JP2957370B2 - Automatic tracking antenna device - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、移動体上で衛星放送や
衛星通信等の電波源を追尾受信するための自動追尾アン
テナ装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an automatic tracking antenna device for tracking and receiving a radio wave source such as satellite broadcasting or satellite communication on a mobile body.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動体（例えば、列車、船舶、自
動車、航空機）上に、地上局あるいは人工衛星局との移
動体通信や、放送波受信のためのアンテナを搭載してい
る物が出現してきている。特に、衛星放送が普及するに
つれて移動体上においても衛星放送を受信したいという
ニーズが高まりつつある。2. Description of the Related Art In recent years, a mobile object (for example, a train, a ship, a car, or an aircraft) is equipped with an antenna for mobile communication with a ground station or an artificial satellite station and for receiving broadcast waves. Is emerging. In particular, as satellite broadcasting becomes more widespread, there is an increasing need to receive satellite broadcasting even on mobile objects.
【０００３】このような衛星からの微弱な電波を受信す
るには、一般に指向性の鋭い高利得アンテナが必要であ
るため、移動体上で受信しようとした場合、常に電波源
である衛星を高速且つ精度良く追尾する自動追尾アンテ
ナ装置が必要になる。自動追尾アンテナ装置の追尾方式
には、様々な方式が提案されているが、なかでも応答速
度の速いモノパルス式（同時ロービング方式とも呼ぶ）
が比較的小型で移動速度の速い自動車等に搭載するもの
としては適していると言える。更にモノパルス方式に
は、振幅比較モノパルス方式と位相比較モノパルス方式
がある。In order to receive a weak radio wave from such a satellite, a high-gain antenna with sharp directivity is generally required. In addition, an automatic tracking antenna device that tracks with high accuracy is required. Various methods have been proposed for the tracking method of the automatic tracking antenna device. Among them, a monopulse method having a fast response speed (also referred to as a simultaneous roving method).
However, it can be said that it is suitable for being mounted on an automobile or the like which is relatively small and has a high moving speed. Further, the monopulse system includes an amplitude comparison monopulse system and a phase comparison monopulse system.
【０００４】ここでこれらのモノパルス方式の内代表的
な位相比較モノパルス方式の従来例について説明する。
尚、振幅比較モノパルス方式については説明はしない。
図１０は位相比較モノパルス方式の原理図であり、同図
に示すようにホーン型のアンテナ１，２が同一平面上に
設けられている。尚図中１′，２′はアンテナ１，２の
実質放射点（以後、アンテナ中心という）を表してい
る。アンテナ１には９０度移相器３が接続されており、
アンテナ１，２の受信波出力はミキサー回路４で混合さ
れ、ローパスフィルタ５を介して出力される。Here, a conventional example of a typical phase comparison monopulse system among these monopulse systems will be described.
The amplitude comparison monopulse method will not be described.
FIG. 10 is a principle diagram of the phase comparison monopulse system. As shown in FIG. 10, horn-type antennas 1 and 2 are provided on the same plane. In the figure, reference numerals 1 'and 2' denote substantial radiation points of the antennas 1 and 2 (hereinafter referred to as antenna centers). A 90 degree phase shifter 3 is connected to the antenna 1,
Outputs of the received waves from the antennas 1 and 2 are mixed by a mixer circuit 4 and output via a low-pass filter 5.
【０００５】ここで、正面方向からθの角度を成す方向
に電波源がある場合、アンテナ１の受信波は、図中Ｌ’
の距離分だけ、アンテナ２の受信波より位相が遅れる。
ここでアンテナ２の受信波をｓｉｎωｔ、アンテナ１、
２の中心１’，２’間の距離をＬとおけば、Ｌ′＝Ｌ・
ｓｉｎθと表せるので、結局アンテナ１の受信波は、ｓ
ｉｎ（ωｔ−２πＬ′／λ）と表せる。ただし、ωは受
信波の角速度、λは波長を表す。[0005] Here, when there is a radio wave source in a direction forming an angle θ from the front direction, the reception wave of the antenna 1 is L ′ in the figure.
The phase is delayed from the reception wave of the antenna 2 by the distance of.
Here, the received wave of antenna 2 is sinωt, antenna 1,
If the distance between the centers 1 ′ and 2 ′ of 2 is L, L ′ = L ·
sin θ, the wave received by the antenna 1 is s
in (ωt−2πL ′ / λ). Here, ω represents the angular velocity of the received wave, and λ represents the wavelength.
【０００６】ここで、ミキサー回路４により積算する
と、次式のようになる。 ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（ωｔ−ｘ−π／２） ＝−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（ωｔ−ｘ） ＝−１／２・｛ｓｉｎ（２ωｔ−ｘ）＋ｓｉｎ（ｘ）｝ ただし、ｘ＝２πＬ・ｓｉｎθ／λ それ故、ローパスフィルタ５で高周波成分を除去すれ
ば、図１１のように誤差角度θに起因する直流電圧成分
（以後モノパルス電圧と称する）だけが得られる。尚、
図１１において、６は、誤差角θの変化に対するモノパ
ルス電圧の軌跡であり、図示例では振幅レベルを１に正
規化している。Here, when integrated by the mixer circuit 4, the following equation is obtained. sinωt · sin (ωt−x−π / 2) = − sinωt · cos (ωt−x) = − ／ · {sin (2ωt−x) + sin (x)} where x = 2πL · sinθ / λ Therefore, if high-frequency components are removed by the low-pass filter 5, only a DC voltage component (hereinafter, referred to as a monopulse voltage) caused by the error angle θ is obtained as shown in FIG. still,
In FIG. 11, reference numeral 6 denotes a locus of the monopulse voltage with respect to a change in the error angle θ. In the illustrated example, the amplitude level is normalized to 1.
【０００７】アンテナ中心１′，２′間の距離Ｌ、波長
λは既知の定数であるから、この電圧値から誤差角θを
求めることができ、誤差角θを常に零になるようにアン
テナ１，２の姿勢を制御すれば電波源に対する追尾が可
能となる。この位相比較モノパルス方式のアンテナを平
面アンテナで構成した例を図１２に示す。平面アンテナ
は、もともと小さなアンテナ素子をアレー状に並べたア
ンテナの集合体であるから、内部をある程度任意に分割
して、複数のアンテナを構成でき、位相モノパルス方式
に適していると言える。Since the distance L between the antenna centers 1 'and 2' and the wavelength λ are known constants, the error angle θ can be obtained from this voltage value, and the antenna 1 is set so that the error angle θ is always zero. 2 can be tracked with respect to the radio wave source. FIG. 12 shows an example in which this phase comparison monopulse type antenna is constituted by a planar antenna. Since a planar antenna is originally a collection of antennas in which small antenna elements are arranged in an array, a plurality of antennas can be formed by arbitrarily dividing the inside to some extent, and can be said to be suitable for the phase monopulse system.
【０００８】図１２に示すアンテナ８は、仰角及び水平
方向の２軸制御に必要な最小限の３つのアンテナを平面
アンテナで構成した一例を示し、アンテナ８ｂと、８ｃ
との位相差より仰角方向の誤差角を、アンテナ８ａと、
アンテナ８ｂと８ｃの合成出力との位相差より水平方向
の誤差角を求めることができる。例えば、図示するアン
テナ８を衛星放送追尾アンテナとして用いた場合、アン
テナ８ａ、８ｂ、８ｃの各アンテナ受信波を合成して衛
星放送を受信するのが装置系を小型化する上で有効な手
段と考えられるが、実際に３つのアンテナ８ａ、８ｂ、
８ｃを合成する際の合成損失があるため、アンテナ８を
必要最低限の大きさより一回り余裕を持たした大きさに
する必要があり、小型化を図る上で余り効果的ではな
い。その上３つのアンテナ８ａ、８ｂ、８ｃを合成する
には、微妙な位相を調整する必要があり、工業的にも安
定した性能を得ることが困難であった。An antenna 8 shown in FIG. 12 shows an example in which a minimum of three antennas necessary for two-axis control in elevation and horizontal directions are constituted by planar antennas, and antennas 8b and 8c
The error angle in the elevation direction from the phase difference between
The horizontal error angle can be obtained from the phase difference between the combined outputs of the antennas 8b and 8c. For example, when the illustrated antenna 8 is used as a satellite broadcast tracking antenna, receiving the satellite broadcast by combining the antenna reception waves of the antennas 8a, 8b, and 8c is an effective means for reducing the size of the device system. Although it is conceivable, actually three antennas 8a, 8b,
Since there is a combined loss when combining the antennas 8c, it is necessary to make the antenna 8 one size larger than the minimum required size, which is not very effective in reducing the size. In addition, in order to combine the three antennas 8a, 8b, 8c, it is necessary to adjust a delicate phase, and it has been difficult to obtain industrially stable performance.
【０００９】そのため本出願人は、受信用のアンテナ
と、追尾誤差角を検出するモノパルスアンテナを分離独
立させ、且つ超小型のアンテナで構成して空きスペース
に配置し、装置系全体の小型化を図った自動追尾アンテ
ナ装置を特願平３−３０９２９１号として既に出願して
いる。この自動追尾アンテナ装置のアンテナ部は、図１
４に示すように受信専用アンテナ３１と、超小型の仰角
用モノパルスアンテナ３２，３３を同一平面上に構成し
たアンテナ（以後、主アンテナ）３０と、図１５に示す
ように超小型水平角用モノパルスアンテナ３７，３８を
設けたサブアンテナ３９からなっている。また、主アン
テナ３０には映像受信用ＬＮＢ３４が設けられ、アンテ
ナ３０，３９には、モノパルス用ＬＮＢユニット３５及
び誤差角検出ユニット３６が設けてある。For this reason, the present applicant separates and separates the receiving antenna and the monopulse antenna for detecting the tracking error angle and arranges the antenna with a very small antenna in an empty space to reduce the size of the entire system. The proposed automatic tracking antenna device has already been filed as Japanese Patent Application No. 3-309291. The antenna section of this automatic tracking antenna device is shown in FIG.
As shown in FIG. 4, an antenna (hereinafter referred to as a main antenna) 30 having a reception-only antenna 31 and microminiature elevation monopulse antennas 32 and 33 on the same plane, and a microminiature horizontal angle monopulse as shown in FIG. A sub-antenna 39 provided with antennas 37 and 38 is provided. The main antenna 30 is provided with a video receiving LNB 34, and the antennas 30 and 39 are provided with a monopulse LNB unit 35 and an error angle detection unit 36.
【００１０】本来は、主アンテナ３０内に水平角用及び
仰角用モノパルスアンテナを構成することが望ましい
が、できるだけ主アンテナ３０を小型にし、且つ受信ア
ンテナ３１の有効受信面積を確保するために、サブアン
テナ３９は図１３に示すように主アンテナ３０とは別場
所に配置し、水平方向にはテーブル８０ごと駆動制御さ
れる構造となっている。Originally, it is desirable to form a horizontal angle and elevation angle monopulse antenna in the main antenna 30. However, in order to make the main antenna 30 as small as possible and secure an effective receiving area of the receiving antenna 31, As shown in FIG. 13, the antenna 39 is arranged at a place different from the main antenna 30, and has a structure in which the table 80 is driven and controlled in the horizontal direction.
【００１１】仰角方向に対しては主アンテナ３０は駆動
制御可能な構造であるが、サブアンテア３９は４０度で
固定されるため、アンテナビーム幅が広くなるように水
平角用モノパルスアンテナ３７，３８は仰角方向に１素
子配列の平面アンテナで構成している。図１６は自動追
尾アンテナ装置全体のブロック図を示し、受信専用アン
テナ３１、仰角用モノパルスアンテナ３２，３３、水平
角用モノパルスアンテナ３７，３８を備え、アンテナ３
１には映像受信用ＬＮＢ３４を設けている。The main antenna 30 has a structure that can be driven and controlled in the elevation direction. However, since the sub antenna 39 is fixed at 40 degrees, the monopulse antennas 37 and 38 for horizontal angle are used so that the antenna beam width is widened. It consists of a planar antenna with one element array in the elevation direction. FIG. 16 shows a block diagram of the entire automatic tracking antenna device, which includes a reception-only antenna 31, monopulse antennas 32 and 33 for elevation angles, monopulse antennas 37 and 38 for horizontal angles.
1 is provided with a video receiving LNB 34.
【００１２】仰角用モノパルスアンテナ３２，３３から
の信号を受けるモノパルス用ＬＮＢユニット３５は、１
０．６７８ＧＨｚの局発回路４１と、２分配回路４２
と、２つのＬＮＢ回路４０から構成されている。誤差角
検出ユニット３６は、１〜１．３ＧＨｚ帯の高周波増幅
回路４３、周波数変換用ミキサー回路４４、２分配回路
４５、中心周波数が４０２．７８ＭＨｚのバンドパスフ
ィルタ４６、４００ＭＨｚ帯の増幅回路４７、位相差検
出用ミキサー回路４８、ローパスフィルタ４９、直流増
幅回路５０、位相調整用ケーブル５１から構成されてい
る。The monopulse LNB unit 35 for receiving signals from the elevation monopulse antennas 32 and 33 includes one
0.678 GHz local oscillation circuit 41 and two distribution circuit 42
And two LNB circuits 40. The error angle detection unit 36 includes a high-frequency amplifier circuit 43 for the 1 to 1.3 GHz band, a mixer circuit 44 for frequency conversion, a distribution circuit 45, a band-pass filter 46 having a center frequency of 402.78 MHz, an amplifier circuit 47 for the 400 MHz band, It comprises a phase difference detection mixer circuit 48, a low-pass filter 49, a DC amplifier circuit 50, and a phase adjustment cable 51.
【００１３】また、水平角用モノパルスアンテナ３７，
３８に接続されたモノパルス用ＬＮＢユニット３５、及
び誤差角検出ユニット３６は、仰角用モノパルスアンテ
ナ３２，３３に接続されているのと同一の回路構成とな
っている。また、２分配回路８１、Ｃ／Ｎ検出回路５
２、比較回路５３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５４、追
尾チャンネル切換回路５５、制御回路５６、振動子型ジ
ャイロ５７、水平角用及び仰角用サーボコントローラ５
８，５９、水平角用及び仰角用サーボモータ６０，６
２、ロータリーエンコーダ６１，６３を備えている。The horizontal angle monopulse antenna 37,
The monopulse LNB unit 35 and the error angle detection unit 36 connected to 38 have the same circuit configuration as those connected to the elevation monopulse antennas 32 and 33. Also, the two distribution circuit 81 and the C / N detection circuit 5
2. Comparison circuit 53, voltage controlled oscillator (VCO) 54, tracking channel switching circuit 55, control circuit 56, vibrator gyro 57, servo controller 5 for horizontal angle and elevation angle
8,59, horizontal angle and elevation angle servo motors 60,6
2. The rotary encoders 61 and 63 are provided.
【００１４】受信専用アンテナ３１で受信された１２Ｇ
Ｈｚ帯の信号は、ＬＮＢ３４で１．３ＧＨｚ帯の信号に
変換され、２分配回路８１で分配された後、一方はその
まま映像信号として伝送される。そして他方はＣ／Ｎ検
出回路５２に伝送され、追尾チャンネル切換回路５５で
設定されたチャンネル信号のＣ／Ｎ値に対応した直流電
圧（以後Ｃ／Ｎ電圧と称する）が出力される。このＣ／
Ｎ電圧が一定値以上であれば、受信状態であるものとし
て、比較回路５３より制御回路５６へＨレベルの信号が
出力される。12G received by the reception-only antenna 31
The signal in the Hz band is converted into a signal in the 1.3 GHz band by the LNB 34, distributed by the two distribution circuit 81, and one of the signals is transmitted as it is as a video signal. The other is transmitted to the C / N detection circuit 52, and a DC voltage (hereinafter, referred to as C / N voltage) corresponding to the C / N value of the channel signal set by the tracking channel switching circuit 55 is output. This C /
If the N voltage is equal to or higher than a certain value, the comparator 53 outputs an H-level signal to the control circuit 56 as a reception state.
【００１５】一方、仰角用モノパルスアンテナ３２，３
３の受信波は、夫々モノパルス用ＬＮＢユニット３５で
１．３ＧＨｚ帯の信号に変換された後、誤差角検出ユニ
ット３６内で増幅僧服され、、追尾チャンネル切換回路
５５で設定されたチャンネル信号が周波数変換用ミキサ
ー回路４４で、中心周波数４０２．７８ＭＨｚの信号に
変換される。更にこの４００ＭＨｚ帯の信号は増幅さ
れ、位相差検出用ミキサー回路４８に入力され、直流電
圧成分のみが検出されて増幅され、仰角方向用モノパル
ス電圧として制御回路５６に出力される。On the other hand, the elevation monopulse antennas 32, 3
3 are converted into signals in the 1.3 GHz band by the monopulse LNB unit 35, amplified in the error angle detection unit 36, and the channel signal set by the tracking channel switching circuit 55 The frequency conversion mixer circuit 44 converts the signal into a signal having a center frequency of 402.78 MHz. The 400 MHz band signal is further amplified and input to the phase difference detection mixer circuit 48, where only the DC voltage component is detected and amplified, and output to the control circuit 56 as a monopulse voltage for the elevation direction.
【００１６】また水平用モノパルスアンテナ３２，３３
の受信波からも全く同様にして、水平方向用のモノパル
ス電圧が求められ、制御回路５６に出力される。比較回
路５３の出力がＨレベルであるとき、制御回路５６は追
尾状態であると認識して、内部スイッチスイッチＳ1 ，
Ｓ2 をオンにし、水平方向用モノパルス電圧、仰角方向
用モノパルス電圧を、そのままアナログ制御用サーボコ
ントローラ５８，５９に指示電圧値として与え、サーボ
モータ６０，６２をその指示電圧値に対応した速度で回
転駆動させることによりアンテナを姿勢制御するように
なっている。Also, horizontal monopulse antennas 32 and 33
Similarly, a monopulse voltage for the horizontal direction is obtained from the received wave of, and is output to the control circuit 56. When the output of the comparison circuit 53 is at the H level, the control circuit 56 recognizes that it is in the tracking state and the internal switch S 1 ,
The S 2 is turned on, the monopulse voltage horizontal, the elevation for monopulse voltage, it is given as a command voltage value to the analog control servo controller 58 and 59, at a speed corresponding to the servo motor 60, 62 to the instruction voltage value The attitude of the antenna is controlled by rotating the antenna.
【００１７】図１７は実際の自動追尾アンテナ装置の平
面図と側面図を示している。図中７４は電源回路ユニッ
ト、７５は制御回路及びサーボコントローラユニットで
ある。このような従来例では、図１２で示したモノパル
ス電圧６をそのままアナログ制御用サーボコントローラ
５８，５９の指示電圧として取り込み、サーボモータ６
０．６１をその指示電圧に対応した速度で回転させてア
ンテナを制御するので、制御回路５６内でモノパルス電
圧より追尾誤差角を演算したり、デジタル制御用サーボ
コントローラを駆動させるための複雑な演算処理が一切
不要で、すばやい追尾を可能にしている。FIG. 17 shows a plan view and a side view of an actual automatic tracking antenna apparatus. In the figure, 74 is a power supply circuit unit, and 75 is a control circuit and a servo controller unit. In such a conventional example, the monopulse voltage 6 shown in FIG. 12 is taken as it is as a command voltage of the analog control servo controllers 58 and 59, and the servo motor 6
Since the antenna is controlled by rotating 0.61 at a speed corresponding to the command voltage, a complicated calculation for calculating the tracking error angle from the monopulse voltage in the control circuit 56 or driving the digital control servo controller is performed. No processing is required, enabling quick tracking.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】ところで図１６に示す
上記従来例では、弱電界地域や降雨減衰など受信状況が
変化すると、図１１のモノパルス電圧７の特性のように
モノパルス電圧が低下し、追尾性能が著しく劣化する可
能性があった。このモノパルス電圧低下の主原因は、図
１６に示す誤差角検出ユニット３６内の位相差検出用ミ
サキー回路４８に入力される４００ＭＨｚ帯信号のレベ
ルが低下することである。By the way, in the conventional example shown in FIG. 16, when the receiving condition changes such as a weak electric field area or rain attenuation, the monopulse voltage decreases like the characteristic of the monopulse voltage 7 in FIG. Performance could be significantly degraded. The main cause of the monopulse voltage drop is that the level of the 400 MHz band signal input to the phase difference detection miskey circuit 48 in the error angle detection unit 36 shown in FIG.
【００１９】このような場合、図１８に示すように位相
差検出用ミキサー回路４８の入力レベルを直流検波ダイ
オード１０で直流検波し、直流増幅回路１１を介して高
周波増幅回路４３’のゲインを制御するＡＧＣ回路を構
成するのが一般的である。高周波増幅回路４３’には
１．３ＧＨｚ帯びＡＧＣ端子付増幅回路を用いている。In such a case, as shown in FIG. 18, the input level of the phase difference detection mixer circuit 48 is DC detected by the DC detection diode 10, and the gain of the high frequency amplifier circuit 43 'is controlled via the DC amplifier circuit 11. It is common to configure an AGC circuit that performs the following. The high-frequency amplifier circuit 43 'is an amplifier circuit with an AGC terminal for 1.3 GHz.
【００２０】しかし、モノパルスアンテナとして超小型
のアンテナを用いた場合、受信信号Ｃ／Ｎ値が極端に悪
く、図１９に示すように位相差検出用ミキサー回路４８
の入力部では受信信号（イ）のレベルがノイズ（ロ）の
レベルに隠れてしまい、信号レベルを検波することがで
きず一般的なＡＧＣ回路を構成することが困難であっ
た。However, when an ultra-small antenna is used as the monopulse antenna, the C / N value of the received signal is extremely poor, and as shown in FIG.
In the input unit, the level of the received signal (a) is hidden by the level of the noise (b), and the signal level cannot be detected, so that it is difficult to configure a general AGC circuit.
【００２１】本発明は上記の問題点に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところは弱電界条件下にあって
も、安定した追尾性能維持が可能な自動追尾アンテナ装
置を提供するにある。The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide an automatic tracking antenna device capable of maintaining stable tracking performance even under a weak electric field condition. is there.
【００２２】[0022]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、衛
星放送あるいは衛星通信の受信用の第１の平面アンテナ
と、この第１の平面アンテナと同一平面上に設けられ第
１の平面アンテナに比して極めて小型な仰角方向誤差角
検出用の第２の平面アンテナ群と、この第２の平面アン
テナ群の受信波より仰角方向の誤差角を検出する第１の
誤差角検出手段と、第１の平面アンテナに比して極めて
小型な水平方向の誤差角検出用の第３の平面アンテナ群
と、この第３の平面アンテナ群の受信波より水平方向の
誤差角を検出する第２の誤差角検出手段と、上記第１の
平面アンテナを仰角方向に駆動する第１の機構駆動部
と、これら第１の平面アンテナ及び第１の機構駆動部を
水平方向に回転するテーブル上に配設するとともに第３
の平面アンテナ群を上記テーブル上に仰角方向に固定
し、上記テーブルを水平方向に駆動させる第２の機構駆
動部と、第１、第２の誤差角検出手段の出力信号に従っ
て、第１、第２の機構駆動部を駆動する制御手段とを備
えた自動追尾アンテナ装置において、第１の平面アンテ
ナの受信波より、受信信号のＣ／Ｎ値に対応する直流電
圧を検出するＣ／Ｎ検出手段を備え、このＣ／Ｎ検出手
段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に
応じて電界条件による誤差角検出の変化を補償するもの
である。According to the first aspect of the present invention, a first planar antenna for receiving satellite broadcasting or satellite communication, and a first planar antenna provided on the same plane as the first planar antenna. A second plane antenna group for detecting an elevation angle error angle which is extremely small as compared with the first plane antenna group, and a first error angle detection means for detecting an error angle in the elevation angle direction from a reception wave of the second plane antenna group; A third plane antenna group for detecting an error angle in the horizontal direction, which is extremely small as compared with the first plane antenna, and a second plane antenna for detecting an error angle in the horizontal direction from a reception wave of the third plane antenna group. An error angle detecting means, a first mechanism driving section for driving the first planar antenna in an elevation direction, and a first mechanism antenna and a first mechanism driving section disposed on a table which rotates in a horizontal direction. And third
The first and second plane antenna groups are fixed on the table in the elevation direction, and the first and second antennas are driven in accordance with the output signals of the second mechanism driving unit for driving the table in the horizontal direction and the first and second error angle detecting means. And C / N detecting means for detecting a DC voltage corresponding to a C / N value of a received signal from a received wave of the first planar antenna in the automatic tracking antenna device having control means for driving the second mechanism driving section. And compensates for the change in the error angle detection due to the electric field condition according to the change in the DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detection means.
【００２３】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対
応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段内に
設けられた高周波増幅回路に与え、上記Ｃ／Ｎ値に対応
する直流電圧の変化により上記高周波増幅回路の利得を
制御するものである。請求項３の発明では、請求項２の
発明において、上記第１及び第２の誤差角検出手段の近
傍に温度センサを設けると共に、温度特性による各誤差
角検出手段の出力信号の劣化分を補正する係数を予め温
度帯に応じて定めておき、上記制御手段において、温度
センサの温度情報に基づいて補正係数を選択し、誤差角
検出手段の出力信号に選択した補正係数を乗じて第１、
第２の機構駆動部の指示電圧として出力するものであ
る。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, a DC voltage corresponding to a C / N value output from the C / N detecting means is stored in the first and second error angle detecting means. The gain of the high-frequency amplifier circuit is controlled by a change in a DC voltage corresponding to the C / N value given to the provided high-frequency amplifier circuit. According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, a temperature sensor is provided near the first and second error angle detecting means, and a deterioration of an output signal of each error angle detecting means due to a temperature characteristic is corrected. The correction coefficient is determined in advance in accordance with the temperature zone, and the control means selects a correction coefficient based on the temperature information of the temperature sensor, and multiplies the output signal of the error angle detection means by the selected correction coefficient to obtain the first,
This is output as a command voltage of the second mechanism drive unit.
【００２４】請求項４の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対
応する直流電圧を電圧制限手段に入力して、電圧制御手
段の出力電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段内に設
けられた高周波増幅回路に与え、上記電圧制限手段の出
力電圧の変化により上記高周波増幅回路のゲインを可変
するとともにゲインの上限を定めたものである。According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, a DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detecting means is input to the voltage limiting means, and the output of the voltage controlling means is output. A voltage is applied to a high-frequency amplifier circuit provided in the first and second error angle detecting means, and the gain of the high-frequency amplifier circuit is varied by changing the output voltage of the voltage limiting means, and the upper limit of the gain is determined. Things.
【００２５】請求項５の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対
応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段に与
え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に応じて上記第
１、第２の誤差角検出手段内に設けられた最終段の直流
増幅回路のゲインを可変するものである。請求項６の発
明では、請求項１の発明において、上記Ｃ／Ｎ検出手段
から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を制御手段
に与え、制御手段はこのＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の
変化に基づいて上記第１、第２の機構駆動部への指示電
圧値を可変制御するものである。According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, a DC voltage corresponding to a C / N value output from the C / N detecting means is supplied to the first and second error angle detecting means. , The gain of the last-stage DC amplifier circuit provided in the first and second error angle detecting means is varied according to the change in the DC voltage corresponding to the C / N value. According to a sixth aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, a DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detecting means is supplied to the control means, and the control means responds to the C / N value. A command voltage value to the first and second mechanism driving units is variably controlled based on a change in the DC voltage.
【００２６】[0026]
【作用】請求項１の発明によれば、電界条件による受信
信号レベルの変化量が誤差角検出用の第２、第３の平面
アンテナと同じ受信専用の第１の平面アンテナの受信波
から検出されるＣ／Ｎ値に応じた直流電圧を用いて電界
条件による誤差角検出の変化を補償するため、弱電界地
域や降雨減衰等の電界条件の影響を受けることなく誤差
角検出の補償制御ができるものであり、弱電界条件下に
あっても安定した追尾性能の維持が可能となる。According to the first aspect of the invention, the amount of change in the received signal level due to the electric field condition is detected from the reception wave of the first reception-only planar antenna which is the same as the second and third planar antennas for detecting the error angle. In order to compensate for the change in the error angle detection due to the electric field condition using the DC voltage corresponding to the C / N value, the compensation control for the error angle detection can be performed without being affected by the electric field condition such as a weak electric field area or rain attenuation. It is possible to maintain stable tracking performance even under a weak electric field condition.
【００２７】請求項２の発明によれば、電界条件の影響
を受けることなく誤差角検出手段内の高周波増幅回路の
ゲインの制御により誤差角検出の信号特性の劣化を防ぐ
ことができ、一定した誤差角検出手段の出力信号の特性
が得られ、安定した追尾が行える。請求項３の発明によ
れば、請求項２の発明において、高温時や低温時、或い
は温度変化の激しい条件下において、高周波増幅回路の
ゲインが変化しても温度補償を行って常に安定した追尾
が行える。According to the second aspect of the present invention, the signal characteristics of the error angle detection can be prevented from deteriorating by controlling the gain of the high-frequency amplifier circuit in the error angle detection means without being affected by the electric field condition. The characteristics of the output signal of the error angle detecting means can be obtained, and stable tracking can be performed. According to the third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, even when the gain of the high-frequency amplifier circuit changes at a high temperature, a low temperature, or a condition in which the temperature changes drastically, the temperature is compensated and the stable tracking is always performed. Can be performed.
【００２８】請求項４の発明によれば、Ｃ／Ｎ検出手段
から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を電圧制限
手段に入力して、電圧制御手段の出力電圧を第１、第２
の誤差角検出手段内に設けられた高周波増幅回路に与
え、電圧制限手段の出力電圧の変化により高周波増幅回
路のゲインを可変するとともにゲインの上限を定めたの
で、Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する
直流電圧が一定値以上になっても高周波増幅回路が飽和
するのを防止することができ、常に正常な誤差角検出の
出力信号が得られ、正常な追尾ができる。According to the fourth aspect of the present invention, the DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detecting means is input to the voltage limiting means, and the output voltage of the voltage control means is changed to the first and second voltages. 2
Since the gain of the high-frequency amplifier circuit is varied by changing the output voltage of the voltage limiter and the upper limit of the gain is determined, the signal is output from the C / N detector. Even if the DC voltage corresponding to the C / N value exceeds a certain value, it is possible to prevent the high-frequency amplifier circuit from saturating, always obtain a normal error angle detection output signal, and perform normal tracking. .
【００２９】請求項５の発明によれば、第１、第２の誤
差角検出手段内に設けられた最終段の直流増幅回路のゲ
インを可変するものであるから、素子ばらつきの影響を
受けることなく誤差角検出の信号特性の劣化を防ぐこと
ができ、一定した誤差角検出手段の出力信号の特性が得
られ、安定した追尾が行える。請求項６記載の発明によ
れば、Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応す
る直流電圧を制御手段に与え、制御手段はこのＣ／Ｎ値
に対応する直流電圧の変化に基づいて第１、第２の機構
駆動部への指示電圧値を可変制御するので、ＡＧＣ回路
を構成することなく電界強度の無関係に追尾速度の一定
化が図れるもので、誤差角検出の劣化が生じてもこれを
補償できる。According to the fifth aspect of the present invention, since the gain of the DC amplifier circuit at the last stage provided in the first and second error angle detecting means is varied, it is not affected by element variations. Therefore, it is possible to prevent the signal characteristics of the error angle detection from deteriorating, obtain a constant output signal characteristic of the error angle detection means, and perform stable tracking. According to the invention of claim 6, a DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detection means is provided to the control means, and the control means responds to a change in the DC voltage corresponding to the C / N value. Since the instructed voltage values to the first and second mechanism driving units are variably controlled based on this, the tracking speed can be made constant irrespective of the electric field strength without configuring an AGC circuit. If this occurs, this can be compensated.
【００３０】[0030]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （実施例１）本実施例は、図１に示すように図１６の従
来例の誤差角検出ユニット３６内の１．３ＧＨｚ帯の高
周波増幅回路４３に代えて、ＡＧＣ端子付高周波増幅回
路４３’を用い、またＣ／Ｎ電圧特性の傾きを高周波増
幅回路４３’のＡＧＣ特性に合わせるために直流増幅回
路１２を介して高周波増幅回路４３’のＡＧＣ端子にＧ
Ｃ／Ｎ検出回路５２の出力を入力するようになってい
る。勿論水平角側の誤差角検出ユニット３６にも同様な
ＡＧＣ回路構成を用いるが、回路の図示は省略する。ま
た自動追尾アンテナ装置の基本的動作原理及び作用は上
述した図１６の従来例と同様であるため、一部の回路ブ
ロックは図１６より省略している。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. (Embodiment 1) In this embodiment, as shown in FIG. 1, instead of the 1.3 GHz band high frequency amplifier circuit 43 in the error angle detection unit 36 of the conventional example shown in FIG. In order to adjust the slope of the C / N voltage characteristic to the AGC characteristic of the high frequency amplifier circuit 43 ', a G signal is applied to the AGC terminal of the high frequency amplifier circuit 43' via the DC amplifier circuit 12.
The output of the C / N detection circuit 52 is input. Of course, a similar AGC circuit configuration is used for the error angle detection unit 36 on the horizontal angle side, but illustration of the circuit is omitted. Since the basic operation principle and operation of the automatic tracking antenna apparatus are the same as those of the conventional example of FIG. 16, some circuit blocks are omitted from FIG.
【００３１】次に本実施例の変更点についての動作を説
明する。図１において、モノパルスアンテナ３２、３３
で受信した信号は、夫々モノパルス用ＬＮＢユニット３
５によって１．３ＧＨｚ帯の信号に変換され、誤差角検
出ユニット３６内で更に４００ＭＨｚ帯の信号に変換さ
れた後、位相差検出用ミキサー回路４８及びローパスフ
ィルタ４９で位相差に対応した直流電圧成分を求め、制
御回路５６にモノパルス電圧として出力している、この
とき誤差角に対するモノパルス電圧の軌跡は、図１１の
モノパルス電圧６の特性を持つものとする。Next, an explanation will be given of the operation of the present embodiment regarding the changed points. In FIG. 1, monopulse antennas 32, 33
Are received by the monopulse LNB unit 3 respectively.
5, after being converted into a signal in the 1.3 GHz band and further converted into a signal in the 400 MHz band in the error angle detection unit 36, the DC voltage component corresponding to the phase difference is output by the phase difference detection mixer circuit 48 and the low-pass filter 49. Is output to the control circuit 56 as a monopulse voltage. At this time, the locus of the monopulse voltage with respect to the error angle has the characteristic of the monopulse voltage 6 in FIG.
【００３２】ここで、受信条件の変化により、モノパル
スアンテナ３２，３３の受信信号レベルが仮に３ｄＢ低
下してものとすれば、誤差角検出ユニット３６から出力
されるモノパルス電圧は図１１のモノパルス電圧７の特
性のように低下しようとする。しかし、同時に受信専用
アンテナ３１の受信信号レベルも３ｄＢ相当分だけ電圧
低下し、Ｃ／Ｎ検出回路５２から出力するＣ／Ｎ電圧も
３ｄＢ相当分だけ低下する。このＣ／Ｎ電圧の変化量は
直流増幅回路１２で変化量を変更して高周波増幅回路４
３’のＡＧＣ端子に入力されているので、高周波増幅回
路４３’では利得が３ｄＢ上がることになる。Here, if the reception signal level of the monopulse antennas 32 and 33 is reduced by 3 dB due to a change in the reception condition, the monopulse voltage output from the error angle detection unit 36 is the monopulse voltage 7 shown in FIG. Try to decrease like the characteristics of. However, at the same time, the voltage of the reception signal of the reception-only antenna 31 drops by an amount corresponding to 3 dB, and the C / N voltage output from the C / N detection circuit 52 also decreases by an amount corresponding to 3 dB. The amount of change in the C / N voltage is changed by the DC amplifier circuit 12 to change the amount of change.
Since the signal is input to the AGC terminal 3 ', the gain of the high-frequency amplifier circuit 43' is increased by 3 dB.
【００３３】そのため、位相差検出用ミキサー回路４８
の入力レベルは一定となり、モノパルス電圧は常に図１
１のモノパルス電圧６の特性となる。以上のように構成
される本実施例の自動追尾アンテナ装置は、弱電界地域
や降雨源巣等の受信状況の変化がある場合においても常
にモノパルス電圧特性が一定で、安定した追尾性能が得
られるのである。Therefore, the phase difference detecting mixer circuit 48
Input level is constant, and the monopulse voltage is always
It has the characteristic of one monopulse voltage 6. The automatic tracking antenna device of the present embodiment configured as described above has a constant monopulse voltage characteristic even when there is a change in reception conditions such as a weak electric field area or a rainfall source nest, and stable tracking performance can be obtained. It is.
【００３４】（実施例２）ところで上記実施例１の回路
において、誤差角検出ユニット３６の高周波増幅回路４
３’は一般的に温度特性を持ち、低温時には利得が上が
り、高温時には利得が下がる傾向がある。図１８に示す
ような一般的なＡＧＣ回路が可能であれば、位相差検出
用ミキサー回路４８の入力レベルによって高周波増幅回
路４３’へのフィードバック量が変化するので、このよ
うな温度特性も含めたＡＧＣ機能が働くが、実施例１の
ように受信専用アンテナ３１からのＣ／Ｎ電圧を高周波
増幅回路４３’のＡＧＣ電圧として利用した場合、高周
波増幅回路４３’の温度特性に対しては、全くＡＧＣ機
能が働かない。(Embodiment 2) By the way, in the circuit of Embodiment 1 described above, the high-frequency amplifier circuit 4 of the error angle detection unit 36
3 'generally has a temperature characteristic, and the gain tends to increase at low temperatures and decrease at high temperatures. If a general AGC circuit as shown in FIG. 18 is possible, the amount of feedback to the high-frequency amplifier circuit 43 'changes depending on the input level of the mixer circuit 48 for phase difference detection. Although the AGC function works, when the C / N voltage from the reception-only antenna 31 is used as the AGC voltage of the high-frequency amplifier circuit 43 'as in the first embodiment, the temperature characteristics of the high-frequency amplifier circuit 43' are completely reduced. AGC function does not work.
【００３５】それ故、低温時、高温時にはモノパルス電
圧特性が変動して追尾性能が劣化する場合がある。本実
施例はこの点を解消するために、図１の回路に加えて制
御回路５６内を一部改良したものである。つまり図２に
示すように誤差検出ユニット３６、３６の近傍に設けら
れた温度センサ１５からの温度情報と、各誤差角検出ユ
ニット３６、３６から出力される仰角方向用モノパルス
電圧、水平方向用モノパルス電圧を制御回路５６に入力
し、アナログ／デジタル変換回路１３、１４、１５を通
してＣＰＵ１６に与えるようになっている。Therefore, when the temperature is low or high, the monopulse voltage characteristic fluctuates and the tracking performance may be degraded. In this embodiment, in order to solve this problem, the inside of the control circuit 56 is partially improved in addition to the circuit of FIG. That is, as shown in FIG. 2, the temperature information from the temperature sensor 15 provided near the error detection units 36, 36, the elevation angle monopulse voltage output from each of the error angle detection units 36, 36, and the horizontal monopulse. The voltage is input to the control circuit 56 and applied to the CPU 16 through the analog / digital conversion circuits 13, 14, and 15.
【００３６】ＣＰＵ１６は、温度帯毎に予め定められた
係数を持ち、温度センサ１５よりあ得られた温度情報に
基づいて係数を選択し、仰角方向用モノパルス電圧と、
水平方向用モノパルス電圧夫々にその係数を乗じ、乗じ
て得られた電圧をデジタル／アナログ変換回路１７、１
８を通してサーボコントローラ５８，５９へ指示電圧と
して出力するようになっている。The CPU 16 has a predetermined coefficient for each temperature zone, selects a coefficient based on temperature information obtained from the temperature sensor 15, and generates a monopulse voltage for the elevation direction,
Each of the horizontal monopulse voltages is multiplied by its coefficient, and the voltages obtained by the multiplication are converted into digital / analog conversion circuits 17, 1, and 2.
8 to the servo controllers 58 and 59 as an instruction voltage.
【００３７】例えば７０℃の高温時の場合、誤差角検出
ユニット３６内の高周波増幅回路４３’のゲイン低下の
ために、モノパルス電圧が平温時に比べて約０．７倍程
度になるものとすれば、７０℃の温度情報が入力すると
１．３の補正係数を選択するようにＣＰＵ１６の選択動
作を予め設定してば良い。このようにして、本実施例で
は、温度変化によりモノパルス電圧の特性が変動しても
サーボモータ６０、６２を駆動させるサーボコントロー
ラ５８、５９への指示電圧は略一定の出力特性を持つこ
とになり、そのため高温時や低温時或いは温度変化の激
しい条件下においても、常に安定した追尾性能が得られ
る。At a high temperature of, for example, 70 ° C., the monopulse voltage should be about 0.7 times that at normal temperature due to a decrease in the gain of the high-frequency amplifier circuit 43 ′ in the error angle detection unit 36. For example, the selection operation of the CPU 16 may be set in advance so that when the temperature information of 70 ° C. is input, the correction coefficient of 1.3 is selected. Thus, in the present embodiment, even if the characteristics of the monopulse voltage fluctuate due to a temperature change, the command voltages to the servo controllers 58 and 59 for driving the servo motors 60 and 62 have substantially constant output characteristics. Therefore, a stable tracking performance can always be obtained even at a high temperature, at a low temperature, or under a condition where the temperature changes drastically.
【００３８】尚図２は本実施例の要部のブロック図を示
し、その他の回路は図１６、図１の回路に準ずる。 （実施例３）上記実施例１、２の場合はＣ／Ｎ検出回路
５２の出力電圧、つまりＣ／Ｎ電圧の変化によってＡＧ
Ｃ端子付高周波増幅回路４３’のゲインを制御してモノ
パルス電圧の特性の劣化を防ぎ、安定した追尾性能を得
るようにしたものである。FIG. 2 is a block diagram showing a main part of this embodiment, and other circuits are the same as those shown in FIGS. (Embodiment 3) In the case of Embodiments 1 and 2, the output voltage of the C / N detection circuit 52, that is, the change in the C / N voltage causes
The gain of the high-frequency amplifier circuit 43 'with a C terminal is controlled to prevent the characteristics of the monopulse voltage from deteriorating and to obtain stable tracking performance.
【００３９】しかし受信電力はアンテナが電波源である
衛星に対して角度を持ったときも減少し、また受信専用
アンテナ３１はモノパルスアンテナ３２，３３及び３
７，３８に対して指向性が鋭いために、ある角度におけ
る受信専用アンテナ３１の受信電力の減少に対してモノ
パルスアンテナ３２，３３及び３７，３８での受信電力
の減少は小さいものである。そのため、受信専用アンテ
ナ３１での受信電力が大きく減少した時、それに比例し
たＣ／Ｎ電圧を各誤差角検出ユニット３６の高周波増幅
回路４３’に入力して増幅量を増やすと、モノパルスア
ンテナ３２，３３及び３７，３８での受信電力があまり
減少していないために、信号レベルが非常に大きくな
り、高周波増幅回路４３’の限界値を超え飽和状態にな
ってしまう。高周波増幅回路４３’が飽和状態になると
信号周波数の他に高調波成分が発生し、図３のように高
調波成分による出力電圧特性イと信号成分による出力電
圧特性ロとが合成されて、最終的に誤差角θに対するモ
ノパルス電圧の軌跡ハは正常な軌跡に対して乱れたもの
となり、モノパルス電圧が零となる点が複数存在する場
合があり得る。このようになると、衛星方向と異なった
角度でもモノパルス電圧が零となるので、衛星を補足し
たと判断して、衛星の追尾が正常に行われない危険性が
ある。However, the reception power also decreases when the antenna is at an angle with respect to the satellite which is the radio wave source, and the reception-only antenna 31 has monopulse antennas 32, 33 and 3
Since the directivity is sharper than that of the antennas 7 and 38, the reduction of the reception power of the monopulse antennas 32, 33 and 37 and 38 is smaller than the reduction of the reception power of the reception-only antenna 31 at a certain angle. Therefore, when the reception power at the reception-only antenna 31 is greatly reduced, a proportional C / N voltage is input to the high-frequency amplification circuit 43 'of each error angle detection unit 36 to increase the amplification amount. Since the received power at 33, 37, and 38 has not decreased so much, the signal level becomes extremely large, exceeding the limit value of the high-frequency amplifier circuit 43 'and becoming saturated. When the high-frequency amplifier 43 'is in a saturated state, a harmonic component is generated in addition to the signal frequency, and as shown in FIG. 3, the output voltage characteristic a due to the harmonic component and the output voltage characteristic b due to the signal component are combined. The locus c of the monopulse voltage with respect to the error angle θ is disturbed with respect to the normal locus, and there may be a plurality of points where the monopulse voltage becomes zero. In this case, the monopulse voltage becomes zero even at an angle different from the satellite direction, so that it is determined that the satellite has been supplemented, and there is a risk that satellite tracking may not be performed normally.
【００４０】この点に鑑みて為されたのが本実施例であ
り、本実施例では、実施例１、２に用いていた直流増幅
回路１２の代わりに、図４に示すように電圧制御手段た
るリミッタ回路２１を用い、Ｃ／Ｎ検出回路５２から出
力されるＣ／Ｎ電圧をリミッタ回路２１に入力し、その
リミッタ回路２１の出力電圧により高周波増幅回路４
３’のゲインを制御する。リミッタ回路２１はある閾値
以上の電圧が入力した場合は、その閾値の電圧を出力す
るのであり、この閾値は高周波増幅回路４３’が飽和し
ない値に設定されている。The present embodiment has been made in view of this point. In this embodiment, instead of the DC amplifier circuit 12 used in the first and second embodiments, a voltage control means as shown in FIG. The C / N voltage output from the C / N detection circuit 52 is input to the limiter circuit 21 using the barrel limiter circuit 21, and the output voltage of the limiter circuit 21 is used to output the high-frequency amplifier circuit 4.
Control the gain of 3 '. When a voltage higher than a certain threshold is input, the limiter circuit 21 outputs the voltage of the threshold, and this threshold is set to a value that does not saturate the high-frequency amplifier circuit 43 '.
【００４１】これより、弱電界地域、降雨減衰、或いは
アンテナが衛星に対しある角度を持つことによって受信
専用アンテナ３１からの受信信号が減少した場合、Ｃ／
Ｎ検出回路５２からのＣ／Ｎ電圧もそれに比例して減少
し、リミッタ回路２１に入力されるが、このＣ／Ｎ電圧
が閾値以上のときはそのまま高周波増幅回路４３’に出
力されるので、閾値以上の電圧が高周波増幅回路４３’
に入力されることがなく、高周波増幅回路４３’は飽和
せず、高調波成分が発生しない。そのためモノパルス電
圧は乱れることが無く正常に保つことができる。Accordingly, when the reception signal from the reception-only antenna 31 decreases due to the weak electric field area, rain attenuation, or the antenna having a certain angle with respect to the satellite, C /
The C / N voltage from the N detection circuit 52 also decreases in proportion thereto and is input to the limiter circuit 21. When the C / N voltage is equal to or higher than the threshold value, the C / N voltage is output to the high-frequency amplifier circuit 43 'as it is. The voltage equal to or higher than the threshold is applied to the high-frequency amplifier 43 '.
, The high-frequency amplifier circuit 43 'does not saturate, and no harmonic components are generated. Therefore, the monopulse voltage can be normally maintained without being disturbed.
【００４２】尚リミッタ回路２１としては、例えば図５
に示すようにオペアンプ１９とダイオード２０により構
成された回路が用いられる。また水平各側の回路は省略
しているが仰角側の回路と同様な回路構成となる。以上
のように本実施例ではＣ／Ｎ検出回路５２の後ろにリミ
ッタ回路２１を設けることにより高周波増幅回路４３’
が飽和しない範囲で高周波増幅回路４３’の利得を制御
できるので、弱電界地域、降雨減衰に対するモノパルス
電圧の低下に対してはその低下量を補償することがで
き、アンテナが電波源である衛星に対してある角度を持
ったときにも高周波増幅回路４３’を飽和させてモノパ
ルス電圧を乱すということがなく、そのため弱電界地
域、降雨減衰に対しても衛星の追尾性能は劣化すること
がなく、且つ正確に追尾が行える。 （実施例４）上記実施例１、２、３の場合はＣ／Ｎ検出
回路５２の出力電圧、つまりＣ／Ｎ電圧を用いてＡＧＣ
端子付高周波増幅回路４３’のゲインを制御していた
が、個々のＡＧＣ端子付高周波増幅回路４３’の特性の
ばらつきにより、２系列のミキサー出力に歪が生じる恐
れがある。As the limiter circuit 21, for example, FIG.
As shown in FIG. 7, a circuit composed of an operational amplifier 19 and a diode 20 is used. Although the circuits on each horizontal side are omitted, the circuit configuration is the same as the circuit on the elevation angle side. As described above, in the present embodiment, by providing the limiter circuit 21 behind the C / N detection circuit 52, the high-frequency amplifier circuit 43 'is provided.
The gain of the high-frequency amplifier circuit 43 'can be controlled within a range where the signal does not saturate, so that it can compensate for the decrease in the monopulse voltage due to the weak electric field area and the rain attenuation, and the antenna is used for the satellite which is the radio wave source. Even when the antenna has a certain angle, the high-frequency amplifier circuit 43 'is not saturated and the monopulse voltage is not disturbed. Therefore, the tracking performance of the satellite is not deteriorated even in a weak electric field area and rain attenuation, In addition, accurate tracking can be performed. (Embodiment 4) In the case of Embodiments 1, 2, and 3, the AGC is performed using the output voltage of the C / N detection circuit 52, that is, the C / N voltage.
Although the gain of the high-frequency amplifier circuit with terminal 43 'has been controlled, the output of the mixer of two series may be distorted due to variations in the characteristics of the high-frequency amplifier circuit 43' with individual AGC terminals.
【００４３】そこで本実施例では、図６に示すように受
信専用アンテナ３１での受信信号を映像受信用ＬＮＢ３
４で１．３ＧＨｚ帯の信号に変換し、２分配器８１を通
して一方は映像信号として取り出し、もう一方はＣ／Ｎ
検出回路５２に入力され、この出力電圧を比較回路５３
で閾値と比較し、Ｃ／Ｎ値がある一定値以上になればＨ
レベルの信号を出力する。Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG.
4, the signal is converted into a 1.3 GHz band signal, one is taken out as a video signal through a splitter 81, and the other is C / N
The output voltage is input to a detection circuit 52, and the output voltage is
, And when the C / N value exceeds a certain value, H
Output level signal.
【００４４】またＣ／Ｎ検出回路５２の出力であるＣ／
Ｎ電圧を誤差角検出ユニット３６内のゲインコントロー
ル付直流増幅回路２２に入力し、この電圧によって直流
増幅回路２２のゲインを変え、モノパルス電圧を略一定
に保つようになっている。モノパルス電圧は図７に示す
ように入力信号のＣ／Ｎにより変動するため、この変動
比に相当するゲインを余分に加える。The output of the C / N detection circuit 52, C /
The N voltage is input to the DC amplifier circuit 22 with gain control in the error angle detection unit 36, and the gain of the DC amplifier circuit 22 is changed by this voltage to keep the monopulse voltage substantially constant. Since the monopulse voltage varies depending on the C / N of the input signal as shown in FIG. 7, an extra gain corresponding to this variation ratio is added.
【００４５】図８はゲインコントロール付直流増幅回路
２２の具体回路例を示し、この具体回路ではオペアンプ
からなる反転増幅器２３に傾き補正回路２４の出力を加
えて、この電圧値によってフィードバックループに並列
に接続した抵抗Ｒ1 …をスイッチ回路２５のスイッチＳ
1 …で切り換え、ゲインを変えるようになっている。つ
まりＣ／Ｎ検出回路５２のＣ／Ｎ出力を傾き補正回路２
４を通じて比較回路２６…に入力し、この比較回路２６
…の信号のレベルがＨかＬかによって場合分けを表１に
示すように行っている。FIG. 8 shows a specific circuit example of the DC amplifier circuit 22 with gain control. In this specific circuit, the output of the inclination correction circuit 24 is added to an inverting amplifier 23 composed of an operational amplifier, and the voltage value is used to form a parallel circuit in a feedback loop. The connected resistors R 1 .
1 … to switch to change the gain. That is, the C / N output of the C / N detection circuit 52 is converted to the inclination correction circuit 2
4 to a comparison circuit 26.
.. Are performed as shown in Table 1 depending on whether the signal level is H or L.
【００４６】[0046]
【表１】 [Table 1]
【００４７】例えば表１においてＡの時はスイッチＳＷ
1 がオン、Ｂの時はスイッチＳＷ2がオン、Ｃの時には
スイッチＳＷ3 がオン、Ｄの時はスイッチＳＷ4 がオン
というようになりＣ／Ｎに応じたゲインを得ることがで
きる。而して本実施例では１系列であるミキサー出力の
ゲインをコントロールするため素子のばらつきの影響を
受けることがなく、モノパルス電圧を一定に保ち、追尾
性能を維持することができるのである。For example, in the case of A in Table 1, the switch SW
1 is turned on, when B can switch SW 2 is turned on, the switch SW 3 when the C is on, to obtain a gain corresponding to C / N and so on the switch SW 4 is turned on when the D. In this embodiment, the gain of the mixer output, which is one series, is controlled, so that the monopulse voltage is kept constant and the tracking performance can be maintained without being affected by the variation of the elements.
【００４８】（実施例５）実施例１〜４はＣ／Ｎ検出回
路５２の出力であるＣ／Ｎ電圧の変化により誤差角検出
角ユニット３６内の増幅回路のゲインをコントロールす
る構成を基本としているが、本実施例はＣ／Ｎ電圧の変
化を制御回路５６のＣＰＵ１６で判断して、サーボモー
タコントローラ５８、５９への指示電圧値を制御し、電
界強度に無関係に安定した追尾制御を行うようにしたも
のである。その要部の回路構成を図９に示す。(Embodiment 5) Embodiments 1-4 are based on a configuration in which the gain of the amplifier circuit in the error angle detection angle unit 36 is controlled by a change in the C / N voltage output from the C / N detection circuit 52. In this embodiment, however, the change in the C / N voltage is determined by the CPU 16 of the control circuit 56, the command voltage value to the servo motor controllers 58 and 59 is controlled, and stable tracking control is performed regardless of the electric field intensity. It is like that. FIG. 9 shows a circuit configuration of the main part.
【００４９】受信専用アンテナ３１での受信信号を、映
像受信用ＬＮＢ３４で１．３ＧＨｚ帯の信号に変換し
て、２分配器８１を通して一方は映像信号として取り出
され、他方はＣ／Ｎ検出回路５２に入力され、Ｃ／Ｎ検
出回路５２の出力であるＣ／Ｎ電圧は比較回路５３で閾
値と比較され、Ｃ／Ｎ電圧値が一定値以上になれば”
Ｈ”の信号が制御回路５６に出力され、この出力を受け
た制御回路５６はアンテナの追尾動作の制御を行う。ま
た各誤差角検出ユニット３６からの仰角方向用モノパル
ス電圧、水平方向用モノパルス電圧は制御回路５６内で
アナログ／デジタル変換回路１４、１５を通してＣＰＵ
１６に与えられ、またＣ／Ｎ検出回路５２のＣ／Ｎ電圧
もアナログ／デジタル変換回路１３’を通してＣＰＵ１
６に与えられる。The signal received by the reception antenna 31 is converted into a 1.3 GHz band signal by the LNB 34 for video reception, and one is taken out as a video signal through the two divider 81, and the other is output to the C / N detection circuit 52. , And the C / N voltage output from the C / N detection circuit 52 is compared with a threshold value by the comparison circuit 53. If the C / N voltage value exceeds a predetermined value,
The signal "H" is output to the control circuit 56, and the control circuit 56 receiving this output controls the tracking operation of the antenna. In addition, the elevation angle monopulse voltage and the horizontal direction monopulse voltage from each error angle detection unit 36 are output. Is a CPU through the analog / digital conversion circuits 14 and 15 in the control circuit 56.
The C / N voltage of the C / N detection circuit 52 is also supplied to the CPU 1 through the analog / digital conversion circuit 13 '.
6 given.
【００５０】ＣＰＵ１６は、Ｃ／Ｎ電圧に応じてＣＰＵ
１６内で仰角方向用モノパルス電圧と、水平方向用モノ
パルス電圧夫々に係数を乗じ、乗じて得られた電圧をデ
ジタル／アナログ変換回路１７、１８を通してサーボモ
ータコントローラ５８、５９へ指示電圧として出力する
ようになっている。上記の係数を乗じる方法について上
記の図７により説明する。図７は受信信号のＣ／Ｎに対
するアンテナずれ角−モノパルス電圧特性図を示し、こ
の図におけるＣ／Ｎ１６ｄＢのカーブに一致するように
所定の係数を乗ずる。例えばＣ／Ｎ１４ｄＢであれば乗
ずる係数は１．２となる。The CPU 16 operates according to the C / N voltage.
The monopulse voltage for the elevation direction and the monopulse voltage for the horizontal direction are multiplied by a coefficient in 16, and the voltages obtained by the multiplication are output to the servo motor controllers 58, 59 through the digital / analog conversion circuits 17, 18 as command voltages. It has become. A method of multiplying the above coefficient will be described with reference to FIG. FIG. 7 shows an antenna shift angle-monopulse voltage characteristic diagram with respect to the C / N of the received signal, in which a predetermined coefficient is multiplied to match the curve of C / N 16 dB in this diagram. For example, if C / N is 14 dB, the multiplication coefficient is 1.2.
【００５１】この結果受信信号のＣ／Ｎ、即ち電界強度
の変動によりモノパルス電圧の劣化が生じても、サーボ
コントローラ５８、５９に送られる指示電圧値が略一定
となり、安定した追尾性能が得られる。As a result, even if the C / N of the received signal, that is, the monopulse voltage is deteriorated due to the fluctuation of the electric field strength, the command voltage value sent to the servo controllers 58 and 59 becomes substantially constant, and a stable tracking performance can be obtained. .
【００５２】[0052]
【発明の効果】請求項１の発明は、電界条件による受信
信号レベルの変化量が誤差角検出用の第２、第３の平面
アンテナと同じ受信専用の第１の平面アンテナの受信波
より、受信信号のＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を検出す
るＣ／Ｎ検出手段を備え、このＣ／Ｎ検出手段から出力
されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に応じて電界
条件による誤差角検出の変化を補償するため、弱電界地
域や降雨減衰等の電界条件の影響を受けることなく誤差
角検出の補償制御ができるものであり、弱電界条件下に
あっても安定した追尾性能の維持が可能となるという効
果がある。According to the first aspect of the present invention, the amount of change in the received signal level due to the electric field condition is obtained from the received wave of the first reception-only planar antenna which is the same as the second and third planar antennas for detecting the error angle. C / N detection means for detecting a DC voltage corresponding to the C / N value of the received signal is provided, and the C / N detection means detects the DC voltage corresponding to the C / N value. To compensate for changes in error angle detection, compensation control of error angle detection can be performed without being affected by electric field conditions such as weak electric field areas and rain attenuation, and stable tracking performance even under weak electric field conditions. This has the effect that it becomes possible to maintain
【００５３】請求項２の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段から出
力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を上記第１、第２
の誤差角検出手段内に設けられた高周波増幅回路に与
え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化により上記高周
波増幅回路の利得を制御するので、電界条件の影響を受
けることなく誤差角検出手段内の高周波増幅回路のゲイ
ンの制御により誤差角検出の信号特性の劣化を防ぐこと
ができ、一定した誤差角検出手段の出力信号の特性が得
られ、安定した追尾が行えるという効果がある。According to a second aspect of the present invention, the DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detection means is converted to the first and second DC voltages.
And the gain of the high-frequency amplifier circuit is controlled by a change in the DC voltage corresponding to the C / N value, so that the error angle can be detected without being affected by the electric field condition. By controlling the gain of the high-frequency amplifier circuit in the means, it is possible to prevent the signal characteristics of the error angle detection from deteriorating, to obtain a constant output signal characteristic of the error angle detection means, and to achieve stable tracking.
【００５４】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、第１及び第２の誤差角検出手段の近傍に温度センサ
を設けると共に、温度特性による各誤差角検出手段の出
力信号の劣化分を補正する係数を予め温度帯に応じて定
めておき、上記制御手段において、温度センサの温度情
報に基づいて補正係数を選択し、誤差角検出手段の出力
信号に選択した補正係数を乗じて第１、第２の機構駆動
部の指示電圧として出力するので、高温時や低温時、或
いは温度変化の激しい条件下において、高周波増幅回路
のゲインが変化しても温度補償を行って常に安定した追
尾が行えるという効果がある。According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, a temperature sensor is provided in the vicinity of the first and second error angle detecting means, and a deterioration amount of an output signal of each error angle detecting means due to a temperature characteristic. Is determined in advance in accordance with the temperature zone, and the control means selects a correction coefficient based on the temperature information of the temperature sensor and multiplies the output signal of the error angle detection means by the selected correction coefficient. 1. Outputs as an instruction voltage of the second mechanism driving unit, so that the temperature is compensated and the tracking is always stable even when the gain of the high-frequency amplifier circuit changes at high temperature, low temperature, or under a condition of drastic temperature change. There is an effect that can be performed.
【００５５】請求項４の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段から出
力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を電圧制限手段に
入力して、電圧制御手段の出力電圧を第１、第２の誤差
角検出手段内に設けられた高周波増幅回路に与え、電圧
制限手段の出力電圧の変化により高周波増幅回路のゲイ
ンを可変するとともにゲインの上限を定めたので、Ｃ／
Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧
が一定値以上になっても高周波増幅回路が飽和するのを
防止することができ、常に正常な誤差角検出の出力信号
が得られ、正常な追尾ができるという効果がある。According to a fourth aspect of the present invention, the DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detecting means is input to the voltage limiting means, and the output voltage of the voltage controlling means is changed to the first and second voltages. Since the gain is given to the high-frequency amplifier circuit provided in the error angle detecting means, the gain of the high-frequency amplifier circuit is varied by changing the output voltage of the voltage limiting means, and the upper limit of the gain is determined.
Even if the DC voltage corresponding to the C / N value output from the N detection means becomes a certain value or more, it is possible to prevent the high frequency amplifier circuit from being saturated, and to always obtain a normal error angle detection output signal. There is an effect that normal tracking can be performed.
【００５６】請求項５の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段から出
力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を第１、第２の誤
差角検出手段に与え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変
化に応じて第１、第２の誤差角検出手段内に設けられた
最終段の直流増幅回路のゲインを可変するから、素子ば
らつきの影響を受けることなく誤差角検出の信号特性の
劣化を防ぐことができ、一定した誤差角検出手段の出力
信号の特性が得られ、安定した追尾が行えるという効果
がある。According to a fifth aspect of the present invention, a DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detecting means is supplied to the first and second error angle detecting means, and a DC voltage corresponding to the C / N value is provided. Since the gain of the last-stage DC amplification circuit provided in the first and second error angle detecting means is changed according to the voltage change, the signal characteristics of the error angle detection are degraded without being affected by element variations. Can be prevented, the characteristics of the output signal of the error angle detecting means can be obtained constantly, and stable tracking can be performed.
【００５７】請求項６記載の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段か
ら出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を制御手段に
与え、制御手段はこのＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変
化に基づいて第１、第２の機構駆動部への指示電圧値を
可変制御するので、ＡＧＣ回路を構成することなく電界
強度の無関係に追尾速度の一定化が図れるもので、誤差
角検出の劣化が生じてもこれを補償できるという効果が
ある。According to a sixth aspect of the present invention, a DC voltage corresponding to the C / N value output from the C / N detecting means is supplied to the control means, and the control means changes the DC voltage corresponding to the C / N value. , The command voltage values to the first and second mechanism driving units are variably controlled, so that the tracking speed can be stabilized irrespective of the electric field strength without forming an AGC circuit, and the error angle detection is deteriorated. This has the effect that this can be compensated for even if it occurs.
【図１】本発明の実施例１の一部省略した回路ブロック
図である。FIG. 1 is a partially omitted circuit block diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例２の一部省略した回路ブロック
図である。FIG. 2 is a partially omitted circuit block diagram of a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施例３で解決しようとする問題点の
説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a problem to be solved in a third embodiment of the present invention.
【図４】同上の一部省略した回路ブロック図である。FIG. 4 is a circuit block diagram in which a part of the circuit is omitted.
【図５】同上に用いるリミッタ回路の具体回路図であ
る。FIG. 5 is a specific circuit diagram of a limiter circuit used in the embodiment.
【図６】本発明の実施例４の一部省略した回路ブロック
図である。FIG. 6 is a circuit block diagram of a fourth embodiment of the present invention, in which a part is omitted.
【図７】同上の動作説明図である。FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the above.
【図８】同上の要部の具体回路ブロック図である。FIG. 8 is a specific circuit block diagram of a main part of the above.
【図９】本発明の実施例５の一部省略した回路ブロック
図である。FIG. 9 is a circuit block diagram of a fifth embodiment of the present invention with a part omitted.
【図１０】位相モノパルス方式の原理図である。FIG. 10 is a principle diagram of a phase monopulse system.
【図１１】同上の誤差角の変化に対するモノパルス電圧
変化の軌跡を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a locus of a monopulse voltage change with respect to a change in the error angle according to the first embodiment.
【図１２】従来例のアンテナ装置全体のブロック図であ
る。FIG. 12 is a block diagram of an entire antenna device of a conventional example.
【図１３】本発明の基本となる従来例のアンテナ部分の
正面図である。FIG. 13 is a front view of an antenna portion of a conventional example which is the basis of the present invention.
【図１４】同上の主アンテナの平面図である。FIG. 14 is a plan view of the main antenna according to the third embodiment.
【図１５】同上の水平角方向のアンテナの平面図であ
る。FIG. 15 is a plan view of the antenna in the horizontal angle direction according to the second embodiment;
【図１６】同上の自動追尾アンテナ装置全体のブロック
図である。FIG. 16 is a block diagram of the whole automatic tracking antenna device of the above.
【図１７】（ａ）（ｂ）は同上の自動追尾アンテナ装置
の平面図及び側面図である。17 (a) and (b) are a plan view and a side view of the automatic tracking antenna device of the above.
【図１８】ＡＧＣ回路構成を用いた従来例の一部省略し
た回路ブロック図である。FIG. 18 is a partially omitted circuit block diagram of a conventional example using an AGC circuit configuration.
【図１９】同上の問題点の説明図である。FIG. 19 is an explanatory diagram of the above problem.
１２ 直流増幅回路 ３１ 受信専用アンテナ ３６ 誤差角検出ユニット ４３’ 高周波増幅回路 ５２ Ｃ／Ｎ検出回路 12 DC amplifier circuit 31 Receiving antenna 36 Error angle detection unit 43 'High frequency amplifier circuit 52 C / N detection circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−128506（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−72987（ＪＰ，Ｕ) 特許2768392（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H01Q 3/08 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-3-128506 (JP, A) JP-A-2-72987 (JP, U) Patent 2768392 (JP, B2) (58) Fields investigated (Int. Cl. 6 , DB name) H01Q 3/08
Claims (6)
の平面アンテナと、この第１の平面アンテナと同一平面
上に設けられ第１の平面アンテナに比して極めて小型な
仰角方向誤差角検出用の第２の平面アンテナ群と、この
第２の平面アンテナ群の受信波より仰角方向の誤差角を
検出する第１の誤差角検出手段と、第１の平面アンテナ
に比して極めて小型な水平方向の誤差角検出用の第３の
平面アンテナ群と、この第３の平面アンテナ群の受信波
より水平方向の誤差角を検出する第２の誤差角検出手段
と、上記第１の平面アンテナを仰角方向に駆動する第１
の機構駆動部と、これら第１の平面アンテナ及び第１の
機構駆動部を水平方向に回転するテーブル上に配設する
とともに第３の平面アンテナ群を上記テーブル上に仰角
方向に固定し、上記テーブルを水平方向に駆動させる第
２の機構駆動部と、第１、第２の誤差角検出手段の出力
信号に従って、第１、第２の機構駆動部を駆動する制御
手段とを備えた自動追尾アンテナ装置において、第１の
平面アンテナの受信波より、受信信号のＣ／Ｎ値に対応
する直流電圧を検出するＣ／Ｎ検出手段を備え、このＣ
／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電
圧の変化に応じて電界条件による誤差角検出の変化を補
償することを特徴とする自動追尾アンテナ装置。A first system for receiving satellite broadcasting or satellite communication.
A second planar antenna group provided on the same plane as the first planar antenna for detecting an elevation angle error angle, which is extremely small as compared with the first planar antenna; A first error angle detecting means for detecting an error angle in the elevation direction from a reception wave of the antenna group; and a third planar antenna group for detecting a horizontal error angle which is extremely small as compared with the first planar antenna. A second error angle detecting means for detecting an error angle in the horizontal direction from the reception wave of the third planar antenna group, and a first error angle driving means for driving the first planar antenna in an elevation angle direction.
The first planar antenna and the first mechanism driving unit are disposed on a table that rotates in the horizontal direction, and the third planar antenna group is fixed on the table in the elevation direction. Automatic tracking including a second mechanism driving unit for driving the table in the horizontal direction, and control means for driving the first and second mechanism driving units in accordance with output signals of the first and second error angle detecting means. The antenna device includes C / N detection means for detecting a DC voltage corresponding to a C / N value of a received signal from a received wave of the first planar antenna.
An automatic tracking antenna apparatus, which compensates for a change in error angle detection due to an electric field condition according to a change in a DC voltage corresponding to a C / N value output from a / N detection unit.
値に対応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手
段内に設けられた高周波増幅回路に与え、上記Ｃ／Ｎ値
に対応する直流電圧の変化により上記高周波増幅回路の
利得を制御することを特徴とする請求項１記載の自動追
尾アンテナ装置。2. The C / N output from the C / N detection means.
A DC voltage corresponding to the value is supplied to a high-frequency amplifier circuit provided in the first and second error angle detecting means, and a gain of the high-frequency amplifier circuit is controlled by a change in the DC voltage corresponding to the C / N value. 2. The automatic tracking antenna device according to claim 1, wherein:
に温度センサを設けると共に、温度特性による各誤差角
検出手段の出力信号の劣化分を補正する係数を予め温度
帯に応じて定めておき、上記制御手段において、温度セ
ンサの温度情報に基づいて補正係数を選択し、誤差角検
出手段の出力信号に選択した補正係数を乗じて第１、第
２の機構駆動部の指示電圧として出力することを特徴と
する請求項２記載の自動追尾アンテナ装置。3. A temperature sensor is provided in the vicinity of said first and second error angle detecting means, and a coefficient for correcting a deterioration of an output signal of each error angle detecting means due to a temperature characteristic is determined in advance in accordance with a temperature zone. The control means selects a correction coefficient based on the temperature information of the temperature sensor, multiplies the output signal of the error angle detection means by the selected correction coefficient, and sets the command voltage of the first and second mechanism driving units. 3. The automatic tracking antenna device according to claim 2, wherein the signal is output as a signal.
値に対応する直流電圧を電圧制限手段に入力して、電圧
制御手段の出力電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段
内に設けられた高周波増幅回路に与え、上記電圧制限手
段の出力電圧の変化により上記高周波増幅回路のゲイン
を可変するとともにゲインの上限を定めたことを特徴と
する請求項１記載の自動追尾アンテナ装置。4. The C / N output from said C / N detection means.
The DC voltage corresponding to the value is input to the voltage limiting means, and the output voltage of the voltage control means is supplied to the high-frequency amplifier circuit provided in the first and second error angle detecting means, and the output of the voltage limiting means is output. 2. The automatic tracking antenna device according to claim 1, wherein the gain of the high-frequency amplifier circuit is varied by changing a voltage, and an upper limit of the gain is determined.
値に対応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手
段に与え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に応じて
上記第１、第２の誤差角検出手段内に設けられた最終段
の直流増幅回路のゲインを可変することを特徴とする請
求項１記載の自動追尾アンテナ装置。5. The C / N output from said C / N detection means.
A DC voltage corresponding to the value is provided to the first and second error angle detecting means, and provided in the first and second error angle detecting means in accordance with a change in the DC voltage corresponding to the C / N value. 2. The automatic tracking antenna device according to claim 1, wherein the gain of the last-stage DC amplifier circuit is variable.
値に対応する直流電圧を制御手段に与え、制御手段はこ
のＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に基づいて上記第
１、第２の機構駆動部への指示電圧値を可変制御するこ
とを特徴とする請求項１記載の自動追尾アンテナ装置。6. The C / N output from said C / N detection means.
Providing a DC voltage corresponding to the C / N value to the control means, and variably controlling the command voltage value to the first and second mechanism drive units based on the change in the DC voltage corresponding to the C / N value. The automatic tracking antenna device according to claim 1, wherein:
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| JPH06216624A (en) | 1994-08-05 |
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