JP2938883B2 - 多点データ・モデム通信システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はマスタ・モデムと多数のリモート・モデム
とを含み、マスタ・モデムは送信線からアナログ信号を
受信するサンプリング手段とそのサンプリング手段にタ
イミング信号を提供するタイミング回復手段とを有する
モデム・レシーバを含むようにした多点データ通信シス
テムに関する。

〔従来の技術〕

本願発明に係る多点データ・モデム通信システム通信
システムはヨーロッパ特許出願第0,169,548号に開示さ
れている。このシステムのマスタ・ステーションは数個
のリモート・ステーションをポーリングし、そのモデム
は連続キャリヤ信号を与える。この信号は各リモート・
モデムに受信される。そのポーリングに含まれているタ
ーミナル識別信号がリモート・ステーションの識別信号
に合致しないと其のポーリングは無視される。そのポー
リングを認めたリモート・ステーションは２種類の“メ
ッセージ”、すなわちそのデータの最初のブロックか、
又はデータを送信しないことを表示するキャラクタ・シ
ーケンスかのどちらかを送信することによってそれに応
答する。リモート・ステーションは送信前にそのモデム
に対する“送信要求”をターンオンするか、又は送信後
にそれをターンオフすることによってそのメッセージを
送る場合に切換えられるキャリヤ信号を使用するであろ
う。

ひとたびあるリモート・ステーションがアクティブに
なると、マスタ・ステーション・モデムはリモート・モ
デムのキャリヤを検知し、レシーバ・タイミング信号を
引出し、内部ゲイン・パラメータをセットし、そのアク
ティブ・モデムに対する送信路を補償するためイコライ
ザ値を取得する。

各モデム通信チャンネルは減衰、振幅及び遅延歪と位
相の劣化とに対応する異なる特性群となる別の異なる通
路を持つことになる。それ故、マスタ・ステーション・
モデムは個々に各通信チャンネルを補償しなければなら
ない。各リモート−マスタ間通信チャンネル信頼性のあ
るデータ転送のために要求されるパラメータをマスタ・
モデム・レシーバが取得しうるよう、接続されているモ
デムにトレーニング・シーケンスを送信することを要求
する。そのため、マスタ・モデムは初期のトレーニング
・シーケンス中にレシーバ・オペレーティング・パラメ
ータ及びイコライザ係数を取得し、その定められたリモ
ート・モデムのために割当てられたメモリー位置にその
パラメータ及び係数を記憶する。記憶されたパラメータ
はデータ・タイミング・クロックのずれの補償パラメー
タとイコライザ係数とを含む。その後の送信の始めにマ
スタ・モデム・レシーバ・パラメータ及び係数は対応す
るメモリー位置に予め記憶されている値からロードされ
る。リモート・モデムからのその後の送信中、そのモデ
ムは期間及び１組の周波数によってマスタ・モデムに認
識される。短いリモート−マスタ送信中、各トレーニン
グ・シーケンスは送信時間の主な部分を占有する。14,4
00ビット／秒のような高いデータ・レートの送信のため
のトレーニング中、レシーバ・オペレーティング・パラ
メータは高いデータの信頼性を心得るため正しくセット
しなければならない。

〔この発明が解決しようとする問題点〕

従来技術のデータ・モデム通信システムによる高速デ
ータ通信では送信の正確性に問題があり、高い信頼性を
与えるものではなかった。

従って、この発明の目的はマスタ・モデム・レシーバ
の高速且つ正確な同期を達成することによって信頼性の
あるデータ・モデム・通信システムを提供することであ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明により下記のように構成した多点データ・モ
デム通信システムを提供することによって上記の問題点
を解決した。

従って、本発明は、送信線を介して複数のリモート・
モデム（14、16、18）とマスタ・モデム（12）を有する
多点データ・モデム通信システム（10）であって、前記
マスタ・モデム（12）は、送信線からアナログ信号を受
信するサンプリング手段（84）と、前記サンプリング手
段（84）にタイミング信号を供給するタイミング回復手
段（98）と、前記サンプリング手段（84）と前記タイミ
ング回復手段（98）の間に接続され、それぞれのリモー
ト・モデム（14、16、18）との通信の際に生ずる信号遅
延歪み及び位相シフトを修正するためのインターポーレ
ーション・フィルタ手段（88）と、前記インターポーレ
ーション手段（88）に接続され、前記リモート・モデム
（14、16、18）の一つから送信されたトレーニング信号
の前記サンプリング・手段（84）による受信中に、所定
のインターポーレーション方程式に応じて前記インター
ポーレーション・フィルタ手段（88）のためのフィルタ
係数を計算するフィルタ係数計算手段（96,142、146、1
50）と、を具備することを特徴とする多点データ・モデ
ム通信システムを提供するものである。

〔実施例〕

第１図はマスタ・モデム12と３つのリモート・モデム
14,16,18とを含む多点データ・モデム通信システム10を
示す。実際には、より多い又は少いリモート・モデムを
使用することができる。マスタ・モデム12はマスタ・デ
ータ・ターミナル装置（DTE）ユニット20に接続され、
リモート・モデム14,16,18はリモート・データ・ターミ
ナル装置（DTE）ユニット22,24,26に接続される。マス
タ・モデム12は４線式電話送信線32,34,36を介して夫々
のモデム14,16,18に接続されている分岐点30に対し、４
線式電話送信線28を介して接続される。従来のように、
４線式電話線28,32,34,36の各々は送信線対と受信線対
とを含む。

データは常態ではCCITTの推奨V.33に従い、キャリヤ
周波数1800Hzを使用し、変調周波数2400Hz（2400ボー記
号レート）を使用して14,400b/s（ビット／秒）のデー
タ・ビット・レートで送信される。モデムは変調周波数
の４倍である公称値9600Hzのサンプル・クロック周波数
で動作する。

第２図は第１図のモデム12,14,16,18の１つのモデム
送信部のブロック図である。接続されているデータ・タ
ーミナル装置（DTE）からのディジタル信号は入力線50
を介してスクランブラ52に送信される。スクランブラ52
の出力は線54を介してエンコーダ56の入力に接続され
る。イニシャライズ制御回路57も線58を介してエンコー
ダ56に接続される。イニシャライズ制御回路57はエンコ
ーダ56からトレーニング信号を発生しうるようにする。
エンコーダ56の出力は線59を介してローパス・フィルタ
60に接続され、その出力は線62を介して変調器64に接続
される。変調器64の出力は線66を介してディジタル−ア
ナログ（Ｄ−Ａ）変換器68に接続され、その出力は線70
を介して関連する電話送信線に接続される。

第３図はマスタ・モデム12（第１図）に含まれている
マスタ・モデム・レシーバ80のブロック図である。関連
する送信線から受信した信号は入力線82を介してディジ
タル・サンプリング手段を形成するアナログ−ディジタ
ル（Ａ−Ｄ）変換器84に供給される。Ａ−Ｄ変換器84は
線86を介してインターポーレーション・フィルタ88に接
続されている出力を持ち、その構造及び動作は後に説明
する。インターポーレイション・フィルタ88の出力は線
90を介して帯域フィルタ92、エネルギ・オン／オフ制御
回路94、ディスクリート・フーリエ変換（DFT）計算器9
6、及びタイミング回復回路98に接続される。帯域フィ
ルタ92の出力は線100を介して復調器102に接続され、そ
の出力は線104を介してゲイン制御回路106に接続され
る。ゲイン制御回路106の出力は線108を介してイコライ
ザ110に接続され、イコライザ110の出力は線112を介し
て自動位相制御回路114に接続される。自動位相制御回
路114の出力は線116を介して決定回路118に接続され、
その出力は線120を介してデスクランブラ122に接続され
る。デスクランブラ122の出力線124はデータ・ターミナ
ル装置ユニット20（第１図）にデータ信号を供給する。

エネルギ・オン／オフ制御回路94は線130を介してイ
ニシャライズ制御回路132に接続される。エネルギ・オ
ン／オフ制御回路94は線90にエネルギを感知すると、線
130を介して信号をイニシャライズ制御回路132に送りそ
の動作を始動する。イニシャライズ制御回路132は夫夫
制御線134,136,138を介してゲイン制御回路106、DFT計
算器96、タイミング回復回路98に制御信号を供給する。

DFT計算器96の出力は線140を介して位相セグメント・
デテクタ142に接続され、その出力は線143を介して位相
−時間シフト変換器146に接続される。位相−時間シフ
ト変換器146の出力は線152を介してインターポーレーシ
ョン・フィルタ88に接続されている係数計算器150に対
し線148を介して接続され、インタポーレーション・フ
ィルタ88の係数を決定するよう動作する。タイミング回
復回路98は線154を介してＡ−Ｄ変換器84に接続され
る。マスタ・モデム・レシーバ80にはレシーバ・パラメ
ータ記憶ユニット156が含まれ、夫々線157,158,159を介
して送信されたイコライザ110、DFT計算器96及びタイミ
ング回復回路98からの値を記憶する。

第４図はマスタ・モデム・レシーバ80に含まれている
タイミング回復回路98（第３図）の詳細な回路図であ
る。タイミング回復回路98（第３図）は600Hz帯域フィ
ルタ160及び3,000Hz帯域フィルタ162を含みフェーズ・
ロック・ループ（PLL）として動作する。これら周波数
_１＝600Hz及び_２＝3,000Hzは下記の方程式から引出
される。

_１＝_ｃ−1/2_ｂ ……（1a） _２＝_ｃ＋1/2_ｂ ……（1b） そこで_ｃ＝1800Hzキャリヤ周波数 _ｂ＝2400Hz変調周波数 フィルタ160は第４図のように接続されている遅延16
2,164、アダー166,168及びマルチプライヤ170,172,174,
176を含む。フィルタ162は遅延180,182、アダー184,186
及びマルチプライヤ188,190,192,194を含む。マルチプ
ライヤ170,172,174,176,188,190,192及び194には次の掛
算係数が供給される。

a₁＝−1.856 a₂＝ 0.960 a₃＝−0.928 a₄＝−0.315 a₅＝ 0.630 a₆＝ 0.960 a₇＝ 0.315 a₈＝ 0.928 フィルタ160,162の第１の出力196,198は夫々マルチプ
ライヤ200に接続される。フィルタ160,162の第２の出力
202,204はマルチプライヤ206に接続され、マルチプライ
ヤ200,206の出力はアダー208に接続される。アダー208
の出力は線210を介して出力線210と214との間で４対１
の処理速度減縮を行うスイッチ212に接続される。

スイッチ212の出力線214はリーキイ・インタポーレー
タ回路216及びアダー218に接続される。リーキイ・イン
タポーレータ回路216は遅延220、アダー222及びマルチ
プライヤ224、226を含み、第４図のように接続される。
マルチプライヤ224,226には次のような係数が供給され
る。

b₁＝0.999 b₂＝0.001 リーキイ・インタポーレータ216の出力228はアダー218
に接続される。リーキイ・インタポーレータはその内容
にわずかな漏洩を有するインタポーレータとして作動
し、一定期間中平均入力信号に接近する出力信号を供給
するよう作用する。平均化期間は1/（1/b₁）サンプル期
間に対応する。入力と出力間の増幅はb₂/（1/b₁）に対
応する。リーキイ・インタポーレータ回路は（１−b₁）
の非常に低いカット・オフ周波数とサンプル周波数とを
掛算するローパス・フィルタと考えることができる。

アダー218は出力がアダー234の入力に接続されている
遅延236の入力に接続されている出力を持つアダー234を
含むサマー（総計器）232に対し線230を介して接続され
る。サマー234の出力はアダー218の出力がノンゼロ（零
でない、正又は負）のときに増加又は減少する。サマー
232の出力は線238を介してサマー232の出力と固定しき
い値とを比較する調節回路240に接続され、制御線244を
介し、比較の結果に従いモデム・クロックは発生回路24
2の動作を調節する。調節回路240は線246を介してサマ
ー232の遅延236をクリヤする信号を供給するよう接続さ
れる。モデム・クロック発生回路242は線154を介しＡ−
Ｄ変換器84にサンプリングするタイミングを制御する。

第５図はマスタ・モデム・レシーバ80（第３図）に含
まれているインタポーレーション・フィルタ88及び帯域
フィルタ92の詳細な回路図である。インタポーレーショ
ン・フィルタ88は個個の段251−０〜251−８を有する９
段バッファ・シフトレジスタ250を含む。Ａ−Ｄ変換器8
4からの入力線86はバッファ・シフトレジスタ段25250−
１に接続される。バッファ・シフトレジスタ段251−０
〜251−８からの出力は夫々のマルチプライヤ252−０〜
252−８に接続され、それらマルチプライヤの他の入力
には夫々A_-4,A_-3,A_-2,A_-1,A₀,A₁,A₂,A₃,A₄のフィルタ係
数が供給される。マルチプライヤ252−０〜252−８の出
力はその出力が線90に接続されているアダー254に接続
される。エネルギ・オン／オフ制御回路94及びタイミン
グ回復回路98に接続されるほか、線90は線256を介して
第２のバッファ・シフトレジスタ258の第１段に接続さ
れる。バッファ・シフトレジスタ258は32段259−０〜25
9−31を含み、帯域フィルタ92の一部を形成する。バッ
ファ・レジスタ段259−０〜259−31は夫々そこに供給さ
れる係数C₀〜C₃₁を有する夫々のマルチプライヤ260−０
〜260−31に接続される。これら係数の値は帯域フィル
タ92の希望する帯域濾波特性を供給するように選ばれ
る。マルチプライヤ260−０〜260−31の出力はアダー26
2に接続され、その出力は帯域フィルタ92の出力100を形
成する。

次に、上記の回路の動作について説明する。マルチ・
モデム12（第１図）はリモート・モデム14,16,18をポー
ルする。マスタ・モデム12はリモート・モデム14,16,18
すべてが受信するキャリアを連続送信する。リモート・
モデム142,16,18の１つはマスタ・モデムに対し情報を
返信することによってそれに応答する。特定のリモート
・モデム14,16,18はまずそのキャリヤをターン・オンし
てトレーニング・シーケンスを送り、マスタ・モデム12
にデータを送信する。マスタ・モデム12はキャリヤを検
知してＡ−Ｄ変換器84（第２図）のためのタイミング信
号、ゲイン制御回路106のための増幅ゲイン及びイコラ
イザ110（第３図）のためのイコライザ係数を決定す
る。リモート・モデム14,16,18の各々からの最初の送信
の開始において、テーブル１に示すように６ケのセグメ
ントSG₁〜SG₆から成る初期トレーニング・シーケンスが
送信される。下記のテーブル１の最初の列（１）は夫々
のセグメントSG₁〜SG₆の記号間隔の数を表わし、第２の
列（２）はそれに対応する近似時間をミリ秒で表わした
ものである。

その各セグメントは次のように定められている。

SG₁:セグメント1:代替（180゜位相代替） SG₂:セグメント2:イコライザ条件付パターン SG₃:セグメント3:構造シーケンス SG₄:セグメント4:代替（180゜位相代替） SG₅:セグメント5:イコライザ条件付パターン SG₆:セグメント6:スクランブルされた全バイナリ１ 初期トレーニング・シーケンスの記号間隔の合計数は
3534であり、約1472ミリ秒の合計時間に対応する。セグ
メントSG₁,SG₂,SG₆はCCITT推奨V.33に対応する従来のト
レーニング信号セグメントである。セグメントSG₃はデ
ータ・ビット・レート、変調の性質及び他の送信関係パ
ラメータのようなセットアップ条件に関する情報を含
む。セグメントSG₄はタイミング調節に関する計算に使
用される。セグメントSG₅はセグメントSG₃を送信する結
果として必要とされるイコライザ係数のわずかな再調節
を与える。

初期トレーニング・シーケンス中、マスタ・モデム・
レシーバ80（第３図）はオペレーティング・パラメータ
及びイコライザ係数を取得し、これらパラメータ及び係
数をレシーバ・パラメータ記憶ユニット156（第３図）
の送信中のリモート・モデムに関する位置に記憶する。
リモート・モデムによる各その後の送信は下記テーブル
２に示すように１つのセグメントのみから成る後続トレ
ーニング・セグメントと称する短いトレーニング信号で
開始される。

リモート・モデムは後続トレーニング・シーケンスと
同期して１組の識別周波数を送信することによって識別
することができる。従って、前に記憶されたレシーバ・
パラメータ及び係数はレシーバ・パラメータ記憶ユニッ
ト156の識別された位置から読出すことができる。非常
に概略な信号期間（この実施例では10.4ミリ秒）でレシ
ーバ・タイミング制御を調節するに十分な期間である。

第６図はインタポーレーション・フィルタ88のための
フィルタ係数A_k（ｋ＝−4,…,0,…，＋４）を計算する
係数計算器150（第３図）に含まれている回路の詳細を
表わす。インタポーレーション・フィルタ88は第９次La
grangeインタポーレーション方程式に基づき、残留時間
シフト値Ｐ（以下説明する）を使用する。従って、イン
タポーレーション・フィルタ出力サンプルＳ_o,nが次の
式から引出される。

Ｓ_o,n＝A_-4（Ｐ）・Ｓ_i,n−４＋…＋A_o（Ｐ）Ｓ_i,n＋A₄（Ｐ）・Ｓ_i,n＋４ ……（２） ここで Ｓ_i,n＝第ｎ入力サンプル Ｓ_o,n＝第ｎ出力サンプル Ｐ ＝残留時間シフト ｋ ＝−4,…,0,…，＋４ 及び 残留時間シフト値Ｐは連続的な冪P²,P³,…,P⁸を発生す
るよう接続された入力線270（第６図）に供給される。
読出専用メモリーの各記憶位置は第６図に示すように９
ケのアダー280−1,280−2,…,280−９に接続されている
９群のマルチプライヤ278−１〜278−９に接続され、そ
のアダーの出力は夫々インタポーレーション・フィルタ
・マルチプライヤ252−０〜252−８（第５図）に接続さ
れている出力先282−1,282−2,…,282−９に夫々９ケの
フィルタ係数値A_-4,A_-3,…,A₄を供給する。

前述したように、リモート・モデムからの最初の送信
中、テーブル１に示す初期トレーニング・シーケンスが
送信される。この初期トレーニング・シーケンス中、複
素数で表されるベクトルV_iはDFT計算器96（第３図）で
計算され、レシーバ・パラメータ記憶ユニット156に記
憶される。更に詳細に述べると、初期トレーニング・シ
ーケンスのセグメントSG₄中、下記の計算が行われる。

ここでS_iは連続的レシーバ・サンプルであり、Ｎは192
である。これら２つの値は掛算により下記のようにな
る。

V_i＝Ｖ_i,3000・Ｖ^＊ _i,600 ……（６） この式のＶ^＊ _i,600はＶ_i,600の共役複素数であり、Viは
レシーバ・パラメータ記憶ユニット156にレシーバ・パ
ラメータとして記憶される。この時点においてリーキイ
・インタポーレータ回路216（第４図）の遅延220の内容
によって形成される値ｇがレシーバ・パラメータとして
レシーバ・パラメータ記憶ユニット156に記憶される。

その後のトレーニング中、レシーバ・パラメータV_iは
イコライザ係数がレシーバ・パラメータ記憶ユニット15
6に記憶されたときと合致した状態になるようにサンプ
ル・クロック・タイミングをセットするよう使用され
る。詳細にいうと、その後のトレーニング中、タイミン
グ調節T₁秒は次の式で供給される。

T₁＝T₂＋T₃ ……（７） 上記方程式（７）において、T₃は関連するリモート・
モデム14,16,18のデータ・タイミング・クロックとマス
タ・モデム12のデータ・タイミング・クロックとの間の
タイミングのずれを補償する時間を表わす。

そのT₃は中間点からDiscrete Fourier Transform計算
の終りまでの延長期間中、次の方程式に従って計算され
る。

T₃＝６・ｇ・（0.002/2400） ……（８） そこでｇはレシーバ・パラメータ記憶ユニット156から
引出された記憶パラメータであり、因数0.002/2400は単
一期間間隔中モデム・クロック発生器242（第４図）に
供給することができるタイミング・シフトを表わす。

その寄与T₂は次の方程式から計算される。

そこでV_iは記憶ユニット156に記憶されているベクトル
値であり、V_sはその後のトレーニング期間中、合計48サ
ンプル全部についてDFT計算器96で計算される。更に詳
細には、まず次のように計算される。

ここでS_sは連続的レシーバ・サンプルであり、Ｎ＝48で
ある。これら２つの結果は掛算されて次のようになる。

V_s＝Ｖ_s,3000・Ｖ^＊ _s,600 ……（10） ここでＶ^＊ _s,600はＶ_s,600の共役複素数である。

記憶ユニット156から読出されたV_iの値と計算されたV
_sの値を使用して、方程式（９）でT₂が算出される。正
しいタイミング制御を行うため、多数のセグメントｌを
通してベクトル積V_i・Ｖ^＊ _ｓの回転により、−45゜及び
＋45゜間の位相角を有するその結果のベクトルを発生す
る。これは位相セグメント・デテクタ142で行われる。

次に、−45゜及び＋45゜間に置かれた結果のベクトル
の位相rphは第７図の流れ図に従って引出され、その回
路は第８図の位相−時間シフト変換器回路146（第３
図）に含まれている。

第８図は夫々線291,293を介して初期的に値０（零）
及び0.3927がロードされる遅延290,292を含む計算結果
のベクトル位相を計算するための回路を表わす。又、そ
の回路にはマルチブライヤ294,296,298,300,302,304,30
6,308,309と、比較器314に出力が接続され減算器として
作用するアダー312及びアダー310,312,313が含まれる。

第８図に示す回路要素は次のような定数値を有する。

アダー310 :d₀＝１ マルチプライヤ296:d₁＝0.31755 マルチプライヤ300:d₂＝0.20330 マルチプライヤ306:d₃＝−１又は＋１（比較器314の
出力） マルチプライヤ309:d₄＝0.5 マルチプライヤ308:d₅＝0.63602（＝2/π） 又、マルチプライヤ304は値V_xが供給され、アダー312は
値V_yが供給される。V_x及びV_yはベクトル積V_i・Ｖ^＊ _ｓの
実部と虚部である。アダー312の出力はV_y＜Ｗ又はV_y
Ｗによる出力信号d₃＝−１又は＋１を供給する比較器31
4に接続される。

第７図の流れ図において、その手順はブロック320か
ら開始する。

ブロック322では、下記のものを設定する。

V_x＝R_e（V_i・Ｖ^＊ _ｓ） V_y＝I_m（V_i・Ｖ^＊ _ｓ） rph＝０ Δrph＝0.3927 ｎ＝０ そこで、R_e及びI_mは夫々実部及び虚部を表わし、rphは
答のベクトルＶ＝（V_x,V_y）の位相（ラジアン）を表わ
し、ｎは手順の長さを決定するカウンタ値を表わす。

ブロック324では次の式が計算される。

Ｕ＝Ｆ（rph）＝rph＋0.31755（rph）^３＋0.2330（rph）^５ ……（11） 上記方程式（11）は作用Ｆ（rph）＝tan（rph）のため
の公知の近似計算である。この計算は回路要素296,293,
300,310（第８図）を使用して行われる。次のブロック3
26において、積Ｗ＝V_x・Ｕが計算される（第８図のマル
チプライヤ304で）。次のブロック328でV_y＜Ｗ稼動かに
ついての決定がなされる。ノーであれば、この手段はブ
ロック330に行き、そこでrphはΔrphだけ増加する。イ
エスであれば、この手段はブロック332に行き、そこでr
phはΔrphだけ減じられる。ブロック334においてｎ＞９
かどうかについて決定される。ノーであれば手順はブロ
ック336に行き、ｎがｎ＋１となり、ブロック338に行っ
てΔrphが0.5Δrphとなり（第８図のマルチプライヤ309
で）、ブロック324に戻る。ブロック334の決定がイエス
であると、手順はブロック340に行き、計算ｒ＝（2/
π）・rphが行われる（第８図のマルチプライヤ308
で）。そしてこの手順はブロック342に示される如く終
了する。そのようにして残留時間シフト値ｒが計算され
る。

方程式（７）は絶対時間値（秒）としてタイミング調
節TIを明確にする。しかし、方程式（７）は次のように
書換えた方がよい。

P1＝P2＋P3 ……（12） ここで、P2及びP3はサンプル間隔の分数における時間シ
フトの寄与を表わし、総和の値P1もサンプル間隔の分数
を表わす。従って寄与P2はサンプル間隔の分数で上記の
ように計算される残留時間シフト値ｒによって形成され
る。更に詳細に述べると、 P2＝（−0.5ｒ0.5） ……（13） 更に、 P3・（１−9600）＝T₃であるから方程式（８）を使用
して、 P3＝６・ｇ・（0.002/2400）又は P3＝0.048g ……（14） 計算された係数をインタポーレーション・フィルタ88
（第３図）にロードする前に初期またはその後のトレー
ニング中、インタポーレーション・フィルタは係数A_-4
＝１及びA_-3＝A_-2＝……＝A₄＝０で動作する。そこで、
Ｐの値は次のように計算される。

Ｐ＝P1^-1（P1＞0.19の場合） Ｐ＝P1（Ｐ0.19の場合） 上記計算によるＰの算出は位相−時間シフト変換器146
（第３図）で行われる。

上記のように計算されたＰの値はその後のトレーニン
グ・シーケンス中、係数計算器150におけるインタポー
レーション・フィルタ88のための係数A_k（Ｐ）（ｋ＝−
4,…,0,…，＋４）の計算に使用される。しかし、初期
トレーニング・シーケンス中、妥協時間シフトＰ^＊が使
用され、インターポーレーション・フィルタ係数を計算
する。初期トレーニング中における妥協時間シフトＰ^＊
の適用はその後のトレーニングを改善する。次に妥協時
間シフトＰ^＊の発生を説明する。

インタポーレーション・フィルタ88によって発生する
振幅歪はＰの符号とは無関係である。故に最少の振幅歪
に基づく妥協時間シフトＰ^＊は約0.25である。しかし、
インタポーレーション・フィルタ88は、又遅延歪をも発
生する。インタポーレーション・フィルタ88は時間シフ
ト値Ｐにより非線形位相特性を有する。その後のトレー
ニング中における劣化に関する最適妥協時間シフトＰ^＊
を決定するよう実験の努力がはらわれた。電話送信線を
通る信号路の終端における信号の劣化について、インタ
ポーレーション・フィルタ88及びイコライザ110が多数
の代替物で測定され、最適の妥協時間シフトＰ^＊＝−0.
19が決定された。この値Ｐ^＊＝−0.19は初期トレーニン
グ・シーケンス中、インタポーレーション・フィルタ係
数の計算のため、第６図の回路で使用される。

前述したように、初期トレーニング中妥協時間シフト
Ｐ^＊の適用はその後のトレーニング中においてその性能
を改善する。従って、初期トレーニング中に時間シフト
の適用がないと、その後のトレーニング・シーケンスに
おける障害は信号レベル以下で36dBより良いということ
がわかった。Ｐ＝−0.25の時間シフト値においては障害
は39dBより良く、妥協時間シフトＰ^＊＝−0.19において
は障害は41dBより良い。

かくして、妥協時間シフトＰ^＊＝−0.19は初期トレー
ニング・シーケンス中で適用される。この初期トレーニ
ング・シーケンス中、イコライザ係数はＰ^＊＝−0.19の
妥協時間シフトにおいて、インターポーレーション・フ
ィルタ88によって発生した加えられた歪を考慮して出さ
れる。前述したように、これらイコライザ係数はレシー
バ・パラメータ記憶ユニット156に記憶され、その後の
トレーニング・シーケンスに応答してアクセスされ、そ
の間残留時間シフトＰを前述のように発生する。

〔発明の効果〕

このマスタ・モデム・レシーバ80は非常に短いトレー
ニング期間中（例えば10.4ミリ秒）に非常に高いデータ
送信レート（14,400bps（ビット／秒））で高速且つ正
確な同期を達成することができる。更に、インタポーレ
ーションの動作は既に受信し、バッファ・シフトレジス
タ258（Fig.5）に記憶されている信号サンプルに適用さ
れるので、その後のイニシャライズ動作の完成前に受信
した信号サンプルでも捨てる必要がないばかりか、帯域
フィルタ92のより速い有効な動作に寄与することができ
るという利益を有する。その上、マスタ・モデム・レシ
ーバがその合計送信時間に比例して同期するべく必要な
時間は減少される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、マスタ・モデムと複数のリモート・モデムと
を含むデータ・モデム通信システムのブロック図、 第２図は、リモート・モデム送信機のブロック図、 第３図は、マスタ・モデム・レシーバのブロック図、 第４図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているタ
イミング回復回路の一部ブロック配線図、 第５図は、マスタ・モデム・レシーバに含まれているイ
ンタポーレーション・フィルタ及び帯域濾波器を含む一
部ブロック回路図、 第６図は、インタポーレーション・フィルタのための係
数計算器を示す一部ブロック回路図、 第７図は、残留時間シフト値の計算を示す流れ図、 第８図は、残留時間シフト値の計算を示す図略図であ
る。 図中、10……多点データ・モデム通信システム、30……
分岐点、12……マスタ・モデム、14,16,18……リモート
・モデム、22,24,26……リモートDTE、20……マスタDT
E、162,164……遅延、166,168……アダー、170,172,17
4,176……マルチプライヤ、258,250……バッファ、シフ
トレジスタ、252−０〜252−８……マルチプライヤ、26
0−０〜260−31……マルチプライヤ、254,262……アダ
ー、88……インタポーレーション・フィルタ、92……帯
域フィルタ。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−181224（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−59312（ＪＰ，Ａ) 特表 昭56−501345（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 3/04 - 3/18 H04B 7/005 H03H 15/00 - 17/00 H04L 27/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信線を介して複数のリモート・モデム
   （14、16、18）とマスタ・モデム（12）を有する多点デ
   ータ・モデム通信システム（10）であって、 前記マスタ・モデム（12）は、 送信線からアナログ信号を受信するサンプリング手段
   （84）と、 前記サンプリング手段（84）にタイミング信号を供給す
   るタイミング回復手段（98）と、 前記サンプリング手段（84）と前記タイミング回復手段
   （98）の間に接続され、それぞれのリモート・モデム
   （14、16、18）との通信の際に生ずる信号遅延歪み及び
   位相シフトを修正するためのインターポーレーション・
   フィルタ手段（88）と、 前記インターポーレーション手段（88）に接続され、前
   記リモート・モデム（14、16、18）の一つから送信され
   たトレーニング信号の前記サンプリング・手段（84）に
   よる受信中に、所定のインターポーレーション方程式に
   応じて前記インターポーレーション・フィルタ手段（8
   8）のためのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算
   手段（96,142、146、150）と、 を具備することを特徴とする多点データ・モデム通信シ
   ステム