JP3050254B2 - Low distortion amplifier circuit - Google Patents
Low distortion amplifier circuitInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は低歪増幅回路、特にマイ
クロ波帯等の高周波帯で用いる増幅器で発生する歪を補
償する歪補償回路を備えた低歪増幅回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a low distortion amplifying circuit, and more particularly to a low distortion amplifying circuit having a distortion compensating circuit for compensating distortion generated in an amplifier used in a high frequency band such as a microwave band.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、この種の低歪増幅回路としては、
例えば、実開昭５２−１０９４３４号公報に記載される
低歪増幅回路がある。図７は、そのような従来の低歪増
幅回路の構成を示すブロック図である。2. Description of the Related Art Conventionally, as this kind of low distortion amplifier circuit,
For example, there is a low distortion amplifier circuit described in Japanese Utility Model Laid-Open No. 52-109434. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of such a conventional low distortion amplifier circuit.
【０００３】図において、従来の低歪増幅回路は、入力
端子１１と、前置歪補償回路１２と、周波数対振幅調整
回路１３と、歪を補償すべき増幅器（歪補償の対象とな
る高周波増幅器）１４と、出力端子１５とから構成され
ている。In FIG. 1, a conventional low distortion amplifying circuit includes an input terminal 11, a predistortion compensating circuit 12, a frequency-to-amplitude adjusting circuit 13, an amplifier for which distortion is to be compensated (a high-frequency amplifier to be subjected to distortion compensation). ) 14 and an output terminal 15.
【０００４】上記の通り構成される従来の低歪増幅回路
の動作について説明する。なお、歪を補償すべき増幅器
１４は、出力電力を一定とした場合に歪が一定となる特
性を持つものとして以下説明する。[0004] The operation of the conventional low distortion amplifier circuit configured as described above will be described. Note that the amplifier 14 to be compensated for distortion will be described below as having a characteristic that the distortion is constant when the output power is constant.
【０００５】歪を補償すべき増幅器１４の利得が周波数
依存性を持つ場合、利得の周波数特性により入力電力を
一定としたときの歪も周波数依存性を持つ。例えば、図
８はそのような増幅器１４について、利得と３次混変調
歪比（ＩＭ3 ）の周波数依存性を示したグラフである。
図から明らかなように、増幅器の利得が高くなる周波数
において３次混変調歪比も大きくなっていることがわか
る。ところが、前置歪補償回路１２で加えられる補償用
の歪は一般的に周波数依存性を持たないため、周波数対
振幅調整回路１３を介さずに前置歪補償回路１２と増幅
器１４を接続すると、それぞれの歪の振幅が異なること
により、所要の周波数範囲にわたり歪を相殺することが
できない。When the gain of the amplifier 14 for which distortion is to be compensated has a frequency dependency, the distortion when the input power is constant due to the frequency characteristic of the gain also has a frequency dependency. For example, FIG. 8 is a graph showing the frequency dependence of the gain and the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) for such an amplifier 14.
As can be seen from the figure, the third-order intermodulation distortion ratio increases at the frequency where the gain of the amplifier increases. However, since the distortion for compensation added by the predistortion compensation circuit 12 generally has no frequency dependency, if the predistortion compensation circuit 12 and the amplifier 14 are connected without passing through the frequency versus amplitude adjustment circuit 13, Due to the different amplitudes of the distortions, the distortions cannot be canceled over the required frequency range.
【０００６】そこで、従来の低歪増幅回路では、歪を補
償すべき増幅器１４の周波数依存性とは逆の通過振幅特
性を有する周波数対振幅調整回路１３を増幅器１４の前
段に挿入し、それにより増幅器の利得の周波数依存性を
平坦化するようにしている。従って、周波数対振幅調整
回路１３と歪を補償すべき増幅器１４を接続した状態で
の回路全体の利得は周波数に対して一定となり、入力電
力が一定である時は歪も周波数に対して一定となる。こ
のように、前置歪補償回路１２により生成される補正用
の歪によって所要の周波数範囲にわたり増幅器１４の歪
を相殺することが可能となる。Therefore, in the conventional low distortion amplifier circuit, a frequency-to-amplitude adjustment circuit 13 having a passing amplitude characteristic opposite to the frequency dependence of the amplifier 14 for which distortion is to be compensated is inserted in front of the amplifier 14. The frequency dependence of the gain of the amplifier is flattened. Therefore, the gain of the entire circuit in a state where the frequency versus amplitude adjusting circuit 13 and the amplifier 14 for compensating the distortion are connected is constant with respect to the frequency, and when the input power is constant, the distortion is also constant with respect to the frequency. Become. As described above, the distortion of the amplifier 14 can be canceled over a required frequency range by the distortion for correction generated by the predistortion compensation circuit 12.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】上述のように、従来の
低歪増幅回路は、歪を補償すべき増幅器の利得の周波数
依存性を周波数対振幅調整回路により平坦化して、入力
電力に対する歪の発生量を一定としていた。しかし、従
来の低歪増幅回路の構成では、増幅器で発生する歪が出
力電力に対して一定な場合は有効であるが、増幅器で発
生する歪が整合条件などの原因等により所定の出力電力
で周波数依存性を持つ場合は、歪を所要の周波数範囲で
相殺できないという問題点があった。As described above, in the conventional low distortion amplifier circuit, the frequency dependence of the gain of the amplifier for which distortion is to be compensated is flattened by the frequency-to-amplitude adjustment circuit, and the distortion of the input power is reduced. The amount generated was constant. However, the configuration of the conventional low distortion amplifier circuit is effective when the distortion generated in the amplifier is constant with respect to the output power.However, the distortion generated in the amplifier cannot be performed at a predetermined output power due to factors such as matching conditions. In the case of having frequency dependency, there is a problem that distortion cannot be canceled in a required frequency range.
【０００８】本発明は上記のような問題点を解消するた
めになされたもので、増幅器で発生する歪が所定の出力
電力で周波数依存性を持つ場合であっても、前置歪補償
回路の補正用歪により相殺することが可能となる低歪増
幅回路を得ることを目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problems. Even if the distortion generated in the amplifier has a frequency dependence at a predetermined output power, the predistortion compensating circuit is not required. It is an object of the present invention to obtain a low distortion amplifier circuit that can be canceled by a correction distortion.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る低歪増幅回路は、入力信号を増幅する
増幅器の入出力特性の非線形性により生じる歪みを補償
する歪補償回路を備えた低歪増幅回路において、前記入
力信号に対し所定の歪みを与える歪補償回路あるいは歪
補償回路内の歪発生回路の入力側及び出力側に、それぞ
れ所定の周波数対振幅特性を持つ調整回路を備えるとと
もに、入力側の調整回路と、出力側の調整回路の周波数
対振幅特性を逆の特性に設定し、増幅器で生じる歪みの
所定出力電力での周波数依存性を平坦化したことを特徴
とする。To achieve the above object, a low distortion amplifier according to the present invention amplifies an input signal.
Compensates for distortion caused by nonlinearity of amplifier input / output characteristics
A low distortion amplifier circuit having a distortion compensation circuit
The input side and the output side of the distortion generating circuit of the distortion compensation circuit or the distortion compensation in the circuit gives a predetermined skew to force signal, Rutoto respectively an adjustment circuit having a predetermined frequency vs. amplitude characteristics
The frequency of the input-side adjustment circuit and the output-side adjustment circuit
Set-to-amplitude characteristics in the opposite characteristics, characterized in that flattening the frequency dependency at a given output power of the distortion only generated by the amplifier.
【００１０】[0010]
【作用】従って、本発明の低歪増幅回路によれば、歪補
償回路あるいは歪補償回路内の歪発生回路の入力側に接
続された周波数対振幅調整回路により、前置歪補償回路
で加えられる補正用歪の振幅の周波数特性が調整され
る。そして、出力側の調整回路において、逆の周波数対
振幅特性により、入力信号の振幅特性が戻される。従っ
て、任意の周波数特性の補正歪みを増幅回路に与えるこ
とができ、補正歪みを増幅器で発生する歪の周波数特性
と近似したものに調整できるので、所要の周波数範囲に
おいて前記増幅器で発生する歪を相殺することができ
る。Therefore, according to the low distortion amplifier circuit of the present invention, the distortion is added by the predistortion compensation circuit by the distortion compensation circuit or the frequency-to-amplitude adjustment circuit connected to the input side of the distortion generation circuit in the distortion compensation circuit. The frequency characteristics of the amplitude of the correction distortion are adjusted.
You. Then, in the adjustment circuit on the output side, the opposite frequency pair
The amplitude characteristic returns the amplitude characteristic of the input signal. Follow
To apply correction distortion with arbitrary frequency characteristics to the amplifier circuit.
Since the correction distortion can be adjusted to a value approximate to the frequency characteristic of the distortion generated by the amplifier, the distortion generated by the amplifier can be canceled in a required frequency range.
【００１１】[0011]
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図に基づいて
説明する。図１は、本実施例に係るマイクロ波帯等の高
周波帯で用いる低歪増幅回路の構成を示すブロック図で
ある。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a low distortion amplifier circuit used in a high frequency band such as a microwave band according to the present embodiment.
【００１２】図において、本実施例の低歪増幅回路は、
入力端子１１と、前置歪補償回路１２と、前置歪補償回
路１２の入力側及び出力側にそれぞれ配置される周波数
対振幅調整回路２１、２２と、歪補償の対象となる高周
波増幅器１４と、出力端子１５とから構成されている。Referring to FIG. 1, a low distortion amplifier circuit according to the present embodiment comprises:
An input terminal 11, a pre-distortion compensating circuit 12, frequency-amplitude adjusting circuits 21 and 22 arranged on the input side and the output side of the pre-distortion compensating circuit 12, respectively, and a high-frequency amplifier 14 to be subjected to distortion compensation; , And an output terminal 15.
【００１３】次に、上記の通り構成される本実施例の低
歪増幅回路の動作について説明する。入力端子１１に入
力された入力信号は、周波数対振幅調整回路２１により
振幅の周波数依存性を付与された後、前置歪補償回路１
２において補正用歪が加えられる。そして、周波数対振
幅調整回路２１と逆の特性を持つ周波数対振幅調整回路
２３により再び信号の振幅の周波数特性を平坦化された
信号は、歪を補償すべき増幅器１４で増幅されることに
なる。従って、増幅器１４で増幅される際に発生する歪
と前置歪補償回路１２により加えられる補正用歪とが、
所要の周波数範囲にわたって等振幅となるように周波数
対振幅調整回路２１、２２の特性を調整することによ
り、それらの歪を相殺することができる。なお、周波数
対振幅調整回路２１、２２は帯域可変フィルタ等により
実現することができる。Next, the operation of the low distortion amplifier circuit of the present embodiment configured as described above will be described. The input signal input to the input terminal 11 is given a frequency dependence of the amplitude by the frequency-to-amplitude adjustment circuit 21,
At 2, a correction distortion is applied. Then, the signal whose frequency characteristic of the signal amplitude is flattened again by the frequency-to-amplitude adjusting circuit 23 having the opposite characteristic to that of the frequency-to-amplitude adjusting circuit 21 is amplified by the amplifier 14 for compensating the distortion. . Therefore, the distortion generated when the signal is amplified by the amplifier 14 and the correction distortion added by the predistortion compensation circuit 12 are:
By adjusting the characteristics of the frequency-to-amplitude adjusting circuits 21 and 22 so as to have equal amplitudes over a required frequency range, those distortions can be canceled. The frequency versus amplitude adjusting circuits 21 and 22 can be realized by a band variable filter or the like.
【００１４】ところで、図２は、歪を補償すべき増幅器
１４で発生する３次混変調歪比（ＩＭ3 ）及び利得の周
波数依存性を示したグラフである。図から明らかなよう
に、増幅器１４の利得は周波数に対して一定であるにも
かかわらず、入力電力一定の時の歪が周波数特性を有し
ている。このことは出力電力を一定とした時の歪が周波
数依存性を持つことを示している。このような現象は増
幅器１４の整合が狭帯域である場合などに生じる。FIG. 2 is a graph showing the frequency dependence of the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) and the gain generated in the amplifier 14 for which distortion is to be compensated. As is apparent from the figure, although the gain of the amplifier 14 is constant with respect to the frequency, the distortion when the input power is constant has a frequency characteristic. This indicates that the distortion when the output power is constant has frequency dependence. Such a phenomenon occurs, for example, when the matching of the amplifier 14 is in a narrow band.
【００１５】例えば、図２に示すような歪特性を有する
増幅器の歪補償を行う場合、周波数対振幅調整回路２１
の挿入損失の周波数特性は、図３に示すように設定す
る。すなわち、図２に示す３次混変調歪比（ＩＭ3 ）が
最大となる周波数において、周波数対振幅調整回路２１
の損失が最小となるように設定する。この場合、図２に
示す３次混変調歪比（ＩＭ3 ）の周波数に対する変化量
と、図３に示す挿入損失の周波数に対する変化量との正
負が逆となるように設定することが好ましく、また、そ
の変化量の絶対値は等しいことが望まれる。For example, when performing distortion compensation for an amplifier having a distortion characteristic as shown in FIG.
Are set as shown in FIG. That is, at the frequency where the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) shown in FIG.
Is set to minimize the loss of In this case, it is preferable to set the amount of change in the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) with respect to the frequency shown in FIG. 2 and the amount of change in the insertion loss with respect to the frequency shown in FIG. Further, it is desired that the absolute values of the change amounts are equal.
【００１６】図４は、前置歪補償回路１２の出力におけ
る電力レベル及び３次混変調歪比（ＩＭ3 ）の周波数依
存性を表すグラフである。前置歪補償回路１２の前段に
挿入された周波数対振幅調整回路２１により、電力レベ
ル及び３次混変調歪比（ＩＭ3 ）とも周波数依存性を有
している。図において、前置歪補償回路１２の出力信号
の電力レベルの変化量は、図３に示す損失の変化量とそ
の絶対値が等しい。また、３次混変調歪比（ＩＭ3 ）が
入力電力に対して２ｄＢ／ｄＢの割合で変化するとした
場合、その３次混変調歪比（ＩＭ3 ）の変化量は出力電
力レベルの変化量に対してデシベル表示で２倍となる。FIG. 4 is a graph showing the power level at the output of the predistortion compensation circuit 12 and the frequency dependence of the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ). The power level and the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) have frequency dependence due to the frequency-to-amplitude adjustment circuit 21 inserted before the predistortion compensation circuit 12. In the figure, the amount of change in the power level of the output signal of the predistortion compensation circuit 12 is equal to the amount of change in the loss shown in FIG. If the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) changes at a rate of 2 dB / dB with respect to the input power, the change in the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) is the change in the output power level. Is doubled in dB.
【００１７】図５は、周波数対振幅調整回路２２の出力
における出力電力レベル及び３次混変調歪比（ＩＭ3 ）
の周波数依存性を示したグラフである。図に示すよう
に、周波数対振幅調整回路２２の出力電力レベルは周波
数に対して一定である。一方、３次混変調歪比（Ｉ
Ｍ3 ）の変化量は、図４に示した前置歪補償回路１２の
周波数特性に比較して、デシベル表示で１／２倍とな
る。すなわち、周波数対振幅調整回路２１あるいは２２
の損失の変化量に等しくなる。FIG. 5 shows the output power level and the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) at the output of the frequency-to-amplitude adjustment circuit 22.
6 is a graph showing the frequency dependence of. As shown, the output power level of the frequency versus amplitude adjustment circuit 22 is constant with frequency. On the other hand, the third-order intermodulation distortion ratio (I
The amount of change of M 3 ) is 倍 times in decibels compared to the frequency characteristic of the predistortion compensation circuit 12 shown in FIG. That is, the frequency versus amplitude adjustment circuit 21 or 22
Is equal to the amount of change in loss.
【００１８】このようにして、周波数対振幅調整回路２
１及び２２により、これら調整回路の挿入損失と等しい
周波数特性を持つ３次混変調歪比（ＩＭ3 ）を発生する
歪補償回路を実現することができる。ここで、調整回路
の挿入損失の周波数特性を、歪を補償すべき増幅器１４
で発生する３次混変調歪比（ＩＭ3 ）の特性と等しくす
れば、前置歪補償回路１２により予め加えられた３次混
変調歪比と増幅器１４で発生する３次混変調歪比の振幅
の周波数依存性は等しくなり、所要の周波数範囲で良好
に歪を相殺することができる。In this manner, the frequency versus amplitude adjustment circuit 2
With 1 and 22, a distortion compensating circuit that generates a third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) having a frequency characteristic equal to the insertion loss of these adjustment circuits can be realized. Here, the frequency characteristics of the insertion loss of the adjustment circuit are changed by the amplifier 14 to compensate for the distortion.
Is equal to the characteristic of the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) generated by the pre-distortion compensation circuit 12 and the third-order intermodulation distortion ratio generated by the amplifier 14. The amplitudes have the same frequency dependence, and the distortion can be favorably canceled in the required frequency range.
【００１９】なお、上記実施例では、周波数対振幅調整
回路２１及び２２は、相補的な周波数特性を持つものと
して説明したが、歪を補償すべき増幅器１４の利得が周
波数に対して一定でない場合は、これら周波数対振幅調
整回路２１、２２により補償の対象となる増幅器１４の
利得の周波数特性をあわせて補正するようにしてもよ
い。In the above embodiment, the frequency-to-amplitude adjusting circuits 21 and 22 have been described as having complementary frequency characteristics. However, when the gain of the amplifier 14 for which distortion is to be compensated is not constant with respect to frequency. The frequency-amplitude adjustment circuits 21 and 22 may be used to correct the frequency characteristics of the gain of the amplifier 14 to be compensated.
【００２０】また、上記実施例では、周波数対振幅調整
回路２１、２２は前置歪補償回路１２の入力側及び出力
側に接続するとして説明したが、前置歪補償回路１２に
おける歪発生回路の入力側及び出力側に接続するように
しても、同様の効果を期待できる。In the above embodiment, the frequency-to-amplitude adjusting circuits 21 and 22 have been described as being connected to the input side and the output side of the predistortion compensating circuit 12. The same effect can be expected by connecting to the input side and the output side.
【００２１】すなわち、図６は、そのような前置歪補償
回路内の歪発生回路の入力側及び出力側に周波数対振幅
調整回路を接続した、第２の実施例の低歪増幅回路の構
成を示すブロック図である。That is, FIG. 6 shows a configuration of a low distortion amplifier circuit according to a second embodiment in which a frequency versus amplitude adjustment circuit is connected to the input side and the output side of a distortion generation circuit in such a predistortion compensation circuit. FIG.
【００２２】図において、第２の実施例の低歪増幅回路
は、入力端子１１と、前置歪補償回路１６と、歪補償の
対象となる高周波増幅器１４と、出力端子１５とから構
成され、その前置歪補償回路１６は、周波数対振幅調整
回路２３、２４と、９０゜ハイブリッド結合器３１〜３
６と、歪発生用増幅器４０と、線形増幅器４１と、可変
減衰器５１〜５４と、無反射終端６１〜６８とから構成
されている。In the figure, the low distortion amplifier circuit of the second embodiment comprises an input terminal 11, a pre-distortion compensating circuit 16, a high-frequency amplifier 14 to be subjected to distortion compensation, and an output terminal 15. The predistortion compensating circuit 16 includes frequency versus amplitude adjusting circuits 23 and 24 and 90 ° hybrid couplers 31 to 3.
6, a distortion generating amplifier 40, a linear amplifier 41, variable attenuators 51 to 54, and non-reflection terminations 61 to 68.
【００２３】次に、上記の通り構成される第２の実施例
の低歪増幅回路の動作について説明する。まず、入力端
子１１に入力した入力信号は前置歪補償回路１６に入力
される。前置歪補償回路１６において、入力信号は９０
゜ハイブリッド結合器３１により９０゜位相差で２分配
される。なお、無反射終端６１が９０゜ハイブリッド結
合器３１のアイソレーション出力に接続されている。ま
た、９０゜ハイブリッド結合器３１〜３６には、１／４
波長の線路から構成されるランゲカップラやブランチラ
インカップラ等が用いられている。Next, the operation of the low distortion amplifier circuit according to the second embodiment configured as described above will be described. First, an input signal input to the input terminal 11 is input to the predistortion compensation circuit 16. In the predistortion compensation circuit 16, the input signal is 90
The signal is divided into two signals by the hybrid coupler 31 with a phase difference of 90 °. The non-reflection terminal 61 is connected to the isolation output of the 90 ° hybrid coupler 31. The 90 ° hybrid couplers 31 to 36 have 1/4
A Lange coupler, a branch line coupler, or the like configured with a line having a wavelength is used.
【００２４】９０゜ハイブリッド結合器３１の第１の分
配出力は、周波数対振幅調整回路２３を介して歪発生用
増幅器４０に導入される。この歪発生用増幅器４０によ
って歪を含んで増幅された信号は、周波数対振幅調整回
路２４を介して可変減衰器５１を経由し、９０゜ハイブ
リッド結合器３２で再び２分配される。この時、歪発生
用増幅器４０で生じる歪については、周波数対振幅調整
回路２３、２４により周波数特性を与えることができ
る。９０゜ハイブリッド結合器３２で２分配される信号
のうち、第１の分配出力は９０゜ハイブリッド結合器３
４に導入され、また第２の分配出力は無反射終端６５に
導入される。The first distributed output of the 90 ° hybrid coupler 31 is introduced to the distortion generating amplifier 40 via the frequency / amplitude adjusting circuit 23. The signal including the distortion and amplified by the distortion generating amplifier 40 passes through the variable attenuator 51 via the frequency versus amplitude adjustment circuit 24, and is again divided into two by the 90 ° hybrid coupler 32. At this time, with respect to the distortion generated in the distortion generating amplifier 40, frequency characteristics can be given by the frequency versus amplitude adjustment circuits 23 and 24. Of the two signals split by the 90 ° hybrid coupler 32, the first split output is the 90 ° hybrid coupler 3
4 and the second distribution output is introduced to a reflectionless termination 65.
【００２５】また、９０゜ハイブリッド結合器３１の第
２の分配出力は、可変減衰器５２を経由して線形増幅器
４１において歪を含まずに信号だけが増幅される。線形
増幅器４１の出力は９０゜ハイブリッド結合器３３で２
分配され、第１の分配出力は９０゜ハイブリッド結合器
３４に導入され、第２の分配出力は９０゜ハイブリッド
結合器３５に導入される。なお、９０゜ハイブリッド結
合器３３の一方の分配出力は無反射終端６３に接続され
ている。The second distributed output of the 90 ° hybrid coupler 31 is passed through the variable attenuator 52 and the linear amplifier 41 amplifies only the signal without distortion. The output of the linear amplifier 41 is 2
The first split output is split into a 90 ° hybrid combiner and the second split output is split into a 90 ° hybrid combiner. Note that one distribution output of the 90 ° hybrid coupler 33 is connected to the reflectionless termination 63.
【００２６】９０゜ハイブリッド結合器３４では、歪発
生用増幅器４０の歪を含んだ出力信号と線形増幅器４１
の歪を含まない出力信号とを、９０゜の位相差で合成す
る。この際、すでに前記両信号の間には９０゜ハイブリ
ッド結合器３１において９０゜の位相差が生じているの
で、信号は逆相で合成され各々の歪が相殺されることに
なる。従って、ハイブリッド結合器３４からは歪発生用
増幅器４０の出力信号の歪のみが出力されることにな
る。なお、９０゜ハイブリッド結合器３２は、線形増幅
器４１の出力信号が９０゜ハイブリッド結合器３３を通
過する際に生じる位相遅れと同じ分だけ、歪発生用増幅
器４０の出力信号の位相を遅らせるためのものである。In the 90 ° hybrid coupler 34, the output signal including the distortion of the distortion generating amplifier 40 and the linear amplifier 41
And an output signal that does not include this distortion with a phase difference of 90 °. At this time, since a 90 ° phase difference has already occurred between the two signals in the 90 ° hybrid coupler 31, the signals are combined in opposite phases and their respective distortions are cancelled. Therefore, only the distortion of the output signal of the distortion generating amplifier 40 is output from the hybrid coupler 34. The 90 ° hybrid coupler 32 delays the phase of the output signal of the distortion generating amplifier 40 by the same amount as the phase delay that occurs when the output signal of the linear amplifier 41 passes through the 90 ° hybrid coupler 33. Things.
【００２７】また、可変減衰器５１、５２は歪を抽出す
る際に合成する、歪発生用増幅器４０の歪を含んだ出力
信号と線形増幅器４１の歪を含まない出力信号の、２つ
の信号の振幅が等しくなるようにその減衰量が設定され
る。９０゜ハイブリッド結合器３４の出力信号、及び９
０゜ハイブリッド結合器３５の出力信号はそれぞれ可変
減衰器５３、５４を通して９０゜ハイブリッド結合器３
６に導入され、９０゜の位相差で合成される。従って、
９０゜ハイブリッド結合器３６の出力中の信号と歪の位
相関係は逆相となっている。The variable attenuators 51 and 52 combine two signals, ie, an output signal including the distortion of the distortion generating amplifier 40 and an output signal not including the distortion of the linear amplifier 41, which are combined when extracting the distortion. The attenuation is set so that the amplitudes are equal. The output signal of the 90 ° hybrid combiner 34, and 9
The output signal of the 0 ° hybrid coupler 35 is passed through the variable attenuators 53 and 54, respectively, so that the 90 ° hybrid coupler 3
6 and synthesized with a phase difference of 90 °. Therefore,
The phase relationship between the signal in the output of the 90 ° hybrid coupler 36 and the distortion is opposite.
【００２８】この前置歪補償回路１６の出力信号は、歪
を補償すべき増幅器１４に入力されるが、固体高出力増
幅器である増幅器１４で発生する歪に対して前置歪補償
回路１６で加えられる補償用歪は逆相であって、しかも
所要の周波数範囲にわたり等振幅となっている。従っ
て、それにより歪を補償すべき増幅器１４で生じる歪が
相殺され、出力端子１５には増幅された信号だけが出力
されることになる。The output signal of the predistortion compensating circuit 16 is input to the amplifier 14 for which distortion is to be compensated. The added compensating distortion is of opposite phase and has equal amplitude over the required frequency range. Accordingly, the distortion generated in the amplifier 14 for which the distortion is to be compensated is thereby canceled, and only the amplified signal is output to the output terminal 15.
【００２９】なお、上記第２の実施例では、歪補償回路
内の歪発生回路として増幅器を用いて説明したが、ダイ
オード等の非線形素子からなる回路であってもよい。Although the second embodiment has been described using an amplifier as the distortion generating circuit in the distortion compensating circuit, it may be a circuit composed of a nonlinear element such as a diode.
【００３０】[0030]
【発明の効果】以上説明したように、本発明の低歪増幅
回路によれば、歪補償回路あるいは歪補償回路内の歪発
生回路の入力側に接続された周波数対振幅調整回路によ
り、歪補償回路で加えられる補正用歪の振幅の周波数特
性は、歪を補償すべき増幅器で発生する歪の周波数特性
と近似したものに調整されるように構成したので、増幅
器の利得と出力電力の周波数依存性が平坦化されて、所
要の周波数範囲において増幅器で発生する歪を相殺する
ことができるという効果がある。As described above, according to the low distortion amplifying circuit of the present invention, the distortion compensating circuit or the frequency versus amplitude adjusting circuit connected to the input side of the distortion generating circuit in the distortion compensating circuit is used. Since the frequency characteristic of the amplitude of the distortion for correction added by the circuit is adjusted so as to be similar to the frequency characteristic of the distortion generated by the amplifier to compensate for the distortion, the frequency dependence of the gain and output power of the amplifier This has the effect of flattening the characteristics and canceling out the distortion generated in the amplifier in the required frequency range.
【図１】本実施例に係るマイクロ波帯等で用いられる低
歪増幅回路の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a low distortion amplifier circuit used in a microwave band or the like according to an embodiment.
【図２】図１に示す増幅器１４で発生する３次混変調歪
比（ＩＭ3 ）と利得の周波数依存性を示すグラフであ
る。FIG. 2 is a graph showing a frequency dependence of a third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) and a gain generated by the amplifier 14 shown in FIG.
【図３】図１に示す周波数対振幅調整回路２１の挿入損
失の周波数特性を示すグラフである。3 is a graph showing frequency characteristics of insertion loss of the frequency versus amplitude adjustment circuit 21 shown in FIG.
【図４】図１に示す前置歪補償回路１２の出力における
電力レベルと３次混変調歪比（ＩＭ3 ）の周波数依存性
を示すグラフである。4 is a graph showing a power level at an output of the predistortion compensation circuit 12 shown in FIG. 1 and a frequency dependence of a third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ).
【図５】図１に示す周波数対振幅調整回路２２の出力に
おける出力電力レベルと３次混変調歪比（ＩＭ3 ）の周
波数依存性を示すグラフである。5 is a graph showing the frequency dependence of the output power level and the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) at the output of the frequency versus amplitude adjustment circuit 22 shown in FIG.
【図６】歪補償回路内の歪発生回路の入力側及び出力側
に周波数対振幅調整回路を接続した第２の実施例の低歪
増幅回路の構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a low distortion amplifier circuit according to a second embodiment in which a frequency versus amplitude adjustment circuit is connected to an input side and an output side of a distortion generation circuit in the distortion compensation circuit.
【図７】従来の低歪増幅回路の構成を示すブロック図で
ある。FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a conventional low distortion amplifier circuit.
【図８】従来の低歪増幅回路の前置歪補償回路１２の出
力における電力レベルと３次混変調歪比（ＩＭ3 ）の周
波数依存性を示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing the frequency dependence of the power level and the third-order intermodulation distortion ratio (IM 3 ) at the output of the predistortion compensation circuit 12 of the conventional low distortion amplification circuit.
１１ 入力端子 １２ 前置歪補償回路 １３、２１〜２４ 周波数対振幅調整回路 １４ 歪を補償すべき増幅器 １５ 出力端子 ３１〜３６ ９０゜ハイブリッド結合器 ４０ 歪発生用増幅器 ４１ 線形増幅器 ５１〜５４ 可変減衰器 ６１〜６８ 無反射終端 DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 Input terminal 12 Predistortion compensation circuit 13, 21-24 Frequency versus amplitude adjustment circuit 14 Amplifier to compensate for distortion 15 Output terminal 31-36 90 ° hybrid coupler 40 Distortion generating amplifier 41 Linear amplifier 51-54 Variable attenuation Container 61-68 Non-reflective termination
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−274507（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−159406（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/30 - 1/40 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-1-274507 (JP, A) JP-A-3-159406 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H03F 1/30-1/40
Claims (1)
の非線形性により生じる歪みを補償する歪補償回路を備
えた低歪増幅回路において、前記入力信号に対し所定の歪みを与える 歪補償回路ある
いは歪補償回路内の歪発生回路の入力側及び出力側にそ
れぞれ所定の周波数対振幅特性を持つ調整回路を備える
とともに、入力側の調整回路と、出力側の調整回路の周
波数対振幅特性を逆の特性に設定したことを特徴とする
低歪増幅回路。1. A low distortion amplifier circuit having a distortion compensation circuit for compensating for distortion caused by the nonlinearity of the input-output characteristics of an amplifier for amplifying an input signal, the distortion compensation circuit for providing a predetermined distortion to the input signal each Ru an adjustment circuit having a predetermined frequency vs. amplitude characteristics or the input side and the output side of the distortion generating circuit of the distortion compensation in the circuit
In addition, the input side adjustment circuit and the output side adjustment circuit
A low-distortion amplifier circuit characterized in that wave number versus amplitude characteristics are set to reverse characteristics .
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