JP3013776B2 - Uninterruptible switching regulator - Google Patents
Uninterruptible switching regulatorInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、高周波トランスに対し
て並列に設けられた２つのコンバータを有する無停電性
のスイッチングレギュレータにおいて、二次電池への充
電の際の、精度の高い定電圧定電流制御を可能とし、か
つ部品点数が少なく簡素な回路構成を可能とする技術に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an uninterruptible switching regulator having two converters provided in parallel with a high-frequency transformer, and to provide a highly accurate constant voltage constant for charging a secondary battery. The present invention relates to a technology that enables current control and enables a simple circuit configuration with a small number of components.
【０００２】[0002]
【従来の技術】最近のＯＡ化の進展から、情報の保全と
して、情報機器用の無停電性スイッチングレギュレータ
が普及しつつある。この従来の無停電性スイッチングレ
ギュレータの基本回路は、図１４に示すようなものであ
る。以下、簡単に説明する。商用電源１からの電流は、
整流回路２によって全波正弦波脈流に整流され、一次側
平滑コンデンサー３によって平滑化された直流電圧を入
力として、一次側スイッチング素子８によってチョッピ
ングされて高周波トランス４の一次巻線４ａに流れる。
これによって二次巻線４ｃには誘起電圧Ｅ５が発生し、
この誘起電圧Ｅ５が高速整流ダイオード１９、転流ダイ
オード２０、平滑コイル２１、二次側平滑コンデンサー
２３によって平滑化され、直流出力となって負荷２４に
供給される。一方、高周波トランス４の三次側に設けら
れた三次巻線の一方４ｄには、チョークコイル８１、整
流用ダイオード８２、転流ダイオード８３によって構成
されるチョークインプット方式整流回路と定電圧定電流
回路８０を介して二次電池１４が直列に接続されて充電
回路が形成され、前記一次巻線４ａを流れる高周波電流
によるパルス電流によって二次電池１４が充電されるよ
うになっている。また他方の三次巻線４ｂには、商用電
源１が停電の際、二次電池１４を入力として、一次側ス
イッチング素子８と同期して作動するゲート信号で駆動
される三次側スイッチング素子１１によって、チョッピ
ングされた電流による励磁電流が流れ、商用電源１に代
わって二次電池１４を入力エネルギーとして高周波トラ
ンス４を介して二次側回路に供給される。従って、無停
電性が発揮される。ここで各矢印は電流を、各白ヌキ矢
印はそれぞれの電流に対応する誘起電圧を表している。2. Description of the Related Art With the recent progress of OA, uninterruptible switching regulators for information equipment are becoming widespread as information security. The basic circuit of this conventional uninterruptible switching regulator is as shown in FIG. Hereinafter, a brief description will be given. The current from the commercial power supply 1 is
The DC voltage, which is rectified by the rectifier circuit 2 into a full-wave sinusoidal pulsating current and smoothed by the primary-side smoothing capacitor 3, is chopped by the primary-side switching element 8 and flows through the primary winding 4 a of the high-frequency transformer 4.
As a result, an induced voltage E5 is generated in the secondary winding 4c,
The induced voltage E5 is smoothed by the high-speed rectifier diode 19, the commutation diode 20, the smoothing coil 21, and the secondary-side smoothing capacitor 23, and supplied to the load 24 as a DC output. On the other hand, one of the tertiary windings 4d provided on the tertiary side of the high-frequency transformer 4 has a choke input type rectifier circuit composed of a choke coil 81, a rectifying diode 82 and a commutation diode 83, and a constant voltage / constant current circuit 80. The secondary battery 14 is connected in series via the first winding to form a charging circuit, and the secondary battery 14 is charged by a pulse current generated by a high-frequency current flowing through the primary winding 4a. In the other tertiary winding 4b, when the commercial power supply 1 is out of power, the secondary battery 14 is used as an input, and the tertiary switching element 11 driven by a gate signal that operates in synchronization with the primary switching element 8, An exciting current due to the chopped current flows and is supplied to the secondary circuit via the high-frequency transformer 4 with the secondary battery 14 as input energy instead of the commercial power supply 1. Therefore, uninterruptibility is exhibited. Here, each arrow represents a current, and each white arrow represents an induced voltage corresponding to each current.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】そして充電時において
は、定電圧定電流制御を精度よく行う必要がある。しか
しながら、二次電池１４への充電時には電圧と電流を高
精度に制御しつつ、放電時には機能しないという定電圧
定電流制御回路は、これまで具体的に開示されていなか
った。そこで本発明者は鋭意検討し、二次電池からの放
電時には機能することなく、充電時には過充電の防止等
を踏まえた高精度の定電圧定電流制御が可能な定電圧定
電流制御回路を備えた、無停電性のスイッチングレギュ
レータを開発するに至った。At the time of charging, constant voltage and constant current control must be performed with high accuracy. However, a constant-voltage / constant-current control circuit that does not function during discharging while controlling the voltage and current with high accuracy when charging the secondary battery 14 has not been specifically disclosed. Therefore, the present inventors have studied diligently, and provided a constant voltage / constant current control circuit that does not function at the time of discharging from the secondary battery and that can perform high-precision constant voltage / constant current control based on prevention of overcharging at the time of charging. In addition, they have developed an uninterruptible switching regulator.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】このような懸案の無停電
性スイッチングレギュレータは、交流電源からの交流を
整流する整流回路と、この整流回路の出力側に高周波ト
ランスの一次巻線と一次側スイッチング素子とが直列に
接続された、高周波トランスに対して高周波パルス電圧
を発生させるための一次側回路と、前記高周波トランス
の二次巻線に整流、平滑回路が接続された、負荷に対し
て直流出力電力を供給する二次側回路と、 高周波トラ
ンスの三次巻線の巻き始め極性側と二次電池の正極側を
接続し、この二次電池の負極側に定電流検出抵抗と直列
ドロッパー制御用素子とを直列に接続し、これを逆流防
止ダイオードのアノード側に直列接続するとともに、二
次電池の両極間に充電用定電圧定電流制御回路を設ける
ことによって、前記直列ドロッパー制御用素子の抵抗を
変化させて充電中の定電圧定電流制御を行う充電回路
と、前記三次巻線の巻き終わり極性側と二次電池の負極
の間であって、前記充電回路の充電電流路の外側に設け
た、前記一次側スイッチング素子と同期して作動する三
次側スイッチング素子と、前記二次電池の負極側から三
次側スイッチング素子を通って三次巻線の巻き終わり端
へ電流が流れることを阻止するための逆流防止ダイオー
ドとを備えた構成とし、前記交流電源の電圧が正常範囲
内にある時には、前記三次側スイッチング素子がＯＮ状
態であっても、前記三次巻線に誘起される電圧が二次電
池の電圧よりも大であるため、前記三次巻線の巻き始め
から二次電池、定電流検出抵抗、直列ドロッパー制御用
素子、逆流防止ダイオードを経由し、三次巻線の巻き終
わり端に電流が流れて、該二次電池が充電され、前記交
流電源の電圧が低下もしくは停止すると、前記三次巻線
に誘起される電圧が二次電池の電圧よりも小になるた
め、二次電池の正極から三次巻線の巻き始めから巻き終
わり方向に向かう電流が前記逆流防止ダイオード、三次
側スイッチング素子を通って該二次電池の負極に流れ、
負荷に対して出力が供給されることを特徴としている。
すなわち本発明の考え方は、高周波トランスの三次巻線
と定電流検出抵抗と直列ドロッパー制御用素子と逆流防
止用ダイオードと二次電池とを直列に接続して充電回路
を構成し、この充電回路の電流路の外側に、二次電池と
三次巻線と三次側スイッチング素子とを直列に配列して
放電回路を設け、放電時には、前記定電流検出抵抗と直
列ドロッパー制御用素子と逆流防止用ダイオードには電
流が流れないようにする、というものである。この定電
流検出抵抗、直列ドロッパー制御用素子、逆流防止用ダ
イオードの３つが定電圧定電流制御回路の主回路として
働き、一層精度の高い充電制御を行うのである。すなわ
ち、直列ドロッパー素子の抵抗成分を変化させることに
よって充電回路全体の抵抗成分が変化し、精度の高い充
電制御が可能となる。SUMMARY OF THE INVENTION Such a pending uninterruptible switching regulator comprises a rectifier circuit for rectifying an AC from an AC power supply, a primary winding of a high-frequency transformer and a primary-side switching circuit on the output side of the rectifier circuit. An element is connected in series, a primary circuit for generating a high-frequency pulse voltage for a high-frequency transformer, and a rectifying and smoothing circuit connected to a secondary winding of the high-frequency transformer, and a direct current to a load. The secondary circuit that supplies output power, the winding start polarity of the tertiary winding of the high-frequency transformer, and the positive electrode of the secondary battery
Connected to the negative side of this secondary battery in series with a constant current detection resistor.
Connect the dropper control element in series and prevent this from backflow
As well as serially connected to the anode side of the stop diode, secondary by providing the constant-voltage constant-current control circuit for charging between battery poles, a constant-voltage constant-current during charging by changing the resistance of the series dropper control element A charging circuit for controlling, a winding end polarity side of the tertiary winding and a negative electrode of the secondary battery
And a tertiary switching element provided outside the charging current path of the charging circuit and operating in synchronization with the primary switching element ;
End of tertiary winding through secondary side switching element
Backflow prevention diode to prevent current from flowing to
And the voltage of the AC power supply is within a normal range.
When the tertiary switching element is in the ON state
State, the voltage induced in the tertiary winding is
Since the voltage of the tertiary winding is larger than the voltage of the pond,
For secondary battery, constant current detection resistor, series dropper control
End of tertiary winding via element and backflow prevention diode
When a current flows through the battery, the secondary battery is charged and
When the voltage of the power supply drops or stops, the tertiary winding
Voltage induced in the battery becomes smaller than the voltage of the secondary battery
From the beginning of the tertiary winding to the end of the tertiary winding from the positive electrode of the secondary battery.
The current flowing in the direction
Flows through the side switching element to the negative electrode of the secondary battery,
An output is supplied to a load.
That is, the idea of the present invention is to form a charging circuit by connecting a tertiary winding of a high-frequency transformer, a constant current detection resistor, a series dropper control element, a backflow prevention diode, and a secondary battery in series, and form a charging circuit. Outside the current path, a secondary battery, a tertiary winding, and a tertiary-side switching element are arranged in series to provide a discharge circuit.During discharge, the constant current detection resistor, the series dropper control element, and the backflow prevention diode are provided. Means that no current flows. The three elements, ie, the constant current detection resistor, the series dropper control element, and the backflow prevention diode, function as a main circuit of the constant voltage / constant current control circuit, and perform more accurate charging control. That is, by changing the resistance component of the series dropper element, the resistance component of the entire charging circuit changes, and highly accurate charge control becomes possible.
【０００５】[0005]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、本発明の無停電性スイッチ
ングレギュレータの回路例を表している。商用電源１か
ら供給される交流を受ける整流回路２と、この整流回路
２の出力側に高周波トランス４の一次巻線４ａとＦＥＴ
よりなる一次側スイッチング素子８とが直列に接続さ
れ、一次側回路１ａが構成されている。この一次側回路
１ａは、一次側スイッチング素子８のチョッピング動作
によって、高周波トランス４に対して高周波パルス電圧
を発生する。高周波トランス４の二次巻線４ｃには、高
速整流ダイオード１９、転流ダイオード２０、平滑コイ
ル２１、二次側平滑コンデンサー２３による整流、平滑
回路が接続され、負荷２４に対して直流出力電力を供給
する二次側回路２ａが構成されている。さらに高周波ト
ランス４の三次巻線４ｂには、定電流検出抵抗１６と直
列ドロッパー制御用素子１７と逆流防止ダイオード１８
と、二次電池１４とが直列に接続され、かつ二次電池１
４の両極間に充電用定電圧定電流制御回路１５が設けら
れ、これらにより、前記直列ドロッパー制御用素子１７
の抵抗を変化させて充電中の定電圧定電流制御を行う、
充電回路３ｃが構成されている。また、前記三次巻線４
ｂと二次電池１４の間であって、前記充電回路３ｃの充
電電流路の外側には三次側スイッチング素子１１が設け
られて放電回路３ｄが構成され、これら２つによって充
放電回路３ａが構成されている。一次側および三次側の
スイッチング素子８，１１は、負荷２４側の電圧を検出
してＰＷＭスイッチング制御回路２２の制御に基づき、
それぞれのゲート回路１２，１３の制御によってそのス
イッチングパルス幅が制御され、負荷２４に対して定電
圧の制御が行われる。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a circuit example of the uninterruptible switching regulator of the present invention. A rectifier circuit 2 for receiving an alternating current supplied from a commercial power supply 1, a primary winding 4a of a high-frequency transformer 4 and an FET on the output side of the rectifier circuit 2;
The primary side switching element 8 is connected in series to form a primary side circuit 1a. The primary-side circuit 1 a generates a high-frequency pulse voltage for the high-frequency transformer 4 by the chopping operation of the primary-side switching element 8. The secondary winding 4c of the high-frequency transformer 4 is connected to a rectifying and smoothing circuit using a high-speed rectifier diode 19, a commutation diode 20, a smoothing coil 21, and a secondary-side smoothing capacitor 23, and supplies DC output power to a load 24. A secondary circuit 2a for supplying is configured. Further, the tertiary winding 4b of the high-frequency transformer 4 includes a constant current detection resistor 16, a serial dropper controlling element 17, and a backflow prevention diode 18.
And the secondary battery 14 are connected in series, and the secondary battery 1
A constant voltage constant current control circuit 15 for charging is provided between both electrodes of the serial dropper control element 17.
The constant voltage and constant current control during charging by changing the resistance of
A charging circuit 3c is configured. The tertiary winding 4
b and the secondary battery 14, a tertiary-side switching element 11 is provided outside the charging current path of the charging circuit 3c to form a discharging circuit 3d, and the two form a charging / discharging circuit 3a. Have been. The switching elements 8 and 11 on the primary side and the tertiary side detect the voltage on the load 24 side and control based on the control of the PWM switching control circuit 22.
The switching pulse width is controlled by the control of the respective gate circuits 12 and 13, and the load 24 is controlled at a constant voltage.
【０００６】以下、さらに詳細に説明する。共通の鉄芯
磁路を有する高周波トランス４の一次巻線４ａに印加さ
れる、交流入力の整流平滑後入力によって三次巻線４ｂ
に誘起される三次巻線電圧の巻き始め極性側と、充電す
べき二次電池１４の正極側を接続し、その接続点６８を
充電用定電圧定電流制御回路１５の入力の一つとし、二
次電池１４の負極側については三次側スイッチング素子
１１のカソード側を接続し、その接続点６９より、充電
用定電圧定電流制御回路１５の入力のもう一方としてい
る。接続点６９からは、定電流検出抵抗１６と、トラン
ジスタよりなる直列ドロッパー制御用素子１７を直列に
接続し、これを逆流防止ダイオード１８のアノード側に
直列接続する。また、三次巻線４ｂの巻き終わり極性側
と、二次電池１４の放電回路３ｄにおける三次側コンバ
ータ７２の逆流防止ダイオード９のアノードとを接続す
る。そして、定電流検出端となる定電流検出抵抗１６と
直列ドロッパー制御用素子１７のコレクタ端の接続点を
充電用定電圧定電流制御回路１５の定電流検出端として
接続する。さらに、直列ドロッパー制御用素子１７のエ
ミッタとダイオード１８の接続点に、充電用定電圧定電
流制御回路１５の他の出力端が接続される。Hereinafter, the present invention will be described in more detail. The tertiary winding 4b is applied to the primary winding 4a of the high-frequency transformer 4 having the common iron core magnetic path, and the rectified and smoothed input of the AC input.
And the positive side of the secondary battery 14 to be charged is connected to the winding start polarity side of the tertiary winding voltage induced at the connection point, and the connection point 68 is set as one of the inputs of the charging constant voltage / constant current control circuit 15, The negative electrode side of the secondary battery 14 is connected to the cathode side of the tertiary switching element 11, and from the connection point 69, is used as the other input of the constant voltage constant current control circuit 15 for charging. From the connection point 69, the constant current detection resistor 16 and the serial dropper controlling element 17 composed of a transistor are connected in series, and this is connected in series to the anode side of the backflow prevention diode 18. In addition, the winding end polarity side of the tertiary winding 4b is connected to the anode of the backflow prevention diode 9 of the tertiary converter 72 in the discharge circuit 3d of the secondary battery 14. Then, a connection point between the constant current detection resistor 16 serving as a constant current detection terminal and the collector terminal of the series dropper control element 17 is connected as a constant current detection terminal of the charging constant voltage / constant current control circuit 15. Further, another output terminal of the charging constant voltage / constant current control circuit 15 is connected to a connection point between the emitter of the serial dropper control element 17 and the diode 18.
【０００７】次に、図１および図２、図３により、本回
路の作用について説明する。商用電源１の交流入力電圧
がある時には、平滑コンデンサー３には、整流回路２に
よって整流された直流電圧が蓄えられ、この直流電圧を
入力として、一次側コンバータ７１は動作する。商用電
源１の電圧が正常範囲内にある時には、二次電池１４の
電圧に対して一次側回路１ａが優先するよう、一次巻線
４ａと三次巻線４ｂの関係を決めておく。すなわち、一
次巻線４ａの巻き数をＮ１、三次巻線４ｂの巻き数をＮ
２、平滑コンデンサー３の両端電圧をＥ１、二次電池１
４の電圧をＥ２とすれば、式； Ｅ１の最小値／Ｎ１＞Ｅ２の最大値／Ｎ２ … の関係にしておく。このようにすれば、一次側スイッチ
ング素子８のＯＮ時に流れるドレイン電流によって誘起
される電圧Ｅ３は、Ｅ１−ＶＦ５−ＶＤＳ８となる。こ
こで、ＶＦ５は逆流防止ダイオード５の順方向電圧、Ｖ
ＤＳ８は、一次側スイッチング素子８のＯＮ電圧降下で
ある。三次巻線４ｂには、一次側スイッチング素子８の
動作によって流れる励磁電流により、Ｅ４＝Ｅ３×（Ｎ
２／Ｎ１）なる電圧が誘起し、Ｅ１はＥ３とほぼ等しい
ことと上記式の関係より、Ｅ４＞Ｅ２となる。従っ
て、三次側コンバータ７２は、一次側コンバータ７１と
同一ゲート信号による同期運転であっても、三次側スイ
ッチング素子１１には、それがＯＮ状態でも、逆流防止
ダイオード９によって電流は流れない。これより、一次
側スイッチング素子８がＯＮ時に発生する三次巻線４ｂ
に誘起される電圧Ｅ４は、二次電池１４の電圧Ｅ２より
も高いため充電電流が流れる。そしてこれを定電流にす
る必要があるが、その値は定電流検出抵抗１６とツェナ
ーダイオード４０ａによって決まり、Ｅ４と同期したＩ
ＣＰなる電流が、図３に示すように二次電池１４の充電
電流として流れ、その平均値がＩＣＡとなる。Next, the operation of this circuit will be described with reference to FIGS. 1, 2 and 3. When there is an AC input voltage of the commercial power supply 1, the DC voltage rectified by the rectifier circuit 2 is stored in the smoothing capacitor 3, and the primary converter 71 operates using the DC voltage as an input. When the voltage of the commercial power supply 1 is within the normal range, the relationship between the primary winding 4a and the tertiary winding 4b is determined so that the primary circuit 1a has priority over the voltage of the secondary battery 14. That is, the number of turns of the primary winding 4a is N1, and the number of turns of the tertiary winding 4b is N.
2. The voltage across the smoothing capacitor 3 is E1, the secondary battery 1
Assuming that the voltage of No. 4 is E2, the following relationship is established: Expression: minimum value of E1 / N1> maximum value of E2 / N2. In this way, the voltage E3 induced by the drain current flowing at ON of the primary side switching element 8 becomes E1-V F5 -V DS8. Here, VF5 is a forward voltage of the backflow prevention diode 5, and
DS8 is the ON voltage drop of the primary switching element 8. In the tertiary winding 4b, the excitation current flowing by the operation of the primary-side switching element 8 causes E4 = E3 × (N
2 / N1) is induced, and E1 is substantially equal to E3, and E4> E2 from the relationship of the above equation. Therefore, even if the tertiary converter 72 is operated synchronously with the same gate signal as the primary converter 71, no current flows through the backflow prevention diode 9 to the tertiary switching element 11 even when it is ON. Thus, the tertiary winding 4b generated when the primary switching element 8 is turned on
Is higher than the voltage E2 of the secondary battery 14, a charging current flows. It is necessary to set this to a constant current, but its value is determined by the constant current detection resistor 16 and the Zener diode 40a,
The current CP flows as the charging current of the secondary battery 14 as shown in FIG. 3, and the average value is ICA.
【０００８】すなわちこの充電電流ＩＣＡは、式； ＩＣＡ＝（ＴＯＮ／Ｔ）×ＩＣＰ … で表される平均充電電流であり、二次電池１４のアンペ
ア・アワー（ＡＨ）で表される容量から決まる定格充電
電流として定められる。ＩＣＰの値はツェナーダイオー
ド４０ａのツェナー電圧ＶＺ４０及び逆流防止ダイオー
ド４０ｂの順方向電圧ＶＦ４０ｂと、ＰＮＰトランジス
タ４４のベースエミッタ電圧ＶＢＥ４４より、式； ＩＣＰ＝（ＶＺ４０＋ＶＦ４０ｂ−ＶＢＥ４４）／Ｒ
１６ … として決まる。ここでＲ１６は、定電流検出抵抗１６の
抵抗値である。そして、充電用定電圧定電流制御回路１
５は定電流動作を行うと同時に、充電末期には過充電と
なることを防止する必要上、定電圧運転をする必要があ
る。そこで本発明では、トランジスタ４１によって増幅
されたシャントレギュレータ３８のカソード電流がその
コレクタ電流となって流れ、抵抗４２ａ，４２ｂを流れ
てトランジスタ４４のベース電流を制御し、これによ
り、直列ドロッパー制御用素子１７のベース電圧が変化
し、定電流制御が行われる。すなわち充電電流ＩＣＡ
は、三次巻線４ｂによって誘起する電圧Ｅ４により、三
次巻線４ｂの巻き始め端より二次電池１４の正極から負
極を通り、抵抗１６と直列ドロッパー制御用素子１７と
順方向の逆流防止ダイオード１８を経由して、三次巻線
４ｂの巻き終わり端に戻るように流れる。That is, the charging current ICA is an average charging current represented by the following formula: ICA = (T ON / T) × ICP..., And is calculated from the capacity of the secondary battery 14 represented by the ampere hour (AH). It is determined as the determined rated charging current. The value of the ICP is the forward voltage V F40b of the Zener voltage V Z40 and blocking diode 40b of the Zener diode 40a, than the base-emitter voltage V BE44 of the PNP transistor 44, wherein; ICP = (V Z40 + V F40b -V BE44) / R
16 ... is determined. Here, R 16 is the resistance value of the constant current detection resistor 16. And a constant voltage constant current control circuit 1 for charging.
5 is required to perform a constant current operation and also to perform a constant voltage operation in order to prevent overcharging at the end of charging. Therefore, in the present invention, the cathode current of the shunt regulator 38 amplified by the transistor 41 flows as its collector current, and flows through the resistors 42a and 42b to control the base current of the transistor 44. 17 changes the base voltage, and the constant current control is performed. That is, the charging current ICA
Is a voltage E4 induced by the tertiary winding 4b, from the winding start end of the tertiary winding 4b, through the positive electrode to the negative electrode of the secondary battery 14, the resistor 16, the serial dropper controlling element 17, and the forward reverse current preventing diode 18 And flows back to the winding end of the tertiary winding 4b.
【０００９】次に、商用電源１の電圧が低下もしくは停
止すると、一次側コンバータ７１からのエネルギーは低
下もしくは無くなるため、充電されて待機状態にある二
次電池１４のＥ２なる直流電圧が三次側コンバータ７２
の入力源となり、それまで空運転であった三次側スイッ
チング素子１１がアクティブ状態となる。そうすると、
二次電池１４の正極から、三次巻線４ｂの巻き始めから
巻き終わり方向に向かう電流が、逆流防止ダイオード
９、ヒューズ１０を経由して、三次側スイッチング素子
１１を通って二次電池１４の負極に流れ、Ｅ４’なる電
圧を誘起する。そして、二次巻線４ｃにＥ５なる電圧を
誘起し、交流電圧の供給時と同様、無瞬断で二次電池１
４から負荷２４に対して、安定化出力が供給されること
になる。この時は、逆流防止ダイオード１８のカソード
側が、逆流防止ダイオード９および三次側スイッチング
素子１１の順電圧降下によって二次電池１４の負極に対
して逆極性になるため、充電回路３ｃは自動的に停止
し、充電は行われないことになる。Next, when the voltage of the commercial power supply 1 decreases or stops, the energy from the primary converter 71 decreases or disappears. Therefore, the DC voltage E2 of the charged secondary battery 14 in the standby state is converted to the tertiary converter. 72
And the tertiary-side switching element 11, which has been idle until then, becomes active. Then,
A current flowing from the positive electrode of the secondary battery 14 in the direction from the start to the end of the winding of the tertiary winding 4b passes through the backflow prevention diode 9 and the fuse 10, passes through the tertiary switching element 11, and the negative electrode of the secondary battery 14 To induce a voltage E4 ′. Then, a voltage E5 is induced in the secondary winding 4c, and the secondary battery 1 is instantaneously interrupted as in the case of supplying the AC voltage.
4 provides a stabilized output to the load 24. At this time, the cathode side of the backflow prevention diode 18 has a reverse polarity with respect to the negative electrode of the secondary battery 14 due to the forward voltage drop of the backflow prevention diode 9 and the tertiary switching element 11, so that the charging circuit 3c is automatically stopped. However, charging will not be performed.
【００１０】次に、本発明の目的とは別に、無停電性ス
イッチングレギュレータとしての効果的な別の付加事項
について、以下に説明する。第一として、図１において
一次側および三次側コンバータ７１，７２の逆流防止ダ
イオード５，９とそれぞれのスイッチング素子８，１１
の間に、ヒューズよりなる回路遮断手段６，１０を接続
する点である。以下、この回路遮断手段６，１０の作用
について説明する。仮に一次側および三次側のスイッチ
ング素子８，１１のいずれかが短絡破壊すると、高周波
トランス４の二次側短絡と同じ状態となるため、正常動
作を行っているコンバータ７１または７２の過電流保護
機能（図示せず）が働き、出力電圧の低下を来してしま
う。このような状態になると、信頼性を必要とする無停
電性スイッチングレギュレータの目的が果たせず、その
価値が低下してしまう。そこで、一次側および三次側の
各コンバータ７１，７２のスイッチング素子８，１１の
主電流が流れる部分、図の例では各スイッチング素子
８，１１のドレイン側にヒューズ６，１０を挿入し、破
壊回路に流れる異常電流によってヒューズ６または１０
を溶断し、破壊回路を強制的に切り離せるようにしてい
る。従って、例え一次側または三次側コンバータ７１，
７２のいずれかが短絡破壊されたとしても、正常な方の
コンバータ７１または７２によって出力低下の無い正常
運転を行うことができる。ここで、各ヒューズ６，１０
の溶断エネルギーは、例えば一次側のヒューズ６につい
ては商用電源１のダイレクト入力、三次側のヒューズ１
０については二次電池１４の容量によって断となるよる
よう、保護協調を取っておけばよい。Next, aside from the object of the present invention, another additional matter that is effective as an uninterruptible switching regulator will be described below. First, in FIG. 1, the backflow prevention diodes 5 and 9 of the primary-side and tertiary-side converters 71 and 72 and the respective switching elements 8 and 11 are connected.
Between the circuit breakers 6 and 10 formed of fuses. Hereinafter, the operation of the circuit interruption means 6, 10 will be described. If one of the primary and tertiary switching elements 8, 11 is short-circuited and broken, the state becomes the same as the secondary short-circuit of the high-frequency transformer 4, so that the overcurrent protection function of the converter 71 or 72 which is operating normally. (Not shown) works, and the output voltage drops. In such a state, the purpose of the uninterruptible switching regulator requiring reliability cannot be fulfilled, and its value is reduced. Therefore, fuses 6 and 10 are inserted into portions where the main currents of the switching elements 8 and 11 of the converters 71 and 72 on the primary side and the tertiary side flow, in the example of the drawing, the drains of the switching elements 8 and 11 to form a destruction circuit. 6 or 10 depending on the abnormal current flowing through
, So that the destruction circuit can be forcibly cut off. Therefore, even if the primary or tertiary converter 71,
Even if either of the converters 72 is short-circuited, the normal converter 71 or 72 can perform normal operation without a decrease in output. Here, each fuse 6, 10
For example, the fusing energy of the primary fuse 6 is directly input to the commercial power supply 1 for the fuse 6 on the primary side, and the fuse 1
Protection coordination may be set for 0 so as to be interrupted depending on the capacity of the secondary battery 14.
【００１１】第二として、図１において示すように、一
次側回路１ａにおける逆流防止ダイオード５と並列に接
続される環流抵抗７が挙げられる。これは二次電池１４
の入力が停電した時の出力保持時間の確保の為のもので
ある。以下、この抵抗７の作用について説明する。図１
において、商用電源１からの入力がある時には、平滑コ
ンデンサー３がある為に、停電事故の際には数十ミリ秒
程度の出力保持時間を有している。しかしながら三次側
充放電回路３ａの入力部には、平滑コンデンサー３に相
当するコンデンサーは存在しない。これは、コストやス
ペースの関係で、省略せざるを得ないためである。従っ
て、万が一商用電源１の停電時に二次電池１４に電池異
常等の直流側停電事故が発生すると、従来のように前記
環流抵抗７が無いと、全く出力保持時間を確保すること
はできない。本発明の無停電性スイッチングレギュレー
タは、主としてパソコンを始めとする情報機器に使用す
ることを前提としており、停電発生時には、ＣＰＵ処理
内容の内部バックアップメモリーへの退避時間として、
停電発生後の数ミリ秒程度の出力保持時間が必要とな
る。Second, as shown in FIG. 1, there is a freewheeling resistor 7 connected in parallel with the backflow prevention diode 5 in the primary circuit 1a. This is the secondary battery 14
This is to secure the output holding time when the input of the power outage occurs. Hereinafter, the operation of the resistor 7 will be described. FIG.
When there is an input from the commercial power supply 1, the output holding time is about several tens of milliseconds in the event of a power failure due to the presence of the smoothing capacitor 3. However, a capacitor corresponding to the smoothing capacitor 3 does not exist at the input of the tertiary-side charge / discharge circuit 3a. This is because it has to be omitted due to cost and space. Therefore, if a DC-side power failure such as a battery abnormality occurs in the secondary battery 14 in the event of a power failure of the commercial power supply 1, no output holding time can be secured at all without the reflux resistor 7 as in the conventional case. The uninterruptible switching regulator of the present invention is presumed to be used mainly for information devices such as personal computers, and when a power failure occurs, as a save time for CPU processing contents to an internal backup memory,
An output holding time of about several milliseconds after a power failure occurs is required.
【００１２】以下、図４を用いてさらに詳細に説明す
る。商用電源１が正常な時には、Ｉａなる電流が平滑コ
ンデンサー３に交直変換電流として流れ、同コンデンサ
ー３に充電された直流電圧を入力源として、スイッチン
グされた高周波パルス電流が、一次巻線４ａおよび逆流
防止ダイオード５を経由し、ヒューズ６を経て一次側ス
イッチング素子８のドレインからソースへと流れ、平滑
コンデンサー３に戻るように流れる。この電流ＩＡ１に
よるエネルギーが二次巻線４ｃからＩＡ２となって、負
荷２４に出力される。これと同時に、前述のように、三
次巻線４ｂにＥ４なる起電圧が誘起され、電流ＩＡ３と
なって二次電池１４を充電し、定電流検出抵抗１６およ
び直列ドロッパー制御用素子１７、逆流防止ダイオード
１８の順方向を経由し、三次巻線４ｂの巻き終わり端に
戻るように流れる。次に、商用電源１が停電すると電流
Ｉａは直ちに消滅し、電流ＩＡ１も平滑コンデンサー３
の放電とともに消滅し、同時に電流ＩＡ３も消滅する。
その結果、二次電池１４の電圧が電圧Ｅ４に勝るため、
高周波スイッチング電流ＩＤ３が電流ＩＡ３と逆方向に
流れて三次側スイッチング素子１１がアクティブ状態と
なって、三次巻線４ｂから逆流防止ダイオード９の順方
向を経由し、三次側スイッチング素子１１から二次電池
１４の負極側へと流れる。この高周波スイッチング電流
ＩＤ３により、二次巻線４ｃへの出力側には、電流ＩＡ
２に代わってＩＤ２が負荷２４に全く無瞬断として流
れ、停電のバックアップが行われる。この時には、一次
巻線４ａには電圧Ｅ３’が図中の方向に発生し、一次巻
線４ａの巻き始め端から平滑コンデンサー３、一次側ス
イッチング素子８の内蔵ダイオード８ａの順方向および
ヒューズ６、さらに環流抵抗７を経由して、一次巻線４
ａの巻き終わり端から平滑コンデンサー３に戻る充電電
流ＩＤ１が流れる。ここで、一次側スイッチング素子８
と三次側スイッチング素子１１は同期して作動してお
り、一方がアクティブ状態の時は、他方は空運転とな
る。但しクロスオーバー点では、両者ともアクティブ状
態になる領域が僅かに存在はするが、便宜上この説明に
ついては省略する。Hereinafter, a more detailed description will be given with reference to FIG. When the commercial power supply 1 is normal, the current Ia flows through the smoothing capacitor 3 as an AC / DC conversion current, and the DC voltage charged in the capacitor 3 is used as an input source to switch the high-frequency pulse current through the primary winding 4a and the reverse current. The current flows from the drain to the source of the primary-side switching element 8 via the prevention diode 5 and the fuse 6, and flows back to the smoothing capacitor 3. Energy from the current IA1 is converted from the secondary winding 4c to IA2 and output to the load 24. At the same time, as described above, an electromotive voltage of E4 is induced in the tertiary winding 4b and becomes the current IA3 to charge the secondary battery 14, and the constant current detection resistor 16 and the serial dropper controlling element 17, the backflow prevention The current flows through the diode 18 in the forward direction so as to return to the winding end of the tertiary winding 4b. Next, when the commercial power supply 1 loses power, the current Ia immediately disappears, and the current IA1 also decreases.
And the current IA3 also disappears at the same time.
As a result, the voltage of the secondary battery 14 exceeds the voltage E4,
The high-frequency switching current ID3 flows in the direction opposite to the current IA3, and the tertiary switching element 11 is activated, passes from the tertiary winding 4b to the forward direction of the backflow prevention diode 9, and flows from the tertiary switching element 11 to the secondary battery. 14 to the negative electrode side. Due to the high frequency switching current ID3, the current IA is applied to the output side to the secondary winding 4c.
ID2 instead of 2 flows to the load 24 without any instantaneous interruption, and backup of the power failure is performed. At this time, a voltage E3 'is generated in the primary winding 4a in the direction shown in the drawing, and the smoothing capacitor 3, the forward direction of the built-in diode 8a of the primary side switching element 8, the fuse 6, Furthermore, the primary winding 4
The charging current ID1 returning to the smoothing capacitor 3 from the end of the winding of a flows. Here, the primary side switching element 8
And the tertiary-side switching element 11 operate synchronously, and when one is in the active state, the other is idle. However, at the crossover point, there is a small area in which both are in the active state, but this description is omitted for convenience.
【００１３】すなわち、電流ＩＤ１が図中の矢印方向に
流れている時には、逆流防止ダイオード５に対して逆方
向となるので、一次側スイッチング素子８は空運転状態
を持続する。従って、仮に環流抵抗７が無ければ電流Ｉ
Ｄ１は流れず、平滑コンデンサー３には、環流エネルギ
ーは蓄積されない。また、一度平滑コンデンサー３が充
電されると殆ど電流は流れないので、この環流抵抗７に
低い抵抗値のものを使用しておけば、効率に影響を与え
ることはない。このような構成において、何らかのトラ
ブルによって二次電池１４からの放電回路が急に断にな
るようなＤＣ停電が発生し、かつその時に商用電源１が
停電であったとしても、平滑コンデンサー３に蓄積され
ているＣＶ２で表されるエネルギーを入力源として、一
次側スイッチング素子８がアクティブ状態となり、負荷
２４に対する出力電圧を、数十ミリ秒程度は保持するこ
とができる。従って前述のように、バックアップメモリ
ーへの退避時間を稼ぐことが可能となり、いかなる停電
においても、情報保護という無停電性スイッチングレギ
ュレータの機能を完全に果たすことができる。なお、こ
の環流抵抗７の代わりに、リアクターを使用することも
できる。That is, when the current ID1 is flowing in the direction of the arrow in the drawing, the current ID1 is in the opposite direction to the backflow prevention diode 5, so that the primary-side switching element 8 remains idle. Therefore, if there is no reflux resistance 7, the current I
D1 does not flow, and no reflux energy is stored in the smoothing condenser 3. Further, once the smoothing capacitor 3 is charged, almost no current flows. Therefore, if a low resistance value is used for the circulation resistor 7, the efficiency is not affected. In such a configuration, even if a DC power failure occurs such that the discharge circuit from the secondary battery 14 suddenly shuts down due to some trouble, and the commercial power supply 1 fails at that time, the DC power is stored in the smoothing capacitor 3. as an input source of energy represented by in which CV 2 which is made the primary side switching element 8 is the active state, the output voltage to the load 24, about several tens of milliseconds it can be maintained. Therefore, as described above, it is possible to increase the evacuation time to the backup memory, and it is possible to completely fulfill the function of the uninterruptible switching regulator of information protection in any power failure. In addition, a reactor can be used instead of the reflux resistance 7.
【００１４】第三として、一次側回路１ａのスイッチン
グ素子制御回路における一次側スイッチング素子８のス
イッチング信号経路の抵抗を、スイッチング素子８のＯ
Ｎ時の方がＯＦＦ時よりも低く、また前記三次側充放電
回路３ａのスイッチング素子制御回路における三次側ス
イッチング素子１１のスイッチング信号経路の抵抗を、
スイッチング素子１１のＯＦＦ時の方がＯＮ時よりも低
くなるように回路定数を設定する点が挙げられる。以
下、この点について詳細に説明する。前述のように、一
次側スイッチング素子８と三次側スイッチング素子１１
は同期作動し、一次側回路１ａから商用電源１を入力と
して二次側回路２ａに出力されている間は、三次側充放
電回路３ａにおいては、二次電池１４への充電が行われ
ている。この時には、図１にも示すＰＷＭスイッチング
制御回路２２の同一の発信源から、一次側および三次側
スイッチング素子８，１１のそれぞれに対応する、一次
側ゲート回路１２および三次側ゲート回路１３を通し
て、前記それぞれのスイッチング素子８，１１が制御さ
れている。しかしながら、主として各スイッチング素子
８，１１の有している寄生容量には大きな差があるた
め、スイッチング制御電圧（ここではＦＥＴのゲート電
圧）波形に位相差が生じてしまう。この位相差は、図７
（イ）に示すように、一次側コンバータ７１の出力波形
（図中のＡ）が、三次側コンバータ７２の出力波形（図
中のＢ）よりも遅れる（図中のφ１分）場合において問
題となる。これは、三次側スイッチング素子１１のＯＮ
時電流の立ち上がりが、一次側スイッチング素子８の立
ち上がりよりも、φ１だけ早くなることを意味してお
り、商用電源１の正常入力時、すなわち二次電池１４へ
の充電モードの時に、図中の斜線部分で表している分だ
け、二次電池１４からの放電が発生するということであ
る。すなわち極論すれば、前述の充電電流ＩＡ３による
充電量より、φ１の差分による放電量が大きくなる結
果、二次電池１４は充電されずに逆に放電されることも
あり得る、ということである。Third, the resistance of the switching signal path of the primary switching element 8 in the switching element control circuit of the primary
N is lower than OFF, and the resistance of the switching signal path of the tertiary switching element 11 in the switching element control circuit of the tertiary charging / discharging circuit 3a is:
The circuit constant is set so that the switching element 11 is lower when the switching element 11 is OFF than when the switching element 11 is ON. Hereinafter, this point will be described in detail. As described above, the primary-side switching element 8 and the tertiary-side switching element 11
Operates synchronously, and the secondary battery 14 is charged in the tertiary charging / discharging circuit 3a while the commercial power 1 is input from the primary circuit 1a and output to the secondary circuit 2a. . At this time, the same transmission source of the PWM switching control circuit 22 also shown in FIG. 1 passes through the primary side gate circuit 12 and the tertiary side gate circuit 13 corresponding to the primary side and tertiary side switching elements 8 and 11, respectively. Each switching element 8, 11 is controlled. However, since there is a large difference mainly in the parasitic capacitance of each of the switching elements 8 and 11, a phase difference occurs in the waveform of the switching control voltage (here, the gate voltage of the FET). This phase difference is shown in FIG.
As shown in (a), the output waveform of the primary side converter 71 (A in the drawing), a problem in the case delayed from the output waveform of the three primary converter 72 (B in the figure) (phi 1 minute in the figure) Becomes This is because the tertiary switching element 11 is turned on.
Rise when current is, the rise of the primary-side switching element 8, which means that the faster only phi 1, the normal input of the commercial power supply 1, that is, when the charge mode of the secondary battery 14, in FIG. Means that the discharge from the secondary battery 14 is generated by the amount indicated by the hatched portion. That if extreme case, than the charging amount of the charging current IA3 described above, a result of the discharge amount increases by phi 1 of the difference, the secondary battery 14 may be also be discharged in the reverse without being charged, is that .
【００１５】これを防止するため、本発明者は、図７
（ロ）に示すように、一次側コンバータ７１の出力波形
（図中のＡ）の立ち上がりを三次側コンバータ７２の出
力波形（図中のＢ）の立ち上がりよりも早めるとともに
（図中のφ１分）、一次側コンバータ７１の出力波形の
立ち下がりを、三次側コンバータ７２の出力波形の立ち
下がりよりも遅らせること（図中のφ２分）を案出し
た。これを実現するためのゲート回路の具体的構成を、
図５として示している。図示するように、ゲート回路１
２，１３内のダイオード５０とダイオード５１を互いに
逆向きにすることで、一方ではスイッチング素子８のＯ
Ｎ時電流の立ち上がりを早めるように、また他方では、
スイッチング素子１１のＯＮ時電流の立ち上がりを遅ら
せるようにそれぞれ作用する。以下、作用を詳細に説明
する。In order to prevent this, the inventor of FIG.
As shown in (b), the rise of the output waveform (A in the figure) of the primary converter 71 is made earlier than the rise of the output waveform (B in the figure) of the tertiary converter 72, and ( 1 minute in the figure) ), the fall of the output waveform of the primary side converter 71, devised to delay than the fall of the output waveform of the three primary converter 72 (phi 2 minutes in the figure). The specific configuration of the gate circuit to achieve this is
This is shown in FIG. As shown, the gate circuit 1
The diode 50 and the diode 51 in the switching elements 8 and 13 are made to be opposite to each other.
To speed up the rise of the current at N, and on the other hand,
Each of them acts to delay the rise of the ON-state current of the switching element 11. Hereinafter, the operation will be described in detail.
【００１６】図５に基づいた、一次側スイッチング素子
８のＯＮ時の等価回路は図８のようになり、ＩＧ１＋Ｉ
Ｇ２＝ＩＧ３が、一次側スイッチング素子８の寄生容量
の充電電流となるので、この電流ＩＧ３が大きいほど、
また抵抗５２，５４，５８，６４の抵抗値が低いほど、
図１２の，で示すパルス立ち上がり、すなわち一次
側スイッチング素子８の立ち上がり時期が早くなる。こ
の効果を得るためには、図５に示したように、ダイオー
ド５０を順方向に接続しつつ、かつ抵抗５２の抵抗値を
低く設定しておけばよい。なお図１２の２は一次側スイ
ッチング素子８（ＦＥＴ）のゲート電圧とゲート電圧ス
レッショルドレベルＶｔｈ、は一次側スイッチング素
子８のＯＮパルス波形、すなわちＯＮ電流の流れる区間
をそれぞれ表している。これに対して、二次側スイッチ
ング素子１１のＯＮ時の等価回路は、図５において示し
たダイオード５１がドライブトランス４７の二次正出力
ＥＰに対して逆方向になるので図１０のようになり、抵
抗５５，５９，６５が全て直列となってインピーダンス
が大きくなる結果、図８のＩＧ３＞ＩＧ５となって図１
２の，に示すとおり、立ち上がり時期が同，に
対して遅れることになる。ここで図１２のは三次側ス
イッチング素子１１（ＦＥＴ）のゲート電圧とゲート電
圧スレッショルドレベルＶｔｈ、は三次側スイッチン
グ素子１１のＯＮパルス波形、すなわちＯＮ電流の流れ
る区間をそれぞれ表している。次に一次側スイッチング
素子８のＯＦＦ時の等価回路は図９のようになり、一次
側スイッチング素子８の寄生容量に蓄えられた電荷は、
ドライブトランス４６の反転電圧ＥＮによって放電用ト
ランジスター６２のベース電圧を抵抗５４を通して引き
込むことで放電されることになる。ここで電流ＩＧＤ１
は、この時のベース電流を表している。三次側スイッチ
ング素子１１がＯＦＦ時の等価回路は図１１のようにな
り、ダイオード５１が、ドライブトランス４７の反転電
圧ＥＮに対して順方向となるように接続されているた
め、ＩＧＤ４＝ＩＧＤ２＋ＩＧＤ３となる。従って、電
流ＩＧＤ１に比べて電流ＩＧＤ２の分が大きくなり、放
電用トランジスター６３のコレクタ電流は、ＩＧＤ４×
放電用トランジスター６３のｈＦＥとなる結果、三次側
スイッチング素子１１の寄生容量に蓄えられていた電荷
は、一次側スイッチング素子８のそれよりもより早く放
電され、図１２の，のように、三次側スイッチング
素子１１のＯＮ期間は、一次側スイッチング素子８のＯ
Ｎ期間の内側に入ることになる。従って、無駄のない効
率的な二次電池１４への充電動作が可能となる。FIG. 8 shows an equivalent circuit when the primary-side switching element 8 is ON based on FIG. 5, and IG1 + I
Since G2 = IG3 is a charging current of the parasitic capacitance of the primary-side switching element 8, the larger the current IG3 is,
Also, the lower the resistance values of the resistors 52, 54, 58, 64,
In FIG. 12, the rising of the pulse, that is, the rising timing of the primary side switching element 8 is advanced. To obtain this effect, as shown in FIG. 5, the resistance of the resistor 52 may be set low while the diode 50 is connected in the forward direction. In FIG. 12, reference numeral 2 denotes a gate voltage of the primary-side switching element 8 (FET) and a gate voltage threshold level V th , which represent an ON pulse waveform of the primary-side switching element 8, that is, a section where an ON current flows. On the other hand, the equivalent circuit when the secondary side switching element 11 is ON is as shown in FIG. 10 because the diode 51 shown in FIG. 5 is in the opposite direction to the secondary positive output EP of the drive transformer 47. IG3> IG5 in FIG. 8 as a result of increasing the impedance by connecting all of the resistors 55, 59 and 65 in series, and FIG.
As shown in (2), the rise time is delayed with respect to the same. Here, FIG. 12 shows the gate voltage of the tertiary-side switching element 11 (FET) and the gate voltage threshold level V th , which represent the ON pulse waveform of the tertiary-side switching element 11, that is, the section in which the ON current flows. Next, an equivalent circuit when the primary side switching element 8 is OFF is as shown in FIG. 9, and the electric charge stored in the parasitic capacitance of the primary side switching element 8 is
When the base voltage of the discharging transistor 62 is drawn through the resistor 54 by the inversion voltage EN of the drive transformer 46, the discharging is performed. Here, the current IGD1
Represents the base current at this time. The equivalent circuit when the tertiary-side switching element 11 is OFF is as shown in FIG. 11, and since the diode 51 is connected so as to be in the forward direction with respect to the inversion voltage EN of the drive transformer 47, IGD4 = IGD2 + IGD3. . Accordingly, the current IGD2 is larger than the current IGD1, and the collector current of the discharging transistor 63 is IGD4 ×
Results the h FE of the discharge transistor 63, the charge stored in the parasitic capacitance of the tertiary side switching element 11 is discharged more quickly than that of the primary side switching element 8, as shown in Figure 12, the, tertiary During the ON period of the side switching element 11, the O
You will be inside the N period. Therefore, the charging operation for the secondary battery 14 can be efficiently performed without waste.
【００１７】第四として、商用電源の疑似停電とそれに
よる二次電池運転試験機能の付加が挙げられる。これ
は、二次電池によってバックアップしていても、過充電
か過放電のために電池不良となっており、電源機能は異
常無くとも、停電バックアップ補償ができないというこ
とが、従来の交流無停電装置の事故例として問題視され
ているからである。第四の付加事項は、このような事故
を未然に防止し、負荷側のコンピュータ機器からのソフ
トウェアによる実行命令により、簡単に二次電池の試験
が行える、というものである。すなわち、図６を用いて
説明すると、一次側回路１ａ側の一次側スイッチング素
子８を、例えばコンピュータソフト上の実行命令等に基
づく外部命令によって停止させることにより、二次電池
１４を入力源とした放電回路３ｄに自動的に切り替える
ものである。二次電池１４の試験基準となる電池放電エ
ネルギーについては、例えば、予めコンピュータソフト
上で定めた負荷モードで決まる放電量と経過時間によっ
て設定しておけばよい。具体的には、放電によって二次
電池１４の電圧が低下し、９０％放電の終端電圧に到達
した時に電池電圧低下信号を発し、この信号を再度コン
ピュータ側で受けて電池残量確認試験を終了する、言っ
た適用例が考えられる。併せて、コンピュータディスプ
レイ上に二次電池１４の良否判定結果を表示すればよ
い。Fourthly, there is a pseudo power failure of a commercial power supply and the addition of a secondary battery operation test function thereby. This is because even if the battery is backed up by a secondary battery, the battery is defective due to overcharging or overdischarging. This is because it is regarded as a problem as an example of the accident. A fourth additional matter is that such an accident is prevented beforehand, and the secondary battery can be easily tested by executing an instruction by software from a computer device on the load side. That is, referring to FIG. 6, the primary battery 1 is turned off by stopping the primary switching element 8 of the primary circuit 1a by an external command based on, for example, an execution command on computer software. This is automatically switched to the discharge circuit 3d. The battery discharge energy serving as a test reference for the secondary battery 14 may be set based on, for example, a discharge amount and an elapsed time determined by a load mode previously determined on computer software. More specifically, when the voltage of the secondary battery 14 drops due to the discharge and reaches the terminal voltage of 90% discharge, a battery voltage drop signal is issued, and this signal is received again by the computer to end the battery remaining amount check test. Yes, the application examples mentioned above are conceivable. In addition, the result of the pass / fail judgment of the secondary battery 14 may be displayed on the computer display.
【００１８】この回路例としては、例えば図１３に示す
構成が考えられる。本図は、図６における一次側スイッ
チング素子８とゲート回路１２の近傍のみを描いたもの
である。図のように、コンピュータ側からＨ／Ｌ信号を
発してＨ時にフォトカプラ７８をＯＮにしてＦＥＴ７５
をＯＦＦとすると、スイッチング専用ＩＣ７３によって
スイッチング動作するＦＥＴ７４のカソード側にＦＥＴ
７５が直列に入るため、ドライブトランス４６の入力が
絶たれて、一次側スイッチング素子８を停止させること
ができる。従って、ソフト上の簡単な処理によって、コ
ンピュータの動作中に二次電池１４の確認を行うことが
できる。この確認処理は、例えばコンピュータの一定使
用時間毎に行うようにしておくと好ましい。As an example of this circuit, for example, a configuration shown in FIG. 13 can be considered. This drawing shows only the vicinity of the primary side switching element 8 and the gate circuit 12 in FIG. As shown in the figure, the H / L signal is issued from the computer side, the photocoupler 78 is turned on at the time of H, and the FET 75 is turned on.
Is turned off, the FET is switched on the cathode side of the FET 74 that is switched by the switching IC 73.
Since 75 is in series, the input of the drive transformer 46 is cut off, and the primary-side switching element 8 can be stopped. Therefore, the rechargeable battery 14 can be confirmed during the operation of the computer by a simple process on software. This confirmation process is preferably performed, for example, at regular intervals of use of the computer.
【００１９】[0019]
【発明の効果】以上に説明したように、本発明は、高周
波トランスの三次巻線と定電流検出抵抗と直列ドロッパ
ー制御用素子と逆流防止用ダイオードと二次電池とを直
列に接続して充電回路を構成し、この充電回路の充電電
流路の外側に、二次電池と三次巻線と三次側スイッチン
グ素子とを直列に配列して放電回路を設け、放電時に
は、前記定電流検出抵抗と直列ドロッパー制御用素子と
逆流防止用ダイオードには電流が流れないようにするも
のである。すなわち、充電電流の大小によって直列ドロ
ッパー素子の抵抗成分が変化し、その結果充電回路全体
の抵抗成分が変化するので、従来にない極めて精度の高
い充電制御が可能となる。これは、２つの並列コンバー
タを有する回路構成の無停電性のスイッチングレギュレ
ータにおいて始めて実現できるものであり、情報機器
等、高い精度と長期信頼性を特に厳しく要求される分野
においてすこぶる有用であると言える。また、説明した
ような四つの付加的事項を加えることで、一次側およ
び三次側それぞれのスイッチング素子のいずれかが短絡
破壊しても、正常な側での過電流保護機能が働いてしま
うことなく正常な動作を行うこと、二次電池の入力が
停電した時の出力保持時間を確保することが可能とな
り、コンピュータ等におけるバックアップメモリーへの
退避時間を確保することができ、特にリアルタイム情報
の保全に大きく貢献できること、商用電源の正常入力
時、すなわち二次電池への充電モードの時に、二次電池
からの放電が発生するということが無くなり、高効率の
充電ができること、ソフトウェア上の実行命令等、外
部信号による二次電池の電池残量確認試験を行うことが
できること、と言った、特に情報機器用として数々の優
れた機能を付加することができ、情報機器用の無停電性
スイッチングレギュレータとして、非常に優れたものと
なる。As described above, according to the present invention, the tertiary winding of the high-frequency transformer, the constant current detection resistor, the serial dropper controlling element, the backflow preventing diode, and the secondary battery are connected in series and charged. A discharging circuit is formed by arranging a secondary battery, a tertiary winding, and a tertiary switching element in series outside a charging current path of the charging circuit.When discharging, the discharging circuit is connected in series with the constant current detecting resistor. The current is prevented from flowing through the dropper control element and the backflow prevention diode. That is, the resistance component of the series dropper element changes according to the magnitude of the charging current, and as a result, the resistance component of the entire charging circuit changes, so that extremely high-precision charging control, which has not been achieved in the past, becomes possible. This can be realized for the first time in an uninterruptible switching regulator having a circuit configuration having two parallel converters, and can be said to be extremely useful in fields such as information equipment where high precision and long-term reliability are particularly strictly required. . In addition, by adding the four additional items as described, even if one of the switching elements on the primary side and the tertiary side is short-circuited, the overcurrent protection function on the normal side does not work. Performing normal operation and securing the output holding time when the input of the rechargeable battery goes out of power can be secured, and the evacuation time to the backup memory in the computer etc. can be secured, especially for preserving real-time information. It can make a great contribution, during normal input of commercial power supply, that is, when in the charging mode for the secondary battery, the discharge from the secondary battery does not occur, it can be charged with high efficiency, execution instructions on software, etc. It has a number of excellent functions, especially for information devices, that it can perform a battery level check test of secondary batteries using external signals. It can be, as an uninterruptible of switching regulators for information equipment, and that very good.
【図１】本発明の実施例を表す説明用回路図FIG. 1 is an explanatory circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例における充放電回路部分を表す
説明図FIG. 2 is an explanatory diagram showing a charge / discharge circuit portion in an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施例における充電電流波形の一例を
表す説明図FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating an example of a charging current waveform according to the embodiment of the present invention.
【図４】本発明の実施例における電流の流れを表す説明
図FIG. 4 is an explanatory diagram showing a current flow in the embodiment of the present invention.
【図５】本発明の実施例におけるスイッチング素子の駆
動回路部を表す説明図FIG. 5 is an explanatory diagram showing a drive circuit section of a switching element according to an embodiment of the present invention.
【図６】本発明の実施例を表す説明用回路図FIG. 6 is an explanatory circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図７】スイッチングパルス波形の位相ずれとその改善
波形を表す説明図FIG. 7 is an explanatory diagram showing a phase shift of a switching pulse waveform and an improved waveform thereof.
【図８】一次側スイッチング素子がＯＮ時のスイッチン
グ素子駆動回路の等価回路を表す説明図FIG. 8 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of a switching element drive circuit when a primary side switching element is ON.
【図９】一次側スイッチング素子がＯＦＦ時のスイッチ
ング素子駆動回路の等価回路を表す説明図FIG. 9 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of a switching element drive circuit when a primary side switching element is OFF.
【図１０】三次側スイッチング素子がＯＮ時のスイッチ
ング素子駆動回路の等価回路を表す説明図FIG. 10 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of a switching element drive circuit when a tertiary switching element is ON.
【図１１】三次側スイッチング素子がＯＦＦ時のスイッ
チング素子駆動回路の等価回路を表す説明図FIG. 11 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit of a switching element drive circuit when a tertiary switching element is OFF.
【図１２】ドライブトランスの二次出力および各スイッ
チング素子のゲート電圧波形とスイッチングパルス波形
を表す説明図FIG. 12 is an explanatory diagram showing a secondary output of a drive transformer, a gate voltage waveform of each switching element, and a switching pulse waveform.
【図１３】商用電源の疑似停電のための制御回路例を表
す説明図FIG. 13 is an explanatory diagram illustrating an example of a control circuit for a pseudo power failure of a commercial power supply.
【図１４】従来の無停電性スイッチングレギュレータの
回路図FIG. 14 is a circuit diagram of a conventional uninterruptible switching regulator.
１ 商用電源 １ａ 一次側回路 ２ 整流回路 ２ａ 二次側回路 ３ａ 三次側充放電回路 ３ｃ 充電回路 ３ｄ 放電回路 ３，２３ 平滑コンデンサー ４ 高周波トランス ４ａ 一次巻線 ４ｂ 三次巻線 ４ｃ 二次巻線 ４ｄ 充電回路用三次巻線 ５，９，１８，４３，５６，５７ 逆流防止ダイオード ６，１０ 回路遮断手段 ７ 環流抵抗 ８ 一次側スイッチング素子 １１ 三次側スイッチング素子 １２，１３ ゲート回路 １４ 二次電池 １５ 充電用定電圧定電流制御回路 １６ 定電流検出用抵抗 １７ 直列ドロッパー制御用素子 １９ 高速整流ダイオード ２０ 転流ダイオード ２１ 平滑コイル ２２ ＰＷＭスイッチング制御回路 ２４ 負荷 ２５ 制御用補助電源 ２６ ゲート回路ＯＮ／ＯＦＦ制御回路 ２７ ＰＷＭ制御用回路 ２８ ホトカプラ ２９ 感度調整抵抗 ３０ 制限抵抗 ３１ 発振防止用位相補正コンデンサ ３２ シャントレギュレータ ３３ 振動防止抵抗 ３４ 出力電圧検出用分圧抵抗 ３５ 出力電圧検出用抵抗 ３６ 充電電圧調整用抵抗 ３７ 充電電圧検出用抵抗 ３９ トランジスタ４１のベース／エミッタ間抵抗 ４０ａ ツェナーダイオード ４０ｂ 逆流防止ダイオード ４１ 増幅用トランジスタ ４２ａ，４２ｂ 出力抵抗 ４４ コンプリメンタリ接続ＰＮＰダイオード ４５ トランジスタ１７のベース／エミッタ間抵抗 ４６，４７ ドライブトランス ４８ ゲートＯＮスピードアップ用回路 ４９ ゲートＯＦＦスピードアップ用回路 ５０，５１ 高速ダイオード ５２ ＯＮスピードアップ調整用抵抗 ５３ ＯＦＦスピードアップ調整用抵抗 ５４，５５ ベース電流引き込み抵抗 ５８，５９ ベース抵抗 ６０，６１ 分圧抵抗 ６２，６３ 残存電圧放電用トランジスタ ６４，６５ ＦＥＴゲート抵抗 ６６，６７ ゲート／カソード間抵抗 ６８，６９，７０ 接続点 ７１ 一次側コンバータ ７２ 三次側コンバータ ７３ スイッチング制御用ＩＣ ７４ ドライブトランス駆動用ＦＥＴ ７５ ゲート回路ＯＮ／ＯＦＦ用ＦＥＴ ７６ ゲートバイアス抵抗 ７７ ゲート／カソード間抵抗 ７８ ホトカプラ ７９ 入力抵抗 ８０ 定電圧定電流制御回路 ８１ チョークコイル ８２ 整流用ダイオード ８３ 転流ダイオード ８４ 電池電圧低下検出回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial power supply 1a Primary circuit 2 Rectifier circuit 2a Secondary circuit 3a Tertiary charge / discharge circuit 3c Charge circuit 3d Discharge circuit 3,23 Smoothing capacitor 4 High frequency transformer 4a Primary winding 4b Tertiary winding 4c Secondary winding 4d Charging Circuit tertiary winding 5, 9, 18, 43, 56, 57 Backflow prevention diode 6, 10 Circuit blocking means 7 Reflux resistance 8 Primary switching element 11 Tertiary switching element 12, 13 Gate circuit 14 Secondary battery 15 Charging Constant voltage constant current control circuit 16 Constant current detection resistor 17 Series dropper control element 19 High-speed rectifier diode 20 Commutation diode 21 Smoothing coil 22 PWM switching control circuit 24 Load 25 Control auxiliary power supply 26 Gate circuit ON / OFF control circuit 27 PWM control circuit 28 Photocoupler 29 Sensitivity adjustment resistor 0 Limiting resistor 31 Oscillation prevention phase correction capacitor 32 Shunt regulator 33 Oscillation prevention resistor 34 Output voltage detection resistor 35 Output voltage detection resistor 36 Charge voltage adjustment resistor 37 Charge voltage detection resistor 39 Base / emitter of transistor 41 Inter-resistance 40 a Zener diode 40 b Backflow prevention diode 41 Amplifying transistor 42 a, 42 b Output resistance 44 Complementary connection PNP diode 45 Base-emitter resistance of transistor 17 46, 47 Drive transformer 48 Gate ON speed-up circuit 49 Gate OFF speed-up Circuit 50, 51 High-speed diode 52 ON speed-up adjustment resistor 53 OFF speed-up adjustment resistor 54, 55 Base current pull-in resistor 58, 59 Base resistor 6 , 61 Voltage dividing resistor 62, 63 Residual voltage discharging transistor 64, 65 FET gate resistor 66, 67 Gate / cathode resistor 68, 69, 70 Connection point 71 Primary converter 72 Tertiary converter 73 Switching control IC 74 Drive transformer Driving FET 75 Gate circuit ON / OFF FET 76 Gate bias resistance 77 Gate / cathode resistance 78 Photocoupler 79 Input resistance 80 Constant voltage constant current control circuit 81 Choke coil 82 Rectifier diode 83 Commutation diode 84 Battery voltage drop detection circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28 H02J 1/00 H02J 7/00 H02J 9/06 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) H02M 3/28 H02J 1/00 H02J 7/00 H02J 9/06
Claims (1)
と、 この整流回路の出力側に高周波トランスの一次巻線と一
次側スイッチング素子とが直列に接続された、高周波ト
ランスに対して高周波パルス電圧を発生させるための一
次側回路と、 前記高周波トランスの二次巻線に整流、平滑回路が接続
された、負荷に対して直流出力電力を供給する二次側回
路と、 高周波トランスの三次巻線の巻き始め極性側と二次電池
の正極側を接続し、この二次電池の負極側に定電流検出
抵抗と直列ドロッパー制御用素子とを直列に接続し、こ
れを逆流防止ダイオードのアノード側に直列接続すると
ともに、二次電池の両極間に充電用定電圧定電流制御回
路を設けることによって、前記直列ドロッパー制御用素
子の抵抗を変化させて充電中の定電圧定電流制御を行う
充電回路と、前記三次巻線の巻き終わり極性側と二次電
池の負極の間であって、前記充電回路の充電電流路の外
側に設けた、前記一次側スイッチング素子と同期して作
動する三次側スイッチング素子と、前記二次電池の負極
側から三次側スイッチング素子を通って三次巻線の巻き
終わり端へ電流が流れることを阻止するための逆流防止
ダイオードとを備え、 前記交流電源の電圧が正常範囲内にある時には、前記三
次側スイッチング素子がＯＮ状態であっても、前記三次
巻線に誘起される電圧が二次電池の電圧よりも大である
ため、前記三次巻線の巻き始めから二次電池、定電流検
出抵抗、直列ドロッパー制御用素子、逆流防止ダイオー
ドを経由し、三次巻線の巻き終わり端に電流が流れて、
該二次電池が充電され、前記交流電源の電圧が低下もし
くは停止すると、前記三次巻線に誘起される電圧が二次
電池の電圧よりも小になるため、二次電池の正極から三
次巻線の巻き始めから巻き終わり方向に向かう電流が前
記逆流防止ダイオード、三次側スイッチング素子を通っ
て該二次電池の負極に流れ、負荷に対して出力が供給さ
れることを特徴とする 無停電性スイッチングレギュレー
タ。1. A rectifier circuit for rectifying an AC from an AC power supply, and a high-frequency pulse applied to a high-frequency transformer having a primary winding and a primary-side switching element connected in series to an output side of the rectifier circuit. A primary-side circuit for generating a voltage; a secondary-side circuit connected to a secondary winding of the high-frequency transformer and connected to a rectifying and smoothing circuit for supplying DC output power to a load; a tertiary winding of the high-frequency transformer Beginning of wire winding polarity side and secondary battery
Connect the positive side of the
Connect a resistor and a serial dropper control element in series,
This is connected in series to the anode side of the backflow prevention diode, and a charging constant voltage / constant current control circuit is provided between the two electrodes of the secondary battery, thereby changing the resistance of the series dropper controlling element to change the resistance during charging. A charging circuit for performing voltage constant current control; a winding end polarity side of the tertiary winding;
A tertiary switching element provided between the negative electrodes of the pond and outside the charging current path of the charging circuit and operating in synchronization with the primary switching element; and a negative electrode of the secondary battery.
Winding of the tertiary winding from the side through the tertiary switching element
Backflow prevention to prevent current from flowing to the end
A diode when the voltage of the AC power supply is within a normal range.
Even if the secondary switching element is in the ON state,
The voltage induced in the winding is higher than the voltage of the secondary battery
Therefore, the secondary battery and the constant current detection
Output resistance, series dropper control element, backflow prevention diode
Current flows through the end of the tertiary winding
If the secondary battery is charged, the voltage of the AC power supply may decrease.
When stopped, the voltage induced in the tertiary winding is
Since the voltage is lower than the battery voltage, three
The current flowing from the beginning of the next winding to the end of the winding is the front
Through the backflow prevention diode and the tertiary switching element.
Flow to the negative electrode of the secondary battery, and output is supplied to the load.
Uninterruptible of the switching regulator, characterized in that it is.
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Applications Claiming Priority (1)
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| JP8098982A JP3013776B2 (en) | 1996-03-18 | 1996-03-18 | Uninterruptible switching regulator |
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ID=14234221
Family Applications (1)
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Country Status (1)
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| JP (1) | JP3013776B2 (en) |
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