JP2937614B2 - Billing signal sending circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、接続された公衆電話機
へ課金信号を送出するＰＣＭ端局装置内の課金信号送出
回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a charging signal transmitting circuit in a PCM terminal which transmits a charging signal to a connected public telephone.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の課金信号送出回路を図５に、また
この回路内の各部の信号波形を図６に示す。即ち、従来
の課金信号送出回路は、図５に示すように、課金信号の
数倍の周波数の矩形波信号を出力する発振回路１７と、
この発振回路１７の出力信号を任意の課金信号周波数ま
で分周した矩形波信号を出力する分周回路１８と、分周
回路１８の出力信号から正弦波信号を抽出する低域通過
フィルタ１９と、低域フィルタ１９の出力信号の送出を
制御するアナログスイッチ２１とを備えている。2. Description of the Related Art FIG. 5 shows a conventional billing signal transmission circuit, and FIG. 6 shows signal waveforms at various parts in the circuit. That is, as shown in FIG. 5, the conventional billing signal transmission circuit includes an oscillation circuit 17 that outputs a rectangular wave signal having a frequency several times that of the billing signal,
A frequency dividing circuit 18 that outputs a rectangular wave signal obtained by dividing the output signal of the oscillation circuit 17 to an arbitrary billing signal frequency, a low-pass filter 19 that extracts a sine wave signal from the output signal of the frequency dividing circuit 18, An analog switch 21 for controlling transmission of an output signal of the low-pass filter 19.
【０００３】この課金信号送出回路において、発振回路
１７は、課金信号周波数をｆ０（ＨZ ）とするとｎｆ０
（ＨZ ）の周波数の矩形波信号を出力する。この発振回
路１７の出力信号は、分周回路１８において、図６
（ａ）に示すような課金信号ｆ０（ＨZ ）まで１／ｎ分
周される。この分周回路１８の出力信号は、課金信号周
波数ｆ０（ＨZ ）を基本波とした正弦波信号と、その奇
数倍の正弦波信号の集合波であるため、低域通過フィル
タ１９により３ｆ０（ＨZ ）以上の高調波が除去され正
弦波信号が得られる。[0003] In this metering signal sending circuit, the oscillation circuit 17, when the charging signal frequency is f0 (H Z) nf0
A rectangular wave signal having a frequency of (H Z ) is output. The output signal of the oscillation circuit 17 is supplied to the frequency dividing circuit 18 as shown in FIG.
It is charged signal f0 (H Z) to 1 / n frequency division, as shown in (a). Since the output signal of the frequency dividing circuit 18 is a set wave of a sine wave signal whose fundamental wave is the billing signal frequency f0 (H Z ) and a sine wave signal of an odd multiple thereof, 3f0 ( Hz ) or higher harmonics are removed, and a sine wave signal is obtained.
【０００４】そして低域通過フィルタ１９により抽出さ
れた正弦波信号は、図６（ａ）に示す信号のｖ１の振幅
をＶ１とすると、Ｖ１／２（Ｖ）を基準に抽出された信
号であるため、コンデンサ２０により直流成分が除去さ
れ、グランドＧＮＤを基準とした図６（ｂ）に示す正弦
波信号ｖ２が得られる。この正弦波信号ｖ２は、アナロ
グスイッチ２１へ送出され、スイッチの切り替えを制御
する課金信号制御端子２４の論理値が「１」か「０」か
により、出力端子へ伝達される。The sine wave signal extracted by the low-pass filter 19 is a signal extracted on the basis of V1 / 2 (V), where V1 is the amplitude of v1 of the signal shown in FIG. Therefore, the DC component is removed by the capacitor 20, and the sine wave signal v2 shown in FIG. 6B with respect to the ground GND is obtained. The sine wave signal v2 is sent to the analog switch 21 and transmitted to the output terminal depending on whether the logical value of the charging signal control terminal 24 for controlling the switching is "1" or "0".
【０００５】このアナログスイッチ２１から出力される
信号の一部は、２Ｗ−４Ｗ変換回路（２線４線変換回
路）２７を介して２線式加入者線端子２６に出力され、
残りの一部の、２Ｗ−４Ｗ変換回路２７の特性により決
定される信号、即ちトランスハイブリッドロスが、アナ
ログスイッチ２１と接続された４Ｗ送り側端子から低域
通過フィルタ２８の接続された４Ｗ受け側端子へ送られ
る。A part of the signal output from the analog switch 21 is output to a 2-wire subscriber line terminal 26 via a 2W-4W conversion circuit (2-wire 4-wire conversion circuit) 27,
The remaining part of the signal determined by the characteristics of the 2W-4W conversion circuit 27, that is, the trans-hybrid loss, is transmitted from the 4W sending side terminal connected to the analog switch 21 to the 4W receiving side connected to the low-pass filter 28. Sent to terminal.
【０００６】一般に電話回線で用いられる音声信号の周
波数帯域は、３００〜３４００ＨZであり、課金信号の
周波数帯域は１２ＫＨZ または１６ＫＨZ であるため、
両周波数帯域においてトランスハイブリッドロスを一様
に低減させることは困難である。このため、課金信号周
波数帯域においては、２Ｗ−４Ｗ変換回路２７の４Ｗ送
り側端子から４Ｗ受け側端子へ伝送される信号を抑圧す
るために、アナログ低域通過フィルタ２８を用いて課金
信号の対局側への伝送量を低減するようにしている。[0006] In general the frequency band of the speech signal used in the telephone line is 300～3400H Z, since the frequency band of the metering signal is 12KH Z or 16KH Z,
It is difficult to reduce transformer hybrid loss uniformly in both frequency bands. Therefore, in the billing signal frequency band, in order to suppress the signal transmitted from the 4W sending terminal to the 4W receiving terminal of the 2W-4W conversion circuit 27, the billing signal is played using the analog low-pass filter 28. The transmission amount to the side is reduced.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】従来の課金信号送出回
路では、課金信号をアナログスイッチにより送出するタ
イミングが発呼者の発呼した時間により決定されてお
り、課金信号を送出する瞬間の時間が図６（ｂ）に示す
ようにｔ１，ｔ２，ｔ３であるとすると、時間ｔ１，ｔ
２，ｔ３での瞬時値が出力され、ランダムな時間でスイ
ッチングされている。このアナログスイッチから出力さ
れた課金信号を除去するため、コンデンサと抵抗とを用
いたアナログ低域通過フィルタ（ＣＲフィルタまたはア
クティブフィルタ）２８が用いられるが、アナログスイ
ッチの切り替え時間を０，１／２ｆ０，１／ｆ０，３／
２，ｆ０，・・・，ｍ／２ｆ０（秒）（ｍは正の整数）
とした場合、即ち信号ｖ２の瞬時値が「０」となるとき
には、アナログ低域通過フィルタ２８の出力には図６
（ｃ）に示されるような信号ｖ３が出力される。この信
号ｖ３は、アナログ低域通過フィルタ２８のＣＲに流れ
る過渡電流によりアナログスイッチが切り替えられた瞬
間の或ＣＲで決定された時間内において、ＣＲで決定さ
れる振幅が定常状態での振幅に加算されたものであり、
このような低域通過フィルタ２８の過渡応答による信号
振幅が音声信号以外の雑音となって対向局側へ伝送され
るという問題があった。また、この過渡状態における信
号の振幅は、ＣとＲが大きくなるにつれて増加し、この
ためＣとＲとを用いたアナログ低域通過フィルタ２８の
次数を上げ遮断特性を急峻にしても、定常状態の振幅を
抑えることには有効であるが、過渡状態における振幅は
抑えることができないため、雑音を一定値以上低減でき
ないという問題もあった。In the conventional billing signal transmitting circuit, the timing at which the billing signal is transmitted by the analog switch is determined by the calling time of the caller. Assuming that t1, t2, and t3 are as shown in FIG.
The instantaneous values at 2 and t3 are output and are switched at random times. To remove the billing signal output from the analog switch, an analog low-pass filter (CR filter or active filter) 28 using a capacitor and a resistor is used, but the switching time of the analog switch is set to 0, 1 / 2f0. , 1 / f0, 3 /
2, f0, ..., m / 2f0 (second) (m is a positive integer)
That is, when the instantaneous value of the signal v2 becomes “0”, the output of the analog low-pass filter 28 is
A signal v3 as shown in (c) is output. This signal v3 is obtained by adding the amplitude determined by CR to the amplitude in the steady state at the moment when the analog switch is switched by the transient current flowing through the CR of the analog low-pass filter 28 and within the time determined by CR. Was done,
There is a problem that the signal amplitude due to the transient response of the low-pass filter 28 becomes noise other than the voice signal and is transmitted to the opposite station side. Further, the amplitude of the signal in the transient state increases as C and R increase. Therefore, even if the order of the analog low-pass filter 28 using C and R is increased and the cutoff characteristic is sharp, the steady-state Although it is effective to suppress the amplitude of the noise, it is not possible to suppress the amplitude in the transient state, so that there is a problem that the noise cannot be reduced by a certain value or more.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るために本発明は、発振回路からの課金信号を入力する
と、この入力時点から課金信号の基本周波数成分が最も
減少する時点までの時間だけ遅延させる遅延回路と、遅
延回路の出力と外部からの課金制御信号とに基づいてア
ナログスイッチを制御し発振回路からの課金信号を送出
させるフリップフロップとを備えるようにしたものであ
る。In order to solve such a problem, the present invention is to input a billing signal from an oscillation circuit.
And the fundamental frequency component of the billing signal
A delay circuit that delays by the time until the time of the decrease, and an alarm based on an output of the delay circuit and an external billing control signal.
Controls analog switch and sends billing signal from oscillator circuit
And a flip- flop for causing the flip- flop .
【０００９】[0009]
【作用】発振回路からの課金信号は、その課金信号の基
本周波数成分が最も減少する時点までの時間だけ遅延さ
れた後、アナログスイッチが制御されて送出されるた
め、課金信号の送出または送出停止の瞬間に発生する雑
音の対向局側への伝送を阻止できる。 The billing signal from the oscillation circuit is based on the billing signal.
Delayed by the time until this frequency component decreases the most
After that, the analog switch is controlled and transmitted, so that transmission of noise generated at the moment of transmission or stoppage of the billing signal to the opposite station can be prevented.
【００１０】[0010]
【実施例】以下、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は、本発明に係る課金信号送出回路の一実施例
を示すブロック図であり、図２は同回路の各部の波形図
である。図１において、発振回路１は、課金信号周波数
ｆ０（ＨZ ）のｎ倍の周波数で発振を繰り返し、ｎｆ０
（ＨZ ）の周波数の矩形波信号を出力している。次にこ
の信号は、分周回路２において課金信号ｆ０（ＨZ ）ま
で１／ｎ分周される。そして分周された矩形波信号ｆ０
（ＨZ ）は、この信号ｆ０（ＨZ ）を基本波とした正弦
波信号と、その奇数倍の正弦波信号の集合波であるた
め、低域通過フィルタ３により３ｆ０（ＨZ ）以上の高
調波が除去され正弦波信号ｆ０（ＨZ ）が得られる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a charging signal transmitting circuit according to the present invention, and FIG. 2 is a waveform diagram of each part of the circuit. In FIG. 1, an oscillation circuit 1 repeats oscillation at a frequency n times the billing signal frequency f0 (H Z ),
A rectangular wave signal having a frequency of (H Z ) is output. Then this signal is metering signal f0 (H Z) to 1 / n frequency division in the frequency divider circuit 2. Then, the divided rectangular wave signal f0
(H Z) includes a sine wave signal This signal f0 of the (H Z) and the fundamental wave, since a set wave of an odd multiple of the sine wave signal, a low-pass filter 3 3f0 (H Z) or more Harmonics are removed to obtain a sine wave signal f0 (H Z ).
【００１１】低域通過フィルタ３により抽出された正弦
波信号は、分周回路２の出力信号の振幅をＶａ（Ｖ）と
すると、約Ｖａ／２（Ｖ）を基準に抽出された信号であ
るため、コンデンサ４により直流成分が除去され、グラ
ンドＧＮＤを基準とした図２（ａ）に示す正弦波信号ｖ
１が得られる。この正弦波信号ｖ１は、アナログスイッ
チ５へ送出され、このアナログスイッチの切り替えを制
御する制御端子１１はフリップフロップ９のＱ端子また
はＱ反転端子に接続され、フリップフロップ９のＱ端子
またはＱ反転端子の出力論理値が「１」か「０」かによ
り、低域通過フィルタ３の出力信号ｖ１が２Ｗ−４Ｗ変
換回路１４へ伝達される。The sine wave signal extracted by the low-pass filter 3 is a signal extracted based on about Va / 2 (V), where Va (V) is the amplitude of the output signal of the frequency divider 2. Therefore, the DC component is removed by the capacitor 4 and the sine wave signal v shown in FIG.
1 is obtained. The sine wave signal v1 is sent to the analog switch 5. The control terminal 11 for controlling the switching of the analog switch is connected to the Q terminal or the Q inversion terminal of the flip-flop 9, and the Q terminal or the Q inversion terminal of the flip-flop 9. The output signal v1 of the low-pass filter 3 is transmitted to the 2W-4W conversion circuit 14 depending on whether the output logical value of “1” is “1” or “0”.
【００１２】また、フリップフロップ９のＣＫ端子に
は、コンデンサと抵抗により構成された遅延回路７の出
力が波形整形素子８を介して接続されており、遅延回路
７の入力には分周回路２の出力が接続されている。ここ
で、遅延回路７に分周回路２の出力信号が与えられる
と、波形整形素子８の出力ｖ２は、遅延回路７内のＣＲ
と波形整形素子８のしきい値で決定される時間だけ、分
周回路２の出力時間より遅れ、図２（ｂ）に示すような
波形となる。The output of a delay circuit 7 composed of a capacitor and a resistor is connected to the CK terminal of the flip-flop 9 via a waveform shaping element 8. Output is connected. Here, when the output signal of the frequency dividing circuit 2 is given to the delay circuit 7, the output v2 of the waveform shaping element 8
And the time determined by the threshold value of the waveform shaping element 8 lags behind the output time of the frequency divider 2, resulting in a waveform as shown in FIG.
【００１３】この波形整形素子８の出力信号ｖ２を分周
回路２の出力信号と比較した遅れ時間Ｔｄは、低域通過
フィルタ３の位相遅れを無視できる値（−１８０°×
ｍ；ただしｍは「０」または正の整数）とし、分周回路
２の出力振幅をＶａ、波形整形素子８のしきい値をＶｔ
ｈとすると、式（１）により決定される。即ち、The delay time Td obtained by comparing the output signal v2 of the waveform shaping element 8 with the output signal of the frequency dividing circuit 2 is a value that can ignore the phase delay of the low-pass filter 3 (−180 ° ×
m; where m is “0” or a positive integer), the output amplitude of the frequency divider 2 is Va, and the threshold of the waveform shaping element 8 is Vt.
Assuming that h, it is determined by equation (1). That is,
【００１４】 Ｔｄ＝ＣＲ・ｌｎ（１−Ｖｔｈ／Ｖａ）・・・・・・・・・・・・（１）Td = CR · ln (1−Vth / Va) (1)
【００１５】上記（１）式で決定された時間Ｔｄ間は、
課金信号制御端子１１の論理値がフリップフロップ９の
Ｄ端子に入力されても波形整形素子８の出力論理値（即
ち、フリップフロップ９のＣＫ端子の入力論理値）が変
化しないため課金信号は出力されないが、Ｔｄ時間後は
ＣＫ端子の入力論理値が変化するため、課金信号が出力
される。したがって、遅延回路７のＣＲを設定すること
により、任意の時間でスイッチング動作が可能になる。During the time Td determined by the above equation (1),
Even if the logical value of the charging signal control terminal 11 is input to the D terminal of the flip-flop 9, the output logical value of the waveform shaping element 8 (ie, the input logical value of the CK terminal of the flip-flop 9) does not change, so that the charging signal is output. However, since the input logic value of the CK terminal changes after the time Td, a billing signal is output. Therefore, by setting the CR of the delay circuit 7, the switching operation can be performed at an arbitrary time.
【００１６】一方、課金信号ｆ０（ＨZ ）を図３（ａ）
に示すように、時間ｔ＝０〜１／２ｆ０（秒）の範囲内
においてランダムにスイッチングした場合、アナログ低
域通過フィルタ１６の出力には、それぞれのスイッチン
グ時間により異なった信号波形が出力される。この信号
波形の変化は周波数ｆ０（ＨZ ）を基本波とした高調波
成分が増減するためであり、この基本波と高調波との比
を表したグラフが図３（ｂ）である。On the other hand, the charging signal f0 (H Z ) is shown in FIG.
As shown in (2), when switching is performed randomly within the range of time t = 0 to 1 / 2f0 (second), different signal waveforms are output to the output of the analog low-pass filter 16 depending on the respective switching times. . This change in signal waveform is for frequency f0 (H Z) of the harmonic component and the fundamental wave is increased or decreased, the graph showing the ratio between the harmonic and the fundamental wave is shown in FIG 3 (b).
【００１７】図３（ｂ）に示されるように、１／４ｆ０
（秒）の瞬間にアナログスイッチ５を切り替えたなら
ば、課金信号の高調波成分が増加するため、その基本波
である課金信号周波数成分ｆ０（Ｈｚ）は最も減少す
る。周期，周波数が同じであれば、振幅の大きい場合即
ち課金信号周波数ｆ０（Ｈｚ）の成分が小さい場合、対
向局側へ伝送される雑音も低減する。As shown in FIG. 3B, 1 / 4f0
If the analog switch 5 is switched at the moment of (seconds), the harmonic component of the billing signal increases, and the billing signal frequency component f0 (Hz), which is the fundamental wave, decreases most. If the period and the frequency are the same, when the amplitude is large , that is, when the component of the billing signal frequency f0 (Hz) is small, the noise transmitted to the opposite station side is also reduced.
【００１８】また、２Ｗ−４Ｗ変換回路１４の送り側４
線端子から受け側４線端子へ伝送される課金信号を抑圧
するアナログ低域通過フィルタ１６は、図４（ｂ）に示
すように周波数ｆ０（ＨZ ）において一定の減衰量を持
つように減衰特性が設定されている。このため、アナロ
グスイッチの出力信号に周波数ｆ０（ＨZ ）以上の高調
波成分が含まれていても、アナログ低域通過フィルタ１
６により、周波数ｆ０（ＨZ ）における減衰量の数倍の
減衰が行われる。The sending side 4 of the 2W-4W conversion circuit 14
Analog low-pass filter 16 for suppressing charging signal transmitted to the receiving side four-wire terminal from the line terminal, the attenuation to have a certain amount of attenuation at the frequency f0 (H Z) as shown in FIG. 4 (b) Characteristics have been set. Therefore, even if the output signal of the analog switch contains a harmonic component higher than the frequency f0 (H Z ), the analog low-pass filter 1
By 6, several times the attenuation of the attenuation in the frequency f0 (H Z) is performed.
【００１９】即ち、アナログ低域通過フィルタ１６の十
分な減衰域における減衰量はＫ×６ｄＢ／ＯＣＴ（Ｋは
フィルタ次数）で表され、アナログ低域通過フィルタ１
６に例えば４次フィルタを用いた場合には、周波数ｆ０
（Ｈｚ）の２次高調波２ｆ０（Ｈｚ）の振幅は周波数ｆ
０（Ｈｚ）の場合よりも２４ｄＢ低い値となる。したが
って、アナログスイッチ５をスイッチングした瞬間に発
生する高調波成分は周波数ｆ０（Ｈｚ）の場合と比較し
て無視できる。よって、高調波成分の増加により周波数
ｆ０（Ｈｚ）成分が減少される１／４ｆ０（秒）、また
同様に１／ｆ０（秒）以降の瞬時値が正負の最大値にな
る時間に、低域通過フィルタ３の位相遅れを考慮して上
記（１）式の時間を設定することにより、対局側へ伝送
される課金信号送出に伴う雑音を抑制することができ
る。That is, the amount of attenuation of the analog low-pass filter 16 in a sufficient attenuation range is represented by K × 6 dB / OCT (K is a filter order).
For example, when a fourth-order filter is used for frequency 6,
The amplitudes of the second harmonic (Hz) 2f0 (H z) is the frequency f
The value is 24 dB lower than the case of 0 (H z ). Accordingly, harmonic components generated at the moment of switching the analog switch 5 is off at negligible compared with the case of the frequency f0 (Hz). Therefore, 1 / 4f0 frequency f0 (H z) component is reduced by an increase in harmonic components (in seconds), Similarly to the instantaneous value of the subsequent 1 / f0 (sec) time of maximum value of the positive and negative, low By setting the time of the above equation (1) in consideration of the phase delay of the band-pass filter 3, it is possible to suppress noise accompanying transmission of the billing signal transmitted to the opposite side.
【００２０】このように、課金信号のスイッチング時間
を任意に設定可能なタイミング調整回路１５を備え、雑
音の原因となるアナログ低域通過フィルタの過渡応答時
の振幅を低減させるために、課金信号の送出時間を課金
信号周波数成分が最も減少する時間、即ち課金信号の振
幅が最も大きい時間に設定したことにより、課金信号の
送出または送出停止の瞬間に発生する雑音の対向局側へ
の伝達が阻止される。As described above, the timing adjustment circuit 15 capable of arbitrarily setting the switching time of the charging signal is provided. In order to reduce the amplitude of the analog low-pass filter during the transient response, which causes noise, the charging signal is changed. By setting the transmission time to the time when the frequency component of the charging signal decreases most, that is, the time when the amplitude of the charging signal is the largest , transmission of noise generated at the moment of transmitting or stopping the transmission of the charging signal to the opposite station is prevented. Is done.
【００２１】[0021]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
発振回路からの課金信号は、その課金信号の周波数成分
が最も減少する時点までの時間だけ遅延された後、アナ
ログスイッチが制御されて送出されるため、課金信号の
送出または送出停止の瞬間に発生する雑音の対向局側へ
の伝送を阻止できる。As described above, according to the present invention,
The billing signal from the oscillation circuit is the frequency component of the billing signal.
After a delay to the point at which
Since the log switch is controlled and transmitted, it is possible to prevent transmission of noise generated at the moment when the charging signal is transmitted or stopped to the opposite station.
【図１】本発明に係る課金信号送出回路の一実施例を示
すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a charging signal transmission circuit according to the present invention.
【図２】上記実施例回路の各部の信号波形図である。FIG. 2 is a signal waveform diagram of each part of the circuit of the embodiment.
【図３】上記実施例回路におけるアナログスイッチ出力
信号とその周波数成分との関係を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a relationship between an analog switch output signal and its frequency component in the circuit of the embodiment.
【図４】上記実施例回路におけるアナログ低域通過フィ
ルタの入出力特性図である。FIG. 4 is an input / output characteristic diagram of an analog low-pass filter in the circuit of the embodiment.
【図５】従来の課金信号送出回路のブロック図である。FIG. 5 is a block diagram of a conventional billing signal transmission circuit.
【図６】従来回路の各部の信号波形図である。FIG. 6 is a signal waveform diagram of each part of the conventional circuit.
１ 発振回路 ２ 分周回路 ３ 低域通過フィルタ ４ コンデンサ ５ アナログスイッチ ７ 遅延回路 ８ 波形整形素子 ９ フリップフロップ １１ 課金信号制御端子 １２ 課金信号出力端子 １３ ２線式加入者接続端子 １４ ２Ｗ−４Ｗ変換回路 １５ タイミング調整回路 １６ アナログ低域通過フィルタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Oscillation circuit 2 Divider circuit 3 Low-pass filter 4 Capacitor 5 Analog switch 7 Delay circuit 8 Waveform shaping element 9 Flip-flop 11 Billing signal control terminal 12 Billing signal output terminal 13 Two-wire subscriber connection terminal 14 2W-4W conversion Circuit 15 Timing adjustment circuit 16 Analog low-pass filter
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−22263（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−92066（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−95435（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−91217（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04M 15/00 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-4-22263 (JP, A) JP-A-2-92066 (JP, A) JP-A-5-95435 (JP, A) JP-A-5-95435 91217 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 6 , DB name) H04M 15/00
Claims (1)
する２線４線変換回路と、前記２線４線変換回路の４線
受け側端子に接続され前記公衆電話機に送出される課金
信号の通過を抑制する低域通過フィルタとを有するＰＣ
Ｍ端局装置の前記２線４線変換回路の４線送り側端子に
接続され、前記課金信号を発生する発振回路と、発振回
路により発生した課金信号の送出を制御するアナログス
イッチとを有する課金信号送出回路において、前記 発振回路からの課金信号を入力すると、この入力時
点から前記課金信号の基本周波数成分が最も減少する時
点までの時間だけ遅延させる遅延回路と、前記遅延回路
の出力と外部からの課金制御信号とに基づいて前記アナ
ログスイッチを制御し発振回路からの前記課金信号を送
出させるフリップフロップとを備え、前記課金信号の送
出の際に発生する雑音の対向局側への伝達を阻止するこ
とを特徴とする課金信号送出回路。1. A public telephone is connected via a two-wire subscriber line.
2 wire to 4 wire converting circuit, and 4 wires of the 2 wire to 4 wire converting circuit
Billing connected to the receiving terminal and sent to the public telephone
PC having low-pass filter for suppressing signal passage
To the 4-wire sending side terminal of the 2-wire 4-wire conversion circuit of the M terminal equipment
Are connected, the oscillation circuit and the oscillation times for generating said metering signal
Analog signal that controls the transmission of the charging signal generated by the
In metering signal sending circuit and a switch, entering a metering signal from the oscillating circuit, when the input
From the point when the fundamental frequency component of the billing signal decreases most
A delay circuit for delaying a time to a point, and the delay circuit
The analog switch is controlled based on the output of the control signal and an external charging control signal to transmit the charging signal from the oscillation circuit.
And a flip-flop for transmitting the billing signal.
Metering signal transmitting circuit, wherein the this <br/> to prevent transmission to the opposite station side of the noise generated during the output.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7878892A JP2937614B2 (en) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | Billing signal sending circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP7878892A JP2937614B2 (en) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | Billing signal sending circuit |
Publications (2)
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| JPH05252316A JPH05252316A (en) | 1993-09-28 |
| JP2937614B2 true JP2937614B2 (en) | 1999-08-23 |
Family
ID=13671624
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Country Status (1)
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-
1992
- 1992-03-02 JP JP7878892A patent/JP2937614B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05252316A (en) | 1993-09-28 |
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