。式２０では、ウインドウＷＰ_ｋの前半部とウインド
ウＷＰ_ｋ−１の後半部との重複が表されている。式２１
では、ウインドウＷＰ_ｋの後半部とウインドウＷＰ
_ｋ＋１の前半部との重複が表されている。式２２及び式
２３では、分析山ウインドウに関して等価の表現が示さ
れている。すなわち、 WP_k-1(n+256) + WP_k(n)＝1 ０≦ｎ＜256に関して (20) WP_k(n) + WP_k+1(n-256)＝1 256≦ｎ＜512に関して (21) {WA_k-1(n+256)}² + {WA_k(n)}²＝1 ０≦ｎ＜256に関して (22) {WA_k(n)}² + {WA_k+1(n-256)}²＝1 256≦ｎ＜512に関して (23) ここで、 WP_k(n)＝WA_k(n)・WS_k(n)＝{WA_k(n)}² WA_k(n)＝ブロックｋ中のサンプルｎに対する分析ウイン
ドウの値 WS_k(n)＝ブロックｋ中のサンプルｎに対する合成ウイン
ドウの値 WA_k(n)＝Ｅ−ＴＤＡＣ変換に必要なWS_k(n) である。

【０１８０】Ｋ．信号出力 図１ｂのボックス１１７には、ディジタル入力に応答し
て電圧が変化するアナログ信号を発生する、ディジタル
対アナログ・コンバータが示されている。このディジタ
ル入力は、重複・加算過程によって作り出される、２４
整数ワードの１６最上位ビットから得られる。このアナ
ログ出力は、擬似の高周波成分を取り除くために、１５
ｋＨｚ（２０ｋＨｚ版については２０ｋＨｚ）の通過帯
域を持つ低域フィルタで濾波されなければならない。図
１ｂでは、このフィルタは示されていない。

【０１８１】II．本発明の代替的Ｏ−ＴＤＡＣ実施例 本発明のもう１つの実施例では、本出願で奇数積み重ね
時間領域エイリアシング相殺（０−ＴＤＡＣ）と呼ぶ、
交互的な変換を利用している。以下の叙述では、本発明
でのＥ−ＴＤＡＣ方式と０−ＴＤＡＣ方式の間の実施上
の差について論考する。

【０１８２】Ａ．順方向変換 ０−ＴＤＡＣでは、以下の式２４に示す改変された離散
余弦変換（ＤＣＴ）を用いる。すなわち、

【０１８３】

【式１１】 ここで、 ｋ＝周波数係数 ｎ＝入力信号サンプル数 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｍ＝０−ＴＤＡＣに対する位相項（式６を参照） Ｘ（ｎ)＝サンプルｎにおける入力信号Ｘ（ｔ）の量子
化値 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数ｋ である。

【０１８４】０−ＴＤＡＣ変換によって、以下の式の１
組のスペクトル係数又は変換ブロックが作り出される。
すなわち、

【０１８５】

【式１２】 ここで、 ｉ＝信号サンプル・フロック数 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数ｋ（式２４を参照） である。

【０１８６】ここで用いる計算アルゴリズムは、高速フ
ーリエ変換（ＦＦＴ）である、Ｅ−ＴＤＡＣ方式とは異
なり、０−ＴＤＡＣの実施例では、単一のＦＦＴも用い
ないで、２つの信号サンプル・ブロックを同時発生的に
変換する。しかし、Ｅ−ＴＤＡＣ方式で用いられる前逓
倍・変換・後逓倍に類似の技法を用いることにより、変
換の計算上の複雑さは低減される。前逓倍段階では、信
号サンプルX(n)を以下の複素数関数で変調して、信号サ
ンプルの実数値列を複素数列に転換する。すなわち、

【０１８７】

【式１３】 ここで、 ｊ＝√−１ ｎ＝入力信号サンプル・ブロック数 Ｎ＝トサンプル・ブロック長 である。

【０１８８】ＦＦＴで実行される離散フーリエ変換によ
って、改変された信号サンプルは１組の変換係数に変換
される。ＦＦＴは複素数変換であるので、１組の改変さ
れた信号サンブルの実数部及び虚数部を同時発生的に変
換することができる。最後に、後逓信スナッブによって
真のＤＣＴ係数が得られる。この過程は、以下の式２７
及び２８に表現される。すなわち、

【０１８９】

【式１４】 ここで、 ｊ＝√−１ ｎ＝入力信号サンプル・ブロック数 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｋ＝周波数係数 ｎ＝入力信号サンプル数 ｍ＝０−ＴＤＡＣに対する位相項（式６を参照） Ｒ（ｋ）＝係数X^＊(k)の実数部 Ｑ（ｋ）＝係数Ｘ^＊(k)の虚数部 Ｃ（ｋ）＝ＤＣＴ係数ｋ である。

【０１９０】本発明の１チャネル版のための好ましい実
施例において、２つの連続する重複信号サンプル・ブロ
ックはバッファ中に記憶され、２つのＦＦＴ過程を用い
て共にＤＣＴ_１・ＤＣＴ_２ブロック・ペアに変換され
る。２チャネル系においては、２チャネルの各々からの
信号サンプル・ブロックは２つのＦＦＴ過程を用いてＤ
ＣＴ_１・ＤＳＴ_２ブロック・ペアに変換される。

【０１９１】ブリンセンは、適正な位相成分ｍ（式６を
参照）と、注意深く設計された分析・合成ウインドウと
を用いて、０−ＴＤＡＣ技法によって以下の形式の余弦
変換ブロツクの交互列から入力信号を正確に復元できる
ことを示している。すなわち、 {C1(k)}₀，{C2(k)}₁，{C1(k)}₂，{C1(k)}₃・・・ （29) ここで、 Ｃ１（ｋ）_ｉ＝信号サンプル・ブロック_ｉのＤＣＴ_ｌ係
数 Ｃ２（ｋ）_ｉ＝信号サンプル・ブロック_ｉのＤＣＴ_２係
数 である。

【０１９２】変換ブロックの列は、実際には、２チャネ
ル系における各チャネルから相手の変換ブロックの各々
を、又は１チャネル系において用いられる両方のＤＣＴ
の各々から相手の変換ブロックの各々を廃棄することに
よって形成されることに注意して欲しい。

【０１９３】Ｏ−ＴＤＡＣ変換及びエイリアシング消去
過程は、Ｅ−ＴＤＡＣの過程と非常に類似しているが、
図２１ａから図２１ｅまでと、図２２ａから図２２ｄま
でと、図２３ａから図２３ｇまでとに示されている。主
要な差異はエイリアシング成分の形式にある。標本化さ
れた信号ブロックの前半部に関して、エイリアシング成
分はサンプル・ブロックの約１／４の点で入力信号の時
間的に逆転したイメージであるが、その振幅の記号は入
力信号の記号と逆転している。標本化された信号ブロッ
クの後半部に関しては、エイリアシングはサンプル・ブ
ロックの約３／４の点で入力信号の時間的に逆転してい
るが、記号は変化していない。これについては、図２２
ｂ及び図２２ｄを参照のこと。

【０１９４】分析及び合成ウインドウの設計法及び使用
法はＥ−ＴＤＡＣのそれと同等である。これについて
は、図２４ａから図２４ｇまでを参照のこと。

【０１９５】Ｂ．不均一量子化要素 本発明のＥ−ＴＤＡＣ方式のための不均一量子化要素
は、ＤＣＴブロックが存在することにのみ起因する、ご
く僅かの差異がある点以外は、Ｅ−ＴＤＡＣ変換方式で
用いられる不均一量子化要素と同等である。各ブロック
・ペア中には、両変換ブロックには係数Ｃ（０）が含ま
れているので、総てのサブバンド指数は２つのブロック
によって共有される。その結果、隠れビットはそこには
なく、係数Ｃ（０）に関する「最小」ビット長は９ビッ
トに固定される（Ｅ−ＴＤＡＣでは８ビット）。表III
を参照のこと。

【０１９６】動的ビット割当ては実質的にＥ−ＴＤＡＣ
に対するそれと同じである。係数Ｃ（０）は各ペア中の
両ブロックに対する割当てから除外され、各変換ブロッ
ク・ペアの長さが増加していることから、以下に論じる
ように割当て限界は１３０ビットしかない。

【０１９７】Ｃ．フォーマット化とフォーマット解除 各符号化ＤＣＴブロックには、５３８ビット（表Ｉ及び
IIIを参照のこと）と適応的に割り当てられた１３０ビ
ットの合計６６８ビットから成る１８３の係数仮数が含
まれる。ＤＣＴブロックによって共有される２つの主指
数及び３７のサブバンド指数によって、Ｅ−ＴＤＡＣの
実施例のＤＣＴ１・ＤＣＴ２ブロック・ペアの長さと同
じく、その長さが１４８６ビットにされる。

【０１９８】誤り訂正符号を有しないフォーマット化さ
れたフレームの構造は、本発明のＥ−ＴＤＡＣ中で用い
られるそれと非常に類似しているが、これは図２５に示
されている。誤り訂正符号を有するフレームの構造はＥ
−ＴＤＡＣのそれと同一であるが、これは図２０ｂに示
されている。

【０１９９】フォーマット解除過程は、隠れビット対し
て点検が為されない点以外は上述の過程と同じである。

【０２００】Ｄ．逆変換 ＤＣＴブロックの半分は、伝送又は記憶から除去されて
いるが、入手可能なＤＣＴブロックから式３０に示す関
係を用いて再生される。逆ＤＣＴは式３１に示されてい
る。すなわち、

【０２０１】

【式１５】 ここで、 ｋ＝変換係数 ｎ＝信号サンプル数 Ｋ＝変換係数の番号 Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｍ＝Ｅ−ＴＤＡＣに対する位相項（式６を参照）

【０２０２】

【式１６】 逆変換の０−ＴＤＡＣ実行で、順方向変換で用いたもの
と同様な前乗算変換・後乗算処理を用いることによって
計算上の複雑さが低減される。この処理では、実数ＤＣ
Ｔ係数が１組の改変された複素数の係数に転換され、同
時に改変された係数の実数及び虚数部分が変換され、単
一逆ＦＦＴ（ｌＦＦＴ）を用いて下式に示すように、後
乗算から時間領域信号が得られる。

【０２０３】

【式１７】 ここで、 ｍ＝０−ＴＤＡＣに対する位相項（式６を参照） Ｎ＝サンプル・ブロック長 ｋ＝周波数係数番号 ｎ＝入力信号サンプル数 ｒ（ｎ）＝サンプルＸ（ｎ）^＊の実数部 ｑ（ｎ）＝サンプルｘ（ｎ）^＊の虚数部

【０２０４】

【式１８】 である。

【０２０５】後続の、ウインドウ処理、重複・加算、及
び信号出力処理は、本発明のＥ−ＴＤＡＣの実施に関し
て上で述べた処理と同一である。

【０２０６】

【表１】

【０２０７】 表 II ２０ｋＨｚＥ−ＴＤＡＣコーダのための周波数係数 主 サブバンド 係数 最小 指数 指数 指数Ln 番号 ビットLn^＊ サブバンド０から３６までは１５ｋＨｚコーダと同じで
ある。表Ｉを参照のこと。 MEXP1 EXP37 ４ビット 183-199 ２ビット EXP38 200-216 EXP39 217-233

【０２０８】 表 III ０−ＴＤＡＣコーダのための周波数係数 主 サブバンド 係数 最小 指数 指数 指数Ln 番号 ビットLn^＊ MEXP0 MXPO ４ビット 0 ９ビット サブバンド１から３６まではＥ−ＴＤＡＣに対するもの
と同じである（表Ｉ参照）。サブバンド３７から３９ま
ではＥ−ＴＤＡＣに対するものと同じである（表III参
照）。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１ａ及び１ｂは、本発明の基本的構造を示す
概念図である。

【図２】図２ａ及び図２ｂは、本発明の１実施例のハー
ドウエア構成を示す概念図である。

【図３】図３は、本発明の１実施例のハードウエア構成
を示す概念図である。

【図４】図４ａ及び４ｂは、本発明の１実施例のハード
ウエア構成を示す概念図である。

【図５】図５ａ及び５ｂは、本発明の２チャンネルの実
施例に関する演算要素の直列通信インタフェースの詳細
を示す仮想表現図である。

【図６】図６ａは、結果として関数Ｙ（ｔ）を得るため
の関数Ｘ（ｔ）の関数Ｗ（ｔ）による変調を示す概念図
で、図６ｂは、時間領域信号サンプルブロックの分析ウ
インドウによる変調を示す仮想図である。

【図７】図７ａ乃至７ｄは、時間領域信号サンプルブロ
ックの分析ウインドウによる変調を示す仮想図である。

【図８】図８は、本発明で用いられる非均一量子化要素
に関する高水準論理を示す流れ図である。

【図９】図８は、本発明で用いられる適応ビット割当て
過程に関する詳細な論理を示す流れ図である。

【図１０】図１０は、代表的フィルタ応答特性及び２つ
の代表的心理音響的マスキング曲線を示す表現図であ
る。

【図１１】図１１ａ及び１１ｂは、それぞれ４ｋＨｚ及
び１ｋＨｚの心理音響的マスキング曲線に関するフィル
タ応答特性を示す表現図である。

【図１２】図１２は、幾つかの信号音の音響心理学的マ
スキング曲線から誘導される複合マスキング曲線を説明
する表現図である。

【図１３】図１３は、５００Ｈｚの音に対する音響心理
学的マスキング曲線に関して、３つの異なるビット割当
てに対して符号化された５００Ｈｚの音の符号化雑音及
びひずみの、スペクトル・レベルを示す表現図である。

【図１４】図１４ａから図１４ｅまでは、重複され、ウ
インドウで処理された一連の時間領域信号サンプル・フ
ロックにグループ化される時間領域信号を説明する、仮
想表現図である。

【図１５】図１５ａから図１５ｄまでは、Ｅ−ＴＤＡＣ
変換によって作り出される時間領域エイリアシングひず
みを説明する、仮想表現図である。

【図１６】図１６ａから図１６ｇまでは、Ｅ−ＴＤＡＣ
変換信号合成の間の、時間領域エイリアシングの重複・
加算による相殺を説明する仮想表現図である。

【図１７】図１７ａ及び図１７ｂは、分析専用ウインド
ウを用いるフィルタバンクのフィルタ遷移帯域ロールオ
フ及び阻止帯域排除を、本発明のために設計された分析
・合成ウインドウ・ペアを用いるフィルタバンクのフィ
ルタ遷移帯域ロールオフ及び阻止帯域排除と比較するグ
ラフ表示である。

【図１８】図１８は、ウインドウで処理された隣接ブロ
ックの重複・加算特性を示す仮想表現図である。

【図１９】図１９は、４から７までのアルファ値に対す
る幾つかのたたみ込みカイザー・ベッセル（Kaiser-Bes
sel）分析ウインドウの形状を正弦波傾斜ウインドウと
比較する仮想表現図である。

【図２０】図２０ａ及びｂは、それぞれ誤り符号を有し
ないもの及び有するものにつき、符号化された２つの変
換ブロックのフレームのフォーマットを示す概要図であ
る。

【図２１】図２１ａ乃至２１ｅは、本発明のＯ−ＴＤＡ
Ｃ変換のために実施される、重複されたウインドウで処
理された一連の時間領域信号サンプルブロックにグルー
プ化される時間領域信号を示す仮想表現図である。

【図２２】図２２ａ乃至２２ｃは、Ｏ−ＴＤＡＣ変換に
よって作り出される時間領域エイリアシングを示す仮想
表現図である。

【図２３】図２３ａ乃至２３ｇは、Ｏ−ＴＤＡＣ信号合
成間における時間領域エイリアシングの重複・加算によ
る相殺を示す仮想表現図である。

【図２４】図２４は、誤り訂正を有しない、本発明のＯ
−ＴＤＡＣ変換実施のために符号化された２つの変換ブ
ロックのフレームのフォーマットを示す概要図である。

【符号の説明】

１０１ 標本化・量子化要素 １０３ 分析ウインドウ乗算要素 １０４ フィルターバンク １０５ 浮動小数点エンコーダ １０８ 非均一量子化要素 １０９ フォーマッタ １１０ デフォーマッタ １１３ 直線化要素 １１４ 逆フィルターバンク １１５ 合成ウインドウ １１６ 重複・加算要素 １１７ アナログ・デジタル変換要素

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 14/04 Ｇ１０Ｌ 9/18 Ｃ (72)発明者 グラント・アレン・デビットソン アメリカ合衆国、94618 カリフォルニ ア州オークランド、カルデコット・レー ン 182、アパートメント 222 (56)参考文献 特開 昭61−201526（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−201700（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/30 G10L 19/00 G11B 20/10 301 H04B 14/04

Claims (14)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 オーディオ情報を高品質でデジタル符号
   化するエンコーダであって、 前記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報
   を発生させる要素と、 仮数にビットを割当ることによって指数と関連する前記
   仮数を含む浮動小数点形式で前記サブバンド情報を表す
   コードワードを発生させる要素であって、前記仮数の少
   なくとも幾つかが正規化され、前記正規化された１以上
   の仮数に記号ビットではない最上位データビットを割当
   るか又は最上位データビットではない記号ビットを割当
   ることによって前記正規化された仮数の１以上が発生さ
   れるコードワード発生要素と、 前記コードワードを含むデジタル情報を、伝送又は記憶
   に適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブ
   ルする要素とから成るエンコーダ。
2. 【請求項２】 分析ウインドウ加重された信号サンプル
   ブロックを形成するために前記信号サンプルのブロック
   を分析ウインドウで重み付けし、前記分析ウインドウ加
   重された信号サンプルブロックに離散変換を適用するこ
   とによって前記サブバンド情報が発生される、請求項１
   のエンコーダ。
3. 【請求項３】 符号化された信号からオーディオ情報を
   高品質で再生するデコーダであって、 仮数にビットを割当ることによって指数と関連する前記
   仮数を含む浮動小数点形式で表されるコードワードを得
   るために前記符号化された信号をデフォーマットする要
   素であって、記号ビットではない最上位データビットを
   割当るか又は最上位データビットではない記号ビットを
   割当ることによって１以上の正規化された仮数が得られ
   るデフォーマット要素と、 任意のミッシング記号ビット又は最上位データビットを
   再構成することによって前記コードワードからサブバン
   ド情報を再構成する要素と、 前記再構成されたサブバンド情報に応答して前記オーデ
   ィオ情報を再生する要素とからなるデコーダ。
4. 【請求項４】 前記得られたサブバンド情報に逆離散変
   換を適用することによって前記信号サンプルが発生され
   る、請求項３のデコーダ。
5. 【請求項５】 オーディオ情報を高品質で符号化するエ
   ンコーダであって、 前記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報
   を発生させる要素と、 コードワードにビットを適応的に割当ることによって前
   記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報を
   発生させる要素であって、前記それぞれのサブバンドの
   エネルギーレベルに基づいてビットが、それぞれのサブ
   バンドに対するサブバンド情報を表すコードワードに適
   応的に割当られ、前記それぞれのサブバンドのエネルギ
   ーレベルに基づいて追加のビットが、隣接サブバンドに
   対するサブバンド情報を表すコードワードに割当られ、
   前記隣接サブバンドが前記それぞれのサブバンドに隣接
   し、該それぞれのサブバンドより低いエネルギーネベル
   を有するコードワード発生要素と、 前記コードワードを含むデジタル情報を、伝送又は記憶
   に適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブ
   ルする要素とから成るエンコーダ。
6. 【請求項６】 前記サブバンド情報が、分析ウインドウ
   加重された信号サンプルブロックを形成するために前記
   オーディオ情報の信号サンプルのブロックを分析ウイン
   ドウで重み付けし、前記分析ウインドウ加重された時間
   領域信号サンプルブロックに離散変換を適用することに
   よって発生される変換係数を含む、請求項５のエンコー
   ダ。
7. 【請求項７】 前記コードワードが、 各サブバンドの相対的エネルギーレベルを評価し、 最大相対エネルギーレベルを有するサブバンドの第１グ
   ループに対するサブバンド情報を表すコードワードにビ
   ットを割当て、一定数のビットがサブバンドの前記第１
   グループに対するサブバンド情報を表すコードワードの
   各々に割当られてしまった時前記割当を停止し、 該コードワードの各々が前記一定数のビットに割当られ
   てしまっているサブバンドに隣接するサブバンドに対す
   るサブバンド情報を表すコードワードに前記追加ビット
   を割当ることによって発生される、請求項５又は６のエ
   ンコーダ。
8. 【請求項８】 デジタル情報を含む符号化された信号か
   らオーディオ情報を高品質で再生するデコーダであっ
   て、 前記デジタル情報からコードワードを得る要素であっ
   て、前記コードワードが前記オーディオ情報のサブバン
   ドに対するサブバンド情報を表すコードワード要素と、 ビットを前記コードワードに適応的に割当ることによっ
   て前記サブバンド情報を発生させる要素であって、前記
   それぞれのサブバンドのエネルギーレベルに基づいてビ
   ットが、それぞれのサブバンドに対するサブバンド情報
   を表すコードワードに適応的に割当られ、前記それぞれ
   のサブバンドのエネルギーレベルに基づいて追加のビッ
   トが、隣接サブバンドに対するサブバンド情報を表すコ
   ードワードに割当られ、前記隣接サブバンドが前記それ
   ぞれのサブバンドに隣接し、該それぞれのサブバンドよ
   り低いエネルギーネベルを有するコードワード発生要素
   と、 前記サブバンド情報に応答して前記オーディオ情報を再
   生する要素とから成るデコーダ。
9. 【請求項９】 前記サブバンド情報に逆離散変換を適用
   することによってオーディオ情報が再生される、請求項
   ８のデコーダ。
10. 【請求項１０】 前記サブバンド情報が、 各サブバンドの相対的エネルギーレベルを評価し、 最大相対エネルギーレベルを有するサブバンドの第１グ
    ループに対するサブバンド情報を表すコードワードにビ
    ットを割当て、一定数のビットがサブバンドの前記第１
    グループに対するサブバンド情報を表すコードワードの
    各々に割当られてしまった時前記割当を停止し、 該コードワードの各々が前記一定数のビットに割当られ
    てしまっているサブバンドに隣接するサブバンドに対す
    るサブバンド情報を表すコードワードに前記追加ビット
    を割当ることによって発生される、請求項８又は９のエ
    ンコーダ。
11. 【請求項１１】 オーディオ情報を高品質でデジタル符
    号化する方法であって、 前記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報
    を発生させ、 仮数にビットを割当ることによって指数と関連する前記
    仮数を含む浮動小数点形式で前記サブバンド情報を表す
    コードワードを発生させ、前記仮数の少なくとも幾つか
    が正規化され、前記正規化された１以上の仮数に記号ビ
    ットではない最上位データビットを割当るか又は最上位
    データビットではない記号ビットを割当ることによって
    前記正規化された仮数の１以上が発生されるようにし、 前記コードワードを含むデジタル情報を、伝送又は記憶
    に適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブ
    ルすることとから成る符号化方法。
12. 【請求項１２】 符号化された信号からオーディオ情報
    を高品質で再生する復号方法であって、 仮数にビットを割当ることによって指数と関連する前記
    仮数を含む浮動小数点形式で表されるコードワードを得
    るために前記符号化された信号をデフォーマットし、記
    号ビットではない最上位データビットを割当るか又は最
    上位データビットではない記号ビットを割当ることによ
    って１以上の正規化された仮数が得られるようにし、 任意のミッシング記号ビット又は最上位データビットを
    再構成することによって前記コードワードからサブバン
    ド情報を再構成し、 前記再構成されたサブバンド情報に応答して前記オーデ
    ィオ情報を再生することからなる復号方法。
13. 【請求項１３】 オーディオ情報を高品質で符号化する
    方法であって、 前記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報
    を発生させ、 コードワードにビットを適応的に割当ることによって前
    記オーディオ情報のサブバンドを表すサブバンド情報を
    発生させ、前記それぞれのサブバンドのエネルギーレベ
    ルに基づいてビットが、それぞれのサブバンドに対する
    サブバンド情報を表すコードワードに適応的に割当ら
    れ、前記それぞれのサブバンドのエネルギーレベルに基
    づいて追加のビットが、隣接サブバンドに対するサブバ
    ンド情報を表すコードワードに割当られ、前記隣接サブ
    バンドが前記それぞれのサブバンドに隣接し、該それぞ
    れのサブバンドより低いエネルギーネベルを有するよう
    にし、 前記コードワードを含むデジタル情報を、伝送又は記憶
    に適したフォーマットを有するデジタル出力にアセンブ
    ルすることから成る符号化方法。
14. 【請求項１４】 デジタル情報を含む符号化された信号
    からオーディオ情報を高品質で再生する復号方法であっ
    て、 前記デジタル情報からコードワードを導出し、前記コー
    ドワードが前記オーディオ情報のサブバンドに対するサ
    ブバンド情報を表すようにし、 ビットを前記コードワードに適応的に割当ることによっ
    て前記サブバンド情報を発生させ、前記それぞれのサブ
    バンドのエネルギーレベルに基づいてビットが、それぞ
    れのサブバンドに対するサブバンド情報を表すコードワ
    ードに適応的に割当られ、前記それぞれのサブバンドの
    エネルギーレベルに基づいて追加のビットが、隣接サブ
    バンドに対するサブバンド情報を表すコードワードに割
    当られ、前記隣接サブバンドが前記それぞれのサブバン
    ドに隣接し、該それぞれのサブバンドより低いエネルギ
    ーネベルを有するようにし、 前記サブバンド情報に応答して前記オーディオ情報を再
    生することから成る復号方法。