JP2997668B1 - 雑音抑圧方法および雑音抑圧装置 - Google Patents
雑音抑圧方法および雑音抑圧装置Info
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- JP2997668B1 JP2997668B1 JP10215414A JP21541498A JP2997668B1 JP 2997668 B1 JP2997668 B1 JP 2997668B1 JP 10215414 A JP10215414 A JP 10215414A JP 21541498 A JP21541498 A JP 21541498A JP 2997668 B1 JP2997668 B1 JP 2997668B1
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Abstract
【要約】
【課題】 知覚的に白色雑音は同じように白色雑音とし
て聞こえることおよび後段にパラメトリックな信号強調
処理を行なう場合に人為的な誤差増加を招かないような
信号抑圧方法および信号抑圧装置を提供する。 【解決手段】 入力信号をガンマトーンフィルタ群１に
入力し、ガンマトーンフィルタ群１の出力を時間−周波
数特性を変化させることができる時変系非対称性補償フ
ィルタ群２に与えて人間の聴覚末梢系のフィルタ特性を
近似する。時変系非対称性補償フィルタ群２の出力はチ
ャンネルシフト回路４に与えられて時間−周波数表現が
周波数軸に沿ってシフト操作し、非対称性補償フィルタ
群５にシフト出力を与え、時間反転ガンマトーンフィル
タ群と荷重和回路７で時間反転するとともに、すべての
チャンネルに対して足算を行なって出力する。
て聞こえることおよび後段にパラメトリックな信号強調
処理を行なう場合に人為的な誤差増加を招かないような
信号抑圧方法および信号抑圧装置を提供する。 【解決手段】 入力信号をガンマトーンフィルタ群１に
入力し、ガンマトーンフィルタ群１の出力を時間−周波
数特性を変化させることができる時変系非対称性補償フ
ィルタ群２に与えて人間の聴覚末梢系のフィルタ特性を
近似する。時変系非対称性補償フィルタ群２の出力はチ
ャンネルシフト回路４に与えられて時間−周波数表現が
周波数軸に沿ってシフト操作し、非対称性補償フィルタ
群５にシフト出力を与え、時間反転ガンマトーンフィル
タ群と荷重和回路７で時間反転するとともに、すべての
チャンネルに対して足算を行なって出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は雑音抑圧方法およ
び雑音抑圧装置に関し、特に、補聴器信号処理・音声や
音楽符号化・信号分離・別の信号強調処理・音声認識装
置の前処理などの信号処理に広範囲に応用され、時変系
の人間の聴覚特性を考慮した内部表現の上で変形操作す
ることにより知覚的に不自然な音を生じさせることな
く、雑音が多重した音声信号や音楽信号からも目的とす
る信号の強調を行なうような雑音抑圧方法および雑音抑
圧装置に関する。
び雑音抑圧装置に関し、特に、補聴器信号処理・音声や
音楽符号化・信号分離・別の信号強調処理・音声認識装
置の前処理などの信号処理に広範囲に応用され、時変系
の人間の聴覚特性を考慮した内部表現の上で変形操作す
ることにより知覚的に不自然な音を生じさせることな
く、雑音が多重した音声信号や音楽信号からも目的とす
る信号の強調を行なうような雑音抑圧方法および雑音抑
圧装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の雑音抑圧方法において、最もよく
引き合いに出されるのはスペクトルサブトラクション法
（Boll, S. F.,“Suppression of acoustic noise in s
peechusing spectral subtaction,”IEEE Trans. Acous
t., Speech, Signal Processing, ASSP-27, 113-120, 1
979）でさまざまな発展型が提案されている。基本的に
は、フーリエスペクトルの領域で目的信号の場所の振幅
情報を残し、他の部分の振幅情報を減算により減らした
後、元の位相情報を用いて逆フーリエ変換と多重加算
（overlap-add ）による雑音抑圧信号を得る方法であ
る。
引き合いに出されるのはスペクトルサブトラクション法
（Boll, S. F.,“Suppression of acoustic noise in s
peechusing spectral subtaction,”IEEE Trans. Acous
t., Speech, Signal Processing, ASSP-27, 113-120, 1
979）でさまざまな発展型が提案されている。基本的に
は、フーリエスペクトルの領域で目的信号の場所の振幅
情報を残し、他の部分の振幅情報を減算により減らした
後、元の位相情報を用いて逆フーリエ変換と多重加算
（overlap-add ）による雑音抑圧信号を得る方法であ
る。
【０００３】この方法では、ある程度入力信号の知識を
用いることもできるが、基本的にはノンパラメトリック
な方法である。したがって、目的信号の特徴（たとえば
音声信号の場合、ピッチ周期性や高調波特性）を用い
て、その特徴を表現するパラメータを抽出して利用する
ことにより、目的信号を強調して雑音を相対的に抑圧す
る方法とは異なる。一般に、このパラメータ推定自体が
雑音に弱い場合が多いので、スペクトルサブトラクショ
ン法は有利な方法である。
用いることもできるが、基本的にはノンパラメトリック
な方法である。したがって、目的信号の特徴（たとえば
音声信号の場合、ピッチ周期性や高調波特性）を用い
て、その特徴を表現するパラメータを抽出して利用する
ことにより、目的信号を強調して雑音を相対的に抑圧す
る方法とは異なる。一般に、このパラメータ推定自体が
雑音に弱い場合が多いので、スペクトルサブトラクショ
ン法は有利な方法である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、スペク
トルサブトラクション法で得られた合成音を実際に聞い
てみると、白色雑音として入力されたものがそのまま雑
音として出力されるわけではなく、それぞれの周波数で
粒だちのある有色雑音（音楽的雑音とも呼ばれる）とし
て聞こえる。その結果、知覚的には信号処理をしない場
合に比べて却って目的信号が聞取りにくくなってしま
う。これはスペクトルサブトラクション法の本質的な問
題であり、人間相手の信号処理系で利用されていない理
由である。
トルサブトラクション法で得られた合成音を実際に聞い
てみると、白色雑音として入力されたものがそのまま雑
音として出力されるわけではなく、それぞれの周波数で
粒だちのある有色雑音（音楽的雑音とも呼ばれる）とし
て聞こえる。その結果、知覚的には信号処理をしない場
合に比べて却って目的信号が聞取りにくくなってしま
う。これはスペクトルサブトラクション法の本質的な問
題であり、人間相手の信号処理系で利用されていない理
由である。
【０００５】また、スペクトルサブトラクション法で得
られた合成音をもとに、さらにパラメトリックな手法で
目的信号の強調処理をするということは困難である。な
ぜならば、上述の意味でこれは雑音発生源であるので、
後段に付けたパラメトリックな信号強調方式のパラメー
タ推定誤差を大きくすることがある。
られた合成音をもとに、さらにパラメトリックな手法で
目的信号の強調処理をするということは困難である。な
ぜならば、上述の意味でこれは雑音発生源であるので、
後段に付けたパラメトリックな信号強調方式のパラメー
タ推定誤差を大きくすることがある。
【０００６】したがって、知覚的に白色雑音が同じよう
に白色的な連続した雑音として聞こえること、同じパラ
メトリックな信号強調処理を行なう場合に人為的な誤差
増加を招かないこと、という条件を満たしたままで、雑
音成分を抑圧するような処理が望まれる。
に白色的な連続した雑音として聞こえること、同じパラ
メトリックな信号強調処理を行なう場合に人為的な誤差
増加を招かないこと、という条件を満たしたままで、雑
音成分を抑圧するような処理が望まれる。
【０００７】それゆえに、この発明はそのような処理が
可能な雑音抑圧方法および雑音抑圧装置を提供すること
である。
可能な雑音抑圧方法および雑音抑圧装置を提供すること
である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
人間の聴覚特性を考慮して入力信号の周波数分析を行な
った後、変形操作をし、逆変換を行なって信号を合成す
ることにより雑音を抑圧する雑音抑圧方法であって、そ
のインパルスレスポンスが時間的に変化しない時不変の
線形フィルタと、パワースペクトルに非対称性を有して
入力信号の大きさの推定値に基づいて、その時間−周波
数特性を変化させることのできる時変系の補償フィルタ
の組合せによって分析された帯域制限信号をピーク周波
数が必ずしも一致していない合成フィルタに入力するこ
とにより、再び信号として合成し、雑音を抑圧する。
人間の聴覚特性を考慮して入力信号の周波数分析を行な
った後、変形操作をし、逆変換を行なって信号を合成す
ることにより雑音を抑圧する雑音抑圧方法であって、そ
のインパルスレスポンスが時間的に変化しない時不変の
線形フィルタと、パワースペクトルに非対称性を有して
入力信号の大きさの推定値に基づいて、その時間−周波
数特性を変化させることのできる時変系の補償フィルタ
の組合せによって分析された帯域制限信号をピーク周波
数が必ずしも一致していない合成フィルタに入力するこ
とにより、再び信号として合成し、雑音を抑圧する。
【０００９】請求項２に係る発明は、雑音を抑圧する雑
音抑制装置であって、入力信号が与えられ、人間の聴覚
末梢系のフィルタ特性を近似し、入力信号を時間−周波
数特性の形で出力する時変系のガンマチャープフィルタ
と、ガンマチャープフィルタの出力の時間−周波数特性
を周波数軸に沿ってシフトするシフト手段と、シフト手
段の出力を受ける時変系の逆補償フィルタと、逆補償フ
ィルタの出力を時間反転し、すべてのチャンネルに対し
て足算を行なうための手段とを備えて構成される。
音抑制装置であって、入力信号が与えられ、人間の聴覚
末梢系のフィルタ特性を近似し、入力信号を時間−周波
数特性の形で出力する時変系のガンマチャープフィルタ
と、ガンマチャープフィルタの出力の時間−周波数特性
を周波数軸に沿ってシフトするシフト手段と、シフト手
段の出力を受ける時変系の逆補償フィルタと、逆補償フ
ィルタの出力を時間反転し、すべてのチャンネルに対し
て足算を行なうための手段とを備えて構成される。
【００１０】請求項３に係る発明では、請求項２のガン
マチャープフィルタは、入力信号が与えられ、そのイン
パルスレスポンスが時間的に変化しない時不変の線形フ
ィルタと、線形フィルタの出力を受け、パワースペクト
ルに非対称性を有して入力信号の大きさの推定値に基づ
いて、その時間−周波数特性を変化させることのできる
時変系の補償フィルタとから構成される。
マチャープフィルタは、入力信号が与えられ、そのイン
パルスレスポンスが時間的に変化しない時不変の線形フ
ィルタと、線形フィルタの出力を受け、パワースペクト
ルに非対称性を有して入力信号の大きさの推定値に基づ
いて、その時間−周波数特性を変化させることのできる
時変系の補償フィルタとから構成される。
【００１１】請求項４に係る発明では、請求項３の時変
系補償フィルタの出力信号の振幅に応じて、その補償フ
ィルタの非対称性のパラメータと振幅のパラメータを決
定して補償フィルタを制御するためのパラメータ制御手
段を含む。
系補償フィルタの出力信号の振幅に応じて、その補償フ
ィルタの非対称性のパラメータと振幅のパラメータを決
定して補償フィルタを制御するためのパラメータ制御手
段を含む。
【００１２】請求項５に係る発明では、請求項４におけ
るパラメータ制御手段によって決定された非対称性のパ
ラメータを参照しながら逆補償フィルタの非対称性パラ
メータを制御するための手段を含む。
るパラメータ制御手段によって決定された非対称性のパ
ラメータを参照しながら逆補償フィルタの非対称性パラ
メータを制御するための手段を含む。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の一実施形態のブ
ロック図であり、図２はパラメータ制御回路の一例を示
すブロック図である。
ロック図であり、図２はパラメータ制御回路の一例を示
すブロック図である。
【００１４】図１において、入力信号はガンマトーンフ
ィルタ群１に入力される。ガンマトーンフィルタ群１は
本質的に時不変の線形フィルタであり、パワースペクト
ルは中心周波数に対してほぼ対称になるという特徴を有
して、その後のインパルスレスポンスが時間的に変化せ
ず、有限長インパルス応答（ＦＩＲ）型でも無限長イン
パルス応答（ＩＩＲ）型でも実現可能であり、固定のガ
ンマチャープフィルタ群とすることもできる。
ィルタ群１に入力される。ガンマトーンフィルタ群１は
本質的に時不変の線形フィルタであり、パワースペクト
ルは中心周波数に対してほぼ対称になるという特徴を有
して、その後のインパルスレスポンスが時間的に変化せ
ず、有限長インパルス応答（ＦＩＲ）型でも無限長イン
パルス応答（ＩＩＲ）型でも実現可能であり、固定のガ
ンマチャープフィルタ群とすることもできる。
【００１５】ガンマトーンフィルタ群１の出力には、時
間−周波数特性を変化させることができる時変系非対称
性補償フィルタ群２が縦続接続されて、ガンマチャープ
フィルタが構成される。ガンマチャープフィルタは、人
間の聴覚末梢系のフィルタ特性をよく近似できることが
既に知られており、等価的に時変系で信号レベル依存性
を有している。
間−周波数特性を変化させることができる時変系非対称
性補償フィルタ群２が縦続接続されて、ガンマチャープ
フィルタが構成される。ガンマチャープフィルタは、人
間の聴覚末梢系のフィルタ特性をよく近似できることが
既に知られており、等価的に時変系で信号レベル依存性
を有している。
【００１６】時変系非対称性補償フィルタ群２の出力は
チャンネルシフト回路４に入力されるとともにパラメー
タ制御回路３にフィードバックされる。パラメータ制御
回路３は時変系非対称性補償フィルタ群２の各チャンネ
ルごとの非対称性のパラメータや振幅パラメータを決定
するものであり、決定したパラメータを時変系非対称性
補償フィルタ群２に出力する。
チャンネルシフト回路４に入力されるとともにパラメー
タ制御回路３にフィードバックされる。パラメータ制御
回路３は時変系非対称性補償フィルタ群２の各チャンネ
ルごとの非対称性のパラメータや振幅パラメータを決定
するものであり、決定したパラメータを時変系非対称性
補償フィルタ群２に出力する。
【００１７】パラメータ制御回路３は図２に示すよう
に、各チャンネルごとに対応して設けられた整流回路３
１と、漏洩積分器３２とを含むとともに、さらに漏洩積
分器３２の出力に基づいて重み付けを決定する重み付け
回路３３と、加算回路３４と、係数決定回路３５とを含
む。整流回路３１は時変系非対称性補償フィルタ群２の
出力を各チャンネルごとに整流し、漏液積分器３２は積
分して出力の平均を行なう。重み付け回路３２は漏液積
分器３２の出力に重み付けを行なって加算回路３４で加
算して係数決定回路３５によってパラメータが決定され
る。これまでの構成は、本願発明者が先に出願した特願
平９−２８６７９０号においても記載されている。
に、各チャンネルごとに対応して設けられた整流回路３
１と、漏洩積分器３２とを含むとともに、さらに漏洩積
分器３２の出力に基づいて重み付けを決定する重み付け
回路３３と、加算回路３４と、係数決定回路３５とを含
む。整流回路３１は時変系非対称性補償フィルタ群２の
出力を各チャンネルごとに整流し、漏液積分器３２は積
分して出力の平均を行なう。重み付け回路３２は漏液積
分器３２の出力に重み付けを行なって加算回路３４で加
算して係数決定回路３５によってパラメータが決定され
る。これまでの構成は、本願発明者が先に出願した特願
平９−２８６７９０号においても記載されている。
【００１８】前述の時変系ガンマチャープフィルタ群の
出力は心理物理的に決定された人間の等価方形帯域（Ｅ
ＲＢ）レートとした周波数軸における時間−周波数表現
の一種になっている。この時間−周波数表現がチャンネ
ルシフト回路４によって周波数軸に沿ってシフト操作が
行なわれて合成が行なわれる。
出力は心理物理的に決定された人間の等価方形帯域（Ｅ
ＲＢ）レートとした周波数軸における時間−周波数表現
の一種になっている。この時間−周波数表現がチャンネ
ルシフト回路４によって周波数軸に沿ってシフト操作が
行なわれて合成が行なわれる。
【００１９】合成系は、時変系逆補償フィルタ群５の出
力に時間反転ガンマトーンフィルタフィルタおよび荷重
回路７が接続されており、時変系逆補償フィルタ群５の
出力を時間反転し、すべてのチャンネルに対して足算が
行なわれて処理した信号が得られる。
力に時間反転ガンマトーンフィルタフィルタおよび荷重
回路７が接続されており、時変系逆補償フィルタ群５の
出力を時間反転し、すべてのチャンネルに対して足算が
行なわれて処理した信号が得られる。
【００２０】このとき、非対称性補償フィルタ群５はパ
ラメータ制御回路６によって制御される。このパラメー
タ制御回路６は前述のパラメータ制御回路３とは異なる
ものであり、非対称性パラメータｃを固定するか、雑音
抑圧の目的に従って制御回路３でのパラメータ出力を参
照しながら決定される。たとえば、非対称性パラメータ
ｃ＝０の場合には、ガンマトーンフィルタ群の合成のみ
になる。
ラメータ制御回路６によって制御される。このパラメー
タ制御回路６は前述のパラメータ制御回路３とは異なる
ものであり、非対称性パラメータｃを固定するか、雑音
抑圧の目的に従って制御回路３でのパラメータ出力を参
照しながら決定される。たとえば、非対称性パラメータ
ｃ＝０の場合には、ガンマトーンフィルタ群の合成のみ
になる。
【００２１】図１に示したガンマチャープフィルタの振
幅周波数特性は第（１）式で示される。
幅周波数特性は第（１）式で示される。
【００２２】
【数１】
【００２３】第（１）式においてＧT （ｆ）の部分は、
ＩＩＲフィルタで容易に実現できるので、ＨA （ｆ）の
部分をＩＩＲデジタルフィルタＨc （ｚ）で実現するこ
とを考える。特性はなるべく近似度を高くするために縦
続接続するとして、デジタルフィルタは次式で示され
る。
ＩＩＲフィルタで容易に実現できるので、ＨA （ｆ）の
部分をＩＩＲデジタルフィルタＨc （ｚ）で実現するこ
とを考える。特性はなるべく近似度を高くするために縦
続接続するとして、デジタルフィルタは次式で示され
る。
【００２４】
【数２】
【００２５】ここで、ｆs はサンプリング周波数，ｆr
は考えているフィルタを決める周波数，ＥＲＢ（ｆr ）
は等価矩型帯域幅，ｂは帯域幅のパラメータでフィッテ
ィングの結果からの定数，ｐ1 ，ｐ2 は正の実数であ
る。このようにして実現すると、平均実行誤差が０．６
２ｄＢと非常に良い近似になることがわかる。
は考えているフィルタを決める周波数，ＥＲＢ（ｆr ）
は等価矩型帯域幅，ｂは帯域幅のパラメータでフィッテ
ィングの結果からの定数，ｐ1 ，ｐ2 は正の実数であ
る。このようにして実現すると、平均実行誤差が０．６
２ｄＢと非常に良い近似になることがわかる。
【００２６】図３はこの発明の一実施形態の動作を説明
するためのフィルタの周波数特性を示す図である。
するためのフィルタの周波数特性を示す図である。
【００２７】次に、図３を参照しながら図１に示したチ
ャンネルシフト回路４により雑音抑圧ができる原理につ
いて説明する。まず、ガンマチャープフィルタの形状
は、そのフィルタ周囲３ＥＲＢ帯域ごとの入力レベルに
依存している。心理物理実験の結果によると、非対称性
のパラメータｃと入力音圧ｐs （ｄＢ）との関係は、 ｃ＝３．３８−０．１０７Ｐｓ…（７） で表わされる（Irino and Patterson:“A time-domain,
level-dependent auditory filter: The gammachirp,
”Journal of the Acoustical Society of America, 1
01, Jan. 1997）。たとえば図３（ａ）に示すように、
チャンネル番号Ａ番目と、Ｂ番目のガンマチャープフィ
ルタが近傍の音圧推定値よりそれぞれｃ＝−３とｃ＝−
１となった場合について考えてみる。
ャンネルシフト回路４により雑音抑圧ができる原理につ
いて説明する。まず、ガンマチャープフィルタの形状
は、そのフィルタ周囲３ＥＲＢ帯域ごとの入力レベルに
依存している。心理物理実験の結果によると、非対称性
のパラメータｃと入力音圧ｐs （ｄＢ）との関係は、 ｃ＝３．３８−０．１０７Ｐｓ…（７） で表わされる（Irino and Patterson:“A time-domain,
level-dependent auditory filter: The gammachirp,
”Journal of the Acoustical Society of America, 1
01, Jan. 1997）。たとえば図３（ａ）に示すように、
チャンネル番号Ａ番目と、Ｂ番目のガンマチャープフィ
ルタが近傍の音圧推定値よりそれぞれｃ＝−３とｃ＝−
１となった場合について考えてみる。
【００２８】本来フィルタは時変だが、ある程度定常的
な状況になったと仮定して説明する。実際にこれはホル
マント周波数近辺にエネルギが集中する音声信号に、た
とえば白色に似た雑音が多重している場合に多く生じ
る。
な状況になったと仮定して説明する。実際にこれはホル
マント周波数近辺にエネルギが集中する音声信号に、た
とえば白色に似た雑音が多重している場合に多く生じ
る。
【００２９】例題として、図３（ａ）においてチャンネ
ル番号Ａ番目とＢ番目のガンマチャープフィルタが、音
圧推定値よりそれぞれｃ＝−３とｃ＝−１となった場合
を考える。Ａ番目周辺がホルマント周波数近辺で、Ｂ番
目がそれから外れている場合に相当する。すると、破線
で示された元のガンマトーンフィルタ（ｃ＝０の場合）
に比べてピーク周波数が低い方にずれる。第（２）式で
表わされるとおり、ｃの値によりこの変化量が異なり、
Ａ番目の方がＢ番目よりもピーク周波数が低くなる。
ル番号Ａ番目とＢ番目のガンマチャープフィルタが、音
圧推定値よりそれぞれｃ＝−３とｃ＝−１となった場合
を考える。Ａ番目周辺がホルマント周波数近辺で、Ｂ番
目がそれから外れている場合に相当する。すると、破線
で示された元のガンマトーンフィルタ（ｃ＝０の場合）
に比べてピーク周波数が低い方にずれる。第（２）式で
表わされるとおり、ｃの値によりこの変化量が異なり、
Ａ番目の方がＢ番目よりもピーク周波数が低くなる。
【００３０】ピーク周波数ｆP の移動先は、漸近周波数
ｆｒ、等価方形帯域幅ＥＲＢ（ｆｒ）、包絡線のパラメ
ータｎ，ｂを用いて、 ｆP ＝ｆｒ＋ｃ・ｂ・ＥＲＢ（ｆｒ）／ｎ…（８） で表わされる。
ｆｒ、等価方形帯域幅ＥＲＢ（ｆｒ）、包絡線のパラメ
ータｎ，ｂを用いて、 ｆP ＝ｆｒ＋ｃ・ｂ・ＥＲＢ（ｆｒ）／ｎ…（８） で表わされる。
【００３１】ここで、これらのフィルタ出力を固定のガ
ンマトーンフィルタ（図３（ｃ））で合成することを仮
定する。本来Ａ番目周辺のフィルタ出力には音声の重要
な情報があり、Ｂ番目周辺にはあまり存在しないわけで
あるから、Ａ番目を強調し、Ｂ番目を減少させたい。し
かし、Ａ番目のピーク周波数は低い方に余計ずれている
ので、Ａ番目の合成フィルタに入力しても出力が大きく
なく、Ｂ番目の方がずれが少ない分出力が大きくなって
逆効果となってしまう。
ンマトーンフィルタ（図３（ｃ））で合成することを仮
定する。本来Ａ番目周辺のフィルタ出力には音声の重要
な情報があり、Ｂ番目周辺にはあまり存在しないわけで
あるから、Ａ番目を強調し、Ｂ番目を減少させたい。し
かし、Ａ番目のピーク周波数は低い方に余計ずれている
ので、Ａ番目の合成フィルタに入力しても出力が大きく
なく、Ｂ番目の方がずれが少ない分出力が大きくなって
逆効果となってしまう。
【００３２】そこで、図３（ｂ）に示すようなαチャン
ネル（α＞０）分上の（Ａ＋α）番目の分析フィルタに
着目する。およそ推定音圧が同程度なので、ピーク周波
数が下にずれていて、Ａ番目の合成フィルタのそれと近
くなる。これに対し、（Ｂ＋α）番目はＢ番目と同様な
推定音圧なので、それほどピーク周波数が下がらない。
そこで、（Ａ＋α）番目のフィルタ出力をＡ番目の合成
フィルタに、（Ｂ＋α）番目のフィルタ出力をＢ番目の
合成フィルタに入力してやる。
ネル（α＞０）分上の（Ａ＋α）番目の分析フィルタに
着目する。およそ推定音圧が同程度なので、ピーク周波
数が下にずれていて、Ａ番目の合成フィルタのそれと近
くなる。これに対し、（Ｂ＋α）番目はＢ番目と同様な
推定音圧なので、それほどピーク周波数が下がらない。
そこで、（Ａ＋α）番目のフィルタ出力をＡ番目の合成
フィルタに、（Ｂ＋α）番目のフィルタ出力をＢ番目の
合成フィルタに入力してやる。
【００３３】この処理は、ガンマチャープフィルタバン
クの出力全体をαチャンネルだけ下方向にシフトさせて
合成フィルタに加えることに相当する。この処理による
分析合成フィルタの総合特性は、図３（ｄ）に示したよ
うに、Ａ番目のフィルタの方がＢ番目のフィルタよりも
大きくなる。
クの出力全体をαチャンネルだけ下方向にシフトさせて
合成フィルタに加えることに相当する。この処理による
分析合成フィルタの総合特性は、図３（ｄ）に示したよ
うに、Ａ番目のフィルタの方がＢ番目のフィルタよりも
大きくなる。
【００３４】基本的に大きなエネルギを有しているチャ
ンネルを強調する処理をしていることになる。これによ
り、特にエネルギが特定のチャンネルに集中する傾向が
大きい音声信号のホルマント周波数近辺で強調し、それ
から外れている部分は減少させるように働き、目的と合
致する。ここでは、例題としてガンマトーンフィルタを
合成フィルタとしたが、これはガンマチャープフィルタ
でも同様に処理できる。
ンネルを強調する処理をしていることになる。これによ
り、特にエネルギが特定のチャンネルに集中する傾向が
大きい音声信号のホルマント周波数近辺で強調し、それ
から外れている部分は減少させるように働き、目的と合
致する。ここでは、例題としてガンマトーンフィルタを
合成フィルタとしたが、これはガンマチャープフィルタ
でも同様に処理できる。
【００３５】図４はこの発明によって得られた雑音抑圧
の効果を説明するための波形図である。次に、図４を参
照して、実際の音声を処理した実例について説明する。
男性話者が／ｋａｎｏｊｏｗａ／と発声した音声を６ｋ
Ｈｚで帯域制限したものが図４（ａ）に示す波形図であ
る。図４（ｂ）にはこれに信号対雑音比（ＳＮＲ）が５
ｄＢとなるように白色雑音を多重した後、上述の雑音抑
圧処理を行なわないで単純に線形分析合成ガンマトーン
フィルタ群に通した場合の波形である。ただし、比較の
ため、雑音抑圧処理でチャンネルシフトによって失われ
る高い周波数の数チャンネル分はこの処理でも０と置い
た。図４（ｃ）はこの発明の一実施形態の雑音抑圧処理
を行なった場合である。
の効果を説明するための波形図である。次に、図４を参
照して、実際の音声を処理した実例について説明する。
男性話者が／ｋａｎｏｊｏｗａ／と発声した音声を６ｋ
Ｈｚで帯域制限したものが図４（ａ）に示す波形図であ
る。図４（ｂ）にはこれに信号対雑音比（ＳＮＲ）が５
ｄＢとなるように白色雑音を多重した後、上述の雑音抑
圧処理を行なわないで単純に線形分析合成ガンマトーン
フィルタ群に通した場合の波形である。ただし、比較の
ため、雑音抑圧処理でチャンネルシフトによって失われ
る高い周波数の数チャンネル分はこの処理でも０と置い
た。図４（ｃ）はこの発明の一実施形態の雑音抑圧処理
を行なった場合である。
【００３６】まず、最初の部分の雑音が特に小さくなっ
ていて全体的にもやや小さくなっていること、音声波形
の大きい１５０ｍｓｅｃ〜２００ｍｓｅｃや３００ｍｓ
ｅｃ〜３５０ｍｓｅｃにおいて、図４（ｂ）に示す波形
に比べて雑音的な成分が少なくなり、規則的になってい
ることが見ることができる。実際に合成音を聞いても、
白色的連続雑音のままでレベルだけが下がっていること
が確認できた。
ていて全体的にもやや小さくなっていること、音声波形
の大きい１５０ｍｓｅｃ〜２００ｍｓｅｃや３００ｍｓ
ｅｃ〜３５０ｍｓｅｃにおいて、図４（ｂ）に示す波形
に比べて雑音的な成分が少なくなり、規則的になってい
ることが見ることができる。実際に合成音を聞いても、
白色的連続雑音のままでレベルだけが下がっていること
が確認できた。
【００３７】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、イン
パルスレスポンスが時間的に変化しない時変系の線形フ
ィルタと、パワースペクトルに非対称性を有して入力信
号の大きさの推定値に基づいて、その時間−周波数特性
を変化させることのできる時変系の補償フィルタの組合
せによって分析された帯域制限信号を、ピーク周波数の
異なる合成フィルタに入力することにより再び信号とし
て合成して雑音を抑制するようにしたので、白色雑音は
白色的連続雑音のまま出力することができ、知覚的に非
常に有利となる。さらに、人為的な変形が顕著には行な
われないので、これらの処理以降パラメトリックな音声
強調処理などを接続することができる。これらの特徴
は、スペクトルサブトラクション法では実現できなかっ
たことである。
パルスレスポンスが時間的に変化しない時変系の線形フ
ィルタと、パワースペクトルに非対称性を有して入力信
号の大きさの推定値に基づいて、その時間−周波数特性
を変化させることのできる時変系の補償フィルタの組合
せによって分析された帯域制限信号を、ピーク周波数の
異なる合成フィルタに入力することにより再び信号とし
て合成して雑音を抑制するようにしたので、白色雑音は
白色的連続雑音のまま出力することができ、知覚的に非
常に有利となる。さらに、人為的な変形が顕著には行な
われないので、これらの処理以降パラメトリックな音声
強調処理などを接続することができる。これらの特徴
は、スペクトルサブトラクション法では実現できなかっ
たことである。
【００３８】この発明は、人間の聴知覚特性をその基本
として用いるために、人間にとって重要な情報を効果的
に分析してそれをもとに雑音を抑圧している。したがっ
て、合成音は知覚的に不自然ではない。また、他の信号
強調方式の前処理としても利用することができる。帯域
幅や信号レベル依存性または非対称性パラメータｃにつ
いては、人間の特性を越えて、雑音抑圧にもっと効果的
に設計することもできる。この場合でも、知覚的に不自
然にはなりにくいと考えられる。また、制御回路に、た
とえばスペクトルサブトラクション法と同様な音声区
間、雑音区間判別機構を加えて高度化することによりさ
らにＳＮＲを向上させることもできる。
として用いるために、人間にとって重要な情報を効果的
に分析してそれをもとに雑音を抑圧している。したがっ
て、合成音は知覚的に不自然ではない。また、他の信号
強調方式の前処理としても利用することができる。帯域
幅や信号レベル依存性または非対称性パラメータｃにつ
いては、人間の特性を越えて、雑音抑圧にもっと効果的
に設計することもできる。この場合でも、知覚的に不自
然にはなりにくいと考えられる。また、制御回路に、た
とえばスペクトルサブトラクション法と同様な音声区
間、雑音区間判別機構を加えて高度化することによりさ
らにＳＮＲを向上させることもできる。
【図１】この発明の一実施形態の時変系分析合成ガンマ
チャープフィルタを用いた雑音抑圧方式の概略ブロック
図である。
チャープフィルタを用いた雑音抑圧方式の概略ブロック
図である。
【図２】図１に示したパラメータ制御回路の具体的なブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】この発明の一実施形態の原理を示すフィルタの
周波数特性を示す図である。
周波数特性を示す図である。
【図４】この発明の効果を示す雑音抑圧を行なった波形
を示す図である。
を示す図である。
１ ガンマトーンフィルタ群 ２ 時変系非対称性補償フィルタ群 ３ パラメータ制御回路 ４ チャンネルシフト回路 ５ 非対称性補償フィルタ群 ６ パラメータ制御回路 ７ 時間反転ガンマトーンフィルタ群および荷重和回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G10L 3/00 - 3/02 G10L 9/00 - 9/18 H03H 17/00 - 17/02
Claims (5)
- 【請求項１】 人間の聴覚特性を考慮して入力信号の周
波数分析を行なった後、変形操作をし、逆変換を行なっ
て信号を合成することにより雑音を抑圧する雑音抑圧方
法であって、 そのインパルスレスポンスが時間的に変化しない時不変
の線形フィルタと、パワースペクトルに非対称性を有し
て入力信号の大きさの推定値に基づいて、その時間・周
波数特性を変化させることのできる時変系の補償フィル
タの組合せによって分析された帯域制限信号を、ピーク
周波数が必ずしも一致していない合成フィルタに入力す
ることにより再び信号として合成して雑音を抑圧するこ
とを特徴とする、雑音抑圧方法。 - 【請求項２】 雑音を抑圧する雑音抑制装置であって、 入力信号が与えられ、人間の聴覚末梢系のフィルタ特性
を近似し、前記入力信号を時間−周波数特性の形で出力
する時変系のガンマチャープフィルタ、 前記ガンマチャープフィルタの出力の時間−周波数特性
を周波数軸に沿ってシフトするシフト手段、 前記シフト手段の出力を受ける時変系の逆補償フィル
タ、および前記逆補償フィルタの出力を時間反転し、す
べてのチャンネルに対して足算を行なうための手段を備
えた、雑音抑圧装置。 - 【請求項３】 前記ガンマチャープフィルタは、 入力信号が与えられ、そのインパルスレスポンスが時間
的に変化しない時不変の線形フィルタと、 前記線形フィルタの出力を受け、パワースペクトルに非
対称性を有し、前記入力信号の大きさの推定値に基づい
て、その時間−周波数特性を変化させることのできる時
変系の補償フィルタとを含むことを特徴とする、請求項
２に記載の雑音抑圧装置。 - 【請求項４】 さらに、時変系の補償フィルタの出力信
号の振幅に応じて、該補償フィルタの非対称性のパラメ
ータと振幅のパラメータを決定して、前記補償フィルタ
を制御するためのパラメータ制御手段を含むことを特徴
とする、請求項３に記載の雑音抑圧装置。 - 【請求項５】 さらに、前記パラメータ制御手段によっ
て決定された非対称性のパラメータを参照しながら、前
記逆補償フィルタの非対称性パラメータを制御するため
の手段を含む、請求項４に記載の雑音抑圧装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10215414A JP2997668B1 (ja) | 1998-07-30 | 1998-07-30 | 雑音抑圧方法および雑音抑圧装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10215414A JP2997668B1 (ja) | 1998-07-30 | 1998-07-30 | 雑音抑圧方法および雑音抑圧装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2997668B1 true JP2997668B1 (ja) | 2000-01-11 |
| JP2000047698A JP2000047698A (ja) | 2000-02-18 |
Family
ID=16671945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10215414A Expired - Fee Related JP2997668B1 (ja) | 1998-07-30 | 1998-07-30 | 雑音抑圧方法および雑音抑圧装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2997668B1 (ja) |
-
1998
- 1998-07-30 JP JP10215414A patent/JP2997668B1/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000047698A (ja) | 2000-02-18 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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