JP3025457B2

JP3025457B2 - Spread spectrum multiplexing communication equipment

Info

Publication number: JP3025457B2
Application number: JP11149797A
Authority: JP
Inventors: 嘉彦竹内; 和彦山之内
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1997-04-28
Filing date: 1997-04-28
Publication date: 2000-03-27
Anticipated expiration: 2017-04-28
Also published as: JPH10303853A

Description

DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明はスペクトル拡散のた
めにチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機
に関し、さらに詳細には交信のためのチャープ信号の周
波数の時間当たりの変化率を変化させたスペクトル拡散
多重化通信機に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a spread spectrum multiplexing communication apparatus using a chirp signal for spread spectrum, and more particularly, to a change rate of a frequency of a chirp signal for communication with time, which is changed. The present invention relates to a spread spectrum multiplex communication device.

【０００２】[0002]

【従来の技術】情報を伝送するために必要最低限の周波
数帯域幅より遥かに広い帯域に変調する通信であるスペ
クトル拡散通信、言い換えれば情報変調される被変調信
号の周波数帯域幅が情報の持つ帯域と比べて遥かに広い
通信であるスペクトル拡散通信にチャープ信号を用いる
ことが提案されている。2. Description of the Related Art Spread spectrum communication, which is a communication for modulating a signal in a band much wider than the minimum frequency bandwidth necessary for transmitting information, in other words, the frequency bandwidth of a modulated signal to be information-modulated has information. It has been proposed to use a chirp signal for spread spectrum communication, which is communication much wider than the bandwidth.

【０００３】スペクトル拡散通信は同一周波数帯域にお
いて複数の利用者が同時に通信可能であり、周波数分割
もしくは時分割されたスロットと通話チャンネルが１対
１に対応する周波数分割多重もしくは時分割多重とは異
なり、通信チャンネルの限界付近において、徐々にその
Ｓ／Ｎを下げるが、急激な飽和をきたさない利点を持っ
ている。また、基本的に同一周波数に重畳された信号を
拡散符号を基に分離できることから情報速度の異なるシ
ステムを同一周波数帯域にて、それぞれ独立に運用で
き、通信システムに対して柔軟な対応が可能であるとい
う利点も持っている。In spread spectrum communication, a plurality of users can communicate simultaneously in the same frequency band, and is different from frequency division multiplexing or time division multiplexing in which a frequency-division or time-division slot and a communication channel correspond one-to-one. In the vicinity of the limit of the communication channel, the S / N is gradually lowered, but has the advantage of not causing sudden saturation. In addition, since signals superimposed on the same frequency can be separated based on the spreading code, systems with different information rates can be operated independently in the same frequency band, enabling flexible support for communication systems. It also has the advantage of being.

【０００４】そこで、このチャンネル容量およびシステ
ム変化への柔軟性に注目し、移動通信のためのセルラー
・システムにこのスペクトル拡散技術を用いて、既に実
用化されている。ここで、同一周波数帯域幅におけるス
ペクトル拡散通信を利用した符号分割多重方式におい
て、チャンネル容量を最大限確保するため、アダマール
系列等の直交化系列を用いた符号分割多重が行われてい
る。また、受信時のチャンネル重ね合わせが均等に行わ
れる際、送受距離および通信路の環境に依存した受信信
号レベルの均一化のため、送信側にフィードバックして
パワー・コントロールを施す等の対策をしている。Therefore, attention has been paid to the channel capacity and the flexibility to change the system, and the spread spectrum technology has already been put to practical use in a cellular system for mobile communication. Here, in a code division multiplexing system using spread spectrum communication in the same frequency bandwidth, code division multiplexing using an orthogonal sequence such as a Hadamard sequence is performed in order to secure the maximum channel capacity. In addition, when the channels are superimposed evenly at the time of reception, in order to equalize the reception signal level depending on the transmission / reception distance and the environment of the communication channel, take measures such as applying power control by feeding back to the transmission side. ing.

【０００５】このようなシステムは、基地局を設置する
場合、その通信路の環境を充分調べ、その状況に応じて
基地局を設置し、またシステム運用時においても基地局
のエリアに属する複数の移動端末に対して充分コントロ
ールが施されない限り、そのシステムの持っている最大
限の性能を発揮させることができない。[0005] In such a system, when a base station is installed, the environment of the communication channel is sufficiently examined, the base station is installed according to the situation, and a plurality of base stations belonging to the area of the base station are operated during system operation. Unless the mobile terminal is sufficiently controlled, it is not possible to achieve the maximum performance of the system.

【０００６】さらに、このようなシステムでは、無線通
信に関する充分な知識を持つ技術者抜きには、その最大
限の性能を維持させることはできない。Furthermore, such a system cannot maintain its maximum performance without a technician having sufficient knowledge of wireless communication.

【０００７】一方、従来のような音声による会話を基調
とした通信に加えて、現在の小型化された計算機の普及
により、国内外を問わない世界規模のグローバルな通信
が必要に応じて常時可能であることが必要となってい
る。[0007] On the other hand, in addition to the conventional communication based on voice conversation, due to the spread of the current miniaturized computers, global communication on a global scale regardless of at home and abroad is always possible as needed. It is necessary to be.

【０００８】しかし、遠距離の通信を容易に実現できた
と同時に、近距離における通信においては一層の高品質
な通信が求められるようになった。However, at the same time as long-distance communication can be easily realized, higher-quality communication has been demanded in short-distance communication.

【０００９】この近距離通信における要求を満足するた
め、社会的な通信設備を必要としない、小規模な、室
内、ビル内、もしくは工場内における頻繁で不規則な通
信が必要となっており、このような通信に対して社会基
盤の整備を必要とするようなシステムを利用しようとす
るのは適切ではなく、より小規模で、かつ融通性にと
み、初期投資の小さなシステムが必要とされていた。[0009] In order to satisfy the demands in the short-range communication, frequent and irregular communication in a small room, in a room, in a building, or in a factory, which does not require social communication equipment, is required. It is not appropriate to use a system that requires the development of a social infrastructure for such communications, and a system that is smaller, more flexible, and requires less initial investment is needed. Was.

【００１０】このような要請に対応して、複雑な構成要
素を必要としない局所的な通信に有効な、無線ＬＡＮ
（Local Area Netwaork ）に用いるための手段として、
同一符号を用いて、相関時刻の差により多重化する手法
が提案されている〔例えば、丸田靖、高山大輔、鎌田武
遠、山崎剛、末次琢三、益一哉、坪内和夫、「２．４Ｇ
Ｈｚ帯フロントエンドＳＡＷコリレータを用いたカード
サイズＳＳ復調器」電子情報通信学会技術研究報告（信
学技報とも記す）、ＳＳＴ95−74（1995）参照〕。In response to such a demand, a wireless LAN effective for local communication that does not require complicated components
(Local Area Netwaork)
A method of multiplexing using the same code by the difference in correlation time has been proposed [for example, Yasushi Maruta, Daisuke Takayama, Taketoshi Kamada, Tsuyoshi Yamazaki, Takuro Sueji, Kazuya Masu, Kazuo Tsubouchi, "2.4G
Card-size SS demodulator using Hz-band front-end SAW correlator, "IEICE Technical Report (also referred to as IEICE Technical Report), SST95-74 (1995)].

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】この種の多重化方法
は、送信側にて変調信号を一般的なデジタル変調に用い
る直交化変調器等により容易に実現できるメリットを持
っている。また、別の送信機からの多重化の場合、キャ
リア周波数の微妙な差により、周波数差に対応するビー
トで伝播状況が周期的に変化する問題を生じる。したが
って複数のキャリア周波数を必要とするマルチキャリア
・システム、もしくは信号合成時に相互の位置関係をラ
ンダムに変移させる等の対応が必要であり、簡易な通信
機により多重化を行うことが難しいという問題点があっ
た。This type of multiplexing method has an advantage that it can be easily realized by a quadrature modulator or the like that uses a modulated signal for general digital modulation on the transmitting side. In the case of multiplexing from another transmitter, there is a problem that a propagation condition periodically changes at a beat corresponding to the frequency difference due to a subtle difference in carrier frequency. Therefore, it is necessary to cope with a multi-carrier system requiring a plurality of carrier frequencies or to change the mutual positional relationship at the time of signal synthesis at random, and it is difficult to perform multiplexing with a simple communication device. was there.

【００１２】一方、周波数が時間と共に連続的に変化す
るチャープ信号は受信時にマッチドフィルタを用いるこ
とにより良好なＳ／Ｎが得られ、かつ高い距離分解能が
得られることから、チャープ・レーダとして、測距に広
く利用されている。しかし、チャープ信号をスペクトル
拡散（スペクトル拡散をＳＳとも記す）変調信号として
利用するチャープＳＳ方式は、R.C.Dixon ，「Spread S
pectrum Systems 」，John Wiley ＆ Son．，New York
（1976）において、既にスペクトル拡散の１ジャンルと
して分類されているものの、通信に利用した例はあまり
ない。On the other hand, for a chirp signal whose frequency changes continuously with time, a good S / N ratio and a high distance resolution can be obtained by using a matched filter at the time of reception. Widely used for distance. However, a chirp SS system using a chirp signal as a spread spectrum (spread spectrum is also referred to as SS) modulation signal is disclosed in RCDixon, “Spread S
pectrum Systems, ”John Wiley & Son. , New York
In (1976), although it is already classified as one genre of spread spectrum, there are not many examples of use in communication.

【００１３】通信に利用した１例として、J. Burnswei
g，J. Wooldridge ，「Ranging andData Transmission
using Digital Encoded FM−《Chirp 》Surface Acoust
ic Wave Filters 」IEEE Ttrans．Microwave Theory＆
Tech.，MTT −21，No.4，pp.272−279 （1973）におい
て示されたデジタルエンコーデッドチャープキャリア装
置がある。このデジタルエンコーデッドチャープキャリ
ア装置の構成を図１１に示す。As an example used for communication, J. Burnswei
g, J. Wooldridge, "Ranging and Data Transmission
using Digital Encoded FM− 《Chirp》 Surface Acoust
ic Wave Filters ”IEEE Ttrans. Microwave Theory &
Tech., MTT-21, No. 4, pp. 272-279 (1973). FIG. 11 shows the configuration of this digitally encoded chirp carrier device.

【００１４】図１１に示すデジタルエンコーデッドチャ
ープキャリア装置は、クロックパルスに基づいて弾性表
面波（弾性表面波をＳＡＷとも記す）を発生させるため
の高周波（高周波をＲＦとも記す）パルスをパルスジェ
ネレータ３１にて発生させ、スイッチドライバ３２によ
ってデジタルメッセージを構成するデータの“０”、
“１”に対応して単極双投（ＳＰＤＴ）のスイッチ３３
を切り換えて、ＲＦパルスを分散型遅延線（分散型遅延
線をＤＤＬとも記す）３４の２つある入力電極３４₁、
３４₂のいずれか一方から入力し、電極指間の距離が徐
々に変化するチャープ電極３４₃からチャープ信号を得
て送信している。The digital encoded chirp carrier apparatus shown in FIG. 11 generates a high-frequency (high-frequency is also referred to as RF) pulse for generating a surface acoustic wave (a high-frequency SAW is also referred to as SAW) based on a clock pulse. , And "0" of data constituting a digital message by the switch driver 32,
Single pole double throw (SPDT) switch 33 corresponding to "1"
To switch the RF pulse to two input electrodes 34 _{1 of} a distributed delay line (the distributed delay line is also referred to as DDL) 34,
34 ₂ enter from either, it is transmitted from the chirp electrode 34 ₃ the distance between the electrode fingers are gradually varied to obtain the chirp signal.

【００１５】チャープ電極は電極指のピッチが場所によ
って徐々に異なるように形成された電極である。The chirp electrode is an electrode formed such that the pitch of the electrode fingers gradually changes depending on the location.

【００１６】ここで、ＲＦパルスがチャープ電極３４₃
の電極指ピッチが広い側より入力され徐々にピッチが狭
くなる場合は時間と共に周波数が増加するアップ・チャ
ープ信号が、逆に電極指ピッチが狭い側から入力され、
徐々にピッチが広くなる場合は周波数が徐々に減少する
ダウン・チャープ信号が出力される。Here, the RF pulse is applied to the chirp electrode 34 _3.
If the electrode finger pitch is input from the wide side and the pitch gradually narrows, an up-chirp signal whose frequency increases with time is input from the side where the electrode finger pitch is narrow,
When the pitch gradually increases, a down-chirp signal whose frequency gradually decreases is output.

【００１７】ここで、アップ・チャープ、ダウン・チャ
ープにメッセージデータの“１”と“０”を対応させれ
ば、受信側にてアップ・チャープ、ダウン・チャープそ
れぞれのマッチドフィルタ３５でメッセージデータの
“０”、“１”を識別することができる。Here, if the message data "1" and "0" are made to correspond to the up-chirp and the down-chirp, respectively, the matched filter 35 of the up-chirp and the down-chirp at the receiving side causes the matching of the message data. “0” and “1” can be identified.

【００１８】図１１に示すデジタルエンコーデッドチャ
ープキャリア装置によれば、キャリア周波数のずれ、即
ちドプラー効果等によりキャリア周波数が変化しても相
関特性の劣化が小さい利点を持っており、低軌道衛星と
の通信に利用されている。この装置は周波数帯域幅が充
分あり、比較的低速の通信で、大きなプロセス・ゲイン
〔チャープ信号の場合、ＢＴ積（Ｂ：周波数帯域幅、
Ｔ：チャープ時間）〕の場合、アップ・チャープとダウ
ン・チャープの相互相関が良好となるため、有効であ
る。The digitally encoded chirped carrier apparatus shown in FIG. 11 has an advantage that even if the carrier frequency is changed due to the shift of the carrier frequency, that is, the Doppler effect, the deterioration of the correlation characteristic is small. Is used for communication. This device has a sufficient frequency bandwidth, a relatively low speed communication, and a large process gain [for a chirp signal, the BT product (B: frequency bandwidth,
T: chirp time)] is effective because the cross-correlation between up-chirp and down-chirp is good.

【００１９】しかし、民生利用の場合、周波数帯域幅が
限られ、加えて利用周波数帯域幅に比較して高速データ
伝送を必要とする場合においては、アップ・チャープと
ダウン・チャープ間の相互相関が劣化してくるため有効
な通信手段とは言い難いという問題点があった。However, in the case of consumer use, the frequency bandwidth is limited. In addition, when high-speed data transmission is required as compared with the use frequency bandwidth, the cross-correlation between the up-chirp and the down-chirp is not sufficient. There is a problem that it is difficult to say that it is an effective communication means because it deteriorates.

【００２０】他の例として、高井均、浦部嘉夫、山崎英
聡、竜田明浩、「低拡散率において対マルチパス性と対
妨害性を両立維持するＳＲ−chirp ＰＳＫ方式の提
案」、信学技報ＳＳＴ94−47（1994）に示された送受信
機がある。この送受信機の送信部の構成を図１２に、受
信部の構成を図１３に示す。図１２に示した送信部はチ
ャープ信号をスペクトル拡散信号に利用した送信機であ
る。As another example, Hitoshi Takai, Yoshio Urabe, Hidetoshi Yamazaki, and Akihiro Tatsuta, "Proposal of SR-chirp PSK System Maintaining Both Multipath and Antijamming at Low Spreading Ratio", IEICE Tech. There is a transceiver described in SST94-47 (1994). FIG. 12 shows the configuration of the transmission unit of the transceiver, and FIG. 13 shows the configuration of the reception unit. The transmitter shown in FIG. 12 is a transmitter that uses a chirp signal as a spread spectrum signal.

【００２１】図１２に示した送信機によれば、差動・グ
レーエンコーダ６１によって符号化されたメッセージデ
ータＩ、Ｑをデータ変調器６２によって差動位相変調
し、差動位相変調されたメッセージデータ信号を、チャ
ープ信号発生器６３によって発生させたチャープ信号を
用いて、乗算器６４によって乗算することでスペクトル
拡散変調して送信する。According to the transmitter shown in FIG. 12, the message data I and Q encoded by the differential / gray encoder 61 are differentially phase-modulated by the data modulator 62, and the differential phase-modulated message data The signal is spread-spectrum modulated by multiplying by a multiplier 64 using a chirp signal generated by a chirp signal generator 63 and transmitted.

【００２２】図１２に示す送信機から送出された信号を
図１３に示すように構成された受信機によって受信す
る。図１３に示す受信機では、周波数変換器６５にて周
波数変換され、スペクトル拡散変調された受信信号の周
波数帯域の一部をサブバンドフィルタ６６で切り出し、
その出力信号を遅延検波器６７にて遅延検波することに
よりデータ復調する。The signal transmitted from the transmitter shown in FIG. 12 is received by the receiver configured as shown in FIG. In the receiver shown in FIG. 13, a part of the frequency band of the received signal that has been frequency-converted by the frequency converter 65 and subjected to spread spectrum modulation is cut out by the sub-band filter 66.
The output signal is subjected to delay detection by the delay detector 67 to perform data demodulation.

【００２３】図１４は図１３に示した受信機の作用の説
明のための波形図であって、図１４（ａ）、（ｂ）、
（ｃ）、（ｄ）は、それぞれ、チャープ信号を用いたス
ペクトル拡散変調信号である受信信号波形、サブバンド
信号のローバンド信号波形、サブバンド信号のミドルバ
ンド信号波形、サブバンド信号のハイバンド信号波形を
示す。FIG. 14 is a waveform diagram for explaining the operation of the receiver shown in FIG. 13, and FIG. 14 (a), (b),
(C) and (d) respectively show a received signal waveform that is a spread spectrum modulation signal using a chirp signal, a low band signal waveform of a subband signal, a middle band signal waveform of a subband signal, and a high band signal of a subband signal. The waveform is shown.

【００２４】受信機を図１３に示すような構成として、
周波数変換器６５を構成する局部発信器の発信周波数を
変更することにより周波数変換された受信信号の周波数
帯域を変更することができて、たとえ、利用周波数帯域
幅の一部に妨害等があっても、その周波数帯域を回避し
た周波数帯域をサブバンドフィルタ６６によって抽出す
ることができ、周波数ダイバーシティ効果によりシステ
ムの対妨害特性を改善することができる。The receiver is configured as shown in FIG.
By changing the transmission frequency of the local oscillator constituting the frequency converter 65, the frequency band of the frequency-converted received signal can be changed, for example, if a part of the used frequency bandwidth has interference or the like. In addition, a frequency band avoiding the frequency band can be extracted by the sub-band filter 66, and the anti-jamming characteristic of the system can be improved by the frequency diversity effect.

【００２５】しかし、このような送受信機によるとき
は、送信された電力の一部のみしか利用していないた
め、送信電力の使用効率が悪いという問題点があった。
また、使用しない周波数帯域にも電波を送信するため、
他のシステムに必要以上の妨害を与えることになるとい
う問題点もあった。However, when using such a transceiver, only a part of the transmitted power is used, so that there is a problem that the efficiency of using the transmitted power is poor.
Also, to transmit radio waves to unused frequency bands,
There was also a problem that it would unnecessarily interfere with other systems.

【００２６】また、チャープ信号をスペクトル拡散信号
として用いるスペクトル拡散通信方式において周波数の
変化率が一定の場合、使用周波数帯域に対応する周波数
幅で周波数を変化させると、その出力信号は、チャープ
信号の前後で起こる周波数の急激な変化のため、可変周
波数幅以上に周波数変化し、使用周波数帯域以上の帯域
に広がってしまうという問題点がある。In a spread spectrum communication system using a chirp signal as a spread spectrum signal, when the rate of change of the frequency is constant, if the frequency is changed in a frequency width corresponding to the used frequency band, the output signal is the chirp signal. Due to the rapid change of the frequency occurring before and after, the frequency changes more than the variable frequency width, and there is a problem that the frequency spreads over the used frequency band.

【００２７】このため、実際の使用周波数帯域幅以下の
周波数に絞る方法があるが、スペクトル拡散の効果の指
標となるプロセス・ゲインを下げる結果となる。また、
必要帯域以上に広がったスペクルを帯域フィルタにて制
限する方法があるが、この方法にて帯域制限した場合、
チャープ信号の前後にて信号振幅が下がり、信号の包絡
線が大きく変化するという問題点が生ずる。このような
信号は線形増幅器で増幅しない限り、帯域外スプリアス
が増加するという問題点も生ずる。For this reason, there is a method of narrowing down to a frequency equal to or less than the actually used frequency bandwidth, but this results in lowering a process gain which is an index of the effect of the spread spectrum. Also,
There is a method of limiting the spectrum that has spread beyond the required band with a band filter.
There is a problem that the signal amplitude decreases before and after the chirp signal, and the envelope of the signal greatly changes. Unless such a signal is amplified by a linear amplifier, there is a problem that the out-of-band spur increases.

【００２８】本発明は、多重化が可能で、タイムサイド
ローブが低減でき、かつＳ／Ｎを劣化させないスペクト
ル拡散多重化通信機を提供することを目的とする。An object of the present invention is to provide a spread spectrum multiplexing communication device which can perform multiplexing, can reduce time side lobes, and does not deteriorate S / N.

【００２９】[0029]

【００３０】[0030]

【００３１】[0031]

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
スペクトル拡散多重化通信機は、スペクトル拡散のため
にチャープ信号を用いたスペクトル拡散多重化通信機で
あって、入力高周波パルスの時間間隔をデータ１ビット
に対応する基準期間から差動位相量を決めるための基準
周波数をもとに２π／Ｎラジアンの位相ステップで変化
させることによって発生するチャープ信号間にＮ値差動
位相変調を施す弾性表面波分散型遅延線の入力電極に、
前記入力高周波パルスと共に多重化のチャンネル数をＫ
としたとき数（Ｋ−１）の高周波パルスを前記入力高周
波パルスの各パルス間に入力して多重化されたＮ値差動
位相変調チャープ信号を出力電極から送出する弾性表面
波分散型遅延線を変調器とする送信部と、データ１ビッ
トに対応する基準間隔から差動位相量を決めるための基
準周波数をもとに２π／Ｎラジアンの位相ステップで変
化するＮ値差動位相変調チャープ信号が多重化された多
重化チャープ変調信号を入力とする入力電極と、入力電
極に対応しかつ入力電極によって変換される弾性表面波
の伝播路中に縦続接続された２つの出力電極対とをＮ系
統備え、前記基準周波数の弾性表面波伝播波長をλ₀と
したとき各系統を形成する２つの出力電極はその中心間
位置でλ₀／Ｎずつ位置をずらして設けられ、かつ入力
電極または出力電極対の少なくともいずれか一方がチャ
ープ電極である弾性表面波マッチドフィルタを復調器と
する受信部とを含み、交信のためのチャープ信号を単位
時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化するチャー
プ信号とすることを特徴とする。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a spread spectrum multiplex communication apparatus using a chirp signal for spreading a spectrum, wherein a time of an input high-frequency pulse is reduced. N-valued differential phase modulation is performed between chirp signals generated by changing the interval at a phase step of 2π / N radians based on a reference frequency for determining a differential phase amount from a reference period corresponding to one bit of data. To the input electrode of the surface acoustic wave dispersion type delay line to be applied,
The number of channels to be multiplexed together with the input high-frequency pulse is K
A surface acoustic wave dispersion type delay line for transmitting a multiplexed N-valued differential phase modulation chirp signal from an output electrode by inputting a number (K-1) of high frequency pulses between the input high frequency pulses. And a N-valued differential phase-modulated chirp signal that changes in phase steps of 2π / N radians based on a reference frequency for determining a differential phase amount from a reference interval corresponding to one bit of data , An input electrode having a multiplexed chirp modulated signal as an input, and two output electrode pairs corresponding to the input electrode and cascaded in the propagation path of the surface acoustic wave converted by the input electrode. When the surface acoustic wave propagation wavelength of the reference frequency is λ ₀ , the two output electrodes forming each system are provided at positions between the centers thereof shifted by λ ₀ / N, and the input electrode or the output electrode And a receiving unit using a surface acoustic wave matched filter as a demodulator, at least one of which is a chirp electrode, and a chirp signal for communication is a chirp signal in which a frequency change amount per unit time changes with time. It is characterized by.

【００３２】本発明の請求項１記載のスペクトル拡散多
重化通信機によれば、弾性表面波分散型遅延線に多重化
する数ＫのＮ値差動位相データに基づく高周波パルスが
時間的に順次入力されて、弾性表面波分散型遅延線から
多重化されたＮ値差動位相データに基づいて変調された
多重化変調チャープ信号が送信部から送出される。According to the spread spectrum multiplexing communication apparatus of the first aspect of the present invention, high frequency pulses multiplexed on the surface acoustic wave dispersion type delay line based on a number K of N-valued differential phase data are sequentially temporally. A multiplexed modulated chirp signal that is input and modulated based on the N-valued differential phase data multiplexed from the surface acoustic wave dispersion type delay line is transmitted from the transmission unit.

【００３３】送信部から送出された多重化変調チャープ
信号が弾性表面波マッチドフィルタに入力されて、弾性
表面波マッチドフィルタの入力電極によって弾性表面波
に変換され、該弾性表面波を受けた出力電極対によって
差動位相データの位相偏移に基づく連続２周期の期間に
わたって同相加算、逆相加算がなされて、差動位相デー
タに対応する復調された電気信号が出力されて、データ
復調がなされる。The multiplexed modulated chirp signal transmitted from the transmitting section is input to a surface acoustic wave matched filter, converted into a surface acoustic wave by an input electrode of the surface acoustic wave matched filter, and an output electrode receiving the surface acoustic wave. In-phase addition and reverse-phase addition are performed by a pair over two continuous periods based on the phase shift of the differential phase data, and a demodulated electric signal corresponding to the differential phase data is output to perform data demodulation. .

【００３４】この場合に、交信のためのチャープ信号を
単位時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化するチ
ャープ信号としたために、タイムサイドローブが低減で
き、かつＳ／Ｎが劣化することもない。また、スペクト
ル拡散多重化通信機の構成が簡単になる。In this case, the chirp signal for communication is a chirp signal in which the frequency change per unit time changes with time, so that the time side lobe can be reduced and the S / N does not deteriorate. Further, the configuration of the spread spectrum multiplex communication device is simplified.

【００３５】ここで、チャープ信号を単位時間当たりの
周波数変化量が時間と共に変化するチャープ信号とする
ために、弾性表面波分散型遅延線の入力電極および／ま
たは出力電極の電極指ピッチの変化量を変化させてもよ
く、弾性表面波マッチドフィルタの入力電極および／ま
たは出力電極対の電極指ピッチの変化量を変化させても
よい。Here, in order to make the chirp signal a chirp signal in which the frequency change per unit time changes with time, the change in the electrode finger pitch of the input electrode and / or the output electrode of the surface acoustic wave dispersion type delay line is used. May be changed, and the change amount of the electrode finger pitch of the input electrode and / or the output electrode pair of the surface acoustic wave matched filter may be changed.

【００３６】[0036]

【発明の実施の形態】以下、本発明にかかるスペクトル
拡散多重化通信機を実施の一形態によって説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A spread spectrum multiplex communication apparatus according to the present invention will be described below with reference to an embodiment.

【００３７】図１は、本発明の実施の一形態にかかるス
ペクトル拡散多重化通信機の構成を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a spread spectrum multiplex communication apparatus according to an embodiment of the present invention.

【００３８】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル
拡散多重化通信機は送信部ＴＸと受信部ＲＸから構成さ
れており、メッセージデータを差動位相化したデータに
基づいて生成したＲＦパルスを弾性表面波分散型遅延線
（弾性表面波分散型遅延線をＳＡＷ−ＤＤＬとも記す）
へ供給することによってＳＡＷ−ＤＤＬにおいてチャー
プ信号を発生させ、かつＳＡＷ−ＤＤＬを、ＳＡＷ−Ｄ
ＤＬから連続して発生されるチャープ信号間にメッセー
ジデータに基づく差動位相変調をすると共に多重化をす
る変調器とし、ＳＡＷマッチドフィルタをデータ復調器
として構成し、かつ、交信のためのチャープ信号を単位
時間当たりの周波数が時間と共に変化する非直線チャー
プ信号としたものである。A spread spectrum multiplexing communication apparatus according to one embodiment of the present invention includes a transmitting unit TX and a receiving unit RX, and generates an RF pulse generated based on data obtained by differentially phase-shifting message data. Surface wave dispersion type delay line (the surface acoustic wave dispersion type delay line is also referred to as SAW-DDL)
To generate a chirp signal in the SAW-DDL and supply the SAW-DDL to the SAW-DDL.
A modulator that performs differential phase modulation based on message data and multiplexes between chirp signals continuously generated from the DL and multiplexes, configures a SAW matched filter as a data demodulator, and generates a chirp signal for communication. Is a non-linear chirp signal whose frequency per unit time changes with time.

【００３９】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル
拡散多重化通信機では、差動位相変調は２値差動位相変
調の場合であって、かつ３つの情報を多重化する場合、
すなわち多重化チャンネル数Ｋを３とした場合を例に説
明する。In the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to one embodiment of the present invention, the differential phase modulation is the case of binary differential phase modulation and the case of multiplexing three pieces of information.
That is, a case where the number K of multiplexed channels is 3 will be described as an example.

【００４０】まず、本発明の実施の一形態にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機を用いた通信機の送信部ＴＸに
ついて説明する。First, a transmitter TX of a communication device using a spread spectrum multiplex communication device according to an embodiment of the present invention will be described.

【００４１】差動エンコーダ１に供給されたデジタルメ
ッセージデータは差動エンコーダ１にて差動化されてパ
ルス発生器３へ送出される。ここで、差動エンコーダ１
に時分割でメッセージデータを供給して差動エンコーダ
１から時分割された差動化メッセージデータをパルス発
生器３へ送出するようにしても、差動エンコーダ１に多
重化する数だけ独立して設けて、複数の差動エンコーダ
からの出力を時分割で取り出して、時分割された差動化
メッセージデータをパルス発生器３へ送出するようにし
てもよい。The digital message data supplied to the differential encoder 1 is differentiated by the differential encoder 1 and transmitted to the pulse generator 3. Here, the differential encoder 1
Even if the message data is supplied in a time-division manner and the differentially-divided time-division message data is transmitted from the differential encoder 1 to the pulse generator 3, the number Alternatively, outputs from a plurality of differential encoders may be extracted in a time-division manner, and time-divisionalized differential message data may be sent to the pulse generator 3.

【００４２】一方、例えばＳＡＷ形成のために周波数３
００ＭＨｚの発振をする発振器２からの発振出力を受け
て、パルス発生器３にてデータ速度に対応し、かつ差動
エンコーダ１へ入力される符号“０”、“１”に基づく
時間間隔で、多重化数である複数（この場合、Ｋ＝３と
する）重ねたＲＦパルス系列がパルス発生器３にて生成
される。パルス発生器３によって生成されたＲＦパルス
系列がＳＡＷを利用した分散型遅延線であるＳＡＷ−Ｄ
ＤＬ４へ送出されて、周波数が時間と共に徐々に変化
し、多重化されたチャープ信号が生成される。On the other hand, for example, the frequency 3
Upon receiving the oscillation output from the oscillator 2 oscillating at 00 MHz, the pulse generator 3 corresponds to the data rate, and at time intervals based on the codes “0” and “1” input to the differential encoder 1, A pulse generator 3 generates a plurality of (in this case, K = 3) superimposed RF pulse sequences that are multiplexing numbers. The RF pulse sequence generated by the pulse generator 3 is a SAW-D distributed delay line using SAW-D.
The multiplexed chirp signal is transmitted to the DL 4 and the frequency gradually changes with time to generate a multiplexed chirp signal.

【００４３】ＲＦパルスの周波数はチャープ信号の中心
周波数に設定することが好適である。ＲＦパルスのパル
スの幅に基づいてＲＦパルスの周波数帯域幅が定まる。
ＲＦパルスによって生成される周波数帯域幅はチャープ
信号の周波数帯域幅よりも広くなければならない。この
ためにＲＦパルスのパルス幅は逆に狭く設定する必要が
ある。It is preferable that the frequency of the RF pulse is set to the center frequency of the chirp signal. The frequency bandwidth of the RF pulse is determined based on the width of the RF pulse.
The frequency bandwidth generated by the RF pulse must be wider than the frequency bandwidth of the chirp signal. For this purpose, the pulse width of the RF pulse must be set narrow.

【００４４】ここで、ＳＡＷ−ＤＤＬ４は周波数により
遅延時間が異なる遅延線で、このＳＡＷ−ＤＤＬ４に多
重化チャンネルのＲＦパルスを加えるとＲＦパルスの持
っている周波数成分により遅延時間が異なるため、ＳＡ
Ｗ−ＤＤＬ４の出力信号の周波数は時間と共に徐々に変
化する多重化変調チャープ信号がＳＡＷ−ＤＤＬ４によ
り送出される。ＳＡＷ−ＤＤＬ４の遅延時間が周波数の
上昇と共に増大する場合は、出力信号は時間と共に周波
数が上昇し、アップ・チャープ信号となり、逆にＳＡＷ
−ＤＤＬ４の遅延時間が周波数と共に減少する場合は、
出力信号は時間と共に周波数が減少するダウン・チャー
プ信号となる。Here, the SAW-DDL4 is a delay line having a different delay time depending on the frequency. When an RF pulse of a multiplexed channel is added to the SAW-DDL4, the delay time differs depending on the frequency component of the RF pulse.
A multiplexed modulated chirp signal in which the frequency of the output signal of W-DDL4 gradually changes with time is transmitted by SAW-DDL4. When the delay time of the SAW-DDL 4 increases with an increase in frequency, the output signal increases in frequency with time and becomes an up-chirp signal.
-If the delay time of DDL4 decreases with frequency,
The output signal is a down-chirp signal whose frequency decreases with time.

【００４５】図２にＳＡＷ−ＤＤＬ４の構成を示す。Ｓ
ＡＷ−ＤＤＬ４は、圧電基板４１上にチャープ電極から
なる入力電極４２を設け、入力電極４２で励振されるＳ
ＡＷの伝播路上にチャープ電極からなる出力電極４３を
配置する。ここで、入力電極４２と出力電極４３の一方
側もしくは両方においてその電極指ピッチが異なる場
合、すなわち、図２に示すＳＡＷ−ＤＤＬ４の例におい
ては、入力電極４２と出力電極４３とにおいて入出力電
極相互に近い側の電極指ピッチは長く形成されているた
め低周波側のＳＡＷの送受が行われ、かつ入出力電極相
互に遠い側の電極指ピッチが短く形成されているため高
周波側のＳＡＷの送受が行われる。この結果、ＳＡＷ−
ＤＤＬ４では、入力ＲＦパルスの周波数成分のうち、周
波数の低い側の信号がより早く出力され、アップ・チャ
ープ信号が生成される。FIG. 2 shows the configuration of SAW-DDL4. S
The AW-DDL 4 is provided with an input electrode 42 made of a chirp electrode on a piezoelectric substrate 41,
An output electrode 43 made of a chirp electrode is arranged on the AW propagation path. Here, when the electrode finger pitch is different on one side or both of the input electrode 42 and the output electrode 43, that is, in the example of the SAW-DDL4 shown in FIG. Since the electrode finger pitch on the side closer to each other is formed long, transmission and reception of the SAW on the low frequency side are performed, and the electrode finger pitch on the side farther from the input / output electrodes is formed short, so that the SAW on the high frequency side is formed. Transmission and reception are performed. As a result, SAW-
In the DDL 4, the lower frequency signal of the frequency components of the input RF pulse is output earlier, and an up-chirp signal is generated.

【００４６】このようなＳＡＷ−ＤＤＬは、レーダ・シ
ステムにおいて実用化されており、J ．W ．Arthur，
「Modern SAW-Based Pulse Compression Systems For R
ader Applications 」，Electronics & Communications
Engineering J．，Vol.7 ，No.6，pp．236 −246 (199
5)に示されている。Such a SAW-DDL has been put to practical use in radar systems. W. Arthur,
`` Modern SAW-Based Pulse Compression Systems For R
ader Applications ", Electronics & Communications
Engineering J. , Vol.7, No.6, pp. 236 −246 (199
It is shown in 5).

【００４７】なお、ＳＡＷ−ＤＤＬ４から出力される交
信のためのチャープ信号を、単位時間当たりの周波数変
化量が時間と共に変化する非直線チャープ信号とするた
めの入出力電極の電極指ピッチについては後記する。The electrode finger pitch of the input / output electrodes for making the chirp signal for communication output from the SAW-DDL 4 a non-linear chirp signal in which the amount of frequency change per unit time changes with time will be described later. I do.

【００４８】ここで、パルス発生器３によって時間間隔
δＴで生成されるｋチャンネルのＲＦパルス系列はｎｋ
ビット目の差動化されたデータ値Ｄ（ｎｋ）にしたが
う。時間間隔δＴｋ（ｎ）としたとき、時間間隔δＴｋ
（ｎ）は次の（１）式で表される。Here, the RF pulse sequence of k channels generated at a time interval δT by the pulse generator 3 is nk
According to the differential data value D (nk) of the bit. When the time interval δTk (n) is set, the time interval δTk
(N) is represented by the following equation (1).

【００４９】[0049]

【数１】 (Equation 1)

【００５０】ここで、Ｔ₀は差動化されたデータ１ビッ
トに対応する基準間隔（以下、基準時間とも記す）であ
り、ｆ₀は基準時間Ｔ₀に対応する基準周波数であっ
て、差動位相変調に基づく差動位相量を決めるための基
準となる周波数であり、次の（２）式に示す関係にあ
る。Here, T ₀ is a reference interval (hereinafter also referred to as a reference time) corresponding to one bit of the differential data, and f ₀ is a reference frequency corresponding to the reference time T _0. This is a reference frequency for determining the amount of differential phase based on dynamic phase modulation, and has the relationship shown in the following equation (2).

【００５１】[0051]

【数２】 (Equation 2)

【００５２】ここで、Ｎｂ（Ｎｂは正の実数）は差動化
されたデータ１ビットが基準周波数ｆ₀に基づく周期の
Ｎｂ倍であることを意味する。Here, Nb (Nb is a positive real number) means that one bit of the differential data is Nb times the period based on the reference frequency f ₀ .

【００５３】基準周波数ｆ₀には一般的に生成されるチ
ャープ信号の中心周波数を当てるが、チャープ信号の下
限の周波数（最小周波数）または上限の周波数（最大周
波数）を当てても、チャープ信号中の他の周波数を当て
ても差し支えない。（１）式におけるφ（ｎｋ）はｋ番
目の多重化データ系列のｎビットの値Ｄ（ｎｋ）に対応
する基準周波数ｆ₀における差動位相量である。Although the center frequency of a chirp signal generally generated is applied to the reference frequency f ₀ , even if the lower limit frequency (minimum frequency) or the upper limit frequency (maximum frequency) of the chirp signal is applied, the chirp signal Other frequencies can be applied. Φ (nk) in the equation (1) is a differential phase amount at the reference frequency f ₀ corresponding to the n-bit value D (nk) of the k-th multiplexed data sequence.

【００５４】（１）式および（２）式から時間間隔δＴ
ｋ（ｎ）は次の（３）式となる。From the expressions (1) and (2), the time interval δT
k (n) is given by the following equation (3).

【００５５】[0055]

【数３】 (Equation 3)

【００５６】以下、基準周波数ｆ₀はチャープ信号の中
心周波数に設定した場合を例に説明する。Hereinafter, a case where the reference frequency f ₀ is set to the center frequency of the chirp signal will be described as an example.

【００５７】差動位相量φ（ｎｋ）は２π／Ｎラジアン
であって、２値差動化位相変調の場合、φ（ｎｋ）は次
の（４）式により表すことができる。The differential phase amount φ (nk) is 2π / N radians. In the case of binary differential phase modulation, φ (nk) can be expressed by the following equation (4).

【００５８】[0058]

【数４】 (Equation 4)

【００５９】ここで、複号±は次の（５）式がｎＴ₀に
近くなる符号を取るものとする。Here, it is assumed that the compound ± takes a sign that the following equation (5) approaches nT ₀ .

【００６０】[0060]

【数５】 (Equation 5)

【００６１】（１）式において右辺の第２項は位相項で
あって、（４）式は２値差動化位相変調の場合０か、±
０．５／ｆ₀となるが、複号±は上記したようにｎＴ₀
に近くなる方の符号が取られる。In the expression (1), the second term on the right side is a phase term, and the expression (4) is 0 or ± in the case of binary differential phase modulation.
0.5 / f ₀ , but the double sign ± nT ₀ as described above
Are taken.

【００６２】また、多重化において、ｋ番目のＲＦパル
ス列のｎビット目のＲＦパルス時間Ｔｋ（ｎ）は次の
（６）式のようにIn the multiplexing, the RF pulse time Tk (n) of the n-th bit of the k-th RF pulse train is expressed by the following equation (6).

【００６３】[0063]

【数６】 (Equation 6)

【００６４】とする。ここで、Ｔｌ（エル）（ｎ）はｌ
（エル）番目のＲＦパルス列のｎビット目のＲＦパルス
時間であり、Ｂは窓関数の周波数帯域、γはパルス圧縮
時に窓関数に依存するパルス幅の広がり率である。例え
ばハミング窓関数の場合γ＝２（ヌル点幅）である。一
例としてＢ＝５６ＭＨｚ、Ｔ₀＝１．５μｓｅｃとする
と、理論上Ｋ＝４２の４２多重まで可能である。Assume that Here, Tl (ell) (n) is l
The RF pulse time of the n-th bit of the (L) -th RF pulse train, B is the frequency band of the window function, and γ is the spread rate of the pulse width depending on the window function during pulse compression. For example, in the case of a Hamming window function, γ = 2 (null point width). As an example, if B = 56 MHz and T ₀ = 1.5 μsec, it is theoretically possible to multiplex K = 42.

【００６５】上記のような複数重ねられたパルス列をＳ
ＡＷ−ＤＤＬ４に入力することにより、ＳＡＷ−ＤＤＬ
４から各パルス列はＴ₀＝１．５μｓｅｃ時間幅に広が
るチャープ信号を間断なく発生し、各パルス列により生
成されるチャープ信号の繰り返しは、重ね合わされて出
力される。A plurality of superposed pulse trains as described above are represented by S
By inputting to AW-DDL4, SAW-DDL
From 4 onward, each pulse train generates a chirp signal that spreads over a time width of T ₀ = 1.5 μsec without interruption, and the repetition of the chirp signal generated by each pulse train is superimposed and output.

【００６６】いま、ＳＡＷ−ＤＤＬ４の入力電極４２の
隣り合う電極指ピッチを直線的に増加させずに、非直線
的に増加させるように生成することによって、チャープ
信号の単位時間当たりの周波数変化量が直線的ではなく
非直線的になるようにしてあり、チャープ信号の単位時
間当たりの周波数変化量は、予め定めた周波数重み付け
値の逆数にほぼ比例するように生成してある。Now, by generating the pitch of the electrode fingers adjacent to the input electrode 42 of the SAW-DDL 4 so as to increase non-linearly without linearly increasing, the frequency variation of the chirp signal per unit time is generated. Is not linear but non-linear, and the amount of frequency change per unit time of the chirp signal is generated so as to be substantially proportional to the reciprocal of a predetermined frequency weighting value.

【００６７】換言すれば、重い周波数重み付けをつける
場合ほど電極指ピッチの変化率は小さくなるように入力
電極４２が生成されて、チャープ信号の単位時間当たり
の周波数変化量が少なくて緩やかにチャープ信号の周波
数が変化していく。軽い周波数重み付けをつける場合ほ
ど電極指ピッチの変化率は大きくなるように入力電極４
２が生成されて、チャープ信号の単位時間当たりの周波
数変化量が大きくて早くチャープ信号の周波数が変化し
ていく。In other words, the input electrode 42 is generated such that the rate of change of the electrode finger pitch becomes smaller as the weighting becomes heavier, and the amount of frequency change per unit time of the chirp signal is small and the chirp signal is gentle. Frequency changes. The input electrode 4 is set so that the rate of change of the electrode finger pitch becomes larger as the frequency weighting becomes lighter.
2 is generated, and the frequency change amount of the chirp signal per unit time is large and the frequency of the chirp signal changes quickly.

【００６８】この周波数重み付けは復調出力において、
タイムサイドローブが減少するように設定されて、例え
ば、ハミング窓関数重み付けがなされる。This frequency weighting is applied to the demodulated output
The time side lobe is set so as to decrease, and for example, a Hamming window function is weighted.

【００６９】なお、上記はＳＡＷ−ＤＤＬ４の入力電極
４２側において周波数重み付けを付す場合を例示した
が、出力電極４３側において周波数重み付けを付しても
よい。また、入力電極４２側と出力電極４３側とにおい
て周波数重み付けを付してもよく、この場合には入力電
極４２側における周波数重み付けと出力電極４３側での
周波数重み付けとの合成された周波数重み付けが復調出
力において、タイムサイドローブが減少するように設定
されることは言うまでもない。Although the case where the frequency weighting is applied to the input electrode 42 side of the SAW-DDL 4 has been described above, the frequency weighting may be applied to the output electrode 43 side. Further, frequency weighting may be applied to the input electrode 42 side and the output electrode 43 side. In this case, the combined frequency weighting of the frequency weighting on the input electrode 42 side and the frequency weighting on the output electrode 43 side is performed. It goes without saying that the time side lobe is set to be reduced in the demodulated output.

【００７０】ここで、時間軸を横軸にとり、チャープ信
号の周波数および振幅を縦軸にとって示すと、図３
（ｂ）に示すように振幅は一定で、図３（ａ）および
（ｂ）に示すようにチャープ信号の時間に対する周波数
は一定率で変化するのではなく、単位時間当たりの周波
数変化量が時間と共に変化する非直線チャープ信号とな
る。Here, when the time axis is taken on the horizontal axis and the frequency and amplitude of the chirp signal are shown on the vertical axis, FIG.
The amplitude is constant as shown in FIG. 3B, and the frequency of the chirp signal with respect to time does not change at a constant rate as shown in FIGS. 3A and 3B. And a non-linear chirp signal that changes with the time.

【００７１】同様に、時間軸を横軸にとり、多重化され
たチャープ信号の周波数を縦軸にとって示すと、各チャ
ープ信号の時間に対する周波数は一定率で変化するので
はなく、図４に示すごとく多重化された各チャープ信号
は単位時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化する
非直線チャープ信号となる。Similarly, when the time axis is plotted on the horizontal axis and the frequency of the multiplexed chirp signal is plotted on the vertical axis, the frequency of each chirp signal with respect to time does not change at a constant rate, but as shown in FIG. Each multiplexed chirp signal becomes a non-linear chirp signal in which the amount of frequency change per unit time changes with time.

【００７２】したがって特定の時刻においては周波数分
割多重が行われており、特定の周波数に着目して見れば
時分割多重が行われている多重化変調チャープ信号がＳ
ＡＷ−ＤＤＬ４から送出される。ＳＡＷ−ＤＤＬ４から
送出される多重化変調チャープ信号は多重化変調非直線
チャープ信号であるが、以下、混乱を起こさない限り、
単に多重化変調チャープ信号と記す。Therefore, at a specific time, frequency division multiplexing is performed, and when attention is paid to a specific frequency, a multiplexed modulated chirp signal for which time division multiplexing is performed is S
Sent from AW-DDL4. The multiplexed modulated chirp signal transmitted from the SAW-DDL 4 is a multiplexed modulated non-linear chirp signal.
It is simply referred to as a multiplex modulation chirp signal.

【００７３】ＳＡＷ−ＤＤＬ４から出力される多重化変
調チャープ信号は増幅器５にて増幅され、増幅出力は局
部発振器６とミキサ７とからなる周波数変換器にて周波
数変換され、送信電力増幅器８にて増幅のうえ、送受信
切替器９を介してアンテナ１０に供給されてアンテナ１
０から送信される。The multiplexed modulated chirp signal output from the SAW-DDL 4 is amplified by the amplifier 5, and the amplified output is frequency-converted by the frequency converter including the local oscillator 6 and the mixer 7. After amplification, the signal is supplied to the antenna 10 via the transmission / reception switch 9 and the antenna 1
Sent from 0.

【００７４】さらに具体的にパルス発生器３およびＳＡ
Ｗ−ＤＤＬ４における変調作用について図５および図６
によって説明する。なお、図５においてパルス波形はＲ
Ｆパルスの正側の半周期の波形を示している。More specifically, pulse generator 3 and SA
Modulation Action in W-DDL4 FIGS. 5 and 6
It will be explained by. In FIG. 5, the pulse waveform is R
The waveform of the positive half cycle of the F pulse is shown.

【００７５】図５（ａ）に多重化される最初のチャンネ
ル対する場合（図５（ａ）においてｋ＝１と記してあ
る）のＲＦパルスの波形を、図５（ｂ）に多重化される
次のチャンネル対する場合（図５（ｂ）においてｋ＝２
と記してある）のＲＦパルスの波形を、図５（ｃ）に多
重化されるさらに次のチャンネル対する場合（図５
（ｃ）においてｋ＝３と記してある）のＲＦパルスの波
形を例示してある。The waveform of the RF pulse for the first channel multiplexed in FIG. 5 (a) (k = 1 in FIG. 5 (a)) is multiplexed in FIG. 5 (b). In the case of the next channel (k = 2 in FIG. 5B)
5 (c) for the next channel to be multiplexed in FIG. 5 (c) (FIG. 5).
(K = 3 in (c)) is shown as an example.

【００７６】メッセージデータの差動化された符号に基
づいて、時間間隔δＴｋ（ｎ）が、ｋ＝１の場合を例に
説明する。An example in which the time interval δTk (n) is k = 1 based on the differential code of the message data will be described.

【００７７】２値差動位相変調の場合であって、例え
ば、１ビット目から３ビット目までにおいては符号（位
相）の反転がなく、４ビット目において３ビット目から
符号が反転し、５ビット目において符号が反転したとす
る。In the case of binary differential phase modulation, for example, the sign (phase) is not inverted from the first bit to the third bit, and the sign is inverted from the third bit at the fourth bit. It is assumed that the sign is inverted at the bit number.

【００７８】第１番目のＲＦパルスを基準として第２番
目のＲＦパルスとの間の時間間隔δＴ₁（１）は１ビッ
ト目のデータ値に基づいて定まり、時間間隔δＴ
₁（１）は基準間隔Ｔ₀と同一である。第２番目のＲＦ
パルスと第３番目のＲＦパルスとの間の時間間隔δＴ₁
（２）は２ビット目のデータ値に基づいて定まり、基準
間隔Ｔ₀と同一である。The time interval δT ₁ (1) between the _first RF pulse and the second RF pulse is determined based on the data value of the first bit, and the time interval δT 1
₁ (1) is the same as the reference interval T ₀ . 2nd RF
Time interval δT ₁ between the pulse and the third RF pulse
(2) Sadamari based on the data values of the second bit is the same as the reference interval T _0.

【００７９】第３番目のＲＦパルスと第４番目のＲＦパ
ルスとの間の時間間隔δＴ₁（３）は３ビット目のデー
タ値に基づいて定まり、破線位置が時間間隔δＴ
₁（１）と同一であるが、図中、実線で示すように時間
間隔δＴ₁（１）よりも基準周波数ｆ₀の逆数の１／２
だけ伸張されている。The time interval δT ₁ (3) between the third RF pulse and the fourth RF pulse is determined based on the data value of the third bit.
₁ Same as (1), but the reciprocal of the reference frequency f ₀ is より of the time interval δT ₁ (1) as shown by the solid line in the figure.
Only being stretched.

【００８０】第４番目のＲＦパルスと第５番目のＲＦパ
ルスとの間の時間間隔δＴ₁（４）は４ビット目のデー
タ値に基づいて定まり、破線位置からは時間間隔δＴ₁
（１）と同一であるが、第４番目のＲＦパルスの発生時
刻から基準周波数ｆ₀の逆数の１／２だけ短縮されてい
る。[0080] fourth time interval? T ₁ (4) between the RF pulse and the fifth RF pulse Sadamari based on data values of the fourth bit, time from the dashed line position interval? T ₁
Same as (1), but is shortened from the generation time of the fourth RF pulse by １／ of the reciprocal of the reference frequency f ₀ .

【００８１】これらは、メッセージデータの差動化され
た符号の“０”、“１”に基づいていることは前記のと
おりである。また、図５（ｂ）および（ｃ）の場合も同
様であって、その説明は省略する。As described above, these are based on the differential codes “0” and “1” of the message data. The same applies to the cases of FIGS. 5B and 5C, and a description thereof will be omitted.

【００８２】図５（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示した
ＲＦパルスが重ねられた図５（ｄ）に示すＲＦパルスが
ＳＡＷ−ＤＤＬ４に入力される。ここで、差動化された
データ１ビット（１シンボルとも記す）を１チャープ信
号によって拡散するものとして、ＲＦパルス系列が入力
されたＳＡＷ−ＤＤＬ４において、ｋ＝１のＲＦパルス
に対応して図６（ａ）に示す波形のチャープ信号が生成
される。図５（ａ）において破線で示した時間間隔δＴ
₁（３）経過したときのＲＦパルスに基づくチャープ信
号は基準周波数ｆ₀において位相がπだけずれており、
時間間隔δＴ₁（４）経過したときのＲＦパルスに基づ
くチャープ信号の位相はもとに戻っている。The RF pulse shown in FIG. 5D in which the RF pulses shown in FIGS. 5A, 5B and 5C are superimposed is input to the SAW-DDL4. Here, assuming that one bit (also referred to as one symbol) of the differential data is spread by one chirp signal, the SAW-DDL4 to which the RF pulse sequence is input corresponds to the RF pulse of k = 1. A chirp signal having the waveform shown in FIG. The time interval δT indicated by a broken line in FIG.
₁ (3) The phase of the chirp signal based on the RF pulse after elapse is shifted by π at the reference frequency f ₀ ,
When the time interval δT ₁ (4) has elapsed, the phase of the chirp signal based on the RF pulse has returned to its original state.

【００８３】図６（ｂ）および（ｃ）に示すチャープ信
号波形は、図５（ｂ）および（ｃ）に示すＲＦパルスに
基づくチャープ信号波形である。The chirp signal waveforms shown in FIGS. 6B and 6C are chirp signal waveforms based on the RF pulses shown in FIGS. 5B and 5C.

【００８４】したがって、ＳＡＷ−ＤＤＬ４が時不変線
形回路であることを利用して、ＳＡＷ−ＤＤＬ４からは
図６（ａ）、（ｂ）および（ｃ）に示したチャープ信号
が重畳された図６（ｄ）に示すチャープ信号が送出され
る。この場合はＫ＝３の場合であり、図６（ａ）、
（ｂ）および（ｃ）に示したチャープ信号が多重化され
た図６（ｄ）に示すスペクトル拡散変調信号である多重
化変調チャープ信号がＳＡＷ−ＤＤＬ４から出力され
て、送信される。Therefore, taking advantage of the fact that the SAW-DDL 4 is a time-invariant linear circuit, the SAW-DDL 4 is obtained by superimposing the chirp signals shown in FIGS. 6A, 6B and 6C on FIG. The chirp signal shown in (d) is transmitted. In this case, K = 3, and FIG.
A multiplexed modulated chirp signal, which is a spread spectrum modulated signal shown in FIG. 6D in which the chirp signals shown in FIGS. 6B and 6C are multiplexed, is output from the SAW-DDL 4 and transmitted.

【００８５】次に、本発明の実施の一形態にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機の受信部ＲＸについて説明す
る。Next, the receiving section RX of the spread spectrum multiplex communication apparatus according to one embodiment of the present invention will be described.

【００８６】送信されてきたスペクトル拡散変調信号は
アンテナ１０および送受信切替器９を介して受信され、
増幅器１１によって増幅のうえ、局部発振器６とミキサ
１２とからなる周波数変換器によって周波数変換され
て、データの位相偏移に基づいて複数系列の入出力電極
が設けられたデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
に供給されて、データ復調される。データ復調出力はそ
れぞれ自乗回路１４および１５で各別に自乗されて整流
され、自乗出力は減算回路１６および加算回路１７に供
給して減算および加算が行われて、減算回路１６の出力
および加算回路１７の出力はデマルチプレクサ１８にて
デマルチプレクスされて送出される。The transmitted spread spectrum modulated signal is received via antenna 10 and transmission / reception switch 9,
After being amplified by the amplifier 11, the frequency is converted by the frequency converter comprising the local oscillator 6 and the mixer 12, and the data demodulating SAW matched filter 13 provided with a plurality of input / output electrodes based on the phase shift of data is provided.
To be demodulated. The data demodulated outputs are respectively squared and rectified by squaring circuits 14 and 15, respectively. The squared outputs are supplied to a subtracting circuit 16 and an adding circuit 17 to perform subtraction and addition. Are demultiplexed by the demultiplexer 18 and transmitted.

【００８７】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
は一般的に圧電基板の表面にチャープ電極で構成された
入力電極および出力電極から構成されている。SAW matched filter 13 for data demodulation
Is generally composed of an input electrode and an output electrode composed of a chirp electrode on the surface of a piezoelectric substrate.

【００８８】図７はデータ復調用ＳＡＷマッチドフィル
タ１３の構成を示す模式図である。FIG. 7 is a schematic diagram showing the structure of the SAW matched filter 13 for data demodulation.

【００８９】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル
拡散多重化通信機では２値差動位相変調の例であるた
め、図７は２値差動位相変調された信号を復調するため
のデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を示してお
り、位相偏移２種類、すなわち０ラジアン位相偏移とπ
ラジアン位相偏移に対応して、入力電極１３２、出力電
極１３３および１３４の第１の系統ｍ１と、入力電極１
３５、出力電極１３６および１３７の第２の系統ｍ２と
の２系統が同一圧電基板１３１上に形成されていて、出
力電極１３４および１３７から出力が取り出される。FIG. 7 shows an example of binary differential phase modulation in a spread spectrum multiplex communication apparatus according to an embodiment of the present invention. FIG. 7 shows data demodulation for demodulating a binary differential phase modulated signal. 2 shows a SAW matched filter 13 for two types of phase shift, namely, 0 radian phase shift and π
In response to the radian phase shift, a first system m1 of the input electrode 132, the output electrodes 133 and 134, and the input electrode 1
35, two systems of output electrodes 136 and 137 and a second system m2 are formed on the same piezoelectric substrate 131, and outputs are taken out from the output electrodes 134 and 137.

【００９０】入力電極１３２および１３５は電極指ピッ
チが入力側から順次短くなるチャープ電極で形成され、
かつ入力電極１３２と１３５のそれぞれに周波数変換さ
れた受信信号が供給される。出力電極１３３、１３４、
１３６および１３７は電極指ピッチがＳＡＷの入力側か
ら出力側にかけて順次長くなるチャープ電極で形成さ
れ、さらに、出力電極１３３と出力電極１３４とはその
中心位置において後記の（Ｎｂλ₀）の距離隔てて同一
圧電基板１３１上に形成され、かつ出力電極１３３と１
３４とは縦続接続されている。出力電極１３６と１３７
とはその中心位置において後記の（Ｎｂλ₀＋λ₀／
２）の距離隔てて同一圧電基板１３１上に形成され、か
つ出力電極１３６と１３７とは縦続接続されて、出力電
極１３４と出力電極１３７とから出力を取り出すように
してある。The input electrodes 132 and 135 are formed by chirp electrodes in which the electrode finger pitch gradually decreases from the input side.
In addition, a frequency-converted reception signal is supplied to each of the input electrodes 132 and 135. Output electrodes 133, 134,
136 and 137 are formed by chirp electrodes in which the electrode finger pitch gradually increases from the input side to the output side of the SAW, and the output electrode 133 and the output electrode 134 are separated by a distance (Nbλ ₀ ) described later at the center position. The output electrodes 133 and 1 are formed on the same piezoelectric substrate 131 and
34 is cascaded. Output electrodes 136 and 137
Means (Nbλ ₀ + λ ₀ /
Output electrodes 136 and 137 are formed on the same piezoelectric substrate 131 at a distance of 2), and the output electrodes 136 and 137 are connected in cascade so as to extract output from the output electrodes 134 and 137.

【００９１】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
に入力された多重化されかつ周波数変換されたチャープ
信号を用いたスペクトル拡散変調信号は、入力電極１３
２と１３５とに供給されて、入力電極１３２と１３５と
によって電気信号からＳＡＷに変換される。入力電極１
３２と１３５とによって変換されたＳＡＷは圧電基板１
３１上を伝播する。SAW matched filter 13 for data demodulation
The spread-spectrum modulated signal using the multiplexed and frequency-converted chirp signal input to the
2 and 135, and converted from an electric signal to SAW by the input electrodes 132 and 135. Input electrode 1
The SAW converted by 32 and 135 is the piezoelectric substrate 1
31.

【００９２】ここでは、圧電基板１３１上を伝播するＳ
ＡＷはメッセージデータに基づいてチャープ信号２スイ
ープ間（２ビット期間）にデータに対応した位相差を有
している。例えば、２スイープ間のチャープ信号の中心
周波数において０ラジアンもしくはπラジアンの位相変
調が施された信号を復調する場合は、差動位相変調され
たチャープ信号が入力電極１３２および１３５にて０ラ
ジアンもしくはπラジアンの位相差を有するＳＡＷに変
換されて圧電基板１３１上を伝播する。Here, S propagating on the piezoelectric substrate 131
The AW has a phase difference corresponding to the data between two sweeps of the chirp signal (two bit periods) based on the message data. For example, when demodulating a signal that has been subjected to 0 radian or π radian phase modulation at the center frequency of the chirp signal between two sweeps, the differential phase-modulated chirp signal is applied to the input electrodes 132 and 135 at 0 radian or 135 radian. It is converted into a SAW having a phase difference of π radians and propagates on the piezoelectric substrate 131.

【００９３】入力電極１３２および１３５によって変換
された２スイープ分のＳＡＷを第１の系統ｍ１の２つの
出力電極１３３と１３４および第２の系統ｍ２の２つの
出力電極１３６と１３７によってそれぞれ取り出され
る。このときチャープ信号２周期に対して、波形に対応
する位置に２つの縦続接続された出力電極を配置して取
り出すために、第１の系統ｍ１側では出力電極１３３と
１３４とは、基準周波数ｆ₀、基準時間Ｔ₀から（２）
式により求まるＮｂを用いて、中心位置においてＮｂλ
₀離して設け、第２の系統ｍ２側では出力電極１３６と
１３７とは中心位置においてＮｂλ₀にλ₀の１／２を
加えた間隔離して設けてある。ここで、λ ₀は基準周波
数ｆ₀におけるＳＡＷの波長である。Conversion by input electrodes 132 and 135
The SAW for the two sweeps is divided into the two
The output electrodes 133 and 134 and the two
Output electrodes 136 and 137 respectively.
You. At this time, the waveform corresponds to two cycles of the chirp signal
And two cascaded output electrodes
In the first system m1 side, the output electrode 133 and
134 is the reference frequency f₀, Reference time T₀From (2)
Using Nb obtained by the equation, Nbλ
₀The output electrode 136 and the output electrode 136 are provided on the second system m2 side.
137 is Nbλ at the center position.₀To λ₀1/2 of
It is provided in isolation between additions. Where λ ₀Is the reference frequency
Number f₀Is the wavelength of the SAW.

【００９４】ＳＡＷの速度をｖとすると、ＳＡＷの波長
λ₀は次の（７）式に示す如くに表される。Assuming that the speed of the SAW is v, the wavelength λ ₀ of the SAW is expressed as shown in the following equation (7).

【００９５】[0095]

【数７】 (Equation 7)

【００９６】したがって、第１の系統ｍ１、第２の系統
ｍ２の出力電極間の間隔Ｌｐは次の（８）式に示すよう
になる。ここでｐは（９）式に示すごとくである。Therefore, the distance Lp between the output electrodes of the first system m1 and the second system m2 is as shown in the following equation (8). Here, p is as shown in equation (9).

【００９７】[0097]

【数８】 (Equation 8)

【００９８】[0098]

【数９】 (Equation 9)

【００９９】出力電極間の間隔ＬｐをＳＡＷの速度ｖで
割った値の差が出力電極間におけるＳＡＷの遅延時間差
Ｔｐであり、次の（１０）式で表すことができる。The difference between the value obtained by dividing the distance Lp between the output electrodes by the speed v of the SAW is the SAW delay time difference Tp between the output electrodes, and can be expressed by the following equation (10).

【０１００】[0100]

【数１０】 (Equation 10)

【０１０１】ここで、ＲＦパルス発生の時間間隔δＴｋ
（ｎ）と比較して、（３）式および（１０）式より、第
１の系統ｍ１側の出力電極１３３、１３４または第２の
系統ｍ２側の出力電極１３６、１３７で、同相もしくは
逆相で加算され、変調位相差φ（ｎｋ）が検出できる。Here, the time interval δTk of the RF pulse generation
Compared with (n), according to the equations (3) and (10), the output electrodes 133 and 134 on the first system m1 side or the output electrodes 136 and 137 on the second system m2 side have the same phase or the opposite phase. And the modulation phase difference φ (nk) can be detected.

【０１０２】すなわち、このように配置したことによっ
て２周期のチャープ信号が位相差０ラジアンのとき、す
なわち０ラジアンの位相差を有するＳＡＷが圧電基板１
３１上を伝播するときは、出力電極１３３と１３４とで
同相加算され、かつ出力電極１３６と１３７とで逆相加
算されることになって、第１の系統ｍ１の出力電極１３
４のみから差動化された符号に基づく出力が送出され、
２周期のチャープ信号が位相差πラジアンのとき、すな
わちπラジアンの位相差を有するＳＡＷが圧電基板１３
１上を伝播するときは、出力電極１３３と１３４とで逆
相加算され、出力電極１３６と１３７とで同相加算され
ることになって、第２の系統ｍ２の出力電極１３７のみ
から差動化された符号に基づく出力が送出される。In other words, with this arrangement, when the two-cycle chirp signal has a phase difference of 0 radian, that is, the SAW having a phase difference of 0 radian is applied to the piezoelectric substrate 1.
When propagating on the output line 31, the in-phase addition is performed by the output electrodes 133 and 134, and the anti-phase addition is performed by the output electrodes 136 and 137.
4 and an output based on the differentiated code is sent out,
When the two-period chirp signal has a phase difference of π radians, that is, the SAW having a phase difference of π radians
When the signal propagates over 1, the output electrodes 133 and 134 add the opposite phases, and the output electrodes 136 and 137 add the same phase. Therefore, the differential signal is output only from the output electrode 137 of the second system m2. An output based on the code is sent.

【０１０３】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
からの出力は、例えば図８に示す如くである。図８
（ａ）は第１の系統ｍ１からの出力の波形を示し、図８
（ｂ）は第２の系統ｍ２からの出力の波形を示す。SAW matched filter 13 for data demodulation
The output from is, for example, as shown in FIG. FIG.
FIG. 8A shows a waveform of an output from the first system m1, and FIG.
(B) shows the waveform of the output from the second system m2.

【０１０４】さらに、データ復調用ＳＡＷマッチドフィ
ルタ１３の作用を下記の表１によって示す。The operation of the data demodulating SAW matched filter 13 is shown in Table 1 below.

【０１０５】[0105]

【表１】 [Table 1]

【０１０６】上記のように出力電極１３４からの出力と
出力電極１３７からの出力とは差動データに対応して背
反した出力が取り出されて、データ復調がなされる。こ
こで、ＳＡＷマッチドフィルタ１３のかかる作用をデー
タの位相偏移に基づいて連続する２周期にまたがる相関
演算を行うともいう。As described above, the output from the output electrode 134 and the output from the output electrode 137 are output in conflict with each other in accordance with the differential data, and the data is demodulated. Here, this operation of the SAW matched filter 13 is also referred to as performing a correlation operation over two consecutive periods based on the phase shift of data.

【０１０７】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
からの出力は自乗回路１４および１５によって自乗さ
れ、それぞれ図示しないローパスフィルタを通した自乗
回路１４の出力から自乗回路１５の出力が減算回路１６
によって減算されて、減算回路１６からは例えば図９
（ａ）に示す出力が送出される。この出力はメッセージ
データに基づく出力に対応し、例えば正極性側がメッセ
ージデータの“１”に、負極性側がメッセージデータの
“０”に対応している。SAW matched filter 13 for data demodulation
Are squared by squaring circuits 14 and 15, and the output of squaring circuit 15 is subtracted from the output of squaring circuit 14 through a low-pass filter (not shown).
9 from the subtraction circuit 16 as shown in FIG.
The output shown in FIG. This output corresponds to an output based on the message data. For example, the positive side corresponds to “1” of the message data, and the negative side corresponds to “0” of the message data.

【０１０８】図示しない前記ローパスフィルタを通した
自乗回路１４の出力と自乗回路１５の出力とは加算回路
１７によって加算されて、加算回路１７からは例えば図
９（ｂ）に示す出力が送出される。この出力はメッセー
ジデータが出力されているタイミングを示している。The output of the squaring circuit 14 and the output of the squaring circuit 15 that have passed through the low-pass filter (not shown) are added by an adding circuit 17, and the output shown in FIG. . This output indicates the timing at which the message data is being output.

【０１０９】減算回路１６からの出力と加算回路１７か
らの出力はデマルチプレクサ１８に供給されて、加算回
路１７からの出力のタイミングで減算回路１６からの出
力がデマルチプレクスされて送出される。The output from the subtraction circuit 16 and the output from the addition circuit 17 are supplied to a demultiplexer 18, and the output from the subtraction circuit 16 is demultiplexed and transmitted at the timing of the output from the addition circuit 17.

【０１１０】上記した本発明の実施の一形態にかかるス
ペクトル拡散多重化通信機において、チャープ信号は周
波数が徐々に変化するため、時間シフトして加算した場
合、その加算信号のベクトル加算は常に２πラジアン連
続的に変化しながら回転して加算され、時間を追って観
測すればほぼ平均化された振幅の信号が合成される。し
たがって、拡散符号による同一キャリア周波数によるス
ペクトル拡散信号の時間シフト多重の際に問題となるよ
うな、位相合成した信号のエンベロープが極端な場合零
となったり、加算信号の包絡線に著しい変動が起こると
いう問題が発生しないという効果が得られる。In the above-described spread spectrum multiplexing communication apparatus according to the embodiment of the present invention, since the frequency of the chirp signal gradually changes, when time-shifted and added, vector addition of the added signal is always 2π. The signals are rotated and added while continuously changing in radians, and if the signals are observed over time, a signal having a substantially averaged amplitude is synthesized. Therefore, the envelope of the phase-combined signal becomes zero when the spread spectrum signal is time-shift multiplexed with the same carrier frequency by the spread code, or the envelope of the added signal undergoes a significant fluctuation. The problem that the problem does not occur is obtained.

【０１１１】このことによってＳＡＷ−ＤＤＬ４から出
力されるチャープ信号を増幅する増幅器５および送信電
力増幅器８が多少の非線形を伴う増幅器であっても、送
信信号に著しい帯域外スプリアスが生ずることもなくな
る。As a result, even if the amplifier 5 for amplifying the chirp signal output from the SAW-DDL 4 and the transmission power amplifier 8 are amplifiers with some non-linearity, no significant out-of-band spurious is generated in the transmission signal.

【０１１２】また、本発明の実施の一形態にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機によれば、データ変調されたチ
ャープ信号を容易に生成できかつ同時に多重化でき、受
信時にデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３を用い
て相関検出を行うため、簡易な構成で多重化したＤＰＳ
Ｋ変調チャープ信号を発生し、スペクトル拡散復調でき
る効果も得られる。Further, according to the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to the embodiment of the present invention, a data-modulated chirp signal can be easily generated and multiplexed at the same time. DPS multiplexed with a simple configuration to perform correlation detection using
An effect of generating a K-modulated chirp signal and performing spread spectrum demodulation is also obtained.

【０１１３】なお、上記した本発明の実施の一形態にか
かるスペクトル拡散多重化通信機では、ＳＡＷ−ＤＤＬ
４において、周波数重み付けがハミング窓関数重み付け
の場合を例示したが、ハミング窓関数重み付けに代わっ
て、ドルフ−チェビシェフ窓関数重み付けでも、テイラ
ー窓関数重み付けでも、ｃｏｓ²窓関数重み付けでも、
ｃｏｓ³窓関数重み付けでも、ｃｏｓ⁴窓関数重み付け
でも、ブラックマン窓関数重み付けでも、カイザー窓関
数重み付けでもよい。In the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to the embodiment of the present invention, the SAW-DDL
In 4, the frequency weighting is exemplified in the case of Hamming window function weighting, instead of the Hamming window function weighting, Dolph - even Chebyshev window function weighting in Taylor window function weighting, even cos ² window function weighting,
Cos ³ window function weighting, cos ⁴ window function weighting, Blackman window function weighting, or Kaiser window function weighting may be used.

【０１１４】また、周波数重み付けをＳＡＷ−ＤＤＬ４
に代わって、データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
の入力電極および／または出力電極対の電極指ピッチに
よって付与するようにしてもよい。またＳＡＷ−ＤＤＬ
４とデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３とによっ
て付与するようにしてもよい。これらの場合に、データ
復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３の各系統の出力電極
間の間隔は（Ｎｂ×λ ₀）、（Ｎｂ×λ₀＋λ₀／２）
とすることは維持する必要がある。The frequency weighting is set to SAW-DDL4
Instead of the SAW matched filter 13 for data demodulation
Input electrode and / or output electrode pair electrode finger pitch
Therefore, it may be provided. Also SAW-DDL
4 and the data demodulating SAW matched filter 13
May be provided. In these cases, the data
Output electrode of each system of demodulating SAW matched filter 13
The interval between them is (Nb × λ ₀), (Nb × λ)₀+ Λ₀/ 2)
Need to be maintained.

【０１１５】上記のように周波数重み付けは、ＳＡＷ−
ＤＤＬ４に全ての重み付けを付与しても、データ復調用
ＳＡＷマッチドフィルタ１３に全ての重み付けを付与し
ても、ＳＡＷ−ＤＤＬ４とデータ復調用マッチドフィル
タ１３とに振り分けて重み付けを付与してもよいが、そ
れぞれ次のような得失があり、この得失にしたがって何
れかを選択すればよい。As described above, the frequency weighting is performed by SAW-
All weights may be assigned to the DDL 4, all weights may be assigned to the data demodulation SAW matched filter 13, or weights may be assigned to the SAW-DDL 4 and the data demodulation matched filter 13. There are the following advantages and disadvantages, and one of them may be selected according to the advantages and disadvantages.

【０１１６】ＳＡＷ−ＤＤＬ４に全ての重み付けを付与
した場合は、一般的に中心周波数付近に重い重み付けが
なされるため、送信信号に著しい帯域外スプリアスが生
ずるようなことない。しかし一方、データ復調用ＳＡＷ
マッチドフィルタ１３の周波数振幅特性は帯域内におい
て平坦となり、送信チャープ信号における重みの軽い周
波数部分において、信号成分が少ないにもかかわらず、
不要な雑音を通過させることになって、復調出力におけ
るＳ／Ｎを劣化させることになる。When all weights are assigned to the SAW-DDL 4, a heavy weight is generally assigned near the center frequency, so that a remarkable out-of-band spurious does not occur in the transmission signal. However, on the other hand, SAW for data demodulation
The frequency-amplitude characteristic of the matched filter 13 becomes flat in the band, and in the frequency portion where the weight of the transmission chirp signal is light, although the signal component is small,
Unnecessary noise is allowed to pass, thereby deteriorating the S / N in the demodulated output.

【０１１７】データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１３
に全ての重み付けを付与した場合は、ＳＡＷ−ＤＤＬ４
により生成される送信チャープ信号の周波数成分は帯域
内平坦となり、全帯域を有効に使用するという利点があ
る。一方、重みの軽い送信チャープ信号の周波数成分は
重みの重い送信チャープ信号の周波数成分と同等レベル
で送信されるにもかかわらず、データ復調用ＳＡＷマッ
チドフィルタ１３における重み付けに対応して、重みの
軽い送信チャープ信号の周波数成分がデータ復調用ＳＡ
Ｗマッチドフィルタ１３において捨て去られることにな
り、復調出力におけるＳ／Ｎを劣化させる。SAW matched filter 13 for data demodulation
When all the weights are given to SAW-DDL4
The frequency component of the transmission chirp signal generated by the above becomes flat in the band, and there is an advantage that the entire band is used effectively. On the other hand, although the frequency component of the lightly weighted transmission chirp signal is transmitted at the same level as the frequency component of the heavily weighted transmission chirp signal, the weight is lighter in response to the weighting in the data demodulating SAW matched filter 13. The frequency component of the transmission chirp signal is a data demodulation SA
The signal is discarded by the W matched filter 13 and degrades the S / N in the demodulated output.

【０１１８】これに対し、ＳＡＷ−ＤＤＬ４とデータ復
調用マッチドフィルタ１３とに振り分けて重み付けを付
与した場合、重みの振り分けを正確に行うことが難し
く、設計が容易ではないが、データ復調用ＳＡＷマッチ
ドフィルタ１３において、通過する不要な雑音を減少さ
せると共に、送信チャープ信号において重み付けの軽い
周波数の周波数成分を相応なレベルで送信できるため、
復調出力におけるＳ／Ｎの劣化を防止できる。このＳ／
Ｎ劣化量はミスマッチロスと呼ばれている。On the other hand, when weights are assigned to the SAW-DDL 4 and the matched filter 13 for data demodulation, it is difficult to accurately assign the weights and the design is not easy. In the filter 13, unnecessary noise passing therethrough can be reduced, and a frequency component of a lightly weighted frequency can be transmitted at an appropriate level in the transmission chirp signal.
S / N in the demodulated output can be prevented from deteriorating. This S /
The N deterioration amount is called a mismatch loss.

【０１１９】周波数重み付けをハミング窓関数重み付け
とした場合、Ｓ／Ｎの劣化量であるミスマッチロスは
１．３４ｄＢ改善でき、８次のテイラー窓関数重み付け
とした場合、ミスマッチロスは１．１４ｄＢ改善でき、
ｃｏｓ³窓関数重み付けとした場合、ミスマッチロスは
２．３８ｄＢ改善することができる。When the frequency weighting is weighted by the Hamming window function, the mismatch loss, which is the amount of S / N degradation, can be improved by 1.34 dB, and when the eighth-order Taylor window function weighting is used, the mismatch loss can be improved by 1.14 dB. ,
When cos ³ window function weighting is used, mismatch loss can be improved by 2.38 dB.

【０１２０】上記した本発明の実施の一形態にかかるス
ペクトル拡散多重化通信機による場合の多重化チャープ
信号に対するビット誤り率特性例を図１０に示す。図１
０において実線は理論値を示し、○は１信号多重化の場
合を、△は２信号多重化の場合を、□は３信号多重化の
場合を、▽は４信号多重化の場合を、◇は７信号多重化
の場合を、×は８信号多重化の場合を、●は９信号多重
化の場合をそれぞれ示している。図１０から判るとおり
ほとんど多重化による劣化のない特性が得られる。FIG. 10 shows an example of bit error rate characteristics for a multiplexed chirp signal in the case of the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to the embodiment of the present invention described above. FIG.
At 0, the solid line indicates the theoretical value, は indicates the case of one-signal multiplexing, △ indicates the case of two-signal multiplexing, □ indicates the case of three-signal multiplexing, ▽ indicates the case of four-signal multiplexing, and ◇ Indicates the case of 7 signal multiplexing, x indicates the case of 8 signal multiplexing, and ● indicates the case of 9 signal multiplexing. As can be seen from FIG. 10, a characteristic with almost no deterioration due to multiplexing is obtained.

【０１２１】なおまた、上記した本発明の実施の一形態
にかかるスペクトル拡散多重化通信機において、２値差
動位相変調の場合を例示したが、他の多値差動位相変調
の場合であってもよい。例えば３値差動位相変調の場合
は図７に示す場合と同様にマッチドフィルタを３系統用
意して、それぞれの系統の出力電極を構成する２個のチ
ャープ電極の位置をチャープ信号の中心周波数に対して
互いに１／３波長異なるように配置すればよく、入力さ
れたスペクトル拡散変調信号２周期間に０ラジアン、２
π／３ラジアンもしくは４π／３ラジアンの位相差を持
って差動位相変調された信号に対して、同相で加算され
る出力電極は３系統のうちのいずれか１系統のみであっ
て、３値差動位相変調のデータの復調も可能となる。同
様に４値以上の差動位相変調の場合にも対応させること
ができる。In the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to the embodiment of the present invention described above, the case of binary differential phase modulation has been exemplified. You may. For example, in the case of ternary differential phase modulation, three matched filters are prepared as in the case shown in FIG. 7, and the positions of the two chirp electrodes constituting the output electrodes of each system are set to the center frequency of the chirp signal. In this case, it may be arranged so that they are different from each other by ３ wavelength.
Only one of the three output electrodes is added in-phase to a signal that has been subjected to differential phase modulation with a phase difference of π / 3 radian or 4π / 3 radian, and the ternary value Demodulation of differential phase modulation data is also possible. Similarly, it is possible to cope with the case of differential phase modulation of four or more values.

【０１２２】また上記した本発明の実施の一形態にかか
るスペクトル拡散多重化通信機では、前に基準周波数ｆ
₀をチャープ信号の中心周波数として差動位相変調を施
す場合を例示したが、特にチャープ信号の中心周波数で
２値以上の多値の変調を施す必要はなく、基準周波数ｆ
₀をチャープ信号の最大周波数として差動位相変調を施
しても、同様に基準周波数ｆ₀をチャープ信号の最小周
波数として差動位相変調を施してもよい。In the above-described spread spectrum multiplex communication apparatus according to the embodiment of the present invention, the reference frequency f
_{Although the} case where differential phase modulation is performed using ₀ as the center frequency of the chirp signal is illustrated, it is not particularly necessary to perform multi-level modulation of two or more values at the center frequency of the chirp signal.
Differential phase modulation may be performed using ₀ as the maximum frequency of the chirp signal, or differential phase modulation may be performed using the reference frequency f ₀ as the minimum frequency of the chirp signal.

【０１２３】チャープ信号の最大周波数によって差動位
相変調された信号を復調する場合はデータ復調用ＳＡＷ
マッチドフィルタ１３において各系統を構成する２つの
出力電極間の配置の間に、チャープ信号の最大周波数に
基づく波長λ₀の１／２の差を持たせればよい。チャー
プ信号の最小周波数によって差動位相変調された信号を
復調する場合はデータ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１
３において各系統を構成する２つの出力電極間の配置の
間に、チャープ信号の最小周波数に基づく波長の１／２
の差を持たせればよく、他の周波数に設定した場合も同
様である。When demodulating a signal that has been differentially phase-modulated by the maximum frequency of a chirp signal, a data demodulation SAW
In the matched filter 13, a difference of の of the wavelength λ ₀ based on the maximum frequency of the chirp signal may be provided between the two output electrodes constituting each system. When demodulating a signal that has been differentially phase-modulated by the minimum frequency of a chirp signal, a data demodulating SAW matched filter 1
3, the half of the wavelength based on the minimum frequency of the chirp signal is placed between the two output electrodes constituting each system.
, And the same applies to the case where another frequency is set.

【０１２４】さらに、上記のデータ復調用ＳＡＷマッチ
ドフィルタ１３がアップ・チャープ信号の場合を例示し
たが、ダウン・チャープ信号の場合も同様に構成するこ
とができる。Further, the case where the above-described data demodulating SAW matched filter 13 is an up-chirp signal has been exemplified, but the configuration can be similarly applied to the case of a down-chirp signal.

【０１２５】[0125]

【発明の効果】以上説明したように本発明にかかるスペ
クトル拡散多重化通信機によれば、弾性表面波分散型遅
延線に多重化する数ＫのＮ値差動位相データに基づく高
周波パルスが時間的に順次入力されて、弾性表面波分散
型遅延線から多重化されたＮ値差動位相データに基づい
て変調された多重化変調チャープ信号が送信部から送出
され、送信部から送出された多重化変調チャープ信号が
弾性表面波マッチドフィルタに入力されて、弾性表面波
マッチドフィルタの入力電極によって弾性表面波に変換
され、該弾性表面波を受けた出力電極対によって差動位
相データの位相偏移に基づく連続２周期の期間にわたっ
て同相加算、逆相加算がなされて、差動位相データに対
応する復調された電気信号が出力されて、データ復調が
なされ、この場合に、交信のためのチャープ信号を単位
時間当たりの周波数変化量が時間と共に変化するチャー
プ信号としたため、タイムサイドローブが低減でき、か
つＳ／Ｎが劣化することもないという効果が得られる。
さらに、スペクトル拡散多重化通信機の構成が簡単にな
るという効果もある。As described above, according to the spread spectrum multiplex communication apparatus of the present invention, the surface acoustic wave dispersion type delay
High based on the number K of N-valued differential phase data to be multiplexed on the extension line
Frequency pulses are sequentially input in time, and surface acoustic wave dispersion
Based on N-valued differential phase data multiplexed from the delay line
Multiplexed modulated chirp signal transmitted from transmitter
And the multiplexed modulated chirp signal transmitted from the transmitter is
Input to the surface acoustic wave matched filter, the surface acoustic wave
Converted to surface acoustic wave by input electrode of matched filter
The differential position is determined by the pair of output electrodes receiving the surface acoustic wave.
Over two consecutive periods based on the phase shift of the phase data
In-phase addition and anti-phase addition are performed by
The corresponding demodulated electrical signal is output and data demodulation is performed.
In this case, the chirp signal for communication is a chirp signal in which the amount of frequency change per unit time changes with time, so that the time side lobe can be reduced and the S / N does not deteriorate. can get.
Further, there is an effect that the configuration of the spread spectrum multiplexing communication device is simplified.

[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a spread spectrum multiplex communication device according to an embodiment of the present invention.

【図２】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬの構成を示す模式
斜視図である。FIG. 2 is a schematic perspective view showing a configuration of a SAW-DDL in the spread spectrum multiplex communication apparatus according to one embodiment of the present invention.

【図３】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるチャープ信号の説明に供する波形
図である。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining a chirp signal in the spread spectrum multiplexing communication device according to one embodiment of the present invention.

【図４】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるチャープ信号の説明に供する波形
図である。FIG. 4 is a waveform chart for explaining a chirp signal in the spread spectrum multiplex communication apparatus according to one embodiment of the present invention.

【図５】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬへの入力の説明に
供する波形図である。FIG. 5 is a waveform chart for explaining an input to a SAW-DDL in the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to the embodiment of the present invention.

【図６】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷ−ＤＤＬからの出力の説明
に供する波形図である。FIG. 6 is a waveform chart for explaining an output from a SAW-DDL in the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to the embodiment of the present invention.

【図７】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷマッチドフィルタの構成を
示す模式斜視図である。FIG. 7 is a schematic perspective view showing a configuration of a SAW matched filter in the spread spectrum multiplex communication apparatus according to one embodiment of the present invention.

【図８】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるＳＡＷマッチドフィルタの作用の
説明に供する波形図である。FIG. 8 is a waveform chart for explaining the operation of a SAW matched filter in the spread spectrum multiplex communication apparatus according to one embodiment of the present invention.

【図９】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡散
多重化通信機におけるデマルチプレクサの入力信号の波
形図である。FIG. 9 is a waveform diagram of an input signal of a demultiplexer in the spread spectrum multiplex communication device according to one embodiment of the present invention.

【図１０】本発明の実施の一形態にかかるスペクトル拡
散多重化通信機における多重化チャープ信号に対するビ
ット誤り率の特性図である。FIG. 10 is a characteristic diagram of a bit error rate with respect to a multiplexed chirp signal in the spread spectrum multiplexing communication apparatus according to one embodiment of the present invention.

【図１１】従来のデジタルエンコーデッドチャープキャ
リア装置の構成を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional digital encoded chirp carrier device.

【図１２】チャープ信号をスペクトル拡散に利用した従
来の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmitter using a chirp signal for spread spectrum.

【図１３】チャープ信号をスペクトル拡散に利用した従
来の受信機の構成を示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a conventional receiver using a chirp signal for spread spectrum.

【図１４】図１３に示した受信機の作用の説明に供する
波形図である。FIG. 14 is a waveform chart for explaining the operation of the receiver shown in FIG.

[Explanation of symbols]

１差動エンコーダ３パルス発生器４ＳＡＷ−ＤＤＬ９送受信切替器１３データ復調用ＳＡＷマッチドフィルタ１４および１５自乗回路１６減算回路１７加算回路１８デマルチプレクサ４１および１３１圧電基板４２、１３２および１３５入力電極４３、１３３、１３４、１３６および１３７出力電極ｍ１およびｍ２第１および第２の系統 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Differential encoder 3 Pulse generator 4 SAW-DDL 9 Transmission / reception switch 13 SAW matched filter for data demodulation 14 and 15 Square circuit 16 Subtraction circuit 17 Addition circuit 18 Demultiplexer 41 and 131 Piezoelectric substrate 42, 132 and 135 Input electrode 43 , 133, 134, 136 and 137 Output electrodes m1 and m2 First and second systems

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平２−172338（ＪＰ，Ａ) 特開平２−121424（ＪＰ，Ａ) 特開平３−162146（ＪＰ，Ａ) 特開平５−276141（ＪＰ，Ａ) 「最新スペクトラム拡散通信方式」、Ｒ．Ｃ．Ｄｉｘｏｎ著、立野他訳、昭和53年11月（株）日本技術経済センター発行、ｐ42〜46 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 ──────────────────────────────────────────────────続き Continuation of the front page (56) References JP-A-2-172338 (JP, A) JP-A-2-121424 (JP, A) JP-A-3-162146 (JP, A) JP-A-5-162146 276141 (JP, A) "Latest spread spectrum communication system", R.A. C. Dixon, translated by Tateno et al., Published by The Japan Techno-Economic Center, November 1978, pp. 42-46 (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷ , DB name)

Claims

(57) [Claims]

1. A spread spectrum multiplexing communication apparatus using a chirp signal for spread spectrum, wherein a time interval between input high-frequency pulses is determined based on a reference period corresponding to one bit of data. 2π based on frequency
The number of multiplexed channels together with the input high-frequency pulse is represented by K, at the input electrode of a surface acoustic wave dispersion type delay line that performs N-valued differential phase modulation between chirp signals generated by changing the phase step by / N radians. When the number (K-
A transmitting unit using a surface acoustic wave dispersion type delay line as a modulator for transmitting the multiplexed N-valued differential phase modulation chirp signal from the output electrode by inputting the high frequency pulse of 1) between the input high frequency pulses; And a reference frequency for determining the amount of differential phase from a reference interval corresponding to one data bit.
an input electrode having a multiplexed chirp modulation signal obtained by multiplexing an N-valued differential phase modulation chirp signal varying in a phase step of π / N radians, and an elastic surface corresponding to the input electrode and converted by the input electrode N output electrode pairs cascaded in a wave propagation path are provided in N systems, and when the surface acoustic wave propagation wavelength of the reference frequency is λ ₀ , the two output electrodes forming each system are located at the center positions. in provided stagger each lambda ₀ / N, and includes a receiving unit at least one of the input electrode or the output electrode pair and a surface acoustic wave matched filter demodulator is chirp electrode, for communicating A spread spectrum multiplexing communication apparatus characterized in that a chirp signal is a chirp signal in which a frequency change amount per unit time changes with time.

2. The spread spectrum multiplexing communication device according to claim 1, wherein the change in the amount of change in the frequency of the chirp signal per unit time is at least one of the input electrode and the output electrode of the surface acoustic wave dispersion type delay line. A spread-spectrum multiplexing communication device, which is provided by changing a change amount of an electrode finger pitch of an electrode constituting one electrode.

3. The spread spectrum multiplexing communication device according to claim 1, wherein the change in the amount of change in frequency of the chirp signal per unit time is at least one of an input electrode and an output electrode of the surface acoustic wave dispersion type delay line. Changing the amount of change in the electrode finger pitch of the electrode constituting one of the electrodes and changing the amount of change in the electrode finger pitch of the electrode constituting at least one of the input electrode and the output electrode of the surface acoustic wave matched filter Spread spectrum multiplexing communication equipment characterized in that the communication is provided.

4. The method of claim 1 spread spectrum multiplex communication apparatus according the change in frequency of the change amount per unit time of the chirp signal, a spread spectrum multiplex communication, characterized in that based on a predetermined frequency weighting Machine.

5. The spread spectrum multiplexing communication device according to claim 1, wherein the change of the frequency change per unit time of the chirp signal is substantially proportional to the reciprocal of the frequency weighting value for the frequency. Spread spectrum multiplexing communication equipment.

6. The spread spectrum multiplex communication apparatus according to claim 4, wherein the frequency weighting is a frequency weighting with a small time side lobe in a demodulation output.

7. The spread spectrum multiplexing communication device according to claim 4, wherein the frequency weighting is a Hamming window function weighting.

8. The spread spectrum multiplexing communication apparatus according to claim 4, wherein the frequency weighting is a weighting of a Dorf-Chebyshev window function.

9. The spread spectrum multiplex communication apparatus according to claim 4, wherein the frequency weighting is Taylor window function weighting.

10. The spread spectrum multiplex communication apparatus according to claim 4, wherein the frequency weighting is a cos ² window function weighting.

11. The spread spectrum multiplexing communication device according to claim 4, wherein the frequency weighting is a cos ³ window function weighting.

12. The spread spectrum multiplex communication apparatus according to claim 4, wherein the frequency weighting is a cos ⁴ window function weighting.

13. The spread spectrum multiplex communication apparatus according to claim 4, wherein the frequency weighting is Blackman window function weighting.

14. The spread spectrum multiplex communication apparatus according to claim 4, wherein the frequency weighting is a Kaiser window function weighting.